JP5896908B2 - 電力変換装置、電力変換方法、モータシステム - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置及び電力変換方法に関し、特には、単相交流電力を２相交流電力に変換する技術、及びそのような技術を用いて単相交流電力から変換された２相交流電力によって２相誘導モータを駆動する技術に関する。

従来、マトリクスコンバータを用いた電力変換装置が実用化されている（例えば、特許文献１、特許文献２）。

図２４は、特許文献１に開示されているマトリクスコンバータ２００の回路図である。マトリクスコンバータ２００は、単相交流電源２０１にて３相モータ２０３を駆動するために、単相交流電源２０１から供給される入力交流電圧を、双方向スイッチ２０２ａ〜２０２ｆを用いて、３相の出力交流電圧に直接変換して、当該各相の出力交流電圧を３相モータ２０３の対応する相の巻線に供給する。

双方向スイッチ２０２ａ〜２０２ｆの各々は、片方向に導通状態と非導通状態とを制御できる２つのスイッチ素子を逆並列に接続して構成されている。大小判別手段２０４は、単相交流電源２０１の端子間電圧の大小関係を判別し、制御手段２０５は、大小判別手段２０４により判別された電圧の大小関係に応じて、単相交流電源２０１から３相モータ２０３の巻線に電流を供給し、また３相モータ２０３の巻線からの回生電流を還流させるように双方向スイッチ２０２ａ〜２０２ｆの各々の導通を制御する。

特許文献１によれば、このように構成されたマトリクスコンバータ２００により、モータ駆動時の電流の安定化、高効率化と共に、短絡のない高い信頼性が実現されるとしている。

特許文献２にも、マトリクスコンバータを用いて単相交流電源で３相モータを駆動する、同様の技術が開示されている。

家電製品においては、３相モータよりも構成が簡単で小型化に有利な２相モータが用いられることが多い。家庭用の単相交流電源にて動作する多くの２相モータは、単相交流電源からコンデンサを用いて生成した２相交流電圧を主巻線と補助巻線とに印加することで起動用の回転磁界を発生させる、いわゆるコンデンサモータである（例えば、特許文献３）。

図２５は、特許文献３に開示されているコンデンサモータ３００の回路図であり、巻線３０２、３０３、コンデンサ３０４、及び交流電源３０１の接続の典型的な一例が示されている。特許文献３には、巻線の中間タップ、外部リアクタといった追加的な構成を用いることなく、コンデンサ、巻線、及び交流電源の接続を変更するだけで、コンデンサモータの複数の回転速度を切り替える技術が開示されている。

特開２０１１−４４４９号公報 特開２０１０−１５４７１４号公報 特開平７−４６８０３号公報

しかしながら、コンデンサモータには、モータの寿命がコンデンサの寿命で制限されるという問題がある。従来、コンデンサを用いない単相モータが用いられることもあるが、単相モータでは起動用の回転磁界が得られないためロータの回転方向が一意に定まらない、トルクの脈動が生じやすいといった問題があり、コンデンサモータと比べて、単相モータが適用できる範囲は限られている。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、単相交流電源を、コンデンサを用いずに２相交流電圧に変換する電力変換装置、電力変換方法、及びそのような電力変換装置を用いたモータシステムを提供することを目的とする。

上記の課題を解決するため、本発明の一態様に係る電力変換装置は、単相交流電圧である入力電圧を２相交流電圧である出力電圧に変換する電力変換装置であって、前記入力電圧が印加される１対の入力端子と、第１相の前記出力電圧を出力する１対の第１出力端子と、第２相の前記出力電圧を出力する１対の第２出力端子と、前記１対の入力端子のうちの１つと前記１対の第１出力端子のうちの１つとの各組み合わせに対応して設けられ、対応する入力端子と第１出力端子との間の接続及び切断を、第１制御信号に応じて切り替える４個の第１双方向スイッチと、前記１対の入力端子のうちの１つと前記１対の第２出力端子のうちの１つとの各組み合わせに対応して設けられ、対応する入力端子と第２出力端子との間の接続及び切断を、第２制御信号に応じて切り替える４個の第２双方向スイッチと、前記出力電圧の第１相及び第２相それぞれの逐次の目標値を２相交流電圧によって表す第１目標電圧及び第２目標電圧として設定する目標電圧指定部と、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第１目標電圧の絶対値の瞬時値よりも大きい期間に、前記１対の入力端子と前記１対の第１出力端子とが、前記第１双方向スイッチを介して、前記第１目標電圧の前記瞬時値の前記入力電圧の前記瞬時値に対する比に応じたデューティー比で周期的に接続及び切断されるように前記第１制御信号を生成し、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第２目標電圧の絶対値の瞬時値よりも大きい期間に、前記１対の入力端子と前記１対の第２出力端子とが、前記第２双方向スイッチを介して、前記第２目標電圧の前記瞬時値の前記入力電圧の前記瞬時値に対する比に応じたデューティー比で周期的に接続及び切断されるように前記第２制御信号を生成する制御信号生成部と、前記生成された第１制御信号及び第２制御信号を、それぞれ前記第１双方向スイッチ及び前記第２双方向スイッチに供給するドライバと、を備える。

上記のように構成された電力変換装置によれば、双方向スイッチによるスイッチング動作によって単相交流電圧を２相交流電圧に変換できる。その結果、装置の長期的な信頼性を損なう可能性があるコンデンサを用いずに、かつ高い効率で、単相交流電圧から２相交流電圧が生成できる。

前記電力変換装置を用いて一般家庭用の商用電源から生成した２相交流電圧を２相誘導モータの相ごとの巻線に独立して給電してもよい。そうすれば、３相誘導モータと比べて小型化に有利であるという２相誘導モータの利点を活かし、かつコンデンサを用いない高信頼で長寿命なモータシステムを、家電製品において広く提供することができる。

図１Ａは、第１実施形態における電力変換装置を含むモータシステムの機能的な構成の一例を示すブロック図である。 図１Ｂは、第１実施形態におけるモータシステムの他の一例を示すブロック図である。 図２は、第１実施形態におけるマトリクススイッチ及び誘導モータの詳細な構成の一例を示すブロック図である。 図３は、第１実施形態における電力変換方法で用いられる主要な電圧の波形の一例を示すグラフである。 図４は、第１実施形態におけるゲート信号の一例を示すタイミングチャートである。 図５Ａは、第１実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図５Ｂは、第１実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図５Ｃは、第１実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図５Ｄは、第１実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図５Ｅは、第１実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図５Ｆは、第１実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図５Ｇは、第１実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図５Ｈは、第１実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図６Ａは、一般的なマトリクスコンバータによる単相−３相変換動作で得られる出力電圧の一例を示すグラフである。 図６Ｂは、第１実施形態における電力変換装置による単相−２相変換動作で得られる出力電圧の一例を示すグラフである。 図７は、第１実施形態におけるモータシステムの他の一例を示す機能ブロック図である。 図８は、第１実施形態におけるモータシステムの他の一例を示す機能ブロック図である。 図９は、第１実施形態におけるゲート信号の他の一例を示すタイミングチャートである。 図１０は、第１実施形態の第１変形例におけるゲート信号の一例を示すタイミングチャートである。 図１１Ａは、第１実施形態の第１変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１１Ｂは、第１実施形態の第１変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１１Ｃは、第１実施形態の第１変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１１Ｄは、第１実施形態の第１変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１１Ｅは、第１実施形態の第１変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１１Ｆは、第１実施形態の第１変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１１Ｇは、第１実施形態の第１変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１１Ｈは、第１実施形態の第１変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１２は、第１実施形態の第２変形例におけるゲート信号の一例を示すタイミングチャートである。 図１３Ａは、第１実施形態の第２変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１３Ｂは、第１実施形態の第２変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１３Ｃは、第１実施形態の第２変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１３Ｄは、第１実施形態の第２変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１３Ｅは、第１実施形態の第２変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１３Ｆは、第１実施形態の第２変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１３Ｇは、第１実施形態の第２変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１３Ｈは、第１実施形態の第２変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１４は、第２実施形態におけるゲート信号の一例を示すタイミングチャートである。 図１５は、第２実施形態におけるゲート信号の他の一例を示すタイミングチャートである。 図１６は、第２実施形態におけるゲート信号の他の一例を示すタイミングチャートである。 図１７Ａは、第２実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１７Ｂは、第２実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１７Ｃは、第２実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１７Ｄは、第２実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１８は、第２実施形態におけるゲート信号の他の一例を示すタイミングチャートである。 図１９Ａは、第２実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１９Ｂは、第２実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１９Ｃは、第２実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１９Ｄは、第２実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１９Ｅは、第２実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１９Ｆは、第２実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１９Ｇは、第２実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１９Ｈは、第２実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図２０は、第３実施形態におけるモータシステムのシミュレーションモデルの一例を示す機能ブロック図である。 図２１は、第３実施形態におけるシミュレーションモデルの基本的な動作を説明するタイミングチャートである。 図２２Ａは、第３実施形態におけるシミュレーション結果の一例を示すグラフである。 図２２Ｂは、第３実施形態におけるシミュレーション結果の他の一例を示すグラフである。 図２３Ａは、第３実施形態におけるＰＷＭ制御動作の一例を説明するグラフである。 図２３Ｂは、第３実施形態におけるＰＷＭ制御動作の他の一例を説明するグラフである。 図２４は、従来のマトリクスコンバータ回路の回路図である。 図２５は、従来のコンデンサモータの回路図である。

本発明の一つの態様における電力変換装置は、単相交流電圧である入力電圧を２相交流電圧である出力電圧に変換する電力変換装置であって、前記入力電圧が印加される１対の入力端子と、第１相の前記出力電圧を出力する１対の第１出力端子と、第２相の前記出力電圧を出力する１対の第２出力端子と、前記１対の入力端子のうちの１つと前記１対の第１出力端子のうちの１つとの各組み合わせに対応して設けられ、対応する入力端子と第１出力端子との間の接続及び切断を、第１制御信号に応じて切り替える４個の第１双方向スイッチと、前記１対の入力端子のうちの１つと前記１対の第２出力端子のうちの１つとの各組み合わせに対応して設けられ、対応する入力端子と第２出力端子との間の接続及び切断を、第２制御信号に応じて切り替える４個の第２双方向スイッチと、前記出力電圧の第１相及び第２相それぞれの逐次の目標値を２相交流電圧によって表す第１目標電圧及び第２目標電圧を指定する目標電圧指定部と、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第１目標電圧の絶対値の瞬時値よりも大きい期間に、前記１対の入力端子と前記１対の第１出力端子とが、前記第１双方向スイッチを介して、前記第１目標電圧の前記瞬時値の前記入力電圧の前記瞬時値に対する比に応じたデューティー比で周期的に接続及び切断されるように前記第１制御信号を生成し、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第２目標電圧の絶対値の瞬時値よりも大きい期間に、前記１対の入力端子と前記１対の第２出力端子とが、前記第２双方向スイッチを介して、前記第２目標電圧の前記瞬時値の前記入力電圧の前記瞬時値に対する比に応じたデューティー比で周期的に接続及び切断されるように前記第２制御信号を生成する制御信号生成部と、前記生成された第１制御信号及び第２制御信号を、それぞれ前記第１双方向スイッチ及び前記第２双方向スイッチに供給するドライバと、を備える。

このような構成によれば、双方向スイッチによるスイッチング制御によって単相交流電圧を２相交流電圧に変換できる。その結果、装置の長期的な信頼性を損なう可能性があるコンデンサを用いずに、かつ高い効率で、単相交流電圧から２相交流電圧が生成できる。

また、前記目標電圧指定部は、前記入力電圧の１／√２倍の振幅、前記入力電圧と同一の周波数、及び前記入力電圧に対して＋４５度及び−４５度の位相差を有する２相交流電圧によって前記第１目標電圧及び前記第２目標電圧を指定してもよい。

このような構成によれば、２相の出力電圧を合わせて１００％のデューティー比が得られるので、入力電圧を、有効かつ安定的に、各相の出力電圧に変換できる。

また、前記制御信号生成部は、前記入力電圧の極性と前記第１目標電圧の極性とが同じ期間に前記１対の入力端子と前記１対の第１出力端子とがストレート接続され、前記入力電圧の極性と前記第１目標電圧の極性とが異なる期間に前記１対の入力端子と前記１対の第１出力端子とがクロス接続されるように前記第１制御信号を生成し、前記入力電圧の極性と前記第２目標電圧の極性とが同じ期間に前記１対の入力端子と前記１対の第２出力端子とがストレート接続され、前記入力電圧の極性と前記第２目標電圧の極性とが異なる期間に前記１対の入力端子と前記１対の第２出力端子とがクロス接続されるように前記第２制御信号を生成してもよい。

このような構成によれば、最大で前記入力電圧の線間電圧の２倍の振幅をもつ大きな出力電圧が得られる。

また、前記制御信号生成部は、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第１目標電圧の絶対値の瞬時値以下である期間に、前記１対の入力端子と前記１対の第１出力端子とが常時接続されるように前記第１制御信号を生成し、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第２目標電圧の絶対値の瞬時値以下である期間に、前記１対の入力端子と前記１対の第２出力端子とが常時接続されるように前記第２制御信号を生成してもよい。

このような構成によれば、前記入力電圧が前記第１目標電圧又は前記第２目標電圧に対して不足する場合に、第１相の出力電圧又は第２相の出力電圧が、生成可能な最大値になるように調整されるので、前記入力電圧を有効に利用できる。

また、前記制御信号生成部は、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第１目標電圧の絶対値の瞬時値以下である場合に、前記１対の入力端子と前記１対の第１出力端子とが常時切断されるように前記第１制御信号を生成し、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第２目標電圧の絶対値の瞬時値以下である場合に、前記１対の入力端子と前記１対の第２出力端子とが常時切断されるように前記第２制御信号を生成してもよい。

このような構成によれば、前記入力電圧が前記第１目標電圧又は前記第２目標電圧に対して不足する場合に、電圧供給が遮断されるので、前記入力電圧の変動を抑制することができる。さらに、電圧供給を遮断している間に、還流電流を構成するスイッチ群を切り替えることが可能となるため、入力電圧が０Ｖとなるポイントで正確にスイッチを切り替える必要がなくなるため誤動作を防止できる。

また、前記制御信号生成部は、前記１対の入力端子と前記１対の第１出力端子とが切断されるときに、前記１対の第１出力端子同士が短絡されるように前記第１制御信号を生成し、前記１対の入力端子と前記１対の第２出力端子とが切断されるときに、前記１対の第２出力端子同士が短絡されるように前記第２制御信号を生成してもよい。

このような構成によれば、負荷からの回生電流を電力変換装置内で還流させることができるので、電力効率が向上する。

また、前記第１双方向スイッチ及び前記第２双方向スイッチのそれぞれは、前記第１制御信号又は前記第２制御信号に応じて順方向に導通状態及び非導通状態が切り替わり、かつ逆方向には導通しない２つの単方向スイッチを逆並列に接続してなり、前記制御信号生成部は、前記１対の第１出力端子同士を短絡するときに、前記１対の第１出力端子同士を短絡するための第１双方向スイッチに含まれる全ての単方向スイッチが導通状態になるように前記第１制御信号を生成し、前記１対の第２出力端子同士を短絡するときに、前記１対の第２出力端子同士を短絡するための第２双方向スイッチに含まれる全ての単方向スイッチが導通状態になるように前記第２制御信号を生成してもよい。

このような構成によれば、負荷からの回生電流を、当該回生電流の方向によらず、電力変換装置内で還流させることができる。

また、前記第１双方向スイッチ及び前記第２双方向スイッチのそれぞれは、前記第１制御信号又は前記第２制御信号に応じて順方向に導通状態及び非導通状態が切り替わり、かつ逆方向には導通しない２つの単方向スイッチを逆並列に接続してなり、前記制御信号生成部は、前記入力電圧が順方向に印加される単方向スイッチの導通状態及び非導通状態が切り替わり、かつ前記入力電圧が逆方向に印加される単方向スイッチが常時導通状態になるように前記第１制御信号及び前記第２制御信号を生成してもよい。

このような構成によれば、単方向スイッチの状態を切り替えるスイッチング動作の回数を減らして、スイッチング動作に係る電力消費を抑制できる。

また、前記制御信号生成部は、前記１対の入力端子と前記１対の第１出力端子とを接続するときに、前記入力電圧の極性に応じて異なる第１双方向スイッチが導通状態になるように前記第１制御信号を生成し、前記１対の入力端子と前記１対の第２出力端子とを接続するときに、前記入力電圧の極性に応じて異なる第２双方向スイッチが導通状態になるように前記第２制御信号を生成してもよい。

このような構成によれば、スイッチング動作の回数を各双方向スイッチ間で平準化することで各双方向スイッチの発熱を平準化するので、局所的な過熱に起因する電力抑制や信頼性の低下といった不利を軽減できる。

また、前記制御信号生成部は、前記１対の入力端子と前記１対の第１出力端子とを接続する期間と、前記１対の入力端子と前記１対の第２出力端子とを接続する期間とが重複しないように、前記第１制御信号と前記第２制御信号とを生成してもよい。

このような構成によれば、２相合わせたデューティー比が１００％を超えない限り、２相の給電を各周期内の重複しない期間において実行できる。

本発明の一つの態様における電力変換方法は、単相交流電圧である入力電圧を２相交流電圧である出力電圧に変換する電力変換方法であって、前記入力電圧を１対の入力端子に受け取り、２相交流電圧によって、前記出力電圧の第１相及び第２相それぞれの逐次の目標値を表す第１目標電圧及び第２目標電圧を指定し、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第１目標電圧の絶対値の瞬時値よりも大きい期間に、前記１対の入力端子と前記１対の第１出力端子とを、前記第１双方向スイッチを介して、前記第１目標電圧の前記瞬時値の前記入力電圧の前記瞬時値に対する比に応じたデューティー比で周期的に接続及び切断し、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第２目標電圧の絶対値の瞬時値よりも大きい期間に、前記１対の入力端子と前記１対の第２出力端子とを、前記第２双方向スイッチを介して、前記第２目標電圧の前記瞬時値の前記入力電圧の前記瞬時値に対する比に応じたデューティー比で周期的に接続及び切断するものである。

このような構成によれば、単相交流電源を２相交流電源に変換するための、効率および信頼性に優れた電力変換方法が得られる。

本発明の一つの態様におけるモータシステムは、上述の電力変換装置と、第１軸巻線と、第２軸巻線と、ロータと、前記第１軸巻線から引き出された１対の第１受電端子と、前記第２軸巻線から引き出された１対の第２受電端子とを有し、かつ前記第１軸巻線と前記第２軸巻線とが内部で電気的に接続されていない２相誘導モータと、前記電力変換装置の１対の第１出力端子と前記２相誘導モータの前記第１受電端子とを接続する第１給電線と、前記電力変換装置の１対の第２出力端子と前記２相誘導モータの前記第２受電端子とを接続する第２給電線と、を備える。

このような構成によれば、電力変換装置によって単相交流電源から変換した２相交流電源を用いて、コンデンサを用いない長寿命の２相モータを駆動することが可能になる。

また、前記モータシステムにおいて、前記２相誘導モータは、ロータの逐次の回転量を示す回転角信号を出力する回転角センサを有し、前記電力変換装置は、さらに、前記回転角信号を取得する回転角取得部を備え、前記目標電圧指定部は、前記第１目標電圧及び前記第２目標電圧として設定する２相交流電圧の周波数及び振幅のうちの少なくとも何れか一方を、前記取得された回転角信号から特定される前記ロータの回転速度と速度指令値との誤差に基づいて変化させるベクトル制御を行ってもよい。

また、前記モータシステムにおいて、前記電力変換装置は、さらに、前記１対の第１出力端子及び前記１対の第２出力端子のそれぞれに流れる逐次の電流量を測定する電流測定部を備え、前記目標電圧指定部は、前記測定された逐次の電流量を用いて前記ロータの回転速度を推定し、前記第１目標電圧及び前記第２目標電圧として設定する２相交流電圧の周波数及び振幅のうちの少なくとも何れか一方を、前記推定された回転速度と速度指令値との誤差に基づいて変化させる速度センサレスベクトル制御を行ってもよい。

このような構成によれば、制御性に優れたモータシステムが得られる。

以下、本発明の一態様に係る電力変換装置、電力変換方法、及びそのような電力変換装置を用いたモータシステムについて、図面を参照しながら説明する。

なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも本発明の一具体例を示すものである。また、以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置位置及び接続形態、ステップ、ステップの順序などは、一例であり、本発明を限定する趣旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、本発明の最上位概念を示す独立請求項に記載されていない構成要素については、本発明の課題を達成するために必ずしも必要ではないが、より好ましい形態を構成する任意の構成要素として説明される。

（第１実施形態）
図１Ａは、第１実施形態に係る電力変換装置を含むモータシステムの機能的な構成の一例を示すブロック図である。図１Ａに示されるモータシステムは、電力変換装置１、誘導モータ５、及び電力変換装置１と誘導モータ５とを接続する給電線から構成される。

単相交流電源２は、このモータシステムに単相交流電圧を供給する電源である。単相交流電源２は、例えば、一般家庭用の商用電源であってもよい。

電力変換装置１は、単相交流電圧である入力電圧を２相交流電圧である出力電圧に変換する電力変換装置である。電力変換装置１は、単相交流電源２から前記入力電圧を印加される１対の入力端子３、４、第１相の前記出力電圧を出力する１対の第１出力端子６、７、第２相の前記出力電圧を出力する１対の第２出力端子８、９、マトリクススイッチ１０、及びスイッチコントローラ２０を備える。

図２は、誘導モータ５及びマトリクススイッチ１０の詳細な構成の一例を示すブロック図である。

誘導モータ５は、２相誘導モータであり、第１軸巻線５１、第２軸巻線５２、ロータ５３、第１軸巻線５１から引き出された１対の第１受電端子５６、５７、及び第２軸巻線５２から引き出された１対の第２受電端子５８、５９を備える。

第１軸巻線５１と第２軸巻線５２とは、誘導モータ５の内部で電気的に接続されていない。第１軸巻線５１と第２軸巻線５２とは、同一の電気的特性を有していてもよい。第１受電端子５６、５７は第１給電線で電力変換装置１の第１出力端子６、７に接続され、第２受電端子５８、５９は、第２給電線で電力変換装置１の第２出力端子８、９に接続される。なお、第１軸巻線５１と第２軸巻線５２とは、それぞれただ１つずつである必要はなく、２個以上の同数の第１軸巻線５１と第２軸巻線５２とを用いて多極のモータを構成することもできる。

マトリクススイッチ１０は、第１双方向スイッチ１１〜１４と、第２双方向スイッチ１５〜１８とから構成される。

第１双方向スイッチ１１〜１４は、入力端子３、４と第１出力端子６、７との各組み合わせに対応して設けられ、入力端子３、４のうちの対応する１つと第１出力端子６、７のうちの対応する１つとの接続及び切断を、スイッチコントローラ２０から供給される第１制御信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂに応じて切り替える。

第２双方向スイッチ１５〜１８は、入力端子３、４と第２出力端子８、９との各組み合わせに対応して設けられ、入力端子３、４のうちの対応する１つと第２出力端子８、９のうちの対応する１つとの接続及び切断を、スイッチコントローラ２０から供給される第２制御信号Ｇ５ａ〜Ｇ８ｂに応じて切り替える。

第１双方向スイッチ１３で代表して示しているように、第１双方向スイッチ１１〜１４及び第２双方向スイッチ１５〜１８の各々は、２つの単方向スイッチを逆並列に接続してなる。

１つの単方向スイッチは、例えば、逆阻止型のＩＧＢＴ（Ｉｓｏｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）Ｍ１又はＭ２で構成されてもよく、また、ＩＧＢＴＭ３とダイオードＤ１とが直列に接続された回路、又はＩＧＢＴＭ４とダイオードＤ２とが直列に接続された回路で構成されてもよい。

１つの単方向スイッチは、第１制御信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂ及び第２制御信号Ｇ５ａ〜Ｇ８ｂのうちの１つに応じて一方向にのみ導通状態及び非導通状態が切り替わり、かつ逆方向には導通しない。

このような構成のために、各双方向スイッチは、電流を双方向に流せる導通状態、電流を紙面の上方向又は下方向の何れか一方向にのみ流せる導通状態、及び非導通状態のなかから任意の状態に切り替えることができる。

そして、マトリクススイッチ１０は、第１制御信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂに応じて、第１双方向スイッチ１１〜１４を介して、１対の入力端子３、４と１対の第１出力端子６、７とをストレート接続し、クロス接続し、また切断することができる。

ここで、１対の入力端子３、４と１対の第１出力端子６、７とをストレート接続するとは、入力端子３、４と第１出力端子６、７とを、入力端子３、４に印加された入力電圧が同じ極性で第１出力端子６、７に供給される（非反転電圧供給とも言う）組み合わせで接続することと定義する。

また、１対の入力端子３、４と１対の第１出力端子６、７とをクロス接続するとは、入力端子３、４と第１出力端子６、７とを、入力端子３、４に印加された入力電圧が逆の極性で第１出力端子６、７に供給される（反転電圧供給とも言う）組み合わせで接続することと定義する。

さらに、１対の入力端子３、４と１対の第１出力端子６、７とを切断するとは、１対の入力端子３、４に印加された入力電圧の１対の第１出力端子６、７への供給が遮断されるように、入力端子３、４のうちの少なくとも一方を、第１出力端子６、７のいずれとも切断することと定義する。

同様に、マトリクススイッチ１０は、第２制御信号Ｇ５ａ〜Ｇ８ｂに応じて、第２双方向スイッチ１５〜１８を介して、１対の入力端子３、４と１対の第２出力端子８、９とをストレート接続し、クロス接続し、また切断することができる。１対の入力端子３、４と１対の第２出力端子８、９とをストレート接続し、クロス接続し、また切断することの定義は、上述と同様である。

スイッチコントローラ２０は、マトリクススイッチ１０のコントローラであり、単相交流電圧である入力電圧が、マトリクススイッチ１０を介して２相交流電圧である出力電圧に変換されるように、第１制御信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂ及び第２制御信号Ｇ５ａ〜Ｇ８ｂを生成して、マトリクススイッチ１０に供給する。

スイッチコントローラ２０は、発振器、比較器及び乗算器などを含むアナログ回路によって実現されてもよく、また、プロセッサが所定のプログラムを実行することにより果たされるソフトウェアの機能によって実現されてもよい。

図１Ａに示されるように、スイッチコントローラ２０は、目標電圧指定部２３、制御信号生成部２４、及びドライバ２５から構成される。

目標電圧指定部２３は、出力電圧の第１相及び第２相それぞれの逐次の目標値を、２相交流電圧によって表す第１目標電圧及び第２目標電圧を指定する。

制御信号生成部２４は、第１制御信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂ及び第２制御信号Ｇ５ａ〜Ｇ８ｂを生成する。第１制御信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂは、１対の入力端子３、４と１対の第１出力端子６、７とを周期的に接続及び切断するための制御信号であり、入力電圧及び第１目標電圧それぞれの極性及び絶対値の瞬時値の比較に基づいて生成される。第２制御信号Ｇ５ａ〜Ｇ８ｂは、１対の入力端子３、４と１対の第２出力端子８、９とを周期的に接続及び切断するための制御信号であり、入力電圧及び第２目標電圧それぞれの極性及び絶対値の瞬時値の比較に基づいて生成される。

制御信号生成部２４は、入力端子４が十分に低いインピーダンスで接地されている場合は、入力端子３の電圧を取得することにより、接地電圧を基準とした入力端子３の電圧を入力電圧として検出する。

入力端子４が接地されていない場合は、図１Ｂに示されるように、制御信号生成部２４は、入力端子３、４の電圧を取得することにより、端子間電圧を入力電圧として検出することもできる。

ドライバ２５は、生成された第１制御信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂ及び第２制御信号Ｇ５ａ〜Ｇ８ｂを、それぞれ第１双方向スイッチ１１〜１４及び第２双方向スイッチ１５〜１８に供給する。

上述のように構成された電力変換装置１において実行される電力変換方法について説明する。

図３は、当該電力変換方法で用いられる主要な電圧の波形の一例を示すグラフである。図３を参照して、まず、当該電力変換方法の基本的な考え方を説明する。

図３には、入力電圧ｉｎ、−ｉｎ、第１目標電圧ｒｅｆ１、第２目標電圧ｒｅｆ２、第１相の出力電圧ｏｕｔ１、及び第２相の出力電圧ｏｕｔ２の、それぞれの波形の典型的な一例が示されている。

入力電圧ｉｎ、−ｉｎは、単相交流電源２から入力端子３、４に印加される単相交流電圧である。入力電圧ｉｎは、入力端子４を基準にした入力端子３の電圧であり、入力電圧−ｉｎは、入力端子３を基準にした入力端子４の電圧である。

一例として、電圧の実効値がＶである正弦波交流電圧が入力端子３、４間に印加されるとき、入力電圧ｉｎ＝（√２）Ｖｓｉｎ（ωｔ）と表記される。ここで、ωは角周波数であり、当該正弦波交流電圧の周波数をｆとするとω＝２πｆである。ｔは時間である。日本の一般家庭用の商用電源を入力電圧に用いる場合は、Ｖ＝１００［Ｖ］、ｆ＝５０又は６０［Ｈｚ］である。

第１目標電圧ｒｅｆ１及び第２目標電圧ｒｅｆ２はそれぞれ、目標電圧指定部２３によって指定される２相交流電圧である。第１目標電圧ｒｅｆ１及び第２目標電圧ｒｅｆ２はそれぞれ、第１相の出力電圧ｏｕｔ１及び第２相の出力電圧ｏｕｔ２の逐次の（つまり、各時間における）目標値を表す。

例えば、第１相の出力電圧ｏｕｔ１及び第２相の出力電圧ｏｕｔ２で２相誘導モータを駆動する場合、第１目標電圧ｒｅｆ１及び第２目標電圧ｒｅｆ２には、同一の周波数で互いに位相差がある交流電圧が用いられる。第１目標電圧ｒｅｆ１及び第２目標電圧ｒｅｆ２の周波数、各々の振幅、及び互いの位相差は、回転速度やトルクを制御するため、また、駆動する２相誘導モータの構造に応じて、適宜定められる。

一例として、第１目標電圧ｒｅｆ１及び第２目標電圧ｒｅｆ２は、何れも入力電圧ｉｎと同じ周波数及び入力電圧ｉｎの１／√２倍の振幅を持ち、入力電圧ｉｎに対してそれぞれ＋４５度、−４５度の位相差を持つ正弦波交流電圧であってもよい。この場合、第１目標電圧ｒｅｆ１＝Ｖｓｉｎ（ωｔ＋π／４）、第２目標電圧ｒｅｆ２＝Ｖｓｉｎ（ωｔ−π／４）と表記される。

電力変換装置１は、入力電圧ｉｎの絶対値の瞬時値が第１目標電圧ｒｅｆ１の絶対値の瞬時値よりも大きい（言い換えれば、入力電圧の絶対値が過剰である）期間Ｔ２、Ｔ３、Ｔ６、Ｔ７に、１対の入力端子３、４と１対の第１出力端子６、７とを第１双方向スイッチ１１〜１４を介して周期的に接続及び切断することで、第１相の出力電圧ｏｕｔ１の短時間の（例えば周期ごとの）平均値が第１目標電圧ｒｅｆ１の瞬時値になるように調整する。

そのような制御は、例えば、ＰＷＭ制御により行われてもよい。当該ＰＷＭ制御の周期には、入力電圧ｉｎ、第１目標電圧ｒｅｆ１及び第２目標電圧ｒｅｆ２の周期と比べて十分に短い周期（例えば、周波数が２０ｋＨｚのＰＷＭキャリア信号の周期）が用いられる。

当該ＰＷＭ制御では、接続時間のＰＷＭ周期に占める比率であるデューティー比が、第１目標電圧ｒｅｆ１の瞬時値の入力電圧ｉｎの瞬時値に対する比に等しくなるように、周期ごとの接続時間を逐次変更する。その結果、第１相の出力電圧ｏｕｔ１の周期ごとの平均値は、第１目標電圧ｒｅｆ１の瞬時値になるように調整される。図３の第１相の出力電圧ｏｕｔ１の波形は、第１相の出力電圧ｏｕｔ１の周期ごとの平均値を示している。

なお、同様の調整は、ＰＷＭ制御に限らず、接続時間を一定として各周期の長さが逐次変更されるＰＤＭ（パルス密度変調）制御などの他の周知の制御方法を用いて行うこともできる。

電力変換装置１は、入力電圧ｉｎの絶対値の瞬時値が第１目標電圧ｒｅｆ１の絶対値の瞬時値以下である（言い換えれば、入力電圧の絶対値が不足する）期間Ｔ１、Ｔ４、Ｔ５、Ｔ８に、１対の入力端子３、４と１対の第１出力端子６、７とを第１双方向スイッチ１１〜１４を介して常時接続することにより、第１相の出力電圧ｏｕｔ１の絶対値が生成可能な最大値になるように調整する。

ただし、入力電圧の絶対値が不足する期間については、１対の入力端子３、４と１対の第１出力端子６、７とを常時切断して、第１相の出力電圧ｏｕｔ１を０にしても（つまり、電圧供給を停止しても）よい。そのような実施形態については、後ほど詳しく説明する。

電力変換装置１は、１対の入力端子３、４と１対の第１出力端子６、７とを接続する場合、入力電圧ｉｎの極性と第１目標電圧ｒｅｆ１の極性とが同じ期間（期間Ｔ１、Ｔ２、Ｔ５、Ｔ６）にはストレート接続し、入力電圧ｉｎの極性と第１目標電圧ｒｅｆ１の極性とが異なる期間（期間Ｔ３、Ｔ４、Ｔ７、Ｔ８）にはクロス接続する。

電力変換装置１は、同様の考え方を入力電圧ｉｎ及び第２目標電圧ｒｅｆ２に適用することにより、入力電圧ｉｎを第２相の出力電圧ｏｕｔ２に変換する。

図３に示される期間Ｓ１〜Ｓ８において、符号及び絶対値の瞬時値について、期間Ｔ１〜Ｔ８に入力電圧ｉｎと第１目標電圧ｒｅｆ１との間に成り立つ関係と同一の関係が、入力電圧ｉｎと第２目標電圧ｒｅｆ２との間に成り立つ。

従って、入力電圧ｉｎを第２相の出力電圧ｏｕｔ２に変換するために、期間Ｓ１、Ｓ５において連続した非反転電圧供給を行い、期間Ｓ２、Ｓ６においてＰＷＭ制御による非反転電圧供給を行い、期間Ｓ３、Ｓ７においてＰＷＭ制御による反転電圧供給を行い、期間Ｓ４、Ｓ８において連続した反転電圧供給を行う。その結果、入力電圧ｉｎが、図３に示すような第２相の出力電圧ｏｕｔ２に変換される。図３の第２相の出力電圧ｏｕｔ２の波形は、第１相の出力電圧ｏｕｔ１の波形と同様、周期ごとの平均値によって示されている。

次に、このような電力変換方法を実行するために、スイッチコントローラ２０が行う処理について説明する。

図４は、入力電圧ｉｎ、−ｉｎ、目標電圧指定部２３が指定する目標電圧ｒｅｆ１、制御信号生成部２４が生成する第１制御信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂ、及び出力電圧ｏｕｔ１の、それぞれの波形の一例を示すタイミングチャートである。出力電圧ｏｕｔ１の波形は、出力電圧ｏｕｔ１の周期ごとの平均値によって示されている。期間Ｔ１〜Ｔ８は、図３に示される期間Ｔ１〜Ｔ８に対応している。

図４及び以下の説明では、第１双方向スイッチ１１〜１４は、それぞれＳＷ１１〜ＳＷ１４と表記され、第１制御信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂは、ＳＷ１１〜ＳＷ１４の各々のゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂとして表記される。ゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂのＯＮレベル、ＯＦＦレベルは、それぞれＳＷ１１〜ＳＷ１４を構成する単方向スイッチを導通状態及び非導通状態にするための信号レベルを意味している。

図５Ａ〜図５Ｈは、期間Ｔ１〜Ｔ８のそれぞれにおいて、図４に示されるゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂ応じて設定されるＳＷ１１〜１４の導通状態、及び第１軸巻線５１の電流の経路を示す回路図である。図５Ａ〜図５Ｈにおいて、ＳＷ１１〜１４を構成する個々の単方向スイッチの導通状態及び非導通状態がそれぞれ実線及び点線で表記され、第１軸巻線５１の電流の経路が太い破線矢印で表記される。

簡明のため、図４、図５Ａ〜図５Ｈ、及び以下の説明は、入力電圧ｉｎを第１相の出力電圧ｏｕｔ１に変換するための第１目標電圧ｒｅｆ１、ゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂ、及びＳＷ１１〜１４についてのみ記述されるが、同様のことは、入力電圧ｉｎを第２相の出力電圧ｏｕｔ２に変換するための第２目標電圧ｒｅｆ２、第２制御信号Ｇ５ａ〜Ｇ８ｂ、及び双方向スイッチ１５〜１８についても成り立つ。

目標電圧指定部２３は、２相交流電圧の１つの相である第１目標電圧ｒｅｆ１を指定する。目標電圧指定部２３は、例えば、発振器を用いて、第１目標電圧ｒｅｆ１を実際に生成するか、又は第１目標電圧ｒｅｆ１の逐次の瞬時値を時系列データとして示すことで、第１目標電圧ｒｅｆ１を指定する。

制御信号生成部２４は、入力電圧ｉｎの瞬時値と第１目標電圧ｒｅｆ１の瞬時値との比較に基づいて、期間Ｔ１〜Ｔ８を逐次（例えば、ＰＷＭ周期ごとに）識別する。そして、識別された期間に応じて、連続した非反転電圧供給、ＰＷＭ制御による非反転電圧供給、連続した反転電圧供給、及びＰＷＭ制御による反転電圧供給のうちの１つを行うためのゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂを生成する。

期間Ｔ１、Ｔ５では、連続した非反転電圧供給のためのゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂが生成される。

制御信号生成部２４は、０＜ｉｎ≦ｒｅｆ１（条件１）によって期間Ｔ１を識別し、０＞ｉｎ≧ｒｅｆ１（条件５）によって期間Ｔ５を識別する。

期間Ｔ１またはＴ５が識別されると、制御信号生成部２４は、ＳＷ１２のゲート信号Ｇ２ａ、Ｇ２ｂ、及びＳＷ１３のゲート信号Ｇ３ａ、Ｇ３ｂをＯＮレベルに設定し、ＳＷ１１のゲート信号Ｇ１ａ、Ｇ１ｂ、及びＳＷ１４のゲート信号Ｇ４ａ、Ｇ４ｂをＯＦＦレベルに設定する。

このようなゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂに従って、期間Ｔ１、Ｔ５に、それぞれ図５Ａ、図５Ｅに示されるような、１対の入力端子３、４と１対の第１出力端子６、７とをストレート接続するためのＳＷ１１〜１４の導通状態及び第１軸巻線５１の電流の経路が設定され、連続した非反転電圧供給が行われる。

期間Ｔ２、Ｔ６では、ＰＷＭ制御による非反転電圧供給のための第１制御信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂが生成される。

制御信号生成部２４は、０＜ｒｅｆ１＜ｉｎ（条件２）によって期間Ｔ２を識別し、０＞ｒｅｆ１＞ｉｎ（条件６）によって期間Ｔ６を識別する。

期間Ｔ２またはＴ６が識別されると、制御信号生成部２４は、ＰＷＭ周期の一部である給電期間Ｔ２ａ、Ｔ６ａにおいて、ゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂのレベルを、期間Ｔ１、Ｔ５と同様に設定する。

制御信号生成部２４は、給電期間Ｔ２ａ、Ｔ６ａのＰＷＭ周期に占める割合が、第１目標電圧ｒｅｆ１の瞬時値の入力電圧ｉｎの瞬時値に対する比に等しくなるように、給電期間Ｔ２ａ、Ｔ６ａの長さを逐次変更する。図４の例では、給電期間Ｔ２ａ、Ｔ６ａの長さは次第に短くなり、期間Ｔ２、Ｔ６の最後には０となる。

また、制御信号生成部２４は、ＰＷＭ周期の残部である回生期間Ｔ２ｂ、Ｔ６ｂにおいて、ＳＷ１１のゲート信号Ｇ１ａ、Ｇ１ｂ、及びＳＷ１３のゲート信号Ｇ３ａ、Ｇ３ｂをＯＮレベルに設定し、ＳＷ１２のゲート信号Ｇ２ａ、Ｇ２ｂ、及びＳＷ１４のゲート信号Ｇ４ａ、Ｇ４ｂをＯＦＦレベルに設定する。

このようなゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂに従って、期間Ｔ２ａ、Ｔ６ａに、それぞれ図５Ａ、図５Ｅに示されるような、１対の入力端子３、４と１対の第１出力端子６、７とをストレート接続するためのＳＷ１１〜１４の導通状態及び第１軸巻線５１の電流の経路が設定され、非反転電圧供給が行われる。また、期間Ｔ２ｂ、Ｔ６ｂに、それぞれ図５Ｂ、図５Ｆに示されるような、１対の第１出力端子６、７同士を短絡するためのＳＷ１１〜１４の導通状態及び第１軸巻線５１の電流の経路が設定され、第１軸巻線５１からの回生電流をマトリクススイッチ１０内で還流させる電力回生が行われる。その結果、期間Ｔ２、Ｔ６において、ＰＷＭ制御による非反転電圧供給（周期的な給電と回生）が行われる。

期間Ｔ３、Ｔ７では、ＰＷＭ制御による反転電圧供給のためのゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂが生成される。

制御信号生成部２４は、０＞ｒｅｆ１＞−ｉｎ（条件３）によって期間Ｔ３を識別し、０＜ｒｅｆ１＜−ｉｎ（条件７）によって期間Ｔ７を識別する。

期間Ｔ３またはＴ７が識別されると、制御信号生成部２４は、ＰＷＭ周期の一部である給電期間Ｔ３ａ、Ｔ７ａにおいて、ＳＷ１１のゲート信号Ｇ１ａ、Ｇ１ｂ、及びＳＷ１４のゲート信号Ｇ４ａ、Ｇ４ｂをＯＮレベルに設定し、ＳＷ１２のゲート信号Ｇ２ａ、Ｇ２ｂ、及びＳＷ１３のゲート信号Ｇ３ａ、Ｇ３ｂをＯＦＦレベルに設定する。

制御信号生成部２４は、給電期間Ｔ３ａ、Ｔ７ａのＰＷＭ周期に占める割合が、第１目標電圧ｒｅｆ１の瞬時値の入力電圧ｉｎの瞬時値に対する比に等しくなるように、給電期間Ｔ３ａ、Ｔ７ａの長さを逐次変更する。図４の例では、給電期間Ｔ３ａ、Ｔ７ａの長さは期間Ｔ３、Ｔ７の最初には０であり、次第に長くなる。

また、制御信号生成部２４は、ＰＷＭ周期の残部である回生期間Ｔ３ｂ、Ｔ７ｂにおいて、ゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂのレベルを、期間Ｔ２ｂ、Ｔ６ｂと同様に設定する。

このようなゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂに従って、期間Ｔ３ａ、Ｔ７ａに、それぞれ図５Ｃ、図５Ｇに示されるような、１対の入力端子３、４と１対の第１出力端子６、７とをクロス接続するためのＳＷ１１〜１４の導通状態及び第１軸巻線５１の電流の経路が設定され、反転電圧供給が行われる。また、期間Ｔ３ｂ、Ｔ７ｂに、それぞれ図５Ｄ、図５Ｈに示されるような、１対の第１出力端子６、７同士を短絡するためのＳＷ１１〜１４の導通状態及び第１軸巻線５１の電流の経路が設定され、第１軸巻線５１からの回生電流をマトリクススイッチ１０内で還流させる電力回生が行われる。その結果、期間Ｔ３、Ｔ７において、ＰＷＭ制御による反転電圧供給（周期的な給電と回生）が行われる。

期間Ｔ４、Ｔ８では、連続した反転電圧供給のためのゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂが生成される。

制御信号生成部２４は、０＞−ｉｎ≧ｒｅｆ１（条件４）によって期間Ｔ４を識別し、０＜−ｉｎ≦ｒｅｆ１（条件８）によって期間Ｔ８を識別する。

期間Ｔ４またはＴ８が識別されると、制御信号生成部２４は、ゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂのレベルを、期間Ｔ３ａ、Ｔ７ａと同様に設定する。

このようなゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂに従って、期間Ｔ４及び期間Ｔ８に、それぞれ図５Ｄ、図５Ｈに示されるような、１対の入力端子３、４と１対の第１出力端子６、７とをクロス接続するためのＳＷ１１〜１４の導通状態及び第１軸巻線５１の電流の経路が設定され、連続した反転電圧供給が行われる。

以上説明した電力変換装置１及び電力変換方法によれば、単相交流電圧である入力電圧を、マトリクススイッチを用いることにより、直流電圧を介在することなく高い効率で２相交流電圧に変換することができる。

電力変換装置１で変換された２相交流電圧は、例えば、第１軸巻線５１と第２軸巻線５２とが内部で電気的に接続されていない誘導モータ５を駆動するために用いられる。誘導モータ５及び電力変換装置１はいずれも、装置の寿命や信頼性を損なう要因となるコンデンサを用いないので、電力変換装置１と誘導モータ５とを組み合わせることで、装置の寿命や信頼性を損なう要因となるコンデンサを用いない、寿命及び信頼性に優れたモータシステムが得られる。

さらに、従来のコンデンサモータは、起動のための補助巻線の抵抗を主巻線の抵抗よりも大きく構成される場合があり、そのような構成のコンデンサモータでは、補助巻線の抵抗のためにトルクが制限される。

これに対し、電力変換装置１で生成される２相交流電圧は、電気的特性が同一の２つの巻線に印加するために好適であり、電力変換装置１と、第１軸巻線５１及び第２軸巻線５２の電気的特性が同一の誘導モータ５とを組み合わせることで、効率に優れたモータシステムが得られる。

また、電力変換装置１による単相−２相変換では、一般的な単相−３相変換と比較して、より大きな振幅の出力電圧が得られることから、次のような効果も得られる。

図６Ａ、図６Ｂは、それぞれ、一般的なマトリクスコンバータによる単相−３相変換動作、及び電力変換装置１による単相−２相変換動作で得られる出力電圧の一例を示すグラフである。

図６Ａ、図６Ｂは、何れも同じ振幅の入力電圧から変換される出力電圧を示している。ただし、図６Ｂでは、比較の便宜のため、電力変換装置１から出力された２相交流電圧を等価３相変換した計算結果を示している。

その結果、図６Ｂに示した電力変換装置１による出力電圧の等価３相変換後の振幅が、図６Ａ示した一般的なマトリクスコンバータによる単相−３相変換で得られる出力電圧の振幅と比べて、√２倍であることがわかった。これは、一般的なマトリクスコンバータの出力電圧で駆動される３相誘導モータと比べて、電力変換装置１の出力電圧で駆動される２相誘導モータが、√２倍のトルクを発生することを意味している。

従って、トルクとモータの体積（巻線の量など）とが反比例するとすれば、２相誘導モータは３相誘導モータの１／√２（約７１％）の体積で同じトルクを発生させることができる。

上述の電力変換装置１と誘導モータ５とを組み合わせたモータシステムに、ベクトル制御機能を導入することで、より制御性に優れたモータシステムを構成することができる。以下では、そのようなモータシステムについて説明する。

図７は、第１実施形態に係る他のモータシステムの機能的な構成の一例を示すブロック図である。

図７に示されるモータシステムにおいて、誘導モータ５には、ロータの逐次の回転量を示す回転角信号を出力する回転角センサ２７が設けられる。電力変換装置１ａは、上記で説明した電力変換装置１と比べて、回転角取得部２９が追加され、目標電圧指定部２３ａが変更される。

回転角取得部２９は、回転角センサ２７から出力された回転角信号を取得する。目標電圧指定部２３ａは、取得された回転角信号から特定されるロータの回転速度と速度指令値との誤差に基づいて、第１目標電圧ｒｅｆ１及び第２目標電圧ｒｅｆ２の振幅、周波数、位相のうちの少なくとも何れか１つを変化させるベクトル制御を行う。

ベクトル制御では、具体的には、巻線電流の励磁電流成分を一定に保ち、巻線電流のトルク電流成分を調整する制御が行われる。

このように構成された電力変換装置１ａによれば、負荷の変動によるロータの回転速度の変動を抑制し、回転速度を制御することができる。

図８は、第１実施形態に係る他のモータシステムの機能的な構成の一例を示すブロック図である。

図８に示されるモータシステムにおいて、電力変換装置１ｂは、上記で説明した電力変換装置１と比べて、電流センサ３０ａ、３０ｂ、及び電流量取得部３１が追加され、目標電圧指定部２３ｂが変更される。

電流センサ３０ａ、３０ｂは、１対の第１出力端子６、７及び１対の第２出力端子８、９のそれぞれに流れる逐次の電流量を示す電流量信号を出力するセンサであり、例えばシャント抵抗であってもよい。電流量取得部３１は、電流センサ３０ａ、３０ｂから出力された信号を取得する。

目標電圧指定部２３ｂは、前記取得された逐次の電流量を用いて前記ロータの回転速度を推定し、前記推定された回転速度と速度指令値との誤差に基づいて、第１目標電圧ｒｅｆ１及び第２目標電圧ｒｅｆ２の振幅、周波数、及び位相のうちの少なくとも何れか１つを変化させる速度センサレスベクトル制御を行う。

速度センサレスベクトル制御では、巻線電流の測定値を用いてロータの回転速度を推定し、推定された回転速度を用いてトルク制御が行われる。使用環境の制約を受けやすい回転角センサを用いないので、過酷な（例えば、大きな振動を伴う）環境で使用されるモータの制御に適している。

このように構成された電力変換装置１ｂによれば、回転角センサを用いずに、ロータの回転速度の変動を抑制し、回転速度を制御することができる。

第１目標電圧ｒｅｆ１及び第２目標電圧ｒｅｆ２の振幅、周波数、位相を変化させた場合も、前述と同様の電力変換方法が適用できることを説明する。

図９は、周波数を変化させた場合の一例として、図４で説明した第１目標電圧ｒｅｆ１の３倍の周波数を持つ第１目標電圧ｒｅｆ１を用いて前述の電力変換方法を実行した場合の各信号の波形を示すタイミングチャートである。図９は、図４と同様の表記法によって示されている。

図９は、第１目標電圧ｒｅｆ１の周波数を図４から変化させた場合でも、図４と同様の条件によって期間Ｔ１〜Ｔ８が識別され、より高い周波数の第１目標電圧ｒｅｆ１に応じたゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂが生成できることを示している。このことは、第１目標電圧ｒｅｆ１の振幅や位相を変化させる場合についても同様である。

なお、上記では、図２において双方向スイッチの一例として、逆阻止型のＩＧＢＴＭ１、Ｍ２やＩＧＢＴＭ３、Ｍ４とダイオードＤ１、Ｄ２とがそれぞれ直列に接続された回路で構成される単方向スイッチを逆並列に接続した構成を示したが、双方向スイッチは、ＧａＮ（窒化ガリウム）系半導体による双方向のＨＦＥＴ（Ｈｅｔｅｒｏ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）またはＧＩＴ（Ｇａｔｅ Ｉｎｊｅｃｔｉｏｎ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）Ｍ５を使用して構成することもできる。ＧａＮ系半導体によるＨＦＥＴ又はＧＩＴを使用した場合、ソースとドレインとの間にゲートを２本（Ｇ３ａ、Ｇ３ｂ)を形成することで双方向スイッチが構成できる。

このような構成によれば、１つの双方向スイッチが１つの素子で構成されることから、回路規模が小さくなる。さらに、素子内に、２つのゲートが隣接していることから、２本のゲート信号線路をほぼ同等の長さで形成することが可能となり、ゲート信号間の遅れをなくすることができる。その結果、デッドタイムや転流回路の制御性が向上して、誤動作が防止される。

（第１実施形態の変形例）
前述した実施形態では、双方向スイッチ１１〜１４のそれぞれを構成する２つの単方向スイッチに同一のゲート信号を用いることで、双方向スイッチ１１〜１４を、双方向の導通状態及び非導通状態の何れかに切り替えている。このため、１つの双方向スイッチあたり２つのゲート信号のレベルを常に同時に変化させることから、ゲート信号のレベルを変更する延べ回数が増大し、その結果、スイッチング動作（ゲート信号の生成、並びに信号線及び単方向スイッチのゲート容量の充放電を含む）に比較的大きな電力が消費される。このような電力消費の増大は、特にＰＷＭ制御による非反転電圧供給およびＰＷＭ制御による反転電圧供給の際に顕著になる。

これに対し、１つの双方向スイッチに含まれる片方の単方向スイッチのゲート信号のレベルを固定することにより、ゲート信号の駆動に要する電力を削減することができる。以下では、そのようなゲート信号を生成する２つの変形例について説明する。

第１変形例では、１つの双方向スイッチに含まれる２つの単方向スイッチのうち、入力電圧ｉｎが順方向に印加される単方向スイッチの導通状態及び非導通状態のみを切り替え、かつ入力電圧ｉｎが逆方向に印加される単方向スイッチが常時導通状態になるようにゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ８ｂを生成する。

図１０は、そのような考え方に基づいて生成されるゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂの波形の一例を示すタイミングチャートである。図１０は、図４と同様の表記法によって示されており、さらに、ゲート信号の波形が単方向スイッチごとに区別されている。具体的には、各双方向スイッチの紙面の左側に示される単方向スイッチのゲート信号（末尾がａの信号名で示される）の波形が実線で示され、各双方向スイッチの紙面の右側に示される単方向スイッチのゲート信号（末尾がｂの信号名で示される）の波形が点線で示されている。

図１１Ａ〜図１１Ｈは、期間Ｔ１〜Ｔ８のそれぞれにおいて、図１０に示されるゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂ応じて設定されるＳＷ１１〜１４の導通状態、及び第１軸巻線５１の電流の経路を示す回路図である。図１１Ａ〜図１１Ｈは、図５Ａ〜図５Ｈと同様の表記法によって示されている。

図１０のゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂは、図４のゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂと比べて次の点が異なっている。

すなわち、期間Ｔ１〜Ｔ４において入力電圧ｉｎが逆方向に印加される単方向スイッチ、すなわち、ＳＷ１１の左側、ＳＷ１２の右側、ＳＷ１３の左側、ＳＷ１４の右側の各単方向スイッチが常時接続状態になるように、ゲート信号Ｇ１ａ、Ｇ２ｂ、Ｇ３ａ、Ｇ４ｂがＯＮレベルに固定される。

また、期間Ｔ５〜Ｔ８において入力電圧ｉｎが逆方向に印加される単方向スイッチ、すなわち、ＳＷ１１の右側、ＳＷ１２の左側、ＳＷ１３の右側、ＳＷ１４の左側の各単方向スイッチが常時接続状態になるように、ゲート信号Ｇ１ｂ、Ｇ２ａ、Ｇ３ｂ、Ｇ４ａがＯＮレベルに固定される。

さらには、期間Ｔ２、Ｔ３、Ｔ６、Ｔ７において、第１軸巻線５１からの回生電流に対して逆方向となる単方向スイッチ、すなわち、期間Ｔ２ではＳＷ１１の右側、期間Ｔ３ではＳＷ１３の右側、期間Ｔ６ではＳＷ１１の左側、期間Ｔ７ではＳＷ１３の左側の各単方向スイッチが常時切断状態になるように、ゲート信号Ｇ１ｂ、Ｇ３ｂ、Ｇ１ａ、Ｇ３ａがＯＦＦレベルに固定される。

図１０のゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂによれば、図１１Ａ〜図１１Ｈに示されるように、図４のゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂと同一の動作が実現される。しかも、ＰＷＭ制御のためにレベルが変化するゲート信号は、期間Ｔ２におけるゲート信号Ｇ２ａ、期間Ｔ３におけるゲート信号Ｇ４ａ、期間Ｔ６におけるゲート信号Ｇ２ｂ、期間Ｔ７におけるゲート信号Ｇ４ｂのみである。その結果、ゲート信号のレベルを変更する延べ回数が大幅に削減され、ゲート信号を駆動するための電力が低減される。

ところで、一般には、インダクタ性の負荷を駆動する電力変換装置において、特に負荷のインダクタンスが大きい場合など、電源電圧の極性が反転した後、負荷からの回生電流が、電源電圧が反転する前の方向に流れ続けることがある。

これを上述したモータシステムについて言えば、例えば、図１１Ａ、図１１Ｂに示されている第１軸巻線５１からの回生電流が、図示とは逆方向に流れる場合があることを意味している。そのような逆流は、先行する期間において第１軸巻線５１に大きな磁気エネルギーが残留している場合に生じる。

第１軸巻線５１からの回生電流が図示とは逆方向に流れる場合、第１軸巻線５１からの回生電流は、図１１Ａでは単相交流電源２へ還流するが、図１１Ｂでは還流できる経路が存在しないため、ＳＷ１１に非常に大きな電圧がかかり、かつ、大きな電力損失が生じる。

第２変形例は、このような問題に対策すべく、負荷からの回生電流の経路を双方向の導通状態にて設けるものである。

図１２は、そのような考え方に基づいて生成されるゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂの波形の一例を示すタイミングチャートである。図１２は、図１０と同様の表記法によって示されている。

図１２のゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂは、図１０のゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂと比べて、期間Ｔ２ｂ、Ｔ３ｂ、Ｔ６ｂ、Ｔ７ｂにおいて、第１軸巻線５１からの回生電流の経路がＳＷ１１、ＳＷ１３を介して双方向の導通状態にて形成されるように、ゲート信号Ｇ１ｂ、Ｇ３ｂ、Ｇ１ａ、Ｇ３ａがＯＮレベルに設定される点が異なる。

図１２のゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂによれば、図１３Ａ〜図１３Ｈに示されるように、図示された方向の巻線電流に対しては、図４のゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂと同一の動作が実現される。しかも、期間Ｔ２ｂ、Ｔ３ｂ、Ｔ６ｂ、Ｔ７ｂにおいて、第１軸巻線５１からの回生電流の経路がＳＷ１１、ＳＷ１３を介して双方向の導通状態にて形成されるので、図示とは逆方向の回生電流も流すことができる。

その結果、ＰＷＭ制御においてゲート信号Ｇ２ａ、Ｇ４ａ、Ｇ２ｂ、Ｇ４ｂに加えて、ゲート信号Ｇ１ｂ、Ｇ３ｂ、Ｇ１ａ、Ｇ３ａのレベルも変化させるために、ゲート信号のレベルを変更する延べ回数が増加するが、第１軸巻線５１からの回生電流を、その方向によらず、マトリクススイッチ１０内で還流させて、適切に電力回生を行うことが可能になる。

（第２実施形態）
第２実施形態では、前述した第１実施形態からのいくつかの変更が説明される。

まず、入力電圧の絶対値が不足する期間に出力電圧を０にする（電圧供給を停止する）電力変換方法について説明する。

図１４、図１５は、そのような電力変換方法を実行するために、制御信号生成部２４が生成するゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂの波形の一例を示すタイミングチャートである。図１４及び図１５のゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂは、それぞれ図１０及び図１２のゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂの一部を変更して構成されている。

図１４のゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂは、図１０のゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂと比べて、入力電圧ｉｎの絶対値の瞬時値が第１目標電圧ｒｅｆ１の絶対値の瞬時値以下である期間に電圧供給を停止するため、期間Ｔ１においてゲート信号Ｇ２ａ、期間Ｔ４においてゲート信号Ｇ４ａ、期間Ｔ５においてゲート信号Ｇ２ｂ、期間Ｔ８においてゲート信号Ｇ４ｂが、ＯＦＦレベルに固定される点のみが異なる。つまり、図１４のゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂは、期間Ｔ１、Ｔ４、Ｔ５、Ｔ８において、ＰＷＭ周期の回生期間である期間Ｔ２ｂ、Ｔ３ｂ、Ｔ６ｂ、Ｔ７ｂとそれぞれ同一のレベルに設定される。その結果、電圧供給が停止され、第１相の出力電圧ｏｕｔ１は０となる。

図１４のゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂによれば、期間Ｔ１、Ｔ４、Ｔ５、Ｔ８において、それぞれ図１１Ｂ、１１Ｄ、１１Ｆ、１１Ｈに示されるようなＳＷ１１〜１４の導通状態及び第１軸巻線５１の電流の経路が設定され、第１軸巻線５１からの回生電流をマトリクススイッチ１０内で還流させる電力回生が行われる。

図１５のゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂは、図１２のゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂと比べて、入力電圧ｉｎの絶対値の瞬時値が第１目標電圧ｒｅｆ１の絶対値の瞬時値以下である期間Ｔ１、Ｔ４、Ｔ５、Ｔ８において、ゲート信号Ｇ２ａ、Ｇ４ａ、Ｇ２ｂ、Ｇ４ｂがＯＦＦレベルに固定されるとともに、ゲート信号Ｇ１ｂ、Ｇ３ｂ、Ｇ１ａ、Ｇ３ａがＯＮレベルに固定される点のみが異なる。つまり、図１５のゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂは、期間Ｔ１、Ｔ４、Ｔ５、Ｔ８において、ＰＷＭ周期の回生期間である期間Ｔ２ｂ、Ｔ３ｂ、Ｔ６ｂ、Ｔ７ｂと同一のレベルに設定される。その結果、電圧供給が停止され、第１相の出力電圧ｏｕｔ１は０となる。

図１５のゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂによれば、期間Ｔ１、Ｔ４、Ｔ５、Ｔ８において、それぞれ図１３Ｂ、１３Ｄ、１３Ｆ、１３Ｈに示されるようなＳＷ１１〜１４の導通状態及び第１軸巻線５１の電流の経路が設定され、第１軸巻線５１からの回生電流をマトリクススイッチ１０内で還流させる電力回生が行われる。

以上説明した電力変換方法によれば、入力電圧の絶対値が不足する期間に出力電圧を０にして電圧供給を停止するので、入力電圧を供給する電源（配線などの抵抗を含む）への過剰な負荷を回避して、入力電圧の変動を抑制できる。さらに、入力電圧が０Ｖとなるタイミングを正確に推定する必要がなくなるために、入力電圧の電位差を正確に計算できる図１Ｂの回路でなくセンサの少ない図１Ａの回路でも、誤動作を生じにくくなる。

次に、複数の双方向スイッチの間でスイッチング回数を平準化する電力変換方法について説明する。

図１６は、そのような電力変換方法を実行するために、制御信号生成部２４が生成するゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂの波形の一例を示すタイミングチャートである。図１６のゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂは、図１４のゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂの一部を変更して構成されている。

図１６のゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂは、図１４のゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂと比べて、期間Ｔ５、Ｔ６において、ゲート信号Ｇ２ｂのレベルを変化させるのを止めて、代わりにゲート信号Ｇ３ａのレベルを変化させ、期間Ｔ７、Ｔ８において、ゲート信号Ｇ４ｂのレベルを変化させるのを止めて、代わりにゲート信号Ｇ１ａのレベルを変化させる点のみが異なる。

図１７Ａ〜図１７Ｄは、期間Ｔ５〜Ｔ８のそれぞれにおいて、図１６に示される第１制御信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂ応じて設定される双方向スイッチ１１〜１４の導通状態、及び第１軸巻線５１の電流の経路を示す回路図である。

図１６のゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂによれば、期間Ｔ６ａ、期間Ｔ５、Ｔ６ｂ、期間Ｔ７ａ、期間Ｔ７ｂ、Ｔ８において、それぞれ図１７Ａ、１７Ｂ、１７Ｃ、１７Ｄに示されるようなＳＷ１１〜１４の導通状態及び第１軸巻線５１の電流の経路が設定される。

その結果、ＰＷＭ制御による非反転電圧供給（周期的な給電と回生）が、期間Ｔ２と期間Ｔ６とで異なるＳＷ１２、ＳＷ１３のスイッチングにより行われ、ＰＷＭ制御による反転電圧供給（周期的な給電と回生）が、期間Ｔ３と期間Ｔ７とで異なるＳＷ１４、ＳＷ１１のスイッチングにより行われる。

上述した電力変換方法によれば、双方向スイッチ１１〜１４のスイッチング回数が平準化されることで、双方向スイッチ１１〜１４の発熱が平準化されることから、双方向スイッチ１１〜１４の局所的な過熱による定格電力の抑制や信頼性の低下といった不利を軽減できる。

双方向スイッチのスイッチング回数を平準化する電力変換方法は、負荷からの回生電流の経路を双方向の導通状態にて設ける電力変換方法と組み合わせることもできる。

図１８は、そのような電力変換方法を実行するために、制御信号生成部２４が生成するゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂの波形の一例を示すタイミングチャートである。図１８のゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂは、図１６のゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂの一部を変更して構成されている。

図１８のゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂは、図１６のゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂと比べて、期間Ｔ２ｂ、Ｔ３ｂにおいて、第１軸巻線５１からの回生電流の経路がＳＷ１１、ＳＷ１３を介して双方向の導通状態にて形成されるように、ゲート信号Ｇ１ｂ、Ｇ３ｂがＯＮレベルに設定される点、及び期間Ｔ６ｂ、Ｔ７ｂにおいて、第１軸巻線５１からの回生電流の経路がＳＷ１２、ＳＷ１４を介して双方向の導通状態にて形成されるように、ゲート信号Ｇ４ｂ、Ｇ２ｂがＯＮレベルに設定される点が異なる。

図１８のゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂによれば、図１９Ａ〜図１９Ｈに示されるように、図４のゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂと同一の動作が実現される。しかも、第１軸巻線５１からの回生電流の経路が、期間Ｔ２ｂ、Ｔ３ｂにはＳＷ１１、ＳＷ１３を介して双方向の導通状態にて形成され、また期間Ｔ６ｂ、Ｔ７ｂにはＳＷ１２、ＳＷ１４を介して双方向の導通状態にて形成される。

その結果、双方向スイッチ１１〜１４のスイッチング回数が平準化されるとともに、第１軸巻線５１からの回生電流を、その方向によらず、マトリクススイッチ１０内で還流させることが可能になる。

（第３実施形態）
前述した電力変換装置によるモータ駆動のシミュレーションについて説明する。このシミュレーションでは、電力変換装置を含む前述のモータシステムを表現したシミュレーションモデルを定義し、当該モデルにおける主要な電圧及び電流を求めた。

図２０は、シミュレーションモデルの一例を示す機能ブロック図である。図２０のモデルは、図４で説明した電力変換方法を実行する機能を有しており、図１Ａ、図１Ｂ、及び、図２に示される構成要素に対応する部分が、図１Ａ、図１Ｂ、及び、図２と共通の符号で示されている。

図２１は、図２０のモデルの動作を説明するタイミングチャートである。

図２０において、目標電圧指定部２３は、第１目標電圧ｒｅｆ１及び第２目標電圧ｒｅｆ２を指定する２相交流電圧を生成する発振器６１、６２で構成される。

制御信号生成部２４は、ＳＷ１１〜ＳＷ１４を制御するための第１制御信号を生成する第１信号生成回路（紙面の上側部分）、及びＳＷ１５〜ＳＷ１８を制御するための第２制御信号を生成する第２信号生成回路（紙面の下側部分）から構成される。第１信号生成回路は、除算器６３、加算器６４、６５、７６、７７、乗算器６６〜６９、７４、７５、比較器７０〜７３、７９、８０、発振器７８、及びインバータ８１、８２で構成される。第２信号生成回路も、符号は省略されているが、同様に構成されている。

以下、第１制御信号を生成する第１信号生成回路について詳細に説明する。

発振器７８は、ＰＷＭキャリア信号を生成する。ＰＷＭキャリア信号は、ＰＷＭ周期ごとに上昇するランプ波（例えば、のこぎり波、三角波など）である。除算器６３は、第１目標電圧の瞬時値ｒｅｆ１を入力電圧ｉｎの瞬時値で除した値の絶対値｜ｒｅｆ１／ｉｎ｜を逐次算出する。

加算器６４は、入力電圧ｉｎの瞬時値と第１目標電圧ｒｅｆ１の瞬時値とから、ｒｅｆ１−ｉｎの符号（図２１の（ｂ））を算出し、乗算器６６、６７及び比較器７０、７１は、（ｒｅｆ１−ｉｎ）×ｉｎの符号（図２１の（ｃ））、及び（ｒｅｆ１−ｉｎ）×ｒｅｆ１の符号（図２１の（ｄ））を算出する。

比較器７０、７１、乗算器７４、加算器７６は、（ｃ）、（ｄ）が、（＋、＋）、（−、−）、（−、＋）と算出された場合に、それぞれ、除算器６３による除算値を、ＰＷＭキャリア信号の、最大値よりも高いレベル、振幅範囲内のレベル、最小値よりも低いレベルにシフトする。

比較器７９、インバータ８１は、レベルシフト後の除算値とＰＷＭキャリア信号とを比較することにより、非反転電圧供給の連続実行、ＰＷＭ制御による実行、及び停止の各期間に対応した第１制御信号を生成する（図２１の（ｅ））。この第１制御信号は、具体的には、図４の（ｃ）に示されるＳＷ１２のゲート信号である。

このようにして、ＰＷＭ制御による非反転電圧供給のデューティー比は、第１目標電圧ｒｅｆ１の瞬時値の入力電圧ｉｎの瞬時値に対する比｜ｒｅｆ１／ｉｎ｜に等しくなるようにＰＷＭ周期ごとに変更される。

これと並行して、反転電圧供給のための次のような制御が行われる。

加算器６５は、入力電圧ｉｎの瞬時値と第１目標電圧ｒｅｆ１の瞬時値とから、ｒｅｆ１＋ｉｎの符号（図２１の（ｆ））を算出し、乗算器６８、６９及び比較器７２、７３は、（ｒｅｆ１＋ｉｎ）×ｉｎの符号（図２１の（ｇ））、及び（ｒｅｆ１＋ｉｎ）×ｒｅｆ１の符号（図２１の（ｈ））を算出する。

比較器７２、７３、乗算器７５、加算器７７は、算出された（ｃ）、（ｄ）が、（−、＋）、（＋、−）、（＋、＋）である場合に、それぞれ、除算器６３による除算値を、ＰＷＭキャリア信号の、最大値よりも高いレベル、振幅範囲内のレベル、最小値よりも低いレベルにシフトする。

比較器８０、及びインバータ８２は、レベルシフト後の除算値とＰＷＭキャリア信号とを比較することにより、反転電圧供給の連続実行、ＰＷＭ制御による実行、及び停止の各期間に対応した第１制御信号を生成する（図２１の（ｉ））。この第１制御信号は、具体的には、図４の（ｅ）に示されるＳＷ１４のゲート信号である。

このようにして、ＰＷＭ制御による反転電圧供給のデューティー比もまた、第１目標電圧ｒｅｆ１の瞬時値の入力電圧ｉｎの瞬時値に対する比｜ｒｅｆ１／ｉｎ｜に等しくなるようにＰＷＭ周期ごとに変更される。

第２信号生成回路は、入力電圧ｉｎ及び第２目標電圧ｒｅｆ２に対して上述と同様の処理を行うことにより、ＳＷ１５〜ＳＷ１８を制御するための第２制御信号を生成する。ただし、第２信号生成回路では、ＰＷＭキャリア信号に、ＰＷＭ周期ごとに下降するランプ波（例えば、のこぎり波、三角波など）が用いられる点が、第１信号生成回路と異なる。

図２０のモデルを用いて行ったシミュレーションの結果を、以下に示す。このシミュレーションは、具体的に、入力電圧ｉｎ＝（√２）×１００ｓｉｎ（ωｔ）、第１目標電圧ｒｅｆ１＝１００ｓｉｎ（ωｔ＋π／４）、第２目標電圧ｒｅｆ２＝１００ｓｉｎ（ωｔ−π／４）として行った。

図２２Ａは、シミュレーションで得られた、第１目標電圧ｒｅｆ１及び第１相の出力電圧ｏｕｔ１の波形、並びに第１軸巻線５１の電流ｉｌｏａｄ１、第２軸巻線５２の電流ｉｌｏａｄ２、及び合計電流ｉｌｏａｄ（＝ｉｌｏａｄ１＋ｉｌｏａｄ２）の波形を示すグラフである。

第１相の出力電圧ｏｕｔ１の波形の一部の区間に、ＰＷＭ制御による電圧スイングを表す縦縞が示されている。このような区間における第１相の出力電圧ｏｕｔ１は、ＰＷＭ制御によって、０と入力電圧ｉｎの瞬時値との間をスイングし、ＰＷＭ周期ごとの平均電圧は、第１目標電圧ｒｅｆ１になっている。図示は省略しているが、第２目標電圧ｒｅｆ２、及び第２相の出力電圧ｏｕｔ２についても同様の結果が得られた。

合計電流ｉｌｏａｄの波形は、電源電圧ｉｎが０クロスするポイントでわずかに変調されているものの、電源電圧ｉｎと同位相で、かつほぼ正弦波形状になることが確認できた。

さらに、同じモデルを用いて、第１目標電圧ｒｅｆ１及び第２目標電圧ｒｅｆ２の周波数を、入力電圧ｉｎの周波数の３倍にした場合のシミュレーションも行った。

図２２Ｂは、当該シミュレーションで得られた、第１目標電圧ｒｅｆ１及び第１相の出力電圧ｏｕｔ１の波形を示すグラフである。図２２Ｂのグラフから、第１目標電圧ｒｅｆ１及び第２目標電圧ｒｅｆ２の周波数を、入力電圧ｉｎの周波数の３倍にした場合でも、同様の動作が行われることが確認できた。

上述したシミュレーションモデルにおいて、第１相の出力電圧ｏｕｔ１のＰＷＭ制御のためのＰＷＭキャリア信号、及び第２相の出力電圧ｏｕｔ２のＰＷＭ制御のためのＰＷＭキャリア信号として、それぞれＰＷＭ周期ごとに上昇するランプ波、及びＰＷＭ周期ごとに下降するランプ波を用いている。

図２３Ａ、図２３Ｂは、このような構成によって行われるＰＷＭ制御動作を説明するタイミングチャートである。

図２３Ａ、図２３Ｂには、２相のデューティー比の合計がそれぞれ１００％、７０％である場合について、ＰＷＭ制御動作における主要な信号の波形の一例が示されている。

図２３Ａ、図２３Ｂにおいて、実線の波形で示すように、第１相のＰＷＭキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ１のレベルが第１相のデューティー比｜ｒｅｆ１／ｉｎ｜以下である場合に入力電圧が第１相の出力電圧ｏｕｔ１として出力される。また、点線の波形で示すように、第２相のＰＷＭキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ２のレベルが第２相のデューティー比｜ｒｅｆ２／ｉｎ｜以下である場合に入力電圧が第２相の出力電圧ｏｕｔ２として出力される。

このように、ＰＷＭ制御動作における第１相の給電及び第２相の給電は、それぞれＰＷＭ周期の始端を含む期間及び終端を含む期間に実行される。そのため、ＰＷＭ制御における２相のデューティー比の合計が１００％を越えない限り２相の給電期間は重複しない。その結果、入力電圧を供給する電源（配線などの抵抗を含む）への過剰な負荷を回避して、入力電圧の変動を抑制できる。

ＰＷＭ制御における２相のデューティー比の合計が１００％になる典型的な例が、先に説明されている。すなわち、図３の波形の一例として説明した、入力電圧ｉｎ＝（√２）Ｖｓｉｎ（ωｔ）、第１目標電圧ｒｅｆ１＝Ｖｓｉｎ（ωｔ＋π／４）、第２目標電圧ｒｅｆ２＝Ｖｓｉｎ（ωｔ−π／４）である。この例によれば、ｉｎ＝ｒｅｆ１＋ｒｅｆ２が成り立つことから、図３の期間Ｔ２、Ｔ６において、２相のデューティー比の合計を１００％に保ってＰＷＭ制御が行われる。

このように、入力電圧ｉｎの１／√２倍の振幅、入力電圧ｉｎと同一の周波数、及び入力電圧ｉｎに対して＋４５度及び−４５度の位相差を有する第１目標電圧ｒｅｆ１及び第２目標電圧ｒｅｆ２を用いることで、入力電圧ｉｎは、有効かつ安定的に、第１相の出力電圧ｏｕｔ１及び第２相の出力電圧ｏｕｔ２に変換される。

なお、上述とは異なる方法で２相の給電期間の重複を避けることもできる。例えば、第１相のＰＷＭ制御は上述のとおりに行い、かつ第２相のＰＷＭ制御を次のように変更する。すなわち、第２相にも第１相のＰＷＭキャリア信号を用いるとともに、第１相のＰＷＭキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ１のレベルが、第２相のデューティー比を反転した値（１−｜ｒｅｆ２／ｉｎ｜）よりも大きい場合に入力電圧を第２相の出力電圧ｏｕｔ２として出力する。このような方法によっても、上述と同様の結果が得られる。

なお、ＰＷＭキャリア信号として、図２３Ａ、図２３Ｂに示されるようなのこぎり波の代わりに三角波を用いることで、デッドタイムを制御できる。

以上、本発明の電力変換装置について、実施の形態に基づいて説明したが、本発明は、これらの実施の形態に限定されるものではない。本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、当業者が思いつく各種変形を本実施の形態に施し、また、複数の実施の形態における各構成要素を任意に組み合わせて得られる形態も本発明の範囲内に含まれる。

本発明は単相交流電源を２相交流電源に変換する電力変換装置に適用され、特には、２相誘導モータの駆動に利用することができる。

１、１ａ、１ｂ 電力変換装置
２ 単相交流電源
３、４ 入力端子
５ 誘導モータ
６、７ 第１出力端子
８、９ 第２出力端子
１０ マトリクススイッチ
１１〜１４ 第１双方向スイッチ
１５〜１８ 第２双方向スイッチ
２０ スイッチコントローラ
２３、２３ａ、２３ｂ 目標電圧指定部
２４ 制御信号生成部
２５ ドライバ
２７ 回転角センサ
２９ 回転角取得部
３０ａ 電流センサ
３１ 電流量取得部
５１ 第１軸巻線
５２ 第２軸巻線
５３ ロータ
５６、５７ 第１受電端子
５８、５９ 第２受電端子
６１、６２、７８ 発振器
６３ 除算器
６４、６５、７６、７７ 加算器
６６〜６９、７４、７５ 乗算器
７０〜７３、７９、８０ 比較器
８１、８２ インバータ
２００ マトリクスコンバータ
２０１ 単相交流電源
２０２ａ〜２０２ｆ 双方向スイッチ
２０３ ３相モータ
２０４ 大小判別手段
２０５ 制御手段
３００ コンデンサモータ
３０１ 交流電源
３０２、３０３ 巻線
３０４ コンデンサ
Ｍ１〜Ｍ４ ＩＧＢＴ
Ｍ５ ＧａＮ ＨＦＥＴ又はＧＩＴ
Ｄ１、Ｄ２ ダイオード
Ｇ１ａ〜Ｇ４ｂ 第１制御信号（ゲート信号）
Ｇ５ａ〜Ｇ８ｂ 第２制御信号（ゲート信号）

Claims (14)

1. 単相交流電圧である入力電圧を２相交流電圧である出力電圧に変換する電力変換装置であって、
   前記入力電圧が印加される１対の入力端子と、
   第１相の前記出力電圧を出力する１対の第１出力端子と、
   第２相の前記出力電圧を出力する１対の第２出力端子と、
   前記１対の入力端子のうちの１つと前記１対の第１出力端子のうちの１つとの各組み合わせに対応して設けられ、対応する入力端子と第１出力端子との間の接続及び切断を、第１制御信号に応じて切り替える４個の第１双方向スイッチと、
   前記１対の入力端子のうちの１つと前記１対の第２出力端子のうちの１つとの各組み合わせに対応して設けられ、対応する入力端子と第２出力端子との間の接続及び切断を、第２制御信号に応じて切り替える４個の第２双方向スイッチと、
   前記出力電圧の第１相及び第２相それぞれの逐次の目標値を２相交流電圧によって表す第１目標電圧及び第２目標電圧を指定する目標電圧指定部と、
   前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第１目標電圧の絶対値の瞬時値よりも大きい期間に、前記１対の入力端子と前記１対の第１出力端子とが、前記第１双方向スイッチを介して、前記第１目標電圧の前記瞬時値の前記入力電圧の前記瞬時値に対する比に応じたデューティー比で周期的に接続及び切断されるように前記第１制御信号を生成し、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第２目標電圧の絶対値の瞬時値よりも大きい期間に、前記１対の入力端子と前記１対の第２出力端子とが、前記第２双方向スイッチを介して、前記第２目標電圧の前記瞬時値の前記入力電圧の前記瞬時値に対する比に応じたデューティー比で周期的に接続及び切断されるように前記第２制御信号を生成する制御信号生成部と、
   前記生成された第１制御信号及び第２制御信号を、それぞれ前記第１双方向スイッチ及び前記第２双方向スイッチに供給するドライバと、
   を備える電力変換装置。
2. 前記入力電圧は、正弦波交流電圧であり、
   前記目標電圧指定部は、前記入力電圧の１／√２倍の振幅、前記入力電圧と同一の周波数、及び前記入力電圧に対して＋４５度及び−４５度の位相差を有する２相正弦波交流電圧によって前記第１目標電圧及び前記第２目標電圧を指定する、
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御信号生成部は、前記入力電圧の極性と前記第１目標電圧の極性とが同じ期間に前記１対の入力端子と前記１対の第１出力端子とがストレート接続され、前記入力電圧の極性と前記第１目標電圧の極性とが異なる期間に前記１対の入力端子と前記１対の第１出力端子とがクロス接続されるように前記第１制御信号を生成し、前記入力電圧の極性と前記第２目標電圧の極性とが同じ期間に前記１対の入力端子と前記１対の第２出力端子とがストレート接続され、前記入力電圧の極性と前記第２目標電圧の極性とが異なる期間に前記１対の入力端子と前記１対の第２出力端子とがクロス接続されるように前記第２制御信号を生成する、
   請求項１又は２に記載の電力変換装置。
4. 前記制御信号生成部は、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第１目標電圧の絶対値の瞬時値以下である期間に、前記１対の入力端子と前記１対の第１出力端子とが常時接続されるように前記第１制御信号を生成し、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第２目標電圧の絶対値の瞬時値以下である期間に、前記１対の入力端子と前記１対の第２出力端子とが常時接続されるように前記第２制御信号を生成する、
   請求項１から３の何れか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記制御信号生成部は、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第１目標電圧の絶対値の瞬時値以下である場合に、前記１対の入力端子と前記１対の第１出力端子とが常時切断されるように前記第１制御信号を生成し、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第２目標電圧の絶対値の瞬時値以下である場合に、前記１対の入力端子と前記１対の第２出力端子とが常時切断されるように前記第２制御信号を生成する、
   請求項１から３の何れか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記制御信号生成部は、前記１対の入力端子と前記１対の第１出力端子とが切断されるときに、前記１対の第１出力端子同士が短絡されるように前記第１制御信号を生成し、前記１対の入力端子と前記１対の第２出力端子とが切断されるときに、前記１対の第２出力端子同士が短絡されるように前記第２制御信号を生成する、
   請求項１から５の何れか１項に記載の電力変換装置。
7. 前記第１双方向スイッチ及び前記第２双方向スイッチのそれぞれは、前記第１制御信号又は前記第２制御信号に応じて順方向に導通状態及び非導通状態が切り替わり、かつ逆方向には導通しない２つの単方向スイッチを逆並列に接続してなり、
   前記制御信号生成部は、前記１対の第１出力端子同士を短絡するときに、前記１対の第１出力端子同士を短絡するための第１双方向スイッチに含まれる全ての単方向スイッチが導通状態になるように前記第１制御信号を生成し、前記１対の第２出力端子同士を短絡するときに、前記１対の第２出力端子同士を短絡するための第２双方向スイッチに含まれる全ての単方向スイッチが導通状態になるように前記第２制御信号を生成する、
   請求項６に記載の電力変換装置。
8. 前記第１双方向スイッチ及び前記第２双方向スイッチのそれぞれは、前記第１制御信号又は前記第２制御信号に応じて順方向に導通状態及び非導通状態が切り替わり、かつ逆方向には導通しない２つの単方向スイッチを逆並列に接続してなり、
   前記制御信号生成部は、前記入力電圧が順方向に印加される単方向スイッチの導通状態及び非導通状態が切り替わり、かつ前記入力電圧が逆方向に印加される単方向スイッチが常時導通状態になるように前記第１制御信号及び前記第２制御信号を生成する、
   請求項１から７の何れか１項に記載の電力変換装置。
9. 前記制御信号生成部は、前記１対の入力端子と前記１対の第１出力端子とを接続するときに、前記入力電圧の極性に応じて異なる第１双方向スイッチが導通状態になるように前記第１制御信号を生成し、前記１対の入力端子と前記１対の第２出力端子とを接続するときに、前記入力電圧の極性に応じて異なる第２双方向スイッチが導通状態になるように前記第２制御信号を生成する、
   請求項１から８の何れか１項に記載の電力変換装置。
10. 前記制御信号生成部は、前記１対の入力端子と前記１対の第１出力端子とを接続する期間と、前記１対の入力端子と前記１対の第２出力端子とを接続する期間とが重複しないように、前記第１制御信号と前記第２制御信号とを生成する、
    請求項１から９の何れか１項に記載の電力変換装置。
11. 単相交流電圧である入力電圧を２相交流電圧である出力電圧に変換する電力変換方法であって、
    前記入力電圧を１対の入力端子に受け取り、
    ２相交流電圧によって、前記出力電圧の第１相及び第２相それぞれの逐次の目標値を表す第１目標電圧及び第２目標電圧を指定し、
    前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第１目標電圧の絶対値の瞬時値よりも大きい期間に、前記１対の入力端子と前記１対の第１出力端子とを、前記第１双方向スイッチを介して、前記第１目標電圧の前記瞬時値の前記入力電圧の前記瞬時値に対する比に応じたデューティー比で周期的に接続及び切断し、
    前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第２目標電圧の絶対値の瞬時値よりも大きい期間に、前記１対の入力端子と前記１対の第２出力端子とを、前記第２双方向スイッチを介して、前記第２目標電圧の前記瞬時値の前記入力電圧の前記瞬時値に対する比に応じたデューティー比で周期的に接続及び切断する、
    電力変換方法。
12. 請求項１から１０の何れか１項に記載の電力変換装置と、
    第１軸巻線と、第２軸巻線と、ロータと、前記第１軸巻線から引き出された１対の第１受電端子と、前記第２軸巻線から引き出された１対の第２受電端子とを有し、かつ前記第１軸巻線と前記第２軸巻線とが内部で電気的に接続されていない２相誘導モータと、
    前記電力変換装置の１対の第１出力端子と前記２相誘導モータの前記第１受電端子とを接続する第１給電線と、
    前記電力変換装置の１対の第２出力端子と前記２相誘導モータの前記第２受電端子とを接続する第２給電線と、
    を備えるモータシステム。
13. 前記２相誘導モータは、ロータの逐次の回転量を示す回転角信号を出力する回転角センサを有し、
    前記電力変換装置は、さらに、前記回転角信号を取得する回転角取得部を備え、
    前記目標電圧指定部は、前記取得された回転角信号から特定される前記ロータの回転速度と速度指令値との誤差に基づいて、前記第１目標電圧及び前記第２目標電圧の振幅、周波数、及び位相のうちの少なくとも何れか１つを変化させるベクトル制御を行う、
    請求項１２に記載のモータシステム。
14. 前記電力変換装置は、さらに、前記１対の第１出力端子及び前記１対の第２出力端子のそれぞれに流れる逐次の電流量を示す電流量信号を出力する電流センサと、前記電流量信号を取得する電流量取得部とを備え、
    前記目標電圧指定部は、前記取得された逐次の電流量を用いて前記ロータの回転速度を推定し、前記推定された回転速度と速度指令値との誤差に基づいて、前記第１目標電圧及び前記第２目標電圧の振幅、周波数、及び位相のうちの少なくとも何れか１つを変化させる速度センサレスベクトル制御を行う、
    請求項１２に記載のモータシステム。

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