JP2013195136A - 車載高電圧機器の漏電抵抗検出装置およびその漏電抵抗検出方法 - Google Patents

Abstract

【課題】車体絶縁された車載高電圧機器と車体との間の漏電抵抗の変化状態を速やかに検出する漏電抵抗検出装置を提供する。
【解決手段】一端が車載高電圧機器６０Ｘに接続され、他端が反復信号出力回路３０Ａに接続されたカップリングコンデンサ５１を備え、反復パルス信号ＰＬＳに応動する充放電切換素子３１の動作によって充放電が行われるカップリングコンデンサ５１の他端の電位である監視電圧Ｖｘが１つの所定電圧から他の所定電圧に達するまでの移行時間の関数として漏電抵抗Ｒｘを測定し、測定された漏電抵抗Ｒｘが所定の限界漏電抵抗Ｒｘ０以下となったときに抵抗異常判定出力ＥＲ１を発生する。
【選択図】図１

Description

この発明は、車載の高圧直流電源と、当該高圧直流電源から給電駆動される高圧電気負荷とよりなる車載高電圧機器に接続され、当該車載高電圧機器の正電位側の漏電等価抵抗と負電位側の漏電等価抵抗とで代表される車体に対する漏電抵抗を測定し、漏電抵抗が低下すると異常報知を行なうようにした車載高電圧機器の漏電抵抗検出装置およびその漏電抵抗検出方法に関する。

一般に、電気自動車やハイブリッド型電気自動車等において、例えばＤＣ１２Ｖ系の低電圧バッテリと、ＤＣ４００Ｖ系の組電池である高電圧バッテリとが併用され、低電圧バッテリの負端子は、車体接続されているものの、高電圧バッテリおよび当該高電圧バッテリから給電駆動される高圧電気負荷の全体については、車体絶縁されて搭載されているものにおいて、低電圧バッテリから給電駆動される漏電抵抗検出装置によって高電圧機器全体の絶縁抵抗（漏電抵抗と同じ意味）を測定して、地絡異常の有無を検出することが行なわれている。

例えば、特許文献１に記載された電気車両の地絡検出装置は、車体と電気的に絶縁されている高電圧直流電源と、この高電圧直流電源からの直流電圧により駆動される三相交流モータとを有する電気自動車の地絡検出装置であって、矩形波からなる地絡検出信号を検出抵抗、カップリングコンデンサを介して高電圧直流電源に供給するとともに、検出抵抗、カップリングコンデンサの接続点である地絡検出点の電圧振幅値を検出し、あらかじめ設定した電圧振幅値と絶縁抵抗値との関係に基づいて、検出した電圧振幅値を絶縁抵抗値に変換し、変換した絶縁抵抗値とあらかじめ設定された地絡判定しきい値との比較により高電圧直流電源の絶縁抵抗劣化のレベルの検出を行うマイクロコンピュータを有しており、回路構成の簡略化が可能であり、車体に対する絶縁抵抗低下のレベルを精度よく検出することができる。

まず、特許文献１による地絡検出装置について、図２８、２９によって詳細に説明するが、各部の名称は、後述する本発明における名称に置き直して表現されている。従来装置の全体構成図を示す図２８において、漏電抵抗検出装置５０は、マイクロプロセッサを主体として構成された演算制御回路２０と、反復信号出力回路３０と、監視信号処理回路４０とによって構成されている。

車載高電圧機器６０は、高圧直流電源６１を含む図示しない高圧電気負荷を包含し、絶縁設置とはいえ、等価漏電抵抗Ｒ１、Ｒ２を有して車体１１に対して搭載されている。カップリングコンデンサ５１の一端Ｂは、車載高電圧機器６０の例えば負端子に接続され、他端Ａは、反復信号出力回路３０の出力端子に接続されている。

演算制御回路２０は、「Ｈ」期間Ｔ１と「Ｌ」期間Ｔ２とが、Ｔ１＝Ｔ２＝半周期Ｔとなるパルス列信号である反復指令信号ＰＬＳを発生する。反復信号出力回路３０は、上下一対のトランジスタによって構成され、反復指令信号ＰＬＳに応動してどちらか一方のトランジスタが導通する充放電切換素子３９と直列抵抗Ｒ０とを備え、反復指令信号ＰＬＳの出力論理レベルが「Ｈ」のときには、所定の制御電源電圧Ｖｃｃから図示しない上側トランジスタと直列抵抗Ｒ０とを介してカップリングコンデンサ５１に充電電流を供給し、このとき下側トランジスタは開路されている。

また、反復指令信号ＰＬＳの出力論理レベルが「Ｌ」のときには、図示しない下側トランジスタと直列抵抗Ｒ０とを介してカップリングコンデンサ５１の放電電流が流れるようになっていて、このとき上側トランジスタは開路されている。監視信号処理回路４０は、測定点となるカップリングコンデンサ５１の他端Ａと車体１１との間の電位である監視電圧Ｖｘの値を、図示しないノイズフィルタと演算増幅器４９とを介して、アナログ信号電圧ＡＮＬとして演算制御回路２０へ入力する。

アナログ信号電圧ＡＮＬの値は、反復指令信号ＰＬＳの出力論理レベルが「Ｈ」である前半期間Ｔ１＝Ｔのときには、初期電圧Ｖｘ１から終期電圧Ｖｘ２まで漸増し、反復指令信号ＰＬＳの出力論理レベルが「Ｌ」である後半期間Ｔ２＝Ｔのときには、初期電圧Ｖｘ２から終期電圧Ｖｘ１まで漸減する。なお、高圧直流電源６１の電圧変動や負荷駆動用電源スイッチの入り切りによって漏電抵抗が変動したような場合には、カップリングコンデンサ５１の測定点Ａの電圧が対車体電位として０Ｖ以下、または制御電源電圧Ｖｃｃ以上の値となって、適正電圧範囲を逸脱することになる。

バイパスダイオード８１５、８１６と８１７、８１８とは、車載高電圧機器６０に地絡異常が発生したときに、カップリングコンデンサ５１に蓄積されていた電荷を充放電切換素子３９の動作状態とは無関係に、制御電源電圧Ｖｃｃを生成している図示しない定電圧制御電源の出力端子と負端子とを介して車体１１へ還流させることによって、監視電圧Ｖｘの値を速やかに適正電圧範囲０〜Ｖｃｃに引き戻すためのものとなっている。ただし、漏電抵抗Ｒｘが過小であると、前段のバイパスダイオード８１７、８１８は、過電流断線する可能性があり、この場合には、直列抵抗Ｒ０とバイパスダイオード８１５、８１６とを介して限流された電流が還流するようになっている。

なお、正電位側の漏電等価抵抗Ｒ１と負電位側の漏電抵抗Ｒ２との値が等しく、カップリングコンデンサ５１に充放電電流が流れていない状態では、連結接続点Ｂの対車体電位は、高圧直流電源６１の電圧Ｖｈに対して−Ｖｈ／２となっているが、漏電等価抵抗Ｒ１が短絡されると、連結接続点Ｂの対車体電位は−Ｖｈとなり、漏電等価抵抗Ｒ２が短絡されると、連結接続点Ｂの対車体電位は０となる。この電位変動によってカップリングコンデンサ５１に充放電電流が流れることにより、測定点Ａの電位が大幅変動して、過渡的には、適正範囲０〜Ｖｃｃの域外に逸脱する。

図２８のとおりに構成された従来装置の特性線図である図２９において、横軸に示された漏電抵抗係数βは、漏電等価抵抗Ｒ１、Ｒ２の並列合成抵抗である漏電抵抗Ｒｘ＝Ｒ１×Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）の値と、直列抵抗Ｒ０との比率であり、直列抵抗Ｒ０は、既知の定数であるから、漏電抵抗係数β＝Ｒｘ／Ｒ０の値は、漏電抵抗Ｒｘに比例している。縦軸に示された閾値電圧係数γは、上記終期電圧Ｖｘ２と初期電圧Ｖｘ１との偏差電圧Ｖｘ２−Ｖｘ１と、制御電源電圧Ｖｃｃとの比率であり、制御電源電圧Ｖｃｃは、既知の定数であるから、閾値電圧係数γ＝（Ｖｘ２−Ｖｘ１）／Ｖｃｃの値は、測定された偏差電圧Ｖｘ２−Ｖｘ１の値に比例している。

図２９における複数の特性曲線は、基準時間係数α０をパラメータとしたものであり、基準時間係数α０は、反復指令信号ＰＬＳの半周期Ｔと、漏電抵抗Ｒｘの値がゼロとなっているときのカップリングコンデンサ５１に対する充放電時定数τ＝（Ｒ０＋Ｒｘ）×Ｃ＝Ｒ０×Ｃとの比率であり、いずれも既知の定数であるから、基準時間係数α０＝Ｔ／（Ｒ０×Ｃ）は、既知の定数である。

例えば、許容される漏電抵抗Ｒｘの下限値を限界漏電抵抗Ｒｘ０とし、もしも直列抵抗Ｒ０として限界漏電抵抗Ｒｘ０と同じ値を選択設計している場合には、漏電抵抗係数β＝１となるときの閾値電圧係数γの値に興味がある。ここで、もしも基準時間係数α０として０．５を選択設計している場合であれば、注目点Ｐ１における閾値電圧係数は、γ＝０．５６となっている。

したがって、制御電源電圧Ｖｃｃが例えば５Ｖであれば、反復指令信号ＰＬＳの「Ｈ」期間の終期において、偏差電圧がＶｘ２−Ｖｘ１＝５×０．５６＝２．８Ｖを超えていれば、漏電抵抗Ｒｘは、限界漏電抵抗Ｒｘ０を超えた安全領域にあり、２．８Ｖ未満であれば、限界漏電抵抗Ｒｘ０未満となって危険領域になっていることを示している。なお、図２９の特性線図は、図２９の上欄で示した算式ＩＩＩによるものとなっていて、この算式は、監視電圧Ｖｘの値が適正範囲０〜Ｖｃｃになった安定状態において成立するものとなっている。

特開２００２−２０９３３１号公報

特許文献１による漏電検出装置は、図２９で示した特性線図に基づいて、反復指令信号ＰＬＳの「Ｈ」期間の終期（または「Ｌ」期間の終期であってもよい）において、初期電圧Ｖｘ１と終期電圧Ｖｘ２との偏差電圧Ｖｘ２−Ｖｘ１を算出し、この偏差電圧に対応した漏電抵抗係数βの値を読み出すことによって、現在の漏電抵抗Ｒｘの値を検出するものとなっている。

この方式の第１の問題点は、漏電抵抗Ｒｘの算出が常に反復指令信号ＰＬＳの発生パルスの終期（論理の変化時期）において実行され、終期を待たないでも偏差電圧が十分高くなっていて、漏電抵抗が正常である場合であっても、パルスの発生期間中においては、判定が行えないことである。この方式の第２の問題点は、図２９で明らかなとおり、基準時間係数α０が１．５４を超えると、特性曲線が中凹の谷形曲線となっており、同じ閾値電圧係数γであっても、漏電抵抗係数βには二つの解が存在し、正しい解答が得られなくなることである。

その理由は、漏電抵抗係数βが無限大であるときには、閾値電圧係数γの値は１に収束し、漏電抵抗係数βが０であるときには、基準時間係数α０の増大にともなって閾値電圧係数γの値は１に収束する算式となっていて、閾値電圧係数γの値は、０〜１の範囲の数値となっているためである。なお、漏電抵抗係数βが０であるときには、基準時間係数α０の減少にともなって閾値電圧係数γの値は減少し、α０が０に接近すると、γは０に収束するようになっている。

したがって、上述した二値問題を回避するためには、基準時間係数α０は、１．０以下の値を用いる必要があり、パルスの半周期Ｔは、直列抵抗Ｒ０とカップリングコンデンサ５１の静電容量Ｃとの積である基準時定数τ０＝Ｒ０×Ｃ以下となる高周波パルスにする必要がある。また、反復指令信号ＰＬＳが高周波パルスでないときには、前回周期の終期監視電圧と今回周期の終期監視電圧とが急変することによって、監視電圧の検出精度が悪化する問題もある。

このため、反復指令信号ＰＬＳを高周波信号にした場合には、漏電抵抗Ｒｘの急変によって監視電圧Ｖｘが適正範囲０〜Ｖｃｃを逸脱し、バイパスダイオード８１５〜８１８によって再び適正範囲に復帰した後であっても、安定した初期電圧Ｖｘ１と終期電圧Ｖｘ２とが得られるまでには、反復指令信号ＰＬＳの多数回の動作を待つ必要があって、直ちには地絡異常判定が行えないことが上記第２の問題点である。

なお、この問題は、反復指令信号ＰＬＳによってカップリングコンデンサ５１への充放電が交互に繰返されていて、前回の放電が完了しないうちに次回の充電が開始することになるので、単調に監視電圧Ｖｘが増加または減少するものではないことが原因であるが、反復指令信号ＰＬＳは、高周波、短周期であればあるほど１回の反復指令信号ＰＬＳによる増減量が少なくなるので、周波数を高めると検出精度は向上するが、応答性は悪化することになる。

この方式の第３の問題点は、上記第２の問題点と関連していて、漏電抵抗Ｒｘの急変後に監視電圧Ｖｘが適正範囲に復帰してから、複数回の反転指令信号ＰＬＳの動作を行って漏電抵抗Ｒｘの測定が可能となるまでの過渡遅延期間においては、測定された偏差電圧Ｖｘ２−Ｖｘ１の値は、判定条件となる安定状態に比べて小さくなり、したがって得られる漏電抵抗係数βは小さな値となって、地絡異常発生であるとの誤判定を行う可能性があるので、誤判定を回避するための待機時間が長くなることである。

この発明の第１の目的は、限界漏電抵抗の値を演算制御回路に対する設定定数として容易に可変設定することができるようにするとともに、上記第１の問題点を解消して、反復指令信号の論理反転終期を待たないでも漏電抵抗の測定が行なえるようにして、地絡異常の発生を速やかに検出することができる漏電抵抗検出装置を提供することである。

また、この発明の第２、第３の目的は、上記第２、第２の問題点を解消して、漏電抵抗の急変によって監視電圧が適正範囲から逸脱し、やがて適正範囲に復帰すると、遅くとも１．５周期目の反復指令信号から漏電抵抗の正確な測定が行える漏電抵抗検出装置を提供することである。

この発明による車載高電圧機器の漏電抵抗検出装置は、車載の高圧直流電源と、当該高圧直流電源から給電駆動される高圧電気負荷とよりなる車載高電圧機器に接続され、当該車載高電圧機器は、正電位側の漏電等価抵抗と負電位側の漏電等価抵抗とで代表される車体に対する漏電抵抗Ｒｘを有し、負端子が車体に接続された低圧直流電源から給電駆動されて制御電源電圧Ｖｃｃを発生する定電圧制御電源を備えるとともに、一端が車載高電圧機器の所定部位に接続されるカップリングコンデンサを介して、漏電抵抗Ｒｘの値を測定する車載高電圧機器の漏電抵抗検出装置であって、漏電抵抗検出装置は、反復信号出力回路と監視信号処理回路と、互いに協働するマイクロプロセッサとプログラムメモリを含む演算制御回路とを備え、反復信号出力回路は、反復指令信号ＰＬＳに応動する充放電切換素子の切換動作に応動して、充放電抵抗を介してカップリングコンデンサの他端である測定点を、制御電源電圧Ｖｃｃに断続接続する充電期間と放電期間とを交互に反復し、測定点と車体との間の電位である監視電圧Ｖｘを漸増または漸減させるようになっている。
また、監視信号処理回路は、充放電時定数が大きくなるほど緩やかな勾配で漸増または漸減する監視電圧Ｖｘの値が、所定の閾値電圧を通過するときに反転論理信号ＡＮＳ、ＬＯＷ、ＨＩＧを発生して演算制御回路に入力するか、または監視電圧Ｖｘに比例したアナログ信号電圧ＡＮＬを発生して演算制御回路に入力し、演算制御回路は、監視電圧Ｖｘの値が０ボルト以上の１つの閾値電圧と、制御電源電圧Ｖｃｃ以下の他の閾値電圧との間で、一方から他方に変化するまでの移行時間Ｔｘを測定し、当該移行時間Ｔｘと漏電抵抗Ｒｘとの関数式またはデータテーブルに基づいて、正電位側の漏電等価抵抗と負電位側の漏電等価抵抗との並列合成抵である漏電抵抗Ｒｘを算出し、当該漏電抵抗Ｒｘが所定の限界漏電抵抗Ｒｘ０以下となったとき、または移行時間Ｔｘが所定の限界漏電抵抗Ｒｘ０に対応した限界移行時間Ｔｘ０となったときに抵抗異常判定出力ＥＲ１を発生し、反復指令信号ＰＬＳは、少なくとも限界移行時間Ｔｘ０よりも長い時間の充電期間または放電期間をもつ一定周期のパルス信号であるか、または移行時間Ｔｘの到来に伴って出力パルスが反転する可変周期のパルス信号となっている。

以上のとおり、この発明による車載高電圧機器の漏電抵抗検出装置は、一端が車載高電圧機器に接続され、他端が反復信号出力回路に接続されたカップリングコンデンサを備え、演算制御回路は充放電切換素子の切換動作に応動して充放電が行われるカップリングコンデンサの他端の電位である監視電圧が、１つの所定電圧から他の所定電圧に達するまでの移行時間の関数として漏電抵抗を測定し、測定された漏電抵抗が所定の限界漏電抵抗以下となったときに抵抗異常判定出力を発生するようになっている。

したがって、異常判定閾値は、演算制御回路に対する設定定数として容易に可変設定することができるとともに、単に漏電抵抗が限界漏電抵抗以下になったかどうかを判定するだけでなく、漏電抵抗の経年変化を監視することが可能となっている。また、カップリングコンデンサに対する充放電パルスの半周期の完了を待たないで漏洩抵抗の算出結果が得られるとともに、漏電抵抗の急変時に監視電圧が適正電圧範囲を逸脱してから復帰した後に、複数回の反復指令信号を必要としないで遅くとも半周期以降の充放電パルスによって漏電抵抗の測定が行なわれ、その結果として、地絡異常が発生したときには、速やかに抵抗異常判定出力を発生することができるので、車体振動によって一時的に発生する地絡異常の探知能力が向上する効果がある。

この発明の実施の形態１に係る装置の全体構成図である。 図１の装置の動作説明用のタイムチャートである。 図１の装置の動作説明用の全域特性線図である。 図１の装置の動作説明用の低域特性線図である。 図１の装置の動作説明用の高域特性線図である。 図１の装置の動作説明用の前半フローチャートである。 図１の装置の動作説明用の後半フローチャートである。 この発明の実施の形態２に係る装置の全体構成図である。 図８の装置の動作説明用のタイムチャートである。 図８の装置の動作説明用の前半フローチャートである。 図８の装置の動作説明用の後半フローチャートである。 この発明の実施の形態３に係る装置の全体構成図である。 図１２の装置の動作説明用のタイムチャートである。 図１２の装置の動作説明用の前半フローチャートである。 図１２の装置の動作説明用の後半フローチャートである。 この発明の実施の形態４に係る装置の全体構成図である。 図１６の装置の動作説明用のタイムチャートである。 図１６の装置の動作説明用の前半フローチャートである。 図１６の装置の動作説明用の後半フローチャートである。 この発明の実施の形態５に係る装置の全体構成図である。 図２０の装置の動作説明用のタイムチャートである。 図２０の装置の動作説明用の全域特性線図である。 図２０の装置の動作説明用の低域特性線図である。 図２０の装置の動作説明用の高域特性線図である。 図２０の装置の動作説明用の前段フローチャートである。 図２０の装置の動作説明用の中段フローチャートである。 図２０の装置の動作説明用の後段フローチャートである。 従来の公知例に関する全体構成図である。 図２８の装置の動作説明用の全域特性線図である。

以下、この発明に係る車載高電圧機器の漏電抵抗検出装置およびその漏電抵抗検出方法の好適な実施の形態につき図面を用いて説明するが、各図において同一、または相当する部分については、同一符号を付して説明する。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１に係る装置の全体構成図である図１について説明する。図１において、まず、漏電抵抗検出装置５０Ａの外部に接続されるものとして、低圧直流電源１０は、例えば１２Ｖ系の鉛二次電池である車載バッテリであり、当該低圧直流電源１０の負端子は車体１１に接地され、正端子側は低圧電源スイッチ１２を介して第１の電源電圧Ｖｂを漏電抵抗検出装置５０Ａに設けられた正側低圧電源端子１３に供給するようになっている。なお、低圧電源スイッチ１２は、図示しない手動電源スイッチが閉路されたことによって付勢される電磁リレーの出力接点が使用され、手動電源スイッチが開路されると暫時の遅延時間をおいて開路して、遅延給電を行うように構成されている。

また、漏電抵抗検出装置５０Ａに設けられた負側低圧電源端子１４は、車体１１に接地され、相互連結端子１６は、車載高電圧機器６０Ｘの例えば負側電源線６７に接続されるようになっている。切換信号１８は、例えば後述する車載高電圧機器６０Ｘ内の高圧電源スイッチ６２が閉路されているかどうか、あるいは高圧直流電源６１に対して図示しない充電装置が接続されているかどうか等の、漏電抵抗の測定に関係のある情報を漏電抵抗検出装置５０Ａに入力するためのものとなっていて、例えばシリアル信号回線で接続されている。異常報知器１９は、漏電抵抗検出装置５０Ａが発生する抵抗異常判定出力ＥＲ１または予告報知出力ＥＲ２によって作動する例えば表示機器となっている。

車載高電圧機器６０Ｘを構成する高圧直流電源６１は、例えば公称出力電圧が４００Ｖであるリチウムイオン電池であって、当該高圧直流電源６１は、高圧電源スイッチ６２を介して第２の電源電圧Ｖｈをインバータ６３に供給する。三相トランジスタブリッジ回路によって構成されたインバータ６３は、三相交流電動機である高圧電気負荷６４を可変速駆動制御するようになっている。

高圧直流電源６１と高圧電源スイッチ６２である図示しない電磁リレーとインバータ６３と高圧電気負荷６４とによって構成された車載高電圧機器６０Ｘは、車体１１に対して電気的に絶縁されて搭載されているが、実際には、正側漏電等価抵抗６５と負側漏電等価抵抗６６とで代表される漏電抵抗が、車体１１に分布して発生している。

なお、相互連結端子１６に接続されているほうの漏電等価抵抗（図１では、漏電等価抵抗６６に相等）の値をＲ２とし、相互連結端子１６に接続されていないほうの漏電等価抵抗（図１では、漏電等価抵抗６５に相等）の値をＲ１とすると、負側電源線６７に接続されている相互連結端子１６と車体１１との間に発生する電圧Ｖｎは、算式（１ｘ）〜（３ｘ）の連立方程式の解である算式（４ｘ）によって算出される。

Ｉ１＝（Ｖｈ−Ｖｎ）／Ｒ１ ・・・・（１ｘ）
Ｉ２＝Ｖｎ／Ｒ２ ・・・・（２ｘ）
Ｉ１＝Ｉ０＋Ｉ２ ・・・・（３ｘ）
Ｖｎ＝Ｖｎ０−Ｉ０×Ｒｘ ・・・・（４ｘ）
ただし、Ｖｎ０＝Ｖｈ×Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）＝Ｖｈ×Ｒｘ／Ｒ１
Ｒｘ＝Ｒ１×Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）

なお、Ｉ１は等価抵抗Ｒ１に流れる図示方向の電流、Ｉ２は等価抵抗Ｒ２に流れる図示方向の電流、Ｉ０は相互連結端子１６から流入する図示方向の電流、Ｒｘは合成された漏電抵抗の値、Ｖｎ０はＩ０＝０のときのＶｎの値（安定分圧電圧）を示している。

また、カップリングコンデンサ５１の静電容量をＣ、両端電圧をＥ、監視電圧をＶｘとすると、算式（５ｘ）、（６ｘ）が成立する。

Ｃ×（ｄＥ／ｄｔ）＝Ｉ０ ・・・・（５ｘ）
Ｅ＝Ｖｎ＋Ｖｘ ・・・・（６ｘ）

ここで、算式（４ｘ）、（５ｘ）を、算式（６ｘ）に代入すると、算式（７ｘ）が得られる。

Ｖｎ０＋Ｖｘ＝Ｅ＋Ｃ×Ｒｘ（ｄＥ／ｄｔ） ・・・・（７ｘ）

次に、漏電抵抗検出装置５０Ａの内部の構成について説明する。演算制御回路２０Ａは、マイクロプロセッサ２１を主体として、揮発性のＲＡＭメモリ２２と、不揮発データメモリ２３と、例えばブロック単位で電気的に一括消去が可能なフラッシュメモリである不揮発性のプログラムメモリ２４Ａとを一体化した集積回路素子であって、不揮発データメモリ２３は、プログラムメモリ２４Ａの一部領域が使用されている。ただし、不揮発データメモリ２３については、バイト単位で電気的に読み書きが自由に行える形式のものを集積回路素子の外部に設置して、マイクロプロセッサ２１に対してシリアル接続することも可能である。

定電圧制御電源２５は、正側低圧電源端子１３から給電されて、大幅に変動する第１の電源電圧Ｖｂから、安定化された例えばＤＣ５Ｖの制御電源電圧Ｖｃｃを生成して、演算制御回路２０Ａ、並びに後述の反復信号出力回路３０Ａおよび監視信号処理回路４０Ａに供給するようになっている。なお、演算制御回路２０Ａは、図２で後述する一定周期のパルス列信号である反復指令信号ＰＬＳを発生して反復信号出力回路３０Ａに入力するとともに、監視信号処理回路４０Ａから得られた反転論理信号ＨＩＧが入力信号として接続されている。また、測定された漏電抵抗Ｒｘの値が、所定の予告漏電抵抗Ｒｘｎ以下になると予告報知出力ＥＲ２を発生し、限界漏電抵抗Ｒｘ０以下になると抵抗異常判定出力ＥＲ１を発生して異常報知器１９に出力するようになっている。

反復信号出力回路３０Ａは、例えばＮＰＮ形のトランジスタである充放電切換素子３１と、当該充放電切換素子３１のベース端子に接続され、反復指令信号ＰＬＳが入力される駆動抵抗３２と、コレクタ端子に接続され制御電源電圧Ｖｃｃが印加される充放電抵抗３３と、ベース端子と車体１１に接続されるエミッタ端子との間に接続された開路安定抵抗３４とを備えており、充放電切換素子３１のコレクタ端子はさらに、急速充放電抵抗３５を介して一端Ｂが相互連結端子１６に接続されているカップリングコンデンサ５１の他端Ａに接続されている。

充放電切換素子３１のコレクタ端子はまた、カップリングコンデンサ５１の他端Ａの電位が制御電源電圧Ｖｃｃ以上に上昇したときに、充放電切換素子３１の動作状態とは無関係に高速充放電抵抗３５を介して定電圧制御電源２５へ還流放電するバイパスダイオード３７と、カップリングコンデンサ５１の他端Ａの電位が車体電位以下に減少したときに、充放電切換素子３１の動作状態とは無関係に車体１１から高速充放電抵抗３５を介して還流充電するバイパスダイオード３６とを備えている。カップリングコンデンサ５１の他端である測定点Ａと車体１１との間の電位は、監視電圧Ｖｘとして監視信号処理回路４０Ａに入力されている。

なお、連結接続点Ｂと車体１１との間に接続されることがあるバイパス漏電抵抗５３は、漏電抵抗Ｒｘが無限大であって、カップリングコンデンサ５１に対する充放電電流が過小となるのを抑制するためのものであり、バイパス漏電抵抗５３の抵抗値である付加抵抗Ｒ３の値は、例えば異常判定される限界漏電抵抗Ｒｘ０の１０倍程度の値が使用される。監視電圧Ｖｘが入力される監視信号処理回路４０Ａは、比較器４１と、制御電源電圧Ｖｃｃを分圧し設定閾値電圧Ｖ０を生成して比較器４１の負側入力端子に入力する分圧抵抗４２、４３と、比較器４１の正側入力端子に接続された入力抵抗４４と、平滑抵抗４５と平滑コンデンサ４６とによって構成されたノイズフィルタ回路４５、４６とを備え、平滑抵抗４５の一端には、監視電圧Ｖｘが印加され、他端は入力抵抗４４を介して比較器４１の正側入力端子に接続されている。

なお、ノイズフィルタ回路４５、４６は、反復指令信号ＰＬＳの反復周波数に比べてはるかに高い周波数領域のノイズ信号が比較器４１に入力されるのを抑制するためのものであって、このノイズフィルタによる影響は、測定された移行時間Ｔｘが僅かに長い目の時間となる誤差となって現れることになる。しかし、実態としての制御特性としては、監視電圧Ｖｘの値は、そのまま比較器４１の正側入力端子に印加されていると考えればよいようになっていて、監視電圧Ｖｘの値が設定閾値電圧Ｖ０以上の値になると、比較器４１の出力論理は「Ｈ」となり、これが反転論理信号ＨＩＧとして演算制御回路２０Ａに入力されている。

以下、図１のとおり構成されたこの発明の実施の形態１に係る装置について、図２で示すタイムチャートを用いて、図１を参照しながら作用動作の概要を説明する。まず、図１において、図示しない手動電源スイッチが閉路されて、低圧電源スイッチ１２が閉路されると、定電圧制御電源２５が所定の制御電源電圧Ｖｃｃを発生して、マイクロプロセッサ２１が制御動作を開始し、図２の（Ａ）で示す反復指令信号ＰＬＳを発生する。反復指令信号ＰＬＳが論理レベル「Ｌ」となる第１期間（緩速充電期間）Ｔ１と、論理レベル「Ｈ」となる第２期間（急速放電期間）Ｔ２とは、それぞれが全体周期Ｔ０＝Ｔ１＋Ｔ２の半周期である同一の値となっているが、実際には、Ｔ１≦Ｔ２であっても差し支えはない。

また、図１において、反転指令信号ＰＬＳの論理レベルが「Ｌ」（または「Ｈ」）であるときには、図２の（Ｂ）で示すとおり充放電切換素子３１は遮断（または導通）される。さらに、図１において、充放電切換素子３１が遮断されると、定電圧電源回路２５から充放電抵抗３３と急速充放電抵抗３５と漏電抵抗Ｒｘとの直列回路によってカップリングコンデンサ５１に対する充電が行なわれ、監視電圧Ｖｘが漸増する。また、図１において、充放電切換素子３１が導通すると、カップリングコンデンサ５１の充電電荷は、急速充放電抵抗３５と漏電抵抗Ｒｘとの直列回路によって放電し、監視電圧Ｖｘが急減する。

図２の（Ｃ）は、監視電圧Ｖｘが漸増または急減する様子を示したものとなっているが、この充放電特性の勾配は、算式（８ｘ）、（９ｘ）で示される充放電時定数が大きいほど緩やかな勾配となっている。

τ１＝（Ｒ０＋Ｒｘ）×Ｃ、Ｒ０＝Ｒｓ＋Ｒｑ ・・・・（８ｘ）
τ２＝（Ｒｑ＋Ｒｘ）×Ｃ ・・・・（９ｘ）

ただし、Ｒｓは充放電抵抗３３の抵抗値、Ｒｑは急速充放電抵抗３５の抵抗値（Ｒｑ＜＜Ｒｓ）、Ｒ０＝Ｒｓ＋Ｒｑ≒Ｒｓは直列抵抗、Ｒｘは漏電等価抵抗Ｒ１、Ｒ２の並列合成抵抗、Ｃはカップリングコンデンサ５１の静電容量、τ１は緩速充電時定数、τ２は急速放電時定数を示している。

なお、抵抗値Ｒｓは、例えば数百ＫΩであるのに対し、抵抗値Ｒｑは、数ＫΩの値となっていて、漏電抵抗Ｒｘの値が小さいときには、緩速充電時定数τ１と急速放電時定数τ２とを比べるとτ１＞＞τ２となっている。しかし、漏電抵抗Ｒｘの値が抵抗値Ｒｓの値に比べて十分大きな値であるときには、τ１≒τ２となって、充放電時定数に大差はなく急速放電とは言えないものである。

図２の（Ｃ）において、緩速充電された第１期間Ｔ１の終期における監視電圧Ｖｘの値は、第１終期電圧Ｖ２となっており、急速放電された第２期間Ｔ２の終期における監視電圧Ｖｘの値は、第２終期電圧Ｖ１となっているが、第２終期電圧Ｖ１の値は、限りなく０に近い値であって、そのためには、緩速充電時定数τ１よりも急速放電時定数τ２が小さな値であって、望ましくは、第２期間Ｔ２が第１期間Ｔ１よりも長い期間となっているのがよい。その結果、漸増監視電圧Ｖｘの初期値Ｖ１は、常に０（または限りなく０に接近した値）であって、第１終期電圧Ｖ２の大小によって初期値が変動しないようになっている。

図２の（Ｄ）は、反転論理信号ＨＩＧの論理状態を示したものであり、図２の（Ｃ）における監視電圧Ｖｘの値が設定閾値電圧Ｖ０以上の値となっている期間において、論理レベル「Ｈ」となっている。演算制御回路２０Ａは、反復指令信号ＰＬＳの論理を「Ｈ」から「Ｌ」に反転させた時刻を始点として、反転論理信号ＨＩＧの論理が「Ｌ」から「Ｈ」に変化するまでの時間を、移行時間Ｔｘとして測定するようになっている。

図２の（Ｅ）は、カップリングコンデンサ５１の両端電圧Ｅの波形を示したものであり、充電初期電圧＝放電終期電圧＝Ｅ１は、算式（４ｘ）の中で示された安定分圧電圧Ｖｎ０に等しく、充電終期電圧＝放電初期電圧＝Ｅ２の値は、充電期間Ｔ１＝無限大のときにＶｎ０＋Ｖｃｃまで増加するようになっている。このように、漸増する監視電圧Ｖｘの値が、第１の閾値（Ｖ１＝０）から第２の閾値（Ｖ０）に移行するまでの移行時間Ｔｘの値を測定することによって、漏電抵抗Ｒｘの値が演算算出されるようになっている。なお、漏電抵抗Ｒｘの値が、異常判定を行うための限界漏電抵抗Ｒｘ０の値となったときの移行時間Ｔｘの値を限界移行時間Ｔｘ０とした場合、反復指令信号ＰＬＳの第１期間Ｔ１は、限界移行時間Ｔｘ０よりも長い時間となるように設定されている。

以下、図１のとおり構成されたこの発明の実施の形態１に係る装置に基づいて、図３〜図５で示す特性線図を参照しながら漏電抵抗の検出方法を説明する。図３において、横軸に示された漏電抵抗係数βは、漏電等価抵抗Ｒ１、Ｒ２の並列合成抵抗である漏電抵抗Ｒｘ＝Ｒ１×Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）の値と、直列抵抗Ｒ０＝Ｒｓ＋Ｒｑとの比率であり、直列抵抗Ｒ０は既知の定数であるから、漏電抵抗係数β＝Ｒｘ／Ｒ０の値は、漏電抵抗Ｒｘに比例している。

縦軸に示された移行時間係数αは、測定された移行時間Ｔｘと、漏電抵抗Ｒｘの値がゼロとなっているときのカップリングコンデンサ５１に対する充放電時定数τ＝（Ｒ０＋Ｒｘ）×Ｃ＝Ｒ０×Ｃとの比率であり、充放電時定数τは、既知の定数であるから、移行時間係数α＝Ｔｘ／（Ｒ０×Ｃ）の値は、移行時間Ｔｘに比例している。

図３における複数の特性曲線は、閾値電圧係数γをパラメータとしたものであり、移行時間Ｔｘの測定が０ボルトからＶ０ボルトへ漸増する場合であれば、閾値電圧係数γ＝Ｖ０／Ｖｃｃとなり、Ｖｃｃボルトから（Ｖｃｃ−Ｖ０）ボルトまで漸減する場合でも、閾値電圧係数γは同じ算式となり、閾値電圧Ｖ０と制御電源電圧Ｖｃｃとは既知の値であるから、閾値電圧係数γの値は、設計定数として既知の値となっている。

閾値電圧係数γをパラメータとする複数の特性曲線には、曲線１０１、１０２、１０３で示したように、漏電抵抗係数βの増加に伴って移行時間係数αが減少する負勾配曲線のものと、曲線１１１、１１２、１１３で示したように、正勾配曲線領域と負勾配曲線領域とを有する中凸の山形曲線となるものがある。

図４は、図３における曲線１０３を拡大表示したものであって、閾値電圧係数γ＝０．６における負勾配曲線となっている。ここで、もしも直列抵抗Ｒ０の値を限界漏電抵抗Ｒｘ０の３．３倍の値として設計した場合には、実際の漏電抵抗Ｒｘの値が限界漏電抵抗Ｒｘ０に等しくなったときの漏電抵抗係数の値は、β＝Ｒｘ／Ｒ０＝Ｒｘ０／（３．３Ｒｘ０）＝０．３であるから、図４の注目点Ｐ４に対応した移行時間係数α＝０．８５が測定された移行時間Ｔｘに対応した値となっている。

したがって、移行時間係数αが０．８５以上であれば、漏電抵抗Ｒｘは、限界漏電抵抗Ｒｘ０以下の値となっていて危険状態であり、移行時間係数αが０．８５未満であれば、漏電抵抗Ｒｘは、限界漏電抵抗Ｒｘ０を超過していて安全状態となっていると判定することができる。例えば、限界漏電抵抗Ｒｘ０＝２００ＫΩとし、直列抵抗Ｒ０＝２００×３．３＝６６０ＫΩであって、カップリングコンデンサ５１の静電容量Ｃを０．４７μＦとした場合には、充放電時定数τ＝６６０×０．４７＝３１０ｍｓｅｃとなるので、限界移行時間は、Ｔｘ０＝α×（Ｒ０×Ｃ）＝０．８５×３１０＝２６４ｍｓｅｃとなる。

また、図４において、漏電抵抗係数β＝０における移行時間係数αの値は、０．９２となっているので、反復指令信号ＰＬＳの充電期間は、３１０×０．９２＝２８５ｍｓｅｃ以上のパルス幅となっておれば、完全地絡異常の発生を検出することができる。逆に、反復指令信号ＰＬＳが充電側に論理反転してから２８５ｍｓｅｃを経過してもまだ反転論理信号が得られないときは、タイムアウト異常と判定されることになる。

さらに、図４において、漏電抵抗係数β＝１．４（α＝０．１）が測定上限であるとすれば、測定可能な漏電抵抗の値は、Ｒｘ＝β×Ｒ０＝１．４×（３．３×Ｒｘ０）＝４．６２Ｒｘ０となり、限界漏電抵抗Ｒｘ０の４．６倍を超える漏電抵抗は、正確に測定することは困難であるが、正常状態であることは、確実に検出することができるものである。

図３に戻り、曲線１１２において、正勾配曲線領域を除外して、負勾配曲線領域のみを用いて漏電抵抗の測定を行なうことも可能であり、図３の横軸は、等比間隔の目盛となっているので急激に減衰しているように見えるが、等差間隔の目盛にすればなだらかな減衰曲線となっている。

この場合には、漏電抵抗係数がβ＝０における移行時間係数α＝２．３以下の値となる注目点Ｐ３（α＝２．２３）に対応した漏電抵抗係数β＝６．４に注目し、直列抵抗Ｒ０＝Ｒｘ０／６．４としておけば、漏電抵抗Ｒｘが限界漏電抵抗Ｒｘ０まで低下したときの漏電抵抗係数は、β＝Ｒｘ０／Ｒ０＝６．４となり、注目点Ｐ３に対応した移行時間係数αによって、限界漏電抵抗Ｒｘ０の値を検出することができることになる。

ただし、この場合には、限界漏電抵抗Ｒｘ０以下の漏電抵抗は測定できず、移行時間係数αが２．３を超えると二値問題が発生して、正しい漏電抵抗の値を特定することができない状態となる。また、図３の曲線１１２において、漏電抵抗係数β＝８．５（α＝０．４９）が測定上限であるとすれば、測定可能な漏電抵抗の値は、Ｒｘ＝β×Ｒ０＝８．５×（Ｒｘ０／６．４）＝１．３３Ｒｘ０となり、限界漏電抵抗Ｒｘ０の１．３３倍を超える漏電抵抗は、正確に測定することは困難であるが、正常状態であることは、確実に検出することができるものである。

限界漏電抵抗以下の抵抗が測定できれば、漏電抵抗の低下原因を追究するための情報として活用可能であるが、一般的には、限界漏電抵抗Ｒｘ０以下の抵抗は、測定できなくても問題はない。また、一般的には、限界漏電抵抗Ｒｘ０の１．３倍程度の予告警報用の漏電抵抗が測定できれば、これを超える漏電抵抗を正確に測定する必要はなく、このような観点では、負勾配曲線１０３、または正勾配曲線領域に続く負勾配曲線領域を持つ曲線１１２のどちらでも使用可能である。ただし、山形曲線の負勾配領域を敢えて使用するメリットはなく、負勾配曲線のみである曲線１０３を使用するのが有利である。

図５は、図３における曲線１１３を拡大表示したものであって、閾値電圧係数γ＝０．９５における正勾配曲線となっている。ただし、直列抵抗Ｒ０の値を限界漏電抵抗Ｒｘ０の２．０倍の値とし、バイパス漏電抵抗５３により付加抵抗Ｒ３＝１０×Ｒｘ０が並列接続された状態の曲線となっている。したがって、実際の漏電抵抗Ｒｘが無限大であっても、漏電抵抗係数の上限値は、β＝Ｒ３／Ｒ０＝１０×Ｒｘ０／（２×Ｒｘ０）＝５となっており、図３における曲線１１３の正勾配曲線領域内で使用されることになる。

図５の事例において、実際の漏電抵抗Ｒｘの値が限界漏電抵抗Ｒｘ０に等しくなったときの漏電抵抗係数の値は、β＝（Ｒｘ０／／Ｒ３）／Ｒ０＝（Ｒｘ０／／１０Ｒｘ０）／（２Ｒｘ０）＝０．４５であるから、図５の注目点Ｐ５に対応した移行時間係数α＝３．８が測定された移行時間Ｔｘに対応した値となっている。

例えば、限界漏電抵抗Ｒｘ０＝２００ＫΩとすれば、付加抵抗Ｒ３＝２ＭΩ、直列抵抗Ｒ０＝４００ＫΩとなり、カップリングコンデンサ５１の静電容量をＣ＝０．１５μＦとした場合の基準となる充放電時定数は、Ｒ０×Ｃ＝４００×０．１５＝６０ｍｓｅｃとなる。したがって、漏電抵抗Ｒｘが限界漏電抵抗Ｒｘ０まで低下したときの限界移行時間は、Ｔｘ０＝α×（Ｒ０×Ｃ）＝３．８×６０＝２２８ｍｓｅｃとなり、移行時間Ｔｘが２２８ｍｓｅｃ以下になると危険状態であり、２２８ｍｓｅｃを超えると安全状態であると判定することができる。

また、図５において、漏電抵抗係数がβ＝５．０となる上限値における移行時間係数αの値は、７．２となっているので、反復指令信号ＰＬＳの充電期間は、６０×７．２＝４３２ｍｓｅｃ以上のパルス幅となっておれば、理論的には、無限大の漏電抵抗の値まで検出することができる。逆に、反復指令信号ＰＬＳが充電側に論理反転してから４３２ｍｓｅｃを経過してもまだ反転論理信号が得られないときは、タイムアウト異常と判定されることになる。

以上の説明では、バイパス漏電抵抗５３によって漏電抵抗係数βの上限を規制することにより、図３における山形曲線の中の正勾配曲線領域を限定使用することを説明したが、バイパス漏電抵抗５３は、既知の抵抗値であるから、製品の出荷検査の時点で、車載高電圧機器６０Ｘを接続していない状態で漏電抵抗の測定を行なってみることによって、カップリングコンデンサ５１の静電容量Ｃの固体バラツキ変動を測定し、校正された静電容量Ｃの値を算出記憶しておくことができるものである。

図３で示された特性曲線は、図３の上欄で示した算式Ｉに基づくものであって、監視電圧Ｖｘが適正範囲０〜Ｖｃｃにあるときに成立する算式となっている。この算式Ｉの成立は、以下のとおり証明されるものである。

充電期間
図１における反復指令信号ＰＬＳの論理レベルが「Ｌ」であって、充放電切換素子３１であるトランジスタが開路している充電期間では、算式（１０ａ）が成立する。

Ｖｃｃ＝Ｒ０×Ｃ（ｄＥ／ｄｔ）＋Ｖｘ ・・・・（１０ａ）
ただし、Ｒ０＝Ｒｓ＋Ｒｑ≒Ｒｓ＞＞Ｒｑ

算式（１０ａ）のＶｘを、前述の算式（７ｘ）に代入すると、算式（１１ａ）が得られる。

Ｖｃｃ＋Ｖｎ０＝Ｅ＋τ１×（ｄＥ／ｄｔ） ・・・・（１１ａ）
ただし、τ１＝（Ｒ０＋Ｒｘ）Ｃ≒（Ｒｓ＋Ｒｘ）Ｃ

微分方程式（１１ａ）において、時刻ｔ＝０におけるＥの初期値をＥ１、無限大時刻におけるＥの値をＶｃｃ＋Ｖｎ０とすることによって、算式（１２ａ）で示される解が得られる。

Ｅ＝Ｅ１ｅｘｐ（−ｔ／τ１）＋（Ｖｃｃ＋Ｖｎ０）｛１−ｅｘｐ（−ｔ／τ１）｝ ・・・・（１２ａ）

また、算式（１０ａ）における（ｄＥ／ｄｔ）の値を、前述の算式（７ｘ）に代入すると、算式（１３ａ）が得られる。

Ｖｘ／（Ｒ０／／Ｒｘ）＝Ｖｃｃ／Ｒ０＋（Ｅ−Ｖｎ０）／Ｒｘ・・・・（１３ａ）
ただし、Ｒ０／／Ｒｘは、Ｒ０とＲｘとの並列合成抵抗である。

放電期間
図１における反復指令信号ＰＬＳの論理レベルが「Ｈ」であって、充放電切換素子３１であるトランジスタが閉路している放電期間では、算式（１０ｂ）が成立する。

０＝Ｃ×Ｒｑ（ｄＥ／ｄｔ）＋Ｖｘ ・・・・（１０ｂ）

算式（１０ｂ）のＶｘを、前述の算式（７ｘ）に代入すると、算式（１１ｂ）が得られる。

Ｖｎ０＝τ２（ｄＥ／ｄｔ）＋Ｅ ・・・・（１１ｂ）
ただし、τ２＝（Ｒｑ＋Ｒｘ）×Ｃ

微分方程式（１１ｂ）において、時刻ｔ＝０におけるＥの初期値をＥ２、無限大時刻におけるＥの値をＶｎ０とすることによって、算式（１２ｂ）で示される解が得られる。

Ｅ＝Ｅ２ｅｘｐ（−ｔ／τ２）＋Ｖｎ０｛１−ｅｘｐ（−ｔ／τ２）｝
・・・・（１２ｂ）

また、算式（１０ｂ）における（ｄＥ／ｄｔ）の値を、前述の算式（７ｘ）に代入すると、算式（１３ｂ）が得られる。

Ｖｘ／（Ｒｑ／／Ｒｘ）＝（Ｅ−Ｖｎ０）／Ｒｘ ・・・・（１３ｂ）
ただし、Ｒｑ／／Ｒｘは、ＲｑとＲｘとの並列合成抵抗である。

安定状態
図１における反復指令信号ＰＬＳの論理レベルが、充電期間Ｔ１と放電期間Ｔ２とにおいて交互に反転し、漏電抵抗Ｒｘの値や高圧直流電源６１の出力電圧Ｖｈが変化していない安定状態においては、算式（１２ａ）、（１２ｂ）における初期値Ｅ１、Ｅ２は、以下のとおり算出される。まず、算式（１２ａ）において、充電終期の時刻ｔ＝Ｔ１においては、Ｅ＝Ｅ２となるので、算式（１４ａ）が成立する。

Ｅ２＝Ｅ１×Ｋ１＋（Ｖｃｃ＋Ｖｎ０）（１−Ｋ１） ・・・・（１４ａ）
ただし、Ｋ１＝ｅｘｐ（−Ｔ１／τ１）

また、算式（１２ｂ）において、放電終期の時刻ｔ＝Ｔ２においては、Ｅ＝Ｅ１となるので、算式（１４ｂ）が成立する。

Ｅ１＝Ｅ２×Ｋ２＋Ｖｎ０（１−Ｋ２） ・・・・（１４ｂ）
ただし、Ｋ２＝ｅｘｐ（−Ｔ２／τ２）

算式（１４ａ）、（１４ｂ）から算式（１５ａ）、（１５ｂ）が得られる。

Ｅ１−Ｖｎ０＝Ｖｃｃ×Ｋ０×Ｋ２ ・・・・（１５ａ）
Ｅ２−Ｖｎ０＝Ｖｃｃ×Ｋ０ ・・・・（１５ｂ）
ただし、Ｋ０＝（１−Ｋ１）／（１−Ｋ１×Ｋ２）

従来事例の場合
ここで、図２８で示された従来事例の場合は、充放電時定数は、τ１＝τ２＝τ＝Ｃ×（Ｒ０＋Ｒｘ）となり、充電期間Ｔ１と放電期間Ｔ２とも、Ｔ１＝Ｔ２＝Ｔであるから、Ｋ１＝Ｋ２＝Ｋ＝ｅｘｐ（−Ｔ／τ）となり、Ｋ０＝１／（１＋Ｋ）に単純化される。また、充電終期（時刻ｔ＝Ｔ１＝Ｔ）における監視電圧の値Ｖｘ２は、算式（１３ａ）、（１５ｂ）を用いて算式（１６ａ）によって算出される。

Ｖｘ２／（Ｒ０／／Ｒｘ）＝Ｖｃｃ／Ｒ０＋（Ｅ２−Ｖｎ０）／Ｒｘ
＝Ｖｃｃ／Ｒ０＋Ｖｃｃ／｛（１＋Ｋ）×Ｒｘ｝
・・・・（１６ａ）

また、放電終期（時刻ｔ＝Ｔ２＝Ｔ）における監視電圧の値Ｖｘ１は、算式（１３ｂ）（１５ａ）を用いて、算式（１６ｂ）によって算出される。ただし、算式（１３ｂ）において、急速充放電抵抗Ｒｑは、充放電抵抗Ｒ０に置き換えられている。

Ｖｘ１／（Ｒ０／／Ｒｘ）＝（Ｅ１−Ｖｎ０）／Ｒｘ
＝ＶｃｃＫ／｛（１＋Ｋ）×Ｒｘ｝ ・・・・（１６ｂ）

したがって、偏差電圧Ｖｘ２−Ｖｘ１は、算式（１６ａ）、（１６ｂ）を用いて、算式（１７）のとおりに算出される。

Ｖｘ２−Ｖｘ１＝（Ｒ０／／Ｒｘ）［Ｖｃｃ／Ｒ０＋（Ｖｃｃ／Ｒｘ）（１−Ｋ）／（１＋Ｋ）］ ・・・・（１７）

ここで、閾値電圧係数γ＝（Ｖｘ２−Ｖｘ１）／Ｖｃｃ、漏電抵抗係数β＝Ｒｘ／Ｒ０、基準時間係数α０＝Ｔ／（Ｒ０×Ｃ）とすると、算式（１７）は、算式（１８）のとおり無単位化された単純な算式となる。

γ＝［β＋（１−Ｋ）／（１＋Ｋ）］／（１＋β） ・・・・（１８）
ただし、Ｋ＝ｅｘｐ［−Ｔ／｛（Ｒ０＋Ｒｘ）Ｃ｝＝ｅｘｐ｛−α０／（１＋β）｝

これが、図２９の上欄で示された算式ＩＩＩである。

実施の形態１の場合
図１、２において、充電開始の時刻ｔ＝０においては、Ｖ１＝Ｖｘ１＝０、Ｖ２＝Ｖｘ２となっているが、時刻Ｔｘ＝０〜Ｔ１において、Ｖｘの値が設定閾値電圧Ｖ０に等しくなったとすれば、算式（１２ａ）から、時刻ｔ＝Ｔｘにおける算式（１９）が算出される。ただし、放電期間において、急速放電が行なわれていることによって、Ｅ１＝Ｖｎ０になっているものとし、Ｋｘ＝ｅｘｐ（−Ｔｘ／τ１）とする。

Ｅｘ＝Ｖｎ０ｅｘｐ（−Ｔｘ／τ１）＋（Ｖｃｃ＋Ｖｎ０）｛１−ｅｘｐ（−Ｔｘ／τ１）｝
＝Ｖｃｃ（１−Ｋｘ）＋Ｖｎ０ ・・・・（１９）

また、算式（１３ａ）と算式（１９）とから、算式（２０）が得られる。

Ｖ０／（Ｒ０／／Ｒｘ）＝Ｖｃｃ／Ｒ０＋（Ｅｘ−Ｖｎ０）／Ｒｘ
＝Ｖｃｃ／Ｒ０＋Ｖｃｃ（１−Ｋｘ）／Ｒｘ
・・・・（２０）

ここで、閾値電圧係数γ＝Ｖ０／Ｖｃｃ、漏電抵抗係数β＝Ｒｘ／Ｒ０、移行時間係数α＝Ｔｘ／（Ｒ０Ｃ）として、算式（２０）に代入すると、算式（２１）が得られる。

γ＝（１＋β−Ｋｘ）／（１＋β）
∴Ｋｘ＝（１＋β）×（１−γ） ・・・・（２１）

また、Ｋｘ＝ｅｘｐ［−Ｔｘ／｛（Ｒ０＋Ｒｘ）Ｃ｝］＝ｅｘｐ｛−α／（１＋β）｝であるから、自然対数に変換して算式（２２）が得られる。

α＝（１＋β）ＬＯＧｅ（１／Ｋｘ） ・・・・（２２）

算式（２１）、（２２）は、図３の上欄で示した算式Ｉと合致している。

次に、図６、７に示す動作説明用フローチャートに基づいて、図１の装置の作用動作を詳細に説明する。前半フローチャートである図６において、工程１６００は、マイクロプロセッサ２１が漏電抵抗Ｒｘの検出動作を開始するステップ、続く工程１６００ａは、低圧電源スイッチ１２が閉路されてから初回の動作であるかどうかを判定し、初回のサイクルであれば、ＹＥＳの判定を行って工程１６００ｂへ移行し、引き続く循環サイクルであれば、ＮＯの判定を行って工程１６０１へ移行する判定ステップである。

工程１６００ｂは、後述のカウンタやタイマの現在値を０にする初期化ステップ、続く工程１６０１は、定期的にクロック信号を計数するリングカウンタが計数動作を開始するステップ、続く工程１６０２は、工程１６０１で計数されたリングカウンタの現在値が前半域であれば、ＹＥＳの判定を行って工程１６０３ａへ移行し、後半域であれば、ＮＯの判定を行って工程１６０３ｂへ移行する判定ステップである。

工程１６０３ａは、反復指令信号ＰＬＳの出力論理を「Ｈ」とするステップ、工程１６０３ｂは、反復指令信号ＰＬＳの出力論理を「Ｌ」とするステップであり、工程１６０１から工程１６０３ｂによって構成された工程ブロック１６０４は、反復指令信号発生手段となっている。

工程１６０３ａと工程１６０３ｂとに続いて実行される工程１６０５は、マイクロプロセッサ２１に入力されている反転論理信号ＨＩＧの論理が変化したかどうかを判定し、反復指令信号ＰＬＳの１周期の期間内に論理変化があれば、ＹＥＳの判定を行って工程１６０６ｃへ移行し、論理変化が無ければ、ＮＯの判定を行って工程１６０６ａへ移行する判定ステップであり、工程１６０５がＹＥＳの判定を行うのは、監視電圧Ｖｘの値が適正範囲０〜Ｖｃｃの間にあって、設定閾値電圧Ｖ０を上昇通過または下降通過したことを告げている。

工程１６０６ｃでは、後述の工程１６０６ａで起動されたタイマ０の初期化を行い、中継端子Ａを介して図７の工程ブロック１７００へ移行するようになっている。工程１６０６ａでは、過渡異常判定用のタイマ０が計時動作を開始してから工程１６０６ｂへ移行し、工程１６０６ｂは、工程１６０６ａで計時開始したタイマ０の現在値を読み出して所定時間が経過したかどうかを判定し、所定時間を経過してもなお反転論理信号ＨＩＧが論理変化しないときには、ＹＥＳの判定を行って工程１６０７ａへ移行し、所定時間内に論理変化があれば、ＮＯの判定を行って工程１６０７ｂへ移行する過渡異常判定手段となるステップである。

工程１６０７ａは、例えば高圧直流電源６１の電源電圧Ｖｈが急変したり、正側漏電抵抗６５または負側漏電抵抗６６が変化してカップリングコンデンサ５１の連結接続点Ｂである車載高電圧機器６１の負側電源線６７の対車体電位が急変したりして、測定点Ａの電位が過渡的に車体電位（０ボルト）以下、または制御電源電圧Ｖｃｃ以上となって、バイパスダイオード３６またはバイパスダイオード３７によってカップリングコンデンサ５１に対する充放電が行われ、やがて測定点Ａの電圧である監視電圧Ｖｘが漏電抵抗Ｒｘを測定するための適正範囲０〜Ｖｃｃに復帰するまでの過渡充放電時間を超過したときに、過渡特性異常ＥＲＲ２の判定を行なうとともに、図示しないシステム異常報知を行なって、例えば退避運転モード（リンプホーム運転）に移行する過渡特性異常処理手段である。

なお、車両状態信号１８が変化して、監視電圧Ｖｘが一時的に適正範囲を逸脱することが予測される場合には、少なくとも所定の時間内においては、過渡特性異常ＥＲＲ２の判定を回避するようになっている。

なお、カップリングコンデンサ５１の劣化によって内部漏洩抵抗が低下したり、その他の配線の断線、短絡異常等のシステム異常が発生したりしていないときには、過渡充放電時間の最大値は、工程１６０６ｂにおける所定判定時間よりも短くなっていて、通常であれば、工程１６０６ｂは、ＮＯの判定を行って工程１６０７ｂへ移行する。

工程１６０７ｂは、工程１６０５がＮＯの判定を行っていて、これが工程１６０６ｂによって判定される所定時間以内であるときには、図７で示された漏電抵抗の算出を停止するステップとなっており、工程１６０７ａまたは工程１６０７ｂ、もしくは図７で示された中継端子Ｂに続いて工程１６０８へ移行するようになっている。

工程１６０８は、後述の工程で算出された漏電抵抗Ｒｘの値や異常発生情報を、不揮発データメモリ２３に退避保存する時期であるかどうかを判定し、例えば図示しない手動電源スイッチが開路され、低圧電源スイッチ１２が遮断されるまでの遅延給電期間において、ＹＥＳの判定を行なって工程１６０９ａへ移行し、退避時期でなければ、ＮＯの判定を行って動作終了行程１６１０へ移行する判定ステップとなっている。なお、工程１６０８は、所定の時間間隔で定期的にＹＥＳの判定を行うようにしてもよい。

工程１６０９ａでは、後述の工程１７０６で算出された漏電抵抗Ｒｘの移動平均値を、不揮発データメモリ２３のアドレスを更新しながら順次書き込み保存し、続く工程１６０９ｂでは、工程１６０７ａでＲＡＭメモリ２２に書き込みされた過渡特性異常ＥＲＲ２の判定情報や、後述の工程１７０９で判定された異常発生情報に基づいて、異常発生の種別に応じた異常発生の累積回数を、不揮発データメモリ２３の所定アドレスに更新書き込み保存してから動作終了行程１６１０へ移行する。

動作終了行程１６１０では、マイクロプロセッサ２１は、他の制御プログラムを実行し、例えば１０ｍｓｃの待機時間をおいて再び動作開始工程１６００へ移行するようになっている。したがって、運転開始直後でカップリングコンデンサ５１への初期充電が行われていない状態であれば、初回サイクルでは工程１６００、１６００ａ（判定ＹＥＳ）、工程１６００ｂ、工程ブロック１６０４、工程１６０５（判定ＮＯ）、工程１６０６ａ、工程１６０６ｂ（判定ＮＯ）、工程１６０７ｂ、工程１６０８（判定ＮＯ）、工程１６１０、待機１０ｍｓｅｃ、工程１６００を実行し、次回サイクル以降では、工程１６００ａの判定がＮＯとなって、工程１６００ｂが実行されない状態で一連のフローを循環実行することになる。

その過程で、工程１６０５が反転論理信号ＨＩＧの反転動作を検知すると、ＹＥＳの判定を行って後述の工程１７０１へ移行するが、工程１６０５がＮＯの判定を行っていてまだ工程１６０６ｂにおける所定時間に到達していない時間帯であれば、工程１６０７ｂ、工程１６０８（判定ＮＯ）、工程１６１０を経て循環動作を継続し、やがて工程１６０６ｂがＹＥＳの判定を行うことがあれば、工程１６０７ａが実行されることになる。

後半フローチャートである図７において、工程１７００は、図１１で後述する工程２７００ａ〜２７００ｃに相等し、カップリングコンデンサ５１の静電容量Ｃの値を出荷調整時に測定して、校正値を記憶するための出荷時校正手段となる工程ブロックである。

続く工程１７０１は、図６の工程１６０３ｂが論理レベル「Ｌ」となる反復指令信号ＰＬＳを発生し、充放電切換素子３１であるトランジスタを遮断して、充放電抵抗３３、３５を介してカップリングコンデンサ５１を緩速充電する期間においては、ＹＥＳの判定を行って工程１７０２へ移行し、図６の工程１６０３ａが論理レベル「Ｈ」となる反復指令信号ＰＬＳを発生し、充放電切換素子３１であるトランジスタを導通して、充放電抵抗３５を介してカップリングコンデンサ５１を急速放電する期間においては、ＮＯの判定を行って中継端子Ｂを介して図６の工程１６０８へ移行する判定ステップである。

工程１７０２では、移行時間Ｔｘを測定するためのタイマ１が起動されて、計時動作を開始してから工程１７０３へ移行する。工程１７０３は、反転論理信号ＨＩＧが論理レベル「Ｌ」から「Ｈ」になったかどうかを判定し、論理レベル「Ｈ」であれば、ＹＥＳの判定を行って工程１７０４ａへ移行し、論理レベル「Ｌ」であれば、ＮＯの判定を行って工程１７０４ｂへ移行する判定ステップである。

工程１７０４ａでは、工程１７０２で起動開始されたタイマ１の現在値をＲＡＭメモリ２２へ読出記憶し、続く工程１７０５は、工程１７０４ａで読出記憶された移行時間Ｔｘの値に基づいて、漏電抵抗Ｒｘを算出する漏電抵抗算出手段となるステップである。

続く工程１７０６では、工程１７０５によって算出された漏電抵抗Ｒｘの今回値を、ＲＡＭメモリ２２によって構成されたシフタ（シフトレジスタ）の初段に入力するとともに、シフトレジスタに格納されている過去のデータを順次後段に移動させ、終段に格納されている過去の漏電抵抗Ｒｘのデータを排出消去してから、シフトレジスタに残されている漏電抵抗Ｒｘの総和をシフトレジスタによる格納点数で除算することによって、移動平均値を算出する。これによって、例えば高圧直流電源６１の電源電圧Ｖｈが一時的に変動したり、ノイズの影響による一時的な漏電抵抗Ｒｘの測定誤差が直接影響したりしないようになっている。

続く工程１７０７ａは、工程１７０６で算出された漏電抵抗Ｒｘの移動平均値が、予告漏電抵抗Ｒｘｎまたは限界漏電抵抗Ｒｘ０以下の値となれば、ＹＥＳの判定を行って工程１７０９へ移行し、異常がなければ、ＮＯの判定を行って工程１７０８へ移行する抵抗異常判定手段となるステップである。

なお、工程１７０６で算出された漏電抵抗Ｒｘの移動平均値と、図６の工程１６０９ａで不揮発データメモリ２３に格納されている過去の移動平均値との間に所定値以上の格差があって、予告漏電抵抗Ｒｘ０までは低下していないが、急激な減少低下が認められるときには、工程１７０７ａは、ＹＥＳの判定を行って工程１７０９へ移行するようになっている。工程１７０８は、工程１７０２で起動されたタイマ０を初期化、停止して中継端子Ｂを介して図６の工程１６０８へ移行するステップである。

工程１７０４ｂは、工程１７０３による判定がＮＯであって、反復指令信号ＰＬＳの論理レベルが「Ｌ」になってから、反転論理信号ＨＩＧの論理レベルが「Ｈ」となるまでの経過時間を測定するために、工程１７０２で起動されたタイマ１の現在値を更新読み出しするステップであり、続く工程１７０７ｂは、工程１７０４ｂで読み出し記憶された経過時間が過大であって、所定時間を超過しているときには、ＹＥＳの判定を行って工程１７０９へ移行し、所定時間内であるときには、ＮＯの判定を行って中継端子Ｂを介して図６の工程１６０８へ移行するタイムアウト異常判定手段となるステップである。

工程１７０９は、工程１７０７ａがＹＥＳの判定を行ったときには、予告報知出力ＥＲ２または抵抗異常判定出力ＥＲ１を発生するとともに、状態変化異常ＥＲＲ３の異常判定情報を記憶し、工程１７０７ｂがＹＥＳの判定を行ったときには、タイムアウト異常判定ＥＲＲ１の異常判定情報を記憶する測定異常処理手段となるステップであり、工程１７０９に続いて、中継端子Ｂを介して図６の工程１６０８へ移行する。

工程１７０９において、予告報知出力ＥＲ２や抵抗異常判定出力ＥＲ１が発生すると異常報知器１９が作動し、タイムアウト異常判定ＥＲＲ１や状態変化異常ＥＲＲ３の異常判定情報が記憶されると、その他の異常情報とは分離されて図６の工程１６０９ｂにおいて、不揮発データメモリ２３に異常発生の累積回数が書き込み保存され、保守点検作業に役立てるようになっている。

なお、工程１７０５における漏電抵抗Ｒｘの算出においては、図３の曲線１０３のように、全領域が負勾配曲線領域となる特性曲線に基づく場合と、曲線１１２のように、山形曲線の負勾配曲線領域を用いる場合と、曲線１１３のように、山形曲線の正勾配曲線領域を用いる場合とがある。いずれの場合も、閾値電圧係数γをパラメータとする、移行時間係数α対漏電抵抗係数βとの関数式またはデータテーブルを用いて、測定された移行時間Ｔｘの値から漏電抵抗Ｒｘの値を算出するものである。

しかし、異常判定の方法としては、検出された漏電抵抗Ｒｘと予告漏電抵抗Ｒｘｎや限界漏電抵抗Ｒｘ０とを比較するかわりに、あらかじめ予告漏電抵抗Ｒｘｎや限界漏電抵抗Ｒｘ０に対応した予告移行時間Ｔｘｎや限界移行時間Ｔｘ０を算出しておいて、実際の移行時間Ｔｘと予告移行時間Ｔｘｎや限界移行時間Ｔｘ０とを比較することもできる。

また、移行時間係数αの分母となる基準時定数Ｒ０×Ｃの値や、漏電抵抗係数βの分母となる直列抵抗Ｒ０の値や、閾値電圧係数γの値を固定値として扱う場合には、関数式やデータテーブルは、移行時間Ｔｘ対漏電抵抗Ｒｘの直接算式またはデータテーブルを使用することも可能である。この場合には、運転中に複雑な演算処理を行わないでも、測定された移行時間Ｔｘから、漏電抵抗Ｒｘを直接算出することができる。

しかし、閾値電圧係数γや移行時間係数αの分母や、漏電抵抗係数βの分母の値を、適用車種や運転中の状態に応じて変更したい場合には、無単位化された指標値であるα、β、γを用いた関数式またはデータテーブルにしておくのが便利である。その他、演算制御回路２０Ａが多チャンネルＡＤ変換器を内蔵し、アナログ入力ポートに余裕点数がある場合には、比較器４１に代わって演算増幅器を使用し、監視電圧Ｖｘに比例したアナログ信号電圧を演算制御回路２０Ａに入力して、反転論理信号ＨＩＧに相等する信号をマイクロプロセッサ２１によって生成することが可能である。その他、図１の実施の形態では、連結接続点Ｂが車載高電圧機器６０Ｘの負側電源線６７に接続されているが、これを正側電源線に接続するようにしても、算式Ｉには変化は生じないものである。

以上の説明で明らかなとおり、この発明の実施の形態１による車載高電圧機器の漏電抵抗検出装置は、車載の高圧直流電源６１と、当該高圧直流電源から給電駆動される高圧電気負荷６４とよりなる車載高電圧機器６０Ｘに接続され、当該車載高電圧機器は、正電位側の漏電等価抵抗６５と負電位側の漏電等価抵抗６６とで代表される車体１１に対する漏電抵抗Ｒｘを有し、負端子が車体１１に接続された低圧直流電源１０から給電駆動されて制御電源電圧Ｖｃｃを発生する定電圧制御電源２５を備えるとともに、一端Ｂが車載高電圧機器６０Ｘの所定部位に接続されるカップリングコンデンサ５１を介して、漏電抵抗Ｒｘの値を測定する車載高電圧機器の漏電抵抗検出装置５０Ａであって、漏電抵抗検出装置５０Ａは、反復信号出力回路３０Ａと監視信号処理回路４０Ａと、互いに協働するマイクロプロセッサ２１およびプログラムメモリ２４Ａを含む演算制御回路２０Ａとを備えている。
また、反復信号出力回路３０Ａは、反復指令信号ＰＬＳに応動する充放電切換素子３１の切換動作に応動して、充放電抵抗３３、３５を介してカップリングコンデンサ５１の他端である測定点Ａを、制御電源電圧Ｖｃｃに断続接続する充電期間と放電期間とを交互に反復し、測定点Ａと車体１１との間の電位である監視電圧Ｖｘを漸増または漸減させ、監視信号処理回路４０Ａは、充放電時定数が大きくなるほど緩やかな勾配で漸増または漸減する監視電圧Ｖｘの値が、所定の閾値電圧を通過するときに反転論理信号ＨＩＧを発生して演算制御回路２０Ａに入力するか、または監視電圧Ｖｘに比例したアナログ信号電圧ＡＮＬを発生して演算制御回路２０Ａに入力し、演算制御回路２０Ａは、監視電圧Ｖｘの値が０ボルト以上の１つの閾値電圧と、制御電源電圧Ｖｃｃ以下の他の閾値電圧との間で、一方から他方に変化するまでの移行時間Ｔｘを測定し、当該移行時間Ｔｘと漏電抵抗Ｒｘとの関数式またはデータテーブルに基づいて、正電位側の漏電等価抵抗６５と負電位側の漏電等価抵抗６６との並列合成抵である漏電抵抗Ｒｘを算出し、当該漏電抵抗Ｒｘが所定の限界漏電抵抗Ｒｘ０以下となったとき、または移行時間Ｔｘが所定の限界漏電抵抗Ｒｘ０に対応した限界移行時間Ｔｘ０となったときに抵抗異常判定出力ＥＲ１を発生し、反復指令信号ＰＬＳは、少なくとも限界移行時間Ｔｘ０よりも長い時間の充電期間または放電期間をもつ一定周期のパルス信号となっている。

充放電抵抗は、抵抗値Ｒｓとなる基準抵抗３３と、抵抗値Ｒｓに比べて十分に小さな値である抵抗値Ｒｑとなる急速充放電抵抗３５によって構成されているとともに、急速充放電抵抗３５は、一対のバイパスダイオード３６、３７を介して定電圧制御電源２５の負端子と正端子とに接続されており、演算制御回路２０Ａが漸増または漸減する監視電圧Ｖｘの移行時間Ｔｘを測定しているときには、基準抵抗３３は、カップリングコンデンサ５１に対する充放電抵抗として漏電抵抗Ｒｘに直列接続されているが、高圧直流電源６１の電源電圧が急変するか、あるいは高圧電気負荷６４に対する高圧電源スイッチ６２が閉路または開路するか、あるいは異常発生により正側漏電等価抵抗６５または負側漏電等価抵抗６６が急変したことにより、監視電圧Ｖｘの車体電位が０ボルト以下または制御電源電圧Ｖｃｃ以上に変化したときには、基準抵抗３３は除外されて、充放電切換素子３１の動作状態とは無関係に急速充放電抵抗３５とバイパスダイオード３６またはバイパスダイオード３７とを介して、カップリングコンデンサ５１に対する充放電が行われるようになっている。
以上のとおり、この発明の請求項２に関連して、反復信号出力回路は、カップリングコンデンサに直列接続される基準抵抗と、当該基準抵抗よりも十分小さな抵抗値である急速充放電抵抗とを備えていて、カップリングコンデンサの連結接続点における対車体電位が急変したときには、基準抵抗を除外してカップリングコンデンサに対する充放電が行われるようになっている。
したがって、急変過渡期間におけるカップリングコンデンサに対する充放電時定数は、急速充放電抵抗と漏電抵抗との和の値とカップリングコンデンサの静電容量との積で定まる値となっていて、特に漏電抵抗が低下して危険な状態に接近しているときには、速やかにカップリングコンデンサに対する充放電が行われ、監視電圧Ｖｘが監視対象となる適正範囲に回復して、速やかに漏電抵抗の測定が可能となるとともに、急速充放電抵抗によって過大電流が抑制される特徴がある。

反復信号出力回路３０Ａは、充放電切換素子３１の切換動作に応動して、抵抗値Ｒｓを持つ基準抵抗３３を介して、カップリングコンデンサ５１の他端である測定点Ａを定電圧制御電源２５の出力端子に接続するか、抵抗値Ｒｓに比べて十分小さな値である抵抗値Ｒｑを持つ急速充放電抵抗３５を介して、車体電位となる負端子に接続し、測定点Ａと車体１１との間の電位である監視電圧Ｖｘを漸増または急減させ、監視信号処理回路４０Ａは、抵抗値Ｒｓ（Ｒｓ＞＞Ｒｑ）と漏電抵抗Ｒｘとの和と、カップリングコンデンサ５１の静電容量Ｃとの積である時定数（Ｒｓ＋Ｒｘ）Ｃが大きいほど緩やかな勾配で漸増する監視電圧Ｖｘの値が、所定の閾値電圧Ｖ０を上昇通過するときに反転論理信号ＨＩＧを発生して演算制御回路２０Ａに入力するか、または監視電圧Ｖｘに比例したアナログ信号電圧ＡＮＬを発生して演算制御回路２０Ａに入力し、演算制御回路２０Ａは、監視電圧Ｖｘの値が充放電切換素子３１によって急減して０ボルトに接近した状態において、定周期のパルス列信号である反復指令信号ＰＬＳの出力が反転するとともに、やがて反転論理信号ＨＩＧが入力されるか、または入力されたアナログ信号電圧ＡＮＬに基づいて反転論理信号ＨＩＧを生成し、当該反転論理信号ＨＩＧが得られるまでの時間を移行時間Ｔｘとして計測した後に、反復指令信号ＰＬＳの出力が反転するようになっている。
以上のとおり、この発明の請求項３に関連して、反復信号出力回路は、カップリングコンデンサに対する充放電を行い、演算処理回路は、一方の閾値電圧を０ボルトとして、所定の閾値電圧Ｖ０に上昇するまでの時間を移行時間Ｔｘとして測定するようになっている。したがって、一対の閾値電圧に対する比較判定回路または比較判定処理の一方を省略し、簡易な構成で移行時間を測定することができる特徴がある。

以上の説明で明らかなとおり、この発明の実施の形態１による車載高電圧機器の漏電抵抗検出方法は、車載高電圧機器の漏電抵抗検出装置において、カップリングコンデンサ５１の静電容量をＣとし、正側および負側の漏電等価抵抗６５、６６を並列合成した漏電抵抗の値をＲｘとし、反復信号処理回路３０Ａ内に設けられた充放電抵抗３３、３５の合計値である直列抵抗の値をＲ０とし、監視電圧Ｖｘが０の状態から所定の閾値電圧Ｖ０に漸増するまでの時間を移行時間Ｔｘとし、移行時間係数α＝Ｔｘ／（Ｒ０×Ｃ）、漏電抵抗係数β＝Ｒｘ／Ｒ０、閾値電圧係数γ＝Ｖ０／Ｖｃｃとしたときに、演算制御回路２０Ａは閾値電圧係数γをパラメータとし、漏電抵抗係数βの値に対応した移行時間係数αの特性曲線に基づいて、測定された移行時間Ｔｘに対応した漏電抵抗Ｒｘの値を算出するものであって、特性曲線は、漏電抵抗係数βの増加に伴って移行時間係数αが漸減または漸増する負勾配曲線領域または正勾配曲線領域が存在するが、正勾配曲線領域に続く負勾配曲線領域および全領域が負勾配曲線領域のいずれかである負勾配曲線領域が選択使用され、漏電抵抗Ｒｘの値が限界漏電抵抗Ｒｘ０となったときの移行時間係数αの値は、負勾配曲線領域に含まれるように閾値電圧係数γを定め、移行時間Ｔｘが限界漏電抵抗Ｒｘ０に対応した限界移行時間Ｔｘ０以上の値となったときには、漏電抵抗Ｒｘが過小であるとして抵抗異常判定出力ＥＲ１を発生するとともに、移行時間Ｔｘが、漏電抵抗Ｒｘが０になったとしたときの短絡移行時間Ｔｘ００を超過したときには、タイムアウト異常判定ＥＲＲ１を行うようになっている。

以上のとおり、この発明の請求項８に関連して、設定閾値電圧に比例した閾値電圧係数γをパラメータとして、漏電抵抗Ｒｘに比例した漏電抵抗係数βと移行時間Ｔｘに比例した移行時間係数αとの関係を示す特性曲線において、漏電抵抗係数βの増加に伴って移行時間係数αが漸減する負勾配曲線領域が使用され、測定された移行時間Ｔｘが限界漏電抵抗Ｒｘ０に対応した限界移行時間Ｔｘ０以上の値となったときには、漏電抵抗Ｒｘが過小であるとして抵抗異常判定出力ＥＲ１を発生するとともに、移行時間Ｔｘが、漏電抵抗Ｒｘが０になったとしたときの短絡移行時間Ｔｘ００を超過したときには、タイムアウト異常判定ＥＲＲ１を行うようになっている。
したがって、漏電抵抗Ｒｘが正常範囲であれば、短時間のうちに移行時間Ｔｘの測定が完了して正常状態が確認され、移行時間Ｔｘが長引くと抵抗異常判定出力ＥＲ１が発生し、短絡移行時間Ｔｘ００を超えてもまだ移行時間Ｔｘの測定が行なわれないときには、タイムアウト異常判定ＥＲＲ１が行われることによって、反復指令信号が反復動作する都度に何らかの判定結果が得られる特徴がある。

特性曲線は、全領域が負勾配曲線領域となり、正勾配曲線領域を含まないように低率の閾値電圧係数γが適用されている。以上のとおり、この発明の請求項９に関連し、閾値電圧係数が低率であって、適用される特性曲線は、全域が負勾配曲線領域のものとなっている。したがって、限界漏電抵抗以下における漏電抵抗を正確に測定することができ、短絡状態を含む異常状態における漏電抵抗が測定できるので、異常発生の原因追及のために、有効な情報を得ることができる特徴がある。

以上の説明で明らかなとおり、この発明の実施の形態１による車載高電圧機器の漏電抵抗検出方法は、車載高電圧機器の漏電抵抗検出装置において、カップリングコンデンサ５１の静電容量をＣとし、正側および負側の漏電等価抵抗６５、６６を並列合成した漏電抵抗の値をＲｘとし、反復信号処理回路３０Ａ内に設けられた充放電抵抗３３、３５の合計値である直列抵抗の値をＲ０とし、監視電圧Ｖｘが０の状態から所定の閾値電圧Ｖ０に漸増するまでの時間を移行時間Ｔｘとし、移行時間係数α＝Ｔｘ／（Ｒ０×Ｃ）、漏電抵抗係数β＝Ｒｘ／Ｒ０、閾値電圧係数γ＝Ｖ０／Ｖｃｃとしたときに、演算制御回路２０Ａは、閾値電圧係数γをパラメータとし、漏電抵抗係数βの値に対応した移行時間係数αの特性曲線に基づいて、測定された移行時間Ｔｘに対応した漏電抵抗Ｒｘの値を算出するものであって、特性曲線は、漏電抵抗係数βの増加に伴って移行時間係数αが漸減または漸増する負勾配曲線領域または正勾配曲線領域が存在するが、正勾配曲線領域に続く負勾配曲線領域は、特性曲線補正手段によってあらかじめ適用除外されていて、漏電抵抗Ｒｘの値が限界漏電抵抗Ｒｘ０となったときの移行時間係数αの値は、補正された正勾配曲線領域に含まれるように閾値電圧係数γを定め、移行時間Ｔｘが限界漏電抵抗Ｒｘ０に対応した限界移行時間Ｔｘ０以下の値となったときには、漏電抵抗Ｒｘが過小であるとして抵抗異常判定出力ＥＲ１を発生するとともに、移行時間Ｔｘが、漏電抵抗Ｒｘが無限大になったとしたときの開放移行時間Ｔｘｍを超過したときには、タイムアウト異常判定ＥＲＲ１を行うようになっている。

以上のとおり、この発明の請求項１０に関連して、設定閾値電圧に比例した閾値電圧係数γをパラメータとして、漏電抵抗Ｒｘに比例した漏電抵抗係数βと移行時間Ｔｘに比例した移行時間係数αとの関係を示す特性曲線において、漏電抵抗係数βの増加に伴って移行時間係数αが漸増する補正された正勾配曲線領域が使用され、測定された移行時間Ｔｘが限界漏電抵抗Ｒｘ０に対応した限界移行時間Ｔｘ０以下の値となったときには、漏電抵抗Ｒｘが過小であるとして抵抗異常判定出力ＥＲ１を発生するとともに、移行時間Ｔｘが、漏電抵抗Ｒｘが無限大になったとしたときの開放移行時間Ｔｘｍを超過したときにはタイムアウト異常判定を行うようになっている。
したがって、漏電抵抗Ｒｘが異常範囲であれば、短時間のうちに移行時間Ｔｘの測定が完了して抵抗異常判定出力ＥＲ１が発生することができる特徴があるとともに、移行時間Ｔｘが長引くのは正常状態であると判定される場合となるが、開放移行時間Ｔｘｍを超えてもまだ移行時間Ｔｘの測定が行なわれないときには、タイムアウト異常判定ＥＲＲ１が行われることによって、反復指令信号が反復動作する都度に何らかの判定結果が得られる特徴がある。

特性曲線補正手段は、カップリングコンデンサ５１と車載高電圧機器６０Ｘとの連結接続点Ｂと車体１１との間にバイパス漏電抵抗５３をあらかじめ接続しておくものであり、バイパス漏電抵抗５３は、限界漏電抵抗Ｒｘ０よりも十分大きな付加抵抗Ｒ３を備え、漏電抵抗Ｒｘが無限大であるときの漏電抵抗係数βの値をＲ３／Ｒ０に抑制し、移行時間係数αが過大となるのを抑制するようになっている。
以上のとおり、この発明の請求項１１に関連し、漏電抵抗係数β対移行時間係数αの特性曲線が正勾配曲線領域を持つものにおいて、正勾配特性曲線が漏電抵抗係数βの増加に伴って負勾配曲線となるのを回避するために、バイパス漏電抵抗が使用されている。
したがって、測定された移行時間Ｔｘに対応して、大小２種類の漏電抵抗Ｒｘの値が算出されるのを防止し、広範囲に変動する漏電抵抗Ｒｘの値を測定することができる特徴がある。

カップリングコンデンサ５１と車載高電圧機器６０Ｘとの連結接続点Ｂと車体１１との間に接続されたバイパス漏電抵抗５３を備え、演算制御回路２０Ａは、カップリングコンデンサ５１と車載高電圧機器６０Ｘとが接続されていない状態で漏電抵抗Ｒｘの測定を行い、得られた結果がバイパス漏電抵抗５３による付加抵抗Ｒ３となるように、カップリングコンデンサ５１の静電容量Ｃの値を校正記憶するようになっている。
以上のとおり、この発明の請求項１２に関連し、既知の抵抗値を持つバイパス漏電抵抗を用いて、カップリングコンデンサの静電容量Ｃの値を逆算算出するようになっている。
したがって、静電容量の固体バラツキ変動の影響による漏電抵抗の算出誤差の発生を抑制することができるとともに、漏電抵抗係数βの変動範囲を抑制して漏電抵抗の算出誤差を低減することができる特徴がある。

演算制御回路２０Ａは、監視信号処理回路４０Ａから入力された監視電圧Ｖｘに応動する反転論理信号ＨＩＧ、またはアナログ信号電圧ＡＮＬに応動し、監視電圧Ｖｘが移行時間Ｔｘを計測するための１つの閾値電圧と他の閾値電圧とによって定まる適正電圧範囲を逸脱している時間を測定し、当該測定時間が所定の許容判定時間内にあるときには、漏電抵抗Ｒｘの測定を中断し、当該測定時間が所定の異常判定時間を超過したときには、過渡特性異常ＥＲＲ２の判定を行うようになっている。
以上のとおり、この発明の請求項１３に関連し、演算制御回路は監視電圧Ｖｘが適正電圧範囲の域外にある所定時間内では、漏電抵抗の測定を中断し、所定時間を超過したときには、過渡特性異常の判定を行なうようになっている。
したがって、高圧直流電源の電源電圧が急変したり、高圧電気負荷の接続または遮断に応動して漏電抵抗が急変したりしたときに、誤った漏電抵抗の算出が行われるのを防止するとともに、カップリングコンデンサ内部の漏洩抵抗の減少問題を含むシステム異常の発生を検出することができる特徴がある。

演算制御回路２０Ａには、車両状態信号１８が入力され、車両状態信号１８は、カップリングコンデンサ５１と車載高電圧機器６０Ｘとの接続点における車体電位が変動する要因となる状態の発生を識別するための信号であり、演算制御回路２０Ａは、車両状態信号１８の状態変化を検出して、漏電抵抗の急変を予測するとともに、過渡特性異常は、車両状態信号１８の状態変化があった直後においては、異常判定を回避するようになっている。
以上のとおり、この発明の請求項１４に関連し、演算制御回路には、漏電抵抗の急変を予測するための車両状態信号が入力され、車両状態信号の状態変化があった直後には、過渡特性異常を無視するようになっている。
したがって、過渡特性異常が発生したことによって、通常では有りえないシステム異常の発生を探知することができる特徴がある。

プログラムメモリ２４Ａの一部領域であるか、または当該プログラムメモリ２４Ａに併設された不揮発データメモリ２３は、閾値電圧係数γ＝Ｖ０／Ｖｃｃをパラメータとする、漏電抵抗係数β＝Ｒｘ／Ｒ０対移行時間係数α＝Ｔｘ／（Ｒ０Ｃ）の特性曲線に関するデータテーブルと、閾値電圧係数γの値と、直列抵抗Ｒ０の値を決定する基準抵抗Ｒｓと急速充放電抵抗Ｒｑの値と、静電容量Ｃの値と、限界漏電抵抗Ｒｘ０の値と、予告報知される予告漏電抵抗の値Ｒｘｎとがあらかじめ書き込み保存されているとともに、運転中に測定された漏電抵抗Ｒｘの値と、異常発生の履歴情報を定期的または運転停止の直前に書き込み保存するようになっており、演算制御回路２０Ａは、実測された移行時間Ｔｘから算出される移行時間係数αに対応して、漏電抵抗係数βの値をデータテーブルから読出すことによって現在の漏電抵抗Ｒｘを算出し、限界漏電抵抗Ｒｘ０または予告漏電抵抗Ｒｘｎの値と比較することによって、抵抗異常判定出力ＥＲ１に加えて予告報知出力ＥＲ２を発生するか、または時系列としての漏電抵抗が急減したときには、状態変化異常ＥＲＲ３の判定を行うようになっている。
以上のとおり、この発明の請求項１５に関連し、不揮発データメモリは、漏電抵抗を測定するためのデータテーブルと異常判定を行うための基礎データとが書き込み保存されているとともに、抵抗異常判定出力に加えて予告報知出力の発生または状態変化異常の判定を行うようになっている。
したがって、電気絶縁の経年劣化によって漏電抵抗が漸減したり、浸水事故等によって漏電抵抗が急減したりしたときには、限界漏電抵抗にまで低下する前に保守点検を促すことができる特徴がある。

実施の形態２．
以下、この発明の実施の形態２に係る装置の全体構成図である図８について、図１のものとの相違点を中心にして説明する。なお、各図において同一符号は、同一または相当部分を示している。図８において、漏電抵抗検出装置５０Ｂは、演算制御回路２０Ｂと反復信号出力回路３０Ｂと監視信号処理回路４０Ｂとを備え、車載高電圧機器６０Ｙの漏電抵抗を検出するように構成されている。

主な相違点の第１として、車載高電圧機器６０Ｙは、正側電源線６８が相互連結端子１６を介してカップリングコンデンサ５１の一端Ｂに接続されていて、正側漏電等価抵抗６５は、連結接続側の漏電等価抵抗Ｒ２となり、負側漏電等価抵抗６６は、非連結接続側の漏電等価抵抗Ｒ１となっていることである。

主な相違点の第２として、反復信号出力回路３０Ｂは、ＰＮＰ形トランジスタである充放電切換素子３１を備え、反復指令信号ＰＬＳの出力論理レベルが「Ｈ」になると、補助駆動抵抗３２ａを介して補助切換素子３１ａが導通し、その結果、駆動抵抗３２を介して充放電切換素子３１が導通するように構成されており、反復指令信号ＰＬＳの出力論理レベルが「Ｌ」になると、補助安定抵抗３４ａによって補助切換素子３１ａが不導通となり、開路安定抵抗３４によって充放電切換素子３１が不導通となるように構成されている。

カップリングコンデンサ５１は、漏電等価抵抗Ｒ２の両端電圧Ｖｎによって充電され、両端電圧Ｖｎの値は、算式（４ｙ）によって示される。

Ｉ１＝（Ｖｈ−Ｖｎ）／Ｒ１ ・・・・（１ｙ）＝（１ｘ）
Ｉ２＝Ｖｎ／Ｒ２ ・・・・（２ｙ）＝（２ｘ）
Ｉ１＝Ｉ０＋Ｉ２ ・・・・（３ｙ）＝（３ｘ）
Ｖｎ＝Ｖｎ０−Ｉ０×Ｒｘ ・・・・（４ｙ）＝（４ｘ）
ただし、Ｖｎ０＝Ｖｈ×Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）＝Ｖｈ×Ｒｘ／Ｒ１
Ｒｘ＝Ｒ１×Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）

なお、Ｉ１は等価漏電抵抗Ｒ１に流れる図示方向の電流、Ｉ２は等価漏電抵抗Ｒ２に流れる図示方向の電流、Ｉ０は相互連結端子１６へ流出する図示方向の電流、Ｒｘは合成された漏電抵抗の値、Ｖｎ０はＩ０＝０のときのＶｎの値（安定分圧電圧）を示している。

また、カップリングコンデンサ５１の静電容量をＣ、両端電圧をＥ、監視電圧をＶｘとすると算式（５ｙ）、（６ｙ）が成立する。

Ｃ×（ｄＥ／ｄｔ）＝Ｉ０ ・・・・（５ｙ）＝（５ｘ）
Ｅ＝Ｖｎ−Ｖｘ ・・・・（６ｙ）≠（６ｘ）

ここで、算式（４ｙ）、（５ｙ）を、算式（６ｙ）に代入すると、算式（７ｙ）が得られる。

Ｖｎ０−Ｖｘ＝Ｅ＋Ｃ×Ｒｘ（ｄＥ／ｄｔ） ・・・・（７ｙ）≠（７ｘ）

したがって、充放電切換素子３１であるトランジスタが連続的に導通したとすれば、カップリングコンデンサ５１の充電電圧Ｅは、Ｖｎ０−Ｖｃｃに減少し、トランジスタが連続的に遮断されたとすれば、カップリングコンデンサ５１の充電電圧Ｅは、Ｖｎ０に増加することになるので、図１の場合とは充放電の概念が反対になり、トランジスタが導通すれば放電、遮断であれば充電が行われることになる。

主な相違点の第３として、監視信号処理回路４０Ｂは、比較器４１に代わって負帰還抵抗４７が接続された演算増幅器４９が使用され、反転論理信号ＨＩＧに代わって監視電圧Ｖｘに比例したアナログ信号電圧ＡＮＬを発生して演算処理回路２０Ｂへ出力するようになっている。

演算制御回路２０Ｂは、図９で後述する一定周期のパルス列信号である反復指令信号ＰＬＳを発生して反復信号出力回路３０Ｂに出力するとともに、監視信号処理回路４０Ｂから得られたアナログ信号電圧ＡＮＬに基づいて、監視信号電圧Ｖｘが制御電源電圧Ｖｃｃから設定閾値電圧Ｖ０を減じた（Ｖｃｃ−Ｖ０）以下の値になるとプログラムメモリ２４Ｂと協働するマイクロプロセッサ２１によって、反転論理信号ＬＯＷを内部で生成するようになっている。

また、測定された漏電抵抗Ｒｘの値が、所定の予告漏電抵抗Ｒｘｎ以下になると予告報知出力ＥＲ２を発生し、限界漏電抵抗Ｒｘ０以下になると抵抗異常判定出力ＥＲ１を発生して異常報知器１９に出力するとともに、正しく異常報知用の出力が発生しているかどうかが報知指令確認信号ＲＥＴとして帰還入力されている。

主な相違点の第４として、相互連結端子１６と車体１１との間には、試行漏電抵抗５４と試行用開閉素子５５との直列回路が接続されていて、例えば光絶縁形のトランジスタである試行用開閉素子５５は、駆動抵抗５６を介して演算制御回路２０Ｂに設けられた試行運転指令ＴＳＴから導通指令を受けるようになっている。試行漏電抵抗５４の抵抗値である試行抵抗Ｒ４は、例えば限界漏電抵抗Ｒｘ０であるか、または予告漏電抵抗Ｒｘｎと等しくなっていて、試行用開閉素子５５は、図示しない手動電源スイッチが閉路されて、低圧電源スイッチ１２が閉路した直後の運転開始時に一時的に導通するようになっている。

これにより、漏電抵抗の検出制御が正しく行われているかどうかの運転前点検が行われるとともに、カップリングコンデンサ５１の静電容量Ｃの固体バラツキ変動や、経年変化を検出し校正された静電容量Ｃの値を使用することができるようになっている。なお、漏電抵抗検出装置５０Ｂの外部には、図１の場合と同様に低圧直流電源１０や低圧電源スイッチ１２、車両状態信号１８、異常報知器１９が接続され、漏電抵抗検出装置５０Ｂの内部には、制御電源電圧Ｖｃｃを生成する定電圧制御電源２５が設けられている。

以下、図８のとおり構成されたこの発明の実施の形態２に係る装置について、図９で示すタイムチャートを用いて、図８を参照しながら作用動作の概要を説明する。まず、図８において、図示しない手動電源スイッチが閉路されて、低圧電源スイッチ１２が閉路されると、定電圧制御電源２５が所定の制御電源電圧Ｖｃｃを発生して、マイクロプロセッサ２１が制御動作を開始し、図９の（Ａ）で示す反復指令信号ＰＬＳを発生する。反復指令信号ＰＬＳが論理レベル「Ｌ」となる第１期間（緩速充電期間）Ｔ１と、論理レベル「Ｈ」となる第２期間（急速放電期間）Ｔ２は、それぞれが全体周期Ｔ０＝Ｔ１＋Ｔ２の半周期である同一の値となっているが、実際にはＴ１≦Ｔ２であっても差し支えはない。

また、図８において、反転指令信号ＰＬＳの論理レベルが「Ｌ」（または「Ｈ」）であるときには、図９の（Ｂ）で示すとおり充放電切換素子３１は遮断（または導通）される。
さらに、図８において、充放電切換素子３１が遮断されると、漏電抵抗Ｒｘと急速充放電抵抗３５と充放電抵抗３３との直列回路によってカップリングコンデンサ５１は車載高電圧機器６０Ｙ側から緩速充電され、充電電流の減少に伴って監視電圧Ｖｘが漸減する。また、図８において、充放電切換素子３１が導通すると、定電圧制御電源２５から急速充放電抵抗３５と漏電抵抗Ｒｘとの直列回路によってカップリングコンデンサ５１に対する急速放電が行なわれ、監視電圧Ｖｘが急増する。

図９の（Ｃ）は、監視電圧Ｖｘが漸減または急増する様子を示したものとなっているが、この充放電特性の勾配は、算式（８ｙ）、（９ｙ）で示される充放電時定数が大きいほど緩やかな勾配となっている。

τ１＝（Ｒ０＋Ｒｘ）×Ｃ、Ｒ０＝Ｒｓ＋Ｒｘ ・・・・（８ｙ）＝（８ｘ）
τ２＝（Ｒｑ＋Ｒｘ）×Ｃ ・・・・（９ｙ）＝（９ｘ）

ただし、Ｒｓは充放電抵抗３３の抵抗値、Ｒｑは急速充放電抵抗３５の抵抗値（Ｒｑ＜＜Ｒｓ）、Ｒ０＝Ｒｓ＋Ｒｑ≒Ｒｓは直列抵抗、Ｒｘは漏電等価抵抗Ｒ１、Ｒ２の並列合成抵抗、Ｃはカップリングコンデンサ５１の静電容量、τ１は緩速充電時定数、τ２は急速放電時定数を示している。

なお、抵抗値Ｒｓは、例えば数百ＫΩであるのに対し、抵抗値Ｒｑは、数ＫΩの値となっていて、漏電抵抗Ｒｘの値が小さいときには、緩速充電時定数τ１と急速放電時定数τ２とを比べるとτ１＞＞τ２となっている。しかし、漏電抵抗Ｒｘの値が抵抗値Ｒｓの値に比べて十分大きな値であるときには、τ１≒τ２となって、充放電時定数に大差はなくなるものである。

図９の（Ｃ）において、緩速充電された第１期間Ｔ１の終期における監視電圧Ｖｘの値は、第１終期電圧Ｖ１となっており、急速放電された第２期間Ｔ２の終期における監視電圧Ｖｘの値は、第２終期電圧Ｖ２となっているが、第２終期電圧Ｖ２の値は、限りなく制御電源電圧Ｖｃｃに近い値であって、そのためには、緩速充電時定数τ１よりも急速放電時定数τ２が小さな値であって、望ましくは、第２期間Ｔ２が第１期間Ｔ１よりも長い期間となっているのがよい。その結果、漸減監視電圧Ｖｘの初期値Ｖ２は、常にＶｃｃ（または限りなくＶｃｃに接近した値）であって、第１終期電圧Ｖ１の大小によって初期値が変動しないようになっている。なお、設定閾値電圧Ｖ０は、制御電源電圧Ｖｃｃからの減圧電圧の値となっている。

図９の（Ｄ）は、マイクロプロセッサ２１によって生成される反転論理信号ＬＯＷの論理状態を示したものであり、図９の（Ｃ）における監視電圧Ｖｘの値が（Ｖｃｃ−Ｖ０）以下の値となっている期間において、論理レベル「Ｈ」となっている。演算制御回路２０Ｂは、反復指令信号ＰＬＳの論理を「Ｈ」から「Ｌ」に反転させた時刻を始点として、反転論理信号ＬＯＷの論理が「Ｌ」から「Ｈ」に変化するまでの時間を、移行時間Ｔｘとして測定するようになっている。

図９の（Ｅ）は、カップリングコンデンサ５１の両端電圧Ｅの波形を示したものであり、充電初期電圧＝放電終期電圧＝Ｅ１は、算式（４ｙ）の中で示された安定分圧電圧Ｖｎ０から制御電源電圧Ｖｃｃを減じた値に等しく、充電終期電圧＝放電初期電圧＝Ｅ２の値は、充電期間Ｔ１＝無限大のときにＶｎ０まで増加するようになっている。なお、漏電抵抗Ｒｘの値が、異常判定を行うための限界漏電抵抗Ｒｘ０の値となったときの移行時間Ｔｘの値を限界移行時間Ｔｘ０とした場合、反復指令信号ＰＬＳの第１期間Ｔ１は、限界移行時間Ｔｘ０よりも長い時間となるように設定されていることは、図１の場合と同様である。

ただし、図８の場合には、漸減する監視電圧Ｖｘの値が、第１の閾値（Ｖ２＝Ｖｃｃ）から第２の閾値（Ｖｃｃ−Ｖ０）に移行するまでの移行時間Ｔｘの値を測定することによって、漏電抵抗Ｒｘの値が演算算出されるようになっている。これにより、閾値電圧係数γとして、図１の場合と同様にγ＝Ｖ０／Ｖｃｃとして算出し、図３〜５の特性線図がそのまま適用できるものであることを以下に証明する。

図３の上欄で示した算式Ｉは、図８の実施の形態においても同様に適用できるものであることを以下に証明する。

充電期間
図８における反復指令信号ＰＬＳの論理レベルが「Ｌ」であって、充放電切換素子３１であるトランジスタが開路している緩速充電期間では、算式（１０ａａ）が成立する。

Ｒ０×Ｃ（ｄＥ／ｄｔ）＝Ｖｘ ・・・・（１０ａａ）
ただし、Ｒ０＝Ｒｓ＋Ｒｑ≒Ｒｓ＞＞Ｒｑ

算式（１０ａａ）のＶｘを、前述の算式（７ｙ）に代入すると、算式（１１ａａ）が得られる。

Ｖｎ０＝Ｅ＋τ１×（ｄＥ／ｄｔ） ・・・・（１１ａａ）
ただし、τ１＝（Ｒ０＋Ｒｘ）Ｃ≒（Ｒｓ＋Ｒｘ）Ｃ

微分方程式（１１ａａ）において、時刻ｔ＝０におけるＥの初期値をＥ１、無限大時刻におけるＥの値をＶｎ０とすることによって、算式（１２ａａ）で示される解が得られる。

Ｅ＝Ｅ１ｅｘｐ（−ｔ／τ１）＋Ｖｎ０｛１−ｅｘｐ（−ｔ／τ１）｝
・・・・（１２ａａ）

また、算式（１０ａａ）における（ｄＥ／ｄｔ）の値を、前述の算式（７ｙ）に代入すると、算式（１３ａａ）が得られる。

Ｖｘ／（Ｒ０／／Ｒｘ）＝（Ｖｎ０−Ｅ）／Ｒｘ ・・・・（１３ａａ）
ただし、Ｒ０／／Ｒｘは、Ｒ０とＲｘとの並列合成抵抗である。

放電期間
図８における反復指令信号ＰＬＳの論理レベルが「Ｈ」であって、充放電切換素子３１であるトランジスタが閉路している急速放電期間では、算式（１０ｂｂ）が成立する。

Ｃ×Ｒｑ（ｄＥ／ｄｔ）＝Ｖｘ−Ｖｃｃ ・・・・（１０ｂｂ）

算式（１０ｂｂ）のＶｘを、前述の算式（７ｙ）に代入すると、算式（１１ｂｂ）が得られる。

Ｖｎ０−Ｖｃｃ＝τ２（ｄＥ／ｄｔ）＋Ｅ ・・・・（１１ｂｂ）
ただし、τ２＝（Ｒｑ＋Ｒｘ）×Ｃ

微分方程式（１１ｂｂ）において、時刻ｔ＝０におけるＥの初期値をＥ２、無限大時刻におけるＥの値をＶｎ０−Ｖｃｃとすることによって、算式（１２ｂｂ）で示される解が得られる。

Ｅ＝Ｅ２ｅｘｐ（−ｔ／τ２）＋（Ｖｎ０−Ｖｃｃ）｛１−ｅｘｐ（−ｔ／τ２）｝
・・・・（１２ｂｂ）

また、算式（１０ｂｂ）における（ｄＥ／ｄｔ）の値を、前述の算式（７ｙ）に代入すると、算式（１３ｂｂ）が得られる。

Ｖｘ／（Ｒｑ／／Ｒｘ）＝（Ｅ−Ｖｎ０）／Ｒｘ＋Ｖｃｃ／Ｒｑ
・・・・（１３ｂｂ）
ただし、Ｒｑ／／Ｒｘは、ＲｑとＲｘとの並列合成抵抗である。

安定状態
図８における反復指令信号ＰＬＳの論理レベルが充電期間Ｔ１と放電期間Ｔ２とにおいて交互に反転し、漏電抵抗Ｒｘの値や高圧直流電源６１の出力電圧Ｖｈが変化していない安定状態においては、算式（１２ａａ）、（１２ｂｂ）における初期値Ｅ１、Ｅ２は、以下のとおり算出される。まず、算式（１２ａａ）において、充電終期の時刻ｔ＝Ｔ１においては、Ｅ＝Ｅ２となるので、算式（１４ａａ）が成立する。

Ｅ２＝Ｅ１×Ｋ１＋Ｖｎ０（１−Ｋ１） ・・・・（１４ａａ）
ただし、Ｋ１＝ｅｘｐ（−Ｔ１／τ１）

また、算式（１２ｂｂ）において、放電終期の時刻ｔ＝Ｔ２においては、Ｅ＝Ｅ１となるので、算式（１４ｂｂ）が成立する。

Ｅ１＝Ｅ２×Ｋ２＋（Ｖｎ０−Ｖｃｃ）（１−Ｋ２） ・・・・（１４ｂｂ）
ただし、Ｋ２＝ｅｘｐ（−Ｔ２／τ２）

算式（１４ａａ）、（１４ｂｂ）から算式（１５ａａ）、（１５ｂｂ）が得られる。

Ｖｎ０−Ｅ１＝Ｖｃｃ×Ｋ０ ・・・・（１５ａａ）
Ｖｎ０−Ｅ２＝Ｖｃｃ×Ｋ０×Ｋ１ ・・・・（１５ｂｂ）
ただし、Ｋ０＝（１−Ｋ２）／（１−Ｋ１×Ｋ２）

実施の形態２の場合
図８、９において、充電開始の時刻ｔ＝０においては、Ｖｘ１＝Ｖ２≒Ｖｃｃとなっているが、時刻Ｔｘ＝０〜Ｔ１において、Ｖｘの値が設定閾値電圧（Ｖｃｃ−Ｖ０）に等しくなったとすれば、算式（１２ａａ）から、時刻ｔ＝Ｔｘにおける算式（１９ａ）が算出される。ただし、放電期間において、急速放電が行なわれていることによって、Ｅ１＝Ｖｎ０−Ｖｃｃになっているものとし、Ｋｘ＝ｅｘｐ（−Ｔｘ／τ１）とする。

Ｅｘ＝（Ｖｎ０−Ｖｃｃ）ｅｘｐ（−Ｔｘ／τ１）＋Ｖｎ０｛１−ｅｘｐ（−Ｔｘ／τ１）｝
＝Ｖｎ０−ＶｃｃＫｘ ・・・・（１９ａ）

また、算式（１３ａａ）と算式（１９ａ）とから、算式（２０ａ）が得られる。

（Ｖｃｃ−Ｖ０）／（Ｒ０／／Ｒｘ）＝（Ｖｎ０−Ｅｘ）／Ｒｘ
＝ＶｃｃＫｘ／Ｒｘ ・・・・（２０ａ）

ここで、閾値電圧係数γ＝Ｖ０／Ｖｃｃ、漏電抵抗係数β＝Ｒｘ／Ｒ０、移行時間係数α＝Ｔｘ／（Ｒ０Ｃ）として、算式（２０ａ）に代入すると、算式（２１）が得られる。

γ＝（１＋β−Ｋｘ）／（１＋β）
∴Ｋｘ＝（１＋β）×（１−γ） ・・・・（２１）
また、Ｋｘ＝ｅｘｐ［−Ｔｘ／｛（Ｒ０＋Ｒｘ）Ｃ｝］＝ｅｘｐ｛−α／（１＋β）｝であるから、自然対数に変換して算式（２２）が得られる。
α＝（１＋β）ＬＯＧｅ（１／Ｋｘ） ・・・・（２２）

算式（２１）、（２２）は、図３の上欄で示した算式Ｉと合致している。

次に、図１０、１１に示す動作説明用フローチャートに基づいて、図６、７の場合との相違点を中心にして、図８の装置の作用動作を詳細に説明する。なお、図６、７における工程番号が１０００番台になっているのに対し、図１０、１１では、２０００番台が使用され、１００番台以下の番号については、同一番号は同一または相等部分を示している。しかし、相等部分といえども補足説明が必要となる相違部分について以下に説明する。

前半フローチャートである図１０において、工程２６０３ａと工程２６０３ｂとに続いて実行される工程２６０５は、マイクロプロセッサ２１に入力されているアナログ信号電圧ＡＮＬを監視して、監視電圧Ｖｘの値が０〜Ｖｃｃの適正範囲になっているかどうかを判定し、適正範囲外であればＮＯの判定を行って工程２６０６ａへ移行し、適正範囲内であればＹＥＳの判定を行って工程２６０６ｃへ移行するようになっている。

次に、後半フローチャートである図１１において、工程２７００ａは、校正運転を行うかどうかを判定するステップであり、漏電抵抗検出装置５０Ｂの出荷検査においてカップリングコンデンサ５１の静電容量Ｃの校正値を測定したい場合、あるいは漏電抵抗検出装置５０Ｂの実働運転時において、低圧電源スイッチ１２が閉路されて漏電抵抗検出装置５０Ｂに給電された直後においてＹＥＳの判定を行って工程２７００ｃへ移行し、校正運転が完了すれば、ＮＯの判定を行って工程２７００ｂへ移行するようになっている。

工程２７００ｃは、出荷調整運転のときであればテストフラグをセットし、実働運転開始時であれば試行運転指令ＴＳＴを発生してから工程２７０１へ移行する運転時校正手段となるステップであり、工程２７００ｂは、工程２７００ｃで発生したテストフラグをリセットするとともに、試行運転指令ＴＳＴを停止してから工程２７０１へ移行するステップである。

出荷調整運転のときであれば、演算制御回路２０Ｂは、カップリングコンデンサ５１と車載高電圧機器６０Ｘとが接続されていない状態で、後述の工程２７０６により漏電抵抗Ｒｘの測定を行い、得られた結果がバイパス漏電抵抗５３による付加抵抗Ｒ３となるように、カップリングコンデンサ５１の静電容量Ｃの値を校正記憶するようになっている。

実働運転開始時であれば、演算制御回路２０Ｂは、運転開始時に一時的に試行開閉素子５５を閉路するとともに、抵抗異常判定出力ＥＲ１が一瞬だけ作動するかどうか、または漏電抵抗Ｒｘが予告漏電抵抗Ｒｘｎ以下となったときに発生する予告報知出力ＥＲ２が一瞬だけ動作するかどうかを判定し、漏電抵抗Ｒｘの検出動作が正常に行われる状態にあるかどうかを点検し、点検結果が異常であれば、抵抗異常判定出力ＥＲ１または予告報知出力ＥＲ２を継続または断続して発生し、正常であれば、抵抗異常判定出力ＥＲ１または予告報知出力ＥＲ２によって駆動される異常報知器１９が実働できない短時間で出力発生を停止するようになっている。

また、演算制御回路２０Ｂは、運転開始時に試行開閉素子５５を閉路して、試行漏電抵抗５４とバイパス漏電抵抗５３と実際の漏電抵抗Ｒｘとが並列接続された状態における合成された第１の漏電抵抗の値を測定するとともに、試行開閉素子５５を開路した状態で、バイパス漏電抵抗５３と実際の漏電抵抗Ｒｘとが並列接続された状態における合成された第２の漏電抵抗の値とを測定し、第１および第２の漏電抵抗の値からカップリングコンデンサ５１の静電容量Ｃを逆算して校正値として記憶し、校正記憶された静電容量Ｃによれば開閉素子５５の閉路時と開路時とにおける実際の漏電抵抗Ｒｘが同一の値となるように校正値が算出されているようになっている。

工程２７０２に続く工程２７０３は、アナログ信号電圧ＡＮＬの値が所定の設定電圧（Ｖｃｃ−Ｖ０）以下に低下したときに、内部で生成される反転論理信号ＬＯＷが論理レベル「Ｌ」から「Ｈ」になったかどうかを判定し、設定電圧（Ｖｃｃ−Ｖ０）以下であれば、ＹＥＳの判定を行って工程２７０４ａへ移行し、設定電圧（Ｖｃｃ−Ｖ０）を超過しておれば、ＮＯの判定を行って工程２７０４ｂへ移行する判定ステップである。

なお、工程２７０５における漏電抵抗Ｒｘの算出においては、図３の曲線１０３のように、全領域が負勾配曲線領域となる特性曲線に基づく場合と、曲線１１２のように、山形曲線の負勾配曲線領域を用いる場合と、曲線１１３のように、山形曲線の正勾配曲線領域を用いる場合とがある。いずれの場合も、閾値電圧係数γ＝Ｖ０／Ｖｃｃをパラメータとする、移行時間係数α対漏電抵抗係数βとの関数式またはデータテーブルを用いて、測定された移行時間Ｔｘの値から漏電抵抗Ｒｘの値を算出するものである。ただし、実施の形態２の場合には、設定閾値電圧Ｖ０は、制御電源電圧Ｖｃｃからの減圧電圧の値となっていて、設定電圧としては（Ｖｃｃ−Ｖ０）となっている。

また、異常判定の方法としては、検出された漏電抵抗Ｒｘと予告漏電抵抗Ｒｘｎや限界漏電抵抗Ｒｘ０とを比較するかわりに、あらかじめ予告漏電抵抗Ｒｘｎや限界漏電抵抗Ｒｘ０に対応した予告移行時間Ｔｘｎや限界移行時間Ｔｘ０を算出しておいて、実際の移行時間Ｔｘと予告移行時間Ｔｘｎや限界移行時間Ｔｘ０とを比較することもできる。

また、移行時間係数αの分母となる基準時定数Ｒ０×Ｃの値や、漏電抵抗係数βの分母となる直列抵抗Ｒ０の値や、閾値電圧係数γの値を固定値として扱う場合には、関数式やデータテーブルは、移行時間Ｔｘ対漏電抵抗Ｒｘの直接算式またはデータテーブルを使用することも可能である。この場合には、運転中に複雑な演算処理を行わないでも、測定された移行時間Ｔｘから、漏電抵抗Ｒｘを直接算出することができる。

しかし、閾値電圧係数γや移行時間係数αの分母や、漏電抵抗係数βの分母の値を、適用車種や運転中の状態に応じて変更したい場合には、無単位化された指標値であるα、β、γを用いた関数式またはデータテーブルにしておくのが便利である。その他、演算制御回路２０Ｂがアナログ入力ポートを持たない場合、あるいはアナログ入力ポートに余裕点数がない場合には、演算増幅器４９に代わって図１で示した比較器４１を使用し、反転論理信号ＬＯＷに相等する信号をマイクロプロセッサ２１に入力することが可能である。

その他、図８の実施の形態では、連結接続点Ｂが車載高電圧機器６０Ｘの正側電源線６８に接続されているが、これを負側電源線に接続するようにしても、算式Ｉには変化は生じないものである。同様に、図１の実施の形態では、連結接続点Ｂが車載高電圧機器６０Ｘの負側電源線６７に接続されているが、これを正側電源線に接続するようにしても、算式Ｉには変化は生じないものである。

以上の説明で明らかなとおり、この発明の実施の形態２による車載高電圧機器の漏電抵抗検出装置は、車載の高圧直流電源６１と、当該高圧直流電源から給電駆動される高圧電気負荷６４とよりなる車載高電圧機器６０Ｙに接続され、当該車載高電圧機器は、正電位側の漏電等価抵抗６５と負電位側の漏電等価抵抗６６とで代表される車体１１に対する漏電抵抗Ｒｘを有し、負端子が車体１１に接続された低圧直流電源１０から給電駆動されて制御電源電圧Ｖｃｃを発生する定電圧制御電源２５を備えるとともに、一端Ｂが車載高電圧機器６０Ｙの所定部位に接続されるカップリングコンデンサ５１を介して、漏電抵抗Ｒｘの値を測定する車載高電圧機器の漏電抵抗検出装置５０Ｂであって、漏電抵抗検出装置５０Ｂは、反復信号出力回路３０Ｂと監視信号処理回路４０Ｂと、互いに協働するマイクロプロセッサ２１とプログラムメモリ２４Ｂを含む演算制御回路２０Ｂとを備えている。
また、反復信号出力回路３０Ｂは、反復指令信号ＰＬＳに応動する充放電切換素子３１の切換動作に応動して、充放電抵抗３３、３５を介してカップリングコンデンサ５１の他端である測定点Ａを、制御電源電圧Ｖｃｃに断続接続する充電期間と放電期間とを交互に反復し、測定点Ａと車体１１との間の電位である監視電圧Ｖｘを漸増または漸減させ、監視信号処理回路４０Ｂは、充放電時定数が大きくなるほど緩やかな勾配で漸増または漸減する監視電圧Ｖｘの値が、所定の閾値電圧を通過するときに反転論理信号ＬＯＷを発生して演算制御回路２０Ｂに入力するか、または監視電圧Ｖｘに比例したアナログ信号電圧ＡＮＬを発生して演算制御回路２０Ｂに入力し、演算制御回路２０Ｂは、監視電圧Ｖｘの値が０ボルト以上の１つの閾値電圧と、制御電源電圧Ｖｃｃ以下の他の閾値電圧との間で、一方から他方に変化するまでの移行時間Ｔｘを測定し、当該移行時間Ｔｘと漏電抵抗Ｒｘとの関数式またはデータテーブルに基づいて、正電位側の漏電等価抵抗６５と負電位側の漏電等価抵抗６６との並列合成抵である漏電抵抗Ｒｘを算出し、当該漏電抵抗Ｒｘが所定の限界漏電抵抗Ｒｘ０以下となったとき、または移行時間Ｔｘが所定の限界漏電抵抗Ｒｘ０に対応した限界移行時間Ｔｘ０となったときに抵抗異常判定出力ＥＲ１を発生し、反復指令信号ＰＬＳは、少なくとも限界移行時間Ｔｘ０よりも長い時間の充電期間または放電期間をもつ一定周期のパルス信号となっている。

反復信号出力回路３０Ｂは、充放電切換素子３１の切換動作に応動して、抵抗値Ｒｑを持つ急速充放電抵抗３５を介して、カップリングコンデンサ５１の他端である測定点Ａを定電圧制御電源２５の出力端子に接続するか、抵抗値Ｒｑに比べて十分大きな値である抵抗値Ｒｓを持つ基準抵抗３３を介して、車体電位となる負端子に接続し、測定点Ａと車体１１との間の電位である監視電圧Ｖｘを急増または漸減させ、監視信号処理回路４０Ｂは、抵抗値Ｒｓ（Ｒｓ＞＞Ｒｑ）と漏電抵抗Ｒｘとの和と、カップリングコンデンサ５１の静電容量Ｃとの積である時定数（Ｒｓ＋Ｒｘ）Ｃが大きいほど緩やかな勾配で漸減する監視電圧Ｖｘの値が、制御電源電圧Ｖｃｃから所定の閾値電圧Ｖ０を減じた値を下降通過するときに反転論理信号ＬＯＷを発生して演算制御回路２０Ｂに入力するか、または監視電圧Ｖｘに比例したアナログ信号電圧ＡＮＬを発生して演算制御回路２０Ｂに入力し、演算制御回路２０Ｂは、監視電圧Ｖｘの値が充放電切換素子３１によって急増して制御電源電圧Ｖｃｃに接近した状態において、定周期のパルス列信号である反復指令信号ＰＬＳの出力が反転するとともに、やがて反転論理信号ＬＯＷが入力されるか、または入力されたアナログ信号電圧ＡＮＬに基づいて反転論理信号ＬＯＷを生成し、当該反転論理信号ＬＯＷが得られるまでの時間を移行時間Ｔｘとして計測した後に、反復指令信号ＰＬＳの出力が反転するようになっている。
以上のとおり、この発明の請求項４に関連して、反復信号出力回路は、カップリングコンデンサに対する充放電を行い、演算処理回路は、一方の閾値電圧を制御電源電圧Ｖｃｃに接近した値として、所定の閾値電圧（Ｖｃｃ−Ｖ０）に下降するまでの時間を移行時間Ｔｘとして測定するようになっている。したがって、一対の閾値電圧に対する比較判定回路または比較判定処理の一方を省略し、簡易な構成で移行時間を測定することができる特徴がある。

以上の説明で明らかなとおり、この発明の実施の形態２による車載高電圧機器の漏電抵抗検出方法は、車載高電圧機器の漏電抵抗検出装置において、カップリングコンデンサ５１の静電容量をＣとし、正側および負側の漏電等価抵抗６５、６６を並列合成した漏電抵抗の値をＲｘとし、反復信号処理回路３０Ｂ内に設けられた充放電抵抗３３、３５の合計値である直列抵抗の値をＲ０とし、監視電圧Ｖｘが制御電圧Ｖｃｃの状態から所定の閾値電圧（Ｖｃｃ−Ｖ０）に漸減するまでの時間を移行時間Ｔｘとし、移行時間係数α＝Ｔｘ／（Ｒ０×Ｃ）、漏電抵抗係数β＝Ｒｘ／Ｒ０、閾値電圧係数γ＝Ｖ０／Ｖｃｃ、またはγ＝（Ｖ２−Ｖ１）／Ｖｃｃとしたときに、演算制御回路２０Ｂは、閾値電圧係数γをパラメータとし、漏電抵抗係数βの値に対応した移行時間係数αの特性曲線に基づいて、測定された移行時間Ｔｘに対応した漏電抵抗Ｒｘの値を算出するものであって、特性曲線は、漏電抵抗係数βの増加に伴って移行時間係数αが漸減または漸増する負勾配曲線領域または正勾配曲線領域が存在するが、正勾配曲線領域に続く負勾配曲線領域および全領域が負勾配曲線領域のいずれかである負勾配曲線領域が選択使用され、漏電抵抗Ｒｘの値が限界漏電抵抗Ｒｘ０となったときの移行時間係数αの値は、負勾配曲線領域に含まれるように閾値電圧係数γを定め、移行時間Ｔｘが限界漏電抵抗Ｒｘ０に対応した限界移行時間Ｔｘ０以上の値となったときには、漏電抵抗Ｒｘが過小であるとして抵抗異常判定出力ＥＲ１を発生するとともに、移行時間Ｔｘが、漏電抵抗Ｒｘが０になったとしたときの短絡移行時間Ｔｘ００を超過したときには、タイムアウト異常判定ＥＲＲ１を行うようになっている。

以上の説明で明らかなとおり、この発明の実施の形態２による車載高電圧機器の漏電抵抗検出方法は、車載高電圧機器の漏電抵抗検出装置において、カップリングコンデンサ５１の静電容量をＣとし、正側および負側の漏電等価抵抗６５、６６を並列合成した漏電抵抗の値をＲｘとし、反復信号処理回路３０Ｂ内に設けられた充放電抵抗３３、３５の合計値である直列抵抗の値をＲ０とし、監視電圧Ｖｘが制御電圧Ｖｃｃの状態から所定の閾値電圧（Ｖｃｃ−Ｖ０）に漸減するまでの時間を移行時間Ｔｘとし、移行時間係数α＝Ｔｘ／（Ｒ０×Ｃ）、漏電抵抗係数β＝Ｒｘ／Ｒ０、閾値電圧係数γ＝Ｖ０／Ｖｃｃとしたときに、演算制御回路２０Ｂは、閾値電圧係数γをパラメータとし、漏電抵抗係数βの値に対応した移行時間係数αの特性曲線に基づいて、測定された移行時間Ｔｘに対応した漏電抵抗Ｒｘの値を算出するものであって、特性曲線は、漏電抵抗係数βの増加に伴って移行時間係数αが漸減または漸増する負勾配曲線領域または正勾配曲線領域が存在するが、正勾配曲線領域に続く負勾配曲線領域は、特性曲線補正手段によってあらかじめ適用除外されていて、漏電抵抗Ｒｘの値が限界漏電抵抗Ｒｘ０となったときの移行時間係数αの値は、補正された正勾配曲線領域に含まれるように閾値電圧係数γを定め、移行時間Ｔｘが限界漏電抵抗Ｒｘ０に対応した限界移行時間Ｔｘ０以下の値となったときには、漏電抵抗Ｒｘが過小であるとして抵抗異常判定出力ＥＲ１を発生するとともに、移行時間Ｔｘが、漏電抵抗Ｒｘが無限大になったとしたときの開放移行時間Ｔｘｍを超過したときには、タイムアウト異常判定ＥＲＲ１を行うようになっている。

カップリングコンデンサ５１と車載高電圧機器６０Ｙとの連結接続点Ｂと車体１１との間に接続された試行漏電抵抗５４と試行開閉素子５５とを備え、試行漏電抵抗５４は、限界漏電抵抗Ｒｘ０以下の抵抗であるか、または限界漏電抵抗Ｒｘ０に接近した値であって、限界漏電抵抗Ｒｘ０よりは大きな抵抗である予告漏電抵抗Ｒｘｎ以下の抵抗であり、試行開閉素子５５は、試行漏電抵抗５４と直列接続されており、演算制御回路２０Ｂは、運転開始時に一時的に試行開閉素子５５を閉路するとともに、抵抗異常判定出力ＥＲ１が一瞬だけ作動するかどうか、または漏電抵抗Ｒｘが予告漏電抵抗Ｒｘｎ以下となったときに発生する予告報知出力ＥＲ２が一瞬だけ動作するかどうかを判定し、漏電抵抗Ｒｘの検出動作が正常に行われる状態にあるかどうかを点検し、点検結果が異常であれば、抵抗異常判定出力ＥＲ１または予告報知出力ＥＲ２を継続または断続して発生し、正常であれば、抵抗異常判定出力ＥＲ１または予告報知出力ＥＲ２によって駆動される異常報知器１９が実働できない短時間で出力発生を停止するようになっている。
以上のとおり、この発明の請求項１６に関連し、試行開閉素子によって一時的に接続される試行漏電抵抗を備え、演算制御回路が漏電抵抗の検出動作に関する予備点検を行うようになっている。
したがって、漏電抵抗が正常であれば、一度も作動することのない抵抗異常判定出力または予告報知出力の発生を運転開始時に点検し、点検結果が異常であれば、抵抗異常判定出力または予告報知出力によって異常報知することができる特徴がある。

カップリングコンデンサ５１と車載高電圧機器６０Ｙとの連結接続点Ｂと車体１１との間に接続されたバイパス漏電抵抗５３を備え、演算制御回路２０Ｂは、運転開始時に試行開閉素子５５を閉路して、試行漏電抵抗５４とバイパス漏電抵抗５３と実際の漏電抵抗Ｒｘとが並列接続された状態における合成された第１の漏電抵抗の値を測定するとともに、試行開閉素子５５を開路した状態で、バイパス漏電抵抗５３と実際の漏電抵抗Ｒｘとが並列接続された状態における合成された第２の漏電抵抗の値とを測定し、第１および第２の漏電抵抗の値から、カップリングコンデンサ５１の静電容量Ｃを逆算して校正値として記憶し、校正記憶された静電容量Ｃによれば開閉素子５５の閉路時と開路時とにおける実際の漏電抵抗Ｒｘが同一の値となるように校正値が算出されている。
以上のとおり、この発明の請求項１７に関連し、バイパス漏電抵抗と試行漏電抵抗とを備え、試行開閉素子によって試行漏電抵抗を接続または開放した状態で２種類の合成された漏電抵抗を検出し、これによってカップリングコンデンサの静電容量を校正算出するようになっている。
したがって、未知の漏電抵抗を持つ車載高電圧機器が接続された状態で、運転開始の都度に静電容量の校正が行なえるので、静電容量の初品の固体バラツキ変動と経年変化に伴う変動とに対し、常に正しい静電容量を把握して、正確な漏電抵抗の測定を行なうことができる特徴がある。

実施の形態３．
以下、この発明の実施の形態３に係る装置の全体構成図である図１２について、図１のものとの相違点を中心にして説明する。なお、各図において同一符号は、同一または相当部分を示している。図１２において、漏電抵抗検出装置５０Ｃは、演算制御回路２０Ｃと反復信号出力回路３０Ｃと監視信号処理回路４０Ｃとを備え、車載高電圧機器６０Ｘの漏電抵抗を検出するように構成されている。

主な相違点の第１として、反復信号出力回路３０Ｃは、ＰＮＰ形トランジスタである充放電切換素子３１を備え、反復指令信号ＰＬＳの出力論理レベルが「Ｈ」になると、補助駆動抵抗３２ａを介して補助切換素子３１ａが導通し、その結果、駆動抵抗３２を介して充放電切換素子３１が導通するように構成されており、反復指令信号ＰＬＳの出力論理レベルが「Ｌ」になると、補助安定抵抗３４ａによって補助切換素子３１ａが不導通となり、開路安定抵抗３４によって充放電切換素子３１が不導通となるように構成されている。

主な相違点の第２として、反復指令信号ＰＬＳは、監視信号処理回路４０Ｂに設けられた反転記憶回路５２の出力信号が使用され、図１３において後述するとおり、可変周期のパルス列信号となっている。

主な相違点の第３として、監視信号処理回路４０Ｃは、比較器４１に代わって、第１、第２比較器４１ａ、４１ｂと反転記憶回路５２とを備えている。

第１比較器４１ａの正側入力端子には、制御電源電圧Ｖｃｃを分圧して第１閾値電圧Ｖ１を生成する分圧抵抗４２ａ、４３ａが接続され、比較器４１ａの負側入力端子は、入力抵抗４４ａを介して平滑抵抗４５と平滑コンデンサ４６とによって構成されたノイズフィルタ回路４５、４６に接続され、平滑抵抗４５の一端には、監視電圧Ｖｘが印加されている。

第２比較器４１ｂの負側入力端子には、制御電源電圧Ｖｃｃを分圧して第２閾値電圧Ｖ２を生成する分圧抵抗４２ｂ、４３ｂが接続され、比較器４１ｂの正側入力端子は、入力抵抗４４ｂを介して平滑抵抗４５と平滑コンデンサ４６とによって構成されたノイズフィルタ回路４５、４６に接続されている。

第１比較器４１ａは、監視電圧Ｖｘが第１閾値電圧Ｖ１以下になると出力論理レベルが「Ｈ」となり、第１の反転論理信号ＬＯＷとして演算制御回路２０Ｃに入力されるとともに、フリップフロップ回路である反転記憶回路５２にセット入力を与えるようになっている。

第２比較器４１ｂは、監視電圧Ｖｘが第２閾値電圧Ｖ２以上になると出力論理レベルが「Ｈ」となり、第２の反転論理信号ＨＩＧとして演算制御回路２０Ｃに入力されるとともに、フリップフロップ回路である反転記憶回路５２にリセット入力を与えるようになっている。

反転記憶回路５２のセット出力は、反復指令信号ＰＬＳとして反復信号出力回路３０Ｃに入力されるとともに、帯域履歴論理信号となる反転論理信号ＡＮＳとして演算制御回路２０Ｃへ入力されている。

演算制御回路２０Ｃに設けられたマイクロプロセッサ２１は、プログラムメモリ２４Ｃと協働し、漏電抵抗Ｒｘの値を測定し、測定された漏電抵抗Ｒｘの値が、所定の予告漏電抵抗Ｒｘｎ以下になると予告報知出力ＥＲ２を発生し、限界漏電抵抗Ｒｘ０以下になると抵抗異常判定出力ＥＲ１を発生して異常報知器１９に出力するようになっている。

なお、漏電抵抗検出装置５０Ｃの外部には、図１の場合と同様に低圧直流電源１０や低圧電源スイッチ１２、車両状態信号１８、異常報知器１９が接続され、漏電抵抗検出装置５０Ｃの内部には、制御電源電圧Ｖｃｃを生成する定電圧制御電源２５が設けられている。

以下、図１２のとおり構成されたこの発明の実施の形態３に係る装置について、図１３で示すタイムチャートを用いて、図１２を参照しながら作用動作の概要を説明する。まず、図１２において、図示しない手動電源スイッチが閉路されて、低圧電源スイッチ１２が閉路されると、定電圧制御電源２５が所定の制御電源電圧Ｖｃｃを発生して、マイクロプロセッサ２１が制御動作を開始する。

図１３の（Ａ）は、監視信号処理回路４０Ｃが発生する反復指令信号ＰＬＳの波形を示しており、反復指令信号ＰＬＳが論理レベル「Ｌ」となる第１期間（緩速放電期間）Ｔ１と、論理レベル「Ｈ」となる第２期間（急速充電期間）Ｔ２とは、それぞれが全体周期Ｔ０＝Ｔ１＋Ｔ２の一部を占める相互に異なる値となっている。

また、図１２において、反転指令信号ＰＬＳの論理レベルが「Ｌ」（または「Ｈ」）であるときには、図１３の（Ｂ）で示すとおり充放電切換素子３１は遮断（または導通）される。さらに、図１２において、充放電切換素子３１が遮断されると、漏電抵抗Ｒｘと急速充放電抵抗３５と充放電抵抗３３との直列回路によってカップリングコンデンサ５１は緩速放電され、放電電流の減少に伴って監視電圧Ｖｘが漸減する。また、図１２において、充放電切換素子３１が導通すると、定電圧制御電源２５から急速充放電抵抗３５と漏電抵抗Ｒｘとの直列回路によってカップリングコンデンサ５１に対する急速充電が行なわれ、監視電圧Ｖｘが急増する。

図１３の（Ｃ）は、監視電圧Ｖｘが漸減または急増する様子を示したものとなっているが、この充放電特性の勾配は、前述した算式（８ｘ）、（９ｘ）で示される充放電時定数が大きいほど緩やかな勾配となっている。ただし、τ１＝（Ｒ０＋Ｒｘ）Ｃは、緩速放電時定数、τ２＝（Ｒｑ＋Ｒｘ）Ｃは、急速充電時定数となっている。

図１３の（Ｃ）において、緩速放電された第１期間Ｔ１の終期における監視電圧Ｖｘの値は、第１終期電圧Ｖ１まで漸減し、この時点で第１比較器４１ａの出力である第１の反転論理信号ＬＯＷが「Ｌ」から「Ｈ」に変化することによって、反転記憶回路５２のセット出力の論理レベルが「Ｈ」となり、その結果として充放電切換素子３１が導通して、カップリングコンデンサ５１に対する急速充電が開始する。

急速充電された第２期間Ｔ２の終期における監視電圧Ｖｘの値は、制御電源電圧Ｖｃｃに略等しい値である第２終期電圧Ｖ２まで急増し、この時点で第２比較器４１ｂの出力である第２の反転論理信号ＨＩＧが「Ｌ」から「Ｈ」に変化することによって、反転記憶回路５２のセット出力の論理レベルが「Ｌ」となり、その結果として充放電切換素子３１が遮断されて、カップリングコンデンサ５１に対する緩速放電が開始する。

なお、第２期間Ｔ２の終期において、監視電圧Ｖｘが完全に制御電源電圧Ｖｃｃに収束するのを待たないようにするためには、ΔＶ＝Ｖｃｃ−Ｖ２＝０．０３Ｖｃｃ程度の残差をおいて、制御電源電圧Ｖｃｃから第１終期電圧Ｖ１の値を減じた値となる設定閾値電圧Ｖ０には、当該残差ΔＶを加算しておけばよい。

図１３の（Ｄ）は、第１の反転論理信号ＬＯＷの出力波形であり、図１３の（Ｅ）は、第２の反転論理信号ＨＩＧの出力波形である。図１３の（Ｆ）は、反転記憶回路５２の出力である反転論理信号ＡＮＳの発生波形であり、反転論理信号と反復指令信号ＰＬＳとは、同一の信号となっている。また、測定時間Ｔｘは、反転論理信号ＡＮＳの論理レベルが「Ｌ」となっていて、監視電圧Ｖｘが制御電源電圧Ｖｃｃから第１終期電圧Ｖ１までの設定閾値電圧Ｖ０に相等した漸減電圧を経過している期間となっている。

図１３の（Ｊ）は、カップリングコンデンサ５１の両端電圧Ｅの波形を示したものであり、放電初期電圧＝充電終期電圧＝Ｅ１は、算式（４ｘ）の中で示された安定分圧電圧Ｖｎ０に制御電源電圧Ｖｃｃを加算した値に等しく、放電終期電圧＝充電初期電圧＝Ｅ２の値は、放電期間Ｔ１が無限大のときにＶｎ０まで減少するようになっている。

これにより、閾値電圧係数γとして、図１の場合と同様にγ＝Ｖ０／Ｖｃｃとして算出し、図３〜５の特性線図がそのまま適用できるものであることを以下に証明する。なお、実施の形態１、２では、反復指令信号ＰＬＳの発生周期は一定値であったが、実施の形態３の場合には、漏電抵抗Ｒｘの値に応じて自動的に第１期間Ｔ１と第２期間Ｔ２とが変化し、移行時間Ｔｘの計測が終われば、速やかに次の反復指令信号ＰＬＳが発生するようになっている。また、第２終期電圧Ｖ２は、制御電源電圧Ｖｃｃに接近した値まで上昇したことを確認してから次の第１期間Ｔ１へ移行するので、第２期間Ｔ２には、図９の（Ｃ）のような余裕時間を与えておく必要がない。

図３の上欄で示した算式Ｉは、図１２の実施の形態においても同様に適用できるものであることを以下に証明する。

放電期間
図１２における反復指令信号ＰＬＳの論理レベルが「Ｌ」であって、充放電切換素子３１であるトランジスタが開路している緩速放電期間では、算式（３０ｂ）が成立する。

Ｖｘ＋Ｒ０×Ｃ（ｄＥ／ｄｔ）＝０ ・・・・（３０ｂ）
ただし、Ｒ０＝Ｒｓ＋Ｒｑ≒Ｒｓ＞＞Ｒｑ

算式（３０ｂ）のＶｘを、前述の算式（７ｘ）に代入すると、算式（３１ｂ）が得られる。

Ｖｎ０＝Ｅ＋τ１×（ｄＥ／ｄｔ） ・・・・（３１ｂ）
ただし、τ１＝（Ｒ０＋Ｒｘ）Ｃ≒（Ｒｓ＋Ｒｘ）Ｃ

微分方程式（３１ｂ）において、時刻ｔ＝０におけるＥの初期値をＥ１、無限大時刻におけるＥの値をＶｎ０とすることによって、算式（３２ｂ）で示される解が得られる。

Ｅ＝Ｅ１ｅｘｐ（−ｔ／τ１）＋Ｖｎ０｛１−ｅｘｐ（−ｔ／τ１）｝
・・・・（３２ｂ）

また、算式（３０ｂ）における（ｄＥ／ｄｔ）の値を、前述の算式（７ｘ）に代入すると、算式（３３ｂ）が得られる。

Ｖｘ／（Ｒ０／／Ｒｘ）＝（Ｅ−Ｖｎ０）／Ｒｘ ・・・・（３３ｂ）
ただし、Ｒ０／／Ｒｘは、Ｒ０とＲｘの並列合成抵抗である。

充電期間
図１２における反復指令信号ＰＬＳの論理レベルが「Ｈ」であって、充放電切換素子３１であるトランジスタが閉路している急速充電期間では、算式（３０ａ）が成立する。

Ｃ×Ｒｑ（ｄＥ／ｄｔ）＝Ｖｃｃ−Ｖｘ ・・・・（３０ａ）

算式（３０ａ）のＶｘを、前述の算式（７ｘ）に代入すると、算式（３１ａ）が得られる。

Ｖｎ０＋Ｖｃｃ＝τ２（ｄＥ／ｄｔ）＋Ｅ ・・・・（３１ａ）
ただし、τ２＝（Ｒｑ＋Ｒｘ）×Ｃ

微分方程式（３１ａ）において、時刻ｔ＝０におけるＥの初期値をＥ２、無限大時刻におけるＥの値をＶｎ０＋Ｖｃｃとすることによって、算式（３２ａ）で示される解が得られる。

Ｅ＝Ｅ２ｅｘｐ（−ｔ／τ２）＋（Ｖｎ０＋Ｖｃｃ）｛１−ｅｘｐ（−ｔ／τ２）｝
・・・・（３２ａ）

また、算式（３０ａ）における（ｄＥ／ｄｔ）の値を、前述の算式（７ｘ）に代入すると、算式（３３ａ）が得られる。

Ｖｘ／（Ｒｑ／／Ｒｘ）＝（Ｅ−Ｖｎ０）／Ｒｘ＋Ｖｃｃ／Ｒｑ・・・・（３３ａ）
ただし、Ｒｑ／／Ｒｘは、ＲｑとＲｘの並列合成抵抗である。

安定状態
図１２における反復指令信号ＰＬＳの論理レベルが放電期間Ｔ１と充電期間Ｔ２とにおいて交互に反転し、漏電抵抗Ｒｘの値や高圧直流電源６１の出力電圧Ｖｈが変化していない安定状態においては、算式（３２ｂ）、（３２ａ）における初期値Ｅ１、Ｅ２は、以下のとおり算出される。まず、算式（３２ｂ）において、放電終期の時刻ｔ＝Ｔ１においては、Ｅ＝Ｅ２となるので、算式（３４ｂ）が成立する。

Ｅ２＝Ｅ１×Ｋ１＋Ｖｎ０（１−Ｋ１） ・・・・（３４ｂ）
ただし、Ｋ１＝ｅｘｐ（−Ｔ１／τ１）

また、算式（３２ａ）において、放電終期の時刻ｔ＝Ｔ２においては、Ｅ＝Ｅ１となるので、算式（３４ａ）が成立する。

Ｅ１＝Ｅ２×Ｋ２＋（Ｖｎ０＋Ｖｃｃ）（１−Ｋ２） ・・・・（３４ａ）
ただし、Ｋ２＝ｅｘｐ（−Ｔ２／τ２）

算式（３４ｂ）、（３４ａ）から算式（３５ｂ）、（３５ａ）が得られる。

Ｅ１−Ｖｎ０＝Ｖｃｃ×Ｋ０ ・・・・（３５ｂ）
Ｅ２−Ｖｎ０＝Ｖｃｃ×Ｋ０×Ｋ１ ・・・・（３５ａ）
ただし、Ｋ０＝（１−Ｋ２）／（１−Ｋ１×Ｋ２）

実施の形態３の場合
図１２、１３において、放電開始の時刻ｔ＝０においては、Ｖｘ２＝Ｖ２≒Ｖｃｃとなっているが、時刻Ｔｘ＝Ｔ１において、Ｖｘの値が設定閾値電圧Ｖ１＝（Ｖｃｃ−Ｖ０）に等しくなったとすれば、算式（３２ｂ）から、時刻ｔ＝Ｔｘにおける算式（３９ｂ）が算出される。ただし、放電初期のＥ１の値は、算式（３５ｂ）によってＥ１＝Ｖｎ０＋ＶｃｃＫ０≒Ｖｎ０＋Ｖｃｃになっており、Ｋｘ＝ｅｘｐ（−Ｔｘ／τ１）＝Ｋ１とする。

Ｅｘ＝（Ｖｎ０＋Ｖｃｃ）ｅｘｐ（−Ｔｘ／τ１）＋Ｖｎ０｛１−ｅｘｐ（−Ｔｘ／τ１）｝
＝Ｖｎ０＋ＶｃｃＫｘ ・・・・（３９ｂ）

また、算式（３３ｂ）と算式（３９ｂ）とから、算式（４０ｂ）が得られる。

（Ｖｃｃ−Ｖ０）／（Ｒ０／／Ｒｘ）＝（Ｅｘ−Ｖｎ０）／Ｒｘ
＝ＶｃｃＫｘ／Ｒｘ ・・・・（４０ｂ）

ここで、閾値電圧係数γ＝Ｖ０／Ｖｃｃ、漏電抵抗係数β＝Ｒｘ／Ｒ０、移行時間係数α＝Ｔｘ／（Ｒ０Ｃ）として、算式（４０ｂ）に代入すると、算式（４１）が得られる。

γ＝（１＋β−Ｋｘ）／（１＋β）
∴Ｋｘ＝（１＋β）×（１−γ） ・・・・（４１）

また、Ｋｘ＝ｅｘｐ［−Ｔｘ／｛（Ｒ０＋Ｒｘ）Ｃ｝］＝ｅｘｐ｛−α／（１＋β）｝であるから、自然対数に変換して算式（４２）が得られる。

α＝（１＋β）ＬＯＧｅ（１／Ｋｘ） ・・・・（４２）

算式（４１）、（４２）は、図３の上欄で示した算式Ｉと合致している。

次に、図１４、１５に示す動作説明用フローチャートに基づいて、図６、７の場合と相違点を中心にして、図１２の装置の作用動作を詳細に説明する。なお、図６、７における工程番号が１０００番台になっているのに対し、図１４、１５では、３０００番台が使用され、１００番台以下の番号については、同一番号は同一または相等部分を示している。しかし、相等部分といえども補足説明が必要となる相違部分について以下に説明する。

前半フローチャートである図１４において、点線で示された工程３６０４は、演算制御回路２０Ｃに対して、もしも監視電圧Ｖｘに比例したアナログ電圧ＡＮＬが入力されていて、監視信号処理回路４０Ｃで示された第１比較器４１ａ、第２比較器４１ｂ、反転記憶回路５２に相等する論理処理をマイクロプロセッサ２１によって実行し、演算制御回路２０Ｃから反復指令信号ＰＬＳを発生する場合に必要となるステップであり、この場合には、監視信号処理回路４０Ｃは、ノイズフィルタ４５、４６と演算増幅器とを備えておればよいことになる。

続く工程ブロック３６０５は、工程３６１１と工程３６１２とによって構成されている。工程３６１１は、第１の反転論理信号ＬＯＷの論理レベルを監視して、監視電圧Ｖｘが第１閾値Ｖ１以上であれば、ＹＥＳの判定を行って工程３６１２へ移行し、第１閾値Ｖ１未満であれば、ＮＯの判定を行って工程３６０６ａへ移行する判定ステップである。

工程３６１２は、第２の反転論理信号ＨＩＧの論理レベルを監視して、監視電圧Ｖｘが第２閾値Ｖ２以下であれば、ＹＥＳの判定を行って工程３６０６ｃへ移行し、第２閾値Ｖ２を超過しておれば、ＮＯの判定を行って工程３６０６ａへ移行する判定ステップである。したがって、監視電圧Ｖｘの値が第１閾値Ｖ１以上で第２閾値Ｖ２以下である適正範囲内にあれば、工程３６０６ｃへ移行し、Ｖ１〜Ｖ２の範囲を逸脱しておれば、工程３６０６ａへ移行するようになっている。

次に、後半フローチャートである図１５において、工程３７００は、図１１で前述した工程２７００ａ〜２７００ｃに相等し、カップリングコンデンサ５１の静電容量Ｃの値を出荷調整時に測定して校正値を記憶するための出荷時校正手段となる工程ブロックである。

続く工程３７０１は、第２の反転論理信号ＨＩＧの論理レベルを監視して、論理レベルが「Ｈ」となれば、ＹＥＳの判定を行って工程３７０２へ移行し、論理レベル「Ｌ」であればＮＯの判定を行って、中継端子Ｂを介して図１４の工程３６０８へ移行する判定ステップとなっている。

なお、工程３７０１がＹＥＳの判定を行ったときには、反復指令信号ＰＬＳの論理レベルは「Ｌ」となり、充放電切換素子３１が不導通となって監視電圧Ｖｘが漸減開始し、続く工程３７０２で移行時間の計測が行われるようになっている。

続く工程３７０３は、第１の反転論理信号ＬＯＷの論理レベルを監視して、論理レベルが「Ｈ」となれば、ＹＥＳの判定を行って工程３７０４ａへ移行し、論理レベル「Ｌ」であれば、ＮＯの判定を行って工程３７０４ｂへ移行する判定ステップとなっている。なお、工程３７０３がＹＥＳの判定を行ったときには、反復指令信号ＰＬＳの論理レベルは「Ｈ」となり、充放電切換素子３１が導通して監視電圧Ｖｘが急増開始し、続く工程３７０４ａで移行時間Ｔｘの読出記憶が行われるようになっている。

以上のとおり、工程３７０１と工程３７０３とは、監視電圧Ｖｘの漸減開始時期と漸減完了時期とを判定するものであって、第１の反転論理信号ＨＩＧと第２の反転論理信号ＬＯＷとに代わって、帯域履歴論理信号である反転論理信号ＡＮＳを用いることもできる。

なお、工程３７０５における漏電抵抗Ｒｘの算出においては、図３の曲線１０３のように、全領域が負勾配曲線領域となる特性曲線に基づく場合と、曲線１１２のように、山形曲線の負勾配曲線領域を用いる場合と、曲線１１３のように、山形曲線の正勾配曲線領域を用いる場合とがある。いずれの場合も、閾値電圧係数γ＝Ｖ０／Ｖｃｃをパラメータとする、移行時間係数α対漏電抵抗系数βとの関数式またはデータテーブルを用いて、測定された移行時間Ｔｘの値から漏電抵抗Ｒｘの値を算出するものである。ただし、実施の形態３の場合には、設定閾値電圧Ｖ０は、制御電源電圧Ｖｃｃからの減圧電圧の値となっている。

また、異常判定の方法としては、検出された漏電抵抗Ｒｘと予告漏電抵抗Ｒｘｎや限界漏電抵抗Ｒｘ０とを比較するかわりに、あらかじめ予告漏電抵抗Ｒｘｎや限界漏電抵抗Ｒｘ０に対応した予告移行時間Ｔｘｎや限界移行時間Ｔｘ０を算出しておいて、実際の移行時間Ｔｘと予告移行時間Ｔｘｎや限界移行時間Ｔｘ０とを比較することもできる。

また、移行時間係数αの分母となる基準時定数Ｒ０×Ｃの値や、漏電抵抗係数βの分母となる直列抵抗Ｒ０の値や、閾値電圧係数γの値を固定値として扱う場合には、関数式やデータテーブルは、移行時間Ｔｘ対漏電抵抗Ｒｘの直接算式またはデータテーブルを使用することも可能である。この場合には、運転中に複雑な演算処理を行わないでも、測定された移行時間Ｔｘから、漏電抵抗Ｒｘを直接算出することができる。

しかし、閾値電圧係数γや移行時間係数αの分母や、漏電抵抗係数βの分母の値を、適用車種や運転中の状態に応じて変更したい場合には、無単位化された指標値であるα、β、γを用いた関数式またはデータテーブルにしておくのが便利である。その他、演算制御回路２０Ｃがアナログ入力ポートを有する場合には、監視信号処理回路４０Ｃの第１比較器４１ａ、第２比較器４１ｂ、反転記憶回路５２の代わりに演算増幅器を設け、監視電圧Ｖｘに比例したアナログ信号電圧ＡＮＬを演算制御回路２０Ｃに入力して、マイクロプロセッサ２１によって反転論理信号ＬＯＷ、ＨＩＧ、ＡＮＳを生成し、反復指令信号ＰＬＳを発生することも可能である。

その他、図１２の実施の形態では、連結接続点Ｂが車載高電圧機器６０Ｘの負側電源線６７に接続されているが、これを正側電源線に接続するようにしても、算式Ｉには変化は生じないようになっている。

以上の説明で明らかなとおり、この発明の実施の形態３による車載高電圧機器の漏電抵抗検出装置は、車載の高圧直流電源６１と、当該高圧直流電源から給電駆動される高圧電気負荷６４とよりなる車載高電圧機器６０Ｘに接続され、当該車載高電圧機器は、正電位側の漏電等価抵抗６５と負電位側の漏電等価抵抗６６とで代表される車体１１に対する漏電抵抗Ｒｘを有し、負端子が車体１１に接続された低圧直流電源１０から給電駆動されて制御電源電圧Ｖｃｃを発生する定電圧制御電源２５を備えるとともに、一端Ｂが車載高電圧機器６０Ｘの所定部位に接続されるカップリングコンデンサ５１を介して、漏電抵抗Ｒｘの値を測定する車載高電圧機器の漏電抵抗検出装置５０Ｃであって、漏電抵抗検出装置５０Ｃは、反復信号出力回路３０Ｃと監視信号処理回路４０Ｃと、互いに協働するマイクロプロセッサ２１とプログラムメモリ２４Ｃを含む演算制御回路２０Ｃとを備えている。
また、反復信号出力回路３０Ｃは、反復指令信号ＰＬＳに応動する充放電切換素子３１の切換動作に応動して、充放電抵抗３３、３５を介してカップリングコンデンサ５１の他端である測定点Ａを、制御電源電圧Ｖｃｃに断続接続する充電期間と放電期間とを交互に反復し、測定点Ａと車体１１との間の電位である監視電圧Ｖｘを漸増または漸減させ、監視信号処理回路４０Ｃは、充放電時定数が大きくなるほど緩やかな勾配で漸増または漸減する監視電圧Ｖｘの値が、所定の閾値電圧を通過するときに反転論理信号ＡＮＳ、ＬＯＷ、ＨＩＧを発生して演算制御回路２０Ｃに入力するか、または監視電圧Ｖｘに比例したアナログ信号電圧ＡＮＬを発生して演算制御回路２０Ｃに入力し、演算制御回路２０Ｃは、監視電圧Ｖｘの値が０ボルト以上の１つの閾値電圧と、制御電源電圧Ｖｃｃ以下の他の閾値電圧との間で、一方から他方に変化するまでの移行時間Ｔｘを測定し、当該移行時間Ｔｘと漏電抵抗Ｒｘとの関数式またはデータテーブルに基づいて、正電位側の漏電等価抵抗６５と負電位側の漏電等価抵抗６６との並列合成抵である漏電抵抗Ｒｘを算出し、当該漏電抵抗Ｒｘが所定の限界漏電抵抗Ｒｘ０以下となったとき、または移行時間Ｔｘが所定の限界漏電抵抗Ｒｘ０に対応した限界移行時間Ｔｘ０となったときに抵抗異常判定出力ＥＲ１を発生し、反復指令信号ＰＬＳは、移行時間Ｔｘの到来に伴って出力パルスが反転する可変周期のパルス信号となっている。

反復信号出力回路３０Ｃは、充放電切換素子３１の切換動作に応動して、抵抗値Ｒｑを持つ急速充放電抵抗３５を介して、カップリングコンデンサ５１の他端である測定点Ａを定電圧制御電源２５の出力端子に接続するか、抵抗値Ｒｑに比べて十分大きな値である抵抗値Ｒｓを持つ基準抵抗３３を介して、車体電位となる負端子に接続し、測定点Ａと車体１１との間の電位である監視電圧Ｖｘを急増または漸減させ、監視信号処理回路４０Ｃは、抵抗値Ｒｓ（Ｒｓ＞＞Ｒｑ）と漏電抵抗Ｒｘとの和と、カップリングコンデンサ５１の静電容量Ｃとの積である時定数（Ｒｓ＋Ｒｘ）Ｃが大きいほど緩やかな勾配で漸減する監視電圧Ｖｘの値が、第１の閾値Ｖ１を下降通過するときに第１の反転論理信号ＡＮＳ、ＬＯＷを発生して演算制御回路２０Ｃに入力するか、または監視電圧Ｖｘに比例したアナログ信号電圧ＡＮＬを発生して演算制御回路２０Ｃに入力するとともに、時定数（Ｒｑ＋Ｒｘ）Ｃが小さいほど大きな勾配で急増する監視電圧Ｖｘの値が、制御電源点圧Ｖｃｃに接近した第２の閾値Ｖ２を上昇通過するときに第２の反転論理信号ＡＮＳ、ＨＩＧを発生して演算制御回路２０Ｃに入力するか、または監視電圧Ｖｘに比例したアナログ信号電圧ＡＮＬを発生して演算制御回路２０Ｃに入力する。

演算制御回路２０Ｃは、第２の反転論理信号ＡＮＳ、ＨＩＧが入力されるか、または入力されたアナログ信号電圧ＡＮＬに基づいて、第２の反転論理信号ＡＮＳ、ＨＩＧを生成するとともに、第１の反転論理信号ＡＮＳ、ＬＯＷが入力されるか、または入力されたアナログ信号電圧ＡＮＬに基づいて、第１の反転論理信号ＡＮＳ、ＬＯＷを生成し、演算制御回路２０Ｃはまた、第２の反転論理信号ＡＮＳ、ＨＩＧが発生してから、第１の反転論理信号ＡＮＳ、ＬＯＷが得られるまでの時間を移行時間Ｔｘとして計測し、演算制御回路２０Ｃまたは監視信号処理回路４０Ｃはまた、第１の反転論理信号ＡＮＳ、ＬＯＷおよび第２の反転論理信号ＡＮＳ、ＨＩＧが入力または生成された時点において反復指令信号ＰＬＳを反転させ、第１および第２の反転論理信号は、第１の閾値Ｖ１の前後において出力論理が変化する第１の論理信号ＬＯＷと、第２の閾値Ｖ２の前後において出力論理が変化する第２の論理信号ＨＩＧとによる一対の論理信号であるか、または、第１の閾値Ｖ１以下になってから第２の閾値Ｖ２以上になるまでは、「Ｌ」または「Ｈ」の第１の論理状態となり、第２の閾値Ｖ２以上になってから第１の閾値Ｖ１以下になるまでは、「Ｈ」または「Ｌ」の第２の論理状態となる帯域履歴論理信号ＡＮＳとなっている。
以上のとおり、この発明の請求項５に関連して、反復信号出力回路は、カップリングコンデンサに対する充放電を行い、演算処理回路は、第２の閾値Ｖ２を制御電源電圧Ｖｃｃに接近した値として、第１の閾値Ｖ１に下降するまでの時間を移行時間Ｔｘとして測定するとともに、監視信号処理回路または演算制御回路は監視電圧Ｖｘが第１の閾値Ｖ１を下降通過したときと、第２の閾値Ｖ２を上昇通過したときとに、パルス出力を反転させるようになっている。
したがって、移行時間Ｔｘの測定完了に伴って出力パルスが反転し、充放電の完了を確認して直ちに出力パルスが反転するので、漏電抵抗が小さくなるほど反復指令信号ＰＬＳの発生周期が短縮され、速やかに異常検出を行うことができる特徴がある。

以上の説明で明らかなとおり、この発明の実施の形態３による車載高電圧機器の漏電抵抗検出方法は、車載高電圧機器の漏電抵抗検出装置において、カップリングコンデンサ５１の静電容量をＣとし、正側および負側の漏電等価抵抗６５、６６を並列合成した漏電抵抗の値をＲｘとし、反復信号処理回路３０Ｃ内に設けられた充放電抵抗３３、３５の合計値である直列抵抗の値をＲ０とし、監視電圧Ｖｘが制御電圧Ｖｃｃの状態から所定の閾値電圧（Ｖｃｃ−Ｖ０）に漸減するまでの時間を移行時間Ｔｘとし、移行時間係数α＝Ｔｘ／（Ｒ０×Ｃ）、漏電抵抗係数β＝Ｒｘ／Ｒ０、閾値電圧係数γ＝Ｖ０／Ｖｃｃとしたときに、演算制御回路２０Ｃは、閾値電圧係数γをパラメータとし、漏電抵抗係数βの値に対応した移行時間係数αの特性曲線に基づいて、測定された移行時間Ｔｘに対応した漏電抵抗Ｒｘの値を算出するものであって、特性曲線は、漏電抵抗係数βの増加に伴って移行時間係数αが漸減または漸増する負勾配曲線領域または正勾配曲線領域が存在するが、正勾配曲線領域に続く負勾配曲線領域および全領域が負勾配曲線領域のいずれかである負勾配曲線領域が選択使用され、漏電抵抗Ｒｘの値が限界漏電抵抗Ｒｘ０となったときの移行時間係数αの値は、負勾配曲線領域に含まれるように閾値電圧係数γを定め、移行時間Ｔｘが限界漏電抵抗Ｒｘ０に対応した限界移行時間Ｔｘ０以上の値となったときには、漏電抵抗Ｒｘが過小であるとして抵抗異常判定出力ＥＲ１を発生するとともに、移行時間Ｔｘが、漏電抵抗Ｒｘが０になったとしたときの短絡移行時間Ｔｘ００を超過したときには、タイムアウト異常判定ＥＲＲ１を行うようになっている。

以上の説明で明らかなとおり、この発明の実施の形態３による車載高電圧機器の漏電抵抗検出方法は、車載高電圧機器の漏電抵抗検出装置において、カップリングコンデンサ５１の静電容量をＣとし、正側および負側の漏電等価抵抗６５、６６を並列合成した漏電抵抗の値をＲｘとし、反復信号処理回路３０Ｃ内に設けられた充放電抵抗３３、３５の合計値である直列抵抗の値をＲ０とし、監視電圧Ｖｘが制御電圧Ｖｃｃの状態から所定の閾値電圧（Ｖｃｃ−Ｖ０）に漸減するまでの時間を移行時間Ｔｘとし、移行時間係数α＝Ｔｘ／（Ｒ０×Ｃ）、漏電抵抗係数β＝Ｒｘ／Ｒ０、閾値電圧係数γ＝Ｖ０／Ｖｃｃとしたときに、演算制御回路２０Ｃは、閾値電圧係数γをパラメータとし、漏電抵抗係数βの値に対応した移行時間係数αの特性曲線に基づいて、測定された移行時間Ｔｘに対応した漏電抵抗Ｒｘの値を算出するものであって、特性曲線は、漏電抵抗係数βの増加に伴って移行時間係数αが漸減または漸増する負勾配曲線領域または正勾配曲線領域が存在するが、正勾配曲線領域に続く負勾配曲線領域は、特性曲線補正手段によってあらかじめ適用除外されていて、漏電抵抗Ｒｘの値が限界漏電抵抗Ｒｘ０となったときの移行時間係数αの値は、補正された正勾配曲線領域に含まれるように閾値電圧係数γを定め、移行時間Ｔｘが限界漏電抵抗Ｒｘ０に対応した限界移行時間Ｔｘ０以下の値となったときには、漏電抵抗Ｒｘが過小であるとして抵抗異常判定出力ＥＲ１を発生するとともに、移行時間Ｔｘが、漏電抵抗Ｒｘが無限大になったとしたときの開放移行時間Ｔｘｍを超過したときには、タイムアウト異常判定ＥＲＲ１を行うようになっている。

実施の形態４．
以下、この発明の実施の形態４に係る装置の全体構成図である図１６について、図１のものとの相違点を中心にして説明する。なお、各図において同一符号は、同一または相当部分を示している。図１６において、漏電抵抗検出装置５０Ｄは、演算制御回路２０Ｄと反復信号出力回路３０Ｄと監視信号処理回路４０Ｄとを備え、車載高電圧機器６０Ｙの漏電抵抗を検出するように構成されている。

主な相違点の第１として、車載高電圧機器６０Ｙは、正側電源線６８が相互連結端子１６を介してカップリングコンデンサ５１の一端Ｂに接続されていて、正側漏電等価抵抗６５は、連結接続側の漏電等価抵抗Ｒ２となり、負側漏電等価抵抗６６は、非連結接続側の漏電等価抵抗Ｒ１となっていることである。

主な相違点の第２として、反復信号出力回路３０Ｄには、可変周期の反復指令信号ＰＬＳが監視信号処理回路４０Ｄから供給されていることである。

主な相違点の第３として、監視信号処理回路４０Ｄでは、比較器４１ｃは、正帰還抵抗４８によって出力端子と正側入力端子とが接続されていて、正側入力端子は、入力抵抗４４ｃとノイズフィルタ４５、４６を介して測定点Ａに接続されている。比較器４１ｃの負側入力端子には、分圧抵抗４２ｃ、４３ｃを介して制御電源電圧Ｖｃｃを分圧して得られる比較基準電圧Ｖｓが印加されている。このように構成された比較器４１ｃの出力は、帯域履歴論理信号となる反転論理信号ＡＮＳとして演算制御回路２０Ｄに入力されている。

なお、比較基準電圧Ｖｓの値は、設定閾値電圧Ｖ０＝Ｖ２とし、入力抵抗４４ｃと平滑抵抗４５との直列合成抵抗値をＲ４４、正帰還抵抗４８の抵抗値をＲ４８としたときに、算式（８）で示された値が適用される。

Ｖｓ＝Ｖ０×Ｒ４８／（Ｒ４４＋Ｒ４８） ・・・・（８）

また、ヒステリシス回路を構成する比較器４１ｃの出力論理が「Ｈ」から「Ｌ」に復帰する監視電圧Ｖｘの値をＶ１≒０とするためには、算式（９）の関係を持つように抵抗値Ｒ４４とＲ４８との値を定めればよい。

Ｖｓ＝Ｖｃｃ×Ｒ４４／（Ｒ４４＋Ｒ４８） ・・・・（９）

算式（８）、（９）によれば、監視電圧Ｖｘの値が判定閾値Ｖ０＝Ｖ２に上昇した時点で、比較器４１ｃの出力である反転論理信号ＡＮＳの論理レベルが「Ｈ」となり、一旦反転論理信号ＡＮＳの論理レベルが「Ｈ」になると、監視電圧Ｖｘの値がＶ１≒０に減少するまで、比較器４１ｃは、現状出力論理を維持するようヒステリシス動作を行うことになる。

主な相違点の第４として、相互連結端子１６と車体１１との間には、試行漏電抵抗５４と試行用開閉素子５５との直列回路が接続されていて、例えば光絶縁形のトランジスタである試行用開閉素子５５は、駆動抵抗５６を介して演算制御回路２０Ｄに設けられた試行運転指令ＴＳＴから導通指令を受けるようになっている。試行漏電抵抗５４の抵抗値である試行抵抗Ｒ４は、例えば限界漏電抵抗Ｒｘ０であるか、または予告漏電抵抗Ｒｘｎと等しくなっていて、試行用開閉素子５５は、図示しない手動電源スイッチが閉路されて、低圧電源スイッチ１２が閉路した直後の運転開始時に一時的に導通するようになっている。

これにより、漏電抵抗の検出制御が正しく行われているかどうかの運転前点検が行われるとともに、カップリングコンデンサ５１の静電容量Ｃの固体バラツキ変動や、経年変化を検出し、校正された静電容量Ｃの値を使用することができるようになっている。

演算制御回路２０Ｄに設けられたマイクロプロセッサ２１は、プログラムメモリ２４Ｄと協働し、漏電抵抗Ｒｘの値を測定し、測定された漏電抵抗Ｒｘの値が、所定の予告漏電抵抗Ｒｘｎ以下になると予告報知出力ＥＲ２を発生し、限界漏電抵抗Ｒｘ０以下になると抵抗異常判定出力ＥＲ１を発生して異常報知器１９に出力するとともに、正しく異常報知用の出力が発生しているかどうかが、報知指令確認信号ＲＥＴとして帰還入力されている。

なお、漏電抵抗検出装置５０Ｄの外部には、図１の場合と同様に低圧直流電源１０や低圧電源スイッチ１２、車両状態信号１８、異常報知器１９が接続され、漏電抵抗検出装置５０Ｄの内部には、制御電源電圧Ｖｃｃを生成する定電圧制御電源２５が設けられている。

以下、図１６のとおり構成されたこの発明の実施の形態４に係る装置について、図１７で示すタイムチャートを用いて、図１６を参照しながら作用動作の概要を説明する。まず、図１６において、図示しない手動電源スイッチが閉路されて、低圧電源スイッチ１２が閉路されると、定電圧制御電源２５が所定の制御電源電圧Ｖｃｃを発生して、マイクロプロセッサ２１が制御動作を開始する。

図１７の（Ａ）は、監視信号処理回路４０Ｄが発生する反復指令信号ＰＬＳの波形を示しており、反復指令信号ＰＬＳが論理レベル「Ｌ」となる第１期間（緩速放電期間）Ｔ１と、論理レベル「Ｈ」となる第２期間（急速充電期間）Ｔ２とは、それぞれが全体周期Ｔ０＝Ｔ１＋Ｔ２の一部を占める相互に異なる値となっている。

また、図１６において、反転指令信号ＰＬＳの論理レベルが「Ｌ」（または「Ｈ」）であるときには、図１７の（Ｂ）で示すとおり充放電切換素子３１は遮断（または導通）される。さらに、図１６において、充放電切換素子３１が遮断されると、漏電抵抗Ｒｘと急速充放電抵抗３５と充放電抵抗３３との直列回路によってカップリングコンデンサ５１は緩速放電され、充電電流の減少に伴って監視電圧Ｖｘが漸増する。また、図１６において、充放電切換素子３１が導通すると、急速充放電抵抗３５と漏電抵抗Ｒｘとの直列回路によってカップリングコンデンサ５１に対する急速充電が行なわれ、監視電圧Ｖｘが急減する。

図１７の（Ｃ）は、監視電圧Ｖｘが漸増または急減する様子を示したものとなっているが、この充放電特性の勾配は、前述した算式（８ｙ）、（９ｙ）で示される充放電時定数が大きいほど緩やかな勾配となっている。ただし、τ１＝（Ｒ０＋Ｒｘ）Ｃは、緩速放電時定数、τ２＝（Ｒｑ＋Ｒｘ）Ｃは、急速充電時定数となっている。

図１７の（Ｃ）において、緩速放電された第１期間Ｔ１の終期における監視電圧Ｖｘの値は、第１終期電圧Ｖ２まで漸増し、この時点で比較器４１ｃの出力である反転論理信号ＡＮＳが「Ｌ」から「Ｈ」に変化することによって、充放電切換素子３１が導通して、カップリングコンデンサ５１に対する急速充電が開始する。

急速充電された第２期間Ｔ２の終期における監視電圧Ｖｘの値は、Ｖ１≒０まで急減し、この時点で比較器４１ｃの出力である反転論理信号ＡＮＳが「Ｈ」から「Ｌ」に変化することによって、反転記憶回路５２の論理レベルが「Ｌ」となり、その結果として充放電切換素子３１が遮断されて、カップリングコンデンサ５１に対する緩速放電が開始する。

なお、第２期間Ｔ２の終期において、監視電圧Ｖｘが完全に０ボルトに収束するのを待たないようにするためには、ΔＶ＝Ｖ１＝０．０３Ｖｃｃ程度の残差をおいて、設定閾値電圧Ｖ０には、当該残差ΔＶを加算しておけばよい。

図１７の（Ｄ）は、比較器４１ｃの出力である反転論理信号ＡＮＳの発生波形であり、反転論理信号ＡＮＳと反復指令信号ＰＬＳとは、同一の信号となっている。また、測定時間Ｔｘは、反転論理信号ＡＮＳの論理レベルが「Ｌ」となっていて、監視電圧Ｖｘが第１初期電圧Ｖ１≒０から第１終期電圧Ｖ２＝Ｖ０に漸増している期間となっている。

図１７の（Ｅ）は、カップリングコンデンサ５１の両端電圧Ｅの波形を示したものであり、放電初期電圧＝充電終期電圧＝Ｅ１は、算式（４ｙ）の中で示された安定分圧電圧Ｖｎ０に等しく、放電終期電圧＝充電初期電圧＝Ｅ２の値は、放電期間Ｔ１が無限大のときにＶｎ０−Ｖｃｃまで減少するようになっている。

これにより、閾値電圧係数γとして、図１の場合と同様にγ＝Ｖ０／Ｖｃｃとして算出し、図３〜５の特性線図がそのまま適用できるものであることを以下に証明する。なお、実施の形態１、２では、反復指令信号ＰＬＳの発生周期は一定値であったが、実施の形態３、４の場合には、漏電抵抗Ｒｘの値に応じて自動的に第１期間Ｔ１と第２期間Ｔ２とが変化し、移行時間Ｔｘの計測が終われば、速やかに次の反復指令信号ＰＬＳが発生するようになっている。また、第２終期電圧Ｖ１は、Ｖ１≒０に接近した値まで減少したことを確認してから次の第１期間Ｔ１へ移行するので、第２期間Ｔ２には、図２の（Ｃ）のような余裕時間を与えておく必要がない。

図３の上欄で示した算式Ｉは、図１６の実施の形態においても同様に適用できるものであることを以下に証明する。

放電期間
図１６における反復指令信号ＰＬＳの論理レベルが「Ｌ」であって、充放電切換素子３１であるトランジスタが開路している緩速放電期間では、算式（３０ｂｂ）が成立する。

Ｃ×Ｒ０（ｄＥ／ｄｔ）＝Ｖｘ−Ｖｃｃ ・・・・（３０ｂｂ）
ただし、Ｒ０＝Ｒｓ＋Ｒｑ≒Ｒｓ＞＞Ｒｑ

算式（３０ｂｂ）のＶｘを、前述の算式（７ｙ）に代入すると、算式（３１ｂｂ）が得られる。

Ｖｎ０−Ｖｃｃ＝τ１（ｄＥ／ｄｔ）＋Ｅ ・・・・（３１ｂｂ）
ただし、τ１＝（Ｒ０＋Ｒｘ）×Ｃ

微分方程式（３１ｂｂ）において、時刻ｔ＝０におけるＥの初期値をＥ１、無限大時刻におけるＥの値をＶｎ０−Ｖｃｃとすることによって、算式（３２ｂｂ）で示される解が得られる。

Ｅ＝Ｅ１ｅｘｐ（−ｔ／τ１）＋（Ｖｎ０−Ｖｃｃ）｛１−ｅｘｐ（−ｔ／τ１）｝ ・・・・（３２ｂｂ）

また、算式（３０ｂｂ）における（ｄＥ／ｄｔ）の値を、前述の算式（７ｙ）に代入すると、算式（３３ｂｂ）が得られる。

Ｖｘ／（Ｒ０／／Ｒｘ）＝（Ｖｎ０−Ｅ）／Ｒｘ＋Ｖｃｃ／Ｒ０
・・・・（３３ｂｂ）
ただし、Ｒ０／／Ｒｘは、Ｒ０とＲｘの並列合成抵抗である。

充電期間
図１６における反復指令信号ＰＬＳの論理レベルが「Ｈ」であって、充放電切換素子３１であるトランジスタが閉路している急速充電期間では、算式（３０ａａ）が成立する。

Ｖｘ＝Ｒｑ×Ｃ（ｄＥ／ｄｔ）＝０ ・・・・（３０ａａ）

算式（３０ａａ）のＶｘを、前述の算式（７ｙ）に代入すると、算式（３１ａａ）が得られる。
Ｖｎ０＝Ｅ＋τ２×（ｄＥ／ｄｔ） ・・・・（３１ａａ）
ただし、τ２＝（Ｒｑ＋Ｒｘ）Ｃ

微分方程式（３１ａａ）において、時刻ｔ＝０におけるＥの初期値をＥ２、無限大時刻におけるＥの値をＶｎ０−Ｖｃｃとすることによって、算式（３２ａａ）で示される解が得られる。

Ｅ＝Ｅ２ｅｘｐ（−ｔ／τ２）＋（Ｖｎ０−Ｖｃｃ）｛１−ｅｘｐ（−ｔ／τ２）｝ ・・・・（３２ａａ）

また、算式（３０ａａ）における（ｄＥ／ｄｔ）の値を、前述の算式（７ｙ）に代入すると、算式（３３ａａ）が得られる。

Ｖｘ／（Ｒｑ／／Ｒｘ）＝（Ｖｎ０−Ｅ）／Ｒｘ ・・・・（３３ａａ）
ただし、Ｒｑ／／Ｒｘは、ＲｑとＲｘの並列合成抵抗である。

安定状態
図１６における反復指令信号ＰＬＳの論理レベルが放電期間Ｔ１と充電期間Ｔ２とにおいて交互に反転し、漏電抵抗Ｒｘの値や高圧直流電源６１の出力電圧Ｖｈが変化していない安定状態においては、算式（３２ｂｂ）、（３２ａａ）における初期値Ｅ１、Ｅ２は、以下のとおり算出される。まず、算式（３２ｂｂ）において、放電終期の時刻ｔ＝Ｔ１においては、Ｅ＝Ｅ２となるので算式（３４ｂｂ）が成立する。

Ｅ２＝Ｅ１×Ｋ１＋（Ｖｎ０−Ｖｃｃ）（１−Ｋ１） ・・・・（３４ｂｂ）
ただし、Ｋ１＝ｅｘｐ（−Ｔ１／τ１）

また、算式（３２ａａ）において、充電終期の時刻ｔ＝Ｔ２においては、Ｅ＝Ｅ１となるので、算式（３４ａａ）が成立する。

Ｅ１＝Ｅ２×Ｋ２＋Ｖｎ０（１−Ｋ２） ・・・・（３４ａａ）
ただし、Ｋ２＝ｅｘｐ（−Ｔ２／τ２）

算式（３４ｂｂ）、（３４ａａ）から算式（３５ｂｂ）、（３５ａａ）が得られる。

Ｖｎ０−Ｅ１＝Ｖｃｃ×Ｋ０×Ｋ２ ・・・・（３５ｂｂ）
Ｖｎ０−Ｅ２＝Ｖｃｃ×Ｋ０ ・・・・（３５ａａ）
ただし、Ｋ０＝（１−Ｋ１）／（１−Ｋ１×Ｋ２）

実施の形態４の場合
図１６、１７において、放電開始の時刻ｔ＝０においては、Ｖｘ１＝Ｖ１≒０となっているが、時刻Ｔｘ＝Ｔ１において、Ｖｘの値が設定閾値電圧Ｖ２＝Ｖ０に等しくなったとすれば、算式（３２ｂｂ）から、時刻ｔ＝Ｔｘにおける算式（３９ｂｂ）が算出される。
ただし、放電初期のＥ１の値は、算式（３５ｂ）によってＥ１＝Ｖｎ０−ＶｃｃＫ０Ｋ２≒Ｖｎ０になっており、Ｋｘ＝ｅｘｐ（−Ｔｘ／τ１）＝Ｋ１とする。

Ｅｘ＝Ｖｎ０ｅｘｐ（−Ｔｘ／τ１）＋（Ｖｎ０−Ｖｃｃ）｛１−ｅｘｐ（−Ｔｘ／τ１）｝
＝Ｖｎ０−Ｖｃｃ（１−Ｋｘ） ・・・・（３９ｂｂ）

また、算式（３３ｂｂ）と算式（３９ｂｂ）から、算式（４０ｂｂ）が得られる。
Ｖ０／（Ｒ０／／Ｒｘ）＝（Ｖｎ０−Ｅｘ）／Ｒｘ＋Ｖｃｃ／Ｒ０
＝Ｖｃｃ／（Ｒ０／／Ｒｘ）−ＶｃｃＫｘ／Ｒｘ
・・・・（４０ｂｂ）

ここで、閾値電圧係数γ＝Ｖ０／Ｖｃｃ、漏電抵抗係数β＝Ｒｘ／Ｒ０、移行時間係数α＝Ｔｘ／（Ｒ０Ｃ）として、算式（４０ｂｂ）に代入すると、算式（４１）が得られる。

γ＝（１＋β−Ｋｘ）／（１＋β）
∴Ｋｘ＝（１＋β）×（１−γ） ・・・・（４１）

また、Ｋｘ＝ｅｘｐ［−Ｔｘ／｛（Ｒ０＋Ｒｘ）Ｃ｝］＝ｅｘｐ｛−α／（１＋β）｝であるから、自然対数に変換して算式（４２）が得られる。

α＝（１＋β）ＬＯＧｅ（１／Ｋｘ） ・・・・（４２）

算式（４１）、（４２）は、図３の上欄で示した算式Ｉと合致している。

次に、図１８、１９に示す動作説明用フローチャートに基づいて、図６、７の場合と相違点を中心にして、図１６の装置の作用動作を詳細に説明する。なお、図６、７における工程番号が１０００番台になっているのに対し、図１８、１９では、４０００番台が使用され、１００番台以下の番号については、同一番号は同一または相等部分を示している。しかし、相等部分といえども補足説明が必要となる相違部分について以下に説明する。

前半フローチャートである図１８において、点線で示された工程４６０４は、演算制御回路２０Ｄに対して、もしも監視電圧Ｖｘに比例したアナログ電圧ＡＮＬが入力されていて、監視信号処理回路４０Ｄで示された比較器４１ｃによるヒステリシス回路に相等する論理処理をマイクロプロセッサ２１によって実行し、演算制御回路２０Ｄから反復指令信号ＰＬＳを発生する場合に必要となるステップであり、この場合には、監視信号処理回路４０Ｄは、ノイズフィルタ４５、４６と演算増幅器とを備えておればよいことになる。

続く工程４６０５は、マイクロプロセッサ２１に入力されている反転論理信号ＡＮＳの論理が変化したかどうかを判定し、反復指令信号ＰＬＳの１周期の期間内に論理変化があれば、ＹＥＳの判定を行って工程４６０６ｃへ移行し、論理変化が無ければ、ＮＯの判定を行って工程４６０６ａへ移行する判定ステップであり、工程４６０５がＹＥＳの判定を行うのは、監視電圧Ｖｘの値が適正範囲０〜Ｖｃｃの間にあって、設定閾値電圧Ｖ０を上昇通過または下降通過したことを告げている。

次に、後半フローチャートである図１９において、工程４７００ａは、校正運転を行うかどうかを判定するステップであり、漏電抵抗検出装置５０Ｄの出荷検査においてカップリングコンデンサ５１の静電容量Ｃの校正値を測定したい場合、あるいは漏電抵抗検出装置５０Ｄの実働運転時において、低圧電源スイッチ１２が閉路されて漏電抵抗検出装置５０Ｄに給電された直後においてＹＥＳの判定を行って工程４７００ｃへ移行し、校正運転が完了すれば、ＮＯの判定を行って工程４７００ｂへ移行するようになっている。

工程４７００ｃは、出荷調整運転のときであればテストフラグをセットし、実働運転開始時であれば試行運転指令ＴＳＴを発生してから工程４７０１へ移行する運転時校正手段となるステップであり、工程４７００ｂは、工程４７００ｃで発生したテストフラグをリセットするとともに、試行運転指令ＴＳＴを停止してから工程４７０１へ移行するステップである。

出荷調整運転のときであれば、演算制御回路２０Ｄは、カップリングコンデンサ５１と車載高電圧機器６０Ｙとが接続されていない状態で、後述の工程４７０６により漏電抵抗Ｒｘの測定を行い、得られた結果がバイパス漏電抵抗５３による付加抵抗Ｒ３となるように、カップリングコンデンサ５１の静電容量Ｃの値を校正記憶するようになっている。

実働運転開始時であれば、演算制御回路２０Ｄは、運転開始時に一時的に試行開閉素子５５を閉路するとともに、抵抗異常判定出力ＥＲ１が一瞬だけ作動するかどうか、または漏電抵抗Ｒｘが予告漏電抵抗Ｒｘｎ以下となったときに発生する予告報知出力ＥＲ２が一瞬だけ動作するかどうかを判定し、漏電抵抗Ｒｘの検出動作が正常に行われる状態にあるかどうかを点検し、点検結果が異常であれば、抵抗異常判定出力ＥＲ１または予告報知出力ＥＲ２を継続または断続して発生し、正常であれば、抵抗異常判定出力ＥＲ１または予告報知出力ＥＲ２によって駆動される異常報知器１９が実働できない短時間で出力発生を停止するようになっている。

また、演算制御回路２０Ｄは、運転開始時に試行開閉素子５５を閉路して、試行漏電抵抗５４とバイパス漏電抵抗５３と実際の漏電抵抗Ｒｘとが並列接続された状態における合成された第１の漏電抵抗の値を測定するとともに、試行開閉素子５５を開路した状態で、バイパス漏電抵抗５３と実際の漏電抵抗Ｒｘとが並列接続された状態における合成された第２の漏電抵抗の値とを測定し、第１および第２の漏電抵抗の値からカップリングコンデンサ５１の静電容量Ｃを逆算して校正値として記憶し、校正記憶された静電容量Ｃによれば開閉素子５５の閉路時と開路時とにおける実際の漏電抵抗Ｒｘが同一の値となるように校正値が算出されているようになっている。

続く工程４７０１は、反転論理信号ＡＮＳの論理レベルを監視して、論理レベルが「Ｌ」となれば、ＹＥＳの判定を行って工程４７０２へ移行し、論理レベル「Ｈ」であればＮＯの判定を行って、中継端子Ｂを介して図１８の工程４６０８へ移行する判定ステップとなっている。

なお、工程４７０１がＹＥＳの判定を行ったときには、反復指令信号ＰＬＳの論理レベルは「Ｌ」となり、充放電切換素子３１が不導通となって監視電圧Ｖｘが漸減開始し、続く工程４７０２で移行時間の計測が行われるようになっている。

続く工程４７０３は、反転論理信号ＡＮＳの論理レベルを監視して、論理レベルが「Ｈ」となれば、ＹＥＳの判定を行って工程４７０４ａへ移行し、論理レベル「Ｌ」であれば、ＮＯの判定を行って工程４７０４ｂへ移行する判定ステップとなっている。

なお、工程４７０３がＹＥＳの判定を行ったときには、反復指令信号ＰＬＳの論理レベルは「Ｈ」となり、充放電切換素子３１が導通して監視電圧Ｖｘが急増開始し、続く工程４７０４ａで移行時間Ｔｘの読出記憶が行われるようになっている。以上のとおり、工程４７０１と工程４７０３とは、監視電圧Ｖｘの漸増開始時期と漸増完了時期を判定するものとなっている。

なお、工程４７０５における漏電抵抗Ｒｘの算出においては、図３の曲線１０３のように、全領域が負勾配曲線領域となる特性曲線に基づく場合と、曲線１１２のように、山形曲線の負勾配曲線領域を用いる場合と、曲線１１３のように、山形曲線の正勾配曲線領域を用いる場合とがある。いずれの場合も、閾値電圧係数γ＝Ｖ０／Ｖｃｃをパラメータとする、移行時間係数α対漏電抵抗係数βとの関数式またはデータテーブルを用いて、測定された移行時間Ｔｘの値から漏電抵抗Ｒｘの値を算出するものである。

また、異常判定の方法としては、検出された漏電抵抗Ｒｘと予告漏電抵抗Ｒｘｎや限界漏電抵抗Ｒｘ０とを比較するかわりに、あらかじめ予告漏電抵抗Ｒｘｎや限界漏電抵抗Ｒｘ０に対応した予告移行時間Ｔｘｎや限界移行時間Ｔｘ０を算出しておいて、実際の移行時間Ｔｘと予告移行時間Ｔｘｎや限界移行時間Ｔｘ０とを比較することもできる。

また、移行時間係数αの分母となる基準時定数Ｒ０×Ｃの値や、漏電抵抗係数βの分母となる直列抵抗Ｒ０の値や、閾値電圧係数γの値を固定値として扱う場合には、関数式やデータテーブルは、移行時間Ｔｘ対漏電抵抗Ｒｘの直接算式またはデータテーブルを使用することも可能である。この場合には、運転中に複雑な演算処理を行わないでも、測定された移行時間Ｔｘから、漏電抵抗Ｒｘを直接算出することができる。

しかし、閾値電圧係数γや移行時間係数αの分母や、漏電抵抗係数βの分母の値を、適用車種や運転中の状態に応じて変更したい場合には、無単位化された指標値であるα、β、γを用いた関数式またはデータテーブルにしておくのが便利である。その他、演算制御回路２０Ｄがアナログ入力ポートを有する場合には、監視信号処理回路４０Ｄの比較器４１ｃによるヒステリシス回路の代わりに演算増幅器を設け、監視電圧Ｖｘに比例したアナログ信号電圧ＡＮＬを演算制御回路２０Ｄに入力して、マイクロプロセッサ２１によって反転論理信号ＬＯＷ、ＨＩＧ、ＡＮＳを生成し、反復指令信号ＰＬＳを発生することも可能である。

その他、図１６の実施の形態では、連結接続点Ｂが車載高電圧機器６０Ｙの正側電源線６８に接続されているが、これを負側電源線に接続するようにしても、算式Ｉには変化は生じないようになっている。

以上の説明で明らかなとおり、この発明の実施の形態４による車載高電圧機器の漏電抵抗検出装置は、車載の高圧直流電源６１と、当該高圧直流電源から給電駆動される高圧電気負荷６４とよりなる車載高電圧機器６０Ｙに接続され、当該車載高電圧機器は、正電位側の漏電等価抵抗６５と負電位側の漏電等価抵抗６６とで代表される車体１１に対する漏電抵抗Ｒｘを有し、負端子が車体１１に接続された低圧直流電源１０から給電駆動されて制御電源電圧Ｖｃｃを発生する定電圧制御電源２５を備えるとともに、一端Ｂが車載高電圧機器６０Ｙの所定部位に接続されるカップリングコンデンサ５１を介して、漏電抵抗Ｒｘの値を測定する車載高電圧機器の漏電抵抗検出装置５０Ｄであって、漏電抵抗検出装置５０Ｄは、反復信号出力回路３０Ｄと監視信号処理回路４０Ｄと、互いに協働するマイクロプロセッサ２１とプログラムメモリ２４Ｄを含む演算制御回路２０Ｄとを備えている。
また、反復信号出力回路３０Ｄは、反復指令信号ＰＬＳに応動する充放電切換素子３１の切換動作に応動して、充放電抵抗３３、３５を介してカップリングコンデンサ５１の他端である測定点Ａを、制御電源電圧Ｖｃｃに断続接続する充電期間と放電期間とを交互に反復し、測定点Ａと車体１１との間の電位である監視電圧Ｖｘを漸増または漸減させ、監視信号処理回路４０Ｄは、充放電時定数が大きくなるほど緩やかな勾配で漸増または漸減する監視電圧Ｖｘの値が、所定の閾値電圧を通過するときに反転論理信号ＡＮＳを発生して演算制御回路２０Ｃに入力するか、または監視電圧Ｖｘに比例したアナログ信号電圧ＡＮＬを発生して演算制御回路２０Ｄに入力し、演算制御回路２０Ｄは、監視電圧Ｖｘの値が０ボルト以上の１つの閾値電圧と、制御電源電圧Ｖｃｃ以下の他の閾値電圧との間で、一方から他方に変化するまでの移行時間Ｔｘを測定し、当該移行時間Ｔｘと漏電抵抗Ｒｘとの関数式またはデータテーブルに基づいて、正電位側の漏電等価抵抗６５と負電位側の漏電等価抵抗６６との並列合成抵である漏電抵抗Ｒｘを算出し、当該漏電抵抗Ｒｘが所定の限界漏電抵抗Ｒｘ０以下となったとき、または移行時間Ｔｘが所定の限界漏電抵抗Ｒｘ０に対応した限界移行時間Ｔｘ０となったときに抵抗異常判定出力ＥＲ１を発生し、反復指令信号ＰＬＳは、移行時間Ｔｘの到来に伴って出力パルスが反転する可変周期のパルス信号となっている。

反復信号出力回路３０Ｄは、充放電切換素子３１の切換動作に応動して、抵抗値Ｒｓを持つ基準抵抗３３を介して、カップリングコンデンサ５１の他端である測定点Ａを定電圧制御電源２５の出力端子に接続するか、抵抗値Ｒｓに比べて十分小さな値である抵抗値Ｒｑを持つ急速充放電抵抗３５を介して、車体電位となる負端子に接続し、測定点Ａと車体１１との間の電位である監視電圧Ｖｘを漸増または急減させ、監視信号処理回路４０Ｄは、抵抗値Ｒｓ（Ｒｓ＞＞Ｒｑ）と漏電抵抗Ｒｘとの和と、カップリングコンデンサ５１の静電容量Ｃとの積である時定数（Ｒｓ＋Ｒｘ）Ｃが大きいほど緩やかな勾配で漸増する監視電圧Ｖｘの値が、第２の閾値Ｖ２を上昇通過するときに第２の反転論理信号ＡＮＳ、ＨＩＧを発生して演算制御回路２０Ｄに入力するか、または監視電圧Ｖｘに比例したアナログ信号電圧ＡＮＬを発生して演算制御回路２０Ｄに入力するとともに、時定数（Ｒｑ＋Ｒｘ）Ｃが小さいほど大きな勾配で急減する監視電圧Ｖｘの値が、０ボルトに接近した第１の閾値Ｖ１を下降通過するときに第１の反転論理信号ＡＮＳ、ＬＯＷを発生して演算制御回路２０Ｄに入力するか、または監視電圧Ｖｘに比例したアナログ信号電圧ＡＮＬを発生して演算制御回路２０Ｄに入力する。

演算制御回路２０Ｄは、第２の反転論理信号ＡＮＳ、ＨＩＧが入力されるか、または入力されたアナログ信号電圧ＡＮＬに基づいて、第２の反転論理信号ＡＮＳ、ＨＩＧを生成するとともに、第１の反転論理信号ＡＮＳ、ＬＯＷが入力されるか、または入力されたアナログ信号電圧ＡＮＬに基づいて、第１の反転論理信号ＡＮＳ、ＬＯＷを生成し、演算制御回路２０Ｄはまた、第１の反転論理信号ＡＮＳ、ＬＯＷが発生してから、第２の反転論理信号ＡＮＳ、ＨＩＧが得られるまでの時間を移行時間Ｔｘとして計測し、演算制御回路２０Ｄまたは監視信号処理回路４０Ｄはまた、第１の反転論理信号ＡＮＳ、ＬＯＷおよび第２の反転論理信号ＡＮＳ、ＨＩＧが入力または生成された時点において反復指令信号ＰＬＳを反転させ、第１および第２の反転論理信号は、第１の閾値Ｖ１の前後において出力論理が変化する第１の論理信号ＬＯＷと、第２の閾値Ｖ２の前後において出力論理が変化する第２の論理信号ＨＩＧとによる一対の論理信号であるか、または、第１の閾値Ｖ１以下になってから第２の閾値Ｖ２以上になるまでは、「Ｌ」または「Ｈ」の第１の論理状態となり、第２の閾値Ｖ２以上になってから第１の閾値Ｖ１以下になるまでは、「Ｈ」または「Ｌ」の第２の論理状態となる帯域履歴論理信号ＡＮＳとなっている。
以上のとおり、この発明の請求項６に関連して、反復信号出力回路は、カップリングコンデンサに対する充放電を行い、演算処理回路は、第１の閾値Ｖ１を０ボルトに接近した値として、第２の閾値Ｖ２に上昇するまでの時間を移行時間Ｔｘとして測定するとともに、監視信号処理回路または演算制御回路は監視電圧Ｖｘが第１の閾値Ｖ１を下降通過したときと、第２の閾値Ｖ２を上昇通過したときにパルス出力を反転させるようになっている。
したがって、移行時間Ｔｘの測定完了に伴って出力パルスが反転し、充放電の完了を確認して直ちに出力パルスが反転するので、漏電抵抗が小さくなるほど反復指令信号ＰＬＳの発生周期が短縮され、速やかに異常検出を行うことができる特徴がある。

以上の説明で明らかなとおり、この発明の実施の形態４による車載高電圧機器の漏電抵抗検出方法は、車載高電圧機器の漏電抵抗検出装置において、カップリングコンデンサ５１の静電容量をＣとし、正側および負側の漏電等価抵抗６５、６６を並列合成した漏電抵抗の値をＲｘとし、反復信号処理回路３０Ｃ内に設けられた充放電抵抗３３、３５の合計値である直列抵抗の値をＲ０とし、監視電圧Ｖｘが０の状態から所定の閾値電圧Ｖ０に漸増するまでの時間を移行時間Ｔｘとし、移行時間係数α＝Ｔｘ／（Ｒ０×Ｃ）、漏電抵抗係数β＝Ｒｘ／Ｒ０、閾値電圧係数γ＝Ｖ０／Ｖｃｃとしたときに、演算制御回路２０Ｄは、閾値電圧係数γをパラメータとし、漏電抵抗係数βの値に対応した移行時間係数αの特性曲線に基づいて、測定された移行時間Ｔｘに対応した漏電抵抗Ｒｘの値を算出するものであって、特性曲線は、漏電抵抗係数βの増加に伴って移行時間係数αが漸減または漸増する負勾配曲線領域または正勾配曲線領域が存在するが、正勾配曲線領域に続く負勾配曲線領域および全領域が負勾配曲線領域のいずれかである負勾配曲線領域が選択使用され、漏電抵抗Ｒｘの値が限界漏電抵抗Ｒｘ０となったときの移行時間係数αの値は、負勾配曲線領域に含まれるように閾値電圧係数γを定め、移行時間Ｔｘが限界漏電抵抗Ｒｘ０に対応した限界移行時間Ｔｘ０以上の値となったときには、漏電抵抗Ｒｘが過小であるとして抵抗異常判定出力ＥＲ１を発生するとともに、移行時間Ｔｘが、漏電抵抗Ｒｘが０になったとしたときの短絡移行時間Ｔｘ００を超過したときには、タイムアウト異常判定ＥＲＲ１を行うようになっている。

以上の説明で明らかなとおり、この発明の実施の形態４による車載高電圧機器の漏電抵抗検出方法は、車載高電圧機器の漏電抵抗検出装置において、カップリングコンデンサ５１の静電容量をＣとし、正側および負側の漏電等価抵抗６５、６６を並列合成した漏電抵抗の値をＲｘとし、反復信号処理回路３０Ｃ内に設けられた充放電抵抗３３、３５の合計値である直列抵抗の値をＲ０とし、監視電圧Ｖｘが０の状態から所定の閾値電圧Ｖ０に漸増するまでの時間を移行時間Ｔｘとし、移行時間係数α＝Ｔｘ／（Ｒ０×Ｃ）、漏電抵抗係数β＝Ｒｘ／Ｒ０、閾値電圧係数γ＝Ｖ０／Ｖｃｃとしたときに、演算制御回路２０Ｄは、閾値電圧係数γをパラメータとし、漏電抵抗係数βの値に対応した移行時間係数αの特性曲線に基づいて、測定された移行時間Ｔｘに対応した漏電抵抗Ｒｘの値を算出するものであって、特性曲線は、漏電抵抗係数βの増加に伴って移行時間係数αが漸減または漸増する負勾配曲線領域または正勾配曲線領域が存在するが、正勾配曲線領域に続く負勾配曲線領域は特性曲線補正手段によってあらかじめ適用除外されていて、漏電抵抗Ｒｘの値が限界漏電抵抗Ｒｘ０となったときの移行時間係数αの値は、補正された正勾配曲線領域に含まれるように閾値電圧係数γを定め、移行時間Ｔｘが限界漏電抵抗Ｒｘ０に対応した限界移行時間Ｔｘ０以下の値となったときには、漏電抵抗Ｒｘが過小であるとして抵抗異常判定出力ＥＲ１を発生するとともに、移行時間Ｔｘが、漏電抵抗Ｒｘが無限大になったとしたときの開放移行時間Ｔｘｍを超過したときには、タイムアウト異常判定ＥＲＲ１を行うようになっている。

実施の形態５．
以下、この発明の実施の形態５に係る装置の全体構成図である図２０について、図１のものとの相違点を中心にして説明する。なお、各図において同一符号は、同一または相当部分を示している。図２０において、漏電抵抗検出装置５０Ｅは、演算制御回路２０Ｅと反復信号出力回路３０Ｅと監視信号処理回路４０Ｅとを備え、車載高電圧機器６０Ｘの漏電抵抗を検出するように構成されている。

主な相違点の第１として、反復信号出力回路３０Ｅは、上下に図示しない一対のトランジスタ３１ａ、３１ｂを有する充放電切換素子３９を備え、反復指令信号ＰＬＳの出力論理レベルが「Ｈ」になると上側トランジスタ３１ａが導通し、反復指令信号ＰＬＳの出力論理レベルが「Ｌ」になると下側トランジスタ３１ｂが導通し、上下で一方のトランジスタが導通しているときには、他方のトランジスタは不導通となるよう制御されている。

なお、上側トランジスタ３１ａが導通すると、充放電抵抗３３と急速充放電抵抗３５とを介してカップリングコンデンサ５１への緩速充電が行われ、下側トランジスタ３１ｂが導通すると、充放電抵抗３３と急速充放電抵抗３５とを介してカップリングコンデンサ５１からの緩速放電が行われる。

急速充放電抵抗３５は、監視電圧Ｖｘの値が０〜Ｖｃｃの適正範囲から逸脱しているときに、バイパスダイオード３６、３７を介して定電圧電源回路２５の正負の回路に、カップリングコンデンサ５１の充放電を行なわせるための電流制限抵抗となるものであり、図示された急速充放電抵抗３５は短絡廃止して、点線で図示した急速充放電抵抗３５ａ、３５ｂを、バイパスダイオード３６、３７と直列に接続するようにしてもよい。

主な相違点の第２として、演算制御回路２０Ｅが発生する反復指令信号ＰＬＳは、図２１の（Ａ）で後述するとおり、可変周期のパルス列信号となっている。

主な相違点の第３として、監視信号処理回路４０Ｅは、比較器４１に代わって、演算増幅器４９を備え、監視電圧Ｖｘに比例したアナログ信号電圧ＡＮＬを演算制御回路２０Ｅへ入力するようになっている。

演算制御回路２０Ｅに設けられたマイクロプロセッサ２１は、プログラムメモリ２４Ｅと協働し、漏電抵抗Ｒｘの値を測定し、測定された漏電抵抗Ｒｘの値が、所定の予告漏電抵抗Ｒｘｎ以下になると予告報知出力ＥＲ２を発生し、限界漏電抵抗Ｒｘ０以下になると抵抗異常判定出力ＥＲ１を発生して異常報知器１９に出力するようになっている。

なお、漏電抵抗検出装置５０Ｅの外部には、図１の場合と同様に低圧直流電源１０や低圧電源スイッチ１２、車両状態信号１８、異常報知器１９が接続され、漏電抵抗検出装置５０Ｅの内部には、制御電源電圧Ｖｃｃを生成する定電圧制御電源２５が設けられている。

以下、図２０のとおり構成されたこの発明の実施の形態５に係る装置について、図２１で示すタイムチャートを用いて、図２０を参照しながら作用動作の概要を説明する。まず、図２０において、図示しない手動電源スイッチが閉路されて、低圧電源スイッチ１２が閉路されると、定電圧制御電源２５が所定の制御電源電圧Ｖｃｃを発生して、マイクロプロセッサ２１が制御動作を開始する。

図２１の（Ａ）は、演算制御回路２０Ｅが発生する反復指令信号ＰＬＳの波形を示しており、反復指令信号ＰＬＳが論理レベル「Ｌ」となる第１期間（緩速放電期間）Ｔ１と、論理レベル「Ｈ」となる第２期間（緩速充電期間）Ｔ２とは、それぞれが全体周期Ｔ０＝Ｔ１＋Ｔ２の一部を占める相互に異なる値であってもよいが、一致させておくのが好ましい。

また、図２０において、反転指令信号ＰＬＳの論理レベルが「Ｌ」（または「Ｈ」）であるときには、図２１の（Ｂ）で示すとおり充放電切換素子３９の下側トランジスタ３１ｂが導通（または上側トランジスタ３１ａが導通）し、他方のトランジスタは不導通となっている。

さらに、図２０において、充放電切換素子３９の下側トランジスタ３１ｂが導通すると、漏電抵抗Ｒｘと急速充放電抵抗３５と充放電抵抗３３との直列回路によってカップリングコンデンサ５１は緩速放電され、充電電流の減少に伴って監視電圧Ｖｘが漸減する。さらに、図２０において、充放電切換素子３９の上側トランジスタ３１ａが導通すると、漏電抵抗Ｒｘと急速充放電抵抗３５と充放電抵抗３３との直列回路によってカップリングコンデンサ５１は緩速充電され、充電電流の減少に伴って監視電圧Ｖｘが漸増する。

図２１の（Ｃ）は、監視電圧Ｖｘが漸減または漸増する様子を示したものとなっているが、この充放電特性の勾配は、前述した算式（８ｘ）、（９ｘ）で示される充放電時定数が大きいほど緩やかな勾配となっている。ただし、τ１＝（Ｒ０＋Ｒｘ）Ｃは、緩速放電時定数、τ２＝τ１＝（Ｒ０＋Ｒｘ）Ｃは、緩速充電時定数となっている。

図２１の（Ｃ）において、緩速放電された第１期間Ｔ１の終期における監視電圧Ｖｘの値は、第１終期電圧Ｖ１まで漸減し、この時点で反復指令信号ＰＬＳの出力論理が反転することによって、充放電切換素子３６の上側トランジスタ３１ａが導通して、カップリングコンデンサ５１に対する緩速充電が開始する。

緩速充電された第２期間Ｔ２の終期における監視電圧Ｖｘの値は、Ｖ２まで漸増し、この時点で反復指令信号ＰＬＳの出力論理が反転することによって、充放電切換素子３９の下側トランジスタ３１ｂが導通して、カップリングコンデンサ５１に対する緩速放電が開始する。

なお、第１の閾値Ｖ１と第２の閾値Ｖ２とのそれぞれの値は、０＜Ｖ１＜Ｖ２＜Ｖｃｃの関係にあるが、Ｖ１＋Ｖ２＝Ｖｃｃの関係に保っておけば、第１期間Ｔ１と第２期間Ｔ２とは、同じ時間幅となるものである。

図１７の（Ｄ）は、図２５で後述する切換準備信号の波形であり、反復指令信号ＰＬＳは、切換準備信号が発生してから、第１の移行時間Ｔｘ１と第２の移行時間Ｔｘ２とが演算算出された後に論理反転するようになっている。なお、第１の移行時間Ｔｘ１は、監視電圧Ｖｘの値が第２の閾値Ｖ２から第１の閾値Ｖ１に漸減するまでの時間であるのに対し、第２の移行時間Ｔｘ２は、監視電圧Ｖｘの値が第１の閾値Ｖ１から第２の閾値Ｖ２に漸増するまでの時間であって、Ｖ１＋Ｖ２＝Ｖｃｃであれば、Ｔｘ１＝Ｔｘ２となる。

図２１の（Ｅ）は、カップリングコンデンサ５１の両端電圧Ｅの波形を示したものであり、放電初期電圧＝充電終期電圧＝Ｅ１は、第２期間Ｔ２が無限大時間になれば算式（４ｘ）の中で示された安定分圧電圧Ｖｎ０に制御電源電圧Ｖｃｃを加算した値にまで上昇し、放電終期電圧＝充電初期電圧＝Ｅ２の値は、第１期間Ｔ１が無限大のときに安定分圧電圧Ｖｎ０まで減少するようになっている。

以下、図２０のとおり構成されたこの発明の実施の形態５に係る装置に基づいて、図２２〜２４で示す特性線図を参照しながら漏電抵抗の検出方法を説明する。図２２において、横軸に示された漏電抵抗係数βは、漏電等価抵抗Ｒ１、Ｒ２の並列合成抵抗である漏電抵抗Ｒｘ＝Ｒ１×Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）の値と、直列抵抗Ｒ０＝Ｒｓ＋Ｒｑとの比率であり、直列抵抗Ｒ０は既知の定数であるから、漏電抵抗係数β＝Ｒｘ／Ｒ０の値は、漏電抵抗Ｒｘに比例している。

縦軸に示された移行時間係数αは、測定された移行時間Ｔｘと、漏電抵抗Ｒｘの値がゼロとなっているときのカップリングコンデンサ５１に対する充放電時定数τ＝（Ｒ０＋Ｒｘ）×Ｃ＝Ｒ０×Ｃとの比率であり、充放電時定数τは、既知の定数であるから、移行時間係数α＝Ｔｘ／（Ｒ０×Ｃ）の値は、移行時間Ｔｘに比例している。

図２２における複数の特性曲線は、閾値電圧係数γをパラメータとしたものであり、移行時間Ｔｘの値として、第１の閾値Ｖ１から第２の閾値Ｖ２へ漸増移行する第２の移行時間Ｔｘ２と、第２の閾値Ｖ２から第１の閾値Ｖ１へ漸減移行する第１の移行時間Ｔｘ１との平均値とした場合には、閾値電圧係数γ＝（Ｖ２−Ｖ１）／Ｖｃｃとなり、閾値電圧Ｖ２−Ｖ１と制御電源電圧Ｖｃｃとは既知の値であるから、閾値電圧係数γの値は、設計定数として既知の値となっている。

閾値電圧係数γをパラメータとする複数の特性曲線には、曲線５０１、５０２で示したように、漏電抵抗係数βの増加に伴って移行時間係数αが減少する負勾配曲線のものと、曲線５１１、５１２、５１３で示したように、正勾配曲線領域と負勾配曲線領域とを有する中凸の山形曲線となるものがある。

図２３は、図２２における曲線５０１を拡大表示したものであって、閾値電圧係数γ＝０．５における負勾配曲線となっている。ここで、もしも直列抵抗Ｒ０の値を限界漏電抵抗Ｒｘ０の５倍の値として設計した場合には、実際の漏電抵抗Ｒｘの値が限界漏電抵抗Ｒｘ０に等しくなったときの漏電抵抗係数の値は、β＝Ｒｘ／Ｒ０＝Ｒｘ０／（５Ｒｘ０）＝０．２であるから、図２３の注目点Ｐ１４に対応した移行時間係数α＝１．０が測定された移行時間Ｔｘに対応した値となっている。

したがって、移行時間係数αが１．０以上であれば、漏電抵抗Ｒｘは、限界漏電抵抗Ｒｘ０以下の値となっていて危険状態であり、移行時間係数αが１．０未満であれば、漏電抵抗Ｒｘは、限界漏電抵抗Ｒｘ０を超過していて安全状態となっていると判定することができる。例えば、限界漏電抵抗Ｒｘ０＝２００ＫΩとし、直列抵抗Ｒ０＝２００×５＝１０００ＫΩであって、カップリングコンデンサ５１の静電容量Ｃを０．２２μＦとした場合には、充放電時定数τ＝１０００×０．２２＝２２０ｍｓｅｃとなるので、限界移行時間は、Ｔｘ０＝α×（Ｒ０×Ｃ）＝１．０×２２０＝２２０ｍｓｅｃとなる。

また、図２３において、漏電抵抗係数β＝０における移行時間係数αの値は、１．１となっているので、反復指令信号ＰＬＳの充放電電期間は、２２０×１．１＝２４２ｍｓｅｃ以上のパルス幅となっておれば、完全地絡異常の発生を検出することができる。逆に、反復指令信号ＰＬＳが充電側に論理反転してから２４２ｍｓｅｃを経過してもまだ反転論理信号が得られないときは、タイムアウト異常と判定されることになる。

さらに、図２３において、漏電抵抗係数β＝０．９（α＝０．２）が測定上限であるとすれば、測定可能な漏電抵抗の値は、Ｒｘ＝β×Ｒ０＝０．９Ｒ０＝４．５×Ｒｘ０となり、限界漏電抵抗Ｒｘ０の４．５倍を超える漏電抵抗は、正確に測定することは困難であるが、正常状態であることは、確実に検出することができるものである。

図２２に戻り、曲線５１１において、正勾配曲線領域を除外して、負勾配曲線領域のみを用いて漏電抵抗の測定を行なうことも可能であり、図２２の横軸は、等比間隔の目盛となっているので急激に減衰しているように見えるが、等差間隔の目盛にすればなだらかな減衰曲線となっている。

この場合には、漏電抵抗係数がβ＝０における移行時間係数α＝１．７以下の値となる注目点Ｐ１３（α＝１．７）に対応した漏電抵抗係数β＝１．０に注目し、直列抵抗Ｒ０＝Ｒｘ０としておけば、漏電抵抗Ｒｘが限界漏電抵抗Ｒｘ０まで低下したときの漏電抵抗係数は、β＝Ｒｘ０／Ｒ０＝１．０となり、注目点Ｐ１３に対応した移行時間係数αによって、限界漏電抵抗Ｒｘ０の値を検出することができることになる。

ただし、この場合には、限界漏電抵抗Ｒｘ０以下の漏電抵抗は測定できず、移行時間係数αが１．７を超えると二値問題が発生して、正しい漏電抵抗の値を特定することができない状態となる。また、図２２の曲線５１１において、漏電抵抗係数β＝２．０（α＝０．６）が測定上限であるとすれば、測定可能な漏電抵抗の値は、Ｒｘ＝β×Ｒ０＝２Ｒｘ０となり、限界漏電抵抗Ｒｘ０の２倍を超える漏電抵抗は、正確に測定することは困難であるが、正常状態であることは確実に検出することができるものである。

限界漏電抵抗以下の抵抗が測定できれば、漏電抵抗の低下原因を追究するための情報として活用可能であるが、一般的には、限界漏電抵抗Ｒｘ０以下の抵抗は、測定できなくても問題はない。また、一般的には、限界漏電抵抗Ｒｘ０の１．３倍程度の予告警報用の漏電抵抗が測定できれば、これを超える漏電抵抗を正確に測定する必要はなく、このような観点では、負勾配曲線５０１、または正勾配曲線領域に続く負勾配曲線領域を持つ曲線５１１のどちらでも使用可能である。ただし、山形曲線の負勾配領域を敢えて使用するメリットはなく、負勾配曲線のみである曲線５０１を使用するのが有利である。

図２４は、図２２における曲線５１３を拡大表示したものであって、閾値電圧係数γ＝０．９２における正勾配曲線となっている。ただし、直列抵抗Ｒ０の値を限界漏電抵抗Ｒｘ０の２．５倍の値とし、バイパス漏電抵抗５３により付加抵抗Ｒ３＝１０×Ｒｘ０が並列接続された状態の曲線となっている。したがって、実際の漏電抵抗Ｒｘが無限大であっても、漏電抵抗係数の上限値は、β＝Ｒ３／Ｒ０＝１０×Ｒｘ０／（２．５×Ｒｘ０）＝４となっており、図２２における曲線５１３の正勾配曲線領域内で使用されることになる。

図２４の事例において、実際の漏電抵抗Ｒｘの値が限界漏電抵抗Ｒｘ０に等しくなったときの漏電抵抗係数の値は、β＝（Ｒｘ０／／Ｒ３）／Ｒ０＝（Ｒｘ０／／１０Ｒｘ０）／（２．５Ｒｘ０）＝０．３６であるから、図２４の注目点Ｐ１５に対応した移行時間係数α＝３．８８が測定された移行時間Ｔｘに対応した値となっている。

例えば、限界漏電抵抗Ｒｘ０＝２００ＫΩとすれば、付加抵抗Ｒ３＝２ＭΩ、直列抵抗Ｒ０＝５００ＫΩとなり、カップリングコンデンサ５１の静電容量をＣ＝０．１５μＦとした場合の基準となる充放電時定数は、Ｒ０×Ｃ＝５００×０．１５＝７５ｍｓｅｃとなる。したがって、漏電抵抗Ｒｘが限界漏電抵抗Ｒｘ０まで低下したときの限界移行時間は、Ｔｘ０＝α×（Ｒ０×Ｃ）＝３．８８×７５＝２９１ｍｓｅｃとなり、移行時間Ｔｘが２９１ｍｓｅｃ以下になると危険状態であり、２９１ｍｓｅｃを超えると安全状態であると判定することができる。

また、図２４において、漏電抵抗係数がβ＝４．０となる上限値における移行時間係数αの値は、７．０となっているので、反復指令信号ＰＬＳの充電期間は、７５×７．０＝５２５ｍｓｅｃ以上のパルス幅となっておれば、理論的には、無限大の漏電抵抗の値まで検出することができる。逆に、反復指令信号ＰＬＳが論理反転してから５２５ｍｓｅｃを経過してもまだ反転論理信号が得られないときは、タイムアウト異常と判定されることになる。

以上の説明では、バイパス漏電抵抗５３によって漏電抵抗係数βの上限を規制することによって、図２２における山形曲線の中の正勾配曲線領域を限定使用することを説明したが、バイパス漏電抵抗５３は、既知の抵抗値であるから、製品の出荷検査の時点で、車載高電圧機器６０Ｘを接続していない状態で漏電抵抗の測定を行なってみることによって、カップリングコンデンサ５１の静電容量Ｃの固体バラツキ変動を測定し、校正された静電容量Ｃの値を算出記憶しておくことができるものである。

図２２で示された特性曲線は、図２２の上欄で示した算式ＩＩに基づくものであり、監視電圧Ｖｘが０〜Ｖｃｃにあるときに成立する算式となっている。この算式の成立は、以下のとおり証明されるものである。

放電期間
図２０における反復指令信号ＰＬＳの論理レベルが「Ｌ」であって、充放電切換素子３９の下側トランジスタ３１ｂが閉路している緩速放電期間では、算式（５０ｂ）が成立する。

Ｖｘ＋Ｒ０×Ｃ（ｄＥ／ｄｔ）＝０ ・・・・（５０ｂ）
ただし、Ｒ０＝Ｒｓ＋Ｒｑ≒Ｒｓ＞＞Ｒｑ

算式（５０ｂ）のＶｘを、前述の算式（７ｘ）に代入すると、算式（５１ｂ）が得られる。

Ｖｎ０＝Ｅ＋τ１×（ｄＥ／ｄｔ） ・・・・（５１ｂ）
ただし、τ１＝（Ｒ０＋Ｒｘ）Ｃ≒（Ｒｓ＋Ｒｘ）Ｃ

微分方程式（５１ｂ）において、時刻ｔ＝０におけるＥの初期値をＥ１、無限大時刻におけるＥの値をＶｎ０とすることによって、算式（５２ｂ）で示される解が得られる。

Ｅ＝Ｅ１ｅｘｐ（−ｔ／τ１）＋Ｖｎ０｛１−ｅｘｐ（−ｔ／τ１）｝
・・・・（５２ｂ）

また、算式（５０ｂ）における（ｄＥ／ｄｔ）の値を、前述の算式（７ｘ）に代入すると、算式（５３ｂ）が得られる。

Ｖｘ／（Ｒ０／／Ｒｘ）＝（Ｅ−Ｖｎ０）／Ｒｘ ・・・・（５３ｂ）
ただし、Ｒ０／／Ｒｘは、Ｒ０とＲｘの並列合成抵抗である。

充電期間
図２０における反復指令信号ＰＬＳの論理レベルが「Ｈ」であって、充放電切換素子３９の上側トランジスタ３１ａが閉路している緩速充電期間では、算式（５０ａ）が成立する。

Ｃ×Ｒ０（ｄＥ／ｄｔ）＝Ｖｃｃ−Ｖｘ ・・・・（５０ａ）

算式（５０ａ）のＶｘを、前述の算式（７ｘ）に代入すると、算式（５１ａ）が得られる。

Ｖｎ０＋Ｖｃｃ＝τ２（ｄＥ／ｄｔ）＋Ｅ ・・・・（５１ａ）
ただし、τ２＝τ１＝（Ｒ０＋Ｒｘ）×Ｃ

微分方程式（５１ａ）において、時刻ｔ＝０におけるＥの初期値をＥ２、無限大時刻におけるＥの値をＶｎ０＋Ｖｃｃとすることによって、算式（５２ａ）で示される解が得られる。

Ｅ＝Ｅ２ｅｘｐ（−ｔ／τ２）＋（Ｖｎ０＋Ｖｃｃ）｛１−ｅｘｐ（−ｔ／τ２）｝ ・・・・（５２ａ）

また、算式（５０ａ）における（ｄＥ／ｄｔ）の値を、前述の算式（７ｘ）に代入すると、算式（５３ａ）が得られる。

Ｖｘ／（Ｒ０／／Ｒｘ）＝（Ｅ−Ｖｎ０）／Ｒｘ＋Ｖｃｃ／Ｒ０・・・・（５３ａ）
ただし、Ｒ０／／Ｒｘは、Ｒ０とＲｘの並列合成抵抗である。

安定状態
図２０における反復指令信号ＰＬＳの論理レベルが、放電期間Ｔ１と充電期間Ｔ２とにおいて交互に反転し、漏電抵抗Ｒｘの値や高圧直流電源６１の出力電圧Ｖｈが変化していない安定状態においては、算式（５２ｂ）、（５２ａ）における初期値Ｅ１、Ｅ２は、以下のとおり算出される。まず、算式（５２ｂ）において、放電終期の時刻ｔ＝Ｔ１においては、Ｅ＝Ｅ２となるので、算式（５４ｂ）が成立する。

Ｅ２＝Ｅ１×Ｋ１＋Ｖｎ０（１−Ｋ１） ・・・・（５４ｂ）
ただし、Ｋ１＝ｅｘｐ（−Ｔ１／τ１）

また、算式（５２ａ）において、充電終期の時刻ｔ＝Ｔ２においては、Ｅ＝Ｅ１となるので、算式（５４ａ）が成立する。

Ｅ１＝Ｅ２×Ｋ２＋（Ｖｎ０＋Ｖｃｃ）（１−Ｋ２） ・・・・（５４ａ）
ただし、Ｋ２＝ｅｘｐ（−Ｔ２／τ２）

算式（５４ｂ）、（５４ａ）から算式（５５ｂ）、（５５ａ）が得られる。

Ｅ１−Ｖｎ０＝Ｖｃｃ×Ｋ０ ・・・・（５５ｂ）
Ｅ２−Ｖｎ０＝Ｖｃｃ×Ｋ０×Ｋ１ ・・・・（５５ａ）
ただし、Ｋ０＝（１−Ｋ２）／（１−Ｋ１×Ｋ２）

実施の形態５の場合
図２０、２１において、放電開始の時刻ｔ＝０においては、Ｖｘ＝Ｖ２となっているが、時刻ｔ＝Ｔｘ１＝Ｔ１において、Ｖｘの値が設定閾値電圧Ｖ１に等しくなったとすれば、算式（５３ｂ）、（５５ａ）から算式（５９ｂ）、（６０ｂ）が算出される。

Ｖ１／（Ｒ０／／Ｒｘ）＝（Ｅ２−Ｖｎ０）／Ｒｘ＝ＶｃｃＫ０Ｋ１／Ｒｘ
・・・・（５９ｂ）
∴Ｖ１／Ｖｃｃ＝（Ｒ０／／Ｒｘ）Ｋ０Ｋ１／Ｒｘ ・・・・（６０ｂ）

また、充電開始の時刻ｔ＝０においては、Ｖｘ＝Ｖ１となっているが、時刻ｔ＝Ｔｘ２＝Ｔ２において、Ｖｘの値がＶ２になったとすれば、算式（５３ａ）、（５５ｂ）から算式（５９ａ）が得られる。

Ｖ２／（Ｒ０／／Ｒｘ）＝（Ｅ１−Ｖｎ０）／Ｒｘ＋Ｖｃｃ／Ｒ０
＝ＶｃｃＫ０／Ｒｘ＋Ｖｃｃ／Ｒ０ ・・・・（５９ａ）
∴Ｖ２／Ｖｃｃ＝（Ｒ０／／Ｒｘ）（Ｋ０／Ｒｘ＋１／Ｒ０） ・・・・（６０ａ）

ここで、閾値電圧係数γ１＝Ｖ１／Ｖｃｃ、γ２＝Ｖ２／Ｖｃｃ、漏電抵抗係数β＝Ｒｘ／Ｒ０、移行時間係数α＝Ｔｘ／（Ｒ０Ｃ）として算式（６０ａ）、（６０ｂ）に代入すると、算式（６１ａ）（６１ｂ）が得られる。

γ１＝Ｋ０Ｋ１／（１＋β） ・・・・（６１ｂ）
γ２＝（Ｋ０＋β）／（１＋β） ・・・・（６１ａ）

ここで、γ１＋γ２＝１とすれば、算式（６１ａ）、（６１ｂ）より、Ｋ１＝Ｋ２が得られる。Ｋ１＝Ｋ２＝Ｋとすれば、Ｋ０＝１／（１＋Ｋ）となる。したがって、算式（６１ｂ）、（６１ａ）は、算式（６２ｂ）、（６２ａ）のとおりとなる。

γ１＝Ｋ／｛（１＋Ｋ）（１＋β）｝ ・・・・（６２ｂ）
γ２＝｛１＋β（１＋Ｋ）｝／｛（１＋Ｋ）（１＋β）｝ ・・・・（６２ａ）

したがって、γ＝γ２−γ１とすると、算式（６２ａ）、（６２ｂ）から算式（６３）が得られる。

γ＝γ２−γ１＝１−２γ１＝１−２Ｋ／｛（１＋Ｋ）（１＋β）｝
・・・・（６３）

算式（６３）から１／Ｋを逆算すると、算式（６４）が得られる。

１／Ｋ＝［２／｛（１−γ）（１＋β）｝］−１ ・・・・（６４）

一方、Ｔｘ１＝Ｔ１＝Ｔｘ２＝Ｔ２＝Ｔｘとし、移行時間係数α＝Ｔｘ／（Ｒ０Ｃ）とすると、算式（６５）が得られる。

Ｋ＝ｅｘｐ［−Ｔｘ／｛（Ｒ０＋Ｒｘ）Ｃ｝］＝ｅｘｐ｛−α／（１＋β）｝
・・・・（６５）

算式（６５）を自然対数ＬＯＧｅに変換すると、算式（６６）が得られる。

α＝（１＋β）ＬＯＧｅ（１／Ｋｘ） ・・・・（６６）

算式（６４）、（６６）は、図２２の上欄で示した算式ＩＩと合致している。なお、算式（６４）は、算式（６２ｂ）において、γ＝１−２γ１として算出したものであるが、これに代わって、算式（６２ａ）において、γ＝２γ２−１として算出したり、算式（６２ａ）と算式（６２ｂ）との両方を用いてγ＝γ２−γ１として算出したりしても、算式（６４）、（６５）が得られる。

次に、図２５〜２７に示す動作説明用フローチャートに基づいて、図２０の装置の作用動作を詳細に説明する。なお、図６、７における工程番号は、１０００番台になっているのに対し、図２５〜２７では、５０００番台が使用され、１００番台以下の番号については、同一番号は同一または相等部分を示しているので、同一部分については説明を省略することがある。

まず、前段フローチャートである図２５において、工程５６００は、マイクロプロセッサ２１が漏電抵抗Ｒｘの検出動作を開始するステップ、続く工程５６００ａは、低圧電源スイッチ１２が閉路されてから初回の動作であるかどうかを判定し、初回のサイクルであれば、ＹＥＳの判定を行って工程５６００ｂへ移行し、引き続く循環サイクルであれば、ＮＯの判定を行って工程５６１１へ移行する判定ステップ、工程５６００ｂは、後述のタイマの現在値を０にする初期化ステップである。

続く工程５６１１は、アナログ信号電圧ＡＮＬを監視して、監視電圧Ｖｘが第１の閾値Ｖ１以上になっているかどうかを判定し、以上であればＹＥＳの判定を行って工程５６１３ｂへ移行し、未満であればＮＯの判定を行って工程５６１３ａへ移行する判定ステップであって、第１の反転論理信号ＬＯＷの生成手段に相等している。

工程５６１３ａは、反復指令信号ＰＬＳの論理レベルを「Ｈ」に反転させ、充放電切換素子３９の上側トランジスタ３１ａを導通させるための反転切換指令を一時的に記憶しておくためのステップであり、実際の反転切換は、次回の演算サイクルにおいて、後述の工程５６０４ｂにおいて実行されるようになっている。

工程５６１３ｂでは、反復指令信号ＰＬＳの論理状態を現状維持したままで工程５６１２へ移行する。工程５６１２は、アナログ信号電圧ＡＮＬを監視して、監視電圧Ｖｘが第２の閾値Ｖ２以下になっているかどうかを判定し、以下であればＹＥＳの判定を行って工程５６１４ｂへ移行し、超過であればＮＯの判定を行って工程５６１４ａへ移行する判定ステップであり、第２の反転論理信号ＨＩＧの生成手段に相等している。

工程５６１４ａは、反復指令信号ＰＬＳの論理レベルを「Ｌ」に反転させ、充放電切換素子３９の下側トランジスタ３１ｂを導通させるための反転切換指令を一時的に記憶しておくためのステップであり、実際の反転切換は、次回の演算サイクルにおいて後述の工程５６０４ｂにおいて実行されるようになっている。工程５６１４ｂでは、反復指令信号ＰＬＳの論理状態を現状維持したままで工程５６０６ｃへ移行する。

工程５６１１と工程５６１２とによって、監視電圧Ｖｘの値が第１の閾値Ｖ１以上であって、第２の閾値Ｖ２以下となる適正範囲にあるときに実行される工程５６０６ｃでは、後述の工程５６０６ａで起動されたタイマ０の初期化を行い、中継端子Ａを介して図２７の工程５７００へ移行するようになっている。工程５６１１から工程５６１４ｂに至る一連の工程は、工程ブロック５６０５を構成している。

工程５６１１と工程５６１２とによって監視電圧Ｖｘの値が第１の閾値Ｖ１未満であるか、または第２の閾値Ｖ２を超過した逸脱範囲にあるときに実行される工程５６０６ａでは、過渡異常判定用のタイマ０を起動して計時動作を開始してから工程５６０４ａへ移行する。

工程５６０４ａは、前述の工程５６１３ａまたは工程５６１４ａが実行された直後の同一演算サイクルにあっては、ＮＯの判定を行って中継端子Ｃを介して図２６の工程５６０６ｂへ移行し、後述の動作終了工程５６１０まで一連の制御動作を行ってから、再び動作開始工程５６００以降のフローが実行されて工程５６０４ａに到達したときには、ＹＥＳの判定を行って工程５６０４ｂへ移行する判定ステップである。

工程５６０４ｂでは、前述の工程５６１３ａまたは工程５６１４ａで一時的記憶されていた切換準備フラグの記憶状態に応じて、実際に反復指令信号ＰＬＳの出力論理を反転動作させ、工程５６１３ａまたは工程５６１４ａで一時的記憶されていた切換準備フラグをリセットしてから、中継端子Ｃを介して図２６の工程５６０６ｂへ移行する。工程５６０４ａと工程５６０４ｂとによって構成された工程ブロック５６０４は、反復指令信号発生手段となるものである。

中段フローチャートである図２６において、工程５６０６ｂは、工程５６０６ａで計時開始したタイマ０の現在値を読み出して所定時間が経過したかどうかを判定し、所定時間を経過してもなお監視電圧Ｖｘが適正範囲Ｖ１〜Ｖ２に復帰しないときには、ＹＥＳの判定を行って工程５６０７ａへ移行し、所定時間内に適正範囲Ｖ１〜Ｖ２に復帰すれば、ＮＯの判定を行って工程５６０７ｂへ移行する過渡異常判定手段となるステップである。

工程５６０７ａは、例えば高圧直流電源６１の電源電圧Ｖｈが急変したり、正側漏電抵抗６５または負側漏電抵抗６６が変化してカップリングコンデンサ５１の連結接続点Ｂである車載高電圧機器６１の負側電源線６７の対車体電位が急変したりして、測定点Ａの電位が過渡的に車体電位（０ボルト）以下、または制御電源電圧Ｖｃｃ以上となって、バイパスダイオード３６またはバイパスダイオード３７によってカップリングコンデンサ５１に対する充放電が行われ、やがて測定点Ａの電圧である監視電圧Ｖｘが漏電抵抗Ｒｘを測定するための適正範囲Ｖ１〜Ｖ２に復帰するまでの過渡充放電時間を超過したときに、過渡特性異常ＥＲＲ２の判定を行なうとともに、図示しないシステム異常報知を行なって、例えば退避運転モード（リンプホーム運転）に移行する過渡特性異常処理手段である。

なお、車両状態信号１８が変化して、監視電圧Ｖｘが一時的に適正範囲を逸脱することが予測される場合には、少なくとも所定の時間内においては、過渡特性異常ＥＲＲ２の判定を回避するようになっている。

なお、カップリングコンデンサ５１の劣化によって内部漏洩抵抗が低下したり、その他の配線の断線、短絡異常等のシステム異常が発生したりしていないときには、過渡充放電時間の最大値は、工程５６０６ｂにおける所定判定時間よりも短くなっていて、通常であれば、工程５６０６ｂは、ＮＯの判定を行って工程５６０７ｂへ移行する。

工程５６０７ｂは、工程５６０６ａがタイマ０の起動を行ってから工程５６０６ｂによって判定される所定時間以内であるときには、図２７で示された漏電抵抗の算出を停止するステップとなっており、工程５６０７ａまたは工程５６０７ｂ、もしくは図２７で示された中継端子Ｂに続いて工程５６０８へ移行するようになっている。

工程５６０８は、後述の工程で算出された漏電抵抗Ｒｘの値や異常発生情報を、不揮発データメモリ２３に退避保存する時期であるかどうかを判定し、例えば図示しない手動電源スイッチが開路され、低圧電源スイッチ１２が遮断されるまでの遅延給電期間において、ＹＥＳの判定を行なって工程５６０９ａへ移行し、退避時期でなければ、ＮＯの判定を行って動作終了行程５６１０へ移行する判定ステップとなっている。なお、工程５６０８は、所定の時間間隔で定期的にＹＥＳの判定を行うようにしてもよい。

工程５６０９ａでは、後述の工程５７０６、５７１６で算出された漏電抵抗Ｒｘの移動平均値を、不揮発データメモリ２３のアドレスを更新しながら順次書き込み保存し、続く工程５６０９ｂでは、工程５６０７ａでＲＡＭメモリ２２に書き込みされた過渡特性異常ＥＲＲ２の判定情報や、後述の工程５７０９、５７１９で判定された異常発生情報に基づいて、異常発生の種別に応じた異常発生の累積回数を、不揮発データメモリ２３の所定アドレスに更新書き込み保存してから動作終了行程５６１０へ移行する。

動作終了行程５６１０では、マイクロプロセッサ２１は、他の制御プログラムを実行し、例えば１０ｍｓｃの待機時間をおいて再び動作開始工程５６００へ移行するようになっている。したがって、運転開始直後でカップリングコンデンサ５１への初期充電が行われていない状態であれば、初回サイクルでは工程５６００、５６００ａ（判定ＹＥＳ）、工程５６００ｂ、工程ブロック５６０５、工程５６０６ａ、工程ブロック５６０４、工程５６０６ｂ（判定ＮＯ）、工程５６０７ｂ、工程５６０８（判定ＮＯ）、工程５６１０、待機１０ｍｓｅｃ、工程５６００を実行し、次回サイクル以降では、工程５６００ａの判定がＮＯとなって、工程５６００ｂが実行されない状態で一連のフローを循環実行することになる。

その過程で、工程ブロック５６０５が適正電圧範囲になったことを判定すると、工程５６０６ｃによってタイマ０を初期化して後述の工程５７００へ移行するが、工程ブロック５６０５が依然として適正範囲外の判定を行っていて、まだ工程５６０６ｂにおける所定時間に到達していない時間帯であれば、工程５６０７ｂ、工程５６０８（判定ＮＯ）、工程５６１０を経て循環動作を継続し、やがて工程５６０６ｂがＹＥＳの判定を行うことがあれば、工程５６０７ａが実行されることになる。

後段フローチャートである図２７において、工程５７００は、図１１で前述した工程２７００ａ〜２７００ｃに相等し、カップリングコンデンサ５１の静電容量Ｃの値を出荷調整時に測定して、校正値を記憶するための出荷時校正手段となる工程ブロックである。

続く工程５７０１は、図２５の工程５６０４ｂで実行された反復指令信号ＰＬＳの論理レベルを監視して、論理「Ｈ」で充放電切換素子３９の上側トランジスタ３１ａが導通し、充放電抵抗３３、３５を介してカップリングコンデンサ５１を緩速充電する期間においては、ＹＥＳの判定を行って工程５７０２へ移行し、反復指令信号ＰＬＳの論理レベルが論理「Ｌ」で充放電切換素子３９の下側トランジスタ３１ｂが導通し、充放電抵抗３３、３５を介してカップリングコンデンサ５１を緩速放電する期間においては、ＮＯの判定を行って工程５７１２へ移行する判定ステップである。

工程５７０２では、移行時間Ｔｘを測定するためのタイマ１が起動されて、計時動作を開始してから工程５７０３へ移行する。工程５７０３は、図２５の工程５６１４ａが反復指令信号ＰＬＳの論理反転準備情報を一時記憶しておれば、ＹＥＳの判定を行って工程５７０４ａへ移行し、一時記憶をしていなければ、ＮＯの判定を行って工程５７０４ｂへ移行する判定ステップである。

工程５７０４ａでは、工程５７０２で起動開始されたタイマ１の現在値をＲＡＭメモリ２２へ読出記憶し、続く工程５７０５は、工程５７０４ａで読出記憶された移行時間Ｔｘの値に基づいて、漏電抵抗Ｒｘを算出する漏電抵抗算出手段となるステップである。

続く工程５７０６では、工程５７０５によって算出された漏電抵抗Ｒｘの今回値を、ＲＡＭメモリ２２によって構成されたシフタ（シフトレジスタ）の初段に入力するとともに、シフトレジスタに格納されている過去のデータを順次後段に移動させ、終段に格納されている過去の漏電抵抗Ｒｘのデータを排出消去してから、シフトレジスタに残されている漏電抵抗Ｒｘの総和をシフトレジスタによる格納点数で除算することによって、移動平均値を算出する。これによって、例えば高圧直流電源６１の電源電圧Ｖｈが一時的に変動したり、ノイズの影響による一時的な漏電抵抗Ｒｘの測定誤差が直接影響したりしないようになっている。

続く工程５７０７ａは、工程５７０６で算出された漏電抵抗Ｒｘの移動平均値が、予告漏電抵抗Ｒｘｎまたは限界漏電抵抗Ｒｘ０以下の値となれば、ＹＥＳの判定を行って工程５７０９へ移行し、異常がなければ、ＮＯの判定を行って工程５７０８へ移行する抵抗異常判定手段となるステップである。

なお、工程５７０６で算出された漏電抵抗Ｒｘの移動平均値と、図２６の工程５６０９ａで不揮発データメモリ２３に格納されている過去の移動平均値との間に所定値以上の格差があって、予告漏電抵抗Ｒｘ０までは低下していないが、急激な減少低下が認められるときには、工程５７０７ａは、ＹＥＳの判定を行って工程５７０９へ移行するようになっている。工程５７０８は、工程５７０２で起動されたタイマ１を初期化、停止して中継端子Ｂを介して図２６の工程５６０８へ移行するステップである。

工程５７０４ｂは、工程５７０３による判定がＮＯであって、反復指令信号ＰＬＳの論理レベルが「Ｈ」になってから、工程５６１４ａが論理反転の切換え指令を記憶するまでの経過時間を測定するために、工程５７０２で起動されたタイマ１の現在値を更新読み出しするステップであり、続く工程５７０７ｂは、工程５７０４ｂで読み出し記憶された経過時間が過大であって、所定時間を超過しているときには、ＹＥＳの判定を行って工程５７０９へ移行し、所定時間内であるときには、ＮＯの判定を行って中継端子Ｂを介して図２６の工程５６０８へ移行するタイムアウト異常判定手段となるステップである。

工程５７０９は、工程５７０７ａがＹＥＳの判定を行ったときには、予告報知出力ＥＲ２または抵抗異常判定出力ＥＲ１を発生するとともに、状態変化異常ＥＲＲ３の異常判定情報を記憶し、工程５７０７ｂがＹＥＳの判定を行ったときには、タイムアウト異常判定ＥＲＲ１の異常判定情報を記憶する測定異常処理手段となるステップであり、工程５７０９に続いて、中継端子Ｂを介して図２６の工程５６０８へ移行する。

工程５７０９において、予告報知出力ＥＲ２や抵抗異常判定出力ＥＲ１が発生すると異常報知器１９が作動し、タイムアウト異常判定ＥＲＲ１や状態変化異常ＥＲＲ３の異常判定情報が記憶されると、その他の異常情報とは分離されて図２６の工程５６０９ｂにおいて、不揮発データメモリ２３に異常発生の累積回数が書き込み保存され、保守点検作業に役立てるようになっている。

工程５７１２から工程５７１９に至る一連のフローは、工程５７０２から工程５７０９に至るフローと一対一で対応しており、１０番台の符号が０から１に変更されている。前述した工程５７０２から工程５７０９は、工程５７０１の判定がＹＥＳであって反復指令信号ＰＬＳの出力論理が「Ｈ」である緩速充電期間において、漏電抵抗Ｒｘの値を測定したり、異常発生の有無を監視したりするものとなっている。

これに対し、工程５７１２から工程５７１９は、工程５７０１の判定がＮＯであって反復指令信号ＰＬＳの出力論理が「Ｌ」である緩速放電期間において、漏電抵抗Ｒｘの値を測定したり、異常発生の有無を監視したりするものとなっている。なお、漏電抵抗Ｒｘの測定は工程５７１２から工程５７１９に至る一連のフローか、または工程５７０２から工程５７０９に至るフローとのどちらか一方だけで測定するようにしてもよい。

あるいは、工程５７０４ａで測定された移行時間と工程５７１４ａで測定された移行時間との平均値から漏電抵抗を算出して、移動平均を行うようにしてもよい。また、移動平均値を算出するためのシフトレジスタには、工程５７０５で測定された漏電抵抗の値と、工程５７１５で測定された漏電抵抗の値とを同一のシフトレジスタに対して交互に順次格納し、全体として１つの移動平均値が算出するようにしてもよい。

なお、工程５７０５、工程５７１５における漏電抵抗Ｒｘの算出においては、図２２の曲線５０１のように、全領域が負勾配曲線領域となる特性曲線に基づく場合と、曲線５１１のように、山形曲線の負勾配曲線領域を用いる場合と、曲線５１３のように、山形曲線の正勾配曲線領域を用いる場合とがある。いずれの場合も、閾値電圧係数γをパラメータとする、移行時間係数α対漏電抵抗係数βとの関数式またはデータテーブルを用いて、測定された移行時間Ｔｘの値から漏電抵抗Ｒｘの値を算出するものである。

しかし、異常判定の方法としては、検出された漏電抵抗Ｒｘと予告漏電抵抗Ｒｘｎや限界漏電抵抗Ｒｘ０とを比較するかわりに、あらかじめ予告漏電抵抗Ｒｘｎや限界漏電抵抗Ｒｘ０に対応した予告移行時間Ｔｘｎや限界移行時間Ｔｘ０を算出しておいて、実際の移行時間Ｔｘと予告移行時間Ｔｘｎや限界移行時間Ｔｘ０とを比較することもできる。

また、移行時間係数αの分母となる基準時定数Ｒ０×Ｃの値や、漏電抵抗係数βの分母となる直列抵抗Ｒ０の値や、閾値電圧係数γの値を固定値として扱う場合には、関数式やデータテーブルは、移行時間Ｔｘ対漏電抵抗Ｒｘの直接算式またはデータテーブルを使用することも可能である。この場合には、運転中に複雑な演算処理を行わないでも、測定された移行時間Ｔｘから漏電抵抗Ｒｘを直接算出することができる。

しかし、閾値電圧係数γや移行時間係数αの分母や、漏電抵抗係数βの分母の値を、適用車種や運転中の状態に応じて変更したい場合には、無単位化された指標値であるα、β、γを用いた関数式またはデータテーブルにしておくのが便利である。その他、演算制御回路２０Ｅのアナログ入力ポートが不足しているような場合には、監視信号処理回路４０Ｅの演算増幅器４９の代わりに、図１２や図１６で示した一対の比較器または反転記憶回路やヒステリシス動作機能を持った比較器に置き換えて、充放電切換素子３９を用いて緩速充電と緩速放電とによる漏電抵抗の測定を行なうこともできる。その他、図２０の実施の形態では、連結接続点Ｂが車載高電圧機器６０Ｘの負側電源線６７に接続されているが、これを正側電源線に接続するようにしても、算式ＩＩには変化は生じないものである。

以上の説明で明らかなとおり、この発明の実施の形態５による車載高電圧機器の漏電抵抗検出装置は、車載の高圧直流電源６１と、当該高圧直流電源から給電駆動される高圧電気負荷６４とよりなる車載高電圧機器６０Ｘに接続され、当該車載高電圧機器は、正電位側の漏電等価抵抗６５と負電位側の漏電等価抵抗６６とで代表される車体１１に対する漏電抵抗Ｒｘを有し、負端子が車体１１に接続された低圧直流電源１０から給電駆動されて制御電源電圧Ｖｃｃを発生する定電圧制御電源２５を備えるとともに、一端Ｂが車載高電圧機器６０Ｘの所定部位に接続されるカップリングコンデンサ５１を介して、漏電抵抗Ｒｘの値を測定する車載高電圧機器の漏電抵抗検出装置５０Ｅであって、漏電抵抗検出装置５０Ｅは、反復信号出力回路３０Ｅと監視信号処理回路４０Ｅと、互いに協働するマイクロプロセッサ２１とプログラムメモリ２４Ｅを含む演算制御回路２０Ｅとを備えている。
また、反復信号出力回路３０Ｅは、反復指令信号ＰＬＳに応動する充放電切換素子３９の切換動作に応動して、充放電抵抗３３、３５を介してカップリングコンデンサ５１の他端である測定点Ａを、制御電源電圧Ｖｃｃに断続接続する充電期間と放電期間とを交互に反復し、測定点Ａと車体１１との間の電位である監視電圧Ｖｘを漸増または漸減させ、監視信号処理回路４０Ｅは、充放電時定数が大きくなるほど緩やかな勾配で漸増または漸減する監視電圧Ｖｘの値が、所定の閾値電圧を通過するときに反転論理信号ＡＮＳ、ＬＯＷ、ＨＩＧを発生して演算制御回路２０Ｅに入力するか、または監視電圧Ｖｘに比例したアナログ信号電圧ＡＮＬを発生して演算制御回路２０Ｅに入力し、演算制御回路２０Ｅは、監視電圧Ｖｘの値が０ボルト以上の１つの閾値電圧と、制御電源電圧Ｖｃｃ以下の他の閾値電圧との間で、一方から他方に変化するまでの移行時間Ｔｘを測定し、当該移行時間Ｔｘと漏電抵抗Ｒｘとの関数式またはデータテーブルに基づいて、正電位側の漏電等価抵抗６５と負電位側の漏電等価抵抗６６との並列合成抵である漏電抵抗Ｒｘを算出し、当該漏電抵抗Ｒｘが所定の限界漏電抵抗Ｒｘ０以下となったとき、または移行時間Ｔｘが所定の限界漏電抵抗Ｒｘ０に対応した限界移行時間Ｔｘ０となったときに抵抗異常判定出力ＥＲ１を発生し、反復指令信号ＰＬＳは、移行時間Ｔｘの到来に伴って出力パルスが反転する可変周期のパルス信号となっている。

反復信号出力回路３０Ｅは、充放電切換素子３９の切換動作に応動して、抵抗値Ｒｓを持つ基準抵抗３３を介して、カップリングコンデンサ５１の他端である測定点Ａを定電圧制御電源２５の出力端子に接続するか、同じ基準抵抗３３を介して車体電位となる負端子に接続し、測定点Ａと車体１１との間の電位である監視電圧Ｖｘを漸増または漸減させ、監視信号処理回路４０Ｅは、抵抗値Ｒｓと漏電抵抗Ｒｘとの和と、カップリングコンデンサ５１の静電容量Ｃとの積である時定数（Ｒｓ＋Ｒｘ）Ｃが大きいほど緩やかな勾配で漸増または漸減する監視電圧Ｖｘの値が、第２の閾値Ｖ２を上昇通過するときに第２の反転論理信号ＡＮＳ、ＨＩＧを発生し、第１の閾値Ｖ１を下降通過するときに第１の反転論理信号ＡＮＳ、ＬＯＷを発生して演算制御回路２０Ｅに入力するか、または監視電圧Ｖｘに比例したアナログ信号電圧ＡＮＬを発生して演算制御回路２０Ｅに入力し、演算制御回路２０Ｅは、第２の反転論理信号ＡＮＳ、ＨＩＧが入力されるか、または入力されたアナログ信号電圧ＡＮＬに基づいて、第２の反転論理信号ＡＮＳ、ＨＩＧを生成するとともに、第１の反転論理信号ＡＮＳ、ＬＯＷが入力されるか、または入力されたアナログ信号電圧ＡＮＬに基づいて、第１の反転論理信号ＡＮＳ、ＬＯＷを生成する。

演算制御回路２０Ｅはまた、第１の反転論理信号ＡＮＳ、ＬＯＷが発生してから、第２の反転論理信号ＡＮＳ、ＨＩＧが得られるまでの時間を第２の移行時間Ｔｘ２として計測し、第２の反転論理信号ＡＮＳ、ＨＩＧが発生してから、第１の反転論理信号ＡＮＳ、ＬＯＷが得られるまでの時間を第１の移行時間Ｔｘ１として計測して、第１の移行時間Ｔｘ１または第２の移行時間Ｔｘ２のどちらか一方または両者の平均値を移行時間Ｔｘとし、演算制御回路２０Ｅまたは監視信号処理回路４０Ｅはまた、第１の反転論理信号ＡＮＳ、ＬＯＷおよび第２の反転論理信号ＡＮＳ、ＨＩＧが入力または生成された時点において反復指令信号ＰＬＳを反転させ、第１および第２の反転論理信号は、第１の閾値Ｖ１の前後において出力論理が変化する第１の論理信号ＬＯＷと、第２の閾値Ｖ２の前後において出力論理が変化する第２の論理信号ＨＩＧとによる一対の論理信号であるか、または、第１の閾値Ｖ１以下になってから第２の閾値Ｖ２以上になるまでは、「Ｌ」または「Ｈ」の第１の論理状態となり、第２の閾値Ｖ２以上になってから第１の閾値Ｖ１以下になるまでは、「Ｈ」または「Ｌ」の第２の論理状態となる帯域履歴論理信号ＡＮＳとなっている。
以上のとおり、この発明の請求項７に関連して、反復信号出力回路は、カップリングコンデンサに対する充放電を行い、演算処理回路は、第１の閾値Ｖ１から第２の閾値Ｖ２に上昇するまでの第２の移行時間Ｔｘ２、または第２の閾値Ｖ２から第１の閾値Ｖ１に下降するまでの第１の移行時間Ｔｘ１のどちらか一方、または両者の平均値を移行時間Ｔｘとして測定するとともに、監視信号処理回路または演算制御回路は監視電圧Ｖｘが第１の閾値Ｖ１を下降通過したときと、第２の閾値Ｖ２を上昇通過したときとに、パルス出力を反転させるようになっている。
したがって、移行時間Ｔｘの測定完了に伴って出力パルスが交互に反転するので、漏電抵抗が小さくなるほど反復指令信号ＰＬＳの発生周期が短縮され、速やかに異常検出を行うことができる特徴がある。また、反復指令信号ＰＬＳの前半パルスと後半パルスとの両方のパルスを用いて、常時漏電抵抗の測定を反復することができる特徴がある。

以上の説明で明らかなとおり、この発明の実施の形態５による車載高電圧機器の漏電抵抗検出方法は、車載高電圧機器の漏電抵抗検出装置において、カップリングコンデンサ５１の静電容量をＣとし、正側および負側の漏電等価抵抗６５、６６を並列合成した漏電抵抗の値をＲｘとし、反復信号処理回路３０Ｅ内に設けられた充放電抵抗３３、３５の合計値である直列抵抗の値をＲ０とし、監視電圧Ｖｘが第１の閾値Ｖ１から第２の閾値Ｖ２まで交互に漸増、漸減する時間を移行時間Ｔｘとし、移行時間係数α＝Ｔｘ／（Ｒ０×Ｃ）、漏電抵抗係数β＝Ｒｘ／Ｒ０、閾値電圧係数γ＝（Ｖ２−Ｖ１）／Ｖｃｃとしたときに、演算制御回路２０Ｅは、閾値電圧係数γをパラメータとし、漏電抵抗係数βの値に対応した移行時間係数αの特性曲線に基づいて、測定された移行時間Ｔｘに対応した漏電抵抗Ｒｘの値を算出するものであって、特性曲線は、漏電抵抗係数βの増加に伴って移行時間係数αが漸減または漸増する負勾配曲線領域または正勾配曲線領域が存在するが、正勾配曲線領域に続く負勾配曲線領域および全領域が負勾配曲線領域のいずれかである負勾配曲線領域が選択使用され、漏電抵抗Ｒｘの値が限界漏電抵抗Ｒｘ０となったときの移行時間係数αの値は、負勾配曲線領域に含まれるように閾値電圧係数γを定め、移行時間Ｔｘが限界漏電抵抗Ｒｘ０に対応した限界移行時間Ｔｘ０以上の値となったときには、漏電抵抗Ｒｘが過小であるとして抵抗異常判定出力ＥＲ１を発生するとともに、移行時間Ｔｘが、漏電抵抗Ｒｘが０になったとしたときの短絡移行時間Ｔｘ００を超過したときには、タイムアウト異常判定ＥＲＲ１を行うようになっている。

以上の説明で明らかなとおり、この発明の実施の形態５による車載高電圧機器の漏電抵抗検出方法は、車載高電圧機器の漏電抵抗検出装置において、カップリングコンデンサ５１の静電容量をＣとし、正側および負側の漏電等価抵抗６５、６６を並列合成した漏電抵抗の値をＲｘとし、反復信号処理回路３０Ｅ内に設けられた充放電抵抗３３、３５の合計値である直列抵抗の値をＲ０とし、監視電圧Ｖｘが第１の閾値Ｖ１から第２の閾値Ｖ２まで交互に漸増、漸減する時間を移行時間Ｔｘとし、移行時間係数α＝Ｔｘ／（Ｒ０×Ｃ）、漏電抵抗係数β＝Ｒｘ／Ｒ０、閾値電圧係数γ＝（Ｖ２−Ｖ１）／Ｖｃｃとしたときに、演算制御回路２０Ｅは、閾値電圧係数γをパラメータとし、漏電抵抗係数βの値に対応した移行時間係数αの特性曲線に基づいて、測定された移行時間Ｔｘに対応した漏電抵抗Ｒｘの値を算出するものであって、特性曲線は、漏電抵抗係数βの増加に伴って移行時間係数αが漸減または漸増する負勾配曲線領域または正勾配曲線領域が存在するが、正勾配曲線領域に続く負勾配曲線領域は、特性曲線補正手段によってあらかじめ適用除外されていて、漏電抵抗Ｒｘの値が限界漏電抵抗Ｒｘ０となったときの移行時間係数αの値は、補正された正勾配曲線領域に含まれるように閾値電圧係数γを定め、移行時間Ｔｘが限界漏電抵抗Ｒｘ０に対応した限界移行時間Ｔｘ０以下の値となったときには、漏電抵抗Ｒｘが過小であるとして抵抗異常判定出力ＥＲ１を発生するとともに、移行時間Ｔｘが、漏電抵抗Ｒｘが無限大になったとしたときの開放移行時間Ｔｘｍを超過したときには、タイムアウト異常判定ＥＲＲ１を行うようになっている。

１０ 低圧直流電源、１１ 車体、１８ 車両状態信号、１９ 異常報知器、２０Ａ〜２０Ｅ 演算制御回路、２１ マイクロプロセッサ、２３ 不揮発データメモリ、２４Ａ〜２４Ｅ プログラムメモリ、２５ 定電圧制御電源、３０Ａ〜３０Ｅ 反復信号出力回路、３１、３９ 充放電切換素子、３３ 充放電抵抗（基準抵抗Ｒｓ）、３５、３５ａ、３５ｂ 急速充放電抵抗Ｒｑ、３６ バイパスダイオード、３７ バイパスダイオード、４０Ａ〜４０Ｅ 監視信号処理回路、５０Ａ〜５０Ｅ 漏電抵抗検出装置、５１ カップリングコンデンサ、５３ バイパス漏電抵抗、５４ 試行漏電抵抗、５５ 試行用開閉素子、６０Ｘ、６０Ｙ 車載高電圧機器、６１ 高圧直流電源、６２ 高圧電源スイッチ、６４ 高圧電気負荷（モータ）、６５ 正側漏電等価抵抗、６６ 負側漏電等価抵抗、Ａ 他端（測定点）、ＡＮＬ アナログ信号電圧、ＡＮＳ 反転論理信号（帯域履歴論理信号）、Ｂ 一端（連結接続点）、Ｃ カップリングコンデンサの静電容量、ＥＲ１ 抵抗異常判定出力、ＥＲ２ 予告報知出力、ＥＲＲ１ タイムアウト異常、ＥＲＲ２ 過渡特性異常、ＥＲＲ３ 状態変化異常、ＨＩＧ 反転論理信号（第２の論理信号）、ＬＯＷ 反転論理信号（第１の論理信号）、ＰＬＳ 反復指令信号（パルス出力）、Ｒ０ 直列抵抗、 Ｒ０＝Ｒｓ＋Ｒｑ≒Ｒｓ、Ｒ１ 漏電等価抵抗（非連結接続側）、Ｒ２ 漏電等価抵抗（連結接続側）、Ｒ３ 付加抵抗、Ｒ４ 試行抵抗、Ｒｑ 急速充放電抵抗（Ｒｑ＜＜Ｒｓ）、Ｒｓ 充放電抵抗（基準抵抗）、Ｒｘ 漏電抵抗、 Ｒｘ＝Ｒ１×Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）、Ｒｘ０ 限界漏電抵抗、Ｒｘｎ 予告漏電抵抗、Ｔｘ 移行時間、Ｔｘ０ 限界移行時間、Ｔｘ００ 短絡移行時間、Ｔｘｍ 開放移行時間、Ｖ０ 設定閾値電圧、Ｖ１ 第１の閾値、Ｖ２ 第２の閾値、Ｖｃｃ 制御電源電圧、Ｖｘ 監視電圧、α 移行時間係数、β 漏電抵抗係数、γ 閾値電圧係数、τ 充放電時定数。

Claims (17)

1. 車載の高圧直流電源と、当該高圧直流電源から給電駆動される高圧電気負荷とよりなる車載高電圧機器に接続され、当該車載高電圧機器は、正電位側の漏電等価抵抗と負電位側の漏電等価抵抗とで代表される車体に対する漏電抵抗Ｒｘを有し、
   負端子が前記車体に接続された低圧直流電源から給電駆動されて制御電源電圧Ｖｃｃを発生する定電圧制御電源を備えるとともに、一端が前記車載高電圧機器の所定部位に接続されるカップリングコンデンサを介して、前記漏電抵抗Ｒｘの値を測定する車載高電圧機器の漏電抵抗検出装置であって、
   前記漏電抵抗検出装置は、反復信号出力回路と監視信号処理回路と、互いに協働するマイクロプロセッサおよびプログラムメモリを含む演算制御回路とを備え、
   前記反復信号出力回路は、反復指令信号ＰＬＳに応動する充放電切換素子の切換動作に応動して、充放電抵抗を介して前記カップリングコンデンサの他端である測定点を、前記制御電源電圧Ｖｃｃに断続接続する充電期間と放電期間とを交互に反復し、前記測定点と前記車体との間の電位である監視電圧Ｖｘを漸増または漸減させ、
   前記監視信号処理回路は、充放電時定数が大きくなるほど緩やかな勾配で漸増または漸減する前記監視電圧Ｖｘの値が、所定の閾値電圧を通過するときに反転論理信号ＡＮＳ、ＬＯＷ、ＨＩＧを発生して前記演算制御回路に入力するか、または前記監視電圧Ｖｘに比例したアナログ信号電圧ＡＮＬを発生して前記演算制御回路に入力し、
   前記演算制御回路は、前記監視電圧Ｖｘの値が０ボルト以上の１つの閾値電圧と、前記制御電源電圧Ｖｃｃ以下の他の閾値電圧との間で、一方から他方に変化するまでの移行時間Ｔｘを測定し、当該移行時間Ｔｘと前記漏電抵抗Ｒｘとの関数式またはデータテーブルに基づいて、前記正電位側の漏電等価抵抗と負電位側の漏電等価抵抗との並列合成抵である前記漏電抵抗Ｒｘを算出し、当該漏電抵抗Ｒｘが所定の限界漏電抵抗Ｒｘ０以下となったとき、または前記移行時間Ｔｘが所定の限界漏電抵抗Ｒｘ０に対応した限界移行時間Ｔｘ０となったときに抵抗異常判定出力ＥＲ１を発生し、
   前記反復指令信号ＰＬＳは、少なくとも前記限界移行時間Ｔｘ０よりも長い時間の充電期間または放電期間をもつ一定周期のパルス信号であるか、または前記移行時間Ｔｘの到来に伴って出力パルスが反転する可変周期のパルス信号である
   ことを特徴とする車載高電圧機器の漏電抵抗検出装置。
2. 前記充放電抵抗は、抵抗値Ｒｓとなる基準抵抗と、前記抵抗値Ｒｓに比べて十分に小さな値である抵抗値Ｒｑとなる急速充放電抵抗によって構成されているとともに、前記急速充放電抵抗は、一対のバイパスダイオードを介して前記定電圧制御電源の負端子と正端子とに接続されており、
   前記演算制御回路が漸増または漸減する前記監視電圧Ｖｘの移行時間Ｔｘを測定しているときには、前記基準抵抗は、前記カップリングコンデンサに対する充放電抵抗として前記漏電抵抗Ｒｘに直列接続されているが、前記高圧直流電源の電源電圧が急変するか、あるいは前記高圧電気負荷に対する高圧電源スイッチが閉路または開路するか、あるいは異常発生により前記正側漏電等価抵抗または負側漏電等価抵抗が急変したことにより、前記監視電圧Ｖｘの車体電位が０ボルト以下または前記制御電源電圧Ｖｃｃ以上に変化したときには、前記基準抵抗は除外されて、前記充放電切換素子の動作状態とは無関係に前記急速充放電抵抗と前記一対のバイパスダイオードを介して、前記カップリングコンデンサに対する充放電が行われる
   ことを特徴とする請求項１に記載の車載高電圧機器の漏電抵抗検出装置。
3. 前記反復信号出力回路は、前記充放電切換素子の切換動作に応動して、抵抗値Ｒｓを持つ基準抵抗を介して、前記カップリングコンデンサの他端である測定点を前記定電圧制御電源の出力端子に接続するか、前記抵抗値Ｒｓに比べて十分小さな値である抵抗値Ｒｑを持つ急速充放電抵抗を介して、車体電位となる負端子に接続し、前記測定点と前記車体との間の電位である監視電圧Ｖｘを漸増または急減させ、
   前記監視信号処理回路は、前記抵抗値Ｒｓ（Ｒｓ＞＞Ｒｑ）と前記漏電抵抗Ｒｘとの和と、前記カップリングコンデンサの静電容量Ｃとの積である時定数（Ｒｓ＋Ｒｘ）Ｃが大きいほど緩やかな勾配で漸増する前記監視電圧Ｖｘの値が、所定の閾値電圧Ｖ０を上昇通過するときに反転論理信号ＨＩＧを発生して前記演算制御回路に入力するか、または前記監視電圧Ｖｘに比例したアナログ信号電圧ＡＮＬを発生して前記演算制御回路に入力し、
   前記演算制御回路は、前記監視電圧Ｖｘの値が前記充放電切換素子によって急減して０ボルトに接近した状態において、定周期のパルス列信号である前記反復指令信号ＰＬＳの出力が反転するとともに、やがて前記反転論理信号ＨＩＧが入力されるか、または入力されたアナログ信号電圧ＡＮＬに基づいて反転論理信号ＨＩＧを生成し、当該反転論理信号ＨＩＧが得られるまでの時間を前記移行時間Ｔｘとして計測した後に、前記反復指令信号ＰＬＳの出力が反転する
   ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の車載高電圧機器の漏電抵抗検出装置。
4. 前記反復信号出力回路は、前記充放電切換素子の切換動作に応動して、抵抗値Ｒｑを持つ急速充放電抵抗を介して、前記カップリングコンデンサの他端である測定点を前記定電圧制御電源の出力端子に接続するか、前記抵抗値Ｒｑに比べて十分大きな値である抵抗値Ｒｓを持つ基準抵抗を介して、車体電位となる負端子に接続し、前記測定点と前記車体との間の電位である監視電圧Ｖｘを急増または漸減させ、
   前記監視信号処理回路は、前記抵抗値Ｒｓ（Ｒｓ＞＞Ｒｑ）と前記漏電抵抗Ｒｘとの和と、前記カップリングコンデンサの静電容量Ｃとの積である時定数（Ｒｓ＋Ｒｘ）Ｃが大きいほど緩やかな勾配で漸減する前記監視電圧Ｖｘの値が、前記制御電源電圧Ｖｃｃから所定の閾値電圧Ｖ０を減じた値を下降通過するときに反転論理信号ＬＯＷを発生して前記演算制御回路に入力するか、または前記監視電圧Ｖｘに比例したアナログ信号電圧ＡＮＬを発生して前記演算制御回路に入力し、
   前記演算制御回路は、前記監視電圧Ｖｘの値が前記充放電切換素子によって急増して制御電源電圧Ｖｃｃに接近した状態において、定周期のパルス列信号である前記反復指令信号ＰＬＳの出力が反転するとともに、やがて前記反転論理信号ＬＯＷが入力されるか、または入力されたアナログ信号電圧ＡＮＬに基づいて反転論理信号ＬＯＷを生成し、当該反転論理信号ＬＯＷが得られるまでの時間を前記移行時間Ｔｘとして計測した後に、前記反復指令信号ＰＬＳの出力が反転する
   ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の車載高電圧機器の漏電抵抗検出装置。
5. 前記反復信号出力回路は、前記充放電切換素子の切換動作に応動して、抵抗値Ｒｑを持つ急速充放電抵抗を介して、前記カップリングコンデンサの他端である測定点を前記定電圧制御電源の出力端子に接続するか、前記抵抗値Ｒｑに比べて十分大きな値である抵抗値Ｒｓを持つ基準抵抗を介して、車体電位となる負端子に接続し、前記測定点と前記車体との間の電位である監視電圧Ｖｘを急増または漸減させ、
   前記監視信号処理回路は、前記抵抗値Ｒｓ（Ｒｓ＞＞Ｒｑ）と前記漏電抵抗Ｒｘとの和と、前記カップリングコンデンサの静電容量Ｃとの積である時定数（Ｒｓ＋Ｒｘ）Ｃが大きいほど緩やかな勾配で漸減する前記監視電圧Ｖｘの値が、第１の閾値Ｖ１を下降通過するときに第１の反転論理信号ＡＮＳ、ＬＯＷを発生して前記演算制御回路２０Ｃに入力するか、または前記監視電圧Ｖｘに比例したアナログ信号電圧ＡＮＬを発生して前記演算制御回路に入力するとともに、時定数（Ｒｑ＋Ｒｘ）Ｃが小さいほど大きな勾配で急増する前記監視電圧Ｖｘの値が、前記制御電源点圧Ｖｃｃに接近した第２の閾値Ｖ２を上昇通過するときに第２の反転論理信号ＡＮＳ、ＨＩＧを発生して前記演算制御回路に入力するか、または前記監視電圧Ｖｘに比例したアナログ信号電圧ＡＮＬを発生して前記演算制御回路に入力し、
   前記演算制御回路は、前記第２の反転論理信号ＡＮＳ、ＨＩＧが入力されるか、または入力されたアナログ信号電圧ＡＮＬに基づいて、第２の反転論理信号ＡＮＳ、ＨＩＧを生成するとともに、前記第１の反転論理信号ＡＮＳ、ＬＯＷが入力されるか、または入力されたアナログ信号電圧ＡＮＬに基づいて、第１の反転論理信号ＡＮＳ、ＬＯＷを生成し、
   前記演算制御回路はまた、前記第２の反転論理信号ＡＮＳ、ＨＩＧが発生してから、第１の反転論理信号ＡＮＳ、ＬＯＷが得られるまでの時間を前記移行時間Ｔｘとして計測し、
   前記演算制御回路または前記監視信号処理回路はまた、前記第１の反転論理信号ＡＮＳ、ＬＯＷおよび第２の反転論理信号ＡＮＳ、ＨＩＧが入力または生成された時点において前記反復指令信号ＰＬＳを反転させ、
   前記第１および第２の反転論理信号は、前記第１の閾値Ｖ１の前後において出力論理が変化する第１の論理信号ＬＯＷと、前記第２の閾値Ｖ２の前後において出力論理が変化する第２の論理信号ＨＩＧとによる一対の論理信号であるか、または、前記第１の閾値Ｖ１以下になってから前記第２の閾値Ｖ２以上になるまでは、「Ｌ」または「Ｈ」の第１の論理状態となり、前記第２の閾値Ｖ２以上になってから前記第１の閾値Ｖ１以下になるまでは、「Ｈ」または「Ｌ」の第２の論理状態となる帯域履歴論理信号ＡＮＳである
   ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の車載高電圧機器の漏電抵抗検出装置。
6. 前記反復信号出力回路は、前記充放電切換素子の切換動作に応動して、抵抗値Ｒｓを持つ基準抵抗を介して、前記カップリングコンデンサの他端である測定点を前記定電圧制御電源の出力端子に接続するか、前記抵抗値Ｒｓに比べて十分小さな値である抵抗値Ｒｑを持つ急速充放電抵抗を介して、車体電位となる負端子に接続し、前記測定点と前記車体との間の電位である監視電圧Ｖｘを漸増または急減させ、
   前記監視信号処理回路は、前記抵抗値Ｒｓ（Ｒｓ＞＞Ｒｑ）と前記漏電抵抗Ｒｘとの和と、前記カップリングコンデンサの静電容量Ｃとの積である時定数（Ｒｓ＋Ｒｘ）Ｃが大きいほど緩やかな勾配で漸増する前記監視電圧Ｖｘの値が、第２の閾値Ｖ２を上昇通過するときに第２の反転論理信号ＡＮＳ、ＨＩＧを発生して前記演算制御回路に入力するか、または前記監視電圧Ｖｘに比例したアナログ信号電圧ＡＮＬを発生して前記演算制御回路に入力するとともに、時定数（Ｒｑ＋Ｒｘ）Ｃが小さいほど大きな勾配で急減する前記監視電圧Ｖｘの値が、０ボルトに接近した第１の閾値Ｖ１を下降通過するときに第１の反転論理信号ＡＮＳ、ＬＯＷを発生して前記演算制御回路に入力するか、または前記監視電圧Ｖｘに比例したアナログ信号電圧ＡＮＬを発生して前記演算制御回路に入力し、
   前記演算制御回路は、前記第２の反転論理信号ＡＮＳ、ＨＩＧが入力されるか、または入力されたアナログ信号電圧ＡＮＬに基づいて、第２の反転論理信号ＡＮＳ、ＨＩＧを生成するとともに、前記第１の反転論理信号ＡＮＳ、ＬＯＷが入力されるか、または入力されたアナログ信号電圧ＡＮＬに基づいて、第１の反転論理信号ＡＮＳ、ＬＯＷを生成し、
   前記演算制御回路はまた、前記第１の反転論理信号ＡＮＳ、ＬＯＷが発生してから、第２の反転論理信号ＡＮＳ、ＨＩＧが得られるまでの時間を前記移行時間Ｔｘとして計測し、
   前記演算制御回路または前記監視信号処理回路はまた、前記第１の反転論理信号ＡＮＳ、ＬＯＷおよび第２の反転論理信号ＡＮＳ、ＨＩＧが入力または生成された時点において前記反復指令信号ＰＬＳを反転させ、
   前記第１および第２の反転論理信号は、前記第１の閾値Ｖ１の前後において出力論理が変化する第１の論理信号ＬＯＷと、前記第２の閾値Ｖ２の前後において出力論理が変化する第２の論理信号ＨＩＧとによる一対の論理信号であるか、または、前記第１の閾値Ｖ１以下になってから前記第２の閾値Ｖ２以上になるまでは、「Ｌ」または「Ｈ」の第１の論理状態となり、前記第２の閾値Ｖ２以上になってから前記第１の閾値Ｖ１以下になるまでは、「Ｈ」または「Ｌ」の第２の論理状態となる帯域履歴論理信号ＡＮＳである
   ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の車載高電圧機器の漏電抵抗検出装置。
7. 前記反復信号出力回路は、前記充放電切換素子の切換動作に応動して、抵抗値Ｒｓを持つ基準抵抗を介して、前記カップリングコンデンサの他端である測定点を前記定電圧制御電源の出力端子に接続するか、同じ基準抵抗を介して車体電位となる負端子に接続し、前記測定点と前記車体との間の電位である監視電圧Ｖｘを漸増または漸減させ、
   前記監視信号処理回路は、前記抵抗値Ｒｓと前記漏電抵抗Ｒｘとの和と、前記カップリングコンデンサの静電容量Ｃとの積である時定数（Ｒｓ＋Ｒｘ）Ｃが大きいほど緩やかな勾配で漸増または漸減する前記監視電圧Ｖｘの値が、第２の閾値Ｖ２を上昇通過するときに第２の反転論理信号ＡＮＳ、ＨＩＧを発生し、第１の閾値Ｖ１を下降通過するときに第１の反転論理信号ＡＮＳ、ＬＯＷを発生して前記演算制御回路に入力するか、または前記監視電圧Ｖｘに比例したアナログ信号電圧ＡＮＬを発生して前記演算制御回路に入力し、
   前記演算制御回路は、前記第２の反転論理信号ＡＮＳ、ＨＩＧが入力されるか、または入力されたアナログ信号電圧ＡＮＬに基づいて、第２の反転論理信号ＡＮＳ、ＨＩＧを生成するとともに、前記第１の反転論理信号ＡＮＳ、ＬＯＷが入力されるか、または入力されたアナログ信号電圧ＡＮＬに基づいて、第１の反転論理信号ＡＮＳ、ＬＯＷを生成し、
   前記演算制御回路はまた、前記第１の反転論理信号ＡＮＳ、ＬＯＷが発生してから、前記第２の反転論理信号ＡＮＳ、ＨＩＧが得られるまでの時間を第２の移行時間Ｔｘ２として計測し、前記第２の反転論理信号ＡＮＳ、ＨＩＧが発生してから、前記第１の反転論理信号ＡＮＳ、ＬＯＷが得られるまでの時間を第１の移行時間Ｔｘ１として計測して、前記第１の移行時間Ｔｘ１または第２の移行時間Ｔｘ２のどちらか一方または両者の平均値を移行時間Ｔｘとし、
   前記演算制御回路または前記監視信号処理回路はまた、前記第１の反転論理信号ＡＮＳ、ＬＯＷおよび第２の反転論理信号ＡＮＳ、ＨＩＧが入力または生成された時点において前記反復指令信号ＰＬＳを反転させ、
   前記第１および第２の反転論理信号は、前記第１の閾値Ｖ１の前後において出力論理が変化する第１の論理信号ＬＯＷと、前記第２の閾値Ｖ２の前後において出力論理が変化する第２の論理信号ＨＩＧとによる一対の論理信号であるか、または、前記第１の閾値Ｖ１以下になってから前記第２の閾値Ｖ２以上になるまでは、「Ｌ」または「Ｈ」の第１の論理状態となり、前記第２の閾値Ｖ２以上になってから前記第１の閾値Ｖ１以下になるまでは、「Ｈ」または「Ｌ」の第２の論理状態となる帯域履歴論理信号ＡＮＳである
   ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の車載高電圧機器の漏電抵抗検出装置。
8. 請求項１または請求項２に記載の車載高電圧機器の漏電抵抗検出装置において、
   前記カップリングコンデンサの静電容量をＣとし、前記正側および負側の漏電等価抵抗を並列合成した漏電抵抗の値をＲｘとし、前記反復信号処理回路内に設けられた充放電抵抗の合計値である直列抵抗の値をＲ０とし、
   前記監視電圧Ｖｘが０の状態から所定の閾値電圧Ｖ０に漸増するまでの時間、または前記制御電圧Ｖｃｃの状態から所定の閾値電圧（Ｖｃｃ−Ｖ０）に漸減するまでの時間、または前記監視電圧Ｖｘが第１の閾値Ｖ１から第２の閾値Ｖ２まで交互に漸増、漸減する時間を移行時間Ｔｘとし、移行時間係数α＝Ｔｘ／（Ｒ０×Ｃ）、漏電抵抗係数β＝Ｒｘ／Ｒ０、閾値電圧係数γ＝Ｖ０／Ｖｃｃ、またはγ＝（Ｖ２−Ｖ１）／Ｖｃｃとしたときに、
   前記演算制御回路は、前記閾値電圧係数γをパラメータとし、前記漏電抵抗係数βの値に対応した前記移行時間係数αの特性曲線に基づいて、測定された移行時間Ｔｘに対応した漏電抵抗Ｒｘの値を算出するものであって、
   前記特性曲線は、前記漏電抵抗係数βの増加に伴って前記移行時間係数αが漸減または漸増する負勾配曲線領域または正勾配曲線領域が存在するが、前記正勾配曲線領域に続く負勾配曲線領域および全領域が負勾配曲線領域のいずれかである負勾配曲線領域が選択使用され、前記漏電抵抗Ｒｘの値が前記限界漏電抵抗Ｒｘ０となったときの前記移行時間係数αの値は、前記負勾配曲線領域に含まれるように前記閾値電圧係数γを定め、
   前記移行時間Ｔｘが前記限界漏電抵抗Ｒｘ０に対応した限界移行時間Ｔｘ０以上の値となったときには、漏電抵抗Ｒｘが過小であるとして前記抵抗異常判定出力ＥＲ１を発生するとともに、
   前記移行時間Ｔｘが、前記漏電抵抗Ｒｘが０になったとしたときの短絡移行時間Ｔｘ００を超過したときには、タイムアウト異常判定ＥＲＲ１を行う
   ことを特徴とする車載高電圧機器の漏電抵抗検出方法。
9. 前記特性曲線は、全領域が負勾配曲線領域となり、正勾配曲線領域を含まないように低率の閾値電圧係数γが適用されている
   ことを特徴とする請求項８に記載の車載高電圧機器の漏電抵抗検出方法。
10. 請求項１または請求項２に記載の車載高電圧機器の漏電抵抗検出装置において、
    前記カップリングコンデンサの静電容量をＣとし、前記正側および負側の漏電等価抵抗を並列合成した漏電抵抗の値をＲｘとし、前記反復信号処理回路内に設けられた充放電抵抗の合計値である直列抵抗の値をＲ０とし、
    前記監視電圧Ｖｘが０の状態から所定の閾値電圧Ｖ０に漸増するまでの時間、または前記制御電圧Ｖｃｃの状態から所定の閾値電圧（Ｖｃｃ−Ｖ０）に漸減するまでの時間、または前記監視電圧Ｖｘが第１の閾値Ｖ１から第２の閾値Ｖ２まで交互に漸増、漸減する時間を移行時間Ｔｘとし、移行時間係数α＝Ｔｘ／（Ｒ０×Ｃ）、漏電抵抗係数β＝Ｒｘ／Ｒ０、閾値電圧係数γ＝Ｖ０／Ｖｃｃ、またはγ＝（Ｖ２−Ｖ１）／Ｖｃｃとしたときに、
    前記演算制御回路は、前記閾値電圧係数γをパラメータとし、前記漏電抵抗係数βの値に対応した前記移行時間係数αの特性曲線に基づいて、測定された移行時間Ｔｘに対応した漏電抵抗Ｒｘの値を算出するものであって、
    前記特性曲線は、前記漏電抵抗係数βの増加に伴って前記移行時間係数αが漸減または漸増する負勾配曲線領域または正勾配曲線領域が存在するが、前記正勾配曲線領域に続く負勾配曲線領域は、特性曲線補正手段によってあらかじめ適用除外されていて、
    前記漏電抵抗Ｒｘの値が前記限界漏電抵抗Ｒｘ０となったときの前記移行時間係数αの値は、前記補正された正勾配曲線領域に含まれるように前記閾値電圧係数γを定め、
    前記移行時間Ｔｘが前記限界漏電抵抗Ｒｘ０に対応した限界移行時間Ｔｘ０以下の値となったときには、漏電抵抗Ｒｘが過小であるとして前記抵抗異常判定出力ＥＲ１を発生するとともに、
    前記移行時間Ｔｘが、前記漏電抵抗Ｒｘが無限大になったとしたときの開放移行時間Ｔｘｍを超過したときにはタイムアウト異常判定ＥＲＲ１を行う
    ことを特徴とする車載高電圧機器の漏電抵抗検出方法。
11. 前記特性曲線補正手段は、前記カップリングコンデンサと前記車載高電圧機器との連結接続点と車体との間にバイパス漏電抵抗をあらかじめ接続しておくものであり、
    前記バイパス漏電抵抗は、前記限界漏電抵抗Ｒｘ０よりも十分大きな付加抵抗Ｒ３を備え、前記漏電抵抗Ｒｘが無限大であるときの漏電抵抗係数βの値をＲ３／Ｒ０に抑制し、 前記移行時間係数αが過大となるのを抑制するものである
    ことを特徴とする請求項１０に記載の車載高電圧機器の漏電抵抗検出方法。
12. 前記カップリングコンデンサと前記車載高電圧機器との連結接続点と車体との間に接続されたバイパス漏電抵抗を備え、
    前記演算制御回路は、前記カップリングコンデンサと前記車載高電圧機器とが接続されていない状態で漏電抵抗Ｒｘの測定を行ない、得られた結果が前記バイパス漏電抵抗による付加抵抗Ｒ３となるように、前記カップリングコンデンサの静電容量Ｃの値を校正記憶する
    ことを特徴とする請求項８または請求項１０に記載の車載高電圧機器の漏電抵抗検出方法。
13. 前記演算制御回路は、前記監視信号処理回路から入力された前記監視電圧Ｖｘに応動する反転論理信号ＡＮＳ、ＬＯＷ、ＨＩＧ、またはアナログ信号電圧ＡＮＬに応動し、前記監視電圧Ｖｘが移行時間Ｔｘを計測するための１つの閾値電圧と他の閾値電圧によって定まる適正電圧範囲を逸脱している時間を測定し、
    当該測定時間が所定の許容判定時間内にあるときには、前記漏電抵抗Ｒｘの測定を中断し、当該測定時間が所定の異常判定時間を超過したときには、過渡特性異常ＥＲＲ２の判定を行う
    ことを特徴とする請求項８または請求項１０に記載の車載高電圧機器の漏電抵抗検出方法。
14. 前記演算制御回路には、車両状態信号が入力され、
    前記車両状態信号は、前記カップリングコンデンサと前記車載高電圧機器との接続点における車体電位が変動する要因となる状態の発生を識別するための信号であり、
    前記演算制御回路は、前記車両状態信号の状態変化を検出して、漏電抵抗の急変を予測するとともに、前記過渡特性異常は、前記車両状態信号の状態変化があった直後においては、異常判定を回避する
    ことを特徴とする請求項１３に記載の車載高電圧機器の漏電抵抗検出方法。
15. 前記プログラムメモリの一部領域であるか、または当該プログラムメモリに併設された不揮発データメモリは、前記閾値電圧係数γ＝Ｖ０／Ｖｃｃまたはγ＝（Ｖ２−Ｖ１）／Ｖｃｃをパラメータとする、漏電抵抗係数β＝Ｒｘ／Ｒ０対移行時間係数α＝Ｔｘ／（Ｒ０Ｃ）の特性曲線に関するデータテーブルと、前記閾値電圧係数γの値と、直列抵抗Ｒ０の値を決定する基準抵抗Ｒｓと急速充放電抵抗Ｒｑの値と、静電容量Ｃの値と、限界漏電抵抗Ｒｘ０の値と、予告報知される予告漏電抵抗の値Ｒｘｎとがあらかじめ書き込み保存されているとともに、運転中に測定された漏電抵抗Ｒｘの値と、異常発生の履歴情報を定期的または運転停止の直前に書き込み保存するようになっており、
    前記演算制御回路は、実測された移行時間Ｔｘから算出される移行時間係数αに対応して、前記漏電抵抗係数βの値を前記データテーブルから読出すことによって現在の漏電抵抗Ｒｘを算出し、前記限界漏電抵抗Ｒｘ０または予告漏電抵抗Ｒｘｎの値と比較することによって、前記抵抗異常判定出力ＥＲ１に加えて予告報知出力ＥＲ２を発生するか、または時系列としての漏電抵抗が急減したときには、状態変化異常ＥＲＲ３の判定を行う
    ことを特徴とする請求項８または請求項１０に記載の車載高電圧機器の漏電抵抗検出方法。
16. 前記カップリングコンデンサと前記車載高電圧機器との連結接続点と前記車体との間に接続された試行漏電抵抗と試行開閉素子とを備え、
    前記試行漏電抵抗は、前記限界漏電抵抗Ｒｘ０以下の抵抗であるか、または限界漏電抵抗Ｒｘ０に接近した値であって、限界漏電抵抗Ｒｘ０よりは大きな抵抗である予告漏電抵抗Ｒｘｎ以下の抵抗であり、
    前記試行開閉素子は、前記試行漏電抵抗と直列接続されており、
    前記演算制御回路は、運転開始時に一時的に前記試行開閉素子を閉路するとともに、前記抵抗異常判定出力ＥＲ１が一瞬だけ作動するかどうか、または漏電抵抗Ｒｘが前記予告漏電抵抗Ｒｘｎ以下となったときに発生する予告報知出力ＥＲ２が一瞬だけ動作するかどうかを判定し、漏電抵抗Ｒｘの検出動作が正常に行われる状態にあるかどうかを点検し、
    前記点検結果が異常であれば、前記抵抗異常判定出力ＥＲ１または予告報知出力ＥＲ２を継続または断続して発生し、正常であれば、前記抵抗異常判定出力ＥＲ１または予告報知出力ＥＲ２によって駆動される異常報知器が実働できない短時間で出力発生を停止する
    ことを特徴とする請求項８または請求項１０に記載の車載高電圧機器の漏電抵抗検出方法。
17. 前記カップリングコンデンサと前記車載高電圧機器との連結接続点と前記車体との間に接続されたバイパス漏電抵抗を備え、
    前記演算制御回路は、運転開始時に前記試行開閉素子を閉路して、前記試行漏電抵抗と前記バイパス漏電抵抗と実際の漏電抵抗Ｒｘとが並列接続された状態における合成された第１の漏電抵抗の値を測定するとともに、前記試行開閉素子を開路した状態で、前記バイパス漏電抵抗と実際の漏電抵抗Ｒｘとが並列接続された状態における合成された第２の漏電抵抗の値とを測定し、前記第１および第２の漏電抵抗の値から、前記カップリングコンデンサの静電容量Ｃを逆算して校正値として記憶し、校正記憶された静電容量Ｃによれば前記開閉素子の閉路時と開路時における実際の漏電抵抗Ｒｘが同一の値となるように校正値が算出されている
    ことを特徴とする請求項１６に記載の車載高電圧機器の漏電抵抗検出方法。

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