JP6035976B2 - 電力変換装置の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置の制御装置に関し、例えばコンデンサレスインバータの制御装置に関する。

特許文献１には電動機制御装置が記載されている。当該電動機制御装置は、コンバータとインバータとを有している。コンバータは交流電圧を入力し、これを直流電圧に変換して直流リンクに出力する。インバータは当該直流電圧を入力し、これを交流電圧に変換して電動機へと出力する。また直流リンクにはコンデンサが設けられる。このコンデンサとしては、小さい静電容量を有するコンデンサが採用される。よってコンデンサはコンバータの出力する直流電圧を十分に平滑せず、直流電圧は脈動する。

そこで特許文献１では、コンデンサの電圧を検出し、その脈動がインバータの出力に伝達されないように、インバータの出力する交流電圧についての電圧指令を補正している。例えばコンデンサの電圧が高いほど電圧指令を低減する補正を行ことにより、インバータの出力を略一定にする。

また特許文献１では、コンバータの入力側にリアクトルが設けられる。このコンデンサとリアクトルとはＬＣフィルタを形成する。よってＬＣフィルタの共振によってコンデンサの電圧が振動しえる。

そこで、特許文献１では、コンデンサの電圧からその振動成分を抽出し、この振動成分が低減するように、インバータの出力する交流電流についての電流指令、或いは電動機についてのトルク指令または回転指令を補正する。これによってＬＣフィルタに因る振動成分をも低減している。

なお本発明に関連する技術が特許文献２，３及び非特許文献１に記載されている。

特開２００７−１８１３５８号公報 特許第４０６７０２１号 特開２００９−１７６７３号公報

杉本、他２名、「ＡＣサーバシステムの理論と設計の実際−基礎からソフトウエアサーボまで−」、総合電子出版社、pp．117

しかしながら特許文献１では、ＬＣフィルタの共振によるコンデンサの電圧の振動を抑制するために、出力電圧指令ではなく電流指令などに補正を行っている。

電流制御の応答性の上限は、インバータのスイッチング素子をスイッチングするためのキャリア周波数に依存する。非特許文献１には、キャリア周波数が３ｋＨｚ時に電流制御の応答は６０００ｒａｄ／ｓｅｃ（９５５Ｈｚ）程度が限界であることが記載されている。すなわち、インバータのキャリア周波数が低いと電流制御の応答が下がるため、十分に電流制御が機能せずに、所望の安定化を行うことができない。

つまり、キャリア周波数が３ｋＨｚ以下であると、電流制御の応答による限界により、９５５Ｈｚ以上の共振周波数（ＬＣフィルタの共振周波数）による不安定現象を抑制できないことになる。すなわち、コンデンサとインダクタンスの組合せ及びキャリア周波数によっては、直流電圧から検出した電圧成分に応じた補正値の脈動成分が電流制御の応答性より高周波となり、補正値が電流制御（例えばＰＩ制御）を通ることにより安定性に必要な成分（もしくは量）が減衰して、所望の安定性及び制御性能を得ることができない。

本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、電流制御の応答に依存することなく、直流電圧の高周波成分を低減する電力変換装置の制御装置を提供することである。

本発明にかかる電力変換装置の制御装置の第１の態様は、入力線を介して入力されるＮ（Ｎは自然数）相交流電圧を全波整流して、直流電圧を第１及び第２の直流線(LH,LL)の間に出力する整流部(1)と、入力される制御信号に基づいて、前記直流電圧を交流電圧に変換し、前記交流電圧を回転機(M1)に出力する電力変換部(2)とを備える電力変換装置の制御装置であって、前記直流電圧の、前記Ｎ相交流電圧の周波数の２Ｎ倍よりも高い高周波成分を取得する高周波成分取得部(45)と、前記回転機の回転に応じて回転し、前記回転機の界磁の極中心と同相のｄ軸と、前記ｄ軸と位相が直交するｑ軸とを有するｄｑ軸回転座標において、前記交流電圧の前記ｄ軸の電圧成分についてのｄ軸電圧指令(Vd**)と、前記ｑ軸の電圧成分についてのｑ軸電圧指令(Vq*)とを生成する指令生成部(48)と、前記ｄ軸電圧指令のみを、前記高周波成分が高いほど高める補正を行って補正後ｄ軸電圧指令(Vd*)を生成する補正部(46)と、前記補正後ｄ軸電圧指令と前記ｑ軸電圧指令とに基づいて、前記電力変換部へと前記制御信号を出力する制御信号生成部(47)とを備える。

本発明にかかる電力変換装置の制御装置の第２の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置の制御装置であって、前記第１及び前記第２の直流線の間に設けられるコンデンサと、前記コンデンサの直流電圧を検出する電圧検出部(5)とを備え、前記高周波成分取得部(45)は、前記コンデンサの前記直流電圧から前記高周波成分を抽出する。

本発明にかかる電力変換装置の制御装置の第３の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置の制御装置であって、前記第１及び前記第２の直流線の間に設けられるコンデンサ(C1)と、前記コンデンサよりも前記整流部(1)側において、前記第１又は前記第２の直流線(LH,LL)に設けられるリアクトル(L1)と、前記リアクトルに印加される電圧(VL1)を検出するリアクトル電圧検出部(6)とを備え、前記高周波成分取得部(45)は、前記電圧から前記高周波成分を抽出する。

本発明にかかる電力変換装置の制御装置の第４の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置の制御装置であって、前記入力線に設けられるリアクトル(L2)と、前記リアクトルに印加される電圧(VL2)を検出するリアクトル電圧検出部(6)とを備え、前記高周波成分取得部(45)は、前記電圧から前記高周波成分を抽出する。

本発明にかかる電力変換装置の制御装置の第１，３，４の態様によれば、直流電圧の高周波成分が高いほど補正後ｄ軸電圧指令が高まるので、高周波成分が高いときに電力変換装置が出力する交流電圧の振幅が高まり、ひいては電力変換装置が出力する電力が高まる。出力側の電力が高まれば入力側の直流電圧は低下するので、直流電圧の高周波成分が高いときに直流電圧を低減できる。よってこの高周波成分を低減できる。

しかも電圧指令を補正しているので、電流制御の応答に依存することなく、直流電圧を安定化することができる。よって、演算処理能力の乏しい安価なマイコンを使用して低いキャリア周波数で電流制御応答が低くても直流電圧を安定化できる。

さらに回転機に突極性がなくても、本制御装置を適用することができる。なぜなら、回転機に突極性がない場合は、電力変換部が出力する電力は、ｑ軸電圧には依存しないものの、ｄ軸電圧には依存するからである。

本発明にかかる電力変換装置の制御装置の第２の態様によれば、直流電圧から高周波成分を抽出するので、抽出が容易である。

電力変換装置の概念的な構成の一例を示す図である。 制御部の概念的な構成の一例を示す図である。 電力変換装置の概念的な構成の一例を示す図である。 直流電圧と入力側の交流電流との一例を模式的に示す図である。 直流電圧と入力側の交流電流との一例を模式的に示す図である。 直流電圧と入力側の交流電流との一例を模式的に示す図である。 電力変換装置の概念的な構成の一例を示す図である。 電力変換装置の概念的な構成の一例を示す図である。 電力変換装置の概念的な構成の一例を示す図である。 直流電圧と、入力側の交流電流と、出力側の交流電流との一例を示す図である。 直流電圧と、入力側の交流電流と、出力側の交流電流との一例を示す図である。 電力変換装置の概念的な構成の一例を示す図である。

第１の実施の形態．
図１に示すように、電力変換装置は整流部１と電力変換部３とを備えている。整流部１は入力線を介して入力されるＮ相交流電圧を全波整流して、直流電圧を直流線ＬＨ，ＬＬの間に出力する。図１の例示では整流部１はダイオード整流回路である。ただし整流部１はダイオード整流回路に限らず、他励式整流回路であってもよく、あるいは自励式整流回路であってもよい。他励式整流回路としては例えばサイリスタブリッジ整流回路を採用でき、自励式整流回路としては例えばＰＷＭ（Pulse-Width-Modulation：パルス幅変調）方式のＡＣ−ＤＣコンバータを採用できる。

また図１の例示では整流部１は、単相交流電圧が入力される単相の整流回路である。ただし整流部１に入力される交流電圧の相数、即ち整流部１の相数は単相に限らず適宜に設定されればよい。

図１の例示では、直流線ＬＨ，ＬＬの間にはコンデンサＣ１が設けられている。コンデンサＣ１は例えばフィルムコンデンサである。このようなコンデンサＣ１は電解コンデンサに比べて安価である。一方で、コンデンサＣ１の静電容量は電解コンデンサの静電容量に比べて小さく、直流線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧を十分に平滑しない。言い換えれば、コンデンサＣ１は直流線ＬＨ，ＬＬの直流電圧の脈動を許容する。よって当該直流電圧はＮ相交流電圧の全波整流による脈動成分（即ちＮ相交流電圧の周波数の２Ｎ倍の周波数を有する脈動成分）を有する。

図１の例示では、リアクトルＬ２が設けられている。リアクトルＬ２は、整流部１に接続される入力線上に設けられている。ただしこれに限らず、例えば図３に示すように、リアクトルＬ１が設けられていても良い。リアクトルＬ１はコンデンサＣ１よりも整流部１側において直流線ＬＨ又は直流線ＬＬ（図３では直流線ＬＨ）上に設けられる。

このようなリアクトルＬ２（或いはＬ１）とコンデンサＣ１とは交流電源Ｅ１の一対の出力端の間で互いに直列に接続されることになるので、いわゆるＬＣフィルタを形成する。コンデンサＣ１の静電容量は上述の通り小さいので、ＬＣフィルタの共振周波数は高くなる傾向にある。同様にリアクトルＬ２（或いはＬ１）のインダクタンスを小さくすればするほど、共振周波数は更に高くなる傾向にある。例えば図３においてコンデンサＣ１の静電容量が４０μＦであり、リアクトルＬ１のインダクタンスが０．７ｍＨである場合、共振周波数は約９５１Ｈｚ程度になる。

電力変換部３は例えばインバータであって、直流線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧を入力する。そして電力変換部３は、制御部４からの制御信号に基づいて当該直流電圧を交流電圧に変換し、この交流電圧を回転機Ｍ１へと出力する。図１，３の例示では、電力変換部３は例えば直流線ＬＨ，ＬＬの間で互いに直列に接続される一対のスイッチング部を、三相分有している。図１の例示では、一対のスイッチング部Ｓｕｐ，Ｓｕｎが互いに直列に接続され、一対のスイッチング部Ｓｖｐ，Ｓｖｎが互いに直列に接続され、一対のスイッチング部Ｓｗｐ，Ｓｗｎが互いに直列に接続される。そして各相の一対のスイッチング部Ｓｘｐ，Ｓｘｎ（ｘはｕ，ｖ，ｗを代表する、以下同様）の間の接続点が出力線Ｐｘを介して回転機Ｍ１に接続される。これらのスイッチング部Ｓｘｐ，Ｓｘｎが適切な制御信号に基づいて導通／非導通することで、電力変換部３は直流電圧を三相交流電圧に変換してこれを回転機Ｍ１へと出力する。

回転機Ｍ１は交流回転機であり、誘導機であっても同期機であってもよい。また図１，３の例示では三相の回転機Ｍ１が例示されているものの、その相数はこれに限らない。換言すれば、電力変換部３は三相の電力変換部に限らない。

＜制御部４＞
制御部４は、電力変換部３（より具体的にはスイッチング部Ｓｘｐ，Ｓｘｎ）に与える制御信号を生成し、電力変換部３を制御する。図２を参照して、制御部４は電圧指令生成部４８と高周波成分取得部４５と補正部４６と制御信号生成部（以下、ＰＷＭ制御部と呼ぶ）４７とを備える。

またここでは、制御部４はマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等）、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段（例えば電圧指令生成部４８、高周波成分取得部４５、補正部４６、及びＰＷＭ制御部４７）として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御部４はこれに限らず、制御部４によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。

電圧指令生成部４８はｄｑ軸回転座標におけるｄ軸電圧指令Ｖｄ**とｑ軸電圧指令Ｖｑ*とを生成する。このｄｑ軸回転座標とは、回転機Ｍ１の回転に応じて回転する座標であって、互いに直交するｄ軸およびｑ軸によって形成される。またｄ軸は回転機Ｍ１の界磁の磁極中心と同相な軸であり、ｑ軸はその位相がｄ軸と直交する軸である。ｄ軸電圧指令Ｖｄ**は電力変換部３によって出力される交流電圧のｄ軸の電圧成分（いわゆるｄ軸電圧）についての指令であり、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*は当該交流電圧のｑ軸の電圧成分（いわゆるｑ軸電圧）についての指令である。

電圧指令生成部４８は任意の公知の手法を用いてｄ軸電圧指令Ｖｄ**とｑ軸電圧指令Ｖｑ*を生成すればよい。以下に一例について詳述する。例えば電圧指令生成部４８は、速度制御部４１と電流制御部４２とｄｑ軸／三相変換部４３と位相演算部４４とを備えている。

速度制御部４１は回転機Ｍ１の回転速度ωについての回転速度指令ω*を、不図示の外部から入力する。また速度制御部４１は回転機Ｍ１の回転速度ω（検出値）も入力する。回転速度ωは図１，３の回転速度検出部８によって検出される。この回転速度検出部８は公知の任意の手法によって回転機Ｍ１の回転速度ωを検出する。例えば回転速度検出部８は回転機Ｍ１に備え付けられる回転速度センサーであってもよい。或いは回転速度検出部８は回転機Ｍ１を流れる交流電流から回転速度ωを推定しても良い。

速度制御部４１は回転速度指令ω*と回転速度ωとが互いに一致するように電流指令Ｉａ*を生成する。この電流指令Ｉａ*は回転機Ｍ１に流れる交流電流の振幅についての指令である。例えば速度制御部４１はＰＩ（比例積分）制御又はＰＩＤ（比例積分微分）制御を採用して電流指令Ｉａ*を生成する。

電流制御部４２は速度制御部４１からの電流指令Ｉａ*と、例えば不図示の外部からの位相指令β*とを入力する。位相指令β*は、回転機Ｍ１に流れる交流電流をｄｑ軸回転座標系に変換して得られる電流の、ｑ軸に対する位相である。

また電流制御部４２は、回転機Ｍ１に流れる交流電流のｄｑ軸回転座標におけるｄ軸の成分たるｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸の成分たるｑ軸電流ｉｑも入力する。これらのｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑは例えば以下のように取得される。

図１，３の例示では、回転機Ｍ１を流れる交流電流が電流検出部７によって検出される。電流検出部７としては、例えばカレントトランスを採用することができる。図１，３の例示では三相の回転機Ｍ１が例示されているところ、電流検出部７は二相の交流電流を検出する。三相の交流電流の総和は理想的には零であるので、二相の交流電流を検出すれば残りの一相の交流電流を算出することができる。なお電流検出部７は三相の交流電流を検出しても良い。また電流検出部７は、電力変換部３の出力側に設けられているものの、入力側、即ち直流線ＬＨ又は直流線ＬＬに設けられても良い。この場合、電流検出部７は直流線ＬＨ又は直流線ＬＬを流れる直流電流を、電力変換部３のスイッチングパターンによって決まる相の交流電流として検出する。この検出方法は公知技術であるので、詳細な説明は省略する。

ここでは出力線Ｐｕ，Ｐｖを流れる交流電流ｉｕ，ｉｖが検出され、これらがｄｑ軸／三相変換部４３に入力される（図２参照）。またｄｑ軸／三相変換部４３には位相演算部４４から位相θも入力される。この位相θは三相の固定座標とｄｑ軸回転座標との位相差である。位相演算部４４は回転速度検出部８から取得される回転速度ωを積分して位相θを算出し、これをｄｑ軸／三相変換部４３に出力する。ｄｑ軸／三相変換部４３は位相θに基づいて交流電流ｉｕ，ｉｖに対して公知の座標変換を実行し、ｄｑ軸回転座標におけるｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑとを算出する。そして、ｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑとが電流制御部４２に入力される。

電流制御部４２は電流指令Ｉａ*および位相指令β*と、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑとに基づいて、公知の手法によりｄ軸電圧指令Ｖｄ**とｑ軸電圧指令Ｖｑ*とを生成する。例えば電流指令Ｉａ*と位相指令β*とに基づいてｄ軸電流指令及びｑ軸電流指令を算出し、ｄ軸電流指令とｄ軸電流ｉｄとの偏差、及びｑ軸電流指令とｑ軸電流ｉｑとの偏差のいずれもが零に近づくように、ｄ軸電圧指令Ｖｄ**とｑ軸電圧指令Ｖｑ*とを生成する。これは、例えばｄ軸電流指令とｄ軸電流ｉｄとの偏差を増幅してｄ軸電圧指令Ｖｄ**を生成し、ｑ軸電流指令とｑ軸電流ｉｑとの偏差を増幅してｑ軸電圧指令Ｖｑ*を生成することで実現できる。

ｄ軸電圧指令Ｖｄ**は補正部４６へと出力され、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*はＰＷＭ制御部４７へと出力される。

高周波成分取得部４５は直流線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧の高周波成分を取得する。ここでいう高周波成分とは、整流部１に入力されるＮ相交流電圧の周波数の２Ｎ倍よりも高い高周波成分である。つまり、高周波成分取得部４５はＮ相交流電圧の全波整流による脈動成分よりも高い周波数を有する高周波成分を取得する。かかる高周波成分には、コンデンサＣ１とリアクトルＬ２とによる共振周波数成分が含まれる。

図１，３の例示では、コンデンサＣ１の直流電圧Ｖｄｃを検出する直流電圧検出部５が設けられている。直流電圧検出部５が検出した直流電圧Ｖｄｃは高周波成分取得部４５に入力される。

高周波成分取得部４５は直流電圧Ｖｄｃの高周波成分を抽出する。高周波成分取得部４５は例えばＬＰＦ部４５１と減算部４５２とゲイン部４５３とを備える。ＬＰＦ部４５１は直流電圧Ｖｄｃを入力し、Ｎ相交流電圧の周波数の２Ｎ倍よりも高い高周波成分を除去し、低周波成分を出力する。

図１，３の例示では単相交流電圧が整流部１に入力されている。例えば単相交流電圧の周波数を５０Ｈｚとすると、全波整流による直流電圧の脈動の周波数は１００（＝２×相数×５０）Ｈｚである。またコンデンサＣ１とリアクトルＬ２とによる共振周波数を９５１Ｈｚ程度であるとすると、ＬＰＦ部４５１の遮断周波数は例えば次のように設定することができる。即ち、直流電圧Ｖｄｃの１００Ｈｚの周波数成分を十分に通過させ、共振周波数９５１Ｈｚの周波数成分を十分に除去できるように、ＬＰＦ部４５１の遮断周波数は例えば４３０Ｈｚ程度に設定することができる。

ＬＰＦ部４５１から出力される低周波成分は減算部４５２へと入力される。減算部４５２は直流電圧Ｖｄｃも入力し、直流電圧Ｖｄｃから当該低周波成分を減算し、その結果を出力する。よって減算部４５２は直流電圧Ｖｄｃの高周波成分を出力することとなる。

ゲイン部４５３は減算部４５２から直流電圧Ｖｄｃの高周波成分を入力する。ゲイン部４５３はこの高周波成分にゲインを乗算し、これを補正値として補正部４６へと出力する。

補正部４６は直流電圧Ｖｄｃの高周波成分が高いほどｄ軸電圧指令Ｖｄ**を高める補正を行う。補正部４６は例えば加算部であって、ｄ軸電圧指令Ｖｄ**に補正値を加算してｄ軸電圧指令Ｖｄ*として出力する。

ＰＷＭ制御部４７は補正部４６からのｄ軸電圧指令Ｖｄ*と、電圧指令生成部４８からのｑ軸電圧指令Ｖｑ*とを入力し、これらに基づいて制御信号を生成して電力変換部３へと出力する。このような制御信号の生成は任意の公知技術を用いて実行される。例えばｄ軸電圧指令Ｖｄ*とｑ軸電圧指令Ｖｑ*とに公知の座標変換を行って、三相の電圧指令を生成する。そしてこの三相の電圧指令と所定のキャリアとを比較することで、その比較結果を制御信号として生成することができる。

このような制御方法によれば、直流電圧Ｖｄｃの高周波成分が高いほどｄ軸電圧指令Ｖｄ*が高まるので、当該高周波成分が高いときに電力変換部３が出力する交流電圧の振幅を増大させることができる。ひいては電力変換部３が出力する電力が高まる。電力変換部３の出力側の電力が高まれば入力側の直流電圧Ｖｄｃは低下するので、直流電圧Ｖｄｃの高周波成分が高いときに直流電圧Ｖｄｃを低減できる。よってこの高周波成分を低減することができる。

しかも本制御方法によれば電圧指令に補正を行っているので、電流制御の応答に依存することなく、直流電圧の高周波成分を低減することができる。言い換えれば、演算処理能力の乏しい安価なマイコンを使用することができる。また、本制御方法とは違って電流指令を補正する制御方法においては、キャリア周波数の制約で電流制御応答を上げることができずに直流電圧の高周波成分を十分に抑制できない場合が生じえる。しかるに、本制御方法ではこのような問題も回避することができるので、キャリア周波数を高めずに直流電圧の高周波成分を低減することができる。

なお図１，３の例示では、整流部１の入力線には、電源インピーダンス（抵抗成分およびインダクタンス成分を含む）が簡易的にリアクトル９として示されている。この電源インピーダンスはリアクトルＬ２（或いはＬ１）とコンデンサＣ１とともにＬＣフィルタを形成する。電源インピーダンスは電源配線の長さなどにも依存するので、本電力変換装置が採用される現地に応じて種々の値を採り得る。よって、電源インピーダンスを含めたＬＣフィルタの共振周波数は現地に応じて種々の値を採り得る。

本制御方法とは違って直流電圧Ｖｄｃの高周波成分が抑制されない場合、配線インダクタンスが採る値によっては直流電圧が変動（例えば共振）し得る。

一方で本制御方法によれば、たとえ整流部１の入力側に種々の電源インピーダンスが設けられるとしても、当該電源インピーダンスに応じた直流電圧Ｖｄｃの変動（例えば共振）は抑制される。なぜなら電力変換部３は直流電圧Ｖｄｃの高周波成分が低減するように制御されるからである。よってこのような変動を抑制することができる。言い換えれば、リアクトルＬ２（或いはＬ１）とコンデンサＣ１とからなるＬＣフィルタの共振を抑制することができる。またこれによって電源配線の選択性を向上することができ、種々の電源配線を採用することができる。

図４は、図１の電力変換装置におけるコンデンサＣ１の直流電圧Ｖｄｃと整流部１の入力線を流れる交流電流Ｉｓとを示している。図４では、回転機Ｍ１として６ｋＷの同期機を採用し、電源インピーダンスとして、配線インダクタンス及び配線抵抗をそれぞれ０．４５７２ｍＨ及び０．０５１２５Ωに設定している。また図４において、直流電圧Ｖｄｃの波形を実線で示し、交流電流Ｉｓの波形を破線で示している。

比較のために、電圧指令に対して補正を行わない場合の直流電圧Ｖｄｃと交流電流Ｉｓとを図５に示す。図５においては、補正の有無を除いて図４の条件と同じ条件が採用される。

図４と図５との比較より、本制御方法を実施した場合は、直流電圧Ｖｄｃの波形の高周波成分（共振周波数成分を含む）が低減されて、安定な直流電圧Ｖｄｃを実現できる効果が確認できる。また直流電圧Ｖｄｃの高周波成分が低減されることによって、交流電流Ｉｓの高調波成分も低減される。

なお本制御方法は交流電源Ｅ１の交流電圧の周期よりも十分に短い制御周期で繰り返し実行される。よって本制御方法によって変動する電力変換部３が出力する電力とは当該制御周期における電力である。つまり細かい制御周期で電圧指令を補正することにより、当該制御周期における電力を変化させて、図４の直流電圧Ｖｄｃの細かい変動（高調波成分）を抑制する。

一方で特許文献３の段落００１８には、直流リンク（本実施の形態でいう直流線ＬＨ，ＬＬ）に設けられるコンデンサの静電容量を小さくすると、電源インピーダンスを含んだＬＣフィルタの共振により制御系が不安定になる条件が記載されている。なおここでいう電源インピーダンスとは、整流部１と交流電源Ｅ１との間のインピーダンスであり、図１，３では簡易的にリアクトル９で示されている。

特許文献３には当該条件の一つとして「(e)電動機出力が大きいほど不安定になりやすい。」と記載されている。電動機出力は、本実施の形態の電力変換部３の出力する電力と同等であると考えられる。ただし、ここでいう電力とは、例えば交流電圧の１周期程度における電力であり、本制御方法によって変化させるべき電力とはその期間が相違する。

本制御方法によれば、短い制御周期における電力を適宜に変動させて直流電圧Ｖｄｃの高調波成分を低減できるので、例えば交流電圧の１周期程度における電力が大きい場合であっても、制御系の不安定を抑制することができる。

しかも本制御方法によれば、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*については上述の補正を行うことなくｄ軸電圧指令Ｖｄ**のみを補正する。この点についての意義を述べるに当たって、まず電力変換部３の出力側の電力Ｐを定式化する。ここで回転機Ｍ１を同期機とした場合、過渡項を無視して定常項のみで表現した同期機の電圧・電流の状態方程式は、（１）式のように記載できる。

Ｖｄ＝Ｒ・ｉｄ−ω・Ｌｑ・ｉｑ
Ｖｑ＝Ｒ・ｉｑ＋ω・Ｌｄ・ｉｄ＋ω・φａ ・・・（１）

ここで、Ｒは回転機Ｍ１の電機子についての抵抗成分を示し、Ｌｄ，Ｌｑはそれぞれ回転機Ｍ１のｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスを示し、φａは回転機Ｍ１の界磁についての磁束を示す。

直流電圧Ｖｄｃの高周波成分が増大するのは回転速度ωが高い領域であるので、式（１）は式（２）のように近似できる。

式（２）を変形して、ｑ軸電流ｉｑをｄ軸電圧Ｖｄにより表現し、ｄ軸電流ｉｄをｑ軸電圧Ｖｑにより表現すると、式（３）が導かれる。

一方、電力変換部３の出力する電力Ｐをｄ軸電圧Ｖｄ、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電圧Ｖｑおよびｑ軸電流ｉｑを用いて式（４）で表すことができる。

Ｐ＝Ｖｄ・ｉｄ＋Ｖｑ・ｉｑ ・・・（４）

式（４）に式（３）を代入すると、式（５）に示されるように電力変換部３の出力する電力Ｐは、ｑ軸電圧Ｖｑおよびｄ軸電圧Ｖｄで表現することができる。

式（５）から理解できるように、Ｌｑ＝Ｌｄのときであっても、即ち回転機Ｍ１が突極性を有さない場合であっても、ｄ軸電圧Ｖｄを変更することで、電力変換部３が出力する電力Ｐを変更することができる。一方でＬｑ＝Ｌｄのときにはｑ軸電圧Ｖｑの係数が零となるので、このとき電力Ｐはｑ軸電圧Ｖｑには依存しない。よって、突極性を有さない回転機Ｍ１に対しては、ｑ軸電圧Ｖｑを変更したとしても、電力変換部３が出力する電力Ｐを変更できない。

以上のように本制御方法によればｄ軸電圧指令を補正するので、突極性を有していない回転機Ｍ１に対しても、電力Ｐを調整でき、ひいては適切に直流電圧Ｖｄｃの高周波成分を低減することができる。

次に、突極性を有する回転機Ｍ１を採用し、本制御方法とは異なってｑ軸電圧指令Ｖｑ*のみに補正を行った場合の直流電圧Ｖｄｃの高周波成分について考慮する。図６は、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*のみを補正した場合の直流電圧Ｖｄｃと交流電流Ｉｓとを示している。なお図６での条件は、補正を行う対象が相違するという点を除いて図４の条件と同一である。

図４と図６との比較から、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*のみを補正した場合の直流電圧Ｖｄｃの高周波成分は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ**のみを補正した場合の直流電圧Ｖｄｃに比べて、若干多い。つまり、ｄ軸電圧指令Ｖｄ**のみに補正を行うことで、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*のみに補正を行う場合に比べて、直流電圧Ｖｄｃの高周波成分をより抑制することができる。

またｄ軸電圧指令Ｖｄ**を補正することは次の点でも望ましい。即ち、回転速度ωが一定であり、電圧指令に対して補正を行わなければ、ｄ軸電圧Ｖｄもｑ軸電圧Ｖｑも略一定と見なすことができる。このように回転速度ωが一定であることは回転機Ｍ１の定常状態において実現されえる。式（５）を参照して、定常状態においてｄ軸電圧Ｖｄを補正する場合、電力変換部３の出力する電力Ｐはｄ軸電圧Ｖｄに略比例する。したがって、ｄ軸電圧Ｖｄを補正する方がｑ軸電圧Ｖｑを補正するよりも電力Ｐを制御しやすい。

第２の実施の形態．
第１の実施の形態では、コンデンサＣ１の直流電圧Ｖｄｃを検出した。第２の実施の形態では図７を参照してリアクトルＬ２の電圧ＶＬ２を検出する。図７の電力変換装置は図１の電力変換装置と同様の構成を有するものの、直流電圧検出部５の替わりにリアクトル電圧検出部（以下、単に電圧検出部と呼ぶ）６が設けられる。電圧検出部６はリアクトルＬ２の電圧ＶＬ２を検出し、制御部４へと出力する。

また第２の実施の形態にかかる制御部４の構成は図２の構成と同様の構成を有するものの、高周波成分取得部４５にはコンデンサＣ１の直流電圧Ｖｄｃの替わりにリアクトルＬ２の電圧ＶＬ２が入力される。ここでは、リアクトルＬ２の電圧ＶＬ２は交流電源Ｅ１側の電位を基準とした電圧である。

さて、コンデンサＣ１の直流電圧Ｖｄｃの高周波成分は整流部１の入力側にも伝達されるので、リアクトルＬ２の電圧ＶＬ２にはコンデンサＣ１の直流電圧Ｖｄｃの高周波成分が現れる。

よって第２の実施の形態では、リアクトルＬ２の電圧ＶＬ２が高周波成分取得部４５に入力されるのである。高周波成分取得部４５はリアクトルＬ２の電圧ＶＬ２から高周波成分（Ｎ相交流電圧の周波数の２Ｎ倍の周波数よりも大きい周波数成分）を抽出し、これにゲインを乗算して補正値として補正部４６へと出力する。制御部４の他の機能については第１の実施の形態と同様であるので、繰り返しの説明を避ける。

リアクトルＬ２の電圧ＶＬ２には直流電圧Ｖｄｃの高周波成分が現れるので、第２の実施の形態においても直流電圧Ｖｄｃの高周波成分が高いほど、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*を高めることができる。よって直流電圧Ｖｄｃの高周波成分を低減することができる。また第１の実施の形態と同様にｄ軸電圧指令のみに補正を行うので、この制御方法は突極性を有さない回転機Ｍ１にも適用できる。また第１の実施の形態と同様に、ｑ軸電圧指令のみに補正を行う場合に比べて高周波の低減効果が高い。

なお図７の例示では、整流部１の入力側にリアクトルＬ２が設けられているものの、図８に例示するように、直流線ＬＨ又は直流線ＬＬ（図８では直流線ＬＨ）にリアクトルＬ１が設けられていてもよい。この場合にも、リアクトルＬ１の電圧ＶＬ１にはコンデンサＣ１の直流電圧Ｖｄｃの高周波成分が現れるので、電圧検出部６１がリアクトルＬ１の電圧ＶＬ１を検出して制御部４（より詳細には高周波成分取得部４５）に出力し、高周波成分取得部４５がリアクトルＬ１の電圧ＶＬ１から高周波成分を抽出しても良い。

第３の実施の形態．
第３の実施の形態では、整流部１が三相の交流電圧を入力する。例えば図９に例示するように、整流部１は三相のダイオード整流回路である。その他の点は図３の電力変換装置と同様であり、制御部４の構成も第１の実施の形態と同様である。

なおＬＰＦ部４５１の遮断周波数は第１の実施の形態と同様にして設定することができる。ただし、三相交流電圧の周波数を５０Ｈｚと仮定すると、全波整流による直流電圧Ｖｄｃの脈動の周波数は３００Ｈｚとなる。よってＬＰＦ部４５１の遮断周波数は、直流電圧Ｖｄｃの３００Ｈｚの周波数成分を十分に通過させることができるように、設定される。さらに、コンデンサＣ１とリアクトルＬ１の共振周波数が９５１Ｈｚ程度であると仮定すると、９５１Ｈｚの周波数成分を十分に遮断できるように、遮断周波数が設定される。例えば当該遮断周波数は第１の実施の形態と同様の４３０Ｈｚ程度に設定できる。

第３の実施の形態においても、第１の実施の形態と同様に、直流電圧Ｖｄｃの高周波成分が高いほどｄ軸電圧指令Ｖｄ*が高まるので、直流電圧Ｖｄｃの高周波成分を低減できる。

図１０は、コンデンサＣ１の直流電圧Ｖｄｃと、整流部１の入力線を流れる１相の交流電流と、電力変換部３が出力する１相の交流電流とを示している。図１０では、回転機Ｍ１として６ｋＷの同期機を採用し、電源インピーダンスとして、配線インダクタンス及び配線抵抗をそれぞれ０．４５７２ｍＨ及び０．０５１２５Ωに設定している。また図１０において、直流電圧Ｖｄｃの波形を実線で示し、整流部１に入力される１相の交流電流を破線で示し、電力変換部３が出力する１相の交流電流を二点差線で示している。

比較のために、電圧指令に対して補正を行わない場合の、コンデンサＣ１の直流電圧Ｖｄｃと、整流部１の入力線を流れる１相の交流電流と、電力変換部３が出力する１相の交流電流とを図１１に示す。図１１においては、補正の有無を除いて図１０の条件と同じ条件が採用される。

図１０と図１１との比較より、本制御方法を実施した場合は、直流電圧Ｖｄｃの波形の高周波成分（例えば共振周波数成分）が低減されて、安定な直流電圧Ｖｄｃを実現できる効果が確認できる。また直流電圧Ｖｄｃの高周波成分が低減されることによって、整流部１に入力される交流電流の高周波成分も低減される。さらには高周波成分の低減に伴って、直流電圧Ｖｄｃのピークも低減される。なお第１の実施の意形態においても、直流電圧Ｖｄｃのピークは若干低減される（図４，５）。

またｄ軸電圧指令Ｖｄ**を補正するので、第１の実施の形態と同様に、回転機Ｍ１が突極性を有さない場合であっても直流電圧Ｖｄｃの高周波成分を低減することができ、またｑ軸電圧指令Ｖｑ*のみを補正する場合に比して、高周波成分の低減効果が高い。

なお、第３の実施の形態においても第１の実施の形態と同様に、リアクトルは直流線ＬＨ又は直流線ＬＬに設けられる必要はなく、整流部１に入力される入力線上に設けられても良い。ただし、整流部１には三相の交流電圧が入力されるので、３つの入力線の各々にリアクトルが設けられることが望ましい。

また第２の実施の形態と同様に、例えば図１２に示すように電圧検出部６がリアクトルＬ１の電圧ＶＬ１を検出して制御部４に出力してもよい。この場合、制御部４の高周波成分取得部４５は電圧ＶＬ１の高周波成分を抽出し、補正部４６は当該高周波成分が高いほどｄ軸電圧指令Ｖｄ*を高める。

またリアクトルが整流部１の入力線に設けられる場合にも、当該リアクトルの電圧を検出し、この電圧の高周波成分を抽出し、同様に当該高周波成分に基づいてｄ軸電圧指令Ｖｄ*を高めても良い。

１ 整流部
３ 電力変換部
５，６ 電圧検出部
４５ 高周波成分取得部
４６ 補正部
４７ ＰＷＭ制御部
４８ 電圧指令生成部

Claims (4)

1. 入力線を介して入力されるＮ（Ｎは自然数）相交流電圧を全波整流して、直流電圧を第１及び第２の直流線(LH,LL)の間に出力する整流部(1)と、
   入力される制御信号に基づいて、前記直流電圧を交流電圧に変換し、前記交流電圧を回転機(M1)に出力する電力変換部(2)と
   を備える電力変換装置の制御装置であって、
   前記直流電圧の、前記Ｎ相交流電圧の周波数の２Ｎ倍よりも高い高周波成分を取得する高周波成分取得部(45)と、
   前記回転機の回転に応じて回転し、前記回転機の界磁の極中心と同相のｄ軸と、前記ｄ軸と位相が直交するｑ軸とを有するｄｑ軸回転座標において、前記交流電圧の前記ｄ軸の電圧成分についてのｄ軸電圧指令(Vd**)と、前記ｑ軸の電圧成分についてのｑ軸電圧指令(Vq*)とを生成する指令生成部(48)と、
   前記ｄ軸電圧指令のみを、前記高周波成分が高いほど高める補正を行って補正後ｄ軸電圧指令(Vd*)を生成する補正部(46)と、
   前記補正後ｄ軸電圧指令と前記ｑ軸電圧指令とに基づいて、前記電力変換部へと前記制御信号を出力する制御信号生成部(47)と
   を備える、電力変換装置の制御装置。
2. 前記第１及び前記第２の直流線の間に設けられるコンデンサと、
   前記コンデンサの直流電圧を検出する電圧検出部(5)と
   を備え、
   前記高周波成分取得部(45)は、前記コンデンサの前記直流電圧から前記高周波成分を抽出する、請求項１に記載の電力変換装置の制御装置。
3. 前記第１及び前記第２の直流線の間に設けられるコンデンサ(C1)と、
   前記コンデンサよりも前記整流部(1)側において、前記第１又は前記第２の直流線(LH,LL)に設けられるリアクトル(L1)と、
   前記リアクトルに印加される電圧(VL1)を検出するリアクトル電圧検出部(6)と
   を備え、
   前記高周波成分取得部(45)は、前記電圧から前記高周波成分を抽出する、請求項１に記載の電力変換装置の制御装置。
4. 前記入力線に設けられるリアクトル(L2)と、
   前記リアクトルに印加される電圧(VL2)を検出するリアクトル電圧検出部(6)と
   を備え、
   前記高周波成分取得部(45)は、前記電圧から前記高周波成分を抽出する、請求項１に記載の電力変換装置の制御装置。

Images