JP3525425B2 - Ｆｍ−ｃｗレーダ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、連続波（ＣＷ）に
周波数変調（ＦＭ）を掛けた送信信号を用いるＦＭ−Ｃ
Ｗレーダに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】ＦＭ−ＣＷレーダは、パルスレーダと比
較すると比較的近距離の物体の探知に適しており、近年
では、自動車に搭載して先行する自動車等の位置および
相対速度を検出する手段としてのＦＭ−ＣＷレーダの研
究開発が進められている。しかし、これまでのＦＭ−Ｃ
Ｗレーダは、固定ビームを機械的に走査させることによ
り、目標物の角度情報および距離・速度情報を得てい
た。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところが、機械的な走
査は、走査速度が遅い、機構部の信頼性が十分に確保で
きない、装置が大型化する、というような問題を有して
いる。これらの課題は、自動車に搭載して前方車両を追
尾するために用いる場合に特に問題となる。すなわち、
走査速度が遅いと、先行車輌の方位角度が車線変更など
によって変化した場合に目標物の探知が遅れがちにな
り、リアルタイムに位置の確認をすることが難しい。ま
た、走査機構部を備えていると、車体振動などによる破
損が生じやすく、信頼性を向上するためには、装置の大
型化重量化が避けられない。そこで、機械式のビーム走
査機構部を有しないＦＭ−ＣＷレーダが求められてい
た。

【０００４】一方、ビーム走査をディジタル信号処理に
よって達成する技術として、ディジタルビームフォーミ
ング（ＤＢＦ）があるが、ＦＭ−ＣＷレーダに対してこ
のＤＢＦを適用する技術が確立されていなかった。

【０００５】

【課題を解決するための手段】本発明のＦＭ−ＣＷレー
ダはこのような背景においてなされたものであり、基本
波に周波数変調を掛けた送信信号を電磁波として放射す
る送信部と、電磁波が物体に到達してこの物体から再放
射された電磁波を受信信号として受信し、受信信号に送
信信号の一部をミキシングすることによりビート信号を
生成する受信部と、ビート信号の周波数から物体までの
距離および物体の相対速度を検出する信号処理部とを備
えたＦＭ−ＣＷレーダにおいて、受信部は、複数の素子
アンテナが配列されたアレーアンテナと、各素子アンテ
ナ毎にその受信信号に送信信号の一部をミキシングする
ことによりチャネル別ビート信号を生成する複数のミキ
サとを有し、信号処理部は、チャネル別ビート信号をＡ
Ｄ変換してチャネル別デジタルビート信号としてストア
する第１手段と、各チャネル別デジタルビート信号に対
してそれぞれフーリエ変換処理を施してチャネル別フー
リエ変換データを求める第２手段と、このチャネル別フ
ーリエ変換データに対して指向角度に応じた移相処理を
施した後指向角度毎に各チャネルのフーリエ変換データ
を合成して指向角度別フーリエ変換データを求める第３
手段と、この指向角度別フーリエ変換データから指向角
度別にビート信号周波数を算出し、このビート信号周波
数から物体までの距離および物体の相対速度を検出する
第４手段とを備えたものである。

【０００６】信号処理部において、フーリエ変換データ
に対する移相処理を行うことにより、ＦＭ−ＣＷレーダ
での電子的ビーム走査を可能にした。

【０００７】また、信号処理部は、チャネル別フーリエ
変換データのうちから所定値以上の振幅を示す周波数を
選択する手段を備えている。選択した周波数のフーリエ
変換データのみを利用して後の指向角度別ビート信号周
波数演算を行えば、その演算の処理負担が大幅に軽減さ
れる。

【０００８】また、信号処理部では、チャネル別フーリ
エ変換データに対してチャネル別振幅分布制御を施すこ
とが望ましい。振幅分布制御によってサイドローブを抑
制したり、メインビームのビーム幅を調整したりするこ
とができるので、利用状況に応じた望ましいビームの形
成ができる。

【０００９】

【発明の実施の形態】はじめに、ＦＭ−ＣＷレーダの探
知原理を図１および図２のグラフを用いて説明する。図
１（Ａ）は、送信周波数の変化と、距離Ｒの位置にあり
相対速度が零の目標物から再放射された受信周波数の変
化とを示したグラフであり、縦軸に周波数、横軸に時間
をとっている。実線は送信信号周波数を示し、破線は受
信信号周波数を示している。このグラフから判るよう
に、送信信号には連続波に三角状の周波数変調を掛けた
変調信号を用いる。変調波の中心周波数はｆ０、周波数
偏移幅はΔＦ、三角波の繰り返し周波数はｆｍである。
また、図２（Ａ）は、目標物の相対速度が零でなく速度
Ｖのときの受信信号の変化とを示したグラフであり、実
線は送信信号周波数を示し、破線は受信信号周波数を示
している。なお、送信信号および座標軸の意義は図１
（Ａ）と同じである。

【００１０】図１（Ａ）および図２（Ａ）から、このよ
うな送信信号を放射しているときの受信信号は、目標物
の相対速度が零のときには距離に応じた時間遅れＴ（Ｔ
＝２Ｒ／Ｃ：Ｃは光の速度）を受け、目標物の相対速度
がＶのときには距離に応じた時間遅れＴと、相対速度に
相当する周波数偏移Ｄを受けることが判る。なお、図２
（Ａ）に示す例は、受信信号周波数が同グラフにおいて
上方に偏移しており、目標物が接近する場合を示してい
る。

【００１１】この受信信号に対して送信信号の一部をミ
キシングすれば、ビート信号が得られる。図１（Ｂ）お
よび図２（Ｂ）は、それぞれ目標物の相対速度が零のと
きとＶのときのビート周波数を示すグラフであり、時間
軸（横軸）はそれぞれ図１（Ａ）および図２（Ａ）とタ
イミングを一致させてある。

【００１２】いま、、相対速度が零のときのビート周波
数をｆｒ、相対速度に基づくドップラ周波数をｆｄ、周
波数が増加する区間（アップ区間）のビート周波数をｆ
ｂ１、周波数が減少する区間（ダウン区間）のビート周
波数をｆｂ２とすると、 ｆｂ１＝ｆｒ−ｆｄ …（１） ｆｂ２＝ｆｒ＋ｆｄ …（２） が成り立つ。

【００１３】したがって、変調サイクルのアップ区間と
ダウン区間のビート周波数ｆｂ１およびｆｂ２を別々に
測定すれば、次式（３）（４）からｆｒおよびｆｄを求
めることができる。

【００１４】 ｆｒ＝（ｆｂ１＋ｆｂ２）／２ …（３） ｆｄ＝（ｆｂ２−ｆｂ１）／２ …（４） ｆｒおよびｆｄが求まれば、目標物の距離Ｒと速度Ｖを
次の（５）（６）式により求めることができる。

【００１５】 Ｒ＝（Ｃ／（４・ΔＦ・ｆｍ））・ｆｒ …（５） Ｖ＝（Ｃ／（２・ｆ０））・ｆｄ …（６） ここに、Ｃは光の速度である。

【００１６】このようにして任意のビーム方向について
目標物の距離Ｒおよび速度Ｖを求めることができるの
で、ビーム走査を行いながら距離Ｒおよび速度Ｖを順次
算出すれば、目標物の方位、距離、速度を探知すること
ができる。これがＦＭ−ＣＷレーダの原理である。

【００１７】つぎに、本発明において利用するディジタ
ルビームフォーミング（ＤＢＦ）技術の基本概念につい
て説明する。ＤＢＦは、複数の素子アンテナで構成され
るアレーアンテナの各々の信号をＡ／Ｄ変換してディジ
タル信号処理部に取り込み、ビーム走査やサイドローブ
特性等の調整をディジタル信号処理部で実現する技術で
ある。ＤＢＦによるビーム走査原理は、フェーズドアレ
ーアンテナレーダと比較すると理解しやすいので、ま
ず、フェーズドアレーアンテナレーダについて説明す
る。

【００１８】図３はフェーズドアレーアンテナレーダの
基本構成を示す図である。レーダの中心方向Ｘに対し
て、角度θの方向から到来する電波を間隔ｄで配列され
たｎ個の素子アンテナからなるアレーアンテナで受信す
る場合、素子アンテナ（ＣＨ１）に対する電波の伝搬経
路長を基準とすると、素子アンテナ（ＣＨ２）、…、素
子アンテナ（ＣＨｎ）に対する各伝搬経路長は、図３に
示すように、それぞれｄsinθ、…、（ｎ−１）ｄsinθ
だけ長くなる。したがって、その分だけ素子アンテナ
（ＣＨ２）、…、素子アンテナ（ＣＨｎ）に到達する電
波の位相が素子アンテナ（ＣＨ１）に到達する電波の位
相よりも遅れる。

【００１９】この遅れ量は、それぞれ（２πｄsinθ）
／λ、…、（２（ｎ−１）πｄsinθ）／λとなる。こ
こに、λは電波の波長である。この遅れ分を各素子アン
テナの後段に設けられた移相器で戻して位相を進めてや
ると、θ方向からの電波が全素子アンテナにおいて同位
相で受信されることになり、指向性がθ方向に向けられ
たことになる。各移相器を経た受信信号を合成した後の
信号処理は機械式走査と同様であり、低雑音増幅器（ア
ンプ）で増幅し、送信信号とミキシングすることにより
ダウンコンバートして信号処理回路に送られる。

【００２０】このようなフェーズドアレーアンテナレー
ダによれば、各移相器の移相量を適宜制御することによ
り、素子アンテナで構成されるアレーアンテナを固定し
たまま任意の方向に指向性を動かすことができる。

【００２１】ＤＢＦレーダは、フェーズドアレーアンテ
ナレーダの移相器の機能をディジタル信号処理で行うも
のである。図４にＤＢＦレーダの基本構成を示す。各素
子アンテナ毎にそれぞれ低雑音増幅器（アンプ）が設け
られ、それぞれミキサにおいてダウンコンバートされ
る。ダウンコンバート後の信号は、フィルタをかけられ
た後にＡ／Ｄ変換器によりディジタル信号に置き換えら
れ、ディジタル信号処理（ＤＳＰ）回路に送られる。

【００２２】ＤＳＰ回路では、位相と振幅を自由に変え
ることができるため、各チャネルのディジタル受信信号
をある規則で位相、振幅変換して全チャネルの合成を行
うと、任意の方向に任意の形状でアンテナの指向性を形
成することができる。これをディジタルビームフォーミ
ング（ＤＢＦ）という。

【００２３】ＤＢＦの大きな特徴は、全素子アンテナ
（全受信チャネル）の信号を一旦ディジタル信号として
取り込んでしまうと、それをもとに任意の方向にビーム
合成ができるため、一回の信号取り込みで複数のビーム
を形成することができることにある。

【００２４】ただし、ビームの走査速度はＤＳＰ回路の
演算処理時間に依存するので、処理時間をいかに短くす
るかが課題となり、レーダ方式に応じた処理が必要とな
る。

【００２５】本発明のＦＭ−ＣＷレーダは、このような
ＤＢＦの原理をＦＭ−ＣＷレーダに適用したものであ
り、図５に本発明の一実施形態を示す。このＦＭ−ＣＷ
レーダは、送信１チャネル、受信８チャネルのＤＢＦレ
ーダである。したがって、受信用アレーアンテナ１は各
チャネルに対応する８個の素子アンテナを備えている。
各素子アンテナはアイソレータ群１２を構成する個々の
アイソレータを介してそれぞれに対応するミキサ１１−
０〜１１−７に接続されている。

【００２６】ミキサ１１−０〜１１−７は、各素子アン
テナに到達した受信信号に送信信号の一部をミキシング
して、ビート信号を得るものである。ミキサ１１−０〜
１１−７にローカル信号として与えられる送信信号成分
は、電圧制御型発振器（ＶＣＯ）１４から分岐回路１５
およびアイソレータ群１３を介して与えられる。

【００２７】発振器１４は、中心周波数がｆ０（たとえ
ば６０ＧＨｚ）のバラクタ制御型ガン発振器であり、変
調用の直流電源２２から出力される制御電圧によって、
ｆ０±（１／２）ΔＦまでの被変調波を出力する。ここ
でのＦＭ変調は、図１（Ａ）で説明したような三角波変
調である。このＦＭ被変調波は、分岐回路１５を介して
送信アンテナ２１に与えられ送信信号として放射される
と共に、上述したように、ローカル信号として８チャネ
ルに分岐され、各ミキサ１１−０〜１１−７において８
チャネルの受信信号とそれぞれミキシングされてチャネ
ル別ビート信号を生成する。なお、直流電源２２は変調
用信号源２３の制御により周期的に出力電圧値を変化さ
せる。

【００２８】ミキサ群１１、アイソレータ群１２、１
３、発振器１４、分岐回路１５で構成される高周波回路
１０の後段には、低雑音増幅器２４、高速Ａ／Ｄ変換器
２５、ＤＢＦ信号処理部２６、複素ＦＦＴ演算部２７が
設けられている。

【００２９】低雑音増幅器（アンプ）２４は、ミキサ１
１−０〜１１−７から出力された８チャネルのビート信
号をパラレルに増幅するものである。また、アンプ２４
は、アンチエリアシングのためにカットオフ周波数７７
ｋＨｚのローパスフィルタを内蔵している。

【００３０】高速Ａ／Ｄ変換器２５は、８チャネルの各
ビート信号をパラレルに且つ同時にＡ／Ｄ変換する回路
であり、２００ｋＨｚでサンプリングを行う。このサン
プリング周波数で、ＦＭ変調における三角波の周波数増
加区間と周波数減少区間において、それぞれ１２８ポイ
ントのサンプリングを行う。

【００３１】ＤＢＦ信号処理部２６は、高速Ａ／Ｄ変換
器２５からチャネル別ディジタルビート信号を取得し、
図６に示すフローチャートにしたがってＤＢＦ処理およ
び距離・速度演算を行ってターゲット（目標物）の認識
処理を行う。

【００３２】複素ＦＦＴ演算部２７は、ＤＢＦ信号処理
部２６における一連の処理の中の複素ＦＦＴ演算を代行
して実行する演算部であり、ＤＢＦ信号処理部２６から
チャネル別ディジタルビート信号を受け取り、これに対
して複素ＦＦＴ演算を実施してその結果をＤＢＦ信号処
理部２６に戻す。

【００３３】つぎに、図６のフローチャートに基づい
て、ＤＢＦ信号処理部２６と複素ＦＦＴ演算部２７との
共同動作による信号処理について説明する。

【００３４】ステップ１０１で、チャネル別ディジタル
ビート信号を取り込む。このチャネル別ディジタルビー
ト信号は、チャネル別に三角波の周波数増加区間（アッ
プ区間）と周波数減少区間（ダウン区間）においてそれ
ぞれ１２８ポイントのサンプリングが行われることによ
り得られるので、トータルで１２８（ポイント）×２
（区間）×８（チャネル）＝２０４８ポイント分のデー
タを取り込むことになる。このデータはステップ１０２
ですべて記憶され、つぎのＤＢＦ処理まで保持される。

【００３５】つぎに、ステップ１０３〜１１０を繰り返
すことにより、ステップ１１１のＤＢＦ処理で必要な各
チャネルのアップ区間およびダウン区間毎のビート周波
数情報を得る。

【００３６】まず、ステップ１０３において、第１チャ
ネルのアップ区間の１２８ポイントからなる各データに
対して０データ列を付加する０パッドという補完処理を
施す。これは、高速フーリエ変換処理（ＦＦＴ）を行う
場合の入力データ数を見かけ上大きくして、ＦＦＴ周波
数の読み取り分解能を高くする。こうして周波数ピーク
の計測分解能を向上させる。図７は、この０パッド処理
（０点補完処理）を図示したものであり、同図（Ａ）に
示すような波形の信号に対してたとえば１２８ポイント
のサンプリングを行ってＡ／Ｄ変換したデータに、同図
（Ｂ）に示すようにさらにたとえば８９６ポイントの０
データ列を付加してトータル１０２４ポイントのデータ
とするのである。このようにして見かけ上のデータ数を
増加させることで周波数ピーク位置を精度良く検出する
ことができる。

【００３７】しかし、この０パッド処理を施すと、位相
が周波数のピーク付近で連続的に回転してしまうという
問題がある。図８は０パッド処理を施したデータに対し
てＦＦＴを実行したときの結果を示すグラフである。た
とえば、同図（Ａ）に示すような周波数特性が得られた
とすると、同図（Ｂ）に示すように周波数ピーク付近で
位相が回転してしまう。本発明では、後述するＤＢＦ処
理において、ＦＦＴ処理を行った後のデータを用いてチ
ャネル別に移相処理を行うので、０パッドによる位相回
転は好ましくない。ところが、発明者らの研究および実
験によれば、同図（Ｃ）に示すように、チャネル間の位
相差としてみた場合には、周波数ピーク付近で一定値に
なることが判った。したがって、チャネル間の相対位相
差に基づいて移相処理を行えば、ＤＢＦを原理通りに行
うことができる。

【００３８】ステップ１０３の０パッド処理が終了する
と、ステップ１０４で第１チャネルのアップ区間につい
て１０２４ポイントのＦＦＴ処理を行う。これによっ
て、５１２の周波数ポイントについてそれぞれ同相成分
ｉと直交成分ｑが求められ、記憶される。

【００３９】つぎに、ステップ１０５において、ステッ
プ１０４で求めた５１２組のｉ、ｑデータのうちの最も
小さい周波数（周波数番号０番）について、それぞれ絶
対値をとって加算する。つまり、｜ｉ｜＋｜ｑ｜という
演算を施す。そして、ステップ１０６で｜ｉ｜＋｜ｑ｜
の値を予め定めた設定値Ｃと比較し、設定値Ｃを越えた
場合は、ステップ１０７でその周波数番号である０番を
記憶する。｜ｉ｜＋｜ｑ｜の値が設定値Ｃ以下であれ
ば、ステップ１０６を飛び越してステップ１０８に移行
する。

【００４０】ステップ１０８では、ステップ１０５〜１
０７の処理対象の周波数番号が最終の５１１番か否かを
判断する。いま、０番なのでステップ１０５に戻り、つ
ぎの周波数、すなわち周波数番号１番について、｜ｉ｜
＋｜ｑ｜の演算を実行し、ステップ１０６の設定値Ｃと
の比較処理およびその結果に応じたステップ１０７の周
波数番号の記憶を行う。

【００４１】このステップ１０５〜１０８の処理を５１
２個のすべての周波数ポイントについて実行すると、第
１チャネルのアップ区間について、比較的高いパワー
（振幅）がある周波数の周波数番号がすべて記憶され
る。すなわち、ステップ１０５の演算およびステップ１
０６の比較処理は、振幅の比較的大きな周波数を簡易に
検出するために行うものであり、後述するステップ１１
１において、ここで選択された周波数番号のデータのみ
を利用してＤＢＦを実行することにより、ＤＢＦ演算処
理に要する負担の軽減を図っている。

【００４２】ステップ１０９では、一つのチャネルのア
ップ区間とダウン区間の両方に対してＦＦＴ演算および
ＤＢＦに用いられる周波数番号のピックアップ（ステッ
プ１０３〜１０８）が終了したか否かを判断する。い
ま、第１チャネルのアップ区間のみについて終了したと
ころなので、ステップ１０３に戻り、第１チャネルのダ
ウン区間について０パッド処理を実行し、以下ステップ
１０４〜１０８でＦＦＴ演算および周波数番号選択を実
行する。

【００４３】第１チャネルのアップ区間およびダウン区
間のＦＦＴ演算および周波数番号選択が終了するとステ
ップ１１０からステップ１０３に戻り、以下同様の処理
を繰り返して、第２チャネルから第８チャネルまでのア
ップ区間およびダウン区間すべてについてＦＦＴ演算お
よび周波数番号選択を実行する。

【００４４】ここまでがＤＢＦの前処理であり、続いて
ステップ１１１でＤＢＦを実行する。

【００４５】本実施形態のビームの振り幅角度θは−１
０度から＋１０度までであり、０．５度刻みの角度分解
能で４１ビームの形成を実行する。すなわち、ステップ
１１１で−１０度から＋１０度までを４１分割した一つ
の指向角度についてビームフォーミングを行う。

【００４６】図９はステップ１１１での内部処理を示す
フローチャートである。まず、ステップ２０１でチャネ
ル毎およびアップ区間またはダウン区間毎に位相回転演
算（移相演算）を実行する。ｌ番目（ｌ＝０〜７）のチ
ャネルのｍ番目の変調区間（ｍ＝０（アップ区間）また
は１（ダウン区間））において、先にステップ１０７で
選択された周波数番号のすべてのｉ、ｑデータ（ベクト
ル）に対して、次式（７）に示すように位相回転行列を
かけることにより、４１分割されたうちの一つの指向角
度θに対するｉ、ｑデータを求める。

【００４７】

【数１】

【００４８】なお、式（７）において、ｉ、ｑの右肩に
ある（１）という添え字は、位相回転演算を施した段階
のｉ、ｑデータであることを示している。また、φの定
義のうち、ｄは素子アンテナ間距離であり、λは送信信
号の中心周波数に対する波長である。

【００４９】一つのチャネルのアップ区間とダウン区間
におけるｉ、ｑデータについて、上記（７）式の演算が
終了したら、続いて、ステップ２０２で振幅分布生成処
理を行う。アレーアンテナにおいて各素子アンテナの振
幅分布を一律に等しくして合成すると、アンテナの放射
パターンは、図１０（Ｂ）のユニフォーム型合成ビーム
に示すように、中心の主ビームの両側に高いサイドロー
ブが形成されたものとなる。もし、サイドローブが形成
されている角度方向に物体が存在すると、あたかも主ビ
ームの角度方向に物体が存在するかのように検知してし
まうので、サイドローブをできるだけ小さくすることが
望まれる。

【００５０】本実施形態では、サイドローブを小さくす
るために、振幅分布を図１１に示すように、中心部の素
子アンテナでは振幅が大きくなり、両端部に向かうにし
たがって小さくなるようなテーパ型の振幅分布となるよ
うにしている。同図において、横軸は各素子アンテナの
番号を示し、縦軸は各素子アンテナに対する振幅分布定
数の大きさ（比率）を示している。このようなテーパ型
振幅分布を適用すると、合成ビームは図１０（Ａ）に示
すようにサイドローブが小さくなる。ステップ２０２で
は以下に示す（８）式に基づくデータ演算処理によりこ
のテーパ型振幅分布を得る。

【００５１】

【数２】

【００５２】ここに、ｉ、ｑの右肩にある（２）という
添え字は、振幅分布生成を施した段階のｉ、ｑデータで
あることを示している。

【００５３】この振幅分布生成を一つのチャネルのアッ
プ区間とダウン区間の両方に対して実行したら、その結
果のｉ、ｑデータをステップ２０３において記憶する。

【００５４】以上のチャネル別位相回転処理（チャネル
別移相処理）および振幅分布処理を全チャネル（８チャ
ネル）に対して行ったら、ステップ２０４からステップ
２０５に移行し、つぎの（９）式にしたがって各変調区
間の周波数番号別にビーム合成を行う。

【００５５】

【数３】

【００５６】以上でステップ１１１のＤＢＦ処理が終了
し、続いて、ステップ１１２で各変調区間の周波数番号
別に次式（１０）にしたがって合成振幅を計算する。

【００５７】

【数４】

【００５８】つぎに、ステップ１１３で目標物の距離お
よび速度を演算する。まず、アップ区間における周波数
スペクトルのピーク周波数とダウン区間における周波数
スペクトルのピーク周波数とをペアリングする。ペアリ
ングの方法は従来から種々考えられており、単純に各区
間についてピークを周波数の小さい順に並べて、同じ順
番のピーク同士を組み合わせるなどの方法がある。

【００５９】つぎにペアリングされたアップ区間の周波
数（ビート周波数ｆｂ１）とダウン区間の周波数（ビー
ト周波数ｆｂ２）とから、上記（３）式および（４）式
に基づいて、相対速度が零のときのビート周波数ｆｒ
と、ドップラ周波数ｆｄを求め、さらに、ｆｒおよびｆ
ｄを（５）式および（６）式に代入して目標物までの距
離Ｒおよび目標物の相対速度Ｖを求める。これで、一つ
のビーム方向に対する目標物の距離と速度を得ることが
できた。

【００６０】つぎに、ステップ１１４に移行し、−１０
度〜＋１０度までの範囲を４１分割したすべて方向に対
して目標物の距離および速度を求めたかを判断し、否定
の場合には、ステップ１１１に戻って未処理の方向に対
するＤＢＦ処理を実行する。このようにしてステップ１
１１からステップ１１４までを予め設定した範囲内の全
方向（４１方向）に対して実行し、それぞれの角度にお
ける距離および速度をすべて求める。そして最後に、ス
テップ１１５で、これらの角度別距離情報および速度情
報から目標物の認識処理を行う。目標認識処理は用途に
応じて従来技術を適用すればよい。

【００６１】ところで、本実施形態では、ステップ２０
２の振幅分布生成処理において、サイドローブを低く抑
えるためにテーパ型振幅分布処理を行っている。しか
し、テーパ型振幅分布を用いると、振幅分布が均一なユ
ニフォーム型振幅分布に比べてメインビームのビーム幅
が広くなることが判っている。もし、図１２に示すよう
に、２つの目標物が存在し両者が接近していたとする
と、メインビーム幅が広い場合には単一の目標物と誤認
するおそれがある。

【００６２】一方、このように２つの目標物を１つと誤
認した場合には、図１３（Ａ）に示すように反射レベル
の角度幅が広がる。そこで、ステップ１１５のターゲッ
ト認識処理において反射レベルの角度幅が一定値以上で
あることが確認された場合には、図１４に示す振幅分布
切り替え処理フローにしたがって、振幅分布をユニフォ
ーム振幅分布に切り替える。

【００６３】すなわち、ステップ３０１で、目標物（タ
ーゲット）の検出幅が一定値以上となった場合には、ス
テップ２０２のテーパ型振幅分布生成処理を省略してユ
ニフォーム型振幅分布とするフラグをたてる。ジェネラ
ルフローのステップ１１１では、このフラグがたった場
合にはサブルーチンフローのステップ２０２を実行しな
い。これにより、メインビームが細くなり、目標物が２
つ存在する場合には図１３（Ｂ）に示すように２つのピ
ークを持つ反射レベルとなるため、両者を分離して認識
することができる。

【００６４】もし、分離していることが認識できなけれ
ば、幅（仰角）の広い大きな目標物であると考えられる
ので、ステップ３０３からステップ３０５に移行し、ユ
ニフォーム型振幅分布処理フラグをテーパ型振幅分布処
理フラグに置き換える。ステップ３０３で目標物を分離
して認識することができ、２つの目標物の角度差が一定
値以上であれば、ユニフォーム型振幅分布処理フラグを
維持し、一定値より小さければテーパ型振幅分布処理フ
ラグに置き換える。

【００６５】

【発明の効果】以上説明したように、本発明のＦＭ−Ｃ
Ｗレーダによれば、信号処理部において、フーリエ変換
データに対する移相処理を行うことにより、ＦＭ−ＣＷ
レーダでの電子的ビーム走査を可能にすることができ
る。機械式走査と比較すると、走査速度を高めることが
でき、振動に対する信頼性が向上する。また、走査のた
めの駆動手段が不要となるため、装置の小型化を図るこ
とができる。

【００６６】また、チャネル別フーリエ変換データのう
ちから所定値以上の振幅を示す周波数を選択する手段を
さらに備えるので、選択した周波数のフーリエ変換デー
タをのみを利用して後の指向角度別ビート信号周波数演
算を行うことにより、その演算の処理負担が大幅に軽減
される。換言すると、演算処理時間の短縮化を図ること
ができ、短時間に目標物を探知できる。このことは、目
標物の移動速度が大きい場合に極めて有効である。

【００６７】さらに、チャネル別フーリエ変換データに
対してチャネル別振幅分布制御を施せば、振幅分布制御
によってサイドローブを抑制したり、メインビームのビ
ーム幅を調整したりすることができるので、利用状況に
応じた望ましいビームの形成ができる。たとえば、メイ
ンビームのビーム幅が比較的広いがサイドローブが十分
に抑制されたビームで概略的な目標物探知を行い、目標
物を探知したときにメインビームのビーム幅を狭くする
ような振幅分布に切り替えて目標物の詳細状況を探知す
るなどの処理が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】ＦＭ−ＣＷレーダの探知原理を説明するための
グラフ。

【図２】ＦＭ−ＣＷレーダの探知原理を説明するための
グラフ。

【図３】フェーズドアレーアンテナの原理を説明するた
めの図。

【図４】ディジタルビームフォーミングアンテナの原理
を説明するための図。

【図５】本発明の一実施形態であるＦＭ−ＣＷレーダの
構成を示す図。

【図６】その動作を示すフローチャート。

【図７】ＦＦＴ演算のための０パッド処理を説明するた
めのグラフ。

【図８】０パッド処理の際の位相回転を説明するための
グラフ。

【図９】ＤＢＦ処理の詳細を示すフローチャート。

【図１０】振幅分布処理に伴う合成ビームの状態を示す
グラフ。

【図１１】テーパ型振幅分布処理に伴う係数の一例を示
すグラフ。

【図１２】２つの目標物の位置を示す図。

【図１３】振幅分布処理された合成ビームに応じた反射
レベルを示すグラフ。

【図１４】振幅分布処理の切り替え処理を示すフローチ
ャート。

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 基本波に周波数変調を掛けた送信信号を
   電磁波として放射する送信部と、前記電磁波が物体に到
   達してこの物体から再放射された電磁波を受信信号とし
   て受信し、前記受信信号に前記送信信号の一部をミキシ
   ングすることによりビート信号を生成する受信部と、前
   記ビート信号の周波数から前記物体までの距離および前
   記物体の相対速度を検出する信号処理部とを備えたＦＭ
   −ＣＷレーダにおいて、 前記受信部は、複数の素子アンテナが配列されたアレー
   アンテナと、前記各素子アンテナ毎にその受信信号に前
   記送信信号の一部をミキシングすることによりチャネル
   別ビート信号を生成する複数のミキサとを有し、 前記信号処理部は、 前記チャネル別ビート信号をＡＤ変換してチャネル別デ
   ジタルビート信号としてストアする第１手段と、 各チャネル別デジタルビート信号に対してそれぞれフー
   リエ変換処理を施してチャネル別フーリエ変換データを
   求める第２手段と、 このチャネル別フーリエ変換データに対して指向角度に
   応じた移相処理を施した後指向角度毎に各チャネルのフ
   ーリエ変換データを合成して指向角度別フーリエ変換デ
   ータを求める第３手段と、 この指向角度別フーリエ変換データから前記指向角度別
   にビート信号周波数を算出し、このビート信号周波数か
   ら前記物体までの距離および前記物体の相対速度を検出
   する第４手段と、 前記第２手段で求めたチャネル別フーリエ変換データの
   うちから所定値以上の振幅を示す周波数を選択する第５
   手段とを備え、 前記第３手段は第５手段で選択されたチャネル別フーリ
   エ変換データに対して指向角度に応じた移相処理を施し
   た後指向角度毎に各チャネルのフーリエ変換データを合
   成して指向角度別フーリエ変換データを求めるものであ
   ることを特徴とするＦＭ−ＣＷレーダ。
2. 【請求項２】 前記信号処理部の前記第３手段は、前記
   チャネル別フーリエ変換データに対して指向角度に応じ
   た移相処理およびチャネル別振幅分布制御を施した後指
   向角度毎に各チャネルのフーリエ変換データを合成して
   指向角度別フーリエ変換データを求めるものであること
   を特徴とする請求項１に記載のＦＭ−ＣＷレーダ。
3. 【請求項３】 前記チャネル別振幅分布制御は、複数の
   振幅分布パターンを予め用意しておき、前記第４手段に
   より前記物体に関する位置および速度情報が既に得られ
   ているときにはその情報に基づいて前記振幅分布パター
   ンのうちの一つを選択し、前記位置および速度情報が得
   られていないときには基準の振幅分布パターンを選択し
   て振幅分布生成を行うものであることを特徴とする請求
   項２に記載のＦＭ−ＣＷレーダ。