JP5658342B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流電動機を駆動する電力変換装置に関する。特に交流電源とし、交流電力を直流電力に変換する電力変換器（順変換器）と、直流電力を交流電力に変換して交流電動機を駆動する電力変換器（逆変換器）より構成される電力変換装置に関する。

例えば単相交流架線を電源とする電気鉄道において、その電力変換装置は単相交流電力を直流電力に変換する電力変換器（順変換器、コンバータ）と、直流電力を交流電力に変換して電動機を駆動する電力変換器（逆変換器、インバータ）から構成される。単相交流電力を整流する以上、原理的に順変換器の供給する直流電力は電源周波数の２倍で脈動してしまう。順変換器と逆変換器の間に配置する平滑化コンデンサの容量を大きくすることで、コンデンサ電圧の脈動を低減することができるが、設置容積や質量、コストなどの面から平滑化コンデンサの容量は制約を受けるため、電圧脈動を完全に解消することはできない。

コンデンサ電圧が脈動している場合の弊害を示す。コンデンサ電圧Ｅｃｆ’が直流成分Ｅｃｆを中心として、実効値振幅ΔＥｃｆ、角周波数ω０で脈動しているものとし、次のように定める。

変調率実効値Ｙｍ、インバータ角周波数ω１とし、インバータＵ相変調率ｙｍｕを次のようにおく。

実際のインバータＵ相出力電圧ｖｍｕは、Ｕ相変調率ｙｍｕとコンデンサ電圧Ｅｃｆ’の積であるから、式１と式２の積を求めると、

となる。式３より、インバータ角周波数ω１成分（基本波成分）のほかに、インバータ角周波数ω１と、電圧脈動角周波数ω０の和ω１＋ω０と差ω１−ω０の成分が生じていることが分かる。モータは印加する周波数が高くなるにつれてインピーダンスが大きくなる性質を持つ。逆に低周波成分についてはインピーダンスが小さくなる。このためインバータ角周波数ω１が電圧脈動角周波数ω０に接近すると両者の差ω１−ω０が小さくなり、振幅ΔＥｃｆ・Ｙｍが微小であっても無視できない電流が流れてしまう。このようなインバータ角周波数が電圧脈動角周波数に接近したときに発生する低周波脈動をビートノイズと呼ぶ。

このようなビートノイズ現象は古くから知られており、その対策技術もいくつか存在する。たとえば特許文献１記載の発明のように、コンデンサ電圧を検出し、コンデンサ電圧の脈動を打ち消すように変調率（パルス幅）を補正することで、ビートノイズを解消できる技術が知られている。特許文献１記載の発明は、式４に示すように変調率実効値Ｙｍをコンデンサ電圧の直流成分Ｅｃｆで乗じ、コンデンサ電圧Ｅｃｆ’で除算することで、補正した変調率ｙｍｕ’を求める。

となる。式５より、出力電圧ｖｍｕ’に含まれる周波数成分は基本波成分（インバータ角周波数ω１成分）のみとなり、ビートノイズの発生を完全に抑制できることが分かる。

しかし、電気鉄道で用いられている電動機駆動用電力変換器のように変調率１００％まで使用する場合、変調率はこれ以上操作できないので特許文献１記載の技術を適用することができない。このような用途に対し、たとえば特許文献２記載の発明のように、コンデンサ電圧の脈動成分を検出し、インバータ角周波数を操作することでビートノイズを解消できる技術が知られている。特許文献２記載の発明では、式１より、コンデンサ電圧の脈動成分を検出し、ω０／Ｅｃｆを乗じたものをインバータ角周波数の操作量Δω１とする。

式６を時間積分して位相の操作量に変換し、インバータＵ相変調率ｙｍｕ’を書き直すと次のようになる。

ここでコンデンサ電圧の脈動振幅ΔＥｃｆは直流成分Ｅｃｆに対して十分小さい（ΔＥｃｆ≪Ｅｃｆ）とすると、次式のように近似できる。

式１と式４の積より、インバータＵ相出力電圧ｖｍｕ’を求めると、

となる。なお微小量ΔＥｃｆの二乗項は無視できるものとして近似した。式９より、インバータ角周波数ω１と電圧脈動角周波数ω０の差の成分ω１−ω０は消え、ビートノイズの発生を抑制できることが分かる。ただし、式９と式３を比較すると和の成分ω１＋ω０の振幅が２倍に増加していることが分かる。しかし、モータは印加する周波数が高くなるにつれてインピーダンスが大きくなるため、和の成分のノイズ電流は無視できる。

以上のように、特許文献１および特許文献２記載の発明は、検出したコンデンサ電圧を用いてインバータの変調率（パルス幅）もしくはインバータ角周波数を操作することで、モータ電流に発生する低周波脈動（ビートノイズ）を抑制する技術である。なお、モータ電流の低周波脈動を抑制しても、もともとのコンデンサ電圧の脈動は解消できない。これら２つの技術はフィードフォワード制御であり、コンデンサ電圧の検出やインバータ制御出力に誤差や遅延が生じると、モータ電流の低周波脈動を抑制し切れずに脈動が残ってしまったり、あるいは操作量が過剰で逆に不安定になってしまう可能性がある。

これに対し、特許文献３記載の発明は、実際に低周波脈動が発生するモータ電流を検出し、抽出した脈動成分に応じてインバータ角周波数を操作することで、ビートノイズ抑制をフィードバック制御で構成する技術である。実効値振幅Ｉｍ、インバータ角周波数ω１とし、インバータ出力電圧を位相基準とした場合の電流位相をθとし、モータ三相交流電流を次のようにおく。

式１１に示すように、モータ三相交流電流に対し、インバータ出力電圧を位相基準として座標変換を行うと、モータ電流の実効値振幅を得ることができる。

ここでモータ三相交流電圧にインバータ角周波数ω１と電圧脈動角周波数ω０の差の成分ω１−ω０の脈動が重畳されている場合を考える。基本波成分（インバータ角周波数ω１成分）の実効値振幅をＶｍとし、差の成分の実効値振幅をΔＶｍとおく。

インバータ角周波数ω１と電圧脈動角周波数ω０の差の成分ω１−ω０の電圧脈動に対して、電流は遅れ位相で流れるので、δ≧０とすると

となる。式１３に対し、インバータ出力電圧を位相基準として座標変換を行うと次のようになる。

式１４より、座標変換を行うと脈動成分の周波数がもともとの電圧脈動角周波数ω０にシフトされることが分かる。このモータ電流の脈動振幅ΔＩｍは、もともとのコンデンサ電圧の脈動と異なり、ビートノイズ抑制制御を適切に行うことにより減少することが期待できる。このように特許文献３記載の発明は、座標変換後のモータ電流より脈動成分を抽出し、これに応じてインバータ角周波数を操作することで、ビートノイズ抑制をフィードバック制御で構成する技術である。フィードバック制御のため、フィードバック制御ゲインの設定にはある程度の余裕があり、所望の応答時間で収束していくように設計できるという利点を持つ。加えて、モータ三相交流の段階では脈動周波数がインバータ角周波数ω１に応じて移動していたのに対して、座標変換後の段階では脈動周波数がω０一定となるため、脈動成分を抽出するためのフィルタが設計しやすい等の利点も持つ。

特公昭６１−４８３５６号公報 特開平２−１１９５７３号公報 特開２００３−１１１５００号公報

前記ビートノイズ現象に対する技術として、特許文献１記載の発明は、例えば電気鉄道で用いられている電動機駆動用電力変換器のように変調率１００％まで使用する分野では用いることができない。また特許文献１、２記載の発明はフィードフォワード制御であり、コンデンサ電圧の検出やインバータ制御出力に誤差や遅延が生じると、モータ電流の低周波脈動を抑制し切れずに脈動が残ってしまったり、あるいは操作量が過剰で逆に不安定になってしまう可能性がある。

特許文献３記載の発明には２つの課題がある。まず、式１２においてインバータ角周波数ω１が電圧脈動角周波数ω０に近い場合、差の成分ω１−ω０はほぼ直流になるから、式１３における電流の遅れ位相δはほぼゼロになるが、インバータ角周波数ω１が電圧脈動角周波数ω０から離れるにつれて、位相δは大きくなってしまう。すなわち、式１４において、座標変換後の脈動成分の位相δは、インバータ角周波数ω１に応じて変動してしまう。式１と式６より、インバータ角周波数の操作量はコンデンサ電圧の脈動成分と同相が理想である。このため、座標変換後のモータ電流から脈動成分を検出し、この脈動成分を用いてインバータ角周波数の操作量を求める際には、位相δを補正する必要がある。位相δはインバータ周波数ω１に応じて変動するので制御系の設計が難しいこと、また位相δが大きく変動する場合はそもそもフィードバック制御の安定性を確保するのが難しい。

また、式１５に示すように、インバータ角周波数ω１と電圧脈動角周波数ω０の和の成分ω１＋ω０の電圧脈動に対して、遅れ位相εで電流が流れるものとする。

式１５に対し、インバータ出力電圧を位相基準として座標変換を行うと次のようになる。

式１６より、座標変換を行うと、インバータ角周波数ω１と電圧脈動角周波数ω０の和の成分ω１＋ω０の脈動成分も、もともとの電圧脈動角周波数ω０にシフトされることが分かる。すなわち、座標変換後の段階では、差の成分ω１−ω０と和の成分ω１＋ω０の区別がつかなくなってしまうことを意味する。式８より、インバータ角周波数ω１のみを操作する限り、差の成分ω１−ω０と和の成分ω１＋ω０を同時にゼロにすることはできず、差の成分ω１−ω０をゼロにしようとすると和の成分ω１＋ω０を２倍に増幅してしまう。この結果、座標変換後のモータ電流より抽出した角周波数ω０の脈動成分を極小にすることは可能であるが、決してゼロにすることはできない。このため、角周波数ω０の脈動成分をゼロにするようなフィードバック制御を構成しようとすると、条件によっては発散してしまう場合がある。

上記の課題を解決するため、本発明は、直流電源と、前記直流電源の供給する直流電力を安定化させる平滑化コンデンサと、前記直流電源の供給する直流電力を交流電力に変換する電力変換器と、前記電力変換器の供給する交流電力によって駆動される交流電動機と、前記交流電動機に流入する電流を検出する交流電流検出手段と、前記交流電動機に印加する交流電圧周波数もしくは位相を基準とし、前記交流電流検出手段により検出した交流電流検出値を直流量に変換する座標変換手段と、前記座標変換手段の出力値が指令値に一致するように前記電力変換器が出力する交流電圧を操作する第１の電流制御手段から構成される電力変換装置において、前記交流電流検出手段により検出した交流電流検出値の低周波成分を検出する手段と、前記交流電流検出値の低周波成分がゼロになるように前記電力変換器の出力する交流電圧を操作する第２の電流制御手段を備えることを最も主要な特徴とする。

本発明の電力変換装置は、交流電動機に流入する電流を検出する交流電流検出手段と、交流電動機に印加する交流電圧周波数もしくは位相を基準とし、前記交流電流検出手段により検出した交流電流検出値を直流量に変換する座標変換手段と、前記座標変換手段の出力値が指令値に一致するように電力変換器が出力する交流電圧を操作する第１の電流制御手段に加えて、前記交流電流検出手段により検出した交流電流検出値の低周波成分を検出する手段と、前記交流電流検出値の低周波成分がゼロになるように電力変換器の出力する交流電圧を操作する第２の電流制御手段を備えることにより、交流電流の基本波振幅（交流振幅）をその指令値に一致させると同時に、交流電流の低周波脈動を抑制することができる。すなわちビートノイズ現象の抑制をフィードバック制御により実現することができる。

また、電力変換器の変調率に関係なく、交流電動機に印加する交流電圧周波数に比べて交流電流の脈動周波数が十分低ければ、第２の電流制御手段によって脈動を抑制することができる。

本発明の第１の実施例のブロック図である。 本発明の第２の実施例のブロック図である。 本発明の第１および第２の実施例における直流成分検出手段の一例である。 本発明の第２の実施例における位相演算手段の一例である。

以下、図面を用いて、本発明の実施の形態について説明する。

本発明の第１の実施例を図１に示す。図１において、本発明の電力変換装置は、単相交流電圧源１と、単相交流電圧源１の供給する単相交流電力を直流電力に変換する電力変換器２（順変換器、コンバータ）と、電力変換器２の供給する直流電力を安定化させる平滑化コンデンサ３と、電力変換器１の供給する直流電力を交流電力に変換する電力変換器４（逆変換器、インバータ）と、電力変換器４の供給する交流電力によって駆動される三相交流電動機５と、電力変換器４から三相交流電動機５に流入する三相交流電流Ｉｕ、ｖ、ｗを検出する三相交流電流検出手段６と、平滑化コンデンサ３の印加電圧Ｅｃｆを検出する直流電圧検出手段７を備えている。
また、三相交流電流検出手段６により検出した三相交流電流Ｉｕ、ｖ、ｗを三相交流電動機５に印加する三相交流電圧Ｖｕ、ｖ、ｗの基準位相θｕ、ｖ、ｗに基づいて座標変換を行い、二相直流電流Ｉｄ、ｑに変換する座標変換手段１０と、二相直流電流指令値Ｉｄ、ｑ＊と座標変換手段１０の出力する二相直流電流Ｉｄ、ｑとの偏差を求める減算器１１と、減算器１１の出力する電流偏差がゼロになるような直流電圧操作量ΔＶｄ、ｑを出力する電流制御手段１２と、二相直流電流指令値Ｉｄ、ｑ＊を入力し、交流電動機５に印加する交流電圧周波数や交流電動機５の電動機定数に基づいて交流電動機５に印加する二相直流電圧Ｖｄ、ｑを求める直流電圧生成手段１３と、直流電圧生成手段１３の出力する二相直流電圧Ｖｄ、ｑと電流制御手段１２の出力する二相直流電圧操作量ΔＶｄ、ｑの和を求める加算器１４と、加算器１４の出力を入力し、直交座標から極座標に変換することによって電圧振幅Ｖｒと電圧位相角δを出力する座標変換手段１５と、三相交流電動機５に印加する三相交流電圧Ｖｕ、ｖ、ｗの基準位相θｕ、ｖ、ｗと座標変換手段１５の出力する電圧位相角δの和を求める加算器１６と、加算器１６の出力する位相に基づき、三相交流正弦波を出力する正弦波関数発生器１７と、座標変換手段１５の出力する電圧振幅Ｖｒと、正弦波関数発生器１７の出力する三相交流正弦波の積を求め、三相交流電圧Ｖｕ、ｖ、ｗを出力する乗算器１８と、三相交流電流検出手段６により検出した三相交流電流Ｉｕ、ｖ、ｗを直交二相交流電流Ｉａ、ｂに変換する座標変換手段１９と、座標変換手段１９の出力する直交二相交流電流Ｉａ、ｂを入力し、低周波成分ΔＩａ、ｂを検出する直流成分検出手段２０と、直流成分検出手段２０の出力する直交二相交流電流の低周波成分ΔＩａ、ｂがゼロになるような直交二相交流電圧操作量ΔＶａ、ｂを出力する電流制御器２１と、電流制御器２１の出力する直交二相交流電圧操作量ΔＶａ、ｂを入力し、三相交流電圧操作量ΔＶｕ、ｖ、ｗを出力する座標変換手段２２と、乗算器１８の出力する三相交流電圧Ｖｕ、ｖ、ｗと、座標変換手段２２の出力する三相交流電圧操作量ΔＶｕ、ｖ、ｗの和を求める加算器２３と、加算器２３の出力する三相交流電圧と、直流電圧検出手段７の出力する平滑化コンデンサ電圧Ｅｃｆを入力し、電力変換器４を駆動するパルス信号Ｓｕ、ｖ、ｗを出力するＰＷＭ発生器２４から構成される。

本発明の第２の実施例を図２に示す。図２は、変調率１００％時、すなわち電力変換器の出力する交流電圧振幅は操作不可能で、交流電圧位相のみ操作可能な状態における本発明の実施例である。図２において、本発明の電力変換装置は、単相交流電圧源１と、単相交流電圧源１の供給する単相交流電力を直流電力に変換する電力変換器２（順変換器、コンバータ）と、電力変換器２の供給する直流電力を安定化させる平滑化コンデンサ３と、電力変換器１の供給する直流電力を交流電力に変換する電力変換器４（逆変換器、インバータ）と、電力変換器４の供給する交流電力によって駆動される三相交流電動機５と、電力変換器４から三相交流電動機５に流入する三相交流電流Ｉｕ、ｖ、ｗを検出する三相交流電流検出手段６と、平滑化コンデンサ３の印加電圧Ｅｃｆを検出する直流電圧検出手段７を備えている。

また、三相交流電流検出手段６により検出した三相交流電流Ｉｕ、ｖ、ｗを三相交流電動機５に印加する三相交流電圧Ｖｕ、ｖ、ｗの基準位相θｕ、ｖ、ｗに基づいて座標変換を行い、二相直流電流Ｉｄ、ｑに変換する座標変換手段１０と、二相直流電流指令値Ｉｄ、ｑ＊と座標変換手段１０の出力する二相直流電流Ｉｄ、ｑとの偏差を求める減算器１１と、減算器１１の出力する電流偏差がゼロになるような直流電圧操作量ΔＶｄ、ｑを出力する電流制御手段１２と、二相直流電流指令値Ｉｄ、ｑ＊を入力し、交流電動機５に印加する交流電圧周波数や交流電動機５の電動機定数に基づいて交流電動機５に印加する二相直流電圧Ｖｄ、ｑを求める直流電圧生成手段１３と、直流電圧生成手段１３の出力する二相直流電圧Ｖｄ、ｑと電流制御手段１２の出力する二相直流電圧操作量ΔＶｄ、ｑの和を求める加算器１４と、加算器１４の出力を入力し、直交座標から極座標に変換することによって電圧振幅Ｖｒと電圧位相角δを出力する座標変換手段１５と、三相交流電動機５に印加する三相交流電圧Ｖｕ、ｖ、ｗの基準位相θｕ、ｖ、ｗと座標変換手段１５の出力する電圧位相角δの和を求める加算器１６と、三相交流電流検出手段６により検出した三相交流電流Ｉｕ、ｖ、ｗを直交二相交流電流Ｉａ、ｂに変換する座標変換手段１９と、座標変換手段１９の出力する直交二相交流電流Ｉａ、ｂを入力し、低周波成分ΔＩａ、ｂを検出する直流成分検出手段２０と、直流成分検出手段２０の出力する直交二相交流電流の低周波成分ΔＩａ、ｂがゼロになるような直交二相交流電圧操作量ΔＶａ、ｂを出力する電流制御器２１と、電流制御器２１の出力する直交二相交流電圧操作量ΔＶａ、ｂを入力し、三相交流電圧操作量ΔＶｕ、ｖ、ｗを出力する座標変換手段２２と、加算器１６の出力する三相交流電圧位相と、交流電圧角周波数ωと、座標変換手段２２の出力する三相交流電圧操作量ΔＶｕ、ｖ、ｗを入力し、三相交流電圧位相操作量Δθｕ、ｖ、ｗを出力する位相演算手段３０と、加算器１６の出力する三相交流交流位相と、位相演算手段３０の出力する三相交流電圧位相操作量Δθｕ、ｖ、ｗの和θ’ｕ、ｖ、ｗを求める加算器３１と、加算器３１の出力する三相交流位相を入力し、三相交流正弦波を出力する正弦波関数発生器３２と、正弦波関数発生器３２の出力する三相交流正弦波を入力し、入力が正ならば１、負ならば０のパルス信号を出力する符号判別器３３から構成される。

図３は、図１および図２における直流成分検出手段２０の詳細を示す一例である。図３において、直流成分検出手段２０は、二相直流電流指令値Ｉｄ、ｑ＊を入力し、三相交流電動機５に印加する三相交流電圧Ｖｕ、ｖ、ｗの基準位相θｕ、ｖ、ｗに基づいて座標変換を行い、直交二相交流電流指令値Ｉａ、ｂ＊を出力する座標変換手段４０と、座標変換手段４０の出力する直交二相交流電流指令値Ｉａ、ｂ＊と、座標変換手段１９の出力する直交二相交流電流Ｉａ、ｂの差ΔＩａ、ｂを求める減算器４１から構成される。

図４は、図２における位相演算手段３０の詳細を示す一例である。図４において、位相演算手段３０は、座標変換手段２２の出力する三相交流電圧操作量ΔＶｕ、ｖ、ｗを、直流電圧検出手段７の出力する平滑化コンデンサ電圧Ｅｃｆで正規化して変調率操作量を求める除算器５０と、除算器５０の出力する変調率操作量に２πを乗じ、位相操作量に変換するゲイン５１と、三相交流電圧位相θ’ｕ、ｖ、ｗを入力し、三相交流余弦波を出力する余弦波関数発生器５２と、余弦波関数発生器５２の出力する三相交流余弦波を入力し、入力が正ならば１、負ならば０を出力する符号判別器５３と、ゲイン５１の出力する位相操作量と符号判別器５３の出力の積を求める乗算器５４と、交流電圧角周波数ωを入力し、所定の周波数以上になれば１を出力し続け、所定の周波数以下になれば０を出力し続けるヒステリシスコンパレータ５５と、ヒステリシスコンパレータ５５の出力に基づき、乗算器５４の入力をそのまま出力、あるいは遮断する開閉器（スイッチ）５６から構成される。

１ 単相交流電圧源
２ 電力変換器（順変換器、コンバータ）
３ 平滑化コンデンサ
４ 電力変換器（逆変換器、インバータ）
５ 三相交流電動機
６ 交流電流検出手段
７ 直流電圧検出手段
１０ 座標変換手段（三相交流→二相直流）
１１ 減算器
１２ 電流制御手段
１３ 直流電圧生成手段
１４ 加算器
１５ 座標変換手段（直交座標→極座標）
１６ 加算器
１７ 正弦波関数発生器
１８ 乗算器
１９ 座標変換手段（三相交流→二相交流）
２０ 直流成分検出手段
２１ 電流制御器
２２ 座標変換手段（二相交流→三相交流）
２３ 加算器
２４ ＰＷＭ発生器
３０ 位相演算手段
３１ 加算器
３２ 正弦波関数発生器
３３ 符号判別器
４０ 座標変換手段（二相直流→二相交流）
４１ 減算器
５０ 除算器
５１ ゲイン
５２ 余弦波関数発生器
５３ 符号判別器
５４ 乗算器
５５ ヒステリシスコンパレータ
５６ 開閉器（スイッチ）
Ｅｃｆ 平滑化コンデンサ電圧
Ｉａ、ｂ＊ 直交二相交流電流指令値
Ｉａ、ｂ 直交二相交流電流
ΔＩａ、ｂ 直交二相交流電流の低周波成分
Ｉｄ、ｑ＊ 二相交流電流指令値
Ｉｄ、ｑ 二相直流電流
Ｉｕ、ｖ、ｗ 三相交流電流
Ｓｕ、ｖ、ｗ 三相パルス信号
Ｖｕ、ｖ、ｗ 三相交流電圧
ΔＶｕ、ｖ、ｗ 三相交流電圧操作量
ΔＶａ、ｂ 直交二相交流電圧操作量
Ｖｄ、ｑ 二相直流電圧
ΔＶｄ、ｑ 二相直流電圧操作量
Ｖｒ 電圧振幅
δ 電圧位相角
θｕ、ｖ、ｗ 三相交流電圧の基準位相
θ’ｕ、ｖ、ｗ 三相交流電圧位相
Δθｕ、ｖ、ｗ 三相交流電圧位相操作量
ω 交流電圧角周波数

Claims (1)

1. 直流電源と、前記直流電源の供給する直流電力を安定化させる平滑化コンデンサと、前記直流電源の供給する直流電力を交流電力に変換する第１の電力変換器と、前記第１の電力変換器の供給する交流電力によって駆動される交流電動機と、前記第１の電力変換器から前記交流電動機に流入する電流を検出する交流電流検出手段と、前記交流電動機に印加する交流電圧周波数もしくは位相を基準とし、前記交流電流検出手段により検出した交流電流検出値を直流量に変換する第１の座標変換手段と、前記第１の座標変換手段の出力値が直流電流指令値に一致するように前記第１の電力変換器が出力する交流電圧を操作する第１の電流制御手段から構成される電力変換装置において、
   直交二相交流電流指令値と直交二相交流電流検出値の偏差を求める手段と、前記偏差に応じて直交二相交流電圧値の操作量を出力し、前記直交二相交流電圧値の操作量を前記第１の電流制御手段の出力する交流電圧操作量と同じ座標系に変換して、前記第１の電流制御手段の出力する交流電圧操作量に加算して前記第１の電力変換器の出力する交流電圧を操作する第２の電流制御手段を備えており、
   前記直交二相交流電流指令値と直交二相交流電流検出値の偏差を求める手段は、前記交流電動機に印加する交流電圧周波数もしくは位相を基準とし、第１の電流制御手段の用いる前記直流電流指令値を直交二相交流電流指令値に変換する第２の座標変換手段と、前記交流電流検出手段により検出した前記交流電流検出値を直交二相交流電流検出値に変換する第３の座標変換手段と、前記第２の座標変換手段の出力する前記直交二相交流電流指令値と前記第３の座標変換手段の出力する前記直交二相交流電流検出値の偏差を演算する手段により構成されることを特徴とする電力変換装置。
   

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