JP2020010429A - 電力変換装置、電源装置、及び、電力変換装置の直流成分抑制方法 - Google Patents

Abstract

【課題】電力変換装置において、より効果的に、直流成分を抑制する。【解決手段】直流電源と交流電路との間に設けられる電力変換装置であって、制御対象としてのインバータと、前記インバータを制御する制御部と、を含み、前記制御部は、前記インバータの出力を交流周期の自然数倍の期間で平均して直流成分を抽出する直流成分抽出部と、前記インバータをパルス幅変調制御によりスイッチング動作させるために三角波と比較されるべき参照波に、前記直流成分を抑制する補正値を反映させる補正部と、を有する。【選択図】図４

Description

本発明は、電力変換装置、電源装置、及び、電力変換装置の直流成分抑制方法に関する。

系統連系するパワーコンディショナは、ＪＥＴ（一般財団法人電気安全環境研究所）によれば、出力する交流電流に含まれる直流成分を定格出力電流の１％までに抑えることが必要とされている。また、無停電電源装置（ＵＰＳ：Uninterruptible Power Supply）の場合は、ＪＩＳ規格により、出力電圧の直流成分に関して、１０秒間の平均値が実効値の０．１％より小さいことが求められている。そのため、パワーコンディショナや無停電電源装置に用いられる電力変換装置における直流成分の抑制に関して、種々の提案がなされている（例えば特許文献１〜１４参照）。

特開２０１７−８５７２７号公報 特許第４２５１７１６号公報 特開平８−１２６３４１号公報 特開２００６−３４０５４９号公報 特許第３４２３１９６号公報 国際公開第２０１２／０７３５８２号公報 特開２０１１−１９９９８０号公報 特開２０１４−４２４１９号公報 特許第３２４９７０９号公報 特許第４５０６０２０号公報 特許第３７９４３５０号公報 特許第３０２３６４７号公報 特許第５２２４６４７号公報 特許第５６４０５４１号公報

しかしながら、より効果的に、直流成分を抑制することは継続的な課題である。そこで、本発明は、電力変換装置において、より効果的に、直流成分を抑制することを目的とする。

本開示は、以下の発明を含む。但し、本発明は、特許請求の範囲によって定められるものである。

本発明の一表現に係る電力変換装置は、直流電源と交流電路との間に設けられる電力変換装置であって、制御対象としてのインバータと、前記インバータを制御する制御部と、を含み、前記制御部は、前記インバータの出力を交流周期の自然数倍の期間で平均して直流成分を抽出する直流成分抽出部と、前記インバータをパルス幅変調制御によりスイッチング動作させるために三角波と比較されるべき参照波に、前記直流成分を抑制する補正値を反映させる補正部と、を有する。

また、他の表現に係る電力変換装置は、直流電源と、当該直流電源の電圧よりもピーク電圧の絶対値が高い交流電路との間に設けられる電力変換装置であって、ＤＣバスと、前記直流電源と前記ＤＣバスとの間に設けられたＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣバスと前記交流電路との間に設けられたインバータと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記インバータを共に制御対象として、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記インバータが、交流半サイクル内で交互にスイッチング動作を休止する期間を有するように制御する制御部と、を含み、前記制御部は、前記インバータの出力を交流周期の自然数倍の期間で平均して直流成分を抽出する直流成分抽出部と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記インバータのそれぞれについて、スイッチング動作させるための制御信号に、前記直流成分を抑制する補正値を反映させる補正部と、を有する。

また、一表現に係る直流成分抑制方法は、直流電源と交流電路との間に設けられ、インバータを含む電力変換装置についての、その直流成分抑制方法であって、前記インバータの出力を交流周期の自然数倍の期間で平均して直流成分を抽出し、前記インバータをパルス幅変調制御によりスイッチング動作させるために三角波と比較されるべき参照波に、前記直流成分を抑制する補正値を反映させる、電力変換装置の直流成分抑制方法である。

また、他の表現に係る直流成分抑制方法は、直流電源と、当該直流電源の電圧よりもピーク電圧の絶対値が高い交流電路との間に設けられ、ＤＣ／ＤＣコンバータと、インバータとを備える電力変換装置についての、その直流成分抑制方法であって、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記インバータが、交流半サイクル内で交互にスイッチング動作を休止する期間を有するように制御し、前記インバータの出力を交流周期の自然数倍の期間で平均して直流成分を抽出し、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記インバータのそれぞれについて、スイッチング動作させるための制御信号に、前記直流成分を抑制する補正値を反映させる、電力変換装置の直流成分抑制方法である。

本発明によれば、電力変換装置において、より効果的に、直流成分を抑制することができる。

図１は、電力変換装置及びこれを含む電源装置の回路構成の一例を示す回路図である。 図２は、最小スイッチング変換方式における、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータの動作の特徴を簡略に示す波形図であり、直流入力から交流出力までの振幅の関係が見やすいように横書き表示した図である。 図３は、最小スイッチング変換方式における、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータの動作の特徴を簡略に示す波形図であり、制御のタイミングが見やすいように縦書き表示した図である。 図４は、制御部が、自立運転すなわち、出力の電圧制御を行っている場合であって、かつ、制御対象をインバータとして制御している状態に着目した制御ブロック図である。 図５は、制御部が、系統連系すなわち、出力の電流制御を行っている場合であって、かつ、制御対象をインバータとして制御している状態に着目した制御ブロック図である。 図６は、制御部が、自立運転すなわち、出力の電圧制御を行っている場合であって、かつ、制御対象をＤＣ／ＤＣコンバータとして制御している状態に着目した制御ブロック図である。 図７は、制御部が、系統連系すなわち、出力の電流制御を行っている場合であって、かつ、制御対象をＤＣ／ＤＣコンバータとして制御している状態に着目した制御ブロック図である。 図８は、直流成分抑制の検証の結果を示す図である。

［実施形態の要旨］
本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。

（１）これは、直流電源と交流電路との間に設けられる電力変換装置であって、制御対象としてのインバータと、前記インバータを制御する制御部と、を含み、前記制御部は、前記インバータの出力を交流周期の自然数倍の期間で平均して直流成分を抽出する直流成分抽出部と、前記インバータをパルス幅変調制御によりスイッチング動作させるために三角波と比較されるべき参照波に、前記直流成分を抑制する補正値を反映させる補正部と、を有する。

上記のように構成された電力変換装置では、制御部が、インバータの出力を交流周期の自然数倍の期間で平均して直流成分を抽出し、インバータをスイッチング動作させるための参照波に、直流成分を抑制する補正値を反映させる。これにより、インバータの出力に含まれる直流成分を低減することができる。また、パルス幅変調制御の基になる信号である参照波に、直接的に補正値が反映されることになるので、より効果的に、出力に含まれる直流成分を低減することができる。

（２）また、異なる観点からは、直流電源と、当該直流電源の電圧よりもピーク電圧の絶対値が高い交流電路との間に設けられる電力変換装置であって、ＤＣバスと、前記直流電源と前記ＤＣバスとの間に設けられたＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣバスと前記交流電路との間に設けられたインバータと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記インバータを共に制御対象として、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記インバータが、交流半サイクル内で交互にスイッチング動作を休止する期間を有するように制御する制御部と、を含み、前記制御部は、前記インバータの出力を交流周期の自然数倍の期間で平均して直流成分を抽出する直流成分抽出部と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記インバータのそれぞれについて、スイッチング動作させるための制御信号に、前記直流成分を抑制する補正値を反映させる補正部と、を有する。

上記のように構成された電力変換装置では、スイッチングに伴う損失を低減すべく、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータが、交流半サイクル内で交互にスイッチング動作を休止する期間を有するように制御される。また、制御部は、インバータの出力を交流周期の自然数倍の期間で平均して直流成分を抽出し、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータのそれぞれについて、スイッチング動作させるための制御信号に、直流成分を抑制する補正値を反映させる。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータが作る交流波形の一部の絶対値、及び、インバータの出力、にそれぞれ含まれる直流成分を低減することができる。

（３）また、（２）の電力変換装置において、前記制御信号とは、例えば、スイッチング動作させるために三角波と比較されるべき参照波である。
この場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータのそれぞれについて、参照波に、直流成分を抑制する補正値が反映される。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータが作る交流波形の一部の絶対値、及び、インバータの出力、にそれぞれ含まれる直流成分を低減することができる。また、パルス幅変調制御の基になる信号である参照波に、直接的に補正値が反映されることになるので、より効果的に、出力に含まれる直流成分を低減することができる。

（４）また、（２）又は（３）の電力変換装置において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータに対する前記補正値は、交流半サイクルごとに符号が反転するようにすることが好ましい。
この場合、ＤＣ／ＤＣコンバータをスイッチング動作させるための参照波に、的確な補正値を反映させることができる。

（５）また、（１）〜（４）のいずれかの電力変換装置において、前記制御部は前記制御対象の出力の電圧制御を行っており、前記直流成分抽出部は、前記インバータからの出力電圧を交流周期の自然数倍の期間で平均して直流電圧成分を抽出する、という構成であってもよい。
この場合、電力変換装置が自立運転を行う場合の、出力電圧に含まれる直流電圧成分を低減することができる。

（６）また、（１）〜（４）のいずれかの電力変換装置において、前記制御部は前記制御対象の出力の電流制御を行っており、前記直流成分抽出部は、前記インバータからの出力電流を交流周期の自然数倍の期間で平均して直流電流成分を抽出する、という構成であってもよい。
この場合、電力変換装置が系統連系運転を行う場合の、出力電流に含まれる直流電流成分を低減することができる。

（７）また、電源装置としては、（１）または（２）の電力変換装置と、前記直流電源としての蓄電池と、を備えているものである。
このような電源装置は、その出力に含まれる直流成分を低減することができる。

（８）方法の観点からは、直流電源と交流電路との間に設けられ、インバータを含む電力変換装置についての、その直流成分抑制方法であって、前記インバータの出力を交流周期の自然数倍の期間で平均して直流成分を抽出し、前記インバータをパルス幅変調制御によりスイッチング動作させるために三角波と比較されるべき参照波に、前記直流成分を抑制する補正値を反映させる、電力変換装置の直流成分抑制方法である。

上記のような電力変換装置の直流成分抑制方法では、インバータの出力を交流周期の自然数倍の期間で平均して直流成分が抽出され、インバータをスイッチング動作させる参照波に、直流成分を抑制する補正値が反映される。これにより、インバータの出力に含まれる直流成分を低減することができる。また、パルス幅変調制御の基になる信号である参照波に、直接的に補正値が反映されることになるので、より効果的に、出力に含まれる直流成分を低減することができる。

（９）また、方法の観点からは、直流電源と、当該直流電源の電圧よりもピーク電圧の絶対値が高い交流電路との間に設けられ、ＤＣ／ＤＣコンバータと、インバータとを備える電力変換装置についての、その直流成分抑制方法であって、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記インバータが、交流半サイクル内で交互にスイッチング動作を休止する期間を有するように制御し、前記インバータの出力を交流周期の自然数倍の期間で平均して直流成分を抽出し、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記インバータのそれぞれについて、スイッチング動作させるための制御信号に、前記直流成分を抑制する補正値を反映させる、電力変換装置の直流成分抑制方法である。

上記（９）のような電力変換装置の直流成分抑制方法では、スイッチングに伴う損失を低減すべく、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータが、交流半サイクル内で交互にスイッチング動作を休止する期間を有するように制御される。また、インバータの出力を交流周期の自然数倍の期間で平均して直流成分が抽出され、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータのそれぞれについて、スイッチング動作させるための制御信号に、直流成分を抑制する補正値が反映される。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータが作る交流波形の一部の絶対値、及び、インバータの出力、にそれぞれ含まれる直流成分を低減することができる。

［実施形態の詳細］
以下、本発明の一実施形態に係る電力変換装置について、図面を参照して説明する。

《電力変換装置の回路構成例》
図１は、電力変換装置１及びこれを含む電源装置１００の回路構成の一例を示す回路図である。図において、電力変換装置１は、例えば蓄電池や太陽光発電パネルである直流電源２に接続されている。電力変換装置１は、直流電源２と、交流電路３との間に存在し、直流／交流の電力変換を行う。交流電路３は、自立運転の場合は需要家の負荷にのみ接続される。系統連系運転の場合は、交流電路３が商用電力系統（図示せず）に繋がっている。

電力変換装置１は、主回路を構成する要素として、直流側コンデンサ４、ＤＣ／ＤＣコンバータ５、ＤＣバス７、中間コンデンサ８、インバータ９、及び、フィルタ回路１０を備えている。ＤＣ／ＤＣコンバータ５は、直流リアクトル６と、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１と、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２とを備え、直流チョッパ回路を構成している。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２としては例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-semiconductor Field Effect Transistor）を使用することができる。ＭＯＳＦＥＴのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はそれぞれ、ダイオード（ボディダイオード）ｄ１，ｄ２を有している。各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、制御部１３により制御される。

ＤＣ／ＤＣコンバータ５の高圧側は、ＤＣバス７に接続されている。ＤＣバス７の２線間に接続されている中間コンデンサ８は、ＤＣ／ＤＣコンバータ５の出力電圧に対して平滑作用を発揮する。但し、この中間コンデンサ８は小容量（μＦのレベル）であり、スイッチングの高周波（ｋＨｚのレベル）変動に対しては平滑作用を発揮する一方、商用交流の周波数（５０又は６０Ｈｚ）の２倍程度の周波数に対しては平滑作用を発揮しない。

ＤＣバス７に接続されたインバータ９は、フルブリッジ回路を構成するスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６を備えている。これらスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６は、例えば、ＭＯＳＦＥＴである。ＭＯＳＦＥＴの場合は、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６がそれぞれ、ダイオード（ボディダイオード）ｄ３〜ｄ６を有している。各スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６は、制御部１３により制御される。

インバータ９と交流電路３との間には、フィルタ回路１０が設けられている。フィルタ回路１０は、交流リアクトル１１と、交流リアクトル１１より交流電路３側（図の右側）に設けられた交流側コンデンサ１２とを備えている。フィルタ回路１０は、インバータ９で発生する高周波ノイズが交流電路３側へ漏れ出ないように、通過を阻止している。

計測用の回路要素としては、例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ５の低圧側（図の左側）に設けられる、電圧センサ１４及び電流センサ１５がある。電圧センサ１４は直流電源２と並列接続され、直流電源２の両端電圧を検出する。検出された電圧の情報は、制御部１３に提供される。電流センサ１５は、直流リアクトル６及びＤＣ／ＤＣコンバータ５に流れる電流を検出する。検出された電流の情報は、制御部１３に提供される。ここでは、電流センサ１５はＤＣ／ＤＣコンバータ５の一要素にもなっている。中間コンデンサ８には電圧センサ１６が並列接続されている。電圧センサ１６は、中間コンデンサ８の両端電圧すなわち、ＤＣバス７の電圧を検出する。検出された電圧の情報は、制御部１３に提供される。

一方、交流側には、交流リアクトル１１に流れる電流を検出する電流センサ１７が設けられている。電流センサ１７によって検出された電流の情報は、制御部１３に提供される。また、交流側コンデンサ１２と並列に、電圧センサ１８が設けられている。電圧センサ１８によって検出された電圧の情報は、制御部１３に提供される。

なお、交流側の電流センサとしては、電流センサ１７とは別に、交流側コンデンサ１２よりも上流側（交流電路３側）に電流センサを設けてもよい。この場合の電流センサは、交流リアクトル１１に流れる電流Ｉ_ＡＣＬに加えて交流側コンデンサ１２に流れる電流も加えた交流電流Ｉ_ＡＣを検出することになる。後述の説明は、Ｉ_ＡＣＬを用いて説明するが、これに代えて、Ｉ_ＡＣを用いてもよい。

制御部１３は、例えばコンピュータを含み、ソフトウェア（コンピュータプログラム）をコンピュータが実行することで、必要な制御機能を実現する。ソフトウェアは、制御部１３の記憶装置（図示せず。）に格納される。

《最小スイッチング変換方式の説明》
上記電力変換装置１は、本出願人が既に提案している（例えば特許第５６１８０２２号、特許第６１８７５８７号、他多数の公知文献あり。）最小スイッチング変換方式で動作する。当該方式では、前提として、電力変換装置１は、直流電源の電圧よりも、ピーク電圧の絶対値が高い交流電路３との間に設けられている。制御部１３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ５がスイッチング動作を休止する期間と、インバータ９がスイッチング動作を休止して極性反転のみを行う期間とが交互に現れるよう制御する。スイッチング動作は、制御部１３がＤＣ／ＤＣコンバータ５又はインバータ９に高周波（例えば２０ｋＨｚ）のＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を与えることにより行われる。すなわち、交流波形の絶対値の半サイクルに着目すると（１サイクルで見ても同様）、ＤＣ／ＤＣコンバータ５が交流波形を作っている期間と、インバータ９が交流波形を作っている期間とがある。

図２及び図３は、最小スイッチング変換方式における、ＤＣ／ＤＣコンバータ５及びインバータ９の動作の特徴を簡略に示す波形図である。両図は同じ内容を示しているが、図２は特に、直流入力から交流出力までの振幅の関係が見やすいように横書き表示し、図３は特に、制御のタイミングが見やすいように縦書き表示している。図２の上段及び図３の左欄はそれぞれ、比較のために、最小スイッチング変換方式ではない伝統的なスイッチング制御を表す波形図である。また、図２の下段及び図３の右欄はそれぞれ、最小スイッチング変換方式の動作を示す波形図である。

まず、図２の上段（又は図３の左欄）において、伝統的なスイッチング制御では、入力される直流電圧に対するＤＣ／ＤＣコンバータの出力は、直流電圧よりも高い値の等間隔のパルス列状である。この出力は中間コンデンサによって平滑化され、ＤＣバスに、定電圧として現れる。これに対してインバータは、ＰＷＭ制御されたスイッチングを交流半サイクルで極性反転しながら行う。この結果、最終的な平滑化を経て、正弦波の交流電圧が得られる。

次に、図２の下段（又は図３の右欄）の最小スイッチング変換方式では、交流波形の電圧目標値（瞬時値）の絶対値と、入力である直流電圧との比較結果に応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ５とインバータ９とが動作する。すなわち、電圧目標値の絶対値が直流電圧より小さい（又は以下）のときは、ＤＣ／ＤＣコンバータ５は停止し（図中の「ＳＴ」）、電圧目標値の絶対値が直流電圧以上（又は、より大きい）のときは、ＤＣ／ＤＣコンバータ５が昇圧動作を行う（図中の「ＯＰ」）。ＤＣ／ＤＣコンバータ５の出力は中間コンデンサ８により平滑化され、ＤＣバス７に、図示のような交流波形の一部の絶対値を含む電圧として現れる。

ここで、中間コンデンサ８は、小容量（例えばマイクロファラッドのレベル）である。そのため、交流波形の絶対値のピーク電圧及びその前後の位相の波形が平滑化されずにそのまま残る。すなわち、平滑は、ＤＣ／ＤＣコンバータ５による高周波のスイッチングの痕跡を消す程度には作用するが、商用周波数の２倍程度の低周波を平滑化することはできないように中間コンデンサ８が小容量になっている。

これに対してインバータ９は、電圧目標値の絶対値と、直流電圧との比較結果に応じて、電圧目標値の絶対値が、直流電圧より小さい（又は以下）のときは、高周波スイッチングを行い（図中の「ＯＰ」）、電圧目標値の絶対値が、直流電圧以上（又は、より大きい）のときは、高周波スイッチングを停止する（図中の「ＳＴ」）。高周波スイッチングを停止しているときのインバータ９は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６がオン、Ｑ４，Ｑ５がオフの状態と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６がオフ、Ｑ４，Ｑ５がオンの状態のいずれかを選択することにより、必要な極性反転のみを行う。インバータ９の出力は交流リアクトル１１及び交流側コンデンサ１２により平滑化され、所望の交流出力が得られる。

ここで、図３の右欄に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ５とインバータ９とは、交互に高周波スイッチングの動作をしており、ＤＣ／ＤＣコンバータ５が昇圧の動作をしているときは、インバータ９は高周波スイッチングを停止し、ＤＣバス７の電圧に対して必要な極性反転のみを行っている。逆に、インバータ９が高周波スイッチング動作するときは、ＤＣ／ＤＣコンバータ５は停止して、直流側コンデンサ４の両端電圧が、直流リアクトル６及びダイオードｄ１を介してＤＣバス７に現れる。

以上のようにして、ＤＣ／ＤＣコンバータ５とインバータ９とによる最小スイッチング変換方式の動作が行われる。
なお、上記のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６はＭＯＳＦＥＴである例を示したが、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等、その他のパワー半導体スイッチング素子であってもよい。

《直流成分の検出と補正》
次に、電力変換装置１の交流出力に含まれる直流成分の検出と補正とについて、説明する。なお、以下に述べるインバータ９の制御に関しては、最小スイッチング変換方式である場合のみならず、伝統的な電力変換方式（図２の上段又は図３の左欄）でも適用可能である。一方、後述のＤＣ／ＤＣコンバータ５の制御に関しては、最小スイッチング変換方式に特有の制御となる。

（制御対象：インバータ、自立運転、電圧制御）
図４は、制御部１３が、自立運転すなわち、出力の電圧制御を行っている場合であって、かつ、制御対象をインバータ９として制御している状態に着目した制御ブロック図である。図において、制御部１３は、電流センサ１７により検出した交流リアクトル１１に流れる電流Ｉ_ＡＣＬを、Ａ／Ｄ変換して（ブロックＢｉ）、フィードバック信号として受け取っている。また、制御部１３は、電圧センサ１８より検出した交流電路３の交流電圧(瞬時値）Ｖ_ＡＣを、Ａ／Ｄ変換して（ブロックＢｖ）、フィードバック信号として受け取っている。

電圧制御の場合、制御部１３は、まず、実効値での電圧指令値Ｖ_{ＡＣＲＭＳ} ^＊を、制御量すなわち、実際の交流電圧Ｖ_ＡＣを実効値に変換した（ブロックＢ７）後の電圧検出値Ｖ_{ＡＣＲＭＳ}と比較する（ブロックＢ１）。比較後の信号はコントローラ（ブロックＢ２）を経て電流指令値Ｉ_ＡＣＬ ^＊となり、制御部１３は、電流指令値Ｉ_ＡＣＬ ^＊を、電流センサ１７から受け取る信号と比較する（ブロックＢ３）。比較後の信号は、コントローラ（ブロックＢ４）を経て、後述の直流成分補正値Ｖ_{ＡＣ＿ｄｃ}による補正を受けた参照波となる（ブロックＢ５）。制御部１３は、ＰＷＭ信号を作るため、補正後の参照波を三角波と比較する（ブロックＢ６）。こうして出来上がったＰＷＭ信号により、制御部１３は、インバータ９をスイッチング動作させる。

一方、電圧センサ１８からの検出信号に基づいて、制御部１３は、交流周期での平均化処理を行い（ブロックＢ８）、平均値すなわち、下記の直流成分を抽出する。

ここで、ｔは時間、Ｔは、交流１周期である。なお、交流１周期の平均値とするのは単なる１例であり、ｎ周期（ｎは自然数）であってもよい。この直流成分を相殺すべく０から減算処理し（ブロックＢ９）、補償器（ブロックＢ１０）を通して、直流成分補正値Ｖ_{ＡＣ＿ｄｃ}とする。制御部１３は、コントローラ（ブロックＢ４）の出力信号（補正前の参照波）から直流成分補正値Ｖ_{ＡＣ＿ｄｃ}を減算する（ブロックＢ５）。

このように、制御部１３は、インバータ９の出力を交流周期の自然数倍の期間で平均して直流成分を抽出し、インバータ９をスイッチング動作させるための参照波に、直流成分を抑制する補正値を反映させる。これにより、インバータ９の出力に含まれる直流成分を低減することができる。また、ＰＷＭ制御の基になる信号である参照波に、直接的に補正値が反映されることになるので、より効果的に、出力に含まれる直流成分を低減することができる。

図４において、「Ｂｘ」は、インバータ９の出力を交流周期の自然数倍の期間で平均して直流成分を抽出する直流成分抽出部である。「Ｂｙ」は、インバータ９について、スイッチング動作させるための制御信号に、直流成分を抑制する補正値を反映させる補正部である。
なお、図４に示す例では、三角波と比較する直前の参照波に、直流成分補正値Ｖ_{ＡＣ＿ｄｃ}を反映させる（差し引く）ようにしたが、これに代えて、図中の点線で示すように、電圧指令値Ｖ_{ＡＣＲＭＳ} ^＊と検出値Ｖ_{ＡＣＲＭＳ}との差から直流成分補正値Ｖ_{ＡＣ＿ｄｃ}を差し引くようにしてもよい。

（制御対象：インバータ、系統連系、電流制御）
図５は、制御部１３が、系統連系すなわち、出力の電流制御を行っている場合であって、かつ、制御対象をインバータ９として制御している状態に着目した制御ブロック図である。図において、制御部１３は、電流センサ１７により検出した交流リアクトル１１に流れる電流Ｉ_ＡＣＬを、Ａ／Ｄ変換して（ブロックＢｉ）、フィードバック信号として受け取っている。また、制御部１３は、電圧センサ１８より検出した交流電路３の交流電圧(瞬時値）Ｖ_ＡＣを、Ａ／Ｄ変換して（ブロックＢｖ）、フィードバック信号として受け取っている。

電流制御の場合、制御部１３は、電流指令値Ｉ_ＡＣＬ ^＊を、制御量としての電流検出値と比較する（ブロックＢ３）。比較後の信号は、コントローラ（ブロックＢ４）を経て、後述の直流成分補正値Ｉ_{ＡＣＬ＿ｄｃ}による補正を受けた参照波となる（ブロックＢ５）。制御部１３は、ＰＷＭ信号を作るため、補正後の参照波を三角波と比較する（ブロックＢ６）。こうして出来上がったＰＷＭ信号により、制御部１３は、インバータ９をスイッチング動作させる。

一方、電流センサ１７からの検出信号に基づいて、制御部１３は、交流周期での平均化処理を行い（ブロックＢ８）、平均値すなわち、下記の直流成分を抽出する。

ここで、ｔは時間、Ｔは、交流１周期である。なお、交流１周期の平均値とするのは単なる１例であり、ｎ周期（ｎは自然数）であってもよい。この直流成分を相殺すべく０から減算処理し（ブロックＢ９）、補償器（ブロックＢ１０）を通して、直流成分補正値Ｉ_{ＡＣＬ＿ｄｃ}とする。制御部１３は、コントローラ（ブロックＢ４）の出力信号（補正前の参照波）から直流成分補正値Ｉ_{ＡＣＬ＿ｄｃ}を減算する（ブロックＢ５）。

このように、制御部１３は、インバータ９の出力を交流周期の自然数倍の期間で平均して直流成分を抽出し、インバータ９をスイッチング動作させるための参照波に、直流成分を抑制する補正値を反映させる。これにより、インバータ９の出力に含まれる直流成分を低減することができる。また、ＰＷＭ制御の基になる信号である参照波に、直接的に補正値が反映されることになるので、より効果的に、出力に含まれる直流成分を低減することができる。

図５において、「Ｂｘ」は、インバータ９の出力を交流周期の自然数倍の期間で平均して直流成分を抽出する直流成分抽出部である。「Ｂｙ」は、インバータ９について、スイッチング動作させるための制御信号に、直流成分を抑制する補正値を反映させる補正部である。
なお、図５に示す例では、三角波と比較する直前の参照波に、直流成分補正値Ｉ_{ＡＣＬ＿ｄｃ}を反映させる（差し引く）ようにしたが、これに代えて、図中の点線で示すように、電流指令値Ｉ_ＡＣＬ ^＊と検出値との差からさらに直流成分補正値Ｉ_{ＡＣＬ＿ｄｃ}を差し引くようにしてもよい。

（制御対象：ＤＣ／ＤＣコンバータ、自立運転、電圧制御）
図６は、制御部１３が、自立運転すなわち、出力の電圧制御を行っている場合であって、かつ、制御対象をＤＣ／ＤＣコンバータ５として制御している状態に着目した制御ブロック図である。図において、制御部１３は、電流センサ１５により検出した直流リアクトル６に流れる電流Ｉ_ＤＣＬを、Ａ／Ｄ変換して（ブロックＢｉ）、フィードバック信号として受け取っている。また、制御部１３は、電圧センサ１８より検出した交流電路３の交流電圧(瞬時値）Ｖ_ＡＣを、Ａ／Ｄ変換して（ブロックＢｖ）、フィードバック信号として受け取っている。

電圧制御の場合、制御部１３は、まず、電圧指令値Ｖ_ＡＣ ^＊を、実際の交流電圧Ｖ_ＡＣと比較しつつコントローラ（ブロックＢ１１）を経て電流指令値Ｉ_ＤＣＬ ^＊となる。制御部１３は、電流指令値Ｉ_ＤＣＬ ^＊と、電流センサ１５から受け取る信号とを比較する（ブロックＢ１２）。比較後の信号は、コントローラ（ブロックＢ１３）を経て、後述の直流成分補正値Ｖ_{ＡＣ＿ｄｃ}による補正を受けた参照波となる（ブロックＢ１４）。制御部１３は、ＰＷＭ信号を作るため、補正後の参照波を三角波と比較する（ブロックＢ１５）。こうして出来上がったＰＷＭ信号により、制御部１３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ５をスイッチング動作させる。

一方、電圧センサ１８からの検出信号に基づいて、制御部１３は、交流周期での平均化処理を行い（ブロックＢ１６）、平均値すなわち、下記の直流成分を抽出する。

ここで、ｔは時間、Ｔは、交流１周期である。なお、交流１周期の平均値とするのは単なる１例であり、ｎ周期（ｎは自然数）であってもよい。この直流成分を相殺すべく０から減算処理し（ブロックＢ１７）、補償器（ブロックＢ１８）を通して、直流成分補正値Ｖ_{ＡＣ＿ｄｃ}とする。制御部１３は、コントローラ（ブロックＢ１３）の出力信号（補正前の参照波）から直流成分補正値Ｖ_{ＡＣ＿ｄｃ}を減算する（ブロックＢ１４）。

このように、制御部１３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ５の出力（実際はインバータ９の出力として検出される。）を交流周期の自然数倍の期間で平均して直流成分を抽出し、ＤＣ／ＤＣコンバータ５をスイッチング動作させるための参照波に、直流成分を抑制する補正値を反映させる。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ５の出力（交流波形の一部の絶対値）に含まれる直流成分を低減することができる。また、ＰＷＭ制御の基になる信号である参照波に、直接的に補正値が反映されることになるので、より効果的に、出力に含まれる直流成分を低減することができる。

図６において、「Ｂｘ」は、ＤＣ／ＤＣコンバータ５の出力を交流周期の自然数倍の期間で平均して直流成分を抽出する直流成分抽出部である。「Ｂｙ」は、ＤＣ／ＤＣコンバータ５について、スイッチング動作させるための制御信号に、直流成分を抑制する補正値を反映させる補正部である。
なお、図６に示す例では、三角波と比較する直前の参照波に、直流成分補正値Ｖ_{ＡＣ＿ｄｃ}を反映させる（差し引く）ようにしたが、これに代えて、図中の点線で示すように、電圧指令値Ｖ_ＡＣ ^＊から直流成分補正値Ｖ_{ＡＣ＿ｄｃ}を差し引くようにしてもよい。

（制御対象：ＤＣ／ＤＣコンバータ、系統連系、電流制御）
図７は、制御部１３が、系統連系すなわち、出力の電流制御を行っている場合であって、かつ、制御対象をＤＣ／ＤＣコンバータ５として制御している状態に着目した制御ブロック図である。図において、制御部１３は、電流センサ１５により検出した直流リアクトル６に流れる電流Ｉ_ＤＣＬを、Ａ／Ｄ変換して（ブロックＢｉ）、フィードバック信号として受け取っている。また、制御部１３は、電圧センサ１８より検出した交流電路３の交流電圧(瞬時値）Ｖ_ＡＣを、Ａ／Ｄ変換して（ブロックＢｖ）、フィードバック信号として受け取っている。

電流制御の場合、制御部１３は、まず、電流指令値Ｉ_ＡＣＬ ^＊を、コントローラ（ブロックＢ１１）を介してＤＣ／ＤＣコンバータ５の電流指令値Ｉ_ＤＣＬ ^＊とする。制御部１３は、電流指令値Ｉ_ＤＣＬ ^＊と、電流センサ１５から受け取る信号とを比較する（ブロックＢ１２）。比較後の信号は、コントローラ（ブロックＢ１３）を経て、後述の直流成分補正値Ｉ_{ＡＣＬ＿ｄｃ}による補正を受けた参照波となる（ブロックＢ１４）。制御部１３は、ＰＷＭ信号を作るため、補正後の参照波を三角波と比較する（ブロックＢ１５）。こうして出来上がったＰＷＭ信号により、制御部１３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ５をスイッチング動作させる。

一方、電流センサ１５からの検出信号に基づいて、制御部１３は、交流周期での平均化処理を行い（ブロックＢ１６）、平均値すなわち、下記の直流成分を抽出する。

ここで、ｔは時間、Ｔは、交流１周期である。なお、交流１周期の平均値とするのは単なる１例であり、ｎ周期（ｎは自然数）であってもよい。この直流成分を相殺すべく０から減算処理し（ブロックＢ１７）、補償器（ブロックＢ１８）を通して、直流成分補正値Ｉ_{ＡＣＬ＿ｄｃ}とする。制御部１３は、コントローラ（ブロックＢ１３）の出力信号から直流成分補正値Ｉ_{ＡＣＬ＿ｄｃ}を減算する（ブロックＢ１４）。

このように、制御部１３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ５の出力（実際はインバータ９の出力として検出される。）を交流周期の自然数倍の期間で平均して直流成分を抽出し、ＤＣ／ＤＣコンバータ５をスイッチング動作させるための参照波に、直流成分を抑制する補正値を反映させる。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ５の出力（交流波形の一部の絶対値）に含まれる直流成分を低減することができる。また、ＰＷＭ制御の基になる信号である参照波に、直接的に補正値が反映されることになるので、より効果的に、出力に含まれる直流成分を低減することができる。

図７において、「Ｂｘ」は、ＤＣ／ＤＣコンバータ５の出力を交流周期の自然数倍の期間で平均して直流成分を抽出する直流成分抽出部である。「Ｂｙ」は、ＤＣ／ＤＣコンバータ５について、スイッチング動作させるための制御信号に、直流成分を抑制する補正値を反映させる補正部である。
なお、図７に示す例では、三角波と比較する直前の参照波に、直流成分補正値Ｉ_{ＡＣＬ＿ｄｃ}を反映させる（差し引く）ようにしたが、これに代えて、図中の点線で示すように、電流指令値Ｉ_ＡＣＬ ^＊から直流成分補正値Ｉ_{ＡＣＬ＿ｄｃ}を差し引くようにしてもよい。

《ここまでのまとめ》
電力変換装置１が、前述の最小スイッチング変換方式ではない伝統的な変換方式の場合は、交流波形を作ることに寄与しているのはインバータのみである。また、直流電源からの入力電圧が高い場合は、ＤＣ／ＤＣコンバータを設けない場合もある。この場合も、交流波形を作ることに寄与しているのはインバータのみである。従って、これらの場合には、交流出力中に含まれる直流成分の抑制の制御対象は、インバータのみである。

そこで、制御部１３内の機能として、インバータ９の出力を交流周期の自然数倍の期間で平均して直流成分を抽出する直流成分抽出部Ｂｘと、インバータ９をＰＷＭ制御によりスイッチング動作させるために三角波と比較されるべき参照波に、直流成分を抑制する補正値を反映させる補正部Ｂｙと、を設ければよい。

制御部１３は、インバータ９の出力を交流周期の自然数倍の期間で平均して直流成分を抽出し、インバータ９をスイッチング動作させるための参照波に、直流成分を抑制する補正値を反映させる。これにより、インバータ９の出力に含まれる直流成分を低減することができる。また、ＰＷＭ制御の基になる信号である参照波に、直接的に補正値が反映されることになるので、より効果的に、出力に含まれる直流成分を低減することができる。

一方、最小スイッチング変換方式を採用する電力変換装置では、インバータのみならず、ＤＣ／ＤＣコンバータも、交流波形を作ることに直接的に寄与している。そこで、制御部１３の機能として、インバータ９の出力を交流周期の自然数倍の期間で平均して直流成分を抽出する直流成分抽出部Ｂｘと、ＤＣ／ＤＣコンバータ５及びインバータ９のそれぞれについて、スイッチング動作させるための制御信号に、直流成分を抑制する補正値を反映させる補正部Ｂｙと、を設ければよい。

最小スイッチング変換方式の電力変換装置では、スイッチングに伴う損失を低減すべく、ＤＣ／ＤＣコンバータ５及びインバータ９が、交流半サイクル内で交互にスイッチング動作を休止する期間を有するように制御される。また、制御部１３は、インバータ９の出力を交流周期の自然数倍の期間で平均して直流成分を抽出し、ＤＣ／ＤＣコンバータ５及びインバータ９のそれぞれについて、スイッチング動作させるための制御信号に、直流成分を抑制する補正値を反映させる。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ５が作る交流波形の一部の絶対値、及び、インバータ９の出力、にそれぞれ含まれる直流成分を低減することができる。

なお、最小スイッチング変換方式の電力変換装置において、制御信号とは、例えば、スイッチング動作させるために三角波と比較されるべき参照波である。この場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ５及びインバータ９のそれぞれについて、参照波に、直流成分を抑制する補正値が反映される。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ５が作る交流波形の一部の絶対値、及び、インバータ９の出力、にそれぞれ含まれる直流成分を低減することができる。また、ＰＷＭ制御の基になる信号である参照波に、直接的に補正値が反映されることになるので、より効果的に、出力に含まれる直流成分を低減することができる。

また、図６，図７において、ＤＣ／ＤＣコンバータ５に対する補正値は、交流半サイクルごとに符号が反転するようにすることが好ましい。これは、ＤＣ／ＤＣコンバータ５が出力するのは、交流波形の一部を含む絶対値だからである。すなわち、補正の符号が同じであっては、交流半サイクルしか、適切に補正されないからである。そこで、残りの半サイクルは補正値の符号を反転すればよい。例えば、図６における補正部Ｂｙ（ブロックＢ１４）における直流成分補正値が、例えば、交流位相の０〜１８０度の期間はＶ_{ＡＣ＿ｄｃ}とし、１８０度から３６０度の期間は（−Ｖ_{ＡＣ＿ｄｃ}）となるように演算すればよい。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ５をスイッチング動作させるための参照波に、的確な補正値を反映させることができる。

《検証》
ここで、図１の電源装置１００における直流電源２を蓄電池（ＤＣ約１００Ｖ）とし、かつ、交流電路３（ＡＣ１０１Ｖ）に線形負荷を接続した状態で、インバータ９に直流成分抑制を適用した場合の効果の検証を行うべく、電源装置１００からの出力電圧を測定した。直流成分［％］は、｛（出力電圧の交流周期の平均値）／（出力電圧実効値）｝×１００である。

図８は、検証の結果を示す図である。直流成分抑制を行わない場合には、出力電力が増大すると直流成分が０．１％（ＵＰＳの場合の、ＪＩＳ＿Ｃ４４１１−３６．４．２．６による直流成分の許容上限値）を超える場合もあったが、上記の直流成分抑制を行った場合には、図示のように、出力電力が０〜１５００Ｗの範囲内で、±０．０６％以内に収まった。

《その他》
なお、上述した直流成分抑制の方法及び当該方法を実行する電力変換装置は、必ずしも、最小スイッチング変換方式を前提とするものではない。しかしながら、最小スイッチング変換方式の場合には、インバータのみならず、ＤＣ／ＤＣコンバータも交流波形の一部の絶対値を作っているという特徴があるため、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータの双方に直流成分抑制の対策を施すことは、直流成分抑制に効果的であると考えられる。また、今後、蓄電池の主流となる電圧は、現状より低く（例えば１００Ｖから５０Ｖ）なることが予想され、その場合には、最小スイッチング変換方式ではＤＣ／ＤＣコンバータがスイッチング動作する期間が相対的に長くなるので、より一層、直流成分抑制の効果が顕著になりやすいと考えられる。

《補記》
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。

１ 電力変換装置
２ 直流電源
３ 交流電路
４ 直流側コンデンサ
５ ＤＣ／ＤＣコンバータ
６ 直流リアクトル
７ ＤＣバス
８ 中間コンデンサ
９ インバータ
１０ フィルタ回路
１１ 交流リアクトル
１２ 交流側コンデンサ
１３ 制御部
１４ 電圧センサ
１５ 電流センサ
１６ 電圧センサ
１７ 電流センサ
１８ 電圧センサ
１００ 電源装置
Ｂｘ 直流成分抽出部
Ｂｙ 補正部
ｄ１，ｄ２，ｄ３，ｄ４，ｄ５，ｄ６ ダイオード
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６ スイッチング素子

Claims (9)

1. 直流電源と交流電路との間に設けられる電力変換装置であって、
   制御対象としてのインバータと、
   前記インバータを制御する制御部と、を含み、
   前記制御部は、
   前記インバータの出力を交流周期の自然数倍の期間で平均して直流成分を抽出する直流成分抽出部と、
   前記インバータをパルス幅変調制御によりスイッチング動作させるために三角波と比較されるべき参照波に、前記直流成分を抑制する補正値を反映させる補正部と、
   を有する、電力変換装置。
2. 直流電源と、当該直流電源の電圧よりもピーク電圧の絶対値が高い交流電路との間に設けられる電力変換装置であって、
   ＤＣバスと、
   前記直流電源と前記ＤＣバスとの間に設けられたＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記ＤＣバスと前記交流電路との間に設けられたインバータと、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記インバータを共に制御対象として、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記インバータが、交流半サイクル内で交互にスイッチング動作を休止する期間を有するように制御する制御部と、を含み、
   前記制御部は、
   前記インバータの出力を交流周期の自然数倍の期間で平均して直流成分を抽出する直流成分抽出部と、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記インバータのそれぞれについて、スイッチング動作させるための制御信号に、前記直流成分を抑制する補正値を反映させる補正部と、
   を有する、電力変換装置。
3. 前記制御信号とは、スイッチング動作させるために三角波と比較されるべき参照波である請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータに対する前記補正値は、交流半サイクルごとに符号が反転する請求項２又は請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記制御部は前記制御対象の出力の電圧制御を行っており、前記直流成分抽出部は、前記インバータからの出力電圧を交流周期の自然数倍の期間で平均して直流電圧成分を抽出する請求項１〜請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記制御部は前記制御対象の出力の電流制御を行っており、前記直流成分抽出部は、前記インバータからの出力電流を交流周期の自然数倍の期間で平均して直流電流成分を抽出する請求項１〜請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置と、
   前記直流電源としての蓄電池と、
   を備えている電源装置。
8. 直流電源と交流電路との間に設けられ、インバータを含む電力変換装置についての、その直流成分抑制方法であって、
   前記インバータの出力を交流周期の自然数倍の期間で平均して直流成分を抽出し、
   前記インバータをパルス幅変調制御によりスイッチング動作させるために三角波と比較されるべき参照波に、前記直流成分を抑制する補正値を反映させる、
   電力変換装置の直流成分抑制方法。
9. 直流電源と、当該直流電源の電圧よりもピーク電圧の絶対値が高い交流電路との間に設けられ、ＤＣ／ＤＣコンバータと、インバータとを備える電力変換装置についての、その直流成分抑制方法であって、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記インバータが、交流半サイクル内で交互にスイッチング動作を休止する期間を有するように制御し、
   前記インバータの出力を交流周期の自然数倍の期間で平均して直流成分を抽出し、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記インバータのそれぞれについて、スイッチング動作させるための制御信号に、前記直流成分を抑制する補正値を反映させる、
   電力変換装置の直流成分抑制方法。

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