CN103308769A - 车载高电压设备的漏电电阻检测装置及漏电电阻检测方法 - Google Patents

车载高电压设备的漏电电阻检测装置及漏电电阻检测方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种迅速地对与车身绝缘的车载高电压设备与车身之间的漏电电阻的变化状态进行检测的车载高电压设备的漏电电阻检测装置及漏电电阻检测方法。包括：耦合电容器（51），该耦合电容器（51）的一端与车载高电压设备（60X）连接，另一端与反复信号输出电路（30A）连接，并根据对反复脉冲信号(PLS)进行响应的充放电切换元件（31）的动作进行充放电，采用该耦合电容器（51）的另一端的电位即监视电压（Vx）从一个预定电压达到其它预定电压为止的过渡时间的函数来测定漏电电阻（Rx），在测定到的漏电电阻（Rx）变为预定的界限漏电电阻（Rx0）以下时产生电阻异常判断输出（ER1）。

Description

车载高电压设备的漏电电阻检测装置及漏电电阻检测方法
技术领域
本发明涉及一种车载高电压设备的漏电电阻检测装置及其漏电电阻检测方法，该漏电电阻检测装置与由车载高压直流电源及高压电负载所组成的车载高电压设备连接，该高压电负载由该高压直流电源供电并驱动，对由该车载高电压设备的正电位一侧的漏电等效电阻及负电位一侧的漏电等效电阻所代表的对车身的漏电电阻进行测定，若漏电电阻降低则进行异常通知。
背景技术
一般地，在电动汽车或混合动力型电动汽车等中，兼用着例如DC12V***的低电压电池与作为DC400V***的电池组的高电压电池，在低电压电池的负端子与车身连接，而高电压电池及由该高电压电池所供电并驱动的高压电负载整体与车身绝缘地搭载的装置中，利用由低电压电池所供电并驱动的漏电电阻检测装置来对高电压设备整体的绝缘电阻（与漏电电阻的意思相同）进行测定，并检测有无接地(日文：地絡)异常。
例如，专利文献1中记载的电动车辆的接地检测装置具有与车身电绝缘的高电压直流电源、由来自该高电压直流电源的直流电压所驱动的三相交流电动机，并具有微型计算机，该微型计算机经由检测电阻、耦合电容器将由矩形波组成的接地检测信号提供给高电压直流电源，并且对作为检测电阻、耦合电容器的连接点的接地检测点的电压幅度值进行检测，基于预先设定的电压幅度值与绝缘电阻值间的关系，将检测出的电压幅度值变换成绝缘电阻值，并通过将变换后的绝缘电阻值与预先设定的接地判断阈值进行比较从而对高电压直流电源的绝缘电阻劣化级别进行检测，该接地检测装置的电路结构可以简化，从而能够更高精度地检测对车身的绝缘电阻的下降级别。
首先，通过图28、29对专利文献1所涉及的接地检测装置进行详细说明，各部分的名称对应后述的本发明中的名称来表示。在表示现有装置整体结构图的图28中，漏电电阻检测装置50由如下电路构成：以微处理器为主体而构成的运算控制电路20、反复信号输出电路30以及监视信号处理电路40。
车载高电压设备60含有包含高压直流电源61在内的未图示的高压电负载，虽说是绝缘地设置，但具有等效漏电电阻R1、R2对车身11进行搭载。耦合电容器51的一端B与车载高电压设备60的例如负端子连接，另一端A与反复信号输出电路30的输出端子连接。
运算控制电路20产生反复指令信号PLS，该反复指令信号PLS是以T1＝T2＝半周期T的脉冲串信号，T1为“H”期间，T2为“L”期间。反复信号输出电路30由一上一下的一对晶体管构成，并包括充放电切换元件39及串联电阻R0，该充放电切换元件39对反复指令信号PLS进行响应来使其中一个晶体管导通，当反复指令信号PLS的输出逻辑电平为“H”时，从预定的控制电源电压Vcc并经由未图示的上侧晶体管及串联电阻R0向耦合电容器51提供充电电流，此时下侧晶体管断开。
另外，当反复指令信号PLS的输出逻辑电平为“L”时，耦合电容器51的放电电流经由未图示的下侧晶体管及串联电阻R0流过，此时上侧晶体管断开。监视信号处理电路40经由未图示的噪声滤波器及运算放大器49将监视电压Vx的值作为模拟信号电压ANL输出给运算控制电路20，该监视电压Vx是作为测定点的耦合电容器51的另一端A与车身11之间的电位。
在反复指令信号PLS的输出逻辑电平为“H”的前半周期T1＝T时，模拟信号电压ANL的值从初始电压Vx1逐渐增大到末期电压Vx2为止，在反复指令信号PLS的输出逻辑电平为“L”的后半周期T2＝T时，从初始电压Vx2逐渐减小到末期电压Vx1为止。此外，在由于高压直流电源61的电压发生变动或负载驱动用电源开关的通断导致漏电电阻发生变动的情况下，耦合电容器51的测定点A的电压作为相对于车身的电位变为0V以下、或控制电源电压Vcc以上的值，并脱离正常电压范围。
旁路二极管815、816及817、818是用于在车载高电压设备60中发生接地异常时，通过使耦合电容器51中存储着的电荷经由生成控制电源电压Vcc的未图示的恒定电压控制电源的输出端子及负端子流回到车身11而与充放电切换元件39的动作状态无关，从而将监视电压Vx的值迅速地拉回到正常电压范围0～Vcc。其中，在漏电电阻Rx过小时，前级的旁路二极管817、818有可能产生过电流而断路，在此情况下，被限流的电流经由串联电阻R0及旁路二极管815、816而回流。
此外，在正电位一侧的漏电等效电阻R1及负电位一侧的漏电电阻R2的值相等、且充放电电流未流到耦合电容器51中的状态下，相对于高压直流电源61的电压Vh，连结连接点B的相对于车身的电位变为－Vh/2，在漏电等效电阻R1短路时，连结连接点B的相对于车身的电位变为－Vh，在漏电等效电阻R2短路时，连结连接点B的相对于车身的电位变为0。通过利用该电位变动使得耦合电容器51中流过充放电电流，从而使测定点A的电位发生大幅度变动，过渡性地脱离到正常范围0～Vcc的区域外。
在如图28构成的现有装置的特性曲线图即图29中，横轴所示出的漏电电阻系数β是漏电等效电阻R1、R2的并联合成电阻即漏电电阻Ｒｘ＝Ｒ1×Ｒ2／（Ｒ1＋Ｒ2）的值、与串联电阻R0的比率，由于串联电阻R0是已知常数，因此漏电电阻系数β＝Ｒｘ／Ｒ0的值与漏电电阻Rx成正比。纵轴所示出的阈值电压系数γ是上述末期电压Vx2与初始电压Vx1的偏差电压Ｖｘ2－Ｖｘ1、与控制电源电压Vcc的比率，由于控制电源电压Vcc是已知常数，因此阈值电压系数γ＝（Ｖｘ2－Ｖｘ1）／Ｖｃｃ的值与测定到的偏差电压Ｖｘ2－Ｖｘ1的值成正比。
图29中的多个特性曲线将基准时间系数α0设为参数，基准时间系数α0是反复指令信号PLS的半周期T、与对漏电电阻Rx的值变为零时的耦合电容器51的充放电时间常数τ＝（Ｒ0＋Ｒｘ）×Ｃ＝Ｒ0×Ｃ之间的比率，由于均为已知常数，因此基准时间系数α0＝Ｔ／（Ｒ0×Ｃ）为已知常数。
例如，将容许的漏电电阻Rx的下限值设为界限漏电电阻Rx0，如果将串联电阻R0选择设计成与界限漏电电阻Rx0相同的值，则在此情况下对漏电电阻系数为β＝1时的阈值电压系数γ的值感兴趣。这里，如果将基准时间系数α0选择设计成0.5，则在此情况下的关注点P1上的阈值电压系数为γ＝0．56。
因此，如果控制电源电压Vcc例如为5V，则在反复指令信号PLS的“H”期间的末期，若偏差电压超过Ｖｘ2－Ｖｘ1＝5×0．56＝2．8Ｖ，则表示漏电电阻Rx处于超过界限漏电电阻Rx0的安全区域，若小于2.8V，则表示成为小于界限漏电电阻Rx0并处于危险区域。此外，图29的特性曲线图是根据图29上侧所示出的算式III而产生的曲线图，在监视电压Vx的值处于正常范围0～Ｖｃｃ的稳定状态时该算式成立。
现有技术
专利文献
专利文献1：日本专利特开2002－209331号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
专利文献1所涉及的漏电检测装置通过基于图29所示出的特性曲线图，在反复指令信号PLS的“H”期间的末期（或者也可以是“L”期间的末期），计算出初始电压Vx1与末期电压Vx2的偏差电压Ｖｘ2－Ｖｘ1，并读取出与该偏差电压对应的漏电电阻系数β的值，从而检测出当前漏电电阻Rx的值。
该方式的第1问题点在于，漏电电阻Rx的计算常常在反复指令信号PLS的产生脉冲的末期（逻辑的变化时期）进行，未等到末期，偏差电压就变得非常大，即使在漏电电阻正常的情况下，也不能在脉冲的产生期间内进行判断。如图29可知，该方式的第2问题点在于，在基准时间系数α0超过1.54时，特性曲线变为中凹的谷形曲线，对于相同的阈值电压系数γ，漏电电阻系数β也存在两个解，从而无法得到准确的答案。
其原因在于，算式在漏电电阻系数β无限大时，阈值电压系数γ的值收敛于1，在漏电电阻系数β为0时，随着基准时间系数α0的增大阈值电压系数γ的值收敛于1，阈值电压系数γ的值变为0～1范围内的数值。此外，漏电电阻系数β为0时，随着基准时间系数α0的减小，阈值电压系数γ的值减小，在α0接近于0时，γ收敛于0。
因此，为了避免上述二值问题，基准时间系数α0需要使用1.0以下的值，并且需要采用高频脉冲，其中使脉冲的半周期T成为串联电阻R0与耦合电容器51的静电电容C的乘积即基准时间常数τ0＝Ｒ0×Ｃ的以下。另外，还存在如下问题：在反复指令信号PLS不是高频脉冲时，上一个周期的末期监视电压与当前周期的末期监视电压会发生突变，从而导致监视电压的检测精度变差。
因此，在将反复指令信号PLS设为高频信号的情况下，由于漏电电阻Rx的突变会使监视电压Vx脱离正常范围0～Ｖｃｃ，即使通过旁路二极管815～818再次恢复到正常范围内以后，在得到稳定的初始电压Vx1及末期电压Vx2之前，也需要等待反复指令信号PLS进行多次动作，从而不能马上进行接地异常判断，这即为上述第2问题点。
此外，该问题的原因在于，由于通过反复指令信号PLS对耦合电容器51重复交替地进行充放电，上次的放电未结束时下次的充电就开始，因此监视电压Vx并不单调地增大或减小，由于反复指令信号PLS频率越高、周期越小，一次反复指令信号PLS所产生的增减量就越少，因此若提高频率则虽然检测精度提高，但响应性变差。
该方式的第3问题点与上述第2问题点相关，即为：漏电电阻Rx发生突变后监视电压Vx恢复到正常范围内以后，在执行多次反复指令信号PLS的动作直到可测定漏电电阻Rx为止的过渡延迟期间中，与作为判定条件的稳定状态相比，测定到的偏差电压Ｖｘ2－Ｖｘ1的值变小，因此得到的漏电电阻系数β变成较小的值，由于有可能会误判断为发生接地异常，因此用于避免误判断的待机时间变长。
本发明的第1目的在于提供一种漏电电阻检测装置，该漏电电阻检测装置能够容易地对界限漏电电阻的值进行改变设定以作为对运算控制电路的设定常数，并且消除了上述第1问题点，使得即使未等到反复指令信号的逻辑反转末期也可以测定漏电电阻，并能迅速地检测出接地异常的发生。
此外，本发明的第2、第3目的在于提供一种漏电电阻检测装置，该漏电电阻检测装置消除了上述第2、第3问题点，能够在由于漏电电阻发生突变而使监视电压从正常范围脱离，不久后又恢复到正常范围内的情况下，最迟从第1.5个周期的反复指令信号开始准确地对漏电电阻进行测定。
解决技术问题所采用的技术方案
本发明所涉及的车载高电压设备的漏电电阻检测装置与由车载高压直流电源及高压电负载所组成的车载高电压设备连接，该高压电负载由该高压直流电源供电并驱动，该车载高电压设备具有由正电位一侧的漏电等效电阻及负电位一侧的漏电等效电阻所代表的对车身的漏电电阻Rx，并包括恒定电压控制电源，该恒定电压控制电源由负端子与车身连接的低压直流电源供电驱动并产生控制电源电压Vcc，并且经由一端与车载高电压设备的预定部位连接的耦合电容器来测定漏电电阻Rx的值，漏电电阻检测装置包括反复信号输出电路、监视信号处理电路、以及包含互相进行协作的微处理器与程序存储器在内的运算控制电路，反复信号输出电路对充放电切换元件的切换动作进行响应，该充放电切换元件对反复指令信号PLS进行响应，并经由充放电电阻使作为耦合电容器另一端的测定点与控制电源电压Vcc进行断续连接，并交替重复由此产生的充电期间与放电期间，使测定点与车身之间的电位即监视电压Vx逐渐增大或逐渐减小。
另外，当充放电时间常数越大以越平缓的斜率逐渐增大或逐渐减小的监视电压Vx的值通过预定的阈值电压时，监视信号处理电路产生反转逻辑信号ＡＮＳ、ＬＯＷ、ＨＩＧ并输入到运算控制电路；或产生与监视电压Vx成比例的模拟信号电压ANL并输入到运算控制电路，运算控制电路对在监视电压Vx的值为0伏特以上的一个阈值电压、与控制电源电压Vcc以下的其它阈值电压之间，从一方变化到另一方为止的过渡时间Tx进行测定，并基于该过渡时间Tx与漏电电阻Rx的函数式或数据表，对正电位一侧的漏电等效电阻与负电位一侧的漏电等效电阻的并联合成电阻即漏电电阻Rx进行计算，当该漏电电阻Rx变为预定的界限漏电电阻Rx0以下时，或过渡时间Tx变为与预定的界限漏电电阻Rx0对应的界限过渡时间Tx0时产生电阻异常判断输出ER1，反复指令信号PLS是含有时间至少比界限过渡时间Tx0长的充电期间或放电期间在内的固定周期的脉冲信号，或者是随着过渡时间Tx的到来、输出脉冲发生反转的可变周期的脉冲信号。
发明效果
如上所述，本发明所涉及的车载高电压设备的漏电电阻检测装置包括耦合电容器，该耦合电容器的一端与车载高电压设备连接，另一端与反复信号输出电路连接，运算控制电路通过监视电压从1个预定电压达到其它预定电压为止的过渡时间的函数来测定漏电电阻，测定到的漏电电阻变为预定的界限漏电电阻以下时产生电阻异常判断输出，该监视电压是对充放电切换元件的切换动作进行响应来进行充放电的耦合电容器的另一端的电位。
因此，异常判断阈值能够容易地被改变设定，以作为对运算控制电路的设定常数，并且不仅可以对漏电电阻是否变为界限漏电电阻以下进行判定，还可以监视漏电电阻的长期变化。另外，未等到对于耦合电容器的充放电脉冲的半周期结束就能得到泄漏电阻的计算结果，并且在漏电电阻发生突变时监视电压从正常电压范围脱离后又恢复之后，不需要多次的反复指令信号，通过最迟半个周期以后的充放电脉冲就能对漏电电阻进行测定，作为其结果，能够在发生接地异常时，迅速地产生电阻异常判断输出，因此具有如下效果：对于因车身振动而暂时发生的接地异常的探测能力提高。
附图说明
图1是本发明的实施方式1所涉及的装置的整体结构图。
图2是用于对图1的装置的动作进行说明的时序图。
图3是用于对图1的装置的动作进行说明的全区域特性曲线图。
图4是用于对图1的装置的动作进行说明的低区域特性曲线图。
图5是用于对图1的装置的动作进行说明的高区域特性曲线图。
图6是用于对图1的装置的动作进行说明的前一半的流程图。
图7是用于对图1的装置的动作进行说明的后一半的流程图。
图8是本发明的实施方式2所涉及的装置的整体结构图。
图9是用于对图8的装置的动作进行说明的时序图。
图10是用于对图8的装置的动作进行说明的前一半的流程图。
图11是用于对图8的装置的动作进行说明的后一半的流程图。
图12是本发明的实施方式3所涉及的装置的整体结构图。
图13是用于对图12的装置的动作进行说明的时序图。
图14是用于对图12的装置的动作进行说明的前一半的流程图。
图15是用于对图12的装置的动作进行说明的后一半的流程图。
图16是本发明的实施方式4所涉及的装置的整体结构图。
图17是用于对图16的装置的动作进行说明的时序图。
图18是用于对图16的装置的动作进行说明的前一半的流程图。
图19是用于对图16的装置的动作进行说明的后一半的流程图。
图20是本发明的实施方式5所涉及的装置的整体结构图。
图21是用于对图20的装置的动作进行说明的时序图。
图22是用于对图20的装置的动作进行说明的全区域特性曲线图。
图23是用于对图20的装置的动作进行说明的低区域特性曲线图。
图24是用于对图20的装置的动作进行说明的高区域特性曲线图。
图25是用于对图20的装置的动作进行说明的前段的流程图。
图26是用于对图20的装置的动作进行说明的中段的流程图。
图27是用于对图20的装置的动作进行说明的后段的流程图。
图28是关于现有的已知例的整体结构图。
图29是用于对图28的装置的动作进行说明的全区域特性曲线图。
具体实施方式
下面，使用附图对本发明所涉及的车载高电压设备的漏电电阻检测装置及其漏电电阻检测方法的优选实施方法进行说明，对各图中相同或相当的部分标注相同的标号并进行说明。
实施方式1
下面，对本发明的实施方式1所涉及的装置的整体结构图即图1进行说明。在图1中，该装置的结构如下：首先，作为与漏电电阻检测装置50A的外部连接的电源，低压直流电源10是作为例如12V***的铅二次电池的车载电池，该低压直流电源10的负端子与车身11接地，正端子一侧经由低压电源开关12将第1电源电压Vb提供给设置于漏电电阻检测装置50A的正侧低压电源端子13。此外，低压电源开关12使用通过使未图示的手动电源开关闭合从而施力的电磁继电器的输出触点，若手动电源开关开路则隔开暂时的延迟时间变为开路，并延迟供电。
另外，设置于漏电电阻检测装置50A的负侧低压电源端子14与车身11接地，相互连结端子16与车载高电压设备60X的例如负侧电源线67连接。切换信号18用于将与漏电电阻的测定有关的信息输入到漏电电阻检测装置50A中，并且例如以串行信号线路来连接，该与漏电电阻的测定有关的信息例如为后述的车载高电压设备60X内的高压电源开关62是否闭合、或者未图示的充电装置是否与高压直流电源61连接等。异常通知器19是根据漏电电阻检测装置50A所产生的电阻异常判断输出ER1或预告通知输出ER2来进行动作的例如显示装置。
构成车载高电压设备60X的高压直流电源61是例如标称输出电压为400V的锂离子电池，该高压直流电源61经由高压电源开关62将第2电源电压Vh提供给逆变器63。由三相晶体管桥接电路构成的逆变器63对作为三相交流电动机的高压电负载64进行可变速驱动控制。
虽然对车身11电绝缘地搭载有由高压直流电源61、作为高压电源开关62的未图示的电磁继电器、逆变器63及高压电负载64所构成的车载高电压设备60X，但实际上，在车身11上分布并产生有由正侧漏电等效电阻65及负侧漏电等效电阻66所代表的漏电电阻。
此外，若将与相互连结端子16连接的那个漏电等效电阻（图1中相当于漏电等效电阻66）的值设为R2，将不与相互连结端子16连接的那个漏电等效电阻（图1中相当于漏电等效电阻65）的值设为R1，则与负侧电源线67连接的相互连结端子16与车身11之间产生的电压Vn通过算式（1ｘ）～（3ｘ）的联立方程式的解即算式（4ｘ）算出。
Ｉ1＝（Ｖｈ－Ｖｎ）／Ｒ1····（1ｘ）
Ｉ2＝Ｖｎ／Ｒ2····（2ｘ）
Ｉ1＝Ｉ0＋Ｉ2····（3ｘ）
Ｖｎ＝Ｖｎ0－Ｉ0×Ｒｘ····（4ｘ）
其中，Ｖｎ0＝Ｖｈ×Ｒ2／（Ｒ1＋Ｒ2）＝Ｖｈ×Ｒｘ／Ｒ1
Ｒｘ＝Ｒ1×Ｒ2／（Ｒ1＋Ｒ2）
此外，I1表示流过等效电阻R1的图示方向上的电流，I2表示流过等效电阻R2的图示方向上的电流，I0表示从相互连结端子16流入的图示方向上的电流，Rx表示合成后的漏电电阻的值，Vn0表示I0=0时的Vn的值（稳定分压电压）。
另外，若耦合电容器51的静电电容设为C，两端电压设为E，监视电压设为Vx，则算式（5ｘ）、（6ｘ）成立。
Ｃ×（ｄＥ／ｄｔ）＝Ｉ0····（5ｘ）
Ｅ＝Ｖｎ＋Ｖｘ····（6ｘ）
这里，若将算式（4ｘ）、（5ｘ）代入算式（6ｘ），则得到算式（7ｘ）。
Ｖｎ0＋Ｖｘ＝Ｅ＋Ｃ×Ｒｘ（ｄＥ／ｄｔ）····（7ｘ）
接下来，对漏电电阻检测装置50A的内部结构进行说明。运算控制电路20A是以微处理器21为主体，将易失性RAM存储器22、非易失性数据存储器23以及可以例如以块为单位在电气上一并清除的闪存存储器即非易失性的程序存储器24A一体化后的集成电路元件，非易失性数据存储器23使用程序存储器24A的一部分区域。其中，对于非易失性数据存储器23，也可以将形式为能以字节为单位在电气上自由进行读写的存储器设置在集成电路元件的外部，并与微处理器21串行连接。
恒定电压控制电源25由正侧低压电源端子13供电，从大幅度变动的第1电源电压Vb生成稳定化后的例如DC5V的控制电源电压Vcc，并提供给运算控制电路20A、以及后述的反复信号输出电路30A及监视信号处理电路40A。此外，运算控制电路20A产生在图2中后述的固定周期的脉冲串信号即反复指令信号PLS并输入给反复信号输出电路30A，并且与作为输入信号的从监视信号处理电路40A得到的反转逻辑信号HIG连接。另外，若测定到的漏电电阻Rx的值变为预定的预告漏电电阻Rxn以下，则产生预告通知输出ER2，若变为界限漏电电阻Rx0以下则产生电阻异常判断输出ER1并输出给异常通知器19。
反复信号输出电路30A包括：充放电切换元件31，该充放电切换元件31例如为NPN型晶体管；驱动电阻32，该驱动电阻32与该充放电切换元件31的基极端子连接，并对该驱动电阻32输入反复指令信号PLS；充放电电阻33，该充放电电阻33与集电极端子连接并施加有控制电源电压Vcc；开路稳定电阻34，该开路稳定电阻34连接在基极端子与和车身11相连接的发射极端子之间，充放电切换元件31的集电极端子还经由急速充放电电阻35与耦合电容器51的另一端A连接，该耦合电容器51的一端B与相互连结端子16连接。
充放电切换元件31的集电极端子还包括：旁路二极管37，该旁路二极管37在耦合电容器51的另一端A的电位上升至控制电源电压Vcc以上时，经由高速充放电电阻35向恒定电压控制电源25进行回流放电而与充放电切换元件31的动作状态无关；旁路二极管36，该旁路二极管36在耦合电容器51的另一端A的电位减小至车身电位以下时，从车身11经由高速充放电电阻35进行回流充电而与充放电切换元件31的动作状态无关。将耦合电容器51的另一端即测定点A与车身11之间的电位输入到监视信号输出电路40A，以作为监视电压Vx。
此外，有时在连结连接点B与车身11之间连接的旁路漏电电阻53用于抑制漏电电阻Rx无限大而对耦合电容器51的充放电电流变得过小，旁路漏电电阻53的电阻值即附加电阻R3的值使用例如被判定为异常的界限漏电电阻Rx0的10倍左右的值。输入监视电压Vx的监视信号处理电路40A包括：比较器41；分压电阻42、43，该分压电阻42、43对控制电源电压Vcc进行分压以生成设定阈值电压V0并将其输入到比较器41的负侧输入端子；输入电阻44，该输入电阻44与比较器41的正侧输入端子连接；噪声滤波器45、46，该噪声滤波器45、46由平滑电阻45及平滑电容器46构成，对平滑电阻45的一端施加监视电压Vx，另一端经由输入电阻44与比较器41的正侧输入端子连接。
此外，噪声滤波器电路45、46用于抑制频率比反复指令信号PLS的反复频率高得多的频带的噪声信号输入到比较器41，由该噪声滤波器所造成的影响导致出现测定到的过渡时间Tx稍微变长的误差。但是，作为实际的控制特性，可认为监视电压Vx的值照原样地施加到比较器41的正侧输入端子，若监视电压Vx的值变成设定阈值电压V0以上的值，则比较器41的输出逻辑变为“H”，其作为反转逻辑信号HIG输入给运算控制电路20A。
下面，利用图2示出的时序图并参照图1对如图1构成的本发明的实施方式1所涉及的装置，说明作用动作的概要。首先，在图1中，若未图示的手动电源开关闭合，且低压电源开关12闭合，则恒定电压控制电源25产生预定的控制电源电压Vcc，微处理器21开始控制动作，并产生图2（A）所示出的反复指令信号PLS。反复指令信号PLS的逻辑电平为“L”的第1期间（缓速充电期间）T1、与逻辑电平为“H”的第2期间（急速放电期间）T2分别是整个周期T0＝T1+T2的半周期即为相同值，但事实上，即使Ｔ1≤Ｔ2也无大碍。
另外，在图1中，反复指令信号PLS的逻辑电平为“L”（或“H”）时，如图2（B）所示充放电切换元件31断开（或导通）。另外，在图1中，若充放电切换元件31断开，则利用充放电电阻33、急速充放电电阻35与漏电电阻Rx的串联电路从恒定电压电源电路25对耦合电容器51进行充电，并且监视电压Vx逐渐增大。另外，在图1中，若充放电切换元件31导通，则耦合电容器51的充电电荷通过急速充放电电阻35与漏电电阻Rx的串联电路进行放电，并且监视电压Vx迅速减小。
图2（C）示出了监视电压Vx逐渐增大或急速减小的情况，如算式（8ｘ）、（9ｘ）所示，充放电时间常数越大该充放电特性的斜率越平缓。
τ1＝（Ｒ0＋Ｒｘ）×Ｃ、Ｒ0＝Ｒｓ＋Ｒｑ····（8ｘ）
τ2＝（Ｒｑ＋Ｒｘ）×Ｃ····（9ｘ）
其中，Rs表示充放电电阻33的电阻值，Rq表示急速充放电电阻35的电阻值（Ｒｑ＜＜Ｒｓ），Ｒ0＝Ｒｓ＋Ｒｑ≈Ｒｓ表示串联电阻，Rx表示漏电等效电阻Ｒ1、Ｒ2的并联合成电阻，C表示耦合电容器51的静电电容，τ1表示缓速充电时间常数，τ2表示急速放电时间常数。
此外，电阻值Rs为例如几百ＫΩ的电阻，而电阻值Rq的值为几ＫΩ，当漏电电阻Rx的值较小时，若将缓速充电时间常数τ1与急速放电时间常数τ2相比较则τ1＞＞τ2。但是，在与电阻值Rs的值相比漏电电阻Rx的值为非常大的值时，τ1≈τ2，充放电时间常数间无较大差距，并不能称之为急速放电。
在图2（C）中，缓速充电后的第1期间T1的末期的监视电压Vx的值成为第1末期电压V2，急速放电后的第2期间T2的末期的监视电压Vx的值成为第2末期电压V1，而第2末期电压V1的值是无限接近于0的值，因此，急速放电时间常数τ2是比缓速充电时间常数τ1小的值，优选第2期间T2是比第1期间T1长的期间。其结果是，逐渐增大的监视电压Vx的初始值V1一直为0（或无限接近于0的值），并且初始值不根据第1末期电压V2的大小而发生变动。
图2（D）示出了反转逻辑信号HIG的逻辑状态，在图2（C）中的监视电压Vx的值变为设定阈值电压V0以上的值的期间中，逻辑电平变为“H”。运算控制电路20A以使反复指令信号PLS的逻辑从“H”反转成“L”的时刻作为起点，对反转逻辑信号HIG的逻辑从“L”变化成“H”为止的时间进行测定，以作为过渡时间Tx。
图2（E）示出了耦合电容器51的两端电压E的波形，充电初始电压＝放电末期电压＝E1与算式（4x）中示出的稳定分压电压Vn0相等，充电期间T1＝无限大时充电末期电压＝放电初始电压＝E2的值增大到Ｖｎ0＋Ｖｃｃ为止。这样，通过对逐渐增大的监视电压Vx的值从第1阈值（Ｖ1＝0）过渡到第2阈值（Ｖ0）为止的过渡时间Tx的值进行测定，从而计算出漏电电阻Rx的值。此外，若将漏电电阻Rx的值变为用于进行异常判断的界限漏电电阻Rx0的值时的过渡时间Tx的值设为界限过渡时间Tx0，则反复指令信号PLS的第1期间T1被设定成为比界限过渡时间Tx0还长的时间。
下面，参照图3～图5所示的特性曲线图，基于如图1构成的本发明的实施方式1所涉及的装置，对漏电电阻的检测方法进行说明。在图3中，横轴示出的漏电电阻系数β是漏电等效电阻R1、R2的并联合成电阻即漏电电阻Ｒｘ＝Ｒ1×Ｒ2／（Ｒ1＋Ｒ2）的值、与串联电阻Ｒ0＝Ｒｓ＋Ｒｑ之间的比率，由于串联电阻R0是已知常数，因此漏电电阻系数β＝Ｒｘ／Ｒ0的值与漏电电阻Rx成正比。
纵轴示出的过渡时间系数α是测定到的过渡时间Tx、与漏电电阻Rx的值为零时的对耦合电容器51的充放电时间常数τ＝（Ｒ0＋Ｒｘ）×Ｃ＝Ｒ0×Ｃ之间的比率，由于充放电时间常数τ为已知常数，因此过渡时间系数α＝Ｔx／（Ｒ0×Ｃ）的值与过渡时间Tx成正比。
图3中的多个特性曲线以阈值电压系数γ为参数，关于过渡时间Tx的测定，若是从0伏特逐渐向V0伏特增大的情况，则阈值电压系数为γ＝Ｖ0／Ｖｃｃ，即使是在从Vcc伏特逐渐减小到（Ｖｃｃ－Ｖ0）伏特为止的情况下，阈值电压系数γ的算式也相同，由于阈值电压V0与控制电源电压Vcc均是已知的值，因此阈值电压系数γ的值是作为设计常数的已知值。
在以阈值电压系数γ为参数的多个特性曲线中，存在如曲线101、102、103所示那样，随着漏电电阻系数β增大、过渡时间系数α减小的负斜率曲线；以及如曲线111、112、113所示那样，具有正斜率曲线区域及负斜率曲线区域的中凸的山形曲线。
图4是将图3中的曲线103放大显示的曲线图，并且是阈值电压系数γ＝0．6时的负斜率曲线。这里，如果将串联电阻R0的值设计成为界限漏电电阻Rx0的3.3倍的值，则由于实际的漏电电阻Rx的值变成与界限漏电电阻Rx0相等时的漏电电阻系数的值为β＝Ｒｘ／Ｒ0＝Ｒｘ0／（3．3Ｒｘ0）＝0．3，因此与图4的关注点P4对应的过渡时间系数α＝0．85是与测定到的过渡时间Tx相对应的值。
因此，如果过渡时间系数α为0.85以上，则能够判断漏电电阻Rx为界限漏电电阻Rx0以下的值并处于危险状态，如果过渡时间系数α小于0.85，则能够判断漏电电阻Rx超过界限漏电电阻Rx0并处于安全状态。例如，在将界限漏电电阻设为Ｒｘ0＝200ＫΩ，串联电阻为Ｒ0＝200×3．3＝660ＫΩ，耦合电容器51的静电电容C设为0．47μＦ的情况下，由于充放电时间常数τ＝660×0．47＝310毫秒（ｍｓｅｃ），因此界限过渡时间为Ｔｘ0＝α×（Ｒ0×Ｃ）＝0．85×310＝264毫秒（ｍｓｅｃ）。
另外，在图4中，由于漏电电阻系数β＝0时的过渡时间系数α的值为0.92，因此如果反复指令信号PLS的充电期间成为310×0．92＝285毫秒（ｍｓｅｃ）以上的脉冲宽度，则能够检测到完全接地异常的发生。相反的，在反复指令信号PLS在充电一侧逻辑反转后经过了285毫秒（ｍｓｅｃ）仍未得到反转逻辑信号时，判断为超时异常。
另外，在图4中，如果将漏电电阻系数β＝1．4（α＝0．1）设为测定上限，则可测定的漏电电阻的值为Ｒｘ＝β×Ｒ0＝1．4×（3．3×Ｒｘ0）＝4．62Ｒｘ0，虽然对超过界限漏电电阻Ｒｘ0的4.6倍的漏电电阻进行准确测定较为困难，但是能够可靠地地检测出处于正常状态。
回到图3，在曲线112中，可以排除正斜率曲线区域，仅使用负斜率曲线区域来对漏电电阻进行测定，由于图3的横轴是间隔呈等比的刻度，因此看上去好像是急速衰减，但如果使刻度间隔呈等差则为较平缓的衰减曲线。
在该情况下，关注一下与关注点Ｐ3（α＝2．23）对应的漏电电阻系数β＝6．4，该关注点P3为漏电电阻系数β＝0时的过渡时间系数α＝2．3以下的值，如果将串联电阻设为Ｒ0＝Ｒｘ0／6．4，则漏电电阻Ｒｘ下降到界限漏电电阻Ｒｘ0为止时的漏电电阻系数为β＝Ｒｘ0／Ｒ0＝6．4，通过与关注点P3对应的过渡时间系数α能够检测出界限漏电电阻Rx0的值。
其中，在该情况下，无法对界限漏电电阻Rx0以下的漏电电阻界限进行测定，若过渡时间系数α超过2.3则产生二值问题，从而成为不能确定准确的漏电电阻值的状态。另外，在图3的曲线112中，如果将漏电电阻系数β＝8．5（α＝0．49）设为测定上限，则可测定的漏电电阻值为Ｒｘ＝β×Ｒ0＝8．5×（Ｒｘ0／6．4）＝1．33Ｒｘ0，虽然准确地对超过界限漏电电阻Ｒｘ0的1.33倍的漏电电阻进行测定较为困难，但是能够可靠地检测出处于正常状态。
如果能够测定界限漏电电阻以下的电阻，则可以将其用作为用于考察漏电电阻下降原因的信息，但一般即使不能测定界限漏电电阻Rx0以下的电阻也没有问题。另外，一般而言，如果能够对界限漏电电阻Rx0的1.3倍左右的用于预告警报的漏电电阻进行测定，则不需要准确地测定超过该电阻值的漏电电阻，在该观点下，可以使用负斜率曲线103或含有与正斜率曲线区域接续的负斜率曲线区域在内的曲线112中的任一个。其中，特意使用山形曲线的负斜率区域并不具有优势，而使用仅为负斜率曲线的曲线103较为有利。
图5是将图3中的曲线113放大显示的曲线图，并且是阈值电压系数为γ＝0．95时的正斜率曲线。其中，该曲线呈现的状态为：将串联电阻R0的值设为界限漏电电阻Rx0的2.0倍的值，并通过旁路漏电电阻53与附加电阻Ｒ3＝10×Ｒｘ0并联连接。因此，即使实际的漏电电阻Rx无限大，漏电电阻系数的上限值仍为β＝Ｒ3／Ｒ0＝10×Ｒｘ0／（2×Ｒｘ0）＝5，并在图3中的曲线113的正斜率曲线区域内使用。
在图5的事例中，由于实际漏电电阻Rx的值变成与界限漏电电阻Rx0相等时的漏电电阻系数的值为β＝（Ｒｘ0／／Ｒ3）／Ｒ0＝（Ｒｘ0／／10Ｒｘ0）／（2Ｒｘ0）＝0．45，与图5的关注点P5对应的过渡时间系数α＝3．8是与测定到的过渡时间Tx相对应的值。
例如，如果将界限漏电电阻设为Ｒｘ0＝200ＫΩ，则附加电阻Ｒ3＝2ＭΩ，串联电阻为Ｒ0＝400ＫΩ，并将耦合电容器51的静电电容设为Ｃ＝0．15μF，以该情况为基准的充放电时间常数为Ｒ0×Ｃ＝400×0．15＝60毫秒（ｍｓｅｃ）。因此，漏电电阻Rx下降到界限漏电电阻Rx0为止时的界限过渡时间为Ｔｘ0＝α×（Ｒ0×Ｃ）＝3．8×60＝228毫秒（ｍｓｅｃ），若过渡时间Tx变为228毫秒（ｍｓｅｃ）以下则处于危险状态，若超过228毫秒（ｍｓｅｃ）则处于安全状态。
另外，在图5中，由于漏电电阻系数为β＝5．0的上限值时的过渡时间系数α的值为7．2，因此如果反复指令信号PLS的充电期间为60×7．2＝432毫秒（ｍｓｅｃ）以上的脉冲宽度，则理论上能够检测到无限大的漏电电阻值。相反的，在反复指令信号PLS在充电一侧逻辑反转后经过了432毫秒（ｍｓｅｃ）仍未得到反转逻辑信号时，判断为超时异常。
在上述说明中，说明了通过利用旁路漏电电阻53对漏电电阻系数β的上限进行限制，从而对图3中的山形曲线中的正斜率曲线区域进行限定并使用，由于旁路漏电电阻53是已知电阻值，因此能够预先通过在产品出厂检查的时刻，在未连接车载高电压设备60X的状态下测定漏电电阻，从而对耦合电容器51的静电电容C的固体偏差变动进行测定，并计算出校正后的静电电容C的值并将其存储。
图3示出的特性曲线是基于图3上侧所示出的算式I而产生的曲线图，该算式在监视电压Vx处于正常范围0～Ｖｃｃ内时成立。对该算式I的成立进行证明如下。
充电期间
在图1中的反复指令信号PLS的逻辑电平为“L”、作为充放电切换元件31的晶体管处于断开的充电期间中，算式（10ａ）成立。
Ｖｃｃ＝Ｒ0×Ｃ（ｄＥ／ｄｔ）＋Ｖｘ····（10ａ）
其中，Ｒ0＝Ｒｓ＋Ｒｑ≈Ｒｓ＞＞Ｒｑ
若将算式（10ａ）的Ｖｘ代入上述算式（7ｘ）中，则得到算式（11ａ）。
Ｖｃｃ＋Ｖｎ0＝Ｅ＋τ1×（ｄＥ／ｄｔ）····（11ａ）
其中，τ1＝（Ｒ0＋Ｒｘ）Ｃ≈（Ｒｓ＋Ｒｘ）Ｃ
在微分方程式（11ａ）中，通过将时刻ｔ＝0时的E的初始值设为E1、将无限大时刻时的E的值设为Ｖｃｃ＋Ｖｎ0，从而得到由算式（12ａ）所示出的解。
Ｅ＝Ｅ1ｅｘｐ（－ｔ／τ1）＋（Ｖｃｃ＋Ｖｎ0）｛1－ｅｘｐ（－ｔ／τ1）｝····（12ａ）
另外，若将算式（10ａ）中的（ｄＥ／ｄｔ）的值代入上述算式（7ｘ）中，则得到算式（13ａ）。
Ｖｘ／（Ｒ0／／Ｒｘ）＝Ｖｃｃ／Ｒ0＋（Ｅ－Ｖｎ0）／Ｒｘ····（13ａ）
其中，Ｒ0／／Ｒｘ是Ｒ0与Ｒｘ的并联合成电阻。
放电期间
在图1中的反复指令信号PLS的逻辑电平为“H”、作为充放电切换元件31的晶体管处于导通的放电期间中，算式（10ｂ）成立。
0＝Ｃ×Ｒｑ（ｄＥ／ｄｔ）＋Ｖｘ····（10ｂ）
若将算式（10ｂ）的Ｖｘ代入上述算式（7ｘ）中，则得到算式（11ｂ）。
Ｖｎ0＝τ2（ｄＥ／ｄｔ）＋Ｅ····（11ｂ）
其中，τ2＝（Ｒｑ＋Ｒｘ）×Ｃ
在微分方程式（11ｂ）中，通过将时刻ｔ＝0时的E的初始值设为E2、将无限大时刻时的E的值设为Ｖｎ0，从而得到由算式（12ｂ）所示出的解。
Ｅ＝Ｅ2ｅｘｐ（－ｔ／τ2）＋Ｖｎ0｛1－ｅｘｐ（－ｔ／τ2）｝
····（12ｂ）
另外，若将算式（10ｂ）中的（ｄＥ／ｄｔ）的值代入上述算式（7ｘ）中，则得到算式（13ｂ）。
Ｖｘ／（Ｒｑ／／Ｒｘ）＝（Ｅ－Ｖｎ0）／Ｒｘ····（13ｂ）
其中，Ｒｑ／／Ｒｘ是Ｒｑ与Ｒｘ的并联合成电阻。
稳定状态
图1中的反复指令信号PLS的逻辑电平在充电期间T1与放电期间T2交替反转，在漏电电阻Rx的值或高压直流电源61的输出电压Vh不变的稳定状态下，算式（12ａ）、（12ｂ）中的初始值Ｅ1、Ｅ2计算如下。首先，在算式（12ａ）中，在充电末期的时刻ｔ＝Ｔ1时，由于Ｅ＝Ｅ2，因此算式（14ａ）成立。
Ｅ2＝Ｅ1×Ｋ1＋（Ｖｃｃ＋Ｖｎ0）（1－Ｋ1）····（14ａ）
其中，Ｋ1＝ｅｘｐ（－Ｔ1／τ1）
另外，在算式（12ｂ）中，在放电末期的时刻ｔ＝Ｔ2时，由于Ｅ＝Ｅ1，因此算式（14ｂ）成立。
Ｅ1＝Ｅ2×Ｋ2＋Ｖｎ0（1－Ｋ2）····（14ｂ）
其中，Ｋ2＝ｅｘｐ（－Ｔ2／τ2）
通过算式（14ａ）、（14ｂ）得到算式（15ａ）、（15ｂ）。
Ｅ1－Ｖｎ0＝Ｖｃｃ×Ｋ0×Ｋ2····（15ａ）
Ｅ2－Ｖｎ0＝Ｖｃｃ×Ｋ0····（15ｂ）
其中，Ｋ0＝（1－Ｋ1）／（1－Ｋ1×Ｋ2）
现有事例
这里，在图28示出的现有事例的情况中，充放电时间常数为τ1＝τ2＝τ＝Ｃ×（Ｒ0＋Ｒｘ），由于充电期间T1与放电期间T2为Ｔ1＝Ｔ2＝Ｔ，因此Ｋ1＝Ｋ2＝Ｋ＝ｅｘｐ（－Ｔ／τ），化简为Ｋ0＝1／（1＋Ｋ）。另外，利用算式（13ａ）、（15ｂ）并通过算式（16ａ）计算出充电末期（时刻ｔ＝Ｔ1＝Ｔ）时的监视电压的值Vx2。
Ｖｘ2／（Ｒ0／／Ｒｘ）＝Ｖｃｃ／Ｒ0＋（Ｅ2－Ｖｎ0）／Ｒｘ＝Ｖｃｃ／Ｒ0＋Ｖｃｃ／｛（1＋Ｋ）×Ｒｘ｝
····（16ａ）
另外，利用算式（13ｂ）（15ａ）并通过算式（16ｂ）计算出放电末期（时刻ｔ＝Ｔ2＝Ｔ）时的监视电压的值Vx1。其中，在算式（13ｂ）中，急速充放电电阻Rq可以置换成充放电电阻R0。
Ｖｘ1／（Ｒ0／／Ｒｘ）＝（Ｅ1－Ｖｎ0）／Ｒｘ＝ＶｃｃＫ／｛（1＋Ｋ）×Ｒｘ｝····（16ｂ）
因此，利用算式（16ａ）、（16ｂ）如算式（17）那样计算出偏差电压Ｖｘ2－Ｖｘ1。
Ｖｘ2－Ｖｘ1＝（Ｒ0／／Ｒｘ）［Ｖｃｃ／Ｒ0＋（Ｖｃｃ／Ｒｘ）（1－Ｋ）／（1＋Ｋ）］····（17）
这里，若将阈值电压系数设为γ＝（Ｖｘ2－Ｖｘ1）／Ｖｃｃ、将漏电电阻系数设为β＝Ｒｘ／Ｒ0、将基准时间系数设为α0＝Ｔ／（Ｒ0×Ｃ），则将算式（17）简化为无单位化后的算式（18）。
γ＝［β＋（1－Ｋ）／（1＋Ｋ）］／（1＋β）····（18）
其中，Ｋ＝ｅｘｐ［－Ｔ／｛（Ｒ0＋Ｒｘ）Ｃ｝＝ｅｘｐ｛－α0／（1＋β）｝
该算式即为图29上侧示出的算式ＩＩＩ。
实施方式1
在图1、2中，在充电开始的时刻ｔ＝0时，Ｖ1＝Ｖｘ1＝0、Ｖ2＝Ｖｘ2，如果在时刻Ｔｘ＝0～Ｔ1时，使Vx的值变为与设定阈值电压V0相等，则通过算式（12ａ）计算出时刻ｔ＝Ｔｘ时的算式（19）。其中，在放电期间，通过进行急速放电，使Ｅ1＝Ｖｎ0，设Ｋｘ＝ｅｘｐ（－Ｔｘ／τ1）。
Ｅｘ＝Ｖｎ0ｅｘｐ（－Ｔｘ／τ1）＋（Ｖｃｃ＋Ｖｎ0）｛1－ｅｘｐ（－Ｔｘ／τ1）｝
＝Ｖｃｃ（1－Ｋｘ）＋Ｖｎ0····（19）
另外，通过算式（13ａ）及算式（19）得到算式（20）。
Ｖ0／（Ｒ0／／Ｒｘ）＝Ｖｃｃ／Ｒ0＋（Ｅｘ－Ｖｎ0）／Ｒｘ＝Ｖｃｃ／Ｒ0＋Ｖｃｃ（1－Ｋｘ）／Ｒｘ
····（20）
这里，设阈值电压系数γ＝Ｖ0／Ｖｃｃ、漏电电阻系数β＝Ｒｘ／Ｒ0、过渡时间系数α＝Ｔｘ／（Ｒ0Ｃ），若代入算式（20）中，则得到算式（21）。
γ＝（1＋β－Ｋｘ）／（1＋β）
∴Ｋｘ＝（1＋β）×（1－γ）····（21）
另外，由于Ｋｘ＝ｅｘｐ［－Ｔｘ／｛（Ｒ0＋Ｒｘ）Ｃ｝］＝ｅｘｐ｛－α／（1＋β）｝，因此变换成自然对数，得到算式（22）。
α＝（1＋β）ＬＯＧｅ（1／Ｋｘ）····（22）
算式（21）、（22）与图3上侧示出的算式Ｉ一致。
接下来基于图6、7所示出的动作说明用流程图，对图1的装置的作用动作进行详细说明。在前一半的流程图即图6中，步骤1600是微处理器21开始对漏电电阻Rx进行检测动作的步骤，接下来的步骤1600a是进行如下动作的判断步骤：判断是否为低压电源开关12闭合后第一次的动作，若是第一个周期，则进行是（YES）的判断并转移至步骤1600b，若是随后的循环周期，则进行否（NO）的判断并转移至步骤1601。
步骤1600b是将后述的计数器或计时器的当前值设为0的初始化步骤，接下去的步骤1601是对时钟信号进行定期计数的环形计数器开始计数动作的步骤，接下去的步骤1602是进行如下动作的判断步骤：如果在步骤1601中进行计数的环形计数器的当前值处于前半区域，则进行是（YES）的判断并转移至步骤1603a，如果处于后半区域，则进行否（NO）的判断并转移至步骤1603b。
步骤1603a是使反复指令信号PLS的输出逻辑成为“H”的步骤，步骤1603b是使反复指令信号PLS的输出逻辑成为“L”的步骤，由从步骤1601到步骤1603b构成的步骤块1604成为反复指令信号产生方法。
接在步骤1603a及步骤1603b之后执行的步骤1605是进行如下动作的判断步骤：对输入到微处理器21的反转逻辑信号HIG的逻辑是否发生变化进行判断，如果在反复指令信号PLS的一个周期期间内逻辑发生变化，则进行是（YES）的判断并转移至步骤1606c，如果没有发生逻辑变化，则进行否（NO）的判断并转移至步骤1606a，步骤1605中进行是（YES）的判断是指，告知监视电压Vx的值处于正常范围0～Ｖｃｃ之间并上升通过或下降通过设定阈值电压V0。
在步骤1606c中，对在后述的步骤1606a中启动的计时器0进行初始化，并经由中继端子A转移至图7的步骤块1700。在步骤1606a中，过渡异常判断用的计时器0开始计时动作后转移至步骤1606b，作为过渡异常判断方法的步骤1606b是进行如下动作的步骤：对在步骤1606a中开始计时的计时器0的当前值进行读取并判断是否经过了预定时间，在经过了预定时间而反转逻辑信号HIG仍未发生逻辑变化时，进行是（YES）的判断并转移至步骤1607a，如果在预定时间内发生了逻辑变化，则进行否（NO）的判断并转移至步骤1607b。
步骤1607a是进行如下动作的过渡特性异常处理方法：例如高压直流电源61的电源电压Vh发生突变，或者正侧漏电电阻65或负侧漏电电阻66发生变化且耦合电容器51的连结连接点B即车载高电压设备61的负侧电源线67的相对于车身的电位发生突变，从而测定点A的电位过渡性地变为车身电位（0伏特）以下、或控制电源电压Vcc以上，通过旁路二极管36或旁路二极管37对耦合电容器51进行充放电，在超过过渡充放电时间时进行过渡特性异常ERR2的判断，并且进行未图示的***异常通知，并转移至例如退避运行模式（跛行模式），该过渡充放电时间是不久测定点A的电压即监视电压Vx恢复到用于测定漏电电阻Rx的正常范围0～Ｖｃｃ为止的时间。
此外，车辆状态信号18发生变化，在预测到监视电压Vx将暂时性地脱离正常范围的情况下，至少在预定的时间内，对过渡特性异常ERR2的判断进行回避。
此外，在没有因耦合电容器51的劣化而使内部泄漏电阻下降，或者没有产生其它的配线断路、短路异常等***异常时，过渡充放电时间的最大值变得比步骤1606b中的预定判断时间还要短，若为正常，则步骤1606b进行否（NO）的判断并转移至步骤1607b。
步骤1607b是进行如下动作的步骤，在步骤1605进行否（NO）的判断，并且其由步骤1606b判断出处于预定时间以内时，停止对图7示出的漏电电阻进行的计算，接在步骤1607a或步骤1607b、或者图7中示出的中继端子B之后，转移至步骤1608。
步骤1608是进行如下动作的判断步骤：对是否处于将后述步骤中计算出的漏电电阻Rx的值或异常发生信息退避保存到非易失性数据存储器23的时期进行判断，例如在未图示的手动电源开关开路、低压电源开关12断开为止的延迟供电期间中，进行是（YES）的判断并转移至步骤1609a，如果并非处于退避时期，则进行否（NO）的判断并转移至动作结束步骤1610。此外，步骤1608也可以以预定的时间间隔定期性地进行是（YES）的判断。
在步骤1609a中，在对非易失性数据存储器23的地址进行更新的同时对在后述步骤1706中计算出的漏电电阻Rx的变化平均值依次进行写入并保存，在接下来的步骤1609b中，基于在步骤1607a中写入到RAM存储器22中的过渡特性异常ERR2的判断信息、在后述步骤1709中判断出的异常发生信息，将与异常发生种类相对应的异常发生的累计次数更新写入并保存到非易失性数据存储器23的预定地址中，随后转移至动作结束步骤1610。
在动作结束步骤1610中，微处理器21执行其它控制程序，例如隔开10毫秒（ｍｓeｃ）的待机时间后再次转移至动作开始步骤1600。因此，如果处于在刚开始运行后没有对耦合电容器51进行初始充电的状态下，在第一个周期中执行如下步骤：步骤1600、步骤1600a（判断为是（YES））、步骤1600b、步骤块1604、步骤1605（判断为否（NO））、步骤1606a、步骤1606b（判断为否（NO））、步骤1607b、步骤1608（判断为否（NO））、步骤1610、待机10毫秒（ｍｓeｃ）以及步骤1600，在第二个周期以后，步骤1600a的判断变为否（NO），在不执行步骤1600b的状态下循环执行一连串的流程。
在该过程中，若步骤1605检测到反转逻辑信号HIG的反转动作，则进行是（YES）的判断并转移至后述的步骤1701，但如果步骤1605进行否（NO）的判断并处于未达到步骤1606b中的预定时间的时间带内，则经过步骤1607b、步骤1608（判断为否（NO））以及步骤1610继续循环动作，如果不久后步骤1606b进行是（YES）的判断，则执行步骤1607a。
在后一半流程图即图7中，步骤1700相当于在图11中后述的步骤2700ａ～2700ｃ，即作为出厂时校正方法的步骤块，该步骤块用于在出厂调整时对耦合电容器51的静电电容C的值进行测定，并存储校正值。
接下来的步骤1701是进行如下动作的判断步骤：在产生图6的步骤1603b中逻辑电平为“L”的反复指令信号PLS、将作为充放电切换元件31的晶体管断开、并经由充放电电阻33、35对耦合电容器51进行缓速充电的期间中，进行是（YES）的判断并转移至步骤1702，在产生图6的步骤1603a中逻辑电平为“H”的反复指令信号PLS、将作为充放电切换元件31的晶体管导通、并经由充放电电阻35对耦合电容器51进行急速放电的期间中，进行否（NO）的判断并经由中继端子B转移至图6的步骤1608。
在步骤1702中，用于测定过渡时间Tx的计时器1被启动，开始计时动作后转移至步骤1703。步骤1703是进行如下动作的判断步骤：对反转逻辑信号HIG是否从逻辑电平“L”变成“H”进行判断，如果处于逻辑电平“H”，则进行是（YES）的判断并转移至步骤1704a，如果处于逻辑电平“L”，则进行否（NO）的判断并转移至步骤1704b。
在步骤1704a中，对在步骤1702开始启动的计时器1的当前值进行读取并存储到RAM存储器22中，接下来的步骤1705是基于在步骤1704a中读取并存储的过渡时间Tx的值，计算出漏电电阻Rx的作为漏电电阻计算方法的步骤。
在接下来的步骤1706中，将通过步骤1705计算出的漏电电阻Rx的当前值输入到由RAM存储器22所构成的移位器(移位寄存器)的初级上，并且将移位寄存器中存储的过去的数据依次移动到后级，将末级中存储的过去的漏电电阻Rx的数据排除删除后，通过将移位寄存器中剩下的漏电电阻Rx的总和除以移位寄存器所存储的个数，从而计算出变化平均值。由此，例如，因高压直流电源61的电源电压Vh暂时性的变动、或者噪声的影响而导致的暂时性的漏电电阻Rx的测定误差不会造成直接的影响。
接下来的步骤1707a是进行如下动作的作为电阻异常判断方法的步骤：如果在步骤1706计算出的漏电电阻Rx的变化平均值为预告漏电电阻Rxn或界限漏电电阻Rx0以下的值，则进行是（YES）的判断并转移至步骤1709，如果没有发生异常，则进行否（NO）的判断并转移至步骤1708。
此外，在步骤1706中计算出的漏电电阻Rx的变化平均值、与在图6的步骤1609a中被存储到非易失性数据存储器23中的过去的变化平均值之间存在预定值以上的差值、虽没有下降到预告漏电电阻Rx0为止，但被认定为处于急速的减小下降时，步骤1707a进行是（YES）的判断并转移至步骤1709。步骤1708是对在步骤1702中启动的计时器0进行初始化并将其停止，并且经由中继端子B转移至图6的步骤1608的步骤。
步骤1704b是在步骤1703中进行了否（NO）的判断的步骤，并且为了在反复指令信号PLS的逻辑电平变为“L”之后，对反转逻辑信号HIG的逻辑电平变为“H”为止的经过时间进行测定，从而对在步骤1702中启动的计时器1的当前值进行更新读取，接下来的步骤1707b是进行如下动作的作为超时异常判断方法的步骤：在步骤1704b中读取并存储的经过时间过大，并且超过了预定时间时，进行是（YES）的判断并转移至步骤1709，在处于预定时间内时，进行否（NO）的判断并经由中继端子B转移至图6的步骤1608。
步骤1709是进行如下动作的作为测定异常处理方法的步骤：在1707a进行了是（YES）的判断时，产生预告通知输出ER2或电阻异常判断输出ER1，并且存储状态变化异常ERR3的异常判断信息，在1707b进行了是（YES）的判断时，存储超时异常判断ERR1的异常判断信息，接在步骤1709之后，经由中继端子B转移至图6的步骤1608。
在步骤1709中，若产生预告通知输出ER2或电阻异常判断输出ER1则异常通知器19进行动作，并且若存储了超时异常判断ERR1或状态变化异常ERR3的异常判断信息，则在图6的步骤1609b中将异常发生的累计次数与其它异常信息分开地写入并保存到非易失性数据存储器23中，以对维护检查作业起到作用。
此外，在步骤1705对漏电电阻Rx进行的计算中存在如下的情况：如图3的曲线103那样、基于全区域均处于负斜率曲线区域的特性曲线的情况；如曲线112那样；使用山形曲线的负斜率曲线区域的情况；以及如曲线113那样、使用山形曲线的正斜率曲线区域的情况。无论处于哪种情况，均使用以阈值电压系数γ为参数的、过渡时间系数α与漏电电阻系数β之间的函数式或数据表，从测定到的过渡时间Tx的值，对漏电电阻Rx的值进行计算。
但是，作为异常判断的方法，也可以事先对与预告漏电电阻Rxn或界限漏电电阻Rx0对应的预告过渡时间Txn或界限过渡时间Tx0进行计算，从而将实际的过渡时间Tx与预告过渡时间Txn或界限过渡时间Tx0进行比较，以代替将检测出的漏电电阻Rx与预告漏电电阻Rxn或界限漏电电阻Rx0进行比较。
另外，在将过渡时间系数α的分母即基准时间常数Ｒ0×Ｃ的值、漏电电阻系数β的分母即串联电阻Ｒ0的值、阈值电压系数γ的值作为固定值来使用的情况下，函数式或数据表也可以使用过渡时间Tx与漏电电阻Rx之间的直接算式或数据表。在该情况下，即使在运行过程中不进行复杂的运算处理，也可以从测定到的过渡时间Tx直接计算出漏电电阻Rx。
但是，在希望根据应用车种或运行中的状态来对阈值电压系数γ、过渡时间系数α的分母、漏电电阻系数β的分母的值进行变更的情况下，事先形成使用α、β、γ的函数式或数据表较为便利，该α、β、γ是无单位化后的指标值。此外，可以在运算控制电路20A中内置有多信道AD转换器，并且模拟输入端口具有多余的端口的情况下，使用运算放大器以取代比较器41，将与监视电压Vx成比例的模拟信号电压输入到运算控制电路20A，并通过微处理器21生成与反转逻辑信号HIG相等的信号。另外，在图1的实施方式中，虽然连结连接点B与车载高电压设备60X的负侧电源线67连接，但即使将其与正侧电源线连接，算式I也不变。
通过上述说明可知，本发明的实施方式1所涉及的车载高电压设备的漏电电阻检测装置与由车载的高压直流电源61及高压电负载64所组成的车载高电压设备60X连接，该高压电负载64由该高压直流电源供电并驱动，该车载高电压设备具有由正电位一侧的漏电等效电阻65及负电位一侧的漏电等效电阻66所代表的对车身11的漏电电阻Rx，并包括恒定电压控制电源25，该恒定电压控制电源25由负端子与车身11连接的低压直流电源10供电驱动并产生控制电源电压Vcc，并且车载高电压设备的漏电电阻检测装置50A经由一端B与车载高电压设备60X的预定部位连接的耦合电容器51来测定漏电电阻Rx的值，漏电电阻检测装置50A包括反复信号输出电路30A及监视信号处理电路40A、以及包含互相进行协作的微处理器21与程序存储器24A在内的运算控制电路20A。
另外，反复信号输出电路30A对充放电切换元件31的切换动作进行响应，并经由充放电电阻33、35使作为耦合电容器51另一端的测定点A与控制电源电压Vcc进行断续连接，并交替重复由此产生的充电期间与放电期间，使测定点A与车身11之间的电位即监视电压Vx逐渐增大或逐渐减小，该充放电切换元件31对反复指令信号PLS进行响应，当充放电时间常数越大以越平缓的斜率逐渐增大或逐渐减小的监视电压Vx的值通过预定的阈值电压时，监视信号处理电路40A产生反转逻辑信号HIG并输入到运算控制电路20A；或者产生与监视电压Vx成比例的模拟信号电压ANL并输入到运算控制电路20A，运算控制电路20A对在监视电压Vx的值为0伏特以上的一个阈值电压、与控制电源电压Vcc以下的其它阈值电压之间，从一方变化到另一方为止的过渡时间Tx进行测定，并基于该过渡时间Tx与漏电电阻Rx的函数式或数据表，对正电位一侧的漏电等效电阻65与负电位一侧的漏电等效电阻66的并联合成电阻即漏电电阻Rx进行计算，在该漏电电阻Rx变为预定的界限漏电电阻Rx0以下时、或过渡时间Tx变为与预定的界限漏电电阻Rx0对应的界限过渡时间Tx0时，产生电阻异常判断输出ER1，反复指令信号PLS是含有时间至少比界限过渡时间Tx0长的充电期间或放电期间在内的固定周期的脉冲信号。
充放电电阻由电阻值为Rs的基准电阻33、以及与电阻值Rs相比值非常小的电阻值为Rq的急速充放电电阻35组成，并且急速充放电电阻35经由一对旁路二极管36、37与恒定电压控制电源25的负端子及正端子连接，在运算控制电路20A对逐渐增大或逐渐减小的监视电压Vx的过渡时间Tx进行测定时，基准电阻33作为对于耦合电容器51的充放电电阻与漏电电阻Rx串联连接，由于高压直流电源61的电源电压发生突变、或由于对于高压电负载64的高压电源开关62闭合或断开、或由于因发生异常使得正侧漏电等效电阻65或负侧漏电等效电阻66发生突变，从而使监视电压Vx的车身电位变化成0伏特以下或控制电源电压Vcc以上时，将基准电阻33排除在外，与充放电切换元件31的动作状态无关地经由急速充放电电阻35及旁路二极管36或旁路二极管37，对耦合电容器51进行充放电。
如上所述，与本发明的权利要求2相关，反复信号输出电路包括与耦合电容器串联连接的基准电阻、以及电阻值的大小比该基准电阻足够小的急速充放电电阻，在耦合电容器的连结连接点上的相对于车身的电位发生突变时，将基准电阻排除在外，对耦合电容器进行充放电。
因此，有如下的特征：即，突变过渡期间的对耦合电容器的充放电时间常数是由急速充放电电阻与漏电电阻之和的值、与耦合电容器的静电电容的乘积所确定的值，特别在漏电电阻下降并接近于危险状态时，可以快速地对耦合电容器进行充放电，使监视电压Vx恢复到作为监视对象的正常范围，并迅速地测定漏电电阻，并且通过急速充放电电阻来抑制过大的电流。
反复信号输出电路30A对充放电切换元件31的切换动作进行响应，并经由电阻值为Rs的基准电阻33，将作为耦合电容器51另一端的测定点A与恒定电压控制电源25的输出端子连接；或经由与电阻值Rs相比值足够小的电阻值为Rq的急速充放电电阻35，与作为车身电位的负端子连接，使测定点A与车身11之间的电位即监视电压Vx逐渐增大或急速减小，当时间常数（Ｒｓ＋Ｒｘ）Ｃ越大以越平缓的斜率逐渐增大的监视电压Vx的值上升通过预定的阈值电压V0时，监视信号处理电路40A产生反转逻辑信号HIG并输入到运算控制电路20A；或者产生与监视电压Vx成比例的模拟信号电压ANL并输入到运算控制电路20A，该时间常数（Ｒｓ＋Ｒｘ）Ｃ是电阻值Rs（Ｒｓ＞＞Ｒｑ）与漏电电阻Rx之和、与耦合电容器51的静电电容C的乘积，在由于充放电元件31使监视电压Vx的值急速减小并接近于0伏特的状态下，运算控制电路20A使固定周期脉冲串信号即反复指令信号PLS的输出进行反转，并且不久后反转逻辑信号HIG被输入、或基于输入的模拟信号电压ANL来生成反转逻辑信号HIG，并对得到该反转逻辑信号HIG为止的时间进行测算以作为过渡时间Tx，之后反复指令信号PLS的输出进行反转。
如上所述，与本发明的权利要求3相关，反复信号输出电路对耦合电容器进行充放电，运算控制电路将一方的阈值电压设为0伏特，并对上升到预定的阈值电压V0为止的时间进行测定以作为过渡时间Tx。因此，具有如下特征：能够将对一对阈值电压进行比较的比较判断电路或比较判断处理的一方省略，并能够以简易的结构测定过渡时间。
通过上述说明可知，本发明的实施方式1所涉及的车载高电压设备的漏电电阻检测方法如下：在车载高电压设备的漏电电阻检测装置中，将耦合电容器51的静电电容设为C、将正侧及负侧的漏电等效电阻65、66并联合成后的漏电电阻的值设为Rx、将设置在反复信号处理电路30A内的充放电电阻33、35的总值即串联电阻的值设为R0、将监视电压Vx从0的状态逐渐增大到预定的阈值电压V0为止的时间设为过渡时间Tx；将过渡时间系数设为α＝Ｔｘ／（Ｒ0×Ｃ）；将漏电电阻系数设为β＝Ｒｘ／Ｒ0；将阈值电压系数设为γ＝Ｖ0／Ｖｃｃ，此时运算控制电路20A以阈值电压系数γ为参数，基于与漏电电阻系数β的值对应的过渡时间系数α的特性曲线，对与测定到的过渡时间Tx对应的漏电电阻Rx的值进行计算，特性曲线存在有随着漏电电阻系数β增大、过渡时间系数α逐渐减小或逐渐增大的负斜率曲线区域或正斜率曲线区域，在与正斜率曲线区域接续的负斜率曲线区域与全区域均为负斜率曲线区域的负斜率曲线区域中选择并使用其中的某一个，并决定阈值电压系数γ使得漏电电阻Rx的值变成界限漏电电阻Rx0时的过渡时间系数α的值被包含在负斜率曲线区域内，在过渡时间Tx变成与界限漏电电阻Rx0对应的界限过渡时间Tx0以上的值时，作为漏电电阻Rx过小从而产生电阻异常判断输出ER1，并且在过渡时间Tx超过漏电电阻Rx变为0时的短路过渡时间Tx00时，进行超时异常判断ERR1。
如上所述，与本发明的权利要求8相关，以与设定阈值电压成正比的阈值电压系数γ为参数，在表示漏电电阻系数β与过渡时间系数α的关系的特性曲线中，使用随着漏电电阻系数β增大、过渡时间系数α逐渐减小的负斜率曲线区域，该漏电电阻系数β与漏电电阻Rx成正比，该过渡时间系数α与过渡时间Tx成正比，在测定到的过渡时间Tx变成与界限漏电电阻Rx0对应的界限过渡时间Tx0以上的值时，作为漏电电阻Rx过小从而产生电阻异常判断输出ER1，并且在过渡时间Tx超过漏电电阻Rx变为0时的短路过渡时间Tx00时，进行超时异常判断ERR1。
因此，具有如下特征：如果漏电电阻Rx处于正常范围，则在短时间内对过渡时间Tx的测定结束并确认正常状态，若过渡时间Tx变长则产生电阻异常判断输出ER1，在超过短路过渡时间Tx00仍未对过渡时间Tx进行测定时，通过进行超时异常判断ERR1，从而在反复指令信号每次进行反复动作时得到某个判断结果。
特性曲线中，采用低比率的阈值电压系数γ以使得全区域均为负斜率曲线区域，不包含正斜率曲线区域。如上所述，与本发明的权利要求9相关，阈值电压系数为低比率，被采用的特性曲线的全区域均处于负斜率曲线区域。因此，具有如下的特征：能够准确地对界限漏电电阻以下的漏电电阻进行测定，并且由于能够对包含短路状态在内的异常状态中的漏电电阻进行测定，因此能够得到用于考察异常发生的原因的有效信息。
通过上述说明可知，本发明的实施方式1所涉及的车载高电压设备的漏电电阻检测方法如下：在车载高电压设备的漏电电阻检测装置中，将耦合电容器51的静电电容设为C、将正侧及负侧的漏电等效电阻65、66并联合成后的漏电电阻的值设为Rx、将设置在反复信号处理电路30A内的充放电电阻33、35的总值即串联电阻的值设为R0、将监视电压Vx从0的状态逐渐增大到预定的阈值电压V0为止的时间设为过渡时间Tx；将过渡时间系数设为α＝Ｔｘ／（Ｒ0×Ｃ）；将漏电电阻系数设为β＝Ｒｘ／Ｒ0；将阈值电压系数设为γ＝Ｖ0／Ｖｃｃ，此时运算控制电路20A以阈值电压系数γ为参数，基于与漏电电阻系数β的值对应的过渡时间系数α的特性曲线，对与测定到的过渡时间Tx对应的漏电电阻Rx的值进行计算，特性曲线存在有随着漏电电阻系数β增大、过渡时间系数α逐渐减小或逐渐增大的负斜率曲线区域或正斜率曲线区域，与正斜率曲线区域接续的负斜率曲线区域的使用通过特性曲线补正方法事先被排除在外，决定阈值电压系数γ使得漏电电阻Rx的值变成界限漏电电阻Rx0时的过渡时间系数α的值被包含在补正后的正斜率曲线区域内，在过渡时间Tx变成与界限漏电电阻Rx0对应的界限过渡时间Tx0以下的值时，作为漏电电阻Rx过小从而产生电阻异常判断输出ER1，并且在过渡时间Tx超过漏电电阻Rx无限大时的开路过渡时间Txm时，进行超时异常判断ERR1。
如上所述，与本发明的权利要求10相关，以与设定阈值电压成正比的阈值电压系数γ为参数，在表示漏电电阻系数β与过渡时间系数α的关系的特性曲线中，使用随着漏电电阻系数β增大、过渡时间系数α逐渐增大的补正后的正斜率曲线区域，该漏电电阻系数β与漏电电阻Rx成正比，该过渡时间系数α与过渡时间Tx成正比，在测定到的过渡时间Tx变成与界限漏电电阻Rx0对应的界限过渡时间Tx0以下的值时，作为漏电电阻Rx过小从而产生电阻异常判断输出ER1，并且在过渡时间Tx超过漏电电阻Rx无限大时的开路过渡时间Txm时进行超时异常判断。
因此，具有如下特征：如果漏电电阻Rx处于异常范围，则能够在短时间内结束对过渡时间Tx的测定并产生电阻异常判断输出ER1，并且还具有如下特征：虽然过渡时间Tx变长成为判断为正常状态的情况，但超过开路过渡时间Txm仍未对过渡时间Tx进行测定时，通过进行超时异常判断ERR1，从而在反复指令信号每次进行反复动作时得到某个判断结果。
特性曲线补正方法中，事先在耦合电容器51与车载高电压设备60X的连结连接点B、与车身11之间连接有旁路漏电电阻53，旁路漏电电阻53包括与界限漏电电阻Rx0相比足够大的附加电阻R3，并且将漏电电阻Rx无限大时的漏电电阻系数β的值抑制成Ｒ3／Ｒ0，从而对过渡时间系数α变得过大的情况进行抑制。
如上所述，与本发明的权利要求11相关，为了在含有正斜率曲线区域在内的漏电电阻系数β与过渡时间系数α的特性曲线中，避免随着漏电电阻系数β增加正斜率特性曲线变成负斜率曲线，使用旁路漏电电阻。
因此，具有如下特征：能够防止对应于测定到的过渡时间Tx计算出一大一小2种漏电电阻Rx的值，并能够对在大范围内变动的漏电电阻Rx的值进行测定。
包括旁路漏电电阻53，该旁路漏电电阻53连接于耦合电容器51与车载高电压设备60X的连结连接点B、与车身11之间，运算控制电路20A在耦合电容器51与车载高电压设备60X未进行连接的状态下对漏电电阻Rx进行测定，校正并存储耦合电容器51的静电电容C的值，以使得到的结果成为旁路漏电电阻53所产生的附加电阻R3。
如上所述，与本发明的权利要求12相关，使用电阻值已知的旁路漏电电阻，对耦合电容器的静电电容C的值进行逆运算。
因此，具有如下的特征：，能够对由于静电电容的固体偏差变动的影响而产生的漏电电阻的计算误差进行抑制，并且能够对漏电电阻系数β的变动范围进行抑制从而降低漏电电阻的计算误差。
运算控制电路20A对反转逻辑信号HIG或模拟信号电压ANL进行响应，并对监视电压Vx脱离正常电压范围的时间进行测定，该反转逻辑信号HIG对从监视信号处理电路40A输入的监视电压Vx进行响应，该正常电压范围由用于测算过渡时间Tx的一个阈值电压与其它阈值电压所确定，在该测定时间处于预定的容许判断时间内时，中断对漏电电阻Rx的测定，在该测定时间超过预定的异常判断时间时，进行过渡特性异常ERR2的判断。
如上所述，与本发明的权利要求13相关，在监视电压Vx处于正常电压范围区域以外的预定时间以内，运算控制电路中断对漏电电阻的测定，在超过预定时间时，进行过渡特性异常的判断。
因此，具有如下特征：能够防止在高压直流电源的电源电压发生突变时、或者在对高压电负载的连接或断开进行响应且漏电电阻发生突变时对错误的漏电电阻进行计算，并且能够对包含耦合电容器内部泄漏电阻变小的问题在内的***异常的发生进行检测。
车辆状态信号18被输入到运算控制电路20A中，车辆状态信号18是用于对如下状态的发生进行识别的信号，该状态的发生是耦合电容器51与车载高电压设备60X的连接点上的车身电位发生变动的原因，运算控制电路20A对车辆状态信号18的状态变化进行检测，从而对漏电电阻的突变进行预测，并且过渡特性异常在车辆状态信号18的状态刚发生变化之后避免异常判断。
如上所述，与本发明的权利要求14相关，用于对漏电电阻的突变进行预测的车辆状态信号被输入到运算控制电路中，在车辆状态信号的状态刚发生变化之后忽视过渡特性异常。
因此，具有如下特征：能够通过产生过渡特性异常，从而对通常不可能发生的***异常的发生进行探测。
程序存储器24A的一部分区域、或与该程序存储器24A同时设置的非易失性数据存储器23事先将以阈值电压系数γ＝Ｖ0／Ｖｃｃ为参数的、与漏电电阻系数β＝Ｒｘ／Ｒ0与过渡时间系数α＝Ｔｘ／（Ｒ0Ｃ）的特性曲线相关的数据表、阈值电压系数γ的值、决定串联电阻R0的值的基准电阻Rs及急速充放电电阻Rq的值、静电电容C的值、界限漏电电阻Rx0的值以及进行预告通知的预告漏电电阻的值Rxn写入并保存，并且定期性地或在刚停止运行前将在运行中测定到的漏电电阻Rx的值以及异常发生的历史信息写入并保存，运算控制电路20A对应于通过实际测定到的过渡时间Tx计算得出的过渡时间系数α，从数据表读取出漏电电阻系数β的值来计算出当前的漏电电阻Rx，并与界限漏电电阻Rx0或预告漏电电阻Rxn的值进行比较，从而除了产生电阻异常判断输出ER1之外还产生预告通知输出ER2；或者在漏电电阻以时间序列急速减小时，进行状态变化异常ERR3的判断。
如上所述，与本发明的权利要求15相关，非易失性数据存储器对用于测定漏电电阻的数据表及用于进行异常判断的基础数据进行写入并保存，并且除了产生电阻异常判断输出之外还产生预告通知输出；或者进行状态变化异常的判断。
因此，具有如下特征：能够在由于电绝缘的长期劣化导致漏电电阻逐渐减小、或由于浸水事故等导致漏电电阻急速减小时，在下降到界限漏电电阻之前督促维护与检查。
实施方式2
下面，以与图1的装置的不同点为重点，对本发明的实施方式2所涉及的装置的整体结构图即图8进行说明。此外，在各图中相同的标号表示相同或相当的部分。在图8中，漏电电阻检测装置50B构成为：包括运算控制电路20B、反复信号输出电路30B以及监视信号处理电路40B，并对车载高电压设备60Y的漏电电阻进行检测。
作为主要的不同点1，车载高电压设备60Y中，正侧电源线68经由相互连结端子16与耦合电容器51的一端B连接，正侧漏电等效电阻65为连结连接一侧的漏电等效电阻R2，负侧漏电等效电阻66为非连结连接一侧的漏电等效电阻R1。
作为主要的不同点2，反复信号输出电路30B构成为：包括PNP型晶体管即充放电切换元件31，若反复指令信号PLS的输出逻辑电平变为“H”，则经由辅助驱动电阻32a，辅助切换元件31a导通，其结果是，经由驱动电阻32，充放电切换元件31导通，若反复指令信号PLS的输出逻辑电平变为“L”，则通过辅助稳定电阻34a使得辅助切换元件31a不导通，并通过开路稳定电阻34使得充放电切换元件31不导通。
耦合电容器51通过漏电等效电阻R2两端的电压Vn进行充电，两端电压Vn的值由算式（4ｙ）所示。
Ｉ1＝（Ｖｈ－Ｖｎ）／Ｒ1····（1ｙ）＝（1ｘ）
Ｉ2＝Ｖｎ／Ｒ2····（2ｙ）＝（2ｘ）
Ｉ1＝Ｉ0＋Ｉ2····（3ｙ）＝（3ｘ）
Ｖｎ＝Ｖｎ0－Ｉ0×Ｒｘ····（4ｙ）＝（4ｘ）
其中，Ｖｎ0＝Ｖｈ×Ｒ2／（Ｒ1＋Ｒ2）＝Ｖｈ×Ｒｘ／Ｒ1
Ｒｘ＝Ｒ1×Ｒ2／（Ｒ1＋Ｒ2）
此外，I1表示流过等效漏电电阻R1的图示方向上的电流，I2表示流过等效漏电电阻R2的图示方向上的电流，I0表示向相互连结端子16流出的图示方向上的电流，Rx表示合成后的漏电电阻的值，Vn0表示I0=0时的Vn的值（稳定分压电压）。
另外，若将耦合电容器51的静电电容设为C，将两端电压设为E，将监视电压设为Vx，则算式（5ｙ）、（6ｙ）成立。
Ｃ×（ｄＥ／ｄｔ）＝Ｉ0····（5ｙ）＝（5ｘ）
Ｅ＝Ｖｎ－Ｖｘ····（6ｙ）≠（6ｘ）
这里，若将算式（4ｙ）、（5ｙ）代入算式（6ｙ），则得到算式（7ｙ）。
Ｖｎ0－Ｖｘ＝Ｅ＋Ｃ×Ｒｘ（ｄＥ／ｄｔ）····（7ｙ）≠（7ｘ）
因此，由于如果使作为充放电切换元件31的晶体管持续性地导通，则耦合电容器51的充电电压E减小到Ｖｎ0－Ｖｃｃ，如果晶体管持续性地断开，则耦合电容器51的充电电压E增大到Ｖｎ0，因此与图1的情形下的充放电的概念相反，若晶体管导通则进行放电，若断开则进行充电。
作为主要的不同点3，监视信号处理电路40B使用与负反馈电阻47连接的运算放大器49以替代比较器41，并且不产生反转逻辑信号HIG而产生与监视电压Vx成比例的模拟信号电压ANL并输出给运算处理电路20B。
运算控制电路20B产生在图9中进行后述的固定周期的脉冲串信号即反复指令信号PLS并输出给反复信号输出电路30B，并且基于从监视信号处理电路40B得到的模拟信号电压ANL，在监视信号电压Vx从控制电源电压Vcc变为减去了设定阈值电压V0的值即（Ｖｃｃ－Ｖ0）以下的值的情况下通过与程序存储器24B进行协作的微处理器21来在内部生成反转逻辑信号LOW。
另外，若测定到的漏电电阻Rx的值变为预定的预告漏电电阻Rxn以下，则产生预告通知输出ER2，若变为界限漏电电阻Rx0以下则产生电阻异常判断输出ER1并输出给异常通知器19，并且作为通知指令确认信号RET对是否准确地产生用于异常通知的输出进行反馈输入。
作为主要的不同点4，在互相连结端子16与车身11之间连接有试行漏电电阻54与试行用开闭元件55的串联电路，例如，作为光绝缘型晶体管的试行用开闭元件55经由驱动电阻56从设置在运算控制电路20B内的试行运行指令TST接受导通指令。试行漏电电阻54的电阻值即试行电阻R4例如为界限漏电电阻Rx0或等于预告漏电电阻Rxn，在未图示的手动电源开关与低压电源开关12刚闭合后的开始运行时，试行用开闭元件55暂时性地导通。
由此，能够在运行前检查是否准确地进行漏电电阻的检测控制，并且能够对耦合电容器51的静电电容C的固体偏差变动、或长期变化进行检测并使用校正后的静电电容C的值。此外，与图1的情况相同，在漏电电阻检测装置50B的外部连接有低压直流电源10、低压电源开关12、车辆状态信号18以及异常通知器19，并且在漏电电阻检测装置50B的内部设置有生成控制电源电压Vcc的恒定电压控制电源25。
下面，利用图9所示的时序图并参照图8对如图8构成的本发明的实施方式2所涉及的装置的作用动作的概要进行说明。首先，在图8中，若未图示的手动电源开关闭合，且低压电源开关12闭合，则恒定电压控制电源25产生预定的控制电源电压Vcc，微处理器21开始控制动作，并产生图9（A）所示出的反复指令信号PLS。反复指令信号PLS的逻辑电平为“L”的第1期间（缓速充电期间）T1、与逻辑电平为“H”的第2期间（急速放电期间）T2分别是整个周期T0＝T1+T2的半周期即为相同值，但实际上，即使Ｔ1≤Ｔ2也无大碍。
另外，在图8中，反复指令信号PLS的逻辑电平为“L”（或“H”）时，如图9（B）所示充放电切换元件31断开（或导通）。
另外，在图8中，在充放电切换元件31断开时，通过漏电电阻Rx、急速充放电电阻35与充放电电阻33的串联电路，从车载高电压设备60Y一侧对耦合电容器51进行缓速充电，并随着充电电流的减小、监视电压Vx逐渐减小。另外，在图8中，在充放电切换元件31导通时，通过急速充放电电阻35与漏电电阻Rx的串联电路，从恒定电压控制电源25对耦合电容器51进行急速放电，并且监视电压Vx急速增大。
图9（C）示出了监视电压Vx逐渐减小或急速增大的情况，如算式（8ｙ）、（9ｙ）所示，充放电时间常数越大该充放电特性的斜率越平缓。
τ1＝（Ｒ0＋Ｒｘ）×Ｃ、Ｒ0＝Ｒｓ＋Ｒｘ····（8ｙ）＝（8ｘ）
τ2＝（Ｒｑ＋Ｒｘ）×Ｃ····（9ｙ）＝（9ｘ）
其中，Rs表示充放电电阻33的电阻值，Rq表示急速充放电电阻35的电阻值（Ｒｑ＜＜Ｒｓ），Ｒ0＝Ｒｓ＋Ｒｑ≈Ｒｓ表示串联电阻，Rx表示漏电等效电阻Ｒ1、Ｒ2的并联合成电阻，C表示耦合电容器51的静电电容，τ1表示缓速充电时间常数，τ2表示急速放电时间常数。
此外，电阻值Rs为例如几百ＫΩ，则电阻值Rq的值为几ＫΩ，漏电电阻Rx的值较小时，若将缓速充电时间常数τ1与急速放电时间常数τ2相比较则τ1＞＞τ2。但是，在与电阻值Rx的值相比漏电电阻Rx的值为非常大的值时，变为τ1≈τ2，充放电时间常数间无较大差距。
在图9（C）中，缓速充电后的第1期间T1的末期的监视电压Vx的值成为第1末期电压V1，急速放电后的第2期间T2的末期的监视电压Vx的值成为第2末期电压V2，第2末期电压V2的值是无限接近于控制电源电压Vcc的值，因此，急速放电时间常数τ2是比缓速充电时间常数τ1小的值，优选为第2期间T2是比第1期间T1长的期间。其结果是，逐渐减小的监视电压Vx的初始值V2一直是Vcc（或无限接近于Vcc的值），并且初始值不根据第1末期电压V1的大小进行变动。此外，设定阈值电压V0是从控制电源电压Vcc减去的电压值。
图9（D）示出了由微处理器21生成的反转逻辑信号LOW的逻辑状态，在图9（C）中的监视电压Vx的值为（Ｖｃｃ－Ｖ0）以下的值的期间中，逻辑电平为“H”。运算控制电路20B将以反复指令信号PLS的逻辑从“H”反转成“L”的时刻作为起点、直到反转逻辑信号LOW的逻辑从“L”变化成“H”为止的时间作为过渡时间Tx进行测定。
图9（E）示出了耦合电容器51的两端电压E的波形，充电初始电压＝放电末期电压＝E1与算式（4y）中示出的稳定分压电压Vn0减去控制电源电压Vcc后的值相等，在充电期间T1＝无限大时，充电末期电压＝放电初始电压＝E2的值增大到Ｖｎ0为止。此外，将在漏电电阻Rx的值成为用于进行异常判断的界限漏电电阻Rx0的值时的过渡时间Tx的值设为界限过渡时间Tx0的情况下，反复指令信号PLS的第1期间T1的时间被设定得比界限过渡时间Tx0还长，这点与图1的情况相同。
其中，在图8的情况下，通过对逐渐减小的监视电压Vx的值从第1阈值（Ｖ2＝Ｖｃｃ）过渡到第2阈值（Ｖｃｃ－Ｖ0）为止的过渡时间Tx的值进行测定，从而计算出漏电电阻Rx的值。由此，将阈值电压系数设为γ，与图1的情况类似的，计算出γ＝Ｖ0／Ｖｃｃ，下面，对能够原样使用图3～5的特性曲线图进行证明。
对在图8的实施方式中同样能够适用图3上侧示出的算式I进行如下证明。
充电期间
在图8中的反复指令信号PLS的逻辑电平为“L”、作为充放电切换元件31的晶体管断开的缓速充电期间中，算式（10ａａ）成立。
Ｒ0×Ｃ（ｄＥ／ｄｔ）＝Ｖｘ····（10ａａ）
其中、Ｒ0＝Ｒｓ＋Ｒｑ≈Ｒｓ＞＞Ｒｑ
若将算式（10ａａ）的Ｖｘ代入上述算式（7ｙ）中，则得到算式（11ａａ）。
Ｖｎ0＝Ｅ＋τ1×（ｄＥ／ｄｔ）····（11ａａ）
其中、τ1＝（Ｒ0＋Ｒｘ）Ｃ≈（Ｒｓ＋Ｒｘ）Ｃ
在微分方程式（11ａａ）中，通过将时刻ｔ＝0时的E的初始值设为E1、将无限大时刻时的E的值设为Ｖｎ0，从而得到算式（12ａａ）所示出的解。
Ｅ＝Ｅ1ｅｘｐ（－ｔ／τ1）＋Ｖｎ0｛1－ｅｘｐ（－ｔ／τ1）｝
····（12ａａ）
另外，若将算式（10ａａ）中的（ｄＥ／ｄｔ）的值代入上述算式（7ｙ）中，则得到算式（13ａａ）。
Ｖｘ／（Ｒ0／／Ｒｘ）＝（Ｖｎ0－Ｅ）／Ｒｘ····（13ａａ）
其中，Ｒ0／／Ｒｘ是Ｒ0与Ｒｘ的并联合成电阻。
放电期间
在图8中的反复指令信号PLS的逻辑电平为“H”、作为充放电切换元件31的晶体管导通的急速放电期间中，算式（10ｂｂ）成立。
Ｃ×Ｒｑ（ｄＥ／ｄｔ）＝Ｖｘ－Ｖｃｃ····（10ｂｂ）
若将算式（10ｂｂ）的Ｖｘ代入上述算式（7ｙ）中，则得到算式（11ｂｂ）。
Ｖｎ0－Ｖｃｃ＝τ2（ｄＥ／ｄｔ）＋Ｅ····（11ｂｂ）
其中，τ2＝（Ｒｑ＋Ｒｘ）×Ｃ
在微分方程式（11ｂｂ）中，通过将时刻ｔ＝0时的E的初始值设为E2、将无限大时刻时的E的值设为Ｖｃｃ－Ｖｎ0，从而得到算式（12ｂｂ）所示出的解。
Ｅ＝Ｅ2ｅｘｐ（－ｔ／τ2）＋（Ｖｎ0－Ｖｃｃ）｛1－ｅｘｐ（－ｔ／τ2）｝
····（12ｂｂ）
另外，若将算式（10ｂｂ）中的（ｄＥ／ｄｔ）的值代入上述算式（7ｙ）中，则得到算式（13ｂｂ）。
Ｖｘ／（Ｒｑ／／Ｒｘ）＝（Ｅ－Ｖｎ0）／Ｒｘ＋Ｖｃｃ／Ｒｑ
····（13ｂｂ）
其中，Ｒｑ／／Ｒｘ是Ｒｑ与Ｒｘ的并联合成电阻。
稳定状态
图8中的反复指令信号PLS的逻辑电平在充电期间T1与放电期间T2交替反转，在漏电电阻Rx的值或高压直流电源61的输出电压Vh不变的稳定状态下，算式（12ａａ）、（12ｂｂ）中的初始值Ｅ1、Ｅ2计算如下。首先，在算式（12ａａ）中，在充电末期的时刻ｔ＝Ｔ1时，由于Ｅ＝Ｅ2，因此算式（14ａａ）成立。
Ｅ2＝Ｅ1×Ｋ1＋Ｖｎ0（1－Ｋ1）····（14ａａ）
其中、Ｋ1＝ｅｘｐ（－Ｔ1／τ1）
另外，在算式（12ｂｂ）中，在放电末期的时刻ｔ＝Ｔ2时，由于Ｅ＝Ｅ1，因此算式（14ｂｂ）成立。
Ｅ1＝Ｅ2×Ｋ2＋（Ｖｎ0－Ｖｃｃ）（1－Ｋ2）····（14ｂｂ）
其中、Ｋ2＝ｅｘｐ（－Ｔ2／τ2）
通过算式（14ａａ）、（14ｂｂ）得到算式（15ａａ）、（15ｂｂ）。
Ｖｎ0－Ｅ1＝Ｖｃｃ×Ｋ0····（15ａａ）
Ｖｎ0－Ｅ2＝Ｖｃｃ×Ｋ0×Ｋ1····（15ｂｂ）
其中、Ｋ0＝（1－Ｋ2）／（1－Ｋ1×Ｋ2）
在实施方式2的情况下
在图8、9中，在充电开始的时刻ｔ＝0时，Ｖｘ1＝Ｖ2≈Ｖｃｃ，而如果在时刻Ｔｘ＝0～Ｔ1时，Vx的值变为与设定阈值电压（Ｖｃｃ－Ｖ0）相等，则通过算式（12ａａ）计算出时刻ｔ＝Ｔｘ时的算式（19ａ）。其中，在放电期间，通过进行急速放电，从而使Ｅ1＝Ｖｎ0－Ｖｃｃ、Ｋｘ＝ｅｘｐ（－Ｔｘ／τ1）。
Ｅｘ＝（Ｖｎ0－Ｖｃｃ）ｅｘｐ（－Ｔｘ／τ1）＋Ｖｎ0｛1－ｅｘｐ（－Ｔｘ／τ1）｝
＝Ｖｎ0－ＶｃｃＫｘ····（19ａ）
另外，通过算式（13ａａ）及算式（19ａ）得到算式（20ａ）。
（Ｖｃｃ－Ｖ0）／（Ｒ0／／Ｒｘ）＝（Ｖｎ0－Ｅｘ）／Ｒｘ＝ＶｃｃＫｘ／Ｒｘ····（20ａ）
这里，若阈值电压系数γ＝Ｖ0／Ｖｃｃ、漏电电阻系数β＝Ｒｘ／Ｒ0、过渡时间系数α＝Ｔｘ／（Ｒ0Ｃ），并代入算式（20ａ）中，则得到算式（21）。
γ＝（1＋β－Ｋｘ）／（1＋β）
∴Ｋｘ＝（1＋β）×（1－γ）····（21）
另外，由于Ｋｘ＝ｅｘｐ［－Ｔｘ／｛（Ｒ0＋Ｒｘ）Ｃ｝］＝ｅｘｐ｛－α／（1＋β）｝，因此变换成自然对数得到算式（22）。
α＝（1＋β）ＬＯＧｅ（1／Ｋｘ）····（22）
算式（21）、（22）与图3上侧示出的算式Ｉ一致。
接下来基于图10、11所示出的动作说明用流程图，并以与图6、7的情况的不同点为重点，对图8的装置的作用动作进行详细说明。此外，图6、7中的步骤编号为1000多号，而在图10、11中，使用2000多号的编号，对于100多号以下的编号，相同的编号表示相同或相等的部分。但是，虽说是相等的部分，但下面对需要进行补充说明的不同的部分进行说明。
在前一半的流程图即图10中，在接在步骤2603a及步骤2603b之后执行的步骤2605中，对输入给微处理器21的模拟信号电压ANL进行监视，并对监视电压Vx的值是否处于0～Ｖｃｃ的正常范围进行判断，若处于正常范围外则进行否（NO）的判断并转移至步骤2606a，若处于正常范围内则进行是（YES）的判断并转移至步骤2606c。
接下来，在后一半流程图即图11中，步骤2700a是对是否进行校正运行进行判断的步骤，在希望在漏电电阻检测装置50B的出厂检查时对耦合电容器51的静电电容C的校正值进行测定的情况下；或者在漏电电阻检测装置50B实际进行运行时，低压电源开关12刚闭合并供电给漏电电阻检测装置50B以后进行是（YES）的判断并转移至步骤2700c，如果校正运行结束，则进行否（NO）的判断并转移至步骤2700b。
步骤2700c是作为运行时校正方法的进行如下动作的判断步骤：如果处于出厂调整运行时则设置测试标记，如果处于实际运行开始时则在产生试行运行指令TST后转移至步骤2701，步骤2700b是对在步骤2700c中产生的测试标记进行重置，并且停止试行运行指令TST后转移至步骤2701的步骤。
如果处于出厂调整运行时，则运算控制电路20B在耦合电容器51未与车载高电压设备60X连接的状态下，根据后述的步骤2706对漏电电阻Rx进行测定，并对耦合电容器51的静电电容C的值进行校正并存储，以使得到的结果成为由旁路漏电电阻53所产生的附加电阻R3。
如果处于实际运行开始时，则运算控制电路20B在运行开始时暂时性地使试行开闭元件55闭合，并且对电阻异常判断输出ER1是否仅在一瞬间进行动作、或者在漏电电阻Rx变为预告漏电电阻Rxn以下时产生的预告通知输出ER2是否仅在一瞬间进行动作进行判断，并对漏电电阻Rx的检测动作是否处于正常进行的状态进行检查，如果检查结果为异常，则持续地或断续地产生电阻异常判断输出ER1或预告通知输出ER2，如果为正常，则在异常通知器19无法实际运行的短时间内停止产生输出，该异常通知器19由电阻异常判断输出ER1或预告通知输出ER2驱动。
另外，运算控制电路20B在运行开始时使试行开闭元件55闭合，并对在试行漏电电阻54、旁路漏电电阻53与实际的漏电电阻Rx并联连接状态下合成的第1漏电电阻的值进行测定，并且在使试行开闭元件55断开的状态下，对在旁路漏电电阻53与实际的漏电电阻Rx并联连接状态下合成的第2漏电电阻的值进行测定，通过第1及第2漏电电阻的值对耦合电容器51的静电电容C进行逆运算并作为校正值将其存储，且将校正值计算为使得利用校正存储后的静电电容C，开闭元件55闭合时与断开时的实际的漏电电阻Rx为相同的值。
接在步骤2702之后的步骤2703是如下判断步骤：模拟信号电压ANL的值下降到预定的设定电压（Ｖｃｃ－Ｖ0）以下时，对在内部生成的反转逻辑信号LOW的逻辑电平是否从“L”变成“H”进行判断，如果在设定电压（Ｖｃｃ－Ｖ0）以下，则进行是（YES）的判断并转移至步骤2704a，如果超过设定电压（Ｖｃｃ－Ｖ0），则进行否（NO）的判断并转移至步骤2704b。
此外，在步骤2705对漏电电阻Rx进行的计算中存在如下情况：如图3的曲线103那样，基于全区域均处于负斜率曲线区域的特性曲线的情况；如曲线112那样，使用山形曲线的负斜率曲线区域的情况；以及如曲线113那样，使用山形曲线的正斜率曲线区域的情况。无论处于哪种情况，均使用以阈值电压系数γ＝Ｖ0／Ｖｃｃ为参数的、过渡时间系数α与漏电电阻系数β之间的函数式或数据表，并通过测定到的过渡时间Tx的值对漏电电阻Rx的值进行计算。其中，在实施方式2的情况中，设定阈值电压V0是从控制电源电压Vcc减去的电压值，而作为设定电压为（Ｖｃｃ－Ｖ0）。
另外，作为异常判断的方法，也可以事先对与预告漏电电阻Rxn或界限漏电电阻Rx0对应的预告过渡时间Txn或界限过渡时间Tx0进行计算，从而将实际的过渡时间Tx与预告过渡时间Txn或界限过渡时间Tx0进行比较，以代替将检测出的漏电电阻Rx与预告漏电电阻Rxn或界限漏电电阻Rx0进行比较。
另外，在将过渡时间系数α的分母即基准时间常数Ｒ0×Ｃ的值、漏电电阻系数β的分母即串联电阻Ｒ0的值、阈值电压系数γ的值作为固定值来使用的情况下，函数式或数据表也可以使用过渡时间Tx与漏电电阻Rx之间的直接算式或数据表。在该情况下，即使在运行过程中不进行复杂的运算处理，也可以通过测定到的过渡时间Tx直接计算出漏电电阻Rx。
但是，在希望根据应用车种或驾驶中的状态来对阈值电压系数γ、过渡时间系数α的分母、漏电电阻系数β的分母的值进行变更的情况下，事先形成使用α、β、γ的函数式或数据表较为便利，该α、β、γ是无单位化后的指标值。此外，可以在运算控制电路20B中不含有模拟输入端口的情况下，或者模拟输入端口不具有多余的端口的情况下，使用图1中示出的比较器41以取代运算放大器49，并将与反转逻辑信号LOW相等的信号输入给微处理器21。
另外，在图8的实施方式中，虽然连结连接点B与车载高电压设备60X的正侧电源线68连接，但即使将其与负侧电源线连接，算式I也不变。同样的，在图1的实施方式中，虽然连结连接点B与车载高电压设备60X的负侧电源线67连接，但即使将其与正侧电源线连接，算式I也不变。
通过上述说明可知，本发明的实施方式2所涉及的车载高电压设备的漏电电阻检测装置与由车载的高压直流电源61及高压电负载64所组成的车载高电压设备60Y连接，该高压电负载64由该高压直流电源供电并驱动，该车载高电压设备具有由正电位一侧的漏电等效电阻65及负电位一侧的漏电等效电阻66所代表的对车身11的漏电电阻Rx，并包括恒定电压控制电源25，该恒定电压控制电源25由负端子与车身11连接的低压直流电源10供电驱动并产生控制电源电压Vcc，并且车载高电压设备的漏电电阻检测装置50B经由一端B与车载高电压设备60Y的预定部位连接的耦合电容器51来测定漏电电阻Rx的值，漏电电阻检测装置50B包括反复信号输出电路30B、监视信号处理电路40B、以及包含互相进行协作的微处理器21与程序存储器24B在内的运算控制电路20B。
另外，反复信号输出电路30B对充放电切换元件31的切换动作进行响应，并经由充放电电阻33、35使作为耦合电容器51另一端的测定点A与控制电源电压Vcc进行断续连接，并交替重复由此产生的充电期间与放电期间，使测定点A与车身11之间的电位即监视电压Vx逐渐增大或逐渐减小，该充放电切换元件31对反复指令信号PLS进行响应，当充放电时间常数越大以越平缓的斜率逐渐增大或逐渐减小的监视电压Vx的值通过预定的阈值电压时，监视信号处理电路40B产生反转逻辑信号LOW并输入给运算控制电路20B；或者产生与监视电压Vx成比例的模拟信号电压ANL并输入给运算控制电路20B，运算控制电路20B对在监视电压Vx的值为0伏特以上的一个阈值电压、与控制电源电压Vcc以下的其它阈值电压之间，从一方变化到另一方为止的过渡时间Tx进行测定，并基于该过渡时间Tx与漏电电阻Rx的函数式或数据表，对正电位一侧的漏电等效电阻65与负电位一侧的漏电等效电阻66的并联合成电阻即漏电电阻Rx进行计算，该漏电电阻Rx变为预定的界限漏电电阻Rx0以下时、或过渡时间Tx变为与预定的界限漏电电阻Rx0对应的界限过渡时间Tx0时产生电阻异常判断输出ER1，反复指令信号PLS是含有时间至少比界限过渡时间Tx0长的充电期间或放电期间在内的固定周期的脉冲信号。
反复信号输出电路30B对充放电切换元件31的切换动作进行响应，并经由电阻值为Rq的急速充放电电阻35，将作为耦合电容器51另一端的测定点A与恒定电压控制电源25的输出端子连接；或经由与电阻值Rq相比值足够大的电阻值为Rs的基准电阻33，与作为车身电位的负端子连接，使测定点A与车身11之间的电位即监视电压Vx急速增大或逐渐减小，当时间常数（Ｒｓ＋Ｒｘ）Ｃ越大以越平缓的斜率逐渐减小的监视电压Vx的值下降通过由控制电源电压Vcc减去预定的阈值电压V0后的值时，监视信号处理电路40B产生反转逻辑信号LOW并输入给运算控制电路20B；或者产生与监视电压Vx成比例的模拟信号电压ANL并输入给运算控制电路20B，该时间常数（Ｒｓ＋Ｒｘ）Ｃ是电阻值Rs（Ｒｓ＞＞Ｒｑ）与漏电电阻Rx之和、与耦合电容器51的静电电容C的乘积，在通过充放电切换元件31使监视电压Vx的值急速增大并接近于控制电源电压Vcc的状态下，运算控制电路20B使固定周期脉冲串信号即反复指令信号PLS的输出进行反转，并且不久后反转逻辑信号LOW被输入；或者基于输入的模拟信号电压ANL来生成反转逻辑信号LOW，对得到该反转逻辑信号LOW为止的时间进行测算以作为过渡时间Tx，之后反复指令信号PLS的输出进行反转。
如上所述，与本发明的权利要求4相关，反复信号输出电路对耦合电容器进行充放电，运算控制电路将一方的阈值电压设为接近于控制电源电压Vcc的值，并对下降到预定的阈值电压（Ｖｃｃ－Ｖ0）为止的时间进行测定以作为过渡时间Tx。因此，具有如下特征：能够将对一对阈值电压进行比较的比较判断电路或比较判断处理的一方省略，并能够以简易的结构测定过渡时间。
通过上述说明可知，本发明的实施方式2所涉及的车载高电压设备的漏电电阻检测方法如下：在车载高电压设备的漏电电阻检测装置中，将耦合电容器51的静电电容设为C、将正侧及负侧的漏电等效电阻65、66并联合成的漏电电阻的值设为Rx、将设置在反复信号处理电路30B内的充放电电阻33、35的总值即串联电阻的值设为R0、将监视电压Vx从控制电压Vcc的状态逐渐减小到预定的阈值电压（Ｖｃｃ－Ｖ0）为止的时间设为过渡时间Tx、将过渡时间系数设为α＝Ｔｘ／（Ｒ0×Ｃ）；将漏电电阻系数设为β＝Ｒｘ／Ｒ0；将阈值电压系数设为γ＝Ｖ0／Ｖｃｃ、或γ＝（Ｖ2－Ｖ1）／Ｖｃｃ，此时运算控制电路20B以阈值电压系数γ为参数，基于与漏电电阻系数β的值对应的过渡时间系数α的特性曲线，对与测定到的过渡时间Tx对应的漏电电阻Rx的值进行计算，特性曲线存在有随着漏电电阻系数β增大、过渡时间系数α逐渐减小或逐渐增大的负斜率曲线区域或正斜率曲线区域，在与正斜率曲线区域接续的负斜率曲线区域与全区域均处于负斜率曲线区域的负斜率曲线区域中选择并使用其中的某一个，并决定阈值电压系数γ使得漏电电阻Rx的值变成界限漏电电阻Rx0时的过渡时间系数α的值被包含在负斜率曲线区域内，在过渡时间Tx变成与界限漏电电阻Rx0对应的界限过渡时间Tx0以上的值时，作为漏电电阻Rx过小从而产生电阻异常判断输出ER1，并且在过渡时间Tx超过漏电电阻Rx变为0时的短路过渡时间Tx00时，进行超时异常判断ERR1。
通过上述说明可知，本发明的实施方式2所涉及的车载高电压设备的漏电电阻检测方法如下：在车载高电压设备的漏电电阻检测装置中，将耦合电容器51的静电电容设为C、将正侧及负侧的漏电等效电阻65、66并联合成的漏电电阻的值设为Rx、将设置在反复信号处理电路30B内的充放电电阻33、35的总值即串联电阻的值设为R0、将监视电压Vx从控制电压Vcc的状态逐渐减小到预定的阈值电压（Ｖｃｃ－Ｖ0）为止的时间设为过渡时间Tx；将过渡时间系数设为α＝Ｔｘ／（Ｒ0×Ｃ）；将漏电电阻系数设为β＝Ｒｘ／Ｒ0；将阈值电压系数设为γ＝Ｖ0／Ｖｃｃ，此时运算控制电路20B以阈值电压系数γ为参数，基于与漏电电阻系数β的值对应的过渡时间系数α的特性曲线，对与测定到的过渡时间Tx对应的漏电电阻Rx的值进行计算，特性曲线存在有随着漏电电阻系数β增大、过渡时间系数α逐渐减小或逐渐增大的负斜率曲线区域或正斜率曲线区域，与正斜率曲线区域接续的负斜率曲线区域的使用通过特性曲线补正方法事先被排除在外，决定阈值电压系数γ使得漏电电阻Rx的值变成界限漏电电阻Rx0时的过渡时间系数α的值被包含在补正后的正斜率曲线区域内，在过渡时间Tx变成与界限漏电电阻Rx0对应的界限过渡时间Tx0以下的值时，作为漏电电阻Rx过小从而产生电阻异常判断输出ER1，并且在过渡时间Tx超过漏电电阻Rx无限大时的开路过渡时间Txm时，进行超时异常判断ERR1。
包括试行漏电电阻54及试行开闭元件55，该试行漏电电阻54及试行开闭元件55连接于耦合电容器51与车载高电压设备60Y的连结连接点B、与车身11之间，试行漏电电阻54是在界限漏电电阻Rx0以下的电阻；或者是值接近于界限漏电电阻Rx0、并且比界限漏电电阻Rx0大且在预告漏电电阻Rxn以下的电阻，试行开闭元件55与试行漏电电阻54串联连接，在运行开始时运算控制电路20B暂时性地使试行开闭元件55闭合，并且对电阻异常判断输出ER1是否仅在一瞬间动作、或者在漏电电阻Rx变为预告漏电电阻Rxn以下时产生的预告通知输出ER2是否仅在一瞬间动作进行判断，并对漏电电阻Rx的检测动作是否处于正常进行的状态进行检查，如果检查结果为异常，则持续地或断续地产生电阻异常判断输出ER1或预告通知输出ER2，如果为正常，则在异常通知器19无法实际运行的短时间内停止产生输出，该异常通知器19由电阻异常判断输出ER1或预告通知输出ER2驱动。
如上所述，与本发明的权利要求16相关，包括通过试行开闭元件暂时性地进行连接的试行漏电电阻，并且运算控制电路进行与漏电电阻的检测动作有关的预备检查。
由此，具有如下特征：若漏电电阻处于正常，则在运行开始时对一次也未进行动作的电阻异常判断输出或预告通知输出的产生进行检查，若检查结果为异常，则通过电阻异常判断输出或预告通知输出进行异常通知。
包括旁路漏电电阻53，该旁路漏电电阻53连接于耦合电容器51与车载高电压设备60Y的连结连接点B、与车身11之间，运算控制电路20B在运行开始时使试行开闭元件55闭合，并对在试行漏电电阻54、旁路漏电电阻53与实际的漏电电阻Rx并联连接状态下合成的第1漏电电阻的值进行测定，并且在使试行开闭元件55断开的状态下，对在旁路漏电电阻53与实际的漏电电阻Rx并联连接状态下合成的第2漏电电阻的值进行测定，根据第1及第2漏电电阻的值对耦合电容器51的静电电容C进行逆运算并作为校正值将其存储，且将校正值计算为使得利用校正存储后的静电电容C，开闭元件55闭合时与断开时的实际的漏电电阻Rx为相同的值。
如上所述，与本发明的权利要求17相关，包括旁路漏电电阻及试行漏电电阻，并对在利用试行开闭元件将试行漏电电阻连接或断开的状态下的2种合成后的漏电电阻进行检测，由此对耦合电容器的静电电容进行校正计算。
因此，具有如下特征：由于在连接有包含未知漏电电阻在内的车载高电压设备的状态下，每次在运行开始时对静电电容进行校正，因此对于静电电容的首批产品的固体偏差变动及随着长期变化而产生的变动，一直能够准确地把握静电电容，并准确地测定出漏电电阻。
实施方式3
下面，以与图1的装置的不同点为重点，对本发明的实施方式3所涉及的装置的整体结构图即图12进行说明。此外，在各图中相同的标号表示相同或相当的部分。图12中，漏电电阻检测装置50C构成为：包括运算控制电路20C、反复信号输出电路30C及监视信号处理电路40C，并对车载高电压设备60X的漏电电阻进行检测。
作为主要的不同点1，反复信号输出电路30C构成为：包括PNP型晶体管即充放电切换元件31，若反复指令信号PLS的输出逻辑电平变为“H”，则经由辅助驱动电阻32a使辅助切换元件31a导通，其结果是，经由驱动电阻32使充放电切换元件31导通，若反复指令信号PLS的输出逻辑电平变为“L”，则通过辅助稳定电阻34a使辅助切换元件31a不导通，并通过开路稳定电阻34使充放电切换元件31不导通。
作为主要的不同点2，反复指令信号PLS使用设置在监视信号处理电路40B中的反转存储电路52的输出信号，并如图13中后述的，为周期可变的脉冲串信号。
作为主要的不同点3，监视信号处理电路40C包括第1、第2比较器41a、41b及反转存储电路52，以取代比较器41。
第1比较器41a的正侧输入端子连接有对控制电源电压Vcc进行分压并生成第1阈值电压V1的分压电阻42a、43a，比较器41a的负侧输入端子经由输入电阻44a与由平滑电阻45及平滑电容器46所构成的噪声滤波器电路45、46连接，并且平滑电阻45的一端施加有监视电压Vx。
第2比较器41b的负侧输入端子连接有对控制电源电压Vcc进行分压并生成第2阈值电压V2的分压电阻42b、43b，比较器41b的正侧输入端子经由输入电阻44b与由平滑电阻45及平滑电容器46所构成的噪声滤波器电路45、46连接。
第1比较器41a中，若监视电压Vx变为第1阈值电压V1以下则输出逻辑电平变为“H”，并且作为第1反转逻辑信号LOW输入给运算控制电路20C，并且将置位输入提供给作为触发器电路的反转存储电路52。
第2比较器41b中，若监视电压Vx变为第2阈值电压V2以上则输出逻辑电平变为“H”，并且作为第2反转逻辑信号HIG输入给运算控制电路20C，并且将复位输入提供给作为触发器电路的反转存储电路52。
反转存储电路52的置位输出作为反复指令信号PLS输入到反复信号输出电路30C，并且将作为频带历史逻辑信号的反转逻辑信号ANS输入给运算控制电路20C。
设置在运算控制电路20C中的微处理器21与程序存储器24C进行协作，并测定漏电电阻Rx的值，若测定到的漏电电阻Rx的值变为预定的预告漏电电阻Rxn以下则产生预告通知输出ER2，若变为界限漏电电阻Rx0以下则产生电阻异常判断输出ER1并输出给异常通知器19。
此外，与图1的情况相同，在漏电电阻检测装置50C的外部连接有低压直流电源10、低压电源开关12、车辆状态信号18以及异常通知器19，并且在漏电电阻检测装置50C的内部设置有生成控制电源电压Vcc的恒定电压控制电源25。
下面，利用图13所示的时序图并参照图12对如图12构成的本发明的实施方式3所涉及的装置的作用动作的概要进行说明。首先，在图12中，若未图示的手动电源开关闭合，且低压电源开关12闭合，则恒定电压控制电源25产生预定的控制电源电压Vcc，微处理器21开始控制动作。
图13（A）示出了监视信号处理电路40C产生的反复指令信号PLS的波形，反复指令信号PLS的逻辑电平为“L”的第1期间（缓速放电期间）T1、与逻辑电平为“H”的第2期间（急速充电期间）T2分别是占据整个周期T0＝T1+T2的一部分的相异的值。
另外，在图12中，反复指令信号PLS的逻辑电平为“L”（或“H”）时，如图13（B）所示充放电切换元件31断开（或导通）。另外，在图12中，若充放电切换元件31断开，则通过漏电电阻Rx、急速充放电电阻35与充放电电阻33的串联电路，耦合电容器51进行缓速放电，并随着放电电流的减小，监视电压Vx逐渐减小。另外，在图12中，若充放电切换元件31导通，则从恒定电压控制电源25通过急速充放电电阻35与漏电电阻Rx的串联电路对耦合电容器51进行急速充电，并且监视电压Vx急速增大。
图13（C）示出了监视电压Vx逐渐减小或急速增大的情况，如前述的算式（8ｘ）、（9ｘ）所示，充放电时间常数越大，该充放电特性的斜率越平缓。其中，τ1＝（Ｒ0＋Ｒｘ）Ｃ是缓速放电时间常数，τ2＝（Ｒｑ＋Ｒｘ）Ｃ是急速充电时间常数。
在图13（C）中，缓速放电后的第1期间T1的末期的监视电压Vx的值逐渐减小到第1末期电压V1为止，通过在该时刻将第1比较器41a的输出即第1反转逻辑信号LOW从“L”变化成“H”，从而使反转存储电路52的置位输出的逻辑电平变成“H”，作为其结果，充放电切换元件31导通，并开始对耦合电容器51进行急速充电。
急速充电后的第2期间T2的末期的监视电压Vx的值急速增大到第2末期电压V2为止，该第2末期电压V2是大致等于控制电源电压Vcc的值，通过在该时刻将第1比较器41b的输出即第2反转逻辑信号HIG从“L”变化成“H”，从而使反转存储电路52的置位输出的逻辑电平变成“L”，作为其结果，充放电切换元件31断开，并开始对耦合电容器51进行缓速放电。
此外，在第2期间T2的末期，为了不等待到监视电压Vx完全收敛于控制电源电压Vcc，可预先留有ΔＶ＝Ｖｃｃ－Ｖ2＝0．03Ｖｃｃ左右的余差量，并对设定阈值电压V0加上该余差量ΔＶ，该设定阈值电压V0是从控制电源电压Vcc中减去第1末期电压V1的值后得到的值。
图13（D）是第1反转逻辑信号LOW的输出波形，图13（E）是第2反转逻辑信号HIG的输出波形。图13（F）是反转存储电路52的输出即反转逻辑信号ANS的生成波形，反转逻辑信号与反复指令信号PLS是相同信号。另外，测定时间Tx是反转逻辑信号ANS的逻辑电平成为“L”、且监视电压Vx从控制电源电压Vcc逐渐减小到第1末期电压V1为止所经过的期间，其中，从控制电源电压Vcc到第1末期电压V1为止的差值与设定阈值电压V0相等。
图13（J）示出了耦合电容器51的两端电压E的波形，放电初始电压＝充电末期电压＝E1、与算式（4x）中示出的稳定分压电压Vn0加上控制电源电压Vcc后的值相等，在放电期间T1无限大时，放电末期电压＝充电初始电压＝E2的值减小到Ｖｎ0为止。
由此，将阈值电压系数设为γ，与图1的情况类似的，计算出γ＝Ｖ0／Ｖｃｃ，下面，对能够原样使用图3～5的特性曲线图进行证明。此外，在实施方式1、2中，反复指令信号PLS的产生周期为固定值，在实施方式3中，第1期间T1与第2期间T2根据漏电电阻Rx的值自动进行变化，如果对过渡时间Tx的测算结束，则快速地产生下一个反复指令信号PLS。另外，由于在对第2末期电压V2上升到接近于控制电源电压Vcc的值为止进行确认后转移至第1期间T1，因此在第2期间T2中不需要留有如图9（C）那样的余量时间。
对在图12的实施方式中同样能够适用图3上侧示出的算式I进行证明如下。
放电期间
在图12中的反复指令信号PLS的逻辑电平为“L”、且作为充放电切换元件31的晶体管断开的缓速放电期间中，算式（30ｂ）成立。
Ｖｘ＋Ｒ0×Ｃ（ｄＥ／ｄｔ）＝0····（30ｂ）
其中，Ｒ0＝Ｒｓ＋Ｒｑ≈Ｒｓ＞＞Ｒｑ
若将算式（30ｂ）的Ｖｘ代入上述算式（7ｘ）中，则得到算式（31ｂ）。
Ｖｎ0＝Ｅ＋τ1×（ｄＥ／ｄｔ）····（31ｂ）
其中，τ1＝（Ｒ0＋Ｒｘ）Ｃ≈（Ｒｓ＋Ｒｘ）Ｃ
在微分方程式（31ｂ）中，通过将时刻ｔ＝0时的E的初始值设为E1、将无限大时刻时的E的值设为Ｖｎ0，从而得到由算式（32ｂ）所示出的解。
Ｅ＝Ｅ1ｅｘｐ（－ｔ／τ1）＋Ｖｎ0｛1－ｅｘｐ（－ｔ／τ1）｝
····（32ｂ）
另外，若将算式（30ｂ）中的（ｄＥ／ｄｔ）的值代入上述算式（7ｘ）中，则得到算式（33ｂ）。
Ｖｘ／（Ｒ0／／Ｒｘ）＝（Ｅ－Ｖｎ0）／Ｒｘ····（33ｂ）
其中，Ｒ0／／Ｒｘ是Ｒ0与Ｒｘ的并联合成电阻。
充电期间
在图12中的反复指令信号PLS的逻辑电平为“H”、作为充放电切换元件31的晶体管导通的急速充电期间中，算式（30ａ）成立。
Ｃ×Ｒｑ（ｄＥ／ｄｔ）＝Ｖｃｃ－Ｖｘ····（30ａ）
若将算式（30ａ）的Ｖｘ代入上述算式（7ｘ）中，则得到算式（31ａ）。
Ｖｎ0＋Ｖｃｃ＝τ2（ｄＥ／ｄｔ）＋Ｅ····（31ａ）
其中，τ2＝（Ｒｑ＋Ｒｘ）×Ｃ
在微分方程式（31ａ）中，通过将时刻ｔ＝0时的E的初始值设为E2、将无限大时刻时的E的值设为Ｖｎ0＋Ｖｃｃ，从而得到由算式（32ａ）所示出的解。
Ｅ＝Ｅ2ｅｘｐ（－ｔ／τ2）＋（Ｖｎ0＋Ｖｃｃ）｛1－ｅｘｐ（－ｔ／τ2）｝
····（32ａ）
另外，若将算式（30ａ）中的（ｄＥ／ｄｔ）的值代入上述算式（7ｘ）中，则得到算式（33ａ）。
Ｖｘ／（Ｒｑ／／Ｒｘ）＝（Ｅ－Ｖｎ0）／Ｒｘ＋Ｖｃｃ／Ｒｑ····（33ａ）
其中，Ｒｑ／／Ｒｘ是Ｒｑ与Ｒｘ的并联合成电阻。
稳定状态
图12中的反复指令信号PLS的逻辑电平在放电期间T1与充电期间T2交替地进行反转，在漏电电阻Rx的值或高压直流电源61的输出电压Vh不变的稳定状态下，算式（32ｂ）、（32ａ）中的初始值Ｅ1、Ｅ2计算如下。首先，在算式（32ｂ）中，在放电末期的时刻ｔ＝Ｔ1时，由于Ｅ＝Ｅ2，因此算式（34ｂ）成立。
Ｅ2＝Ｅ1×Ｋ1＋Ｖｎ0（1－Ｋ1）····（34ｂ）
其中，Ｋ1＝ｅｘｐ（－Ｔ1／τ1）
另外，在算式（32a）中，在放电末期的时刻ｔ＝Ｔ2时，由于Ｅ＝Ｅ1，因此算式（34ａ）成立。
Ｅ1＝Ｅ2×Ｋ2＋（Ｖｎ0＋Ｖｃｃ）（1－Ｋ2）····（34ａ）
其中，Ｋ2＝ｅｘｐ（－Ｔ2／τ2）
通过算式（34ｂ）、（34ａ）得到算式（35ｂ）、（35ａ）。
Ｅ1－Ｖｎ0＝Ｖｃｃ×Ｋ0····（35ｂ）
Ｅ2－Ｖｎ0＝Ｖｃｃ×Ｋ0×Ｋ1····（35ａ）
其中，Ｋ0＝（1－Ｋ2）／（1－Ｋ1×Ｋ2）
在实施方式3的情况下
在图12、13中，在充电开始的时刻ｔ＝0时，Ｖｘ2＝Ｖ2≈Ｖｃｃ，如果在时刻Ｔｘ＝Ｔ1时，使Vx的值等于设定阈值电压Ｖ1＝（Ｖｃｃ－Ｖ0），则通过算式（32ｂ）计算出时刻ｔ＝Ｔｘ时的算式（39b）。其中，通过算式（35ｂ），放电初期的Ｅ1的值为Ｅ1＝Ｖｎ0＋ＶｃｃＫ0≈Ｖｎ0＋Ｖｃｃ，且Ｋｘ＝ｅｘｐ（－Ｔｘ／τ1）＝Ｋ1。
Ｅｘ＝（Ｖｎ0＋Ｖｃｃ）ｅｘｐ（－Ｔｘ／τ1）＋Ｖｎ0｛1－ｅｘｐ（－Ｔｘ／τ1）｝
＝Ｖｎ0＋ＶｃｃＫｘ····（39ｂ）
另外，通过算式（33ｂ）及算式（39ｂ）得到算式（40ｂ）。
（Ｖｃｃ－Ｖ0）／（Ｒ0／／Ｒｘ）＝（Ｅｘ－Ｖｎ0）／Ｒｘ＝ＶｃｃＫｘ／Ｒｘ····（40ｂ）
这里，若设阈值电压系数γ＝Ｖ0／Ｖｃｃ、漏电电阻系数β＝Ｒｘ／Ｒ0、过渡时间系数α＝Ｔｘ／（Ｒ0Ｃ），并代入算式（40ａ）中，则得到算式（41）。
γ＝（1＋β－Ｋｘ）／（1＋β）
∴Ｋｘ＝（1＋β）×（1－γ）····（41）
另外，由于Ｋｘ＝ｅｘｐ［－Ｔｘ／｛（Ｒ0＋Ｒｘ）Ｃ｝］＝ｅｘｐ｛－α／（1＋β）｝，因此变换成自然对数，得到算式（42）。
α＝（1＋β）ＬＯＧｅ（1／Ｋｘ）····（42）
算式（41）、（42）与图3上侧示出的算式Ｉ一致。
接下来，基于图14、15所示出的动作说明用流程图，以与图6、7的情况的不同点为重点，对图12的装置的作用动作进行详细说明。此外，图6、7中的步骤编号为1000多号，而在图14、15中，使用3000多号的编号，对于100多号以下的编号，相同的编号表示相同或相等的部分。但是，虽说是相等的部分，但下面对需要进行补充说明的不同的部分进行说明。
在前一半的流程图即图14中，由虚线表示的步骤3604是在如下情况中所需要的步骤：如果与监视电压Vx成比例的模拟电压ANL被输入到运算控制电路20C，与监视信号处理电路40C中示出的第1比较器41a、第2比较器41b以及反转存储电路52相等的逻辑处理由微处理器21执行，并通过运算控制电路20C产生反复指令信号PLS，在该情况下，使监视信号处理电路40C包括噪声滤波器45、46及运算放大器即可。
接下来的步骤块3605由步骤3611及步骤3612构成。步骤3611是进行如下动作的判断步骤：对第1反转逻辑信号LOW的逻辑电平进行监视，如果监视电压Vx为第1阈值V1以上，则进行是（YES）的判断并转移至步骤3612，如果小于第1阈值V1，则进行否（NO）的判断并转移至步骤3606a。
步骤3612是进行如下动作的判断步骤：对第2反转逻辑信号HIG的逻辑电平进行监视，如果监视电压Vx为第2阈值V2以下，则进行是（YES）的判断并转移至步骤3606c，如果超过第2阈值V2，则进行否（NO）的判断并转移至步骤3606a。因此，如果监视电压Vx的值处于正常范围内即第1阈值Ｖ1以上第2阈值Ｖ2以下，则转移至步骤3606c，如果脱离Ｖ1～Ｖ2的范围，则转移至步骤3606a。
接下来，在后一半流程图即图15中，步骤3700相当于前面在图11中说明的步骤2700ａ～2700ｃ，即为作为出厂时校正方法的步骤块，该步骤块用于在出厂调整时对耦合电容器51的静电电容C的值进行测定，并存储校正值。
接下来的步骤3701是进行如下动作的判断步骤：对第2反转逻辑信号HIG的逻辑电平进行监视，如果逻辑电平为“H”，则进行是（YES）的判断并转移至步骤3702，如果逻辑电平为“L”，则进行否（NO）的判断并经由中继端子B转移至图14的步骤3608。
此外，在步骤3701进行是（YES）的判断时，反复指令信号PLS的逻辑电平变为“L”，充放电切换元件31不导通且监视电压Vx开始逐渐减小，并在接下来的步骤3702中对过渡时间进行测算。
接下来的步骤3703是进行如下动作的判断步骤：对第1反转逻辑信号LOW的逻辑电平进行监视，如果逻辑电平为“H”，则进行是（YES）的判断并转移至步骤3704a，如果逻辑电平为“L”，则进行否（NO）的判断并转移至步骤3704b。此外，在步骤3703进行是（YES）的判断时，反复指令信号PLS的逻辑电平变为“H”，充放电切换元件31导通且监视电压Vx开始急速增大，在接下来的步骤3704a中读取并存储过渡时间Tx。
如上所述，步骤3701及步骤3703是对监视电压Vx的逐渐减小开始时期及逐渐减小结束时期进行判断的步骤，也可以使用作为频带历史逻辑信号的反转逻辑信号ANS，以替代第1反转逻辑信号HIG及第2反转逻辑信号LOW。
此外，在步骤3705对漏电电阻Rx进行的计算中存在如下的情况：如图3的曲线103那样，基于全区域均处于负斜率曲线区域的特性曲线的情况；如曲线112那样，使用山形曲线的负斜率曲线区域的情况；以及如曲线113那样，使用山形曲线的正斜率曲线区域的情况。无论处于哪种情况，均使用以阈值电压系数γ＝Ｖ0／Ｖｃｃ为参数的、过渡时间系数α与漏电电阻系数β之间的函数式或数据表，通过测定到的过渡时间Tx的值对漏电电阻Rx的值进行计算。其中，在实施方式3中，设定阈值电压V0是从控制电源电压Vcc减去的电压值。
另外，作为异常判断的方法，也可以事先对与预告漏电电阻Rxn或界限漏电电阻Rx0对应的预告过渡时间Txn或界限过渡时间Tx0进行计算，从而将实际的过渡时间Tx与预告过渡时间Txn或界限过渡时间Tx0进行比较，以代替将检测出的漏电电阻Rx与预告漏电电阻Rxn或界限漏电电阻Rx0进行比较。
另外，在将过渡时间系数α的分母即基准时间常数Ｒ0×Ｃ的值、漏电电阻系数β的分母即串联电阻Ｒ0的值、阈值电压系数γ的值作为固定值来使用的情况下，函数式或数据表也可以使用过渡时间Tx与漏电电阻Rx之间的直接算式或数据表。在该情况下，即使在运行过程中不进行复杂的运算处理，也可以通过测定到的过渡时间Tx直接计算出漏电电阻Rx。
但是，在希望根据应用车种或运行中的状态来对阈值电压系数γ、过渡时间系数α的分母、漏电电阻系数β的分母的值进行变更的情况下，事先形成使用α、β、γ的函数式或数据表较为便利，该α、β、γ是无单位化后的指标值。此外，也可以在运算控制电路20C具有模拟输入端口的情况下，设置运算放大器以取代监视信号处理电路40C的第1比较器41a、第2比较器41b以及反转存储电路52，将与监视电压Vx成比例的模拟信号电压ANL输入到运算控制电路20C，并通过微处理器21生成反转逻辑信号LOW、HIG、ANS，产生反复指令信号PLS。
另外，在图12的实施方式中，虽然连结连接点B与车载高电压设备60X的负侧电源线67连接，但即使将其与正侧电源线连接，算式I也不变。
通过上述说明可知，本发明的实施方式3所涉及的车载高电压设备的漏电电阻检测装置与由车载的高压直流电源61及高压电负载64所组成的车载高电压设备60X连接，该高压电负载64由该高压直流电源供电并驱动，该车载高电压设备具有由正电位一侧的漏电等效电阻65及负电位一侧的漏电等效电阻66所代表的对车身11的漏电电阻Rx，并包括恒定电压控制电源25，该恒定电压控制电源25通过负端子与车身11连接的低压直流电源10供电驱动并产生控制电源电压Vcc，并且车载高电压设备的漏电电阻检测装置50C经由一端B与车载高电压设备60X的预定部位连接的耦合电容器51来测定漏电电阻Rx的值，漏电电阻检测装置50C包括反复信号输出电路30C、监视信号处理电路40C、以及包含互相进行协作的微处理器21与程序存储器24C在内的运算控制电路20C。
另外，反复信号输出电路30C对充放电切换元件31的切换动作进行响应，并经由充放电电阻33、35使作为耦合电容器51另一端的测定点A与控制电源电压Vcc进行断续连接，并交替重复由此产生的充电期间与放电期间，使测定点A与车身11之间的电位即监视电压Vx逐渐增大或逐渐减小，该充放电切换元件31对反复指令信号PLS进行响应，当充放电时间常数越大以越平缓的斜率逐渐增大或逐渐减小的监视电压Vx的值通过预定的阈值电压时，监视信号处理电路40C产生反转逻辑信号ANS、LOW、HIG并输入给运算控制电路20C；或者产生与监视电压Vx成比例的模拟信号电压ANL并输入给运算控制电路20C，运算控制电路20C对在监视电压Vx的值为0伏特以上的一个阈值电压、与控制电源电压Vcc以下的其它阈值电压之间，从一方变化到另一方为止的过渡时间Tx进行测定，并基于该过渡时间Tx与漏电电阻Rx的函数式或数据表，对正电位一侧的漏电等效电阻65与负电位一侧的漏电等效电阻66的并联合成电阻即漏电电阻Rx进行计算，该漏电电阻Rx变为预定的界限漏电电阻Rx0以下时、或过渡时间Tx变为与预定的界限漏电电阻Rx0对应的界限过渡时间Tx0时产生电阻异常判断输出ER1，反复指令信号PLS成为随着过渡时间Tx的到来、输出脉冲反转的周期可变的脉冲信号。
反复信号输出电路30C对充放电切换元件31的切换动作进行响应，并经由电阻值为Rq的急速充放电电阻35，将作为耦合电容器51另一端的测定点A与恒定电压控制电源25的输出端子连接；或经由与电阻值Rq相比值足够大的电阻值为Rs的基准电阻33，与作为车身电位的负端子连接，使测定点A与车身11之间的电位即监视电压Vx急速增大或逐渐减小，当时间常数（Ｒｓ＋Ｒｘ）Ｃ越大以越平缓的斜率逐渐减小的监视电压Vx的值下降通过第1阈值V1时，监视信号处理电路40C产生第1反转逻辑信号ANS、LOW并输入给运算控制电路20C；或者产生与监视电压Vx成比例的模拟信号电压ANL并输入给运算控制电路20C，该时间常数（Ｒｓ＋Ｒｘ）Ｃ是电阻值Rs（Ｒｓ＞＞Ｒｑ）与漏电电阻Rx之和、与耦合电容器51的静电电容C的乘积，当时间常数（Ｒq＋Ｒｘ）Ｃ越小以越大的斜率急速增大的监视电压Vx的值上升通过接近于控制电源电压Vcc的第2阈值V2时，监视信号处理电路40C产生第2反转逻辑信号ANS、HIG并输入给运算控制电路20C；或者产生与监视电压Vx成比例的模拟信号电压ANL并输入给运算控制电路20C。
运算控制电路20C被输入第2反转逻辑信号ANS、HIG；或者基于输入的模拟信号电压ANL生成第2反转逻辑信号ANS、HIG，并且被输入第1反转逻辑信号ANS、LOW；或者基于输入的模拟信号电压ANL生成第1反转逻辑信号ANS、LOW，运算控制电路20C还对产生第2反转逻辑信号ANS、HIG之后，得到第1反转逻辑信号ANS、LOW为止的时间进行测算以作为过渡时间Tx，运算控制电路20C或监视信号处理电路40C还在第1反转逻辑信号ANS、LOW及第2反转逻辑信号ANS、HIG被输入或被生成的时刻使反复指令信号PLS反转，第1及第2反转逻辑信号是一对由第1逻辑信号LOW与第2逻辑信号HIG组成的逻辑信号、或者是频带历史逻辑信号ANS，该第1逻辑信号LOW的输出逻辑在第1阈值V1的前后发生变化，该第2逻辑信号HIG的输出逻辑在第2阈值V2的前后发生变化，该频带历史逻辑信号ANS中，在从变为第1阈值V1以下起到变为第2阈值V2以上为止，处于“L”或“H”的第1逻辑状态，在从变为第2阈值V2以上起到变为第1阈值V1以下为止，处于“H”或“L”的第2逻辑状态。
如上所述，与本发明的权利要求5相关，反复信号输出电路对耦合电容器进行充放电，运算控制电路将第2阈值V2设为接近于控制电源电压Vcc的值，并对下降到第1阈值V1为止的时间进行测定以作为过渡时间Tx，并且在监视电压Vx下降通过第1阈值V1时、以及上升通过第2阈值V2时，监视信号处理电路或运算控制电路使脉冲输出反转。
因此，具有如下特征：由于随着对过渡时间Tx的测定结束、输出脉冲进行反转，并且在确认充放电结束之后输出脉冲立即进行反转，因此漏电电阻越小、反复指令信号PLS的产生周期就越短，从而能够快速地进行异常检测。
通过上述说明可知，本发明的实施方式3所涉及的车载高电压设备的漏电电阻检测方法如下：在车载高电压设备的漏电电阻检测装置中，将耦合电容器51的静电电容设为C、将正侧及负侧的漏电等效电阻65、66并联合成的漏电电阻的值设为Rx、将设置在反复信号处理电路30C内的充放电电阻33、35的总值即串联电阻的值设为R0、将监视电压Vx从控制电压Vcc的状态逐渐减小到预定的阈值电压（Ｖｃｃ－Ｖ0）为止的时间设为过渡时间Tx；将过渡时间系数设为α＝Ｔｘ／（Ｒ0×Ｃ）；将漏电电阻系数设为β＝Ｒｘ／Ｒ0；将阈值电压系数设为γ＝Ｖ0／Ｖｃｃ，此时运算控制电路20C以阈值电压系数γ为参数，基于与漏电电阻系数β的值对应的过渡时间系数α的特性曲线，对与测定到的过渡时间Tx对应的漏电电阻Rx的值进行计算，特性曲线存在有随着漏电电阻系数β增大、过渡时间系数α逐渐减小或逐渐增大的负斜率曲线区域或正斜率曲线区域，在与正斜率曲线区域接续的负斜率曲线区域及全区域均处于负斜率曲线区域的负斜率曲线区域中选择并使用其中的某一个，并决定阈值电压系数γ使得漏电电阻Rx的值变成界限漏电电阻Rx0时的过渡时间系数α的值被包含在负斜率曲线区域内，在过渡时间Tx变成与界限漏电电阻Rx0对应的界限过渡时间Tx0以上的值时，作为漏电电阻Rx过小从而产生电阻异常判断输出ER1，并且在过渡时间Tx超过漏电电阻Rx变为0时的短路过渡时间Tx00时，进行超时异常判断ERR1。
通过上述说明可知，本发明的实施方式3所涉及的车载高电压设备的漏电电阻检测方法如下：在车载高电压设备的漏电电阻检测装置中，将耦合电容器51的静电电容设为C、将正侧及负侧的漏电等效电阻65、66并联合成的漏电电阻的值设为Rx、将设置在反复信号处理电路30B内的充放电电阻33、35的总值即串联电阻的值设为R0、将监视电压Vx从控制电压Vcc的状态逐渐减小到预定的阈值电压（Ｖｃｃ－Ｖ0）为止的时间设为过渡时间Tx；将过渡时间系数设为α＝Ｔｘ／（Ｒ0×Ｃ）；将漏电电阻系数设为β＝Ｒｘ／Ｒ0；将阈值电压系数设为γ＝Ｖ0／Ｖｃｃ，此时运算控制电路20C以阈值电压系数γ为参数，基于与漏电电阻系数β的值对应的过渡时间系数α的特性曲线，对与测定到的过渡时间Tx对应的漏电电阻Rx的值进行计算，特性曲线存在有随着漏电电阻系数β增大、过渡时间系数α逐渐减小或逐渐增大的负斜率曲线区域或正斜率曲线区域，与正斜率曲线区域接续的负斜率曲线区域的使用通过特性曲线补正方法事先被排除在外，决定阈值电压系数γ使得漏电电阻Rx的值变成界限漏电电阻Rx0时的过渡时间系数α的值被包含在补正后的正斜率曲线区域内，在过渡时间Tx变成与界限漏电电阻Rx0对应的界限过渡时间Tx0以下的值时，作为漏电电阻Rx过小从而产生电阻异常判断输出ER1，并且在过渡时间Tx超过漏电电阻Rx无限大时的开路过渡时间Txm时，进行超时异常判断ERR1。
实施方式4
下面，以与图1的装置的不同点为重点，对本发明的实施方式4所涉及的装置的整体结构图即图16进行说明。此外，在各图中相同的标号表示相同或相当的部分。图16中，漏电电阻检测装置50D构成为：包括运算控制电路20D、反复信号输出电路30D及监视信号处理电路40D，并对车载高电压设备60Y的漏电电阻进行检测。
作为主要的不同点1，车载高电压设备60Y中，正侧电源线68经由相互连结端子16与耦合电容器51的一端B连接，正侧漏电等效电阻65是连结连接一侧的漏电等效电阻R2，负侧漏电等效电阻66是非连结连接一侧的漏电等效电阻R1。
作为主要的不同点2，周期可变的反复指令信号PLS由监视信号处理电路40D提供给反复信号输出电路30D。
作为主要的不同点3，在监视信号处理电路40D中，比较器41c通过正反馈电阻48将输出端子与正侧输入端子连接，正侧输入端子经由输入电阻44c及噪声滤波器45、46与测定点A连接。经由分压电阻42c、43c对控制电源电压Vcc进行分压而得到的比较基准电压Vc施加在比较器41c的负侧输入端子上。这样构成的比较器41c的输出作为反转逻辑信号ANS输入给运算控制电路20D，该反转逻辑信号ANS为频带历史逻辑信号。
此外，在设定阈值电压Ｖ0＝Ｖ2、输入电阻44c与平滑电阻45的串联合成电阻值设为R44、正反馈电阻48的电阻值设为R48时，比较基准电压Vs的值适用由算式（8）所示的值。
Ｖｓ＝Ｖ0×Ｒ48／（Ｒ44＋Ｒ48）····（8）
另外，为了使构成迟滞电路的比较器41c的输出逻辑从“H”恢复到“L”的监视电压Vx的值成为Ｖ1≈0，确定电阻值R44与R48的值以使得具有算式（9）的关系，
Ｖｓ＝Ｖｃｃ×Ｒ44／（Ｒ44＋Ｒ48）····（9）
根据算式（8）、（9），在监视电压Vx的值上升到判断阈值Ｖ0＝Ｖ2的时刻，比较器41c的输出即反转逻辑信号ANS的逻辑电平变为“H”，一旦反转逻辑信号ANS的逻辑电平变为“H”，则比较器41c进行迟滞动作以使得维持当前输出逻辑，直到监视电压Vx的值减小到Ｖ1≈0为止。
作为主要的不同点4，互相连结端子16与车身11之间连接有试行漏电电阻54与试行用开闭元件55的串联电路，例如，作为光绝缘型晶体管的试行用开闭元件55经由驱动电阻56从设置在运算控制电路20D内的试行运行指令TST接受导通指令。试行漏电电阻54的电阻值即试行电阻R4例如等于界限漏电电阻Rx0或预告漏电电阻Rxn，在未图示的手动电源开关与低压电源开关12刚闭合后开始运行时，试行用开闭元件55暂时性地导通。
由此，能够在运行前检查是否准确地进行漏电电阻的检测控制，并且能够对耦合电容器51的静电电容C的固体偏差变动、或长期变化进行检测并使用校正后的静电电容C的值。
设置在运算控制电路20D中的微处理器21与程序存储器24D进行协作，并测定漏电电阻Rx的值，若测定到的漏电电阻Rx的值变为预定的预告漏电电阻Rxn以下则产生预告通知输出ER2，若变为界限漏电电阻Rx0以下则产生电阻异常判断输出ER1并输出给异常通知器19，并且作为通知指令确认信号RET对是否准确产生用于通知异常的输出进行反馈输入。
此外，与图1的情况相同，在漏电电阻检测装置50D的外部连接有低压直流电源10、低压电源开关12、车辆状态信号18以及异常通知器19，并且在漏电电阻检测装置50D的内部设置有生成控制电源电压Vcc的恒定电压控制电源25。
下面，利用图17所示的时序图并参照图16对如图16构成的本发明的实施方式4所涉及的装置的作用动作的概要进行说明。首先，在图16中，若未图示的手动电源开关闭合、且低压电源开关12闭合，则恒定电压控制电源25产生预定的控制电源电压Vcc，微处理器21开始控制动作。
图17（A）示出了监视信号处理电路40D产生的反复指令信号PLS的波形，反复指令信号PLS的逻辑电平为“L”的第1期间（缓速放电期间）T1、与逻辑电平为“H”的第2期间（急速充电期间）T2是分别占据整个周期T0＝T1+T2的一部分的相异的值。
另外，在图16中，反复指令信号PLS的逻辑电平为“L”（或“H”）时，如图17（B）所示，充放电切换元件31断开（或导通）。另外，在图16中，若充放电切换元件31断开，则通过漏电电阻Rx、急速充放电电阻35与充放电电阻33的串联电路，耦合电容器51进行缓速放电，并随着充电电流的减小、监视电压Vx逐渐增大。另外，在图16中，若充放电切换元件31导通，则通过急速充放电电阻35与漏电电阻Rx的串联电路对耦合电容器51进行急速充电，并且监视电压Vx急速减小。
图17（C）示出了监视电压Vx逐渐增大或急速减小的情况，而如前述的算式（8ｙ）、（9ｙ）所示，充放电时间常数越大、该充放电特性的斜率越平缓。其中，τ1＝（Ｒ0＋Ｒｘ）Ｃ是缓速放电时间常数，τ2＝（Ｒｑ＋Ｒｘ）Ｃ是急速充电时间常数。
在图17（C）中，缓速放电后的第1期间T1的末期的监视电压Vx的值逐渐增大到第1末期电压V2为止，通过在该时刻将比较器41c的输出即反转逻辑信号ANS从“L”变化成“H”，从而使充放电切换元件31导通，并开始对耦合电容器51进行急速充电。
急速充电后的第2期间T2的末期的监视电压Vx的值急速减小到Ｖ1≈0为止，通过在该时刻将比较器41c的输出即反转逻辑信号ANS从“H”变化成“L”，从而使反转存储电路52的逻辑电平变成“L”，作为其结果，充放电切换元件31断开，并开始对耦合电容器51进行缓速放电。
此外，在第2期间T2的末期，为了不等待到监视电压Vx完全收敛于0伏特，可预先留有ΔＶ＝Ｖ1＝0．03Ｖｃｃ左右的余差量，并对设定阈值电压V0加上该余差量ΔＶ。
图17（D）是比较器41c的输出即反转逻辑信号ANS的生成波形，反转逻辑信号ANS与反复指令信号PLS是相同信号。另外，测定时间Tx是反转逻辑信号ANS的逻辑电平变成“L”、监视电压Vx从第1初始电压Ｖ1≈0逐渐增大到第1末期电压Ｖ2＝Ｖ0期间。
图17（E）示出了耦合电容器51的两端电压E的波形，放电初始电压＝充电末期电压＝E1与算式（4y）中示出的稳定分压电压Vn0相等，放电期间T1为无限大时，放电末期电压＝充电初始电压＝E2的值减小到Ｖｎ0－Ｖｃｃ为止。
由此，与图1的情况类似的，将阈值电压系数设为γ，计算出γ＝Ｖ0／Ｖｃｃ，下面，对能够原样使用图3～5的特性曲线图进行证明。此外，在实施方式1、2中，反复指令信号PLS的产生周期为固定值，而在实施方式3、4中，第1期间T1与第2期间T2根据漏电电阻Rx的值自动进行变化，如果对过渡时间Tx的测算结束，则快速地产生下一个反复指令信号PLS。另外，由于在对第2末期电压V1减小到接近于Ｖ1≈0的值进行确认后转移至第1期间T1，因此在第2期间T2中不需要留有如图2（C）那样的余量时间。
对在图16的实施方式中同样能够适用图3上侧示出的算式I进行如下证明。
放电期间
在图16中的反复指令信号PLS的逻辑电平为“L”、作为充放电切换元件31的晶体管断开的缓速放电期间中，算式（30ｂｂ）成立。
Ｃ×Ｒ0（ｄＥ／ｄｔ）＝Ｖｘ－Ｖｃｃ····（30ｂｂ）
其中，Ｒ0＝Ｒｓ＋Ｒｑ≈Ｒｓ＞＞Ｒｑ
若将算式（30ｂｂ）的Ｖｘ代入上述算式（7ｙ）中，则得到算式（31ｂｂ）。
Ｖｎ0－Ｖｃｃ＝τ1（ｄＥ／ｄｔ）＋Ｅ····（31ｂｂ）
其中，τ1＝（Ｒ0＋Ｒｘ）×Ｃ
在微分方程式（31ｂｂ）中，通过将时刻ｔ＝0时的E的初始值设为E1、将无限大时刻时的E的值设为Ｖｎ0－Ｖｃｃ，从而得到由算式（32ｂｂ）所示出的解。
Ｅ＝Ｅ1ｅｘｐ（－ｔ／τ1）＋（Ｖｎ0－Ｖｃｃ）｛1－ｅｘｐ（－ｔ／τ1）｝····（32ｂｂ）
另外，若将算式（30ｂｂ）中的（ｄＥ／ｄｔ）的值代入上述算式（7ｘ）中，则得到算式（33ｂｂ）。
Ｖｘ／（Ｒ0／／Ｒｘ）＝（Ｖｎ0－Ｅ）／Ｒｘ＋Ｖｃｃ／Ｒ0
····（33ｂｂ）
其中，Ｒ0／／Ｒｘ是Ｒ0与Ｒｘ的并联合成电阻。
充电期间
在图16中的反复指令信号PLS的逻辑电平为“H”、作为充放电切换元件31的晶体管导通的急速充电期间中，算式（30ａａ）成立。
Ｖｘ＝Ｒｑ×Ｃ（ｄＥ／ｄｔ）＝0····（30ａａ）
若将算式（30ａａ）的Ｖｘ代入上述算式（7ｙ）中，则得到算式（31ａａ）。
Ｖｎ0＝Ｅ＋τ2×（ｄＥ／ｄｔ）····（31ａａ）
其中，τ2＝（Ｒｑ＋Ｒｘ）Ｃ
在微分方程式（31ａａ）中，通过将时刻ｔ＝0时的E的初始值设为E2、将无限大时刻时的E的值设为Ｖｎ0－Ｖｃｃ，从而得到由算式（32ａａ）所示出的解。
Ｅ＝Ｅ2ｅｘｐ（－ｔ／τ2）＋（Ｖｎ0－Ｖｃｃ）｛1－ｅｘｐ（－ｔ／τ2）｝····（32ａａ）
另外，若将算式（30ａａ）中的（ｄＥ／ｄｔ）的值代入上述算式（7ｙ）中，则得到算式（33ａａ）。
Ｖｘ／（Ｒｑ／／Ｒｘ）＝（Ｖｎ0－Ｅ）／Ｒｘ····（33ａａ）
其中，Ｒｑ／／Ｒｘ是Ｒｑ与Ｒｘ的并联合成电阻。
稳定状态
图16中的反复指令信号PLS的逻辑电平在放电期间T1与充电期间T2交替地进行反转，在漏电电阻Rx的值或高压直流电源61的输出电压Vh不变的稳定状态下，算式（32ｂｂ）、（32ａａ）中的初始值Ｅ1、Ｅ2计算如下。首先，在算式（32ｂｂ）中，在放电末期的时刻ｔ＝Ｔ1时，由于Ｅ＝Ｅ2，因此算式（34ｂｂ）成立。
Ｅ2＝Ｅ1×Ｋ1＋（Ｖｎ0－Ｖｃｃ）（1－Ｋ1）····（34ｂｂ）
其中，Ｋ1＝ｅｘｐ（－Ｔ1／τ1）
另外，在算式（32ａａ）中，在充电末期的时刻ｔ＝Ｔ2时，由于Ｅ＝Ｅ1，因此算式（34ａａ）成立。
Ｅ1＝Ｅ2×Ｋ2＋Ｖｎ0（1－Ｋ2）····（34ａａ）
其中，Ｋ2＝ｅｘｐ（－Ｔ2／τ2）
通过算式（34ｂｂ）、（34ａａ）得到算式（35ｂｂ）、（35ａａ）。
Ｖｎ0－Ｅ1＝Ｖｃｃ×Ｋ0×Ｋ2····（35ｂｂ）
Ｖｎ0－Ｅ2＝Ｖｃｃ×Ｋ0····（35ａａ）
其中，Ｋ0＝（1－Ｋ1）／（1－Ｋ1×Ｋ2）
在实施方式4的情况下
在图16、17中，在放电开始的时刻ｔ＝0时，Ｖｘ1＝Ｖ1≈0，如果在时刻Ｔｘ＝0～Ｔ1时，使Vx的值等于设定阈值电压Ｖ2＝Ｖ0，则通过算式（32ｂｂ）计算出时刻ｔ＝Ｔｘ时的算式（39ｂｂ）。其中，通过算式（35ｂ），放电初期的Ｅ1的值为Ｅ1＝Ｖｎ0－ＶｃｃＫ0Ｋ2≈Ｖｎ0，且Ｋｘ＝ｅｘｐ（－Ｔｘ／τ1）＝Ｋ1。
Ｅｘ＝Ｖｎ0ｅｘｐ（－Ｔｘ／τ1）＋（Ｖｎ0－Ｖｃｃ）｛1－ｅｘｐ（－Ｔｘ／τ1）｝
＝Ｖｎ0－Ｖｃｃ（1－Ｋｘ）····（39ｂｂ）
另外，通过算式（33ｂｂ）及算式（39ｂｂ）得到算式（40ｂｂ）。
Ｖ0／（Ｒ0／／Ｒｘ）＝（Ｖｎ0－Ｅｘ）／Ｒｘ＋Ｖｃｃ／Ｒ0
＝Ｖｃｃ／（Ｒ0／／Ｒｘ）－ＶｃｃＫｘ／Ｒｘ
····（40ｂｂ）
这里，若设阈值电压系数γ＝Ｖ0／Ｖｃｃ、漏电电阻系数β＝Ｒｘ／Ｒ0、过渡时间系数α＝Ｔｘ／（Ｒ0Ｃ），并代入算式（40ｂｂ）中，则得到算式（41）。
γ＝（1＋β－Ｋｘ）／（1＋β）
∴Ｋｘ＝（1＋β）×（1－γ）····（41）
另外，由于Ｋｘ＝ｅｘｐ［－Ｔｘ／｛（Ｒ0＋Ｒｘ）Ｃ｝］＝ｅｘｐ｛－α／（1＋β）｝，因此变换成自然对数得到算式（42）。
α＝（1＋β）ＬＯＧｅ（1／Ｋｘ）····（42）
算式（41）、（42）与图3上侧示出的算式Ｉ一致。
接下来，基于图18、19所示出的动作说明用流程图，以与图6、7的情况的不同点为重点，对图16的装置的作用动作进行详细说明。此外，图6、7中的步骤编号为1000多号，而在图18、19中，使用4000多号的编号，对于100多号以下的编号，相同的编号表示相同或相等的部分。但是，虽说是相等的部分，但下面对需要进行补充说明的不同的部分进行说明。
在前一半的流程图即图18中，由虚线表示的步骤4604是在如下情况中所需要的步骤：如果与监视电压Vx成比例的模拟电压ANL被输入到运算控制电路20D，与监视信号处理电路40D中示出的由比较器41c所构成的迟滞电路相等的逻辑处理由微处理器21执行，并通过运算控制电路20D产生反复指令信号PLS，在该情况下，监视信号处理电路40D包括噪声滤波器45、46及运算放大器即可。
接下来的步骤4605是进行如下动作的判断步骤：对输入到微处理器21的反转逻辑信号ANS的逻辑是否发生变化进行判断，如果在反复指令信号PLS的一个周期期间内逻辑发生变化，则进行是（YES）的判断并转移至步骤4606c，如果没有发生逻辑变化，则进行否（NO）的判断并转移至步骤4606a，步骤4605中进行的是（YES）的判断是指，告知监视电压Vx的值处于正常范围0～Ｖｃｃ之间并上升通过或下降通过设定阈值电压V0。
接下来，在后一半流程图即图19中，步骤4700a是对是否进行校正运行进行判断的步骤，在漏电电阻检测装置50D的出厂检查中希望对耦合电容器51的静电电容C的校正值进行测定的情况下、或者在漏电电阻检测装置50D的实际运行时，在低压电源开关12刚闭合并供电给漏电电阻检测装置50D后进行是（YES）的判断并转移至步骤4700c，如果校正运行结束，则进行否（NO）的判断并转移至步骤4700b。
步骤4700c是作为运行时校正方法的进行如下动作的步骤：如果处于出厂调整运行时则设置测试标记，如果处于实际运行开始时则在产生试行运行指令TST后转移至步骤4701，步骤4700b是将在步骤4700c中产生的测试标记重置，并且停止试行运行指令TST后转移至步骤4701的步骤。
如果处于出厂调整运行时，则运算控制电路20D在耦合电容器51未与车载高电压设备60Y连接的状态下，根据后述的步骤4706进行对漏电电阻Rx的测定，并校正并存储耦合电容器51的静电电容C的值，以使得到的结果成为旁路漏电电阻53所产生的附加电阻R3。
如果处于实际运行开始时，则运算控制电路20D在运行开始时暂时性地将试行开闭元件55闭合，并且对电阻异常判断输出ER1是否仅在一瞬间动作、或者在漏电电阻Rx变为预告漏电电阻Rxn以下时产生的预告通知输出ER2是否仅在一瞬间动作进行判断，并对漏电电阻Rx的检测动作是否处于正常进行的状态进行检查，如果检查结果为异常，则持续地或断续地产生电阻异常判断输出ER1或预告通知输出ER2，如果为正常，则在异常通知器19无法实际运行的短时间内停止产生输出，该异常通知器19由电阻异常判断输出ER1或预告通知输出ER2驱动。
另外，运算控制电路20D在运行开始时将试行开闭元件55闭合，并对在试行漏电电阻54与旁路漏电电阻53与实际的漏电电阻Rx并联连接状态下合成的第1漏电电阻的值进行测定，并且在将试行开闭元件55断开的状态下，对在旁路漏电电阻53与实际的漏电电阻Rx并联连接状态下合成的第2漏电电阻的值进行测定，通过第1及第2漏电电阻的值对耦合电容器51的静电电容C进行逆运算并作为校正值将其存储，且将校正值计算为使得利用校正存储后的静电电容C，开闭元件55的闭合时与断开时的实际的漏电电阻Rx为相同的值。
接下来的步骤4701是进行如下动作的判断步骤：对反转逻辑信号ANS的逻辑电平进行监视，如果逻辑电平为“L”，则进行是（YES）的判断并转移至步骤4702，如果逻辑电平为“H”，则进行否（NO）的判断并经由中继端子B转移至图18中的步骤4608。
此外，在步骤4701进行是（YES）的判断时，反复指令信号PLS的逻辑电平变为“L”，充放电切换元件31不导通且监视电压Vx开始逐渐减小，在接下来的步骤4702中对过渡时间进行测算。
接下来的步骤4703是进行如下动作的判断步骤：对反转逻辑信号ANS的逻辑电平进行监视，如果逻辑电平为“H”，则进行是（YES）的判断并转移至步骤4704a，如果逻辑电平为“L”，则进行否（NO）的判断并转移至步骤4704b。
此外，在步骤4703进行是（YES）的判断时，反复指令信号PLS的逻辑电平变为“H”，充放电切换元件31导通且监视电压Vx开始急速增大，在接下来的步骤4704a中读取并存储过渡时间Tx。如上所述，步骤4701及步骤4703是对监视电压Vx的逐渐增大开始时期及逐渐增大结束时期进行判断的步骤。
此外，在步骤4705对漏电电阻Rx进行的计算中存在如下的情况：如图3的曲线103那样，基于全区域均处于负斜率曲线区域的特性曲线的情况；如曲线112那样，使用山形曲线的负斜率曲线区域的情况；以及曲线113那样，使用山形曲线的正斜率曲线区域的情况。无论处于哪种情况，均使用以阈值电压系数γ＝Ｖ0／Ｖｃｃ为参数的、过渡时间系数α与漏电电阻系数β之间的函数式或数据表，通过测定到的过渡时间Tx的值对漏电电阻Rx的值进行计算。
另外，作为异常判断的方法，也可以事先对与预告漏电电阻Rxn或界限漏电电阻Rx0对应的预告过渡时间Txn或界限过渡时间Tx0进行计算，从而将实际的过渡时间Tx与预告过渡时间Txn或界限过渡时间Tx0进行比较，以代替将检测出的漏电电阻Rx与预告漏电电阻Rxn或界限漏电电阻Rx0进行比较。
另外，在将过渡时间系数α的分母即基准时间常数Ｒ0×Ｃ的值、漏电电阻系数β的分母即串联电阻Ｒ0的值、阈值电压系数γ的值作为固定值来使用的情况下，函数式或数据表也可以使用过渡时间Tx与漏电电阻Rx之间的直接算式或数据表。在该情况下，即使在运行过程中不进行复杂的运算处理，也可以通过测定到的过渡时间Tx直接计算出漏电电阻Rx。
但是，在希望根据应用车种或运行中的状态来对阈值电压系数γ、过渡时间系数α的分母、漏电电阻系数β的分母的值进行变更的情况下，事先形成使用α、β、γ的函数式或数据表较为便利，该α、β、γ是无单位化后的指标值。此外，也可以在运算控制电路20D具有模拟输入端口的情况下，设置运算放大器以取代由监视信号处理电路40D的比较器41c所构成的迟滞电路，将与监视电压Vx成比例的模拟信号电压ANL输入给运算控制电路20D，并通过微处理器21生成反转逻辑信号LOW、HIG、ANS，产生反复指令信号PLS。
另外，在图16的实施方式中，虽然连结连接点B与车载高电压设备60Y的正侧电源线68连接，但即使将其与负侧电源线连接，算式I也不变。
通过上述说明可知，本发明的实施方式4所涉及的车载高电压设备的漏电电阻检测装置与由车载的高压直流电源61及高压电负载64所组成的车载高电压设备60Y连接，该高压电负载64由该高压直流电源61供电并驱动，该车载高电压设备具有由正电位一侧的漏电等效电阻65及负电位一侧的漏电等效电阻66所代表的对车身11的漏电电阻Rx，并包括恒定电压控制电源25，该恒定电压控制电源25由负端子与车身11连接的低压直流电源10供电驱动并产生控制电源电压Vcc，并且车载高电压设备的漏电电阻检测装置50D经由一端B与车载高电压设备60Y的预定部位连接的耦合电容器51来测定漏电电阻Rx的值，漏电电阻检测装置50D包括反复信号输出电路30D及监视信号处理电路40D、以及包含互相进行协作的微处理器21与程序存储器24D在内的运算控制电路20D。
另外，反复信号输出电路30D对充放电切换元件31的切换动作进行响应，并经由充放电电阻33、35使作为耦合电容器51另一端的测定点A与控制电源电压Vcc进行断续连接，并交替重复由此产生的充电期间与放电期间，使测定点A与车身11之间的电位即监视电压Vx逐渐增大或逐渐减小，该充放电切换元件31对反复指令信号PLS进行响应，当充放电时间常数越大以越平缓的斜率逐渐增大或逐渐减小的监视电压Vx的值通过预定的阈值电压时，监视信号处理电路40D产生反转逻辑信号ANS并输入给运算控制电路20D；或者产生与监视电压Vx成比例的模拟信号电压ANL并输入给运算控制电路20D，运算控制电路20D对在监视电压Vx的值为0伏特以上的一个阈值电压、与控制电源电压Vcc以下的其它阈值电压之间，从一方变化到另一方为止的过渡时间Tx进行测定，并基于该过渡时间Tx与漏电电阻Rx的函数式或数据表，对正电位一侧的漏电等效电阻65与负电位一侧的漏电等效电阻66的并联合成电阻即漏电电阻Rx进行计算，该漏电电阻Rx变为预定的界限漏电电阻Rx0以下时、或过渡时间Tx变为与预定的界限漏电电阻Rx0对应的界限过渡时间Tx0时产生电阻异常判断输出ER1，反复指令信号PLS成为随着过渡时间Tx的到来、输出脉冲反转的周期可变的脉冲信号。
反复信号输出电路30D对充放电切换元件31的切换动作进行响应，并经由电阻值为Rs的基准电阻33，将作为耦合电容器51另一端的测定点A与恒定电压控制电源25的输出端子连接；或经由与电阻值Rs相比值足够小的电阻值为Rq的急速充放电电阻35，与作为车身电位的负端子连接，使测定点A与车身11之间的电位即监视电压Vx逐渐增大或急速减小，当时间常数（Ｒｓ＋Ｒｘ）Ｃ越大以越平缓的斜率逐渐增大的监视电压Vx的值上升通过第2阈值V2时，监视信号处理电路40D产生第2反转逻辑信号ANS、HIG并输入给运算控制电路20D；或者产生与监视电压Vx成比例的模拟信号电压ANL并输入给运算控制电路20D，该时间常数（Ｒｓ＋Ｒｘ）Ｃ是电阻值Rs（Ｒｓ＞＞Ｒｑ）与漏电电阻Rx之和、与耦合电容器51的静电电容C的乘积，并且当时间常数（Ｒq＋Ｒｘ）Ｃ越小以越大的斜率急速减小的监视电压Vx的值下降通过接近于0伏特的第1阈值V1时，监视信号处理电路40D产生第1反转逻辑信号ANS、LOW并输入给运算控制电路20D；或者产生与监视电压Vx成比例的模拟信号电压ANL并输入给运算控制电路20D。
运算控制电路20D被输入第2反转逻辑信号ANS、HIG；或者基于输入的模拟信号电压ANL生成第2反转逻辑信号ANS、HIG，并且被输入第1反转逻辑信号ANS、LOW；或者基于输入的模拟信号电压ANL生成第1反转逻辑信号ANS、LOW，运算控制电路20D还对产生第1反转逻辑信号ANS、LOW之后，得到第2反转逻辑信号ANS、HIG为止的时间进行测算以作为过渡时间Tx，运算控制电路20D或监视信号处理电路40D还在第1反转逻辑信号ANS、LOW及第2反转逻辑信号ANS、HIG被输入或生成的时刻使反复指令信号PLS反转，第1及第2反转逻辑信号是一对由第1逻辑信号LOW与第2逻辑信号HIG组成的逻辑信号、或者是频带历史逻辑信号ANS，该第1逻辑信号LOW在第1阈值V1的前后输出逻辑发生变化，该第2逻辑信号HIG在第2阈值V2的前后输出逻辑发生变化，该频带历史逻辑信号ANS中，在从变为第1阈值V1以下起到变为第2阈值V2以上为止，处于“L”或“H”的第1逻辑状态，在从变为第2阈值V2以上起到变为第1阈值V1以下为止，处于“H”或“L”的第2逻辑状态。
如上所述，与本发明的权利要求6相关，反复信号输出电路对耦合电容器进行充放电，运算控制电路将第1阈值V1设为接近于0伏特的值，并对上升到第2阈值V2为止的时间进行测定以作为过渡时间Tx，并且在监视电压Vx下降通过第1阈值V1时、以及上升通过第2阈值V2时，监视信号处理电路或运算控制电路使脉冲输出反转。
因此，具有如下特征：由于随着对过渡时间Tx的测定结束，输出脉冲进行反转，并且在确认充放电结束之后输出脉冲立即进行反转，因此漏电电阻越小、反复指令信号PLS的产生周期就越短，从而能够快速地进行异常检测。
通过上述说明可知，本发明的实施方式4所涉及的车载高电压设备的漏电电阻检测方法如下：在车载高电压设备的漏电电阻检测装置中，将耦合电容器51的静电电容设为C、将正侧及负侧的漏电等效电阻65、66并联合成的漏电电阻的值设为Rx、将设置在反复信号处理电路30C内的充放电电阻33、35的总值即串联电阻的值设为R0、将监视电压Vx从0的状态逐渐增大到预定的阈值电压V0为止的时间设为过渡时间Tx；将过渡时间系数设为α＝Ｔｘ／（Ｒ0×Ｃ）；将漏电电阻系数设为β＝Ｒｘ／Ｒ0；将阈值电压系数设为γ＝Ｖ0／Ｖｃｃ，此时运算控制电路20D以阈值电压系数γ为参数，基于与漏电电阻系数β的值对应的过渡时间系数α的特性曲线，对与测定到的过渡时间Tx对应的漏电电阻Rx的值进行计算，特性曲线存在有随着漏电电阻系数β增大、过渡时间系数α逐渐减小或逐渐增大的负斜率曲线区域或正斜率曲线区域，在与正斜率曲线区域接续的负斜率曲线区域与全区域均处于负斜率曲线区域的负斜率曲线区域中选择并使用其中的某一个，并决定阈值电压系数γ使得漏电电阻Rx的值变成界限漏电电阻Rx0时的过渡时间系数α的值被包含在负斜率曲线区域内，在过渡时间Tx变成与界限漏电电阻Rx0对应的界限过渡时间Tx0以上的值时，作为漏电电阻Rx过小从而产生电阻异常判断输出ER1，并且在过渡时间Tx超过漏电电阻Rx为0时的短路过渡时间Tx00时，进行超时异常判断ERR1。
通过上述说明可知，本发明的实施方式4所涉及的车载高电压设备的漏电电阻检测方法如下：在车载高电压设备的漏电电阻检测装置中，将耦合电容器51的静电电容设为C、将正侧及负侧的漏电等效电阻65、66并联合成的漏电电阻的值设为Rx、将设置在反复信号处理电路30C内的充放电电阻33、35的总值即串联电阻的值设为R0、将监视电压Vx从0的状态逐渐增大到预定的阈值电压V0为止的时间设为过渡时间Tx；将过渡时间系数设为α＝Ｔｘ／（Ｒ0×Ｃ）；将漏电电阻系数设为β＝Ｒｘ／Ｒ0；将阈值电压系数设为γ＝Ｖ0／Ｖｃｃ，此时运算控制电路20D以阈值电压系数γ为参数，基于与漏电电阻系数β的值对应的过渡时间系数α的特性曲线，对与测定到的过渡时间Tx对应的漏电电阻Rx的值进行计算，特性曲线存在有随着漏电电阻系数β增大、过渡时间系数α逐渐减小或逐渐增大的负斜率曲线区域或正斜率曲线区域，与正斜率曲线区域接续的负斜率曲线区域的使用通过特性曲线补正方法事先被排除在外，决定阈值电压系数γ使得漏电电阻Rx的值变成界限漏电电阻Rx0时的过渡时间系数α的值被包含在补正后的正斜率曲线区域内，在过渡时间Tx变成与界限漏电电阻Rx0对应的界限过渡时间Tx0以下的值时，作为漏电电阻Rx过小从而产生电阻异常判断输出ER1，并且在过渡时间Tx超过漏电电阻Rx无限大时的开路过渡时间Txm时，进行超时异常判断ERR1。
实施方式5
下面，以与图1的装置的不同点为重点，对本发明的实施方式5所涉及的装置的整体结构图即图20进行说明。此外，在各图中相同的标号表示相同或相当的部分。图20中，漏电电阻检测装置50E构成为：包括运算控制电路20E、反复信号输出电路30E及监视信号处理电路40E，并对车载高电压设备60X的漏电电阻进行检测。
作为主要的不同点1，反复信号输出电路30E包括具有未图示的一上一下的一对晶体管31a、31b的充放电切换元件39，并且被控制成使得若反复指令信号PLS的输出逻辑电平变为“H”则上侧晶体管31a导通，若反复指令信号PLS的输出逻辑电平变为“L”则下侧晶体管31b导通，在上下晶体管中的一个导通时，另一个晶体管不导通。
此外，若上侧晶体管31a导通，则经由充放电电阻33及急速充放电电阻35对耦合电容器51进行缓速充电，若下侧晶体管31b导通，则经由充放电电阻33及急速充放电电阻35从耦合电容器51进行缓速放电。
也可为，在监视电压Vx的值脱离正常范围0～Ｖｃｃ时，急速充放电电阻35变为电流限制电阻，该电流限制电阻用于经由旁路二极管36、37使恒定电压电源电路25的正负电路对耦合电容器51进行充放电，图示的急速充放电电阻35被短路、不发挥作用，并且将由虚线图示的急速充放电电阻35a、35b与旁路二极管36、37串联连接。
作为主要的不同点2，如在后面说明的图21（A）所示，运算控制电路20E产生的反复指令信号PLS为周期可变的脉冲串信号。
作为主要的不同点3，监视信号处理电路40E包括运算放大器49以替代比较器41，并且将与监视电压Vx成比例的模拟信号电压ANL输入给运算控制电路20E。
设置在运算控制电路20E中的微处理器21与程序存储器24E进行协作，并测定漏电电阻Rx的值，若测定到的漏电电阻Rx的值变为预定的预告漏电电阻Rxn以下则产生预告通知输出ER2，若变为界限漏电电阻Rx0以下则产生电阻异常判断输出ER1并输出给异常通知器19。
此外，与图1的情况相同，在漏电电阻检测装置50E的外部连接有低压直流电源10、低压电源开关12、车辆状态信号18以及异常通知器19，并且在漏电电阻检测装置50E的内部设置有生成控制电源电压Vcc的恒定电压控制电源25。
下面，利用图21所示的时序图并参照图20对如图20构成的本发明的实施方式5所涉及的装置的作用动作的概要进行说明。首先，在图20中，若未图示的手动电源开关闭合，且低压电源开关12闭合，则恒定电压控制电源25产生预定的控制电源电压Vcc，微处理器21开始控制动作。
图21（A）示出了运算控制电路20E所产生的反复指令信号PLS的波形，反复指令信号PLS的逻辑电平为“L”的第1期间（缓速放电期间）T1、与逻辑电平为“H”的第2期间（缓速充电期间）T2可以是分别占据整个周期T0＝T1+T2的一部分的相异的值，但优选为是一致的。
另外，在图20中，反复指令信号PLS的逻辑电平为“L”（或“H”）时，如图21（B）所示充放电切换元件39的下侧晶体管31b导通（或上侧晶体管31a导通），另一个晶体管不导通。
另外，在图20中，若充放电切换元件39的下侧晶体管31b导通，则通过漏电电阻Rx、急速充放电电阻35与充放电电阻33的串联电路，耦合电容器51进行缓速放电，并随着充电电流减小、监视电压Vx逐渐减小。另外，在图20中，若充放电切换元件39的上侧晶体管31a导通，则通过漏电电阻Rx、急速充放电电阻35与充放电电阻33的串联电路，对耦合电容器51进行缓速充电，并随着充电电流减小、监视电压Vx逐渐增大。
图21（C）示出了监视电压Vx逐渐减小或逐渐增大的情况，如前述的算式（8ｘ）、（9ｘ）所示，充放电时间常数越大该充放电特性的斜率越平缓。其中，τ1＝（Ｒ0＋Ｒｘ）Ｃ是缓速放电时间常数，τ2＝τ1＝（Ｒｑ＋Ｒｘ）Ｃ是缓速充电时间常数。
在图21（C）中，缓速放电后的第1期间T1的末期的监视电压Vx的值逐渐减小到第1末期电压V1为止，通过在该时刻使反复指令信号PLS的输出逻辑反转，从而使充放电切换元件39的上侧晶体管31a导通，并开始对耦合电容器51进行缓速充电。
缓速充电后的第2期间T2的末期的监视电压Vx的值逐渐增大到V2为止，通过在该时刻使反复指令信号PLS的输出逻辑反转，从而使充放电切换元件39的下侧晶体管31b导通，并开始对耦合电容器51进行缓速放电。
另外，第1阈值V1与第2阈值V2各自的值具有0＜Ｖ1＜Ｖ2＜Ｖｃｃ这一关系，而如果保持有Ｖ1＋Ｖ2＝Ｖｃｃ这一关系，则第1期间T1与第2期间T2的时间宽度相同。
图21（D）是在后面图25中说明的切换准备信号的波形，反复指令信号PLS在切换准备信号产生后，对第1过渡时间Tx1与第2过渡时间Tx2进行计算之后发生逻辑反转。此外，第1过渡时间Tx1是监视电压Vx的值从第2阈值V2逐渐减小到第1阈值V1为止的时间，而第2过渡时间Tx2是监视电压Vx的值从第1阈值V1逐渐增大到第2阈值V2为止的时间，如果Ｖ1＋Ｖ2＝Ｖｃｃ，则Ｔｘ1＝Ｔｘ2。
图21（E）示出了耦合电容器51的两端电压E的波形，如果第2期间T2为无限大的时间，则放电初始电压＝充电末期电压＝E1上升到算式（4x）中示出的稳定分压电压Vn0加上控制电源电压Vcc后的值为止，第1期间T1无限大时，放电末期电压＝充电初始电压＝E2的值减小到稳定分压电压Ｖｎ0为止。
下面，参照图22～图24所示的特性曲线图并基于如图20构成的本发明的实施方式5所涉及的装置对漏电电阻的检测方法进行说明。在图22中，横轴示出的漏电电阻系数β是漏电等效电阻R1、R2的并联合成电阻即漏电电阻Ｒｘ＝Ｒ1×Ｒ2／（Ｒ1＋Ｒ2）的值、与串联电阻Ｒ0＝Ｒｓ＋Ｒｑ之间的比率，由于串联电阻R0是已知常数，因此漏电电阻系数β＝Ｒｘ／Ｒ0的值与漏电电阻Rx成正比。
纵轴示出的过渡时间系数α是测定到的过渡时间Tx、与漏电电阻Rx的值为零时的耦合电容器51的充放电时间常数τ＝（Ｒ0＋Ｒｘ）×Ｃ＝Ｒ0×Ｃ之间的比率，由于充放电时间常数τ为已知常数，因此过渡时间系数α＝Ｔx／（Ｒ0×Ｃ）的值与过渡时间Tx成正比。
图22中的多个特性曲线以阈值电压系数γ为参数，在作为过渡时间Tx的值，对第2过渡时间Tx2与第1过渡时间Tx1取平均值的情况下，阈值电压系数为γ＝（Ｖ2－Ｖ1）／Ｖｃｃ，由于阈值电压（Ｖ2－Ｖ1）与控制电源电压Ｖｃｃ为已知值，因此阈值电压系数γ的值作为设计常数为已知值，该第2过渡时间Tx2是从第1阈值V1逐渐向第2阈值V2增大过渡的时间，该第1过渡时间Tx1从第2阈值V2逐渐向第1阈值V1减小过渡的时间。
在以阈值电压系数γ为参数的多个特性曲线中，存在如曲线501、502所示那样，随着漏电电阻系数β增大、过渡时间系数α减小的负斜率曲线；以及如曲线511、512、513所示那样，具有正斜率曲线区域及负斜率曲线区域的中凸的山形曲线。
图23是将图22中的曲线501放大显示的曲线图，并且是阈值电压系数为γ＝0．5时的负斜率曲线。这里，在将串联电阻R0的值设计成界限漏电电阻Rx0的5倍的值的情况下，由于实际的漏电电阻Rx的值变成与界限漏电电阻Rx0相等时的漏电电阻系数的值为β＝Ｒｘ／Ｒ0＝Ｒｘ0／（5Ｒｘ0）＝0．2，因此与图23的关注点P14对应的过渡时间系数α＝1．0是与测定到的过渡时间Tx相对应的值。
因此，如果过渡时间系数α为1.0以上，则能够判断为漏电电阻Rx成为界限漏电电阻Rx0以下的值并处于危险状态，如果过渡时间系数α小于1.0，则能够判断为漏电电阻Rx超过界限漏电电阻Rx0并处于安全状态。例如，在将界限漏电电阻设为Ｒｘ0＝200ＫΩ，串联电阻设为Ｒ0＝200×5＝1000ＫΩ，耦合电容器51的静电电容C设为0．22μＦ的情况下，由于充放电时间常数τ＝1000×0．22＝220毫秒（ｍｓｅｃ），因此界限过渡时间为Ｔｘ0＝α×（Ｒ0×Ｃ）＝1．0×220＝220毫秒（ｍｓｅｃ）。
另外，在图23中，由于漏电电阻系数β＝0时的过渡时间系数α的值为1．1，因此如果反复指令信号PLS的充放电期间为220×1．1＝242ｍｓｅｃ毫秒（ｍｓｅｃ）以上的脉冲宽度，则能够检测到完全接地异常的发生。相反的，在反复指令信号PLS在充电一侧逻辑反转后经过了242毫秒（ｍｓｅｃ）仍未得到反转逻辑信号时，判断为超时异常。
另外，在图23中，如果将漏电电阻系数β＝0．9（α＝0．2）设为测定上限，则可测定的漏电电阻的值为Ｒｘ＝β×Ｒ0＝0．9Ｒ0＝4．5×Ｒｘ0，虽然准确地对超过界限漏电电阻Ｒｘ0的4.5倍的漏电电阻进行测定较为困难，但是能够可靠地检测出处于正常状态。
回到图22，在曲线511中，可以将正斜率曲线区域排除在外，仅使用负斜率曲线区域来对漏电电阻进行测定，图22的横轴是间隔呈等比的刻度因此看上去好像是急速衰减，但如果使刻度间隔呈等差则为较平缓的衰减曲线。
在该情况下，关注一下与关注点Ｐ13（α＝1．7）对应的漏电电阻系数β＝1．0，该关注点Ｐ13为漏电电阻系数β＝0时的过渡时间系数α＝1．7以下的值，如果将串联电阻设为Ｒ0＝Ｒｘ0，则漏电电阻Ｒｘ下降到界限漏电电阻Ｒｘ0为止时的漏电电阻系数为β＝Ｒｘ0／Ｒ0＝1．0，通过与关注点P13对应的过渡时间系数α，能够检测出界限漏电电阻Rx0的值。
其中，在该情况下，无法对界限漏电电阻Rx0以下的漏电电阻进行测定，若过渡时间系数α超过1.7则产生二值问题，从而处于不能确定准确的漏电电阻值的状态。另外，在图22的曲线511中，如果将漏电电阻系数β＝2．0（α＝0．6）设为测定上限，则可测定的漏电电阻的值为Ｒｘ＝β×Ｒ0＝2Ｒｘ0，虽然准确地对超过界限漏电电阻Ｒｘ0的2倍的漏电电阻进行测定较为困难，但是能够可靠地检测出处于正常状态。
如果能够测定界限漏电电阻以下的电阻，则可以将其用作为用于考察漏电电阻下降原因的信息，一般而言，即使不能测定界限漏电电阻Rx0以下的电阻也没有问题。另外，一般而言，如果能够对界限漏电电阻Rx0的1.3倍左右的用于预告警报的漏电电阻进行测定，则不需要准确地测定超过该电阻值的漏电电阻，在该观点下，可以使用负斜率曲线501或含有与正斜率曲线区域接续的负斜率曲线区域在内的曲线511中的任一个。其中，特意使用山形曲线的负斜率区域并不具有优势，而使用仅为负斜率曲线的曲线501较为有利。
图24是将图22中的曲线513放大显示的曲线图，并且是阈值电压系数为γ＝0．92时的正斜率曲线。其中，该曲线处于将串联电阻R0的值设为界限漏电电阻Rx0的2.5倍的值，并通过旁路漏电电阻53与附加电阻Ｒ3＝10×Ｒｘ0并联连接的状态。因此，即使实际的漏电电阻Rx无限大，漏电电阻系数的上限值仍为β＝Ｒ3／Ｒ0＝10×Ｒｘ0／（2．5×Ｒｘ0）＝4，并在图22中的曲线513的正斜率曲线区域内使用。
在图24的示例中，由于实际漏电电阻Rx的值变成与界限漏电电阻Rx0相等时的漏电电阻系数的值为β＝（Ｒｘ0／／Ｒ3）／Ｒ0＝（Ｒｘ0／／10Ｒｘ0）／（2．5Ｒｘ0）＝0．36，因此与图24的关注点P15对应的过渡时间系数α＝3．88是与测定到的过渡时间Tx相对应的值。
例如，如果将界限漏电电阻设为Ｒｘ0＝200ＫΩ，则附加电阻Ｒ3＝2ＭΩ，串联电阻为Ｒ0＝500ＫΩ，耦合电容器51的静电电容设为Ｃ＝0．15μF，以该情况为基准的充放电时间常数为Ｒ0×Ｃ＝500×0．15＝75毫秒（ｍｓｅｃ）。因此，漏电电阻Rx下降到界限漏电电阻Rx0为止时的界限过渡时间为Ｔｘ0＝α×（Ｒ0×Ｃ）＝3．88×75＝291毫秒（ｍｓｅｃ），可判断为若过渡时间Tx变为291毫秒（ｍｓｅｃ）以下则处于危险状态，若超过291毫秒（ｍｓｅｃ）则处于安全状态。
另外，在图24中，由于漏电电阻系数为β＝4．0的上限值时的过渡时间系数α的值为7．0，因此如果反复指令信号PLS的充电期间为75×7．0＝525毫秒（ｍｓｅｃ）以上的脉冲宽度，则理论上能够检测到无限大的漏电电阻值。相反的，在反复指令信号PLS进行逻辑反转后经过了525毫秒（ｍｓｅｃ）仍未得到反转逻辑信号时，判断为超时异常。
在上述说明中，说明了通过利用旁路漏电电阻53对漏电电阻系数β的上限进行限制，从而对图22中的山形曲线中的正斜率曲线区域进行限定并使用，由于旁路漏电电阻53是已知电阻值，因此能够通过在产品出厂检查时，在未连接车载高电压设备60X的状态下测定漏电电阻，从而对耦合电容器51的静电电容C的固体偏差变动进行测定，并计算出校正后的静电电容C的值并将其存储。
图22示出的特性曲线是基于图22上侧所示出的算式II而产生的曲线图，该算式在监视电压Vx处于0～Ｖｃｃ内时成立。对该算式的成立进行证明如下。
放电期间
在图20中的反复指令信号PLS的逻辑电平为“L”、充放电切换元件39的下侧晶体管31b处于导通的缓速放电期间中，算式（50ｂ）成立。
Ｖｘ＋Ｒ0×Ｃ（ｄＥ／ｄｔ）＝0····（50ｂ）
其中，Ｒ0＝Ｒｓ＋Ｒｑ≈Ｒｓ＞＞Ｒｑ
若将算式（50ｂ）的Ｖｘ代入上述算式（7ｘ）中，则得到算式（51ｂ）。
Ｖｎ0＝Ｅ＋τ1×（ｄＥ／ｄｔ）····（51ｂ）
其中、τ1＝（Ｒ0＋Ｒｘ）Ｃ≈（Ｒｓ＋Ｒｘ）Ｃ
在微分方程式（51ｂ）中，通过将时刻ｔ＝0时的E的初始值设为E1、将无限大时刻时的E的值设为Ｖｎ0，从而得到由算式（52ｂ）所示出的解。
Ｅ＝Ｅ1ｅｘｐ（－ｔ／τ1）＋Ｖｎ0｛1－ｅｘｐ（－ｔ／τ1）｝
····（52ｂ）
另外，若将算式（50ｂ）中的（ｄＥ／ｄｔ）的值代入上述算式（7ｘ）中，则得到算式（53ｂ）。
Ｖｘ／（Ｒ0／／Ｒｘ）＝（Ｅ－Ｖｎ0）／Ｒｘ····（53ｂ）
其中，Ｒ0／／Ｒｘ是Ｒ0与Ｒｘ的并联合成电阻。
充电期间
在图20中的反复指令信号PLS的逻辑电平为“H”、充放电切换元件39的上侧晶体管31a处于导通的缓速充电期间中，算式（50ａ）成立。
Ｃ×Ｒ0（ｄＥ／ｄｔ）＝Ｖｃｃ－Ｖｘ····（50ａ）
若将算式（50ａ）的Ｖｘ代入上述算式（7ｘ）中，则得到算式（51ａ）。
Ｖｎ0＋Ｖｃｃ＝τ2（ｄＥ／ｄｔ）＋Ｅ····（51ａ）
其中，τ2＝τ1＝（Ｒ0＋Ｒｘ）×Ｃ
在微分方程式（51ａ）中，通过将时刻ｔ＝0时的E的初始值设为E2、将无限大时刻时的E的值设为Ｖｎ0＋Ｖｃｃ，从而得到由算式（52ａ）所示出的解。
Ｅ＝Ｅ2ｅｘｐ（－ｔ／τ2）＋（Ｖｎ0＋Ｖｃｃ）｛1－ｅｘｐ（－ｔ／τ2）｝····（52ａ）
另外，若将算式（50ａ）中的（ｄＥ／ｄｔ）的值代入上述算式（7ｘ）中，则得到算式（53ａ）。
Ｖｘ／（Ｒ0／／Ｒｘ）＝（Ｅ－Ｖｎ0）／Ｒｘ＋Ｖｃｃ／Ｒ0····（53ａ）
其中，Ｒ0／／Ｒｘ是Ｒ0与Ｒｘ的并联合成电阻。
稳定状态
图20中的反复指令信号PLS的逻辑电平在放电期间T1与充电期间T2交替地进行反转，在漏电电阻Rx的值或高压直流电源61的输出电压Vh不变的稳定状态下，算式（52ｂ）、（52ａ）中的初始值Ｅ1、Ｅ2计算如下。首先，在算式（52ｂ）中，在放电末期的时刻ｔ＝Ｔ1时，由于Ｅ＝Ｅ2，因此算式（54ｂ）成立。
Ｅ2＝Ｅ1×Ｋ1＋Ｖｎ0（1－Ｋ1）····（54ｂ）
其中，Ｋ1＝ｅｘｐ（－Ｔ1／τ1）
另外，在算式（52ａ）中，在充电末期的时刻ｔ＝Ｔ2时，由于Ｅ＝Ｅ1，因此算式（54ａ）成立。
Ｅ1＝Ｅ2×Ｋ2＋（Ｖｎ0＋Ｖｃｃ）（1－Ｋ2）····（54ａ）
其中，Ｋ2＝ｅｘｐ（－Ｔ2／τ2）
通过算式（54ｂ）、（54ａ）得到算式（55ｂ）、（55ａ）。
Ｅ1－Ｖｎ0＝Ｖｃｃ×Ｋ0····（55ｂ）
Ｅ2－Ｖｎ0＝Ｖｃｃ×Ｋ0×Ｋ1····（55ａ）
其中，Ｋ0＝（1－Ｋ2）／（1－Ｋ1×Ｋ2）
在实施方式5的情况下
在图20、21中，在放电开始的时刻ｔ＝0时，Ｖｘ＝Ｖ2，如果在时刻ｔ＝Ｔｘ1＝Ｔ1时，使Vx的值等于设定阈值电压Ｖ1，则通过算式（53ｂ）、（55ａ）计算出（59ｂ）、（60ｂ）。
Ｖ1／（Ｒ0／／Ｒｘ）＝（Ｅ2－Ｖｎ0）／Ｒｘ＝ＶｃｃＫ0Ｋ1／Ｒｘ
····（59ｂ）
∴Ｖ1／Ｖｃｃ＝（Ｒ0／／Ｒｘ）Ｋ0Ｋ1／Ｒｘ····（60ｂ）
另外，在充电开始的时刻ｔ＝0时，Ｖｘ＝Ｖ1，如果在时刻ｔ＝Ｔｘ2＝Ｔ2时，使Vx的值成为Ｖ2，则通过算式（53ａ）、（55ｂ）计算出（59ａ）。
Ｖ2／（Ｒ0／／Ｒｘ）＝（Ｅ1－Ｖｎ0）／Ｒｘ＋Ｖｃｃ／Ｒ0
＝ＶｃｃＫ0／Ｒｘ＋Ｖｃｃ／Ｒ0····（59ａ）
∴Ｖ2／Ｖｃｃ＝（Ｒ0／／Ｒｘ）（Ｋ0／Ｒｘ＋1／Ｒ0）····（60ａ）
这里，若设阈值电压系数γ1＝Ｖ1／Ｖｃｃ、γ2＝Ｖ2／Ｖｃｃ、漏电电阻系数β＝Ｒｘ／Ｒ0、过渡时间系数α＝Ｔｘ／（Ｒ0Ｃ），并代入算式（60ａ）、（60ｂ）中，则得到算式（61ａ）（61ｂ）。
γ1＝Ｋ0Ｋ1／（1＋β）····（61ｂ）
γ2＝（Ｋ0＋β）／（1＋β）····（61ａ）
这里，如果使γ1＋γ2＝1，则通过算式（61ａ）、（61ｂ）得到Ｋ1＝Ｋ2。如果使Ｋ1＝Ｋ2＝Ｋ，则Ｋ0＝1／（1＋Ｋ）。因此，算式（61ｂ）、（61ａ）变为算式（62ｂ）、（62ａ）。
γ1＝Ｋ／｛（1＋Ｋ）（1＋β）｝····（62ｂ）
γ2＝｛1＋β（1＋Ｋ）｝／｛（1＋Ｋ）（1＋β）｝····（62ａ）
因此，若使γ＝γ2－γ1，则通过算式（62ａ）、（62ｂ）得到算式（63）。
γ＝γ2－γ1＝1－2γ1＝1－2Ｋ／｛（1＋Ｋ）（1＋β）｝
····（63）
若通过算式（63）对1／Ｋ进行逆运算，则得到算式（64）。
1／Ｋ＝［2／｛（1－γ）（1＋β）｝］－1····（64）
另一方面，若使Ｔｘ1＝Ｔ1＝Ｔｘ2＝Ｔ2＝Ｔｘ，过渡时间系数α＝Ｔｘ／（Ｒ0Ｃ），则得到算式（65）。
Ｋ＝ｅｘｐ［－Ｔｘ／｛（Ｒ0＋Ｒｘ）Ｃ｝］＝ｅｘｐ｛－α／（1＋β）｝
····（65）
若将算式（65）变换成自然对数ＬＯＧｅ，则得到算式（66）。
α＝（1＋β）ＬＯＧｅ（1／Ｋｘ）····（66）
算式（64）、（66）与图22上侧示出的算式ＩＩ一致。另外，在算式（62ｂ）中采用γ＝1－2γ1从而计算出算式（64），作为其替代，在算式（62ａ）中采用γ＝2γ2－1来计算、或者使用算式（62ａ）与算式（62ｂ）这两者并采用γ＝γ2－γ1来计算，也可以得到算式（64）、（65）。
接下来，基于图25～27所示出的动作说明用流程图，对图20的装置的作用动作进行详细说明。此外，图6、7中的步骤编号为1000多号，而在图25～27中，使用5000多号的编号，对于100多号以下的编号，由于相同的编号表示相同或相等的部分，因此对相同的部分省略说明。
首先，在前一半的流程图即图25中，步骤5600是微处理器21开始对漏电电阻Rx进行检测动作的步骤，接下来的步骤5600a是进行如下动作的判断步骤：判断是否为低压电源开关12闭合后第一次的动作，若处于第一个周期，则进行是（YES）的判断并转移至步骤5600b，若处于随后的循环周期，则进行否（NO）的判断并转移至步骤5611，步骤5600b是将后述的计时器的当前值归零的初始化步骤。
接下来的步骤5611是进行如下动作的判断步骤：对模拟信号电压ANL进行监视，并对监视电压Vx是否在第1阈值V1以上进行判断，如果为V1以上则进行是（YES）的判断并转移至步骤5613b，如果小于V1则进行否（NO）的判断并转移至步骤5613a，与第1反转逻辑信号LOW的生成方法相同。
步骤5613a是用于预先暂时性地存储反转切换指令的步骤，该反转切换指令用于使反复指令信号PLS的逻辑电平反转成“H”，以使充放电切换元件39的上侧晶体管31a导通，实际的反转切换在下一个运算周期、在后述的步骤5604中执行。
在步骤5613b中，将反复指令信号PLS的逻辑状态保持现状地转移至步骤5612。步骤5612是进行如下动作的判断步骤：对模拟信号电压ANL进行监视，并对监视电压Vx是否在第2阈值V2以下进行判断，如果为V2以下则进行是（YES）的判断并转移至步骤5614b，如果超过V2则进行否（NO）的判断并转移至步骤5614a，与第2反转逻辑信号HIG的生成方法相同。
步骤5614a是用于预先暂时性地存储反转切换指令的步骤，该反转切换指令用于使反复指令信号PLS的逻辑电平反转成“L”，以使充放电切换元件39的下侧晶体管31b导通，实际的反转切换在下一个运算周期、在后述的步骤5604b中执行。在步骤5614b中，将反复指令信号PLS的逻辑状态保持现状地转移至步骤5606c。
在步骤5606c中，对在后述的步骤5606a中启动的计时器0进行初始化，并经由中继端子A转移至图27的步骤5700，该步骤5606c在通过步骤5611及步骤5612使监视电压Vx的值处于第1阈值V1以上、第2阈值V2以下的正常范围时执行。从步骤5611到步骤5614b为止的一连串步骤构成步骤块5605。
在步骤5606a中，启动用于判断过渡异常的计时器0来开始计时动作后转移至步骤5604a，该步骤5606a在通过步骤5611及步骤5612使监视电压Vx的值处于小于第1阈值V1、或者超过第2阈值V2的脱离范围内时执行。
步骤5604a是进行如下动作的判断步骤，在前述步骤5613a或步骤5614a刚执行后的同一运算周期内时，进行否（NO）的判断并经由中继端子C转移至图26的步骤5606b，进行一连串的控制动作直到后述的动作结束步骤5610为止，随后再次执行动作开始步骤5600以后的流程并到达步骤5604a时，进行是（YES）的判断并转移至步骤5604b。
在步骤5604b中，根据在前述步骤5613a或步骤5614a中暂时性存储着的切换准备标记的存储状态，实际地对反复指令信号PLS的输出逻辑进行反转动作，并将在步骤5613a或步骤5614a中暂时性存储着的切换准备标记重置之后，经由中继端子C转移至图26的步骤5606b。由步骤5604a与步骤5604b构成的步骤块5604是反复指令信号产生方法。
在中段的流程图即图26中，步骤5606b作为过渡异常判断方法是进行如下动作的步骤：对在步骤5606a中开始计时的计时器0的当前值进行读取并判断是否经过了预定时间，在经过了预定时间而监视电压Vx仍未恢复到正常范围Ｖ1～Ｖ2时，进行是（YES）的判断并转移至步骤5607a，如果在预定时间内恢复到正常范围Ｖ1～Ｖ2，则进行否（NO）的判断并转移至步骤5607b。
步骤5607a是进行如下动作的过渡特性异常处理方法：例如高压直流电源61的电源电压Vh发生突变，或者正侧漏电电阻65或负侧漏电电阻66发生变化且耦合电容器51的连结连接点B即车载高电压设备61的负侧电源线67的相对于车身的电位发生突变，从而测定点A的电位过渡性地变为车身电位（0伏特）以下、或控制电源电压Vcc以上，通过旁路二极管36或旁路二极管37对耦合电容器51进行充放电，在超过过渡充放电时间时进行过渡特性异常ERR2的判断，并且进行未图示的***异常通知，并转移至例如退避运行模式（跛行模式），该过渡充放电时间是不久测定点A的电压即监视电压Vx恢复到用于测定漏电电阻Rx的正常范围Ｖ1～Ｖ2为止的时间。
此外，车辆状态信号18发生变化，在预测到监视电压Vx将暂时性地脱离正常范围的情况下，至少在预定的时间内，对过渡特性异常ERR2的判断进行回避。
此外，在没有因耦合电容器51的劣化而使内部泄漏电阻下降，或者没有产生其它的配线断路、短路异常等***异常时，过渡充放电时间的最大值变得比步骤5606b中的预定判断时间还要短，通常来说步骤5606b进行否（NO）的判断并转移至步骤5607b。
步骤5607b是进行如下动作的步骤：在步骤5606a中启动计时器0后处于由步骤5606b判断的预定时间以内时，停止对图27示出的漏电电阻进行计算，接在步骤5607a或步骤5607b、或者图27中示出的中继端子B之后，转移至步骤5608。
步骤5608是进行如下动作的判断步骤：对是否处于将后述步骤中计算出的漏电电阻Rx的值或异常发生信息退避保存到非易失性数据存储器23的时期进行判断，例如在未图示的手动电源开关开路、低压电源开关12断开为止的延迟供电期间中，进行是（YES）的判断并转移至步骤5609a，如果并非处于退避时期，则进行否（NO）的判断并转移至动作结束步骤5610。此外，步骤5608也可以以预定的时间间隔定期性地进行是（YES）的判断。
在步骤5609a中，对非易失性数据存储器23的地址进行更新的同时对在后述步骤5706、5716中计算出的漏电电阻Rx的变化平均值依次进行写入并保存，在接下来的步骤5609b中，基于在步骤5607a中写入到RAM存储器22中的过渡特性异常ERR2的判断信息、在后述步骤5709、5719中判断出的异常发生信息，将与异常发生种类相对应的异常发生的累计次数更新写入并保存到非易失性数据存储器23的预定地址中，随后转移至动作结束步骤5610。
在动作结束步骤5610中，微处理器21执行其它控制程序，例如隔开10毫秒（ｍｓeｃ）的待机时间后再次转移至动作开始步骤5600。因此，如果处于在刚开始运行后没有对耦合电容器51进行初始充电的状态下，在第一个周期中执行如下步骤：步骤5600、步骤5600a（判断为是（YES））、步骤5600b、步骤块5605、步骤5606a、步骤块5604、步骤5606b（判断为否（NO））、步骤5607b、步骤5608（判断为否（NO））、步骤5610、待机10毫秒（ｍseｃ）以及步骤5600，在第二个周期以后，步骤5600a的判断变为否（NO），在不执行步骤5600b的状态下循环执行一连串的流程。
在该过程中，若步骤块5605判断处于正常电压范围，则通过步骤5606c对计时器0进行初始化并转移至后述的步骤5700，若步骤块5605判断仍然处于正常范围以外，且处于还未到达步骤5606b中的预定时间的时间带内，则经过步骤5607b、步骤5608（判断为否（NO））以及步骤5610继续循环动作，如果不久后步骤5606b进行是（YES）的判断，则执行步骤5607a。
在后段的流程图即图27中，步骤5700相当于在前面的图11中说明的步骤2700ａ～2700ｃ，即作为出厂时校正方法的步骤块，该步骤块用于在出厂调整时对耦合电容器51的静电电容C的值进行测定，并存储校正值。
接下来的步骤5701是进行如下动作的判断步骤：对在图25的步骤5604b中执行的反复指令信号PLS的逻辑电平进行监视，在逻辑电平为“H”且充放电切换元件39的上侧晶体管31a导通、并经由充放电电阻33、35对耦合电容器51进行缓速充电的期间中，进行是（YES）的判断并转移至步骤5702，在反复指令信号PLS的逻辑电平为“L”且充放电切换元件39的下侧晶体管31b导通、并经由充放电电阻33、35对耦合电容器51进行缓速放电的期间中，进行否（NO）的判断并转移至步骤5712。
在步骤5702中，用于测定过渡时间Tx的计时器1被启动，开始计时动作后转移至步骤5703。步骤5703是进行如下动作的判断步骤：如果图25的步骤5614a暂时性地存储反复指令信号PLS的逻辑反转准备信息，则进行是（YES）的判断并转移至步骤5704a，如果未进行暂时性的存储，则进行否（NO）的判断并转移至步骤5704b。
在步骤5704a中，对在步骤5702开始启动后的计时器1的当前值进行读取并存储到RAM存储器22中，接下来的步骤5705是基于在步骤5704a中读取并存储的过渡时间Tx的值，计算出漏电电阻Rx的作为漏电电阻计算方法的步骤。
在接下来的步骤5706中，将通过步骤5705计算出的漏电电阻Rx的当前值输入到由RAM存储器22构成的移位器(移位寄存器)的初级上，并且将移位寄存器中存储着的过去的数据依次移动到后级，将末级中存储的过去的漏电电阻Rx的数据删除后，通过将移位寄存器中剩下的漏电电阻Rx的总和除以移位寄存器所存储的个数，从而计算出变化平均值。由此，例如，因高压直流电源61的电源电压Vh暂时性的变动、或者噪声的影响而导致的暂时性的漏电电阻Rx的测定误差不会造成直接的影响。
接下来的步骤5707a是进行如下动作的作为电阻异常判断方法的步骤：如果在步骤5706中计算出的漏电电阻Rx的变化平均值成为预告漏电电阻Rxn或界限漏电电阻Rx0以下的值，则进行是（YES）的判断并转移至步骤5709，如果没有发生异常，则进行否（NO）的判断并转移至步骤5708。
此外，在步骤5706中计算出的漏电电阻Rx的变化平均值、与在图26的步骤5609a中被存储到非易失性数据存储器23中的过去的变化平均值之间存在预定值以上的差值，虽没有下降到预告漏电电阻Rx0为止，但被认定为处于急速减小下降时，步骤5707a进行是（YES）的判断并转移至步骤5709。步骤5708是对在步骤5702中启动的计时器1进行初始化并将其停止，并且经由中继端子B转移至图26的步骤5608的步骤。
步骤5704b是在步骤5703中进行了否（NO）的判断并进行如下动作的步骤，为了在反复指令信号PLS的逻辑电平变为“H”之后，对步骤5614a存储逻辑反转的切换指令为止的经过时间进行测定，从而对在步骤5702中启动的计时器1的当前值进行更新读取，接下来的步骤5707b是进行如下动作的作为超时异常判断方法的步骤：在步骤5704b中读取并存储的经过时间过大，超过了预定时间时，进行是（YES）的判断并转移至步骤5709，在处于预定时间内时，进行否（NO）的判断并经由中继端子B转移至图26的步骤5608。
步骤5709是进行如下动作的作为测定异常处理方法的步骤：在5707a进行了是（YES）的判断时，产生预告通知输出ER2或电阻异常判断输出ER1，并且存储状态变化异常ERR3的异常判断信息，在5707b进行了是（YES）的判断时，存储超时异常判断ERR1的异常判断信息，接在步骤5709之后，经由中继端子B转移至图26的步骤5608。
在步骤5709中，若产生预告通知输出ER2或电阻异常判断输出ER1，则异常通知器19进行动作，并且若存储了超时异常判断ERR1或状态变化异常ERR3的异常判断信息，则在图26的步骤5609b中将异常发生的累计次数与其它异常信息分开地写入并保存到非易失性数据存储器23中，以对维护检查作业起到作用。
从步骤5712到步骤5719为止的一连串流程与从步骤5702到步骤5709为止的一连串流程一一对应，十位的符号从0变成1。在步骤5701进行是（YES）的判断且反复指令信号PLS的输出逻辑为“H”的缓速充电期间中，从前述的步骤5702到步骤5709测定漏电电阻Rx的值、监视有无发生异常。
与此相对地，在步骤5701进行否（NO）的判断且反复指令信号PLS的输出逻辑为“L”的缓速放电期间中，从步骤5712到步骤5719测定漏电电阻Rx的值、监视有无发生异常。此外，对漏电电阻Rx的测定也可以仅使用从步骤5712到步骤5719为止的一连串的流程、或从步骤5702到步骤5709为止的一连串的流程中的某一个来进行测定。
或者，也可以通过在步骤5704a中测定到的过渡时间与在步骤5714a中测定到的过渡时间的平均值来计算漏电电阻，从而进行变化平均。另外，也可以在用于计算变化平均值的同一移位寄存器中，交替并依次地存放步骤5705中测定到的漏电电阻的值、与步骤5715中测定到的漏电电阻的值，并作为整体计算出一个变化平均值。
此外，在步骤5705、步骤5715中对漏电电阻Rx进行的计算中存在如下的情况：如图22的曲线501那样，基于全区域均处于负斜率曲线区域的特性曲线的情况；如曲线511那样，使用山形曲线的负斜率曲线区域的情况；以及如曲线513那样，使用山形曲线的正斜率曲线区域的情况。无论处于哪种情况，均使用以阈值电压系数γ为参数的、过渡时间系数α与漏电电阻系数β之间的函数式或数据表，通过测定到的过渡时间Tx的值对漏电电阻Rx的值进行计算。
但是，作为异常判断的方法，也可以事先对与预告漏电电阻Rxn或界限漏电电阻Rx0对应的预告过渡时间Txn或界限过渡时间Tx0进行计算，从而将实际的过渡时间Tx与预告过渡时间Txn或界限过渡时间Tx0进行比较，以代替将检测出的漏电电阻Rx与预告漏电电阻Rxn或界限漏电电阻Rx0进行比较。
另外，在将过渡时间系数α的分母即基准时间常数Ｒ0×Ｃ的值、漏电电阻系数β的分母即串联电阻Ｒ0的值、阈值电压系数γ的值作为固定值来使用的情况下，函数式或数据表也可以使用过渡时间Tx与漏电电阻Rx之间的直接算式或数据表。在该情况下，即使在运行过程中不进行复杂的运算处理，也可以通过测定到的过渡时间Tx直接计算出漏电电阻Rx。
但是，在希望根据应用车种或运行中的状态来对阈值电压系数γ、过渡时间系数α的分母、漏电电阻系数β的分母的值进行变更的情况下，事先形成使用α、β、γ的函数式或数据表较为便利，该α、β、γ是无单位化后的指标值。此外，也可以在运算控制电路20E的模拟输入端口不足的情况下，将监视信号处理电路40E的运算放大器49替换成图12、图16中示出的一对比较器以及反转存储电路、或带有迟滞动作功能的比较器，并使用充放电切换元件39通过缓速充电及缓速放电对漏电电阻进行测定。除此以外，在图20的实施方式中，虽然连结连接点B与车载高电压设备60X的负侧电源线67连接，但即使将其与正侧电源线连接，算式II也不发生改变。
通过上述说明可知，本发明的实施方式5所涉及的车载高电压设备的漏电电阻检测装置与由车载的高压直流电源61及高压电负载64所组成的车载高电压设备60X连接，该高压电负载64由该高压直流电源61供电并驱动，该车载高电压设备具有由正电位一侧的漏电等效电阻65及负电位一侧的漏电等效电阻66所代表的对车身11的漏电电阻Rx，并包括恒定电压控制电源25，该恒定电压控制电源25由负端子与车身11连接的低压直流电源10供电驱动并产生控制电源电压Vcc，并且车载高电压设备的漏电电阻检测装置50E经由一端B与车载高电压设备60X的预定部位连接的耦合电容器51来测定漏电电阻Rx的值，漏电电阻检测装置50E包括反复信号输出电路30E、监视信号处理电路40E、以及包含互相进行协作的微处理器21与程序存储器24E在内的运算控制电路20E。
另外，反复信号输出电路30E对充放电切换元件39的切换动作进行响应，并经由充放电电阻33、35使作为耦合电容器51另一端的测定点A与控制电源电压Vcc进行断续连接，并交替重复由此产生的充电期间与放电期间，使测定点A与车身11之间的电位即监视电压Vx逐渐增大或逐渐减小，该充放电切换元件39对反复指令信号PLS进行响应，当充放电时间常数越大以越平缓的斜率逐渐增大或逐渐减小的监视电压Vx的值通过预定的阈值电压时，监视信号处理电路40E产生反转逻辑信号ANS、LOW、HI G并输入给运算控制电路20E；或者产生与监视电压Vx成比例的模拟信号电压ANL并输入给运算控制电路20E，运算控制电路20E对在监视电压Vx的值为0伏特以上的一个阈值电压、与控制电源电压Vcc以下的其它阈值电压之间，从一方变化到另一方为止的过渡时间Tx进行测定，并基于该过渡时间Tx与漏电电阻Rx的函数式或数据表，对正电位一侧的漏电等效电阻65与负电位一侧的漏电等效电阻66的并联合成电阻即漏电电阻Rx进行计算，该漏电电阻Rx变为预定的界限漏电电阻Rx0以下时、或过渡时间Tx变为与预定的界限漏电电阻Rx0对应的界限过渡时间Tx0时产生电阻异常判断输出ER1，反复指令信号PLS成为随着过渡时间Tx的到来、输出脉冲反转的周期可变的脉冲信号。
反复信号输出电路30E对充放电切换元件39的切换动作进行响应，并经由电阻值为Rs的基准电阻33，将作为耦合电容器51另一端的测定点A与恒定电压控制电源25的输出端子连接；或经由相同的基准电阻33与作为车身电位的负端子连接，使测定点A与车身11之间的电位即监视电压Vx逐渐增大或逐渐减小，时间常数（Ｒｓ＋Ｒｘ）Ｃ越大以越平缓的斜率逐渐增大或逐渐减小的监视电压Vx的值在上升通过第2阈值V2时，监视信号处理电路40E产生第2反转逻辑信号ANS、HIG，在下降通过第1阈值V1时，监视信号处理电路40E产生第1反转逻辑信号ANS、LOW并输入给运算控制电路20E；或者产生与监视电压Vx成比例的模拟信号电压ANL并输入给运算控制电路20E，该时间常数（Ｒｓ＋Ｒｘ）Ｃ是电阻值Rs与漏电电阻Rx之和、与耦合电容器51的静电电容C的乘积，运算控制电路20E被输入第2反转逻辑信号ANS、HIG；或者基于输入的模拟信号电压ANL生成第2反转逻辑信号ANS、HIG，并且被输入第1反转逻辑信号ANS、LOW；或者基于输入的模拟信号电压ANL生成第1反转逻辑信号ANS、LOW。
运算控制电路20E还对产生第1反转逻辑信号ANS、LOW之后，得到第2反转逻辑信号ANS、HIG为止的时间进行测算以作为第2过渡时间Tx2，并对产生第2反转逻辑信号ANS、HIG之后，得到第1反转逻辑信号ANS、LOW为止的时间进行测算以作为第1过渡时间Tx1，并将第1过渡时间Tx1或第2过渡时间Tx2中的某一个或两个的平均值作为过渡时间Tx，运算控制电路20E或监视信号处理电路40E还在第1反转逻辑信号ANS、LOW及第2反转逻辑信号ANS、HIG被输入或被生成的时刻使反复指令信号PLS反转，第1及第2反转逻辑信号是一对由第1逻辑信号LOW与第2逻辑信号HIG组成的逻辑信号、或者是频带历史逻辑信号ANS，该第1逻辑信号LOW在第1阈值V1的前后输出逻辑发生变化，该第2逻辑信号HIG在第2阈值V2的前后输出逻辑发生变化，该频带历史逻辑信号ANS中，在从变为第1阈值V1以下起到变为第2阈值V2以上为止，处于“L”或“H”的第1逻辑状态，在从变为第2阈值V2以上起到变为第1阈值V1以下为止，处于“H”或“L”的第2逻辑状态。
如上所述，与本发明的权利要求7相关，反复信号输出电路对耦合电容器进行充放电，运算控制电路将从第1阈值V1上升到第2阈值V2为止的第2过渡时间Tx2、或从第2阈值V2下降到第1阈值V1为止的第1过渡时间Tx1中的某一个或两个的平均值作为过渡时间Tx进行测定，并且在监视电压Vx下降通过第1阈值V1时、以及上升通过第2阈值V2时，监视信号处理电路或运算控制电路使脉冲输出反转。
因此，具有如下特征：由于随着对过渡时间Tx的测定结束、输出脉冲交替地进行反转，因此漏电电阻越小、反复指令信号PLS的产生周期就越短，从而能够快速地进行异常检测。另外，具有如下特征：能够使用反复指令信号PLS的前一半的脉冲与后一半的脉冲这两个脉冲，一直对漏电电阻进行反复测定。
通过上述说明可知，本发明的实施方式5所涉及的车载高电压设备的漏电电阻检测方法如下：在车载高电压设备的漏电电阻检测装置中，将耦合电容器51的静电电容设为C、将正侧及负侧的漏电等效电阻65、66并联合成的漏电电阻的值设为Rx、将设置在反复信号处理电路30E内的充放电电阻33、35的总值即串联电阻的值设为R0、将监视电压Vx从第1阈值V1交替地逐渐增大、逐渐减小到第2阈值V2为止的时间设为过渡时间Tx；将过渡时间系数设为α＝Ｔｘ／（Ｒ0×Ｃ）；将漏电电阻系数设为β＝Ｒｘ／Ｒ0；将阈值电压系数设为γ＝（Ｖ2－Ｖ1）／Ｖｃｃ，此时运算控制电路20E以阈值电压系数γ为参数，基于与漏电电阻系数β的值对应的过渡时间系数α的特性曲线，对与测定到的过渡时间Tx对应的漏电电阻Rx的值进行计算，特性曲线存在有随着漏电电阻系数β增大、过渡时间系数α逐渐减小或逐渐增大的负斜率曲线区域或正斜率曲线区域，在与正斜率曲线区域接续的负斜率曲线区域与全区域均处于负斜率曲线区域的负斜率曲线区域中选择并使用其中的某一个，并决定阈值电压系数γ使得漏电电阻Rx的值变成界限漏电电阻Rx0时的过渡时间系数α的值被包含在负斜率曲线区域内，在过渡时间Tx变成与界限漏电电阻Rx0对应的界限过渡时间Tx0以上的值时，作为漏电电阻Rx过小从而产生电阻异常判断输出ER1，并且在过渡时间Tx超过漏电电阻Rx变为0时的短路过渡时间Tx00时，进行超时异常判断ERR1。
通过上述说明可知，本发明的实施方式5所涉及的车载高电压设备的漏电电阻检测方法如下：在车载高电压设备的漏电电阻检测装置中，将耦合电容器51的静电电容设为C、将正侧及负侧的漏电等效电阻65、66并联合成的漏电电阻的值设为Rx、将设置在反复信号处理电路30E内的充放电电阻33、35的总值即串联电阻的值设为R0、将监视电压Vx从第1阈值V1交替地逐渐增大、逐渐减小到第2阈值V2为止的时间设为过渡时间Tx；将过渡时间系数设为α＝Ｔｘ／（Ｒ0×Ｃ）；将漏电电阻系数设为β＝Ｒｘ／Ｒ0；将阈值电压系数设为γ＝（Ｖ2－Ｖ1）／Ｖｃｃ，此时运算控制电路20E以阈值电压系数γ作为参数，基于与漏电电阻系数β的值对应的过渡时间系数α的特性曲线，对与测定到的过渡时间Tx对应的漏电电阻Rx的值进行计算，特性曲线存在有随着漏电电阻系数β增大、过渡时间系数α逐渐减小或逐渐增大的负斜率曲线区域或正斜率曲线区域，与正斜率曲线区域接续的负斜率曲线区域的使用通过特性曲线补正方法事先被排除在外，决定阈值电压系数γ使得漏电电阻Rx的值变成界限漏电电阻Rx0时的过渡时间系数α的值被包含在补正后的正斜率曲线区域内，在过渡时间Tx变成与界限漏电电阻Rx0对应的界限过渡时间Tx0以下的值时，作为漏电电阻Rx过小从而产生电阻异常判断输出ER1，并且在过渡时间Tx超过漏电电阻Rx无限大时的开路过渡时间Txm时，进行超时异常判断ERR1。
附图说明
10：低压直流电源
11：车身
18：车辆状态信号
19：异常通知器
20A～20E：运算控制电路
21：微处理器
23：非易失性数据储存器
24A～24E：程序储存器
25：恒定电压控制电源
30A～30E：反复信号输出电路
31、39：充放电切换元件
33：充放电电阻（基准电阻Rs）
35、35a、35b：急速充放电电阻Rq
36：旁路二极管
37：旁路二极管
40A～40E：监视信号处理电路
50A～50E：漏电电阻检测装置
51：耦合电容器
53：旁路漏电电阻
54：试行漏电电阻
55：试行用开闭元件
60X、60Y：车载高电压设备
61：高压直流电源
62：高压电源开关
64：高压电负载（电动机）
65：正侧漏电等效电阻
66：负侧漏电等效电阻
A：另一端（测定点）
ANL：模拟信号电压
ANS：反转逻辑信号（频带历史逻辑信号）
B：一端（连结连接点）
C：耦合电容器的静电电容
ER1：电阻异常判断输出
ER2：预告通知输出
ERR1：超时异常
ERR2：过渡特性异常
ERR3：状态变化异常
HIG：反转逻辑信号（第2逻辑信号）
LOW：反转逻辑信号（第1逻辑信号）
PLS：反复指令信号（脉冲输出）
R0：串联电阻、Ｒ0＝Ｒｓ＋Ｒｑ≈Ｒｓ
R1：漏电等效电阻（非连结连接一侧）
R2：漏电等效电阻（连结连接一侧）
R3：附加电阻
R4：试行电阻
Rq：急速充放电电阻（Ｒｑ＜＜Ｒｓ）
Rs：充放电电阻（基准电阻）
Rx：漏电电阻、Ｒｘ＝Ｒ1×Ｒ2／（Ｒ1＋Ｒ2）
Rx0：界限漏电电阻
Rxn：预告漏电电阻
Tx：过渡时间
Tx0：界限过渡时间
Tx00：短路过渡时间
Txm：开路过渡时间
V0：设定阈值电压
V1：第1阈值
V2：第2阈值
Vcc：控制电源电压
Vx：监视电压
α：过渡时间系数
β：漏电电阻系数
γ：阈值电压系数
τ：充放电时间常数

Claims (17)

1.一种车载高电压设备的漏电电阻检测装置，其特征在于，
与由车载高压直流电源及高压电负载组成的车载高电压设备连接，该高压电负载由该高压直流电源供电并驱动，该车载高电压设备具有由正电位一侧的漏电等效电阻及负电位一侧的漏电等效电阻代表的对车身的漏电电阻(Rx)，
包括恒定电压控制电源，该恒定电压控制电源由负端子与所述车身连接的低压直流电源供电驱动并产生控制电源电压(Vcc)，并且该车载高电压设备的漏电电阻检测装置经由一端与所述车载高电压设备的预定部位连接的耦合电容器来测定所述漏电电阻(Rx)的值，
所述漏电电阻检测装置包括反复信号输出电路、监视信号处理电路、以及包含互相进行协作的微处理器与程序存储器在内的运算控制电路，
所述反复信号输出电路对充放电切换元件的切换动作进行响应，并经由充放电电阻使作为所述耦合电容器另一端的测定点与所述控制电源电压(Vcc)进行断续连接，并交替重复由此产生的充电期间与放电期间，使所述测定点与所述车身之间的电位即监视电压(Vx)逐渐增大或逐渐减小，该充放电切换元件对反复指令信号(PLS)进行响应，
当充放电时间常数越大以越平缓的斜率逐渐增大或逐渐减小的所述监视电压(Vx)的值通过预定的阈值电压时，所述监视信号处理电路产生反转逻辑信号(ANS、LOW、HIG)并输入给所述运算控制电路；或者产生与所述监视电压(Vx)成比例的模拟信号电压(ANL)并输入给所述运算控制电路，
所述运算控制电路对在所述监视电压(Vx)的值为0伏特以上的一个阈值电压、与所述控制电源电压(Vcc)以下的其它阈值电压之间，从一方变化到另一方为止的过渡时间(Tx)进行测定，并基于该过渡时间(Tx)与所述漏电电阻(Rx)的函数式或数据表，对所述正电位一侧的漏电等效电阻与负电位一侧的漏电等效电阻的并联合成电阻即所述漏电电阻(Rx)进行计算，该漏电电阻(Rx)变为预定的界限漏电电阻(Rx0)以下时、或所述过渡时间(Tx)变为与预定的界限漏电电阻(Rx0)相对应的界限过渡时间(Tx0)时产生电阻异常判断输出(ER1)，
所述反复指令信号(PLS)是含有时间至少比所述界限过渡时间(Tx0)长的充电期间或放电期间在内的固定周期的脉冲信号，或者是随着所述过渡时间(Tx)的到来输出脉冲进行反转的周期可变的脉冲信号。
2.如权利要求1所述的车载高电压设备的漏电电阻检测装置，其特征在于，
所述充放电电阻由电阻值为(Rs)的基准电阻以及与所述电阻值(Rs)相比值足够小的电阻值为(Rq)的急速充放电电阻构成，并且所述急速充放电电阻经由一对旁路二极管与所述恒定电压控制电源的负端子及正端子连接，
在所述运算控制电路对逐渐增大或逐渐减小的所述监视电压(Vx)的过渡时间(Tx)进行测定时，所述基准电阻作为对于所述耦合电容器的充放电电阻与所述漏电电阻(Rx)串联连接，由于所述高压直流电源的电源电压发生突变、或由于对于所述高压电负载的高压电源开关闭合或断开、或由于因发生异常使得所述正侧漏电等效电阻或负侧漏电等效电阻发生突变，从而使所述监视电压(Vx)的车身电位变化成0伏特以下或所述控制电源电压(Vcc)以上时，将所述基准电阻排除在外，并经由所述急速充放电电阻及所述一对旁路二极管，对所述耦合电容器进行充放电，而与所述充放电切换元件的动作状态无关。
3.如权利要求1或2所述的车载高电压设备的漏电电阻检测装置，其特征在于，
所述反复信号输出电路对所述充放电切换元件的切换动作进行响应，并经由电阻值为(Rs)的基准电阻将作为所述耦合电容器另一端的测定点与所述恒定电压控制电源的输出端子连接；或经由与所述电阻值(Rs)相比值足够小的电阻值为(Rq)的急速充放电电阻，与作为车身电位的负端子连接，使所述测定点与所述车身之间的电位即监视电压(Vx)逐渐增大或急速减小，
当时间常数（Ｒｓ＋Ｒｘ）Ｃ越大以越平缓的斜率逐渐增大的所述监视电压(Vx)的值上升通过预定的阈值电压(V0)时，所述监视信号处理电路产生反转逻辑信号(HIG)并输入给所述运算控制电路；或者产生与所述监视电压(Vx)成比例的模拟信号电压(ANL)并输入给所述运算控制电路，该时间常数（Ｒｓ＋Ｒｘ）Ｃ是所述电阻值(Rs)（Ｒｓ＞＞Ｒｑ）与所述漏电电阻(Rx)之和、与所述耦合电容器的静电电容(C)的乘积，
在通过所述充放电切换元件使所述监视电压(Vx)的值急速减小并接近于0伏特的状态下，所述运算控制电路使固定周期脉冲串信号即所述反复指令信号(PLS)的输出进行反转，并且不久后所述反转逻辑信号(HIG)被输入；或者基于输入的模拟信号电压(ANL)来生成反转逻辑信号(HIG)，对得到该反转逻辑信号(HIG)为止的时间进行测算以作为所述过渡时间(Tx)，之后所述反复指令信号(PLS)的输出进行反转。
4.如权利要求1或2所述的车载高电压设备的漏电电阻检测装置，其特征在于，
所述反复信号输出电路对所述充放电切换元件的切换动作进行响应，并经由电阻值为(Rq)的急速充放电电阻将作为所述耦合电容器另一端的测定点与所述恒定电压控制电源的输出端子连接；或经由与所述电阻值(Rq)相比值足够大的电阻值为(RS)的基准电阻，与作为车身电位的负端子连接，使所述测定点与所述车身之间的电位即监视电压(Vx)急速增大或逐渐减小，
当时间常数（Ｒｓ＋Ｒｘ）Ｃ越大以越平缓的斜率逐渐减小的所述监视电压(Vx)的值下降通过由所述控制电源电压(Vcc)减去预定的阈值电压(V0)后的值时，所述监视信号处理电路产生反转逻辑信号(LOW)并输入给所述运算控制电路；或者产生与所述监视电压(Vx)成比例的模拟信号电压(ANL)并输入给所述运算控制电路，该时间常数（Ｒｓ＋Ｒｘ）Ｃ是所述电阻值(Rs)（Ｒｓ＞＞Ｒｑ）与所述漏电电阻(Rx)之和、与所述耦合电容器的静电电容(C)的乘积，
在通过所述充放电切换元件使所述监视电压(Vx)的值急速增大并接近于控制电源电压(Vcc)的状态下，所述运算控制电路使固定周期脉冲串信号即所述反复指令信号(PLS)的输出进行反转，并且不久后所述反转逻辑信号(LOW)被输入；或者基于输入的模拟信号电压(ANL)来生成反转逻辑信号(LOW)，对得到该反转逻辑信号(LOW)为止的时间进行测算以作为所述过渡时间(Tx)，之后所述反复指令信号(PLS)的输出进行反转。
5.如权利要求1或2所述的车载高电压设备的漏电电阻检测装置，其特征在于，
所述反复信号输出电路对所述充放电切换元件的切换动作进行响应，并经由电阻值为(Rq)的急速充放电电阻将作为所述耦合电容器另一端的测定点与所述恒定电压控制电源的输出端子连接；或经由与所述电阻值(Rq)相比值足够大的电阻值为(RS)的基准电阻，与作为车身电位的负端子连接，使所述测定点与所述车身之间的电位即监视电压(Vx)急速增大或逐渐减小，
当时间常数（Ｒｓ＋Ｒｘ）Ｃ越大以越平缓的斜率逐渐减小的所述监视电压(Vx)的值下降通过第1阈值(V1)时，所述监视信号处理电路产生第1反转逻辑信号(ANS、LOW)并输入给所述运算控制电路(20C)；或者产生与所述监视电压(Vx)成比例的模拟信号电压(ANL)并输入给所述运算控制电路，该时间常数（Ｒｓ＋Ｒｘ）Ｃ是所述电阻值(Rs)（Ｒｓ＞＞Ｒｑ）与所述漏电电阻(Rx)之和、与所述耦合电容器的静电电容(C)的乘积，并且当时间常数（Ｒq＋Ｒｘ）Ｃ越小以越大的斜率急速增大的所述监视电压(Vx)的值上升通过接近于所述控制电源电压(Vcc)的第2阈值(V2)时，产生第2反转逻辑信号(ANS、HIG)并输入给所述运算控制电路；或者产生与所述监视电压(Vx)成比例的模拟信号电压(ANL)并输入给所述运算控制电路，
所述运算控制电路被输入所述第2反转逻辑信号(ANS、HIG)；或者基于输入的模拟信号电压(ANL)生成第2反转逻辑信号(ANS、HIG)，并且被输入所述第1反转逻辑信号(ANS、LOW)；或者基于输入的模拟信号电压(ANL)生成第1反转逻辑信号(ANS、LOW)，
所述运算控制电路还对产生所述第2反转逻辑信号(ANS、HIG)之后，得到第1反转逻辑信号(ANS、LOW)为止的时间进行测算以作为所述过渡时间(Tx)，
所述运算控制电路或所述监视信号处理电路还在所述第1反转逻辑信号(ANS、LOW)及第2反转逻辑信号(ANS、HIG)被输入或被生成的时刻使所述反复指令信号(PLS)反转，
所述第1及第2反转逻辑信号是一对由第1逻辑信号(LOW)与第2逻辑信号(HIG)组成的逻辑信号、或者是频带历史逻辑信号(ANS)，该第1逻辑信号(LOW)的输出逻辑在所述第1阈值(V1)的前后发生变化，该第2逻辑信号(HIG)的输出逻辑在所述第2阈值(V2)的前后发生变化，该频带历史逻辑信号(ANS)中，在从变为所述第1阈值(V1)以下起到变为所述第2阈值(V2)以上为止，处于“L”或“H”的第1逻辑状态，在从变为所述第2阈值(V2)以上起到变为所述第1阈值(V1)以下为止，处于“H”或“L”的第2逻辑状态。
6.如权利要求1或2所述的车载高电压设备的漏电电阻检测装置，其特征在于，
所述反复信号输出电路对所述充放电切换元件的切换动作进行响应，并经由电阻值为(Rs)的基准电阻将作为所述耦合电容器另一端的测定点与所述恒定电压控制电源的输出端子连接；或经由与所述电阻值(Rs)相比值足够小的电阻值为(Rq)的急速充放电电阻，与作为车身电位的负端子连接，使所述测定点与所述车身之间的电位即监视电压(Vx)逐渐增大或急速减小，
当时间常数（Ｒｓ＋Ｒｘ）Ｃ越大以越平缓的斜率逐渐增大的所述监视电压(Vx)的值上升通过第2阈值(V2)时，所述监视信号处理电路产生第2反转逻辑信号(ANS、HIG)并输入给所述运算控制电路；或者产生与所述监视电压(Vx)成比例的模拟信号电压(ANL)并输入给所述运算控制电路，该时间常数（Ｒｓ＋Ｒｘ）Ｃ是所述电阻值(Rs)（Ｒｓ＞＞Ｒｑ）与所述漏电电阻(Rx)之和、与所述耦合电容器的静电电容(C)的乘积，并且当时间常数（Ｒq＋Ｒｘ）Ｃ越小以越大的斜率急速减小的所述监视电压(Vx)的值下降通过接近于0伏特的第1阈值(V1)时，所述监视信号处理电路产生第1反转逻辑信号(ANS、LOW)并输入给所述运算控制电路；或者产生与所述监视电压(Vx)成比例的模拟信号电压(ANL)并输入给所述运算控制电路，
所述运算控制电路被输入所述第2反转逻辑信号(ANS、HIG)；或者基于输入的模拟信号电压(ANL)生成第2反转逻辑信号(ANS、HIG)，并且被输入所述第1反转逻辑信号(ANS、LOW)；或者基于输入的模拟信号电压(ANL)生成第1反转逻辑信号(ANS、LOW)，
所述运算控制电路还对产生所述第1反转逻辑信号(ANS、LOW)之后，得到第2反转逻辑信号(ANS、HIG)为止的时间进行测算以作为所述过渡时间(Tx)，
所述运算控制电路或所述监视信号处理电路还在所述第1反转逻辑信号(ANS、LOW)及第2反转逻辑信号(ANS、HIG)被输入或被生成的时刻使所述反复指令信号(PLS)反转，
所述第1及第2反转逻辑信号是一对由第1逻辑信号(LOW)与第2逻辑信号(HIG)组成的逻辑信号、或者是频带历史逻辑信号(ANS)，该第1逻辑信号(LOW)的输出逻辑在所述第1阈值(V1)的前后发生变化，该第2逻辑信号(HIG)的输出逻辑在所述第2阈值(V2)的前后发生变化，该频带历史逻辑信号(ANS)中，在从变为所述第1阈值(V1)以下起到变为所述第2阈值(V2)以上为止，处于“L”或“H”的第1逻辑状态，在从变为所述第2阈值(V2)以上起到变为所述第1阈值(V1)以下为止，处于“H”或“L”的第2逻辑状态。
7.如权利要求1或2所述的车载高电压设备的漏电电阻检测装置，其特征在于，
所述反复信号输出电路对所述充放电切换元件的切换动作进行响应，并经由电阻值为(Rs)的基准电阻将作为所述耦合电容器另一端的测定点与所述恒定电压控制电源的输出端子连接；或经由相同的基准电阻与作为车身电位的负端子连接，使所述测定点与所述车身之间的电位即监视电压(Vx)逐渐增大或逐渐减小，
时间常数（Ｒｓ＋Ｒｘ）Ｃ越大以越平缓的斜率逐渐增大或逐渐减小的所述监视电压(Vx)的值在上升通过第2阈值(V2)时，所述监视信号处理电路产生第2反转逻辑信号(ANS、HIG)，在下降通过第1阈值(V1)时，所述监视信号处理电路产生第1反转逻辑信号(ANS、LOW)并输入给所述运算控制电路；或者产生与所述监视电压(Vx)成比例的模拟信号电压(ANL)并输入给所述运算控制电路，该时间常数（Ｒｓ＋Ｒｘ）Ｃ是所述电阻值(Rs)与所述漏电电阻(Rx)之和、与所述耦合电容器的静电电容(C)的乘积，
所述运算控制电路被输入所述第2反转逻辑信号(ANS、HIG)；或者基于输入的模拟信号电压(ANL)生成第2反转逻辑信号(ANS、HIG)，并且被输入所述第1反转逻辑信号(ANS、LOW)；或者基于输入的模拟信号电压(ANL)生成第1反转逻辑信号(ANS、LOW)，
所述运算控制电路还对产生所述第1反转逻辑信号(ANS、LOW)之后，得到所述第2反转逻辑信号(ANS、HIG)为止的时间进行测算以作为第2过渡时间(Tx2)，并对产生所述第2反转逻辑信号(ANS、HIG)之后，得到所述第1反转逻辑信号(ANS、LOW)为止的时间进行测算以作为第1过渡时间(Tx1)，并将所述第1过渡时间(Tx1)或第2过渡时间(Tx2)中的某一个或两个的平均值作为过渡时间(Tx)，
所述运算控制电路或所述监视信号处理电路还在所述第1反转逻辑信号(ANS、LOW)及第2反转逻辑信号(ANS、HIG)被输入或被生成的时刻使所述反复指令信号(PLS)反转，
所述第1及第2反转逻辑信号是一对由第1逻辑信号(LOW)与第2逻辑信号(HIG)组成的逻辑信号、或者是频带历史逻辑信号(ANS)，该第1逻辑信号(LOW)的输出逻辑在所述第1阈值(V1)的前后发生变化，该第2逻辑信号(HIG)的输出逻辑在所述第2阈值(V2)的前后发生变化，该频带历史逻辑信号(ANS)中，在从变为所述第1阈值(V1)以下起到变为所述第2阈值(V2)以上为止，处于“L”或“H”的第1逻辑状态，在从变为所述第2阈值(V2)以上起到变为所述第1阈值(V1)以下为止，处于“H”或“L”的第2逻辑状态。
8.一种车载高电压设备的漏电电阻检测方法，其特征在于，在权利要求1或2所述的车载高电压设备的漏电电阻检测装置中，
设所述耦合电容器的静电电容为(C)、将所述正侧及负侧的漏电等效电阻并联合成后的漏电电阻的值为(Rx)、设置在所述反复信号处理电路内的充放电电阻的总值即串联电阻的值为(R0)，
将所述监视电压(Vx)从0的状态逐渐增大到预定的阈值电压(V0)为止的时间、或从所述控制电压(Vcc)的状态逐渐减小到预定的阈值电压（Ｖｃｃ－Ｖ0）为止的时间、或所述监视电压(Vx)从第1阈值(V1)交替地逐渐增大、逐渐减小到第2阈值(V2)为止的时间设为过渡时间(Tx)；将过渡时间系数设为α＝Ｔｘ／（Ｒ0×Ｃ）；将漏电电阻系数设为β＝Ｒｘ／Ｒ0；将阈值电压系数设为γ＝Ｖ0／Ｖｃｃ、或γ＝（Ｖ2－Ｖ1）／Ｖｃｃ，
此时所述运算控制电路以所述阈值电压系数(γ)为参数，基于与所述漏电电阻系数(β)的值对应的所述过渡时间系数(α)的特性曲线，对与测定到的过渡时间(Tx)对应的漏电电阻(Rx)的值进行计算，
所述特性曲线存在有随着所述漏电电阻系数(β)增大、所述过渡时间系数(α)逐渐减小或逐渐增大的负斜率曲线区域或正斜率曲线区域，在与所述正斜率曲线区域接续的负斜率曲线区域与全区域均处于负斜率曲线区域的负斜率曲线区域中选择并使用其中的某一个，并决定所述阈值电压系数(γ)使得所述漏电电阻(Rx)的值变成所述界限漏电电阻(Rx0)时的所述过渡时间系数(α)的值被包含在所述负斜率曲线区域内，
在所述过渡时间(Tx)变成与所述界限漏电电阻(Rx0)相对应的界限过渡时间(Tx0)以上的值时，作为漏电电阻(Rx)过小从而产生所述电阻异常判断输出(ER1)，
并且在所述过渡时间(Tx)超过所述漏电电阻(Rx)变为0时的短路过渡时间(Tx00)时，进行超时异常判断(ERR1)。
9.如权利要求8所述的车载高电压设备的漏电电阻检测方法，其特征在于，
所述特性曲线使用低比率的阈值电压系数(γ)使得全区域均处于负斜率曲线区域，不包含正斜率曲线区域。
10.一种车载高电压设备的漏电电阻检测方法，其特征在于，在权利要求1或2所述的车载高电压设备的漏电电阻检测装置中，
设所述耦合电容器的静电电容为(C)、将所述正侧及负侧的漏电等效电阻并联合成后的漏电电阻的值为(Rx)、设置在所述反复信号处理电路内的充放电电阻的总值即串联电阻的值为(R0)，
将所述监视电压(Vx)从0的状态逐渐增大到预定的阈值电压(Ｖ0)为止的时间、或从所述控制电压(Vcc)的状态逐渐减小到预定的阈值电压（Ｖｃｃ－Ｖ0）为止的时间、或所述监视电压(Vx)从第1阈值(V1)交替地逐渐增大、逐渐减小到第2阈值(V2)为止的时间设为过渡时间(Tx)；将过渡时间系数设为α＝Ｔｘ／（Ｒ0×Ｃ）；将漏电电阻系数设为β＝Ｒｘ／Ｒ0；将阈值电压系数设为γ＝Ｖ0／Ｖｃｃ、或γ＝（Ｖ2－Ｖ1）／Ｖｃｃ，
此时所述运算控制电路以所述阈值电压系数(γ)为参数，基于与所述漏电电阻系数(β)的值对应的所述过渡时间系数(α)的特性曲线，对与测定到的过渡时间(Tx)对应的漏电电阻(Rx)的值进行计算，
所述特性曲线存在有随着所述漏电电阻系数(β)增大、所述过渡时间系数(α)逐渐减小或逐渐增大的负斜率曲线区域或正斜率曲线区域，与所述正斜率曲线区域接续的负斜率曲线区域的使用通过特性曲线补正方法事先被排除在外，
决定所述阈值电压系数(γ)使得所述漏电电阻(Rx)的值变成所述界限漏电电阻(Rx0)时的所述过渡时间系数(α)的值被包含在所述补正后的正斜率曲线区域内，
在所述过渡时间(Tx)变成与所述界限漏电电阻(Rx0)相对应的界限过渡时间(Tx0)以下的值时，作为漏电电阻(Rx)过小从而产生所述电阻异常判断输出(ER1)，
并且在所述过渡时间(Tx)超过所述漏电电阻(Rx)无限大时的开路过渡时间(Txm)时，进行超时异常判断(ERR1)。
11.如权利要求10所述的车载高电压设备的漏电电阻检测方法，其特征在于，
所述特性曲线补正方法中，事先在所述耦合电容器与所述车载高电压设备的连结连接点、与车身之间连接有旁路漏电电阻，
所述旁路漏电电阻包括与所述界限漏电电阻(Rx0)相比足够大的附加电阻(R3)，并且将所述漏电电阻(Rx)无限大时的漏电电阻系数(β)的值抑制成(Ｒ3／Ｒ0)，从而对所述过渡时间系数(α)变得过大进行抑制。
12.如权利要求8或10所述的车载高电压设备的漏电电阻检测方法，其特征在于，
包括旁路漏电电阻，该旁路漏电电阻连接于所述耦合电容器与所述车载高电压设备的连结连接点、与车身之间，
所述运算控制电路在所述耦合电容器与所述车载高电压设备未进行连接的状态下对漏电电阻(Rx)进行测定，校正并存储所述耦合电容器的静电电容(C)的值，以使得到的结果成为所述旁路漏电电阻所产生的附加电阻(R3)。
13.如权利要求8或10所述的车载高电压设备的漏电电阻检测方法，其特征在于，
所述运算控制电路对反转逻辑信号(ANS、LOW、HIG)或模拟信号电压(ANL)进行响应，对所述监视电压(Vx)脱离正常电压范围的时间进行测定，该反转逻辑信号(ANS、LOW、HIG)对输入到所述监视信号处理电路的所述监视电压(Vx)进行响应，该正常电压范围由用于测算过渡时间(Tx)的一个阈值电压与其它阈值电压所确定，
在该测定时间处于预定的容许判断时间内时，中断对所述漏电电阻Rx的测定，在该测定时间超过预定的异常判断时间时，进行过渡特性异常(ERR2)的判断。
14.如权利要求13所述的车载高电压设备的漏电电阻检测方法，其特征在于，
车辆状态信号被输入到所述运算控制电路中，
所述车辆状态信号是用于对如下状态的发生进行识别的信号，该状态的发生是所述耦合电容器与所述车载高电压设备的连接点上的车身电位发生变动的原因，
所述运算控制电路对所述车辆状态信号的状态变化进行检测，从而对漏电电阻的突变进行预测，并且所述过渡特性异常在所述车辆状态信号的状态刚发生变化后避免异常判断。
15.如权利要求8或10所述的车载高电压设备的漏电电阻检测方法，其特征在于，
在所述程序存储器的一部分区域、或与该程序存储器同时设置的非易失性数据存储器中事先写入并保存有以下数据：以所述阈值电压系数γ＝Ｖ0／Ｖｃｃ或γ＝（Ｖ2－Ｖ1）／Ｖｃｃ为参数的、漏电电阻系数β＝Ｒｘ／Ｒ0与过渡时间系数α＝Ｔｘ／（Ｒ0Ｃ）的特性曲线相关的数据表、所述阈值电压系数(γ)的值、决定串联电阻(R0)的值的基准电阻(Rs)及急速充放电电阻(Rq)的值、静电电容(C)的值、界限漏电电阻(Rx0)的值以及进行预告通知的预告漏电电阻的值(Rxn)，并且定期性地或在刚停止运行前将在运行中测定到的漏电电阻(Rx)的值以及异常发生的历史信息写入并保存，
所述运算控制电路对应于通过实际测定到的过渡时间Tx计算得出的过渡时间系数(α)，从所述数据表读取出所述漏电电阻系数(β)的值来计算出当前的漏电电阻(Rx)，并与所述界限漏电电阻(Rx0)或预告漏电电阻(Rxn)的值进行比较，从而除了产生所述电阻异常判断输出(ER1)之外还产生预告通知输出(ER2)；或者在漏电电阻以时间序列急速减小时，进行状态变化异常(ERR3)的判断。
16.如权利要求8或10所述的车载高电压设备的漏电电阻检测方法，其特征在于，
包括试行漏电电阻及试行开闭元件，该试行漏电电阻及试行开闭元件连接于所述耦合电容器与所述车载高电压设备的连结连接点、与所述车身之间，
所述试行漏电电阻是在所述界限漏电电阻(Rx0)以下的电阻；或者是值接近于界限漏电电阻(Rx0)、并且比界限漏电电阻(Rx0)大且在预告漏电电阻(Rxn)以下的电阻，
所述试行开闭元件与所述试行漏电电阻串联连接，
所述运算控制电路在运行开始时暂时性地使所述试行开闭元件闭合，并且对所述电阻异常判断输出(ER1)是否仅在一瞬间进行动作、或者在漏电电阻(Rx)变为所述预告漏电电阻(Rxn)以下时产生的预告通知输出(ER2)是否仅在一瞬间进行动作进行判断，并对漏电电阻(Rx)的检测动作是否处于正常进行的状态进行检查，
如果所述检查结果为异常，则持续地或断续地产生所述电阻异常判断输出(ER1)或预告通知输出(ER2)，如果为正常，则在异常通知器无法实际运行的短时间内停止产生输出，该异常通知器由所述电阻异常判断输出(ER1)或预告通知输出(ER2)驱动。
17.如权利要求16所述的车载高电压设备的漏电电阻检测方法，其特征在于，
包括旁路漏电电阻，该旁路漏电电阻连接于所述耦合电容器与所述车载高电压设备的连结连接点、与所述车身之间，
所述运算控制电路在运行开始时使所述试行开闭元件闭合，并对在所述试行漏电电阻、所述旁路漏电电阻与实际的漏电电阻(Rx)并联连接状态下合成的第1漏电电阻的值进行测定，并且在使所述试行开闭元件断开的状态下，对在所述旁路漏电电阻与实际的漏电电阻(Rx)并联连接状态下合成的第2漏电电阻的值进行测定，通过所述第1及第2漏电电阻的值对所述耦合电容器的静电电容(C)进行逆运算并作为校正值将其存储，且将校正值计算为使得利用校正存储后的静电电容(C)，所述开闭元件闭合时与断开时的实际的漏电电阻(Rx)为相同的值。
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