JP6729249B2 - 電力変換器の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換器の制御装置に関する。

特許文献１には、電動機を駆動する電動機駆動装置が記載されている。例えば電動機駆動装置はコンバータとインバータとコンデンサとを備えている。コンバータは交流電圧を直流電圧に変換し、この直流電圧を一対の直流母線の間に出力する。コンデンサは一対の直流母線の間に接続されている。インバータは、一対の直流母線の間の直流電圧を交流電圧に変換し、この交流電圧を電動機へと出力する。

直流リンク部にＬＣフィルタを持つインバータ装置においては負荷変動、出力周波数変動に対して、ＬＣフィルタの共振周波数で直流電圧が脈動する場合がある。つまり、直流電圧は脈動成分を含む。特許文献１では、この直流電圧の脈動成分の振幅を、制御によって低減している。

特許第４０６７０２１号公報

しかしながら特許文献１に記載の技術では、インバータが出力する交流電圧の振幅は、直流電圧の脈動成分に応じて脈動する。この場合、交流電圧の振幅をその上限値に維持することは難しい。よって、交流電圧の振幅の平均値は上限値よりも小さくなる。このような交流電圧の振幅の平均値の低減は望ましくない。

ここで電圧利用率を導入する。電圧利用率は、インバータが出力する交流電圧の振幅の平均値の、直流電圧に対する比である。つまり、電圧利用率は、インバータに入力される直流電圧に対して、平均的に、どの程度の割合で交流電圧を出力するかを示す指標である。交流電圧の振幅の平均値の上限値は高いことが望ましいので、電圧利用率の上限値も高いことが望ましい。

そこで本願は、電圧利用率の上限値の低減を抑制しつつ、直流電圧の脈動成分の振幅を抑制できる電動機駆動装置を提供することを目的とする。

本発明にかかる電力変換器の制御装置の第１の態様は、脈動成分(Vdch)を含む直流電圧(Vdc)が入力され、前記直流電圧を交流電圧に変換し、前記交流電圧を負荷(M1)に出力して、前記負荷に交流電流を流す電力変換器(2)を制御する装置であって、前記脈動成分を検出する脈動成分検出部(4)と、前記電力変換器を制御して、前記交流電圧と前記交流電流との位相差の余弦値である負荷力率を、前記脈動成分の瞬時値の増大に応じて増大させる制御回路(3)とを備える。

本発明にかかる電力変換器の制御装置の第２の態様は、第１の態様にかかる電力変換器の制御装置であって、前記交流電流を検出する電流検出部(5)を備え、前記制御回路(3)は、前記負荷力率が前記脈動成分(Vdch)の前記瞬時値の増大に応じて増大するように、前記交流電圧の電圧位相(θｖ)についての第１電圧位相指令(θｖ**)を、前記交流電流の電流位相(θi)および前記脈動成分(Vdch)の前記瞬時値に基づいて補正して、第２電圧位相指令(θv*)を生成し、前記電力変換器(2)を制御するための制御信号(S)を、前記第２電圧位相指令に基づいて生成する。

本発明にかかる電力変換器の制御装置の第３の態様は、第２の態様にかかる電力変換器の制御装置であって、前記制御回路(3)は、前記第１電圧位相指令(θv**)と前記電流位相(θi)とに基づいて、前記負荷力率についての第１力率指令(PF**)を算出し、前記脈動成分(Vdch)の前記瞬時値の増大に応じて前記第１力率指令を増大させる補正を行って、第２力率指令(PF*)を算出し、前記第２力率指令と前記電流位相とに基づいて前記第２電圧位相指令(θv*)を算出する。

本発明にかかる電力変換器の制御装置の第４の態様は、第３の態様にかかる電力変換器の制御装置であって、前記制御回路(3)は、前記第２力率指令(PF*)が１を超える場合には、前記第２力率指令を１に設定し、および／または、前記第２力率指令が−１を下回る場合には、前記第２力率指令を−１に設定する。

本発明にかかる電力変換器の制御装置の第５の態様は、第１から第４のいずれか一つの態様にかかる電力変換器の制御装置であって、前記制御回路(3)は、前記脈動成分(Vdch)の前記瞬時値の増大に応じて増大する補正値(H)で前記負荷力率を変動させ、前記直流電圧(Vdc)に対する前記交流電圧の振幅(Vm)の比または前記交流電流の振幅が小さいほど、前記補正値の絶対値が大きくなるように、前記補正値を算出する。

本発明にかかる電力変換器の制御装置の第６の態様は、第１から第５のいずれか一つの態様にかかる電力変換器の制御装置であって、相互間に前記直流電圧(Vdc)が印加される第１直流母線(LH)および第２直流母線(LL)が、前記電力変換器(2)に接続され、前記第１直流母線と前記第２直流母線との間には、コンデンサ(C1)が接続され、前記コンデンサに対して前記電力変換器(2)とは反対側で、前記第１直流母線または前記第２直流母線の上には、リアクトル(L1)が設けられており、前記脈動成分検出部(4)は、前記コンデンサ側の前記リアクトルの一端の電位を基準電位とした前記リアクトルの電圧(VL)を、前記脈動成分(Vdch)の逆相として検出し、または、前記リアクトルの他端の電位を基準電位とした前記リアクトルの電圧を、前記脈動成分として検出する。

本発明にかかる電力変換器の制御装置の第１の態様によれば、脈動成分の瞬時値の増大に応じて負荷力率を増大させることで、実施の形態で詳述するように、電力変換器へと入力される電流を、脈動成分の瞬時値の増大に応じて増大させることができる。よって、電力変換器の入力電圧たる直流電圧の更なる増大、即ち脈動成分の瞬時値の更なる増大が抑制される。逆に、脈動成分の瞬時値が小さいときには、電力変換器へと入力される電流が低減する。これにより、脈動成分の瞬時値の更なる低減が抑制される。

以上のように、直流電圧の脈動成分の瞬時値が大きいときには、脈動成分の瞬時値の更なる増大が抑制され、脈動成分の瞬時値が小さいときには、脈動成分の瞬時値の更なる低減が抑制される。したがって、脈動成分の振幅を低減することができる。

しかも、交流電圧の振幅を低減させる必要がない。つまり、電圧利用率（＝交流電圧の振幅／直流電圧）を低減させる必要がない。

本発明にかかる電力変換器の制御装置の第２の態様によれば、第１電圧位相指令を補正して第２電圧位相指令を生成することで、負荷力率を制御している。よって、電圧指令に基づく従来の制御を簡易に利用することができる。

本発明にかかる電力変換器の制御装置の第３の態様によれば、第１力率指令を補正して第２力率指令を算出することにより、負荷力率をより正確に制御できる。

本発明にかかる電力変換器の制御装置の第４の態様によれば、適切に第２電圧位相指令を算出することができる。

本発明にかかる電力変換器の制御装置の第５の態様によれば、補正値の絶対値は、当該比あるいは交流電流の振幅が小さいほど、大きい。したがって、当該比または交流電流の振幅の低下に起因する直流電流の補正量の低下を抑制できる。ひいては、当該比または交流電流の振幅の低下に起因する効果の低下を抑制することができる。

本発明にかかる電力変換器の制御装置の第６の態様によれば、簡単に脈動成分を検出できる。

負荷駆動装置の構成の一例を概略的に示す図である。 直流電圧、脈動成分およびリアクトル電圧の一例を模式的に示す図である。 制御回路の内部構成の一例を概略的に示すブロック図である。 電圧位相補正部の内部構成の一例を概略的に示すブロック図である。 比較例にかかる電圧制御率および位相差の一例を模式的に示す図である。 本実施の形態にかかる電圧制御率および位相差の一例を模式的に示す図である。 電圧位相補正部の内部構成の他の一例を概略的に示すブロック図である。 電圧位相補正部の内部構成の他の一例を概略的に示すブロック図である。 負荷駆動装置の構成の他の一例を概略的に示す図である。 検出部の内部構成の一例を概略的に示す図である。

＜負荷駆動装置の構成＞
図１は、負荷駆動装置の構成の一例を概略的に示している。負荷駆動装置は例えば整流器１とリアクトルＬ１とコンデンサＣ１と電力変換器２と制御回路３と検出部４とを備えている。

整流器１は交流電源Ｅ１から入力されるＮ（Ｎは自然数）相交流電圧を整流電圧に整流し、この整流電圧を直流母線（電源線）ＬＨ，ＬＬの間に出力する。図１の例では、整流器１はダイオード整流回路である。なお整流器１はダイオード整流回路に限らず、他の整流回路（例えば自励式整流回路または他励式整流回路）であってもよい。

また図１の例では整流器１は、三相交流電圧が入力される三相の整流回路である。ただし、整流器１に入力される交流電圧の相数、即ち整流器１の相数は三相に限らず適宜に設定されればよい。

コンデンサＣ１は直流母線ＬＨ，ＬＬの間に接続されている。コンデンサＣ１は例えばフィルムコンデンサである。コンデンサＣ１の容量を小さくした場合、直流母線ＬＨ，ＬＬの相互間に印加される直流電圧Ｖｄｃを十分に平滑しない。言い換えれば、コンデンサＣ１は整流器１が整流した整流電圧の脈動を許容する。よって直流電圧ＶｄｃはＮ相交流電圧の整流による脈動成分を有する。例えば全波整流を用いれば、この脈動成分は、Ｎ相交流電圧の周波数の２Ｎ倍の周波数を有する。以下では、この脈動成分を整流成分と呼ぶ。図１の例では、整流器１は三相交流電圧を全波整流するので、直流電圧Ｖｄｃは三相交流電圧の周波数の６倍の周波数で脈動することとなる。

リアクトルＬ１はコンデンサＣ１とともにＬＣフィルタを形成する。図１の例では、リアクトルＬ１は、整流器１とコンデンサＣ１との間において（つまり、コンデンサＣ１に対して電力変換器２とは反対側において）、直流母線ＬＨの上に設けられている。ただしこれに限らず、リアクトルＬ１は、整流器１とコンデンサＣ１との間において、直流母線ＬＬの上に設けられてもよい。

コンデンサＣ１の静電容量が上述の通り小さければ、このＬＣフィルタの共振周波数は高くなる傾向にある。同様にリアクトルＬ１のインダクタンスを小さくするほど、共振周波数は高くなる傾向にある。

電力変換器２は制御回路３からの制御信号Ｓに基づいて、直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換する。そして、電力変換器２はこの交流電圧を負荷Ｍ１へと出力する。電力変換器２は例えばインバータ回路である。図１の例では、電力変換器２として三相のインバータ回路が示されている。この電力変換器２は、例えば、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６とダイオードＤ１〜Ｄ６とを備えている。

スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタである。スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２は直流母線ＬＨ，ＬＬの間で相互に直列に接続されており、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４は直流母線ＬＨ，ＬＬの間で相互に直列に接続されており、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６は直流母線ＬＨ，ＬＬの間で相互に直列に接続されている。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は制御回路３からの制御信号Ｓに基づいて導通／非導通する。

ダイオードＤ１〜Ｄ６は、それぞれスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６に並列に接続されている。ダイオードＤ１〜Ｄ６の順方向は直流母線ＬＬから直流母線ＬＨへと向かう方向である。なお、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は、直流母線ＬＬから直流母線ＬＨへと向かう順方向の寄生ダイオードを有していてもよい。このようなスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は例えばＭＯＳ(Metal-Oxide-Semiconductor)電界効果トランジスタである。この場合、ダイオードＤ１〜Ｄ６は設けられていなくてもよい。

スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を接続する接続点が出力線Ｐｕの一端に接続され、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を接続する接続点が出力線Ｐｖの一端に接続され、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６を接続する接続点が出力線Ｐｗの一端に接続される。出力線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの他端は負荷Ｍ１に接続されている。

スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６が適切に制御されることによって、電力変換器２は直流電圧Ｖｄｃを交流電圧（図１の例では三相交流電圧）に変換し、変換後の交流電圧を、出力線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを介して負荷Ｍ１へと出力することができる。以下では、電力変換器２が出力する交流電圧および交流電流を、それぞれ出力交流電圧および出力交流電流とも呼ぶ。

負荷Ｍ１は例えば回転機（例えば誘導機又は同期機）であってもよい。また図１では三相の負荷Ｍ１が例示されているものの、その相数はこれに限らない。換言すれば、電力変換器２は三相の電力変換器に限らない。

制御回路３は制御信号Ｓを電力変換器２（具体的には、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６）へ出力して、電力変換器２の出力を制御する。

またここでは、制御回路３はマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等）、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御回路３はこれに限らず、制御回路３によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。

＜直流電圧Ｖｄｃの脈動成分＞
本負荷駆動装置において、直流電圧Ｖｄｃは、整流器１の整流とは別の要因でも脈動する。コンデンサＣ１およびリアクトルＬ１によって形成される共振回路の共振周波数は、例えば整流成分Ｖｒｅｃの周波数よりも高く設定されるため、直流電圧Ｖｄｃは、整流成分Ｖｒｅｃの周波数よりも高い周波数を有する脈動成分Ｖｄｃｈも含んでいる。図２は直流電圧Ｖｄｃ、脈動成分Ｖｄｃｈ、および、リアクトルＬ１の電圧ＶＬの一例を模式的に示している。図２に例示すように、直流電圧Ｖｄｃは、整流成分Ｖｒｅｃの周波数よりも高い周波数でも、脈動している。

本実施の形態では、直流電圧Ｖｄｃの脈動成分Ｖｄｃｈの振幅を制御により低減することを企図する。

＜基本原理＞
本実施の形態にかかる制御の説明に先立って、直流電圧Ｖｄｃの脈動成分Ｖｄｃｈの振幅を低減する基本原理について説明する。

直流電圧Ｖｄｃは、電力変換器２へ入力される直流電流ｉｄｃが大きくなると、低減する傾向にある。なぜなら、直流電流ｉｄｃの増大によってコンデンサＣ１から電力変換器２へと流れる電流が大きくなるからである。また逆に、直流電流ｉｄｃが低減すると、直流電圧Ｖｄｃは増大する傾向にある。

そこで、脈動成分Ｖｄｃｈの瞬時値の増大に応じて直流電流ｉｄｃを増大させる。このように、脈動成分Ｖｄｃｈの瞬時値の増大中において、直流電流ｉｄｃが増大すれば、脈動成分Ｖｄｃｈの更なる増大を抑制することができる。したがって、脈動成分Ｖｄｃｈの振幅を低減することができる。

逆に説明すると、脈動成分Ｖｄｃｈの瞬時値の低減に応じて、直流電流ｉｄｃを低減させる。このように、脈動成分Ｖｄｃｈの瞬時値の低減中において、直流電流ｉｄｃが低減すれば、脈動成分Ｖｄｃｈの更なる低減を抑制することができる。したがって、脈動成分Ｖｄｃｈの振幅を低減することができる。

より具体的な一例として、以下の式を用いて直流電流ｉｄｃを補正すればよい。

ｉｄｃ’’＝ｉｄｃ’＋Ｋ・Ｖｄｃｈ ・・・（１）

ここで、ｉｄｃ’’，ｉｄｃ’およびＫは、それぞれ、補正後の直流電流、補正前の直流電流およびゲインを示す。

式（１）によれば、脈動成分Ｖｄｃｈの瞬時値の増大に応じて直流電流ｉｄｃ’’が増大し、脈動成分Ｖｄｃｈの瞬時値の低減に応じて直流電流ｉｄｃ’’が低減する。これにより、脈動成分Ｖｄｃｈの振幅を低減できる。なお以下では、脈動成分Ｖｄｃｈの瞬時値の増大を単に脈動成分Ｖｄｃｈの増大とも呼び、脈動成分Ｖｄｃｈの瞬時値の低減を単に脈動成分Ｖｄｃｈの低減とも呼ぶ。

ところで、リアクトルＬ１の電圧ＶＬは脈動成分Ｖｄｃｈに相当する、と考えることができる。その理由について簡単に述べる。まず、直流電圧Ｖｄｃは整流成分Ｖｒｅｃと脈動成分Ｖｄｃｈとの和（Ｖｒｅｃ＋Ｖｄｃｈ）である。そして、例えばリアクトルＬ１のコンデンサＣ１側の一端の電位を基準電位とした電圧ＶＬを考慮すると、キルヒホッフの法則により、整流器１の出力電圧は電圧ＶＬと直流電圧Ｖｄｃの和と等しい。整流器１の出力電圧は、整流成分Ｖｒｅｃとほぼ等しいと考えることができるので、Ｖｒｅｃ＝Ｖｄｃ＋ＶＬが成立する。Ｖｄｃ＝Ｖｒｅｃ＋Ｖｄｃｈをこの式に代入すると、ＶＬ＝−Ｖｄｃｈが成立する。つまり、電圧ＶＬは理想的には脈動成分Ｖｄｃｈの逆相となる。言い換えれば、電圧ＶＬの正負は脈動成分Ｖｄｃｈと正負と相違する（図２も参照）。

ＶＬ＝−Ｖｄｃｈを式（１）に代入すると、以下の式が導かれる。

ｉｄｃ’’＝ｉｄｃ’−Ｋ・ＶＬ ・・・（２）

よって、式（２）で示すように直流電流ｉｄｃ’を補正すれば、脈動成分Ｖｄｃｈの振幅を低減できる。より一般的に説明すると、電圧ＶＬの瞬時値の増大に応じて直流電流ｉｄｃ’’が低減するように、換言すれば、電圧ＶＬの瞬時値の低減に応じて直流電流ｉｄｃ’’が増大するように、補正を行えば、脈動成分Ｖｄｃｈの振幅を低減できる。なお以下では、電圧ＶＬの瞬時値の増大を単に電圧ＶＬの増大とも呼び、電圧ＶＬの瞬時値の低減を単に電圧ＶＬの低減とも呼ぶ。

＜本実施の形態にかかる制御＞
上述のように、脈動成分Ｖｄｃｈの増大（あるいは電圧ＶＬの低減）に応じて直流電流を増大させれば、脈動成分Ｖｄｃｈの振幅を低減できる。本実施の形態では、この直流電流を直接に制御するのではなく、負荷Ｍ１側の力率である負荷力率を制御する。そして、この負荷力率の制御によって、等価的に、脈動成分Ｖｄｃｈの増大（あるいは電圧ＶＬの低減）に応じて直流電流を増大させるのである。具体的には、制御回路３は電力変換器２を制御して、負荷力率を脈動成分Ｖｄｃｈの増大（あるいは電圧ＶＬの低減）に応じて増大させる。

以下では、まず電圧ＶＬを用いた制御について述べる。例えば、以下の式を用いて負荷力率を補正する。

ｃｏｓθ２＝ｃｏｓθ１−Ｋ・ＶＬ ・・・（３）

ここで、θ２は出力交流電圧および出力交流電流の補正後の位相差を示し、θ１は出力交流電圧および出力交流電流の補正前の位相差を示す。よって、位相差θ１の余弦値ｃｏｓθ１は補正前の負荷力率を示し、位相差θ２の余弦値ｃｏｓθ２は補正後の負荷力率を示す。

次に、式（３）を用いることによって、直流電流ｉｄｃが電圧ＶＬの低減に応じて増大することを、以下に説明する。

電力変換器２の入力電力および出力電力は理想的に互いに等しい。よって、電力変換器２が三相交流電圧を出力する場合、以下の式が成立する。

ｉｄｃ・Ｖｄｃ＝√３・ｉｏ＿ｒｍｓ・Ｖｏ＿ｒｍｓ・ｃｏｓθ２ ・・・（４）

ここで、ｉｄｃは、電力変換器２へ入力される直流電流を示し、ｉｏ＿ｒｍｓおよびＶｏ＿ｒｍｓは、それぞれ、出力交流電流および出力交流電圧の実効値を示す。

次に電圧制御率Ｄを導入する。電圧制御率Ｄは、直流電圧Ｖｄｃに対する、出力交流電圧の振幅Ｖｍの比（＝Ｖｍ／Ｖｄｃ＝√２・Ｖｏ＿ｒｍｓ／Ｖｄｃ）である。この電圧制御率Ｄを用いて式（４）を変形すると、以下の式を導くことができる。

ｉｄｃ・Ｖｄｃ＝√３・ｉｏ＿ｒｍｓ・Ｄ・Ｖｄｃ／√２・ｃｏｓθ２・・・（５）

式（５）の両辺に直流電圧Ｖｄｃの逆数を乗算すると、以下の式が導かれる。

ｉｄｃ＝√（３／２）・ｉｏ＿ｒｍｓ・Ｄ・ｃｏｓθ２ ・・・（６）

式（６）に式（３）を代入すると、以下の式が導かれる。

ｉｄｃ＝√（３／２）・ｉｏ＿ｒｍｓ・Ｄ・（ｃｏｓθ１−Ｋ・ＶＬ）
＝√(3/2)・io_rms・D・cosθ1−√(3/2)・io_rms・D・K・VL ・・・（７）

式（７）の右辺の第１項は、式（６）に鑑みると、負荷力率を補正しないときの直流電流ｉｄｃと考えることができる。この直流電流ｉｄｃを、負荷力率を補正したときの直流電流ｉｄｃと区別すべく、直流電流ｉｄｃ１と呼び、負荷力率を補正したときの直流電流ｉｄｃを直流電流ｉｄｃ２と呼ぶ。直流電流ｉｄｃ１，ｉｄｃ２を用いて表すと、式（７）から以下の式を導くことができる。

ｉｄｃ２＝ｉｄｃ１・−√（３／２）・ｉｏ＿ｒｍｓ・Ｄ・Ｋ・ＶＬ ・・・（８）

式（８）の右辺の第２項には、電圧制御率Ｄおよび出力交流電流の実効値iｏ＿ｒｍｓが存在するものの、電圧ＶＬが存在する。よって、直流電流ｉｄｃ１は電圧ＶＬで補正されることになる。つまり、電圧ＶＬの低減に応じて直流電流ｉｄｃ２が増大するように、逆に言えば、電圧ＶＬの増大に応じて直流電流ｉｄｃ２が低減するように、直流電流ｉｄｃ１が補正される。

以上のように、式（３）を満たすように負荷力率を補正することで、直流電圧Ｖｄｃの脈動成分Ｖｄｃｈの振幅を低減できることが、分かる。より一般的に説明すれば、制御回路３は電力変換器２を制御して、電圧ＶＬの低減に応じて負荷力率を増大させることにより、脈動成分Ｖｄｃｈの振幅を低減することができる。

＜制御の具体例＞
制御回路３は、上述のように、負荷力率を脈動成分Ｖｄｃｈの増大に応じて増大させるべく、出力交流電圧の位相（以下、電圧位相と呼ぶ）についての電圧位相指令を補正しても構わない。例えば、制御回路３は、以下に、具体例について述べる。

図３は、制御回路３の内部構成の一例を概略的に示す機能ブロック図である。図３の例では、制御回路３は電圧指令生成部３１と直交／極座標変換部３２と電圧位相補正部３３と回転／固定座標変換部３４と制御信号生成部３５と固定／回転座標変換部３６とを備えている。

電圧指令生成部３１は出力交流電圧についての電圧指令Ｖ*を生成する。電圧指令Ｖ*の生成方法は特に限定されないものの、その一例を簡単に説明する。図３の例では、負荷Ｍ１が電動機である場合の制御回路３が示されている。図３の例では、制御回路３には、減算器３７が設けられており、この減算器３７には、電動機の回転速度ωと、回転速度ωについての回転速度指令ω*とが入力される。回転速度指令ω*は例えば外部から減算器３７に入力される。回転速度ωは例えば不図示の回転速度検出部によって検出される。回転速度検出部は、いわゆる回転速度センサ（例えばロータリエンコーダ）であってもよく、あるいは、電動機に流れる電流に基づいて回転速度ωを算出する演算回路を有していてもよい。減算器３７は回転速度指令ω*から回転速度ωを減算して偏差Δωを算出し、偏差Δωを電圧指令生成部３１に出力する。

図３の例では、電圧指令生成部３１には、電動機を流れる電流ｉｄ，ｉｑも入力されている。この電流ｉｄ，ｉｑは、それぞれ、電動機を流れる交流電流の、ｄ−ｑ軸回転座標系におけるｄ軸成分およびｑ軸成分である。ｄ−ｑ軸回転座標系は、電動機の界磁による電機子への鎖交磁束と同相に設定されたｄ軸と、ｄ軸に対して位相が９０度進むｑ軸とによって構成される。よってｄ−ｑ軸回転座標系は電動機に同期して回転する。

電動機を流れる電流（出力交流電流）は例えば電流検出部５によって検出される（図１参照）。電流検出部５は例えば電流検出回路であって、出力線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗをそれぞれ流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出し、これらを固定／回転座標変換部３６へと出力する。固定／回転座標変換部３６は、電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに対して座標変換を行って、ｄ−ｑ軸回転座標系における電流ｉｄ，ｉｑを算出する。なお、座標変換に必要なｄ−ｑ軸回転座標系と固定座標系との間の位相差は、例えば回転速度ω（または回転速度指令ω*）を積分して算出すればよい。

図１の例では、電流検出部５は電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出しているものの、いずれか二つを検出してもよい。電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの総和は理想的には零であるので、この二つの電流から残りの一つの電流を算出することができる。また図１の例では、電流検出部５は電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを直接に検出しているものの、直流母線ＬＨまたは直流母線ＬＬを流れる直流電流を検出してもよい。具体的には、電流検出部５は、コンデンサＣ１と電力変換器２との間において直流母線ＬＨまたは直流母線ＬＬを流れる直流電流を検出してもよい。この直流電流は、電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのうちスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチパターンに応じた電流と一致する。よってスイッチパターンおよび直流電流に基づいて電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを把握できる。かかる電流検出は、いわゆる１シャント方式と呼ばれる。

電圧指令生成部３１は、例えば、偏差Δωおよび電流ｉｄ，ｉｑに基づいて、電圧指令Ｖ*を生成する。例えば電圧指令生成部３１は、電動機の電圧方程式に基づくフィードフォワード制御および偏差Δωに対する比例積分制御などの制御を用いて、電圧指令Ｖ*を生成することができる。この電圧指令Ｖ*は制御座標系における各軸の成分によって表現される。例えば電圧指令Ｖ*は、そのｄ軸成分たるｄ軸電圧指令Ｖｄ*と、そのｑ軸成分たるｑ軸電圧指令Ｖｑ*と含んでいる。つまり、電圧指令Ｖ*は直交座標系で表現される。電圧指令生成部３１はこの電圧指令Ｖ*を直交／極座標変換部３２へと出力する。

なお上述の例では、制御回路３はｄ−ｑ軸回転座標系を用いて電圧指令Ｖ*を算出しているものの、他の回転座標系を用いてもよい。以下では、電圧指令Ｖ*を算出するための座標系を制御座標系とも呼ぶ。

直交／極座標変換部３２は電圧指令Ｖ*に対して、直交座標系から極座標系への座標変換を施す。極座標系においては、電圧指令Ｖ*はその大きさと位相とによって表現されるので、直交／極座標変換部３２は電圧指令Ｖ*の大きさたる振幅指令Ｄ*と、その位相たる電圧位相指令θｖ**とを算出することになる。ここでいう位相とは、制御座標系における位相である。直交／極座標変換部３２は、振幅指令Ｄ*を回転／固定座標変換部３４へ出力し、電圧位相指令θｖ**を電圧位相補正部３３へ出力する。

電圧位相補正部３３には、電圧ＶＬも入力される。電圧ＶＬは検出部４によって検出される（図１参照）。検出部４は電圧検出回路であって、電圧ＶＬを検出し、これを制御回路３（より具体的には電圧位相補正部３３）へと出力する。検出部４は、例えば、リアクトルＬ１のコンデンサＣ１側の一端の電位を基準として、電圧ＶＬを検出する。

電圧位相補正部３３は、電圧ＶＬの低減に応じて負荷力率が増大するように、電圧位相指令θｖ**を補正して、電圧位相指令θｖ*を生成する。図３の例では、例えば電圧位相補正部３３は力率算出部３３１と力率補正部３３２と位相算出部３３３と電流位相算出部３３４とを備えている。

電流位相算出部３３４には、固定／回転座標変換部３６から電流ｉｄ，ｉｑが入力される。電流位相算出部３３４は電流ｉｄ，ｉｑに基づいて、その位相である電流位相θｉを算出する。例えば、電流位相算出部３３４は、電流ｉｄ，ｉｑに対して、直交座標系から極座標系への変換を施して、電流位相θｉを算出する。電流位相θｉは、電圧位相指令θｖ**と同じ座標系における位相であり、ここでは制御座標系における電流の位相である。電流位相算出部３３４は電流位相θｉを力率算出部３３１および位相算出部３３３へ出力する。

力率算出部３３１には、電圧位相指令θｖ**も入力される。力率算出部３３１は電圧位相指令θｖ**と電流位相θｉとに基づいて、力率指令ＰＦ**を算出する。図４は電圧位相補正部３３のより具体的な内部構成の一例を概略的に示す機能ブロック図である。図４に例示するように、力率算出部３３１は減算器３３１１と演算部３３１２とを備えている。減算器３３１１には、電圧位相指令θｖ**と電流位相θｉとが入力される。減算器３３１１は電圧位相指令θｖ**から電流位相θｉを減算して、位相差指令θ**を算出し、位相差指令θ**を演算部３３１２へと出力する。位相差指令θ**は、出力交流電圧と出力交流電流の位相差についての指令である。演算部３３１２は位相差指令θ**の余弦値（ｃｏｓθ**）を算出し、その結果を力率指令ＰＦ**として力率補正部３３２へと出力する。

力率補正部３３２には、電圧ＶＬも入力される。力率補正部３３２は力率指令ＰＦ**および電圧ＶＬに基づいて力率指令ＰＦ*を算出する。具体的には、力率補正部３３２は、力率指令ＰＦ*が電圧ＶＬの低減に応じて増大するように、力率指令ＰＦ**に対して補正を行う。

図３および図４の例では、力率補正部３３２は乗算器３３２１と減算器３３２２とを備えている。乗算器３３２１には、電圧ＶＬおよびゲインＫが入力される。ゲインＫは例えば予め設定されて、制御回路３の記憶媒体に記憶されていてもよい。乗算器３３２１はゲインＫと電圧ＶＬとを乗算し、その結果を減算器３３２２へと出力する。減算器３３２２には、力率指令ＰＦ**も入力されている。減算器３３２２は力率指令ＰＦ**から乗算器３３２１の出力を減算して、その結果を力率指令ＰＦ*として出力する。つまり、図４の力率補正部３３２は実質的に式（３）を演算する。つまり負荷力率を式（３）に基づいて補正する。

力率指令ＰＦ*および電流位相θｉは位相算出部３３３へ入力される。位相算出部３３３は力率指令ＰＦ*および電流位相θｉに基づいて電圧位相指令θｖ*を算出する。例えば位相算出部３３３は演算部３３３１と加算器３３３２とを備えている。演算部３３３１には、力率指令ＰＦ*が入力される。演算部３３３１は力率指令ＰＦ*の逆余弦値を算出し、その結果を位相差指令θ*として加算器３３３２へ出力する。加算器３３３２には、電流位相θｉも入力される。加算器３３３２は位相差指令θ*に電流位相θｉを加算して、その結果を電圧位相指令θｖ*として回転／固定座標変換部３４へと出力する。以下の式は、図４の電圧位相補正部３３が行う演算式を示している。

θｖ*＝ｃｏｓ^−１｛ｃｏｓ（θｖ**−θｉ）−Ｋ・ＶＬ｝＋θｉ ・・・（９）

回転／固定座標変換部３４は、振幅指令Ｄ*および電圧位相指令θｖ*によって示される電圧指令に対して、座標変換を行って、固定座標系における電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を生成し、これらの指令を制御信号生成部３５へ出力する。制御信号生成部３５は電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に基づいて制御信号Ｓを生成する。例えば制御信号生成部３５は電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*の各々とキャリア（例えば三角波）との比較に基づいて制御信号Ｓを生成する。このような制御信号Ｓの生成方法はパルス幅変調で用いられる方法である。

電力変換器２は制御信号Ｓに基づいて動作し、理想的には電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*で示される出力交流電圧を負荷Ｍ１へと出力する。

このような制御回路３によって、電圧ＶＬの低減に応じて負荷力率が増大するように、負荷力率が制御される。逆に説明すると、負荷力率が電圧ＶＬの増大に応じて低減するように、負荷力率が制御される。したがって、直流電圧Ｖｄｃの脈動成分Ｖｄｃｈを抑制することができる。

しかも、本制御によれば、振幅指令Ｄ*に対して、電圧ＶＬに基づく補正を必要としない。ここで、比較例として、電圧位相指令θｖ**の補正に替えて、振幅指令Ｄ*に対して補正を行う制御を簡単に説明する。例えば電圧ＶＬとゲインＫとの積を、振幅指令Ｄ*から減算して、補正後の振幅指令Ｄ*’を算出する。

そして、例えば、振幅指令Ｄ*’と電圧位相指令θｖ*とで表される電圧指令に基づいて、上述と同様に、制御信号Ｓを生成する。これにより、出力交流電圧の振幅が、電圧ＶＬの低減に応じて増大する。図５は、比較例にかかる電圧制御率Ｄおよび位相差θの一例を模式的に示している。電圧制御率Ｄとは、直流電圧Ｖｄｃに対する、出力交流電圧の振幅の比である。図５に示すように、位相差θはほぼ一定であるのに対して、電圧制御率Ｄの振幅は脈動する。この電圧制御率Ｄの脈動制御によって、直流電圧Ｖｄｃの脈動成分を低減することができる。しかしながら、電圧制御率Ｄが脈動するので、その電圧制御率Ｄの平均値Ｄａは電圧制御率Ｄの最大値Ｄｐよりも小さくなる。

図６は、本実施の形態にかかる電圧制御率Ｄおよび位相差θの一例を模式的に示している。図６に示すように、本実施の形態によれば、電圧制御率Ｄはほぼ一定であるのに対して、位相差θが脈動する。本実施の形態では、この位相差θの脈動によって、直流電圧Ｖｄｃの脈動成分Ｖｄｃｈの振幅を低減している。本実施の形態では、電圧制御率Ｄを電圧ＶＬに応じて脈動させる必要がないので、電圧制御率Ｄの低下を回避、あるいは、抑制できる。なお、電圧制御率Ｄの最大値Ｄｐは直流電圧Ｖｄｃの値に応じて決まっており、本実施の形態では、電圧利用率の上限値として、この最大値Ｄｐを採用することができる。つまり、本実施の形態によれば、電圧利用率の上限値の低下を回避または抑制できる。

また、上述の具体例では、電圧ＶＬの基準電位として、コンデンサＣ１側のリアクトルＬ１の一端の電位を採用した。しかるに、リアクトルＬ１の他端の電位を採用しても構わない。この場合、電圧ＶＬの極性が逆になるので、負荷力率が電圧ＶＬの増大に応じて増大するように、言い換えれば、電圧ＶＬの低減に応じて低減するように、制御されればよい。

また、検出部４は、コンデンサＣ１側のリアクトルＬ１の一端の電位を基準とした電圧ＶＬを、逆相の脈動成分Ｖｄｃｈとして検出する脈動成分検出部である、とも説明できる。リアクトルＬ１の他端の電位を基準とした電圧ＶＬを検出する場合には、検出部４は、当該電圧ＶＬを同相の脈動成分Ｖｄｃｈとして検出する、とも説明できる。

＜リミッタ＞
図７は電圧位相補正部３３Ａの内部構成の他の一例を概略的に示す図である。図７の電圧位相補正部３３Ａは、力率補正部３３２の内部構成という点で、図４の電圧位相補正部３３と相違する。図７の電圧位相補正部３３Ａはリミッタ３３２３を更に備えている。リミッタ３３２３には、力率指令ＰＦ*が入力される。リミッタ３３２３は力率指令ＰＦ*が１よりも大きいか否かを判断する。大小の判断は例えば比較器を用いて行うことができる。他の大小の判断も同様である。

力率指令ＰＦ*が１よりも大きいときには、リミッタ３３２３は力率指令ＰＦ*を１に設定して、力率指令ＰＦ*を演算部３３３１へと出力する。もし力率指令ＰＦ*が１を超える場合には、演算部３３３１による逆余弦値の算出が適切に行われない。図７の例では、力率指令ＰＦ*が１を超えるときにリミッタ３３２３が力率指令ＰＦ*を１に設定するので、演算部３３３１は電圧位相指令θｖ*を適切に算出することができる。

同様に、リミッタ３３２３は力率指令ＰＦ*が−１よりも大きいか否かを判断する。力率指令ＰＦ*が−１を下回るときには、力率指令ＰＦ*を−１に設定する。これにより、算出結果が−１を下回るときにも、演算部３３３１は電圧位相指令θｖ*を適切に算出することができる。

以上のように、当該力率指令ＰＦ*が−１を下回ったり、あるいは、１を超える場合であっても、電圧位相指令θｖ*が算出される。つまり、電圧位相指令θｖ**に対する補正が行われて電圧位相指令θｖ*が算出される。よって、このような場合にも、直流電圧Ｖｄｃの脈動成分Ｖｄｃｈの振幅を低減することができる。

＜補正値Ｈ＞
上述のように、本実施の形態においては、制御回路３は、電力変換器２を制御して、負荷力率を脈動成分Ｖｄｃｈの増大（つまり電圧ＶＬの低減）に応じて増大させる。具体的には、式（３）に例示するように、制御回路３は、脈動成分Ｖｄｃｈの増大に応じて増大する補正値（式（３）の右辺第２項）で負荷力率を変動させている。以下では、この補正値を補正値Ｈと呼ぶ。補正値Ｈは、式（３）においては、「−Ｋ・ＶＬ」で表される。

さて、式（８）から理解できるように、式（３）で表される補正を行うと、直流電流ｉｄｃは電圧制御率Ｄおよび出力交流電流の実効値ｉｏ＿ｒｍｓの影響を受ける。以下では、式（８）の右辺の第２項を、電流についての補正値Ｈｉと呼ぶ。つまり、負荷力率について補正値Ｈで補正を行うと、直流電流ｉｄｃはおおよそ補正値Ｈｉで補正されることになる。

この補正値Ｈｉは、式（８）で示されるように、電圧制御率Ｄおよび実効値ｉｏ＿ｒｍｓに比例する。よって、電圧制御率Ｄおよび実効値ｉｏ＿ｒｍｓが小さいときには、補正値Ｈｉの絶対値（補正量）が小さくなるので、直流電圧Ｖｄｃの脈動成分Ｖｄｃｈの振幅の低減効果が小さくなる。電圧制御率Ｄおよび実効値ｉｏ＿ｒｍｓは、回転速度ωが大きいほど大きくなる傾向にあるので、回転速度ωが小さいときには、脈動成分Ｖｄｃｈの低減効果が小さくなる、ともいえる。そこで、電圧制御率Ｄまたは出力交流電流の実効値ｉｏ＿ｒｍｓの影響を低減することを企図する。

まず電圧制御率Ｄの影響を低減することを企図する。式（８）から理解できるように、補正値Ｈｉは電圧制御率ＤおよびゲインＫを因数として含む。そこで、このゲインＫを、電圧制御率Ｄが小さいほど大きく設定する。つまり、電圧制御率Ｄが小さいほど補正値Ｈ（例えば、−Ｋ・ＶＬ）の絶対値が大きくなるように、補正値Ｈを算出する。

これにより、補正値Ｈｉにおいては、電圧制御率Ｄの低減による積Ｄ・Ｋの低減を抑制することができる。ひいては、補正値Ｈｉの絶対値の低減を抑制することができる。より具体的な一例として、以下の式で示すように、ゲインＫを電圧制御率Ｄの逆数で設定してもよい。

Ｋ＝Ｋ’／Ｄ ・・・（１０）

ここで、Ｋ’は例えば予め設定された値である。式（１０）を式（８）に代入すると、電圧制御率Ｄはキャンセルされる。よって、電圧制御率Ｄが変動しても、理想的には補正値Ｈｉは変動しない。したがって、電圧制御率Ｄが低減しても、直流電圧Ｖｄｃの脈動成分Ｖｄｃｈの振幅の低減効果を損なわない。

次に、出力交流電流の実効値ｉｏ＿ｒｍｓの影響を低減することを企図する。式（８）から理解できるように、補正値Ｈｉは実効値ｉｏ＿ｒｍｓおよびゲインＫを因数として含む。そこで、ゲインＫを、実効値ｉｏ＿ｒｍｓが小さいほど大きく設定してもよい。つまり、実効値ｉｏ＿ｒｍｓが小さいほど、換言すれば、出力交流電流の振幅が小さいほど、補正値Ｈの絶対値が大きくなるように、補正値Ｈを算出する。

これにより、実効値ｉｏ＿ｒｍｓの低減による積ｉｏ＿ｒｍｓ・Ｋの低減を抑制できる。ひいては、補正値Ｈｉの絶対値の低減を抑制することができる。より具体的な一例として、以下の式で示すように、ゲインＫを実効値ｉｏ＿ｒｍｓの逆数で設定してもよい。

Ｋ＝Ｋ’／ｉｏ＿ｒｍｓ ・・・（１１）

これにより、実効値ｉｏ＿ｒｍｓが変動しても、理想的には補正値Ｈｉは変動しない。したがって、実効値ｉｏ＿ｒｍｓが低減しても、直流電圧Ｖｄｃの脈動成分Ｖｄｃｈの低減効果を損なわない。

もちろん、ゲインＫを、電圧制御率Ｄおよび実効値iｏ＿ｒｍｓの両方に基づいて設定してもよい。つまり、ゲインＫを、電圧制御率Ｄが小さいほど大きく、かつ、実効値iｏ＿ｒｍｓが小さいほど大きく、設定してもよい。より具体的な一例として、以下の式で示すように、ゲインＫを電圧制御率Ｄと実効値ｉｏ＿ｒｍｓとの積の逆数で設定してもよい。

Ｋ＝Ｋ’／（Ｄ・ｉｏ＿ｒｍｓ） ・・・（１２）

これにより、電圧制御率Ｄおよび実効値ｉｏ＿ｒｍｓの各々が変動しても、理想的には補正値Ｈｉは変動しない。したがって、電圧制御率Ｄおよび実効値ｉｏ＿ｒｍｓが低減しても、直流電圧Ｖｄｃの脈動成分Ｖｄｃｈの低減効果を損なわない。

また式（８）を参照して、補正値Ｈｉは、√（３／２）を係数として含んでいる。そこで、この係数もキャンセルすべく、√（３／２）の逆数でゲインＫを設定してもよい。以下の式は、ゲインＫの一例を示す。

Ｋ＝√（２／３）・Ｋ’／（Ｄ・ｉｏ＿ｒｍｓ） ・・・（１３）

なお式（１３）の√３は式（１）の√３に起因する。つまり、電力変換器２が三相交流電圧を出力する場合には、式（１）の√３が係数として存在し、電力変換器２が単相交流電圧を出力する場合には、この√３は存在しない。よって、この場合には、ゲインＫとして以下の式を採用するとよい。

Ｋ＝√２・Ｋ’／（Ｄ・ｉｏ＿ｒｍｓ） ・・・（１４）

図８は、電圧位相補正部３３Ｂの内部構成の他の一例を概略的に示す図である。図８の電圧位相補正部３３Ｂは、力率補正部３３２の内部構成という点で、図４の電圧位相補正部３３と相違する。図８の電圧位相補正部３３Ｂは、除算器３３２４，３３２５を更に備えている。除算器３３２４には、例えば、ゲインＫ’と電圧制御率Ｄとが入力される。除算器３３２４はゲインＫ’を電圧制御率Ｄで除算して、その結果（Ｋ’／Ｄ）を除算器３３２５へと出力する。除算器３３２５には、電流の実効値ｉｏ＿ｒｍｓも入力される。実効値ｉｏ＿ｒｍｓは電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗまたは電流ｉｑ，ｉｄに基づいて算出される。除算器３３２５は、除算器３３２４の結果を実効値ｉｏ＿ｒｍｓで除算して、その結果（Ｋ’／Ｄ／ｉｏ＿ｒｍｓ）を乗算器３３２１へと出力する。

なお、ゲインＫ’に対して、√（２／３）または√２を乗算する乗算器が設けられてもよい。

＜電圧ＶＬの基準電位＞
上述の例では、電圧ＶＬの基準電位として、リアクトルＬ１のコンデンサＣ１側の一端の電位を採用した。しかるに、電圧ＶＬの基準電位として、リアクトルＬ１の他端の電位を採用してもよい。この場合、電圧ＶＬの極性が逆になるので、電圧ＶＬは脈動成分Ｖｄｃｈと同相となる。この場合、制御回路３は、電圧ＶＬの増大に応じて負荷力率が増大するように、電力変換器２を制御すればよい。具体的な一例として、式（３）の右辺第２項の「−」を「＋」に置き換えればよい。

＜座標系＞
上述の例では、制御座標系における電圧位相指令θｖ**と電流位相θｉとを用いて、力率指令ＰＦ**を算出した。しかるに、座標系は任意である。例えば、固定座標系における電圧位相指令と電流位相とを用いてもよい。具体的な一例について概説する。まず、電圧指令生成部３１によって生成された電圧指令Ｖ*に対して座標変換を施して、固定座標系における電圧指令Ｖｕ**，Ｖｖ**，Ｖｗ**を算出する。そして、電圧指令Ｖｕ**，Ｖｖ**，Ｖｗ**に基づいて、その振幅指令と、固定座標系における電圧位相指令とを算出する。また、電流検出部５によって検出された電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づいて、固定座標系における電流位相を算出する。そして、これらの電圧位相指令と電流位相との差の余弦値を力率指令ＰＦ**として算出する。次に、力率指令ＰＦ**および電圧ＶＬに基づいて、上述のように、力率指令ＰＦ*を算出し、その逆余弦値に電流位相を加算して、補正後の電圧位相指令を算出する。次に、補正後の電圧位相指令と、振幅指令とに基づいて、電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を算出する。これによっても、電圧ＶＬに応じて負荷力率が制御される。

＜直流電圧Ｖｄｃの脈動成分Ｖｄｃｈ＞
上述の例では、電圧ＶＬを用いて負荷力率を補正したものの、電圧ＶＬは上述のように脈動成分Ｖｄｃｈに相当することから、脈動成分Ｖｄｃｈを用いて負荷力率を補正してもよい。図９は負荷駆動装置の構成の他の一例を概略的に示す図である。図９の負荷駆動装置は検出部４という点で図１の負荷駆動装置と相違する。図９の検出部４は電圧ＶＬではなく直流電圧Ｖｄｃを検出する。そして、この検出部４は直流電圧Ｖｄｃからその脈動成分Ｖｄｃｈを抽出し、脈動成分Ｖｄｃｈを制御回路３へ出力する。

図１０は検出部４の内部構成の一例を概略的に示している。例えば検出部４は高調波抽出部４０を備えていてもよい。高調波抽出部４０は直流電圧Ｖｄｃからその脈動成分Ｖｄｃｈを抽出する。高調波抽出部４０は例えばローパスフィルタ４１と減算器４２とを備えている。ローパスフィルタ４１には、直流電圧Ｖｄｃが入力される。ローパスフィルタ４１は、直流電圧Ｖｄｃの少なくとも脈動成分Ｖｄｃｈを除去し、除去後の直流電圧Ｖｄｃを減算器４２へと出力する。減算器４２には、ローパスフィルタ４１を経由しない直流電圧Ｖｄｃから、ローパスフィルタ４１の出力を減算して、脈動成分Ｖｄｃｈを算出し、脈動成分Ｖｄｃｈを制御回路３へと出力する。

なお検出部４は図１０の構成に替えて、ハイパスフィルタを備えていてもよい。ハイパスフィルタは、直流電圧Ｖｄｃから脈動成分Ｖｄｃｈを抽出し、この脈動成分Ｖｄｃｈを制御回路３へと出力する。

制御回路３は、負荷力率が脈動成分Ｖｄｃｈの増大に応じて増大するように、電力変換器２を制御する。例えば、以下の式を用いて、負荷力率を補正する。

ｃｏｓθ２＝ｃｏｓθ１＋Ｋ・Ｖｄｃｈ ・・・（１５）

これによっても、直流電圧Ｖｄｃの脈動成分Ｖｄｃｈの振幅を低減することができる。

また検出部４におけるフィルタのカットオフ周波数を適宜に設定することで、除去対象となる成分を簡単に調整することができる。例えば、検出部４は、直流電圧Ｖｄｃの直流成分を除去し、その直流成分よりも高い脈動成分Ｖｄｃｈ’を抽出してもよい。そして、制御回路３は、この脈動成分Ｖｄｃｈ’の増大に応じて負荷力率を増大させるように、電力変換器２を制御してもよい。

なお上述の例においては、高調波抽出部４０は検出部４に設けられているものの、制御回路３に設けられていても構わない。

また、図１の検出部４によれば、直流電圧Ｖｄｃに対してフィルタを施す処理が不要であるので、処理を簡易にできる。言い換えれば、簡易に脈動成分Ｖｄｃｈを検出できる。

本負荷駆動装置および制御回路では、その発明の範囲内において、相互に矛盾しない限り、上記の種々の実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

２ 電力変換器
３ 制御回路
４ 検出部
５ 電流検出部
Ｃ１ コンデンサ
Ｌ１ リアクトル
ＬＨ，ＬＬ 直流母線
Ｍ１ 負荷

Claims (6)

1. 脈動成分(Vdch)を含む直流電圧(Vdc)が入力され、前記直流電圧を交流電圧に変換し、前記交流電圧を負荷(M1)に出力して、前記負荷に交流電流を流す電力変換器(2)を制御する装置であって、
   前記脈動成分を検出する脈動成分検出部(4)と、
   前記電力変換器を制御して、前記交流電圧と前記交流電流との位相差の余弦値である負荷力率を、前記脈動成分の瞬時値の増大に応じて増大させる制御回路(3)と
   を備える、電力変換器の制御装置。
2. 前記交流電流を検出する電流検出部(5)を備え、
   前記制御回路(3)は、
   前記負荷力率が前記脈動成分(Vdch)の前記瞬時値の増大に応じて増大するように、前記交流電圧の電圧位相(θｖ)についての第１電圧位相指令(θｖ**)を、前記交流電流の電流位相(θi)および前記脈動成分(Vdch)の前記瞬時値に基づいて補正して、第２電圧位相指令(θv*)を生成し、
   前記電力変換器(2)を制御するための制御信号(S)を、前記第２電圧位相指令に基づいて生成する、請求項１に記載の電力変換器の制御装置。
3. 前記制御回路(3)は、
   前記第１電圧位相指令(θv**)と前記電流位相(θi)とに基づいて、前記負荷力率についての第１力率指令(PF**)を算出し、
   前記脈動成分(Vdch)の前記瞬時値の増大に応じて前記第１力率指令を増大させる補正を行って、第２力率指令(PF*)を算出し、
   前記第２力率指令と前記電流位相とに基づいて前記第２電圧位相指令(θv*)を算出する、請求項２に記載の電力変換器の制御装置。
4. 前記制御回路(3)は、
   前記第２力率指令(PF*)が１を超える場合には、前記第２力率指令を１に設定し、
   および／または、
   前記第２力率指令が−１を下回る場合には、前記第２力率指令を−１に設定する、請求項３に記載の電力変換器の制御装置。
5. 前記制御回路(3)は、
   前記脈動成分(Vdch)の前記瞬時値の増大に応じて増大する補正値(H)で前記負荷力率を変動させ、
   前記直流電圧(Vdc)に対する前記交流電圧の振幅(Vm)の比または前記交流電流の振幅が小さいほど、前記補正値の絶対値が大きくなるように、前記補正値を算出する、請求項１から請求項４のいずれか一つに記載の電力変換器の制御装置。
6. 相互間に前記直流電圧(Vdc)が印加される第１直流母線(LH)および第２直流母線(LL)が、前記電力変換器(2)に接続され、
   前記第１直流母線と前記第２直流母線との間には、コンデンサ(C1)が接続され、
   前記コンデンサに対して前記電力変換器(2)とは反対側で、前記第１直流母線または前記第２直流母線の上には、リアクトル(L1)が設けられており、
   前記脈動成分検出部(4)は、前記コンデンサ側の前記リアクトルの一端の電位を基準電位とした前記リアクトルの電圧(VL)を、前記脈動成分(Vdch)の逆相として検出し、または、前記リアクトルの他端の電位を基準電位とした前記リアクトルの電圧を、前記脈動成分として検出する、請求項１から請求項５のいずれか一つに記載の電力変換器の制御装置。

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