JP6485251B2 - 変換装置及びその制御方法 - Google Patents
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Description
本発明は、トランスを使用しない非絶縁方式で直流を交流に変換する、自立型電源装置における変換装置及びその制御方法に関する。
例えば、太陽電池モジュールの出力を商用系統に連系するための変換装置（パワーコンディショナ）は、ＤＣ／ＤＣコンバータと、インバータとを有している。太陽電池モジュールの出力はＤＣ／ＤＣコンバータで昇圧され、平滑コンデンサが接続されたＤＣバスに、所定の電圧が供給される。このＤＣバスの電圧に基づいて、インバータにより、交流電圧・電流が出力される（例えば、特許文献１参照。）。
一方、ＤＣ／ＤＣコンバータと、インバータとを搭載する変換装置として、前段のＤＣ／ＤＣコンバータで脈流波形の電圧を生成し、これを、後段のインバータで脈流１周期ごとに極性反転して交流電圧の波形を生成する技術も提案されている（例えば、特許文献２参照。）。
また、直流リアクトルを含むＤＣ／ＤＣコンバータ及び交流リアクトルを含む極性切換用インバータから成る系統連系インバータ装置において、交流側の電流歪を低減するために、直流リアクトルの電流指令値の演算にあたり、フィードフォワード的に中間段コンデンサ電流を補償する技術も提案されている（例えば特許文献３参照。）。
特許文献１に記載された変換装置では、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータが共に常に高周波でスイッチングを行っている。従って、スイッチング損失及びリアクトルの損失が、動作期間の全期間にわたって発生している。そのため、変換効率が十分に高いとは言えない。
また、特許文献２に記載された変換装置では、後段のインバータは極性反転のみを行っており、その反転回数は、交流側の商用周波数の２倍である。従って、インバータを高周波でスイッチングする特許文献１のような変換装置と比べれば、スイッチング損失や交流リアクトルの損失が低減される。
しかしながら、特許文献２の変換装置では、脈流波形の零点が、微分不可能な特異点となる。そのため、生成された交流波形のゼロクロス付近は、滑らかさを欠き、波形の歪が生じる場合がある。
しかしながら、特許文献２の変換装置では、脈流波形の零点が、微分不可能な特異点となる。そのため、生成された交流波形のゼロクロス付近は、滑らかさを欠き、波形の歪が生じる場合がある。
一方、特許文献３に記載された系統連系インバータでは、直流リアクトル電流指令値の演算で、有効電力成分を（系統電圧×直流リアクトル電流指令値）としており、交流リアクトルのインピーダンスによる電圧降下は考慮されていない。また、無効電力成分を（系統電圧×中間段コンデンサ電流）としている。ここで、中間段コンデンサ電流の演算には交流リアクトルのインダクタンスによる電圧降下が考慮されているが、中間段コンデンサ電流と乗ずる電圧は系統電圧としており、これには交流リアクトルのインピーダンスによる電圧降下が考慮されていない。これらのことにより、出力電圧の位相が、理想的な出力電圧に対して遅れ、出力電流に歪が生じる。特許文献３ではこの歪を軽減するため、中間段コンデンサ電流指令値の振幅を調整することにより、出力電流を正弦波に近づけていくフィードバックを行っている。
ところが、この制御方法では、中間段コンデンサ電流の振幅のフィードバック制御と、ＤＣ／ＤＣコンバータのフィードバック制御との相互干渉を避けるための制約が加わる。特許文献３には、ヒステリシスコンパレータで直流リアクトル電流制御を行うことが示されているが、このときＤＣ／ＤＣコンバータの制御周期はスイッチング周期である。直流コンデンサ電流の振幅のフィードバック制御の周期は、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御との干渉をさけるため、スイッチング周期よりも十分に長くする必要があり、そのため、直流コンデンサ電流振幅のフィードバックの応答は遅くなる。すなわち、特許文献３のように、出力電流波形を低歪の正弦波に調整するのにフィードバック制御に頼る方法では、交流リアクトル電流指令値が変化したときに、歪波が流れる。
かかる従来の問題点に鑑み、本発明は、直流から交流への変換装置において、高周波でのスイッチングに伴う損失を抑制し、かつ、交流波形の滑らかさを実現することを目的とする。さらには、交流リアクトル電流指令値が変化した際の歪を少なくすることをも目的とする。
本発明は、直流電源から入力される直流電圧を非絶縁で交流電圧に変換して負荷に給電する変換装置であって、前記負荷と接続され、交流リアクトル及び第１のコンデンサを含むフィルタ回路と、前記フィルタ回路とＤＣバスとの間に設けられたＤＣ／ＡＣ変換部と、前記ＤＣバスに接続された第２のコンデンサと、前記ＤＣバスと前記直流電源との間に設けられ、直流リアクトルを含むＤＣ／ＤＣ変換部と、前記ＤＣ／ＡＣ変換部及び前記ＤＣ／ＤＣ変換部を制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記交流電圧を前記負荷に供給するための出力電圧指令値に、前記フィルタ回路、前記第２のコンデンサ及び前記直流リアクトルの電気的な影響を加味して、前記ＤＣ／ＡＣ変換部及び前記ＤＣ／ＤＣ変換部に対する制御のデューティを決定し、前記ＤＣ／ＤＣ変換部を制御することにより、前記直流電圧を、前記交流電圧の絶対値に相当する脈流波形の期間及び脈流最小値としての前記直流電圧の期間を交互に有するＤＣバス電圧波形に変換し、前記ＤＣ／ＡＣ変換部を制御することにより、前記直流電圧の期間で降圧して当該期間に対応する前記交流電圧の絶対値の波形に変換するとともに、脈流１周期ごとに極性を反転させる、変換装置である。
また、方法としての本発明は、直流電源から入力される直流電圧を非絶縁で交流電圧に変換して負荷に給電する変換装置の制御方法であって、前記変換装置は、前記負荷と接続され、交流リアクトル及び第１のコンデンサを含むフィルタ回路と、前記フィルタ回路とＤＣバスとの間に設けられたＤＣ／ＡＣ変換部と、前記ＤＣバスに接続された第２のコンデンサと、前記ＤＣバスと前記直流電源との間に設けられ、直流リアクトルを含むＤＣ／ＤＣ変換部と、前記ＤＣ／ＡＣ変換部及び前記ＤＣ／ＤＣ変換部を制御する制御部と、を備えたものであり、前記制御部によって実行される変換装置の制御方法は、
前記交流電圧を前記負荷に供給するための出力電圧指令値に、前記フィルタ回路、前記第２のコンデンサ及び前記直流リアクトルの電気的な影響を加味して、前記ＤＣ／ＡＣ変換部及び前記ＤＣ／ＤＣ変換部に対する制御のデューティを決定する演算工程と、前記ＤＣ／ＤＣ変換部を制御することにより、前記直流電圧を、前記交流電圧の絶対値に相当する脈流波形の期間及び脈流最小値としての前記直流電圧の期間を交互に有するＤＣバス電圧波形に変換する第１変換工程と、前記ＤＣ／ＡＣ変換部を制御することにより、前記直流電圧の期間で降圧して当該期間に対応する前記交流電圧の絶対値の波形に変換するとともに、脈流１周期ごとに極性を反転させる第２変換工程と、を有している。
前記交流電圧を前記負荷に供給するための出力電圧指令値に、前記フィルタ回路、前記第２のコンデンサ及び前記直流リアクトルの電気的な影響を加味して、前記ＤＣ／ＡＣ変換部及び前記ＤＣ／ＤＣ変換部に対する制御のデューティを決定する演算工程と、前記ＤＣ／ＤＣ変換部を制御することにより、前記直流電圧を、前記交流電圧の絶対値に相当する脈流波形の期間及び脈流最小値としての前記直流電圧の期間を交互に有するＤＣバス電圧波形に変換する第１変換工程と、前記ＤＣ／ＡＣ変換部を制御することにより、前記直流電圧の期間で降圧して当該期間に対応する前記交流電圧の絶対値の波形に変換するとともに、脈流１周期ごとに極性を反転させる第２変換工程と、を有している。
本発明の変換装置及びその制御方法によれば、高周波でのスイッチングに伴う損失を抑制し、かつ、交流波形の滑らかさを実現することができる。
［実施形態の要旨］
本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。
本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。
（１）これは、直流電源から入力される直流電圧を非絶縁で交流電圧に変換して負荷に給電する変換装置であって、前記負荷と接続され、交流リアクトル及び第１のコンデンサを含むフィルタ回路と、前記フィルタ回路とＤＣバスとの間に設けられたＤＣ／ＡＣ変換部と、前記ＤＣバスに接続された第２のコンデンサと、前記ＤＣバスと前記直流電源との間に設けられ、直流リアクトルを含むＤＣ／ＤＣ変換部と、前記ＤＣ／ＡＣ変換部及び前記ＤＣ／ＤＣ変換部を制御する制御部と、を備えている。そして、前記制御部は、前記交流電圧を前記負荷に供給するための出力電圧指令値に、前記フィルタ回路、前記第２のコンデンサ及び前記直流リアクトルの電気的な影響を加味して、前記ＤＣ／ＡＣ変換部及び前記ＤＣ／ＤＣ変換部に対する制御のデューティを決定し、前記ＤＣ／ＤＣ変換部を制御することにより、前記直流電圧を、前記交流電圧の絶対値に相当する脈流波形の期間及び脈流最小値としての前記直流電圧の期間を交互に有するＤＣバス電圧波形に変換し、前記ＤＣ／ＡＣ変換部を制御することにより、前記直流電圧の期間で降圧して当該期間に対応する前記交流電圧の絶対値の波形に変換するとともに、脈流１周期ごとに極性を反転させる。
上記のように構成された変換装置では、ＤＣ／ＤＣ変換部により、直流電圧が、交流電圧の絶対値に相当する脈流波形の期間及び直流電圧の期間を交互に有するＤＣバス電圧波形に変換される。さらに、ＤＣ／ＡＣ変換部により、直流電圧の期間で降圧して当該期間に対応する交流電圧の絶対値の波形が生成されるとともに、脈流１周期ごとに極性を反転させて所望の交流電圧が生成される。
このようにして、高周波でのスイッチングに伴う損失を抑制し、かつ、交流波形の滑らかさを実現する変換装置を提供することができる。また、例えば、交流リアクトルを含むフィルタ回路の電気的な影響を加味して各変換部のデューティを決定することで、交流リアクトル電流指令値が変化したときに生じる歪を抑制することができる。
このようにして、高周波でのスイッチングに伴う損失を抑制し、かつ、交流波形の滑らかさを実現する変換装置を提供することができる。また、例えば、交流リアクトルを含むフィルタ回路の電気的な影響を加味して各変換部のデューティを決定することで、交流リアクトル電流指令値が変化したときに生じる歪を抑制することができる。
（２）また、（１）の変換装置において、例えば前記電気的な影響とは、前記交流リアクトル及び前記直流リアクトルのそれぞれによる電圧変化、並びに、前記第１コンデンサ及び前記第２コンデンサをそれぞれ流れる無効電流である。
この場合、出力電圧指令値にリアクトルの電圧変化及びコンデンサの無効電流を考慮して、適切な制御を行うことができる。
この場合、出力電圧指令値にリアクトルの電圧変化及びコンデンサの無効電流を考慮して、適切な制御を行うことができる。
（３）また、（１）の変換装置において、前記制御部は、少なくとも、
前記出力電圧指令値に基づいて、前記第１コンデンサに流れる電流を考慮して交流リアクトル電流指令値を求める演算と、前記出力電圧指令値に基づいて、前記交流リアクトルによる電圧変化及び前記直流リアクトルによる電圧変化を考慮して前記ＤＣバス電圧指令値を求める演算と、前記交流リアクトル電流指令値に基づいて、前記ＤＣ／ＡＣ変換部の参照波閾値を求める演算と、前記第２コンデンサに流れる電流による無効電力及び前記ＤＣ／ＡＣ変換部の電力に基づいて直流リアクトル電流指令値を求める演算と、前記直流リアクトル電流指令値に基づいて前記ＤＣ／ＤＣ変換部の参照波閾値を求める演算と、を実行するものである。
このような演算を行うことにより、出力電圧指令値に各リアクトルの電圧変化及び各コンデンサの無効電流を考慮して、適切な制御を行うことができる。
前記出力電圧指令値に基づいて、前記第１コンデンサに流れる電流を考慮して交流リアクトル電流指令値を求める演算と、前記出力電圧指令値に基づいて、前記交流リアクトルによる電圧変化及び前記直流リアクトルによる電圧変化を考慮して前記ＤＣバス電圧指令値を求める演算と、前記交流リアクトル電流指令値に基づいて、前記ＤＣ／ＡＣ変換部の参照波閾値を求める演算と、前記第２コンデンサに流れる電流による無効電力及び前記ＤＣ／ＡＣ変換部の電力に基づいて直流リアクトル電流指令値を求める演算と、前記直流リアクトル電流指令値に基づいて前記ＤＣ／ＤＣ変換部の参照波閾値を求める演算と、を実行するものである。
このような演算を行うことにより、出力電圧指令値に各リアクトルの電圧変化及び各コンデンサの無効電流を考慮して、適切な制御を行うことができる。
（４）一方、これは、直流電源から入力される直流電圧を非絶縁で交流電圧に変換して負荷に給電する変換装置の制御方法であって、前記変換装置は、前記負荷と接続され、交流リアクトル及び第１のコンデンサを含むフィルタ回路と、前記フィルタ回路とＤＣバスとの間に設けられたＤＣ／ＡＣ変換部と、前記ＤＣバスに接続された第２のコンデンサと、前記ＤＣバスと前記直流電源との間に設けられ、直流リアクトルを含むＤＣ／ＤＣ変換部と、前記ＤＣ／ＡＣ変換部及び前記ＤＣ／ＤＣ変換部を制御する制御部と、を備えたものである。そして、前記制御部によって実行される変換装置の制御方法は、
前記交流電圧を前記負荷に供給するための出力電圧指令値に、前記フィルタ回路、前記第２のコンデンサ及び前記直流リアクトルの電気的な影響を加味して、前記ＤＣ／ＡＣ変換部及び前記ＤＣ／ＤＣ変換部に対する制御のデューティを決定する演算工程と、前記ＤＣ／ＤＣ変換部を制御することにより、前記直流電圧を、前記交流電圧の絶対値に相当する脈流波形の期間及び脈流最小値としての前記直流電圧の期間を交互に有するＤＣバス電圧波形に変換する第１変換工程と、前記ＤＣ／ＡＣ変換部を制御することにより、前記直流電圧の期間で降圧して当該期間に対応する前記交流電圧の絶対値の波形に変換するとともに、脈流１周期ごとに極性を反転させる第２変換工程と、を有している。
前記交流電圧を前記負荷に供給するための出力電圧指令値に、前記フィルタ回路、前記第２のコンデンサ及び前記直流リアクトルの電気的な影響を加味して、前記ＤＣ／ＡＣ変換部及び前記ＤＣ／ＤＣ変換部に対する制御のデューティを決定する演算工程と、前記ＤＣ／ＤＣ変換部を制御することにより、前記直流電圧を、前記交流電圧の絶対値に相当する脈流波形の期間及び脈流最小値としての前記直流電圧の期間を交互に有するＤＣバス電圧波形に変換する第１変換工程と、前記ＤＣ／ＡＣ変換部を制御することにより、前記直流電圧の期間で降圧して当該期間に対応する前記交流電圧の絶対値の波形に変換するとともに、脈流１周期ごとに極性を反転させる第２変換工程と、を有している。
上記のような変換装置の制御方法によれば、ＤＣ／ＤＣ変換部により、直流電圧が、交流電圧の絶対値に相当する脈流波形の期間及び直流電圧の期間を交互に有するＤＣバス電圧波形に変換される。さらに、ＤＣ／ＡＣ変換部により、直流電圧の期間で降圧して当該期間に対応する交流電圧の絶対値の波形が生成されるとともに、脈流１周期ごとに極性を反転させて所望の交流電圧が生成される。
このようにして、高周波でのスイッチングに伴う損失を抑制し、かつ、交流波形の滑らかさを実現することができる。また、例えば、交流リアクトルを含むフィルタ回路の電気的な影響を加味して各変換部のデューティを決定することで、交流リアクトル電流指令値が変化したときに生じる歪を抑制することができる。
このようにして、高周波でのスイッチングに伴う損失を抑制し、かつ、交流波形の滑らかさを実現することができる。また、例えば、交流リアクトルを含むフィルタ回路の電気的な影響を加味して各変換部のデューティを決定することで、交流リアクトル電流指令値が変化したときに生じる歪を抑制することができる。
［実施形態の詳細］
＜電源装置＞
以下、実施形態の詳細について、図面を参照して説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係る変換装置を備えた自立型の電源装置１００の一例を示す単線接続図である。図において、変換装置１の一端には蓄電池２が接続され、他端には交流負荷３が接続されている。この電源装置１００は、蓄電池２を放電させて、その直流電力を変換装置１により交流電力に変換し、交流負荷３に給電する。
蓄電池２の電圧は例えば約４８Ｖ、交流負荷３の電圧は例えば約１００Ｖである。但し、電圧値は、これらに限定されるものではない。
＜電源装置＞
以下、実施形態の詳細について、図面を参照して説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係る変換装置を備えた自立型の電源装置１００の一例を示す単線接続図である。図において、変換装置１の一端には蓄電池２が接続され、他端には交流負荷３が接続されている。この電源装置１００は、蓄電池２を放電させて、その直流電力を変換装置１により交流電力に変換し、交流負荷３に給電する。
蓄電池２の電圧は例えば約４８Ｖ、交流負荷３の電圧は例えば約１００Ｖである。但し、電圧値は、これらに限定されるものではない。
変換装置１は、主な構成要素として、蓄電池２側に設けられたＤＣ／ＤＣ変換部１０と、交流負荷３側に設けられたＤＣ／ＡＣ変換部１１と、これら２つの変換部の動作を制御する制御部１２とを備えている。
制御部１２は例えば、コンピュータを含み、ソフトウェア（コンピュータプログラム）をコンピュータが実行することで、２つの変換部（１０，１１）に対して必要な制御機能を実現する。ソフトウェアは、制御部１２の記憶装置（図示せず。）に格納される。但し、コンピュータを含まないハードウェアのみの回路で制御部１２を構成することも可能ではある。
制御部１２は例えば、コンピュータを含み、ソフトウェア（コンピュータプログラム）をコンピュータが実行することで、２つの変換部（１０，１１）に対して必要な制御機能を実現する。ソフトウェアは、制御部１２の記憶装置（図示せず。）に格納される。但し、コンピュータを含まないハードウェアのみの回路で制御部１２を構成することも可能ではある。
＜変換装置＞
《回路構成》
図２は、変換装置１の詳細な回路図の一例である。
図において、ＤＣ／ＤＣ変換部１０の低電位側（図の左側）には、電圧センサ１４、電流センサ１７、及び、平滑用のコンデンサ１５が設けられている。電圧センサ１４は蓄電池２と並列接続され、蓄電池２の両端電圧を検出する。検出された電圧の情報は、制御部１２に提供される。電流センサ１７は、ＤＣ／ＤＣ変換部１０に流れる電流を検出する。検出された電流の情報は、制御部１２に提供される。
《回路構成》
図２は、変換装置１の詳細な回路図の一例である。
図において、ＤＣ／ＤＣ変換部１０の低電位側（図の左側）には、電圧センサ１４、電流センサ１７、及び、平滑用のコンデンサ１５が設けられている。電圧センサ１４は蓄電池２と並列接続され、蓄電池２の両端電圧を検出する。検出された電圧の情報は、制御部１２に提供される。電流センサ１７は、ＤＣ／ＤＣ変換部１０に流れる電流を検出する。検出された電流の情報は、制御部１２に提供される。
ＤＣ／ＤＣ変換部１０は、直流リアクトル１６と、スイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ２とを備え、直流チョッパ回路を構成している。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２としては例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）を使用することができる。ＭＯＳＦＥＴのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はそれぞれ、ダイオード（ボディダイオード）ｄ１，ｄ２を有している。各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、制御部１２により制御される。
ＤＣ／ＡＣ変換部１１とＤＣ／ＤＣ変換部１０とを繋ぐＤＣバス１８には、平滑用のコンデンサ１９が接続されている。このコンデンサ１９は、小容量（μＦレベル）であり、高周波（例えば２０ｋＨｚ）でスイッチングされた電圧に対して平滑作用を発揮するが、商用周波数の２倍程度の周波数（１００Ｈｚ又は１２０Ｈｚ）で変化する電圧に対しては平滑作用を発揮しない。
ＤＣ／ＡＣ変換部１１は、フルブリッジ回路を構成するスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６を備えている。これらスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６は、例えば、ＭＯＳＦＥＴである。ＭＯＳＦＥＴの場合は、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６がそれぞれ、ダイオード（ボディダイオード）ｄ３〜ｄ６を有している。各スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６は、制御部１２により制御される。
ＤＣ／ＡＣ変換部１１と交流負荷３との間には、フィルタ回路２１が設けられている。フィルタ回路２１は、交流リアクトル２２と、交流リアクトル２２より交流負荷側（図の右側）に設けられた平滑用のコンデンサ２３とを備えている。フィルタ回路２１は、ＤＣ／ＡＣ変換部１１で発生する高周波ノイズが交流負荷３側へ漏れ出ないように、通過を阻止している。また、交流リアクトル２２に流れる電流を検出する電流センサ２４が設けられている。電流センサ２４によって検出された電流の情報は、制御部１２に提供される。
また、コンデンサ２３及び交流負荷３と並列に、電圧センサ２５が設けられている。一方、電流センサ２６は、交流負荷３と変換装置１とを接続する電路に設けられている。電圧センサ２５によって検出された電圧の情報、及び、電流センサ２６によって検出された電流の情報は、それぞれ、制御部１２に提供される。
《動作の概要》
上記のように構成された変換装置１は、蓄電池２の放電電力により、交流負荷３に電力を供給する。交流１／２サイクルの間に、ＤＣ／ＡＣ変換部１１及びＤＣ／ＤＣ変換部１０が交代でスイッチング動作する。
具体的には、交流１／２サイクルの間に、直流電圧に対してＤＣ／ＤＣ変換部１０が昇圧を行い、ＤＣ／ＡＣ変換部１１は周期的な極性反転のみを行う期間と、ＤＣ／ＤＣ変換部１０は入力をそのまま通過させて出力し、ＤＣ／ＡＣ変換部１１が降圧のインバータ機能及び極性反転を行う期間と、がある。
上記のように構成された変換装置１は、蓄電池２の放電電力により、交流負荷３に電力を供給する。交流１／２サイクルの間に、ＤＣ／ＡＣ変換部１１及びＤＣ／ＤＣ変換部１０が交代でスイッチング動作する。
具体的には、交流１／２サイクルの間に、直流電圧に対してＤＣ／ＤＣ変換部１０が昇圧を行い、ＤＣ／ＡＣ変換部１１は周期的な極性反転のみを行う期間と、ＤＣ／ＤＣ変換部１０は入力をそのまま通過させて出力し、ＤＣ／ＡＣ変換部１１が降圧のインバータ機能及び極性反転を行う期間と、がある。
図２において、前述のように、コンデンサ１９の容量Ｃ＿ＤＣＢＵＳは、ＤＣバス１８の電圧を十分平滑化しない程度のものとして例えば数十μＦ程度とする。この場合、歪率の小さい正弦波を出力することができる。また、ＤＣ／ＤＣ変換部１０及びＤＣ／ＡＣ変換部１１それぞれにスイッチング停止期間があることから、従来のパワーコンディショナ等の変換装置（例えば特許文献１）と比較して、スイッチング損失が少なく、リアクトルの鉄損も少なくなり、装置の変換効率が向上する。また、かかる変換装置１は、既知の非絶縁型変換装置の回路をそのまま利用して、部品を追加することなく、変換効率を向上させることができる。
《制御の具体例》
以下、制御部１２による制御（制御部１２が実行する制御方法）として、制御部１２が例えばプログラムの実行により実現する演算処理機能について具体的に説明する。但し、これは一例であり、以下の処理に限定される訳ではない。
以下、制御部１２による制御（制御部１２が実行する制御方法）として、制御部１２が例えばプログラムの実行により実現する演算処理機能について具体的に説明する。但し、これは一例であり、以下の処理に限定される訳ではない。
（交流リアクトル電流指令値）
図３は、出力電圧指令値に基づいて交流リアクトル電流指令値Ｉｇａｃｉ＊を求める制御ブロック図である。簡略に述べると、これは、出力電圧指令値に基づいて、コンデンサ２３に流れる電流を考慮して交流リアクトル電流指令値を求める演算である。
図において、出力電圧指令値をＳｉｎｗａｖｅ（正弦波）＝Ｖｓｉｎ（ωｔ）とし、出力電圧検出値ＶｇａｃｏにローパスフィルタをかけたものをＶｇａｃｏ＿ｌｐｆとする。ローパスフィルタをかける理由は、出力電圧が何らかの要因により振動すると出力電圧検出値も当然振動し、その振動成分が制御を不安定にさせることから、出力電圧検出値をある程度なまらせるためである。ローパスフィルタのカットオフ周波数は例えば１ｋＨｚである。
図３は、出力電圧指令値に基づいて交流リアクトル電流指令値Ｉｇａｃｉ＊を求める制御ブロック図である。簡略に述べると、これは、出力電圧指令値に基づいて、コンデンサ２３に流れる電流を考慮して交流リアクトル電流指令値を求める演算である。
図において、出力電圧指令値をＳｉｎｗａｖｅ（正弦波）＝Ｖｓｉｎ（ωｔ）とし、出力電圧検出値ＶｇａｃｏにローパスフィルタをかけたものをＶｇａｃｏ＿ｌｐｆとする。ローパスフィルタをかける理由は、出力電圧が何らかの要因により振動すると出力電圧検出値も当然振動し、その振動成分が制御を不安定にさせることから、出力電圧検出値をある程度なまらせるためである。ローパスフィルタのカットオフ周波数は例えば１ｋＨｚである。
次に、出力電圧指令値Ｓｉｎｗａｖｅと出力電圧検出値Ｖｇａｃｏ＿ｌｐｆとの差分をＰＩ補償器にかけて、Ｉｇａｃ＿ｐｉを算出する。そして出力電流検出値Ｉｇａｃｏに例えばカットオフ周波数６０ＨｚのローパスフィルタをかけたものをＩｇａｃｏ＿ｌｐｆとする。そして、Ｉｇａｃ＿ｐｉにＩｇａｃｏ＿ｌｐｆを足して、交流リアクトル電流指令値Ｉｇａｃｉ＊を算出する。出力電流検出値にローパスフィルタをかけるのはＶｇａｃｏ＿ｌｐｆの場合の理由と同様である。
（ＤＣバス電圧指令値）
図４は、出力電圧指令値に基づいてＤＣバス電圧指令値Ｖｏｍａｘ＊を求める制御ブロック図である。簡略に述べると、これは、出力電圧指令値に基づいて、交流リアクトル２２による電圧変化及び直流リアクトル１６による電圧変化を考慮してＤＣバス電圧指令値を求める演算である。
図の左下の点線で囲む部分は、交流リアクトル２２のインダクタンスＬ＿ＡＣによる電圧変化を求めるブロックである。ここで、交流リアクトル２２のインダクタンスＬ＿ＡＣによる電圧変化として、
Ｖ＿ａｃｌ＝（Ｉｇａｃｉ＊−Ｉｇａｃｉ＊０）×Ｌ＿ＡＣＬ×Ｆ＿ＳＷ
を求める。その電圧変化に対して、後に述べる直流リアクトル１６の電流制御における制御を安定化させるためにＶ＿ａｃｌの制御周期ごとの値を数周期分移動平均し、Ｖ＿ａｃｌ＿ｍｏｖｉｎｇａｖｅを求める。
図４は、出力電圧指令値に基づいてＤＣバス電圧指令値Ｖｏｍａｘ＊を求める制御ブロック図である。簡略に述べると、これは、出力電圧指令値に基づいて、交流リアクトル２２による電圧変化及び直流リアクトル１６による電圧変化を考慮してＤＣバス電圧指令値を求める演算である。
図の左下の点線で囲む部分は、交流リアクトル２２のインダクタンスＬ＿ＡＣによる電圧変化を求めるブロックである。ここで、交流リアクトル２２のインダクタンスＬ＿ＡＣによる電圧変化として、
Ｖ＿ａｃｌ＝（Ｉｇａｃｉ＊−Ｉｇａｃｉ＊０）×Ｌ＿ＡＣＬ×Ｆ＿ＳＷ
を求める。その電圧変化に対して、後に述べる直流リアクトル１６の電流制御における制御を安定化させるためにＶ＿ａｃｌの制御周期ごとの値を数周期分移動平均し、Ｖ＿ａｃｌ＿ｍｏｖｉｎｇａｖｅを求める。
そして、出力電圧指令値ＳｉｎｗａｖｅとＶ＿ａｃｌ＿ｍｏｖｉｎｇａｖｅとを互いに足し合わせ、ＤＣ／ＡＣ変換部電圧指令値Ｖｇａｃｏ＊を算出する。なお、ここでは、交流リアクトル２２の抵抗成分Ｒ＿ＡＣＬによる電圧降下を考慮していないが、考慮する場合は、Ｖｇａｃｏ＊を算出する際にＩｇａｃｉ×Ｒ＿ＡＣＬを足せばよい。
次に中間コンデンサの充放電電力を考えない近似をした直流リアクトル電流指令値の近似値Ｉｇｄｃ＊＿ａｐｐｒｏｘを求める。直流電源電圧検出値をＶｇｄｃとして、
Ｉｇｄｃ＊＿ａｐｐｒｏｘ＝Ｉｇａｃｉ＊×Ｖｇａｃｏ＊／Ｖｇｄｃ
となる。そして、図４の右側の点線で囲む部分に示すように、直流リアクトルのインダクタンスＬ＿ＤＣＬによる電圧変化として、
Ｖ＿ｄｃｌ＝（Ｉｇｄｃ＊＿ａｐｐｒｏｘ−Ｉｇｄｃ＊＿ａｐｐｒｏｘ０）×Ｌ＿ＤＣＬ×Ｆ＿ＳＷ
を求め、その移動平均値Ｖ＿ｄｃｌ＿ｍｏｖｉｎｇａｖｅを求める。
Ｉｇｄｃ＊＿ａｐｐｒｏｘ＝Ｉｇａｃｉ＊×Ｖｇａｃｏ＊／Ｖｇｄｃ
となる。そして、図４の右側の点線で囲む部分に示すように、直流リアクトルのインダクタンスＬ＿ＤＣＬによる電圧変化として、
Ｖ＿ｄｃｌ＝（Ｉｇｄｃ＊＿ａｐｐｒｏｘ−Ｉｇｄｃ＊＿ａｐｐｒｏｘ０）×Ｌ＿ＤＣＬ×Ｆ＿ＳＷ
を求め、その移動平均値Ｖ＿ｄｃｌ＿ｍｏｖｉｎｇａｖｅを求める。
そして、直流電源電圧検出値ＶｇｄｃからＶ＿ｄｃｌ＿ｍｏｖｉｎｇａｖｅを引いた（Ｖｇｄｃ−Ｖ＿ｄｃｌ＿ｍｏｖｉｎｇａｖｅ）と、ＤＣ／ＡＣ変換部電圧指令値Ｖｇａｃｏ＊の絶対値｜Ｖｇａｃｏ＊｜と比較して、値が大きい方をＤＣバス電圧指令値Ｖｏｍａｘ＊とする（図４の右上）。
なお、直流リアクトル１６の抵抗成分Ｒ＿ＤＣＬによる電圧降下を考慮する場合はＶｇｄｃ−Ｖ＿ｄｃｌ＿ｍｏｖｉｎｇａｖｅの部分が、Ｖｇｄｃ−Ｖ＿ｄｃｌ＿ｍｏｖｉｎｇａｖｅ−Ｉｇｄｃ＊ａｐｐｒｏｘ×Ｒ＿ＤＣＬとなる。
なお、直流リアクトル１６の抵抗成分Ｒ＿ＤＣＬによる電圧降下を考慮する場合はＶｇｄｃ−Ｖ＿ｄｃｌ＿ｍｏｖｉｎｇａｖｅの部分が、Ｖｇｄｃ−Ｖ＿ｄｃｌ＿ｍｏｖｉｎｇａｖｅ−Ｉｇｄｃ＊ａｐｐｒｏｘ×Ｒ＿ＤＣＬとなる。
（切り替えフラグ）
ここで、ＤＣ／ＤＣ変換部１０とＤＣ／ＡＣ変換部１１のスイッチング切り替えフラグｓｗ＿ｆｌａｇを以下のように考える。
Ｖｇｄｃ−Ｖ＿ｄｃｌ＿ｍｏｖｉｎｇａｖｅ＞Ｖｏｍａｘ＊ならば、
ｓｗ＿ｆｌａｇ＝１ （ＤＣ／ＡＣ変換部１１の降圧スイッチング動作）
Ｖｇｄｃ−Ｖ＿ｄｃｌ＿ｍｏｖｉｎｇａｖｅ≦Ｖｏｍａｘ＊ならば、
ｓｗ＿ｆｌａｇ＝０ （ＤＣ／ＤＣ変換部１０の昇圧スイッチング動作）
ここで、ＤＣ／ＤＣ変換部１０とＤＣ／ＡＣ変換部１１のスイッチング切り替えフラグｓｗ＿ｆｌａｇを以下のように考える。
Ｖｇｄｃ−Ｖ＿ｄｃｌ＿ｍｏｖｉｎｇａｖｅ＞Ｖｏｍａｘ＊ならば、
ｓｗ＿ｆｌａｇ＝１ （ＤＣ／ＡＣ変換部１１の降圧スイッチング動作）
Ｖｇｄｃ−Ｖ＿ｄｃｌ＿ｍｏｖｉｎｇａｖｅ≦Ｖｏｍａｘ＊ならば、
ｓｗ＿ｆｌａｇ＝０ （ＤＣ／ＤＣ変換部１０の昇圧スイッチング動作）
このようにｓｗ＿ｆｌａｇを定め、これを、後に述べる交流リアクトル電流制御及び直流リアクトル電流制御において用いる。ｓｗ＿ｆｌａｇ＝１のときはＤＣ／ＡＣ変換部１１のみがスイッチング動作（高周波スイッチング動作）する期間であり、ｓｗ＿ｆｌａｇ＝０のときはＤＣ／ＤＣ変換部１０のみがスイッチング動作する期間である。
（交流リアクトル電流制御）
図５は、ＤＣ／ＡＣ変換部１１の参照波閾値ｔｈ＿ｉｎｖを求める、交流リアクトル電流制御の制御ブロック図である。簡略に述べると、これは、交流リアクトル電流指令値に基づいて、ＤＣ／ＡＣ変換部１１の参照波閾値（制御のデューティ）を求める演算である。
図において、交流リアクトル電流指令値Ｉｇａｃｉ＊と交流リアクトル電流検出値Ｉｇａｃｉとの差分をＰＩ補償器にかけて得たＶｇａｃ＿ｐｉに出力電圧指令値Ｓｉｎｗａｖｅを足す。この加算値をＤＣバス電圧指令値Ｖｏｍａｘ＊で割ることで、ＤＣ／ＡＣ変換部１１の参照波閾値ｔｈ＿ｉｎｖを決定する。
図５は、ＤＣ／ＡＣ変換部１１の参照波閾値ｔｈ＿ｉｎｖを求める、交流リアクトル電流制御の制御ブロック図である。簡略に述べると、これは、交流リアクトル電流指令値に基づいて、ＤＣ／ＡＣ変換部１１の参照波閾値（制御のデューティ）を求める演算である。
図において、交流リアクトル電流指令値Ｉｇａｃｉ＊と交流リアクトル電流検出値Ｉｇａｃｉとの差分をＰＩ補償器にかけて得たＶｇａｃ＿ｐｉに出力電圧指令値Ｓｉｎｗａｖｅを足す。この加算値をＤＣバス電圧指令値Ｖｏｍａｘ＊で割ることで、ＤＣ／ＡＣ変換部１１の参照波閾値ｔｈ＿ｉｎｖを決定する。
（直流リアクトル電流指令値）
図６は、直流リアクトル電流指令値Ｉｇｄｃ＊を求める制御ブロック図である。簡略に述べると、これは、コンデンサ１９に流れる電流による無効電力及びＤＣ／ＡＣ変換部１１の電力に基づいて直流リアクトル電流指令値を求める演算である。
図の点線で囲む部分は、ＤＣバス１８のコンデンサ１９に流れる電流を求める制御ブロックである。ここで、ＤＣバス１８のコンデンサ１９に流れる電流Ｉ＿ｄｃｂｕｓは、
Ｉ＿ｄｃｂｕｓ＝（Ｖｏｍａｘ＊−Ｖｏｍａｘ＊０）×Ｃ＿ＤＣＢＵＳ×Ｆ＿ＳＷ
となる。
図６は、直流リアクトル電流指令値Ｉｇｄｃ＊を求める制御ブロック図である。簡略に述べると、これは、コンデンサ１９に流れる電流による無効電力及びＤＣ／ＡＣ変換部１１の電力に基づいて直流リアクトル電流指令値を求める演算である。
図の点線で囲む部分は、ＤＣバス１８のコンデンサ１９に流れる電流を求める制御ブロックである。ここで、ＤＣバス１８のコンデンサ１９に流れる電流Ｉ＿ｄｃｂｕｓは、
Ｉ＿ｄｃｂｕｓ＝（Ｖｏｍａｘ＊−Ｖｏｍａｘ＊０）×Ｃ＿ＤＣＢＵＳ×Ｆ＿ＳＷ
となる。
ＤＣバス１８のコンデンサ１９に流れる無効電力Ｐ＿ｄｃｂｕｓは、
Ｐ＿ｄｃｂｕｓ＝Ｉ＿ｄｃｂｕｓ×Ｖｏｍａｘ＊
となる。出力電力指令値Ｐ＿ａｃは、
Ｐ＿ａｃ＝Ｉｇａｃｉ＊×Ｖｇａｃｏ＊
である。Ｐ＿ｄｃｂｕｓとＰ＿ａｃを足したものを（Ｖｇｄｃ−Ｖ＿ｄｃｌ＿ｍｏｖｉｎｇａｖｅ）で割り、直流リアクトル電流指令値Ｉｇｄｃ＊を算出する。
Ｐ＿ｄｃｂｕｓ＝Ｉ＿ｄｃｂｕｓ×Ｖｏｍａｘ＊
となる。出力電力指令値Ｐ＿ａｃは、
Ｐ＿ａｃ＝Ｉｇａｃｉ＊×Ｖｇａｃｏ＊
である。Ｐ＿ｄｃｂｕｓとＰ＿ａｃを足したものを（Ｖｇｄｃ−Ｖ＿ｄｃｌ＿ｍｏｖｉｎｇａｖｅ）で割り、直流リアクトル電流指令値Ｉｇｄｃ＊を算出する。
（直流リアクトル電流制御）
図７は、ＤＣ／ＤＣ変換部１０の参照波閾値ｔｈ＿ｃｎｖを求める、直流リアクトル電流制御の制御ブロック図である。簡略に述べると、これは、直流リアクトル電流指令値に基づいてＤＣ／ＤＣ変換部１０の参照波閾値（制御のデューティ）を求める演算である。
図において、直流リアクトル電流指令値Ｉｇｄｃ＊と直流リアクトル電流検出値Ｉｇｄｃとの差分をＰＩ補償器にかけ、直流電源電圧検出値Ｖｇｄｃを足し、ＤＣバス電圧指令値Ｖｏｍａｘ＊で割ることで、ＤＣ／ＤＣ変換部１０の参照波閾値ｔｈ＿ｃｎｖを決定する。
図７は、ＤＣ／ＤＣ変換部１０の参照波閾値ｔｈ＿ｃｎｖを求める、直流リアクトル電流制御の制御ブロック図である。簡略に述べると、これは、直流リアクトル電流指令値に基づいてＤＣ／ＤＣ変換部１０の参照波閾値（制御のデューティ）を求める演算である。
図において、直流リアクトル電流指令値Ｉｇｄｃ＊と直流リアクトル電流検出値Ｉｇｄｃとの差分をＰＩ補償器にかけ、直流電源電圧検出値Ｖｇｄｃを足し、ＤＣバス電圧指令値Ｖｏｍａｘ＊で割ることで、ＤＣ／ＤＣ変換部１０の参照波閾値ｔｈ＿ｃｎｖを決定する。
以上の制御方法を用いた際の実回路での動作結果を以下に示す。
動作条件は、
直流電源電圧：５２Ｖ
スイッチング周波数：２０ｋＨｚ
出力電圧指令値：１０１Ｖ
である。
動作条件は、
直流電源電圧：５２Ｖ
スイッチング周波数：２０ｋＨｚ
出力電圧指令値：１０１Ｖ
である。
（オシロスコープによる波形図）
図８は、無負荷時の主要な波形を示す図である。各波形の名称は、
（ａ）ＤＣバス電圧、
（ｂ）出力電圧、
（ｃ）ＤＣ／ＡＣ変換部１１におけるスイッチング素子Ｑ３，Ｑ６のゲート電圧、
（ｄ）ＤＣ／ＡＣ変換部１１におけるスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５のゲート電圧、
（ｅ）ＤＣ／ＤＣ変換部１０におけるスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧、
である。
図８は、無負荷時の主要な波形を示す図である。各波形の名称は、
（ａ）ＤＣバス電圧、
（ｂ）出力電圧、
（ｃ）ＤＣ／ＡＣ変換部１１におけるスイッチング素子Ｑ３，Ｑ６のゲート電圧、
（ｄ）ＤＣ／ＡＣ変換部１１におけるスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５のゲート電圧、
（ｅ）ＤＣ／ＤＣ変換部１０におけるスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧、
である。
（ａ）に示すように、ＤＣバス電圧波形は、交流電圧の絶対値に相当する脈流波形の期間及び脈流最小値（０ではない）としての直流電圧の期間を交互に有する。脈流波形の期間は、（ｅ）に示すように、ＤＣ／ＤＣ変換部１０による昇圧が行われている。そして、（ｃ）、（ｄ）に示すＤＣ／ＡＣ変換部１１のスイッチングにより、ＤＣバス電圧波形の直流電圧の期間で降圧して当該期間に対応する交流電圧の絶対値の波形への変換が行われる。また、ＤＣ／ＡＣ変換部１１により、脈流１周期ごとに極性を反転させる。
（ｂ）に示すように、出力電圧は滑らかな正弦波状となっている。
ＤＣ／ＡＣ変換部１１のスイッチング（高周波でのスイッチング）は、出力電圧が直流電源電圧以下の期間で行われ、その他の期間ではゲート電圧がオンまたはオフとなっていてスイッチングが行われていない。
（ｂ）に示すように、出力電圧は滑らかな正弦波状となっている。
ＤＣ／ＡＣ変換部１１のスイッチング（高周波でのスイッチング）は、出力電圧が直流電源電圧以下の期間で行われ、その他の期間ではゲート電圧がオンまたはオフとなっていてスイッチングが行われていない。
ＤＣ／ＤＣ変換部１０のスイッチングは出力電圧が直流電源電圧以上の期間で行われ、その他の期間では行われていない。ＤＣ／ＡＣ変換部１１及びＤＣ／ＤＣ変換部１０のスイッチング期間は重なっていない（但し、僅かに重なっても問題は無い。）。
スイッチング停止期間があることから全体としてのスイッチング損失が少なく、交流リアクトル２２及び直流リアクトル１６における鉄損も少ない。出力電圧実効値は１０１．９Ｖ、出力電圧歪率は、許容範囲内の３．５％である。
スイッチング停止期間があることから全体としてのスイッチング損失が少なく、交流リアクトル２２及び直流リアクトル１６における鉄損も少ない。出力電圧実効値は１０１．９Ｖ、出力電圧歪率は、許容範囲内の３．５％である。
図９は、交流負荷３として抵抗負荷２０Ω（消費電力５００Ｗ）を接続した場合の主要な波形を示す図である。各波形の名称は、図８と同様である。
（ｂ）に示すように、出力電圧は滑らかな正弦波状となっている。また、無負荷時と同様に、ＤＣ／ＤＣ変換部１０及びＤＣ／ＡＣ変換部１１のそれぞれに、スイッチング停止期間がある。出力電圧実効値は１０１．３Ｖ、出力電圧歪率は、許容範囲内の３．３％である。
（ｂ）に示すように、出力電圧は滑らかな正弦波状となっている。また、無負荷時と同様に、ＤＣ／ＤＣ変換部１０及びＤＣ／ＡＣ変換部１１のそれぞれに、スイッチング停止期間がある。出力電圧実効値は１０１．３Ｖ、出力電圧歪率は、許容範囲内の３．３％である。
《制御のまとめ》
以上の制御の具体例に示したように、制御部は、以下の動作（工程）を実行している。すなわち、
（ａ）交流電圧を負荷に供給するための出力電圧指令値（Ｓｉｎｗａｖｅ）に、フィルタ回路２１、コンデンサ１９及び直流リアクトル１６の電気的な影響を加味して、ＤＣ／ＡＣ変換部１１及びＤＣ／ＤＣ変換部１０に対する制御のデューティを決定すること（演算工程）、
（ｂ）ＤＣ／ＤＣ変換部１０を制御することにより、直流電圧を、交流電圧の絶対値に相当する脈流波形の期間及び脈流最小値としての直流電圧の期間を交互に有するＤＣバス電圧波形に変換すること（第１変換工程）、及び
（ｃ）ＤＣ／ＡＣ変換部１１を制御することにより、直流電圧の期間で降圧して当該期間に対応する交流電圧の絶対値の波形に変換するとともに、脈流１周期ごとに極性を反転させること（第２変換工程）、である。
以上の制御の具体例に示したように、制御部は、以下の動作（工程）を実行している。すなわち、
（ａ）交流電圧を負荷に供給するための出力電圧指令値（Ｓｉｎｗａｖｅ）に、フィルタ回路２１、コンデンサ１９及び直流リアクトル１６の電気的な影響を加味して、ＤＣ／ＡＣ変換部１１及びＤＣ／ＤＣ変換部１０に対する制御のデューティを決定すること（演算工程）、
（ｂ）ＤＣ／ＤＣ変換部１０を制御することにより、直流電圧を、交流電圧の絶対値に相当する脈流波形の期間及び脈流最小値としての直流電圧の期間を交互に有するＤＣバス電圧波形に変換すること（第１変換工程）、及び
（ｃ）ＤＣ／ＡＣ変換部１１を制御することにより、直流電圧の期間で降圧して当該期間に対応する交流電圧の絶対値の波形に変換するとともに、脈流１周期ごとに極性を反転させること（第２変換工程）、である。
このような動作（工程）を実行する変換装置及びその制御方法では、ＤＣ／ＤＣ変換部１０により、直流電圧が、交流電圧の絶対値に相当する脈流波形の期間及び直流電圧の期間を交互に有するＤＣバス電圧波形に変換される。さらに、ＤＣ／ＡＣ変換部１１により、直流電圧の期間で降圧して当該期間に対応する交流電圧の絶対値の波形が生成されるとともに、脈流１周期ごとに極性を反転させて所望の交流電圧が生成される。このようにして、高周波でのスイッチングに伴う損失を抑制し、かつ、交流波形の滑らかさを実現する変換装置１を提供することができる。また、例えば、交流リアクトル２２を含むフィルタ回路２１の電気的な影響を加味して各変換部１０，１１のデューティを決定することで、交流リアクトル電流指令値が変化したときに生じる歪を抑制することができる。
《その他》
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。
１ 変換装置
２ 蓄電池
３ 交流負荷
１０ ＤＣ／ＤＣ変換部
１１ ＤＣ／ＡＣ変換部
１２ 制御部
１４ 電圧センサ
１５ コンデンサ
１６ 直流リアクトル
１７ 電流センサ
１８ ＤＣバス
１９ コンデンサ
２１ フィルタ回路
２２ 交流リアクトル
２３ コンデンサ
２４ 電流センサ
２５ 電圧センサ
２６ 電流センサ
１００ 電源装置
ｄ１〜ｄ６ ダイオード
Ｑ１〜Ｑ６ スイッチング素子
２ 蓄電池
３ 交流負荷
１０ ＤＣ／ＤＣ変換部
１１ ＤＣ／ＡＣ変換部
１２ 制御部
１４ 電圧センサ
１５ コンデンサ
１６ 直流リアクトル
１７ 電流センサ
１８ ＤＣバス
１９ コンデンサ
２１ フィルタ回路
２２ 交流リアクトル
２３ コンデンサ
２４ 電流センサ
２５ 電圧センサ
２６ 電流センサ
１００ 電源装置
ｄ１〜ｄ６ ダイオード
Ｑ１〜Ｑ６ スイッチング素子
Claims (4)
- 直流電源から入力される直流電圧を非絶縁で交流電圧に変換して負荷に給電する変換装置であって、
前記負荷と接続され、交流リアクトル及び第１のコンデンサを含むフィルタ回路と、
前記フィルタ回路とＤＣバスとの間に設けられたＤＣ／ＡＣ変換部と、
前記ＤＣバスに接続された第２のコンデンサと、
前記ＤＣバスと前記直流電源との間に設けられ、直流リアクトルを含むＤＣ／ＤＣ変換部と、
前記ＤＣ／ＡＣ変換部及び前記ＤＣ／ＤＣ変換部を制御する制御部と、を備え、
前記制御部は、前記交流電圧を前記負荷に供給するための出力電圧指令値に、出力電圧検出値をローパスフィルタ処理した値及び出力電流検出値をローパスフィルタ処理した値を取り込んで交流リアクトル電流指令値を求め、当該出力電圧指令値及び当該交流リアクトル電流指令値に基づいて、前記フィルタ回路、前記第２のコンデンサ及び前記直流リアクトルの電気的な影響を加味して、前記ＤＣ／ＡＣ変換部及び前記ＤＣ／ＤＣ変換部に対する制御のデューティを決定し、前記ＤＣ／ＤＣ変換部を制御することにより、前記直流電圧を、前記交流電圧の絶対値に相当する脈流波形の期間及び脈流最小値としての前記直流電圧の期間を交互に有するＤＣバス電圧波形に変換し、前記ＤＣ／ＡＣ変換部を制御することにより、前記直流電圧の期間で降圧して当該期間に対応する前記交流電圧の絶対値の波形に変換するとともに、脈流１周期ごとに極性を反転させる、変換装置。 - 前記電気的な影響とは、前記交流リアクトル及び前記直流リアクトルのそれぞれによる電圧変化、並びに、前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサをそれぞれ流れる無効電流である請求項１に記載の変換装置。
- 前記制御部は、少なくとも、
前記出力電圧指令値に基づいて、前記出力電流検出値を考慮して交流リアクトル電流指令値を求める演算と、
前記出力電圧指令値に基づいて、前記交流リアクトルによる電圧変化及び前記直流リアクトルによる電圧変化を考慮して前記ＤＣバスの電圧指令値を求める演算と、
前記交流リアクトル電流指令値に基づいて、前記ＤＣ／ＡＣ変換部の参照波閾値を求める演算と、
前記第２のコンデンサに流れる電流による無効電力及び前記ＤＣ／ＡＣ変換部の電力に基づいて直流リアクトル電流指令値を求める演算と、
前記直流リアクトル電流指令値に基づいて前記ＤＣ／ＤＣ変換部の参照波閾値を求める演算と、
を実行する請求項１に記載の変換装置。 - 直流電源から入力される直流電圧を非絶縁で交流電圧に変換して負荷に給電する変換装置の制御方法であって、前記変換装置は、前記負荷と接続され、交流リアクトル及び第１のコンデンサを含むフィルタ回路と、前記フィルタ回路とＤＣバスとの間に設けられたＤＣ／ＡＣ変換部と、前記ＤＣバスに接続された第２のコンデンサと、前記ＤＣバスと前記直流電源との間に設けられ、直流リアクトルを含むＤＣ／ＤＣ変換部と、前記ＤＣ／ＡＣ変換部及び前記ＤＣ／ＤＣ変換部を制御する制御部と、を備えたものであり、
前記制御部によって実行される変換装置の制御方法は、
前記交流電圧を前記負荷に供給するための出力電圧指令値に、出力電圧検出値をローパスフィルタ処理した値及び出力電流検出値をローパスフィルタ処理した値を取り込んで交流リアクトル電流指令値を求め、当該出力電圧指令値及び当該交流リアクトル電流指令値に基づいて、前記フィルタ回路、前記第２のコンデンサ及び前記直流リアクトルの電気的な影響を加味して、前記ＤＣ／ＡＣ変換部及び前記ＤＣ／ＤＣ変換部に対する制御のデューティを決定する演算工程と、
前記ＤＣ／ＤＣ変換部を制御することにより、前記直流電圧を、前記交流電圧の絶対値に相当する脈流波形の期間及び脈流最小値としての前記直流電圧の期間を交互に有するＤＣバス電圧波形に変換する第１変換工程と、
前記ＤＣ／ＡＣ変換部を制御することにより、前記直流電圧の期間で降圧して当該期間に対応する前記交流電圧の絶対値の波形に変換するとともに、脈流１周期ごとに極性を反転させる第２変換工程と、
を有している、変換装置の制御方法。
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