JP2015081851A - 二周波ｃｗレーダ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】Ａ／Ｄ変換のサンプル周期毎に送信電波の送信周波数を切り替えることなく、距離を精度良く算出すること。
【解決手段】二周波ＣＷレーダ装置で、周波数の異なる第１送信波と、第２送信波とを所定の送信期間毎に交互に送信する送信部において送信して、第１送信波の反射波と、第２送信波の反射波とを受信する受信部において、第１送信波に係る受信信号をＡ／Ｄ変換して第１サンプリングデータを生成すると共に、第２送信波に係る受信信号をＡ／Ｄ変換して第２サンプリングデータを生成するＡ／Ｄ変換部と、第１サンプリングデータに対しては、時系列の並び順を反転し且つ位相を反転した状態でフーリエ変換し、第２サンプリングデータに対しては、時系列の並び順を反転せず且つ位相を反転しない状態でフーリエ変換するフーリエ変換部と、フーリエ変換部でのフーリエ変換結果に基づいて、反射物までの距離を算出する距離算出部とを含む。
【選択図】図１

Description

本開示は、二周波ＣＷ（Continuous Wave）レーダ装置に関する。

従来から、電波を放射し、測定対象物からの反射波を受信し、受信信号をA/D変換し信号処理を施すことで、測定対象物を検出する距離計測装置において、Ａ／Ｄ変換のサンプル周期毎に送信電波の送信周波数を切り替える距離計測装置は知られている（例えば、特許文献１参照）。

特開2009-042061号公報

しかしながら、上記の特許文献１に記載の構成では、周波数を高速に切り替えることができる発振器が必要となり、送信機のハードウェアコストの増大を招くという問題がある。

この点、第１周波数と第２周波数のそれぞれに対して、複数回Ａ／Ｄ変換を行う場合には、第１周波数及び第２周波数間を高速（Ａ／Ｄ変換のサンプル周期毎）に切り替える必要性が無くなる。しかしながら、かかる場合には、その反面として、第１周波数に係る送信波と第２周波数に係る送信波のそれぞれの送信期間が長くなるので、第１周波数に係る受信波（反射波）の受信開始タイミングと第２周波数に係る受信波（反射波）の受信開始タイミングとの間に、有意なずれが生じる。このため、かかるずれを補償するために（第１周波数に係る受信開始タイミングと第２周波数に係る受信開始タイミングとを仮想的に一致させるために）、位相シフト処理が必要となる。かかる位相シフト処理には、ドップラ周波数の検出結果を利用する必要があり、ドップラ周波数の検出誤差に起因した誤差の影響を受けて、距離の算出精度が悪くなるという問題がある。

そこで、本開示は、Ａ／Ｄ変換のサンプル周期毎に送信電波の送信周波数を切り替えることなく、距離を精度良く算出することができる二周波ＣＷレーダ装置の提供を目的とする。

本開示の一局面によれば、第１周波数を有する第１送信波と、前記第１周波数とは異なる第２周波数を有する第２送信波とを所定の送信期間毎に交互に送信する送信部と、
一の前記送信期間において送信した前記第１送信波の反射波と、前記一の前記送信期間に後続する一の前記送信期間において送信した前記第２送信波の反射波とを受信する受信部と、
前記第１送信波の反射波に係る受信信号を複数のサンプリングタイミングでＡ／Ｄ変換して第１サンプリングデータを生成すると共に、前記第２送信波の反射波に係る受信信号を複数のサンプリングタイミングでＡ／Ｄ変換して第２サンプリングデータを生成するＡ／Ｄ変換部と、
前記第１サンプリングデータに対しては、時系列の並び順を反転し且つ位相を反転した状態でフーリエ変換し、前記第２サンプリングデータに対しては、時系列の並び順を反転せず且つ位相を反転しない状態でフーリエ変換するフーリエ変換部と、
前記フーリエ変換部でのフーリエ変換結果に基づいて、反射物までの距離を算出する距離算出部とを含む、二周波ＣＷレーダ装置が提供される。

本開示によれば、Ａ／Ｄ変換のサンプル周期毎に送信電波の送信周波数を切り替えることなく、距離を精度良く算出することができる二周波ＣＷレーダ装置が得られる。

一実施例（第１実施例）による二周波ＣＷレーダ装置１の構成を概略的に示す図である。 第１サンプリングデータ及び第２サンプリングデータの位相関係を示す図である。 位相シフト処理に起因した距離算出誤差の発生要因の説明図である。 ドップラ周波数ｆ_ｄの検出誤差の発生要因の説明図である。 データ変換／位相反転部３０における処理を概念的に示す説明図である。 二周波ＣＷレーダ装置１の受信系のより具体的な構成の一例を示す図である。 ある１周期の送信動作の期間で得られる第１サンプリングデータ及び第２サンプリングデータの時系列を示す図である。 他の一実施例（第２実施例）による二周波ＣＷレーダ装置１Ａの構成を概略的に示す図である。 第１窓関数α及び第２窓関数βの一例を示す図である。 対称窓関数処理と非対称窓関数処理とを比較する図である。

以下、添付図面を参照しながら各実施例について詳細に説明する。

図１は、一実施例（第１実施例）による二周波ＣＷレーダ装置１の構成を概略的に示す図である。二周波ＣＷレーダ装置１は、任意の態様で設けられてよいが、以下では、車両に搭載されるものとする。この場合、二周波ＣＷレーダ装置１は、車両前方の物体を検出するために設けられてもよいし、車両側方や車両後方の物体を検出するために設けられてもよい。

図１に示す例では、二周波ＣＷレーダ装置１は、送信部１０と、受信部１２と、２周波変調部１４と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１６と、Ａ／Ｄ変換部１８と、データメモリ２０と、データ変換／位相反転部３０と、フーリエ変換部（ＦＦＴ）４０と、ピーク検出／位相反転部５０と、ピーク検出部５８と、位相差検出／距離・速度算出部６０とを含む。

尚、データ変換／位相反転部３０、フーリエ変換部４０、ピーク検出／位相反転部５０、ピーク検出部５８及び位相差検出／距離・速度算出部６０の各種機能（以下で説明する機能を含む）は、任意のハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア又はそれらの組み合わせにより実現されてもよい。また、データ変換／位相反転部３０等の各種機能は、複数の処理装置により実現されてもよい。

送信部１０は、送信アンテナ１０ａを備える。送信部１０は、第１周波数ｆ１を有する第１送信波と、第２周波数ｆ２を有する第２送信波とを所定の送信期間Ｔ毎に交互に送信アンテナ１０ａを介して送信する。即ち、送信部１０は、所定の送信期間Ｔ毎の時分割にて第１送信波及び第２送信波を切り替えて送信する。第１周波数ｆ１及び第２周波数ｆ２は異なる周波数であるが、その差は僅か（例えば、数ＭＨｚ）であってよい。尚、以下では、便宜上、第１送信波を送信期間Ｔで送信し、次いで、第２送信波を送信期間Ｔで送信する動作を、「１周期の送信動作」と称する。従って、１周期の送信動作の期間は、２Ｔである。二周波ＣＷレーダ装置１の動作時、送信部１０は、この１周期の送信動作を繰り返し実行することになる。送信期間Ｔは、任意であるが、必要な測距距離（検出可能な最大距離）等に応じて決定されてよい。

２周波変調部１４は、ローカル発振器（例えば、VCO（Voltage Controlled Oscillator））で生成される搬送波を変調して、第１周波数ｆ１及び第２周波数ｆ２の各ローカル信号を所定の送信期間Ｔ毎に交互に生成する。搬送波の周波数は任意であってよい。２周波変調部１４で生成される各信号は、アンプ１０ｂにて増幅されて送信アンテナ１０ａを介して送信される。

受信部１２は、受信アンテナ２０ａを備える。受信部１２は、第１送信波の反射波と、第２送信波の反射波とを受信アンテナ２０ａを介して受信する。これらの反射波は、車両周辺の物体（反射物）にて第１送信波及び第２送信波が反射することにより生成される。即ち、受信部１２は、車両周辺の物体から反射してきた反射波を受信アンテナ２０ａで受信する。受信アンテナ２０ａで受信した信号は、アンプ（例えば、ローノイズアンプ）１２ｂにて増幅される。増幅された受信信号は、ミキサ１３に入力される第１周波数ｆ１又は第２周波数ｆ２のローカル信号で乗算（ミキシング）され、ビート信号が生成される。尚、ミキサ１３に入力されるローカル信号の周波数（第１周波数ｆ１又は第２周波数ｆ２）は、送信部１０から送信される送信波の周波数の切換え（第１周波数ｆ１又は第２周波数ｆ２）に同期して切り替えられてよい。

尚、ミキシング後のビート信号は、それぞれ次式で表される。

ここで、Ｂ_ｆ１は、第１送信波の反射波に係るビート信号であり、Ｂ_ｆ２は、第２送信波の反射波に係るビート信号である。また、ｃは光速であり、ｆ_ｄはドップラ周波数であり、Ｒは物体までの距離である。ドップラ周波数ｆ_ｄは、以下で表される。
ｆ_ｄ＝２ｖ／λ
ここで、ｖは物体との相対速度であり、λは波長である。第１周波数ｆ１及び第２周波数ｆ２の差は、上述の如く僅かであることから、両ビート信号Ｂ_ｆ１及びＢ_ｆ２におけるドップラ周波数ｆ_ｄは等しいとして問題はない。

ローパスフィルタ１６は、ビート周波数前後の帯域のみを取り出す。ローパスフィルタ１６を通されたビート信号（受信信号）は、Ａ／Ｄ変換部１８に入力される。

Ａ／Ｄ変換部１８は、所定のサンプリング周期で、ローパスフィルタ１６を通されたビート信号（受信信号）をＡ／Ｄ変換してサンプリングデータ（受信データ）を取得する。以下では、Ａ／Ｄ変換部１８で得られるサンプリングデータのうち、第１送信波に係る受信信号に係るサンプリングデータを「第１サンプリングデータ」と称し、第２送信波に係る受信信号に係るサンプリングデータを「第２サンプリングデータ」と称する。一の送信期間Ｔに対応した第１サンプリングデータを得るためのサンプリング数は、２以上であり、一の送信期間Ｔに対応した第２サンプリングデータを得るためのサンプリング数と同一であってよい。尚、以下では、主に、ある１周期の送信動作に対応して得られる第１サンプリングデータ及び第２サンプリングデータに対する処理について説明するが、同様の処理は、他の周期の送信動作に対応して得られる第１サンプリングデータ及び第２サンプリングデータに対しても実行される。

データメモリ２０は、Ａ／Ｄ変換部１８にて生成された第１サンプリングデータ及び第２サンプリングデータを記憶する。データメモリ２０に、例えば１周期の送信動作に係る第１サンプリングデータが蓄積されると、蓄積された第１サンプリングデータがデータ変換／位相反転部３０に入力されてよい。同様に、データメモリ２０に、例えば１周期の送信動作に係る第２サンプリングデータが蓄積されると、蓄積された第２サンプリングデータがフーリエ変換部４０に入力されてよい。

データ変換／位相反転部３０は、第１サンプリングデータ（第１周波数に係る受信データ）を処理する。データ変換／位相反転部３０は、第１サンプリングデータの時系列の並び順を反転すると共に、第１サンプリングデータの位相を反転する。この処理の意義については後述する。

フーリエ変換部４０は、データ変換／位相反転部３０にて並び順及び位相が反転された第１サンプリングデータをフーリエ変換（高速フーリエ変換）すると共に、Ａ／Ｄ変換部１８にて生成された第２サンプリングデータをフーリエ変換する。即ち、フーリエ変換部４０は、第１サンプリングデータに対しては、時系列の並び順を反転し且つ位相を反転した状態でフーリエ変換し、第２サンプリングデータに対しては、時系列の並び順を反転せず且つ位相を反転しない状態でフーリエ変換する。

ピーク検出／位相反転部５０は、第１サンプリングデータのＦＦＴ変換結果に基づいて、ピーク周波数（以下、「第１ピーク周波数ｆ１'」という）を検出すると共に、第１ピーク周波数に対応する位相（以下、「第１位相」という）を算出（抽出）する。即ち、ピーク検出／位相反転部５０は、フーリエ変換部４０で変換された周波数スペクトル上からピーク検出処理により第１ピーク周波数と、第１ピーク周波数に対応する第１位相を求める。また、ピーク検出／位相反転部５０は、求めた第１位相を反転する。

ピーク検出部５８は、第２サンプリングデータのＦＦＴ変換結果に基づいて、ピーク周波数（以下、「第２ピーク周波数ｆ２'」という）を検出すると共に、第２ピーク周波数に対応する位相（以下、「第２位相」という）を算出する。即ち、ピーク検出部５８は、フーリエ変換部４０で変換された周波数スペクトル上からピーク検出処理により第２ピーク周波数と、第２ピーク周波数に対応する第２位相を求める。

位相差検出／距離・速度算出部６０は、ピーク検出／位相反転部５０及びピーク検出部５８での検出・算出結果に基づいて、物体までの距離及び速度を算出する。具体的には、位相差検出／距離・速度算出部６０は、反転された第１位相と、第２位相との差Δθに基づいて、物体までの距離Ｒを算出する。例えば、距離Ｒは、以下の式で算出されてよい。

また、位相差検出／距離・速度算出部６０は、検出したドップラ周波数ｆ_ｄ（例えば第１ピーク周波数ｆ１'又は第２ピーク周波数ｆ２'）に基づいて、物体との間の相対速度ｖを算出する。例えば、相対速度ｖは、以下の式で算出されてよい。

図２は、第１サンプリングデータ及び第２サンプリングデータの位相関係を示す図であり、（Ａ）は、送信部１０における１周期の送信動作の時系列を模式的に示し、（Ｂ）は、１周期の送信動作に対応して得られる第１サンプリングデータ及び第２サンプリングデータの時系列を示す図である。

図２（Ｂ）において、○は、サンプリング点を表し、第１サンプリングデータ（但し、並び順及び位相が反転される前の第１サンプリングデータ）は、Ｓ１で指示され、第２サンプリングデータは、Ｓ２で指示されている。第１サンプリングデータは、第１周波数ｆ１を有する第１送信波の送信期間Ｔに同期して取得される。即ち、第１サンプリングデータは、第１送信波の送信開始タイミングに同期した時刻ｔ１から第２送信波の送信開始タイミング（第１送信波から第２送信波への切換えタイミング）に同期した時刻ｔ２までの間の期間において取得される。また、同様に、第２サンプリングデータは、第２周波数ｆ２を有する第２送信波の送信期間Ｔに同期して取得される。即ち、第２サンプリングデータは、第２送信波の送信開始タイミングに同期した時刻ｔ２から次の第１送信波の送信開始タイミングに同期した時刻（図示せず）までの間の期間において取得される。尚、本例では、模式的に、７つのサンプリング点でサンプリング（Ａ／Ｄ変換）を行うことで、第１サンプリングデータが取得されているが、サンプリング数は、２以上である限り、任意である。

図３及び図４は、位相シフト処理に起因した誤差の発生要因の説明図である。図３には、１周期の送信動作に対応して得られる第１送信波に係る受信波（反射波）の波形Ｄ１と、同１周期の送信動作に対応して得られる第２送信波に係る受信波（反射波）の波形Ｄ２とが模式的に示されている。図４には、ＦＦＴ変換結果の一例が示されている。図４において、●は、ＦＦＴ変換結果（離散値）を表す。

二周波ＣＷ方式では、上述の如く、第１送信波及び第２送信波は、所定の送信期間Ｔ毎に交互に送信されるので、それぞれの反射波の受信開始時刻は同一にならない。即ち、図２（Ｂ）に示したように、第１サンプリングデータと第２サンプリングデータのサンプリング開始タイミングは、送信期間Ｔに対応した時間分だけずれる。従って、このままでは位相差Δθを求めることが出来ない。これに対して、図３に示すように、第１送信波に係る受信波と第２送信波に係る受信波の受信開始時刻が仮想的に同時刻になるように、第２サンプリングデータの位相を、送信期間Ｔに対応した時間分だけずらす処理（位相シフト処理）を行う構成（以下、「比較構成」という）が考えられる。かかる比較構成では、距離Ｒは、以下の式で算出される。

数４の式において、２πｆ_ｄＴの項は、位相シフト処理に対応する。即ち、比較構成では、抽出した位相差Δθを２πｆ_ｄＴだけシフトする位相シフト処理を行うことで、距離Ｒを算出する。しかしながら、ＦＦＴ変換結果は離散値であるので、検出したドップラ周波数ｆ_ｄは、図４に模式的に示すように、真のドップラ周波数ｆ_ｄに対して誤差を含みうる。この点、比較構成では、数４の式において２πｆ_ｄＴの項を含むので、ドップラ周波数ｆ_ｄの誤差に起因して、距離Ｒの精度が悪化するという問題がある。

これに対して、本実施例によれば、数２の式において２πｆ_ｄＴの項を含まないので、ドップラ周波数ｆ_ｄの誤差に起因した距離Ｒの精度の悪化を低減することができる。即ち、本実施例によれば、位相シフト処理に代えて、データ変換／位相反転部３０等における処理を行うことで、位相シフト処理に起因した誤差を低減することができる。これにより、本実施例では、送信期間Ｔを長くした場合でも、距離Ｒの算出精度を高く維持することができる。即ち、第１周波数及び第２周波数間の切換え周期を高速にする必要なく、距離Ｒの算出精度を高めることができる。従って、送信期間Ｔを長くして測距距離を長くしつつ、距離Ｒの算出精度を高く維持することが可能である。

次に、データ変換／位相反転部３０等における処理について詳説する。

図５は、データ変換／位相反転部３０における処理を概念的に示す説明図である。図５は、図２（Ｂ）に対応した図であり、１周期の送信動作に対応して得られる第１サンプリングデータ及び第２サンプリングデータの時系列を示す図である。図５において、○は、サンプリング点を表し、並び順及び位相が反転される前の第１サンプリングデータは、Ｓ１で指示され、並び順及び位相が反転される前の第１サンプリングデータは、Ｓ１'で指示されている。

図５に模式的に各矢印で示すように、第１サンプリングデータＳ１は、時系列上で並び順が反転されると共に、位相が反転されることで、第１サンプリングデータＳ１'へと変換される。第１サンプリングデータＳ１'は、図５に示すように、第２サンプリングデータのサンプリングデータＳ２と同期したデータとなる。即ち、第１サンプリングデータＳ１'は、第２サンプリングデータと同様、時刻ｔ２を基準としたデータとして扱うことができる。従って、数４の式でＴ＝０として数２の式とすることができる。このようにして、並び順及び位相を反転させることで、位相シフト処理が不要となり、位相シフト処理に起因した誤差を低減することができる。

尚、図５に示すように、本実施例では、第１サンプリングデータＳ１'は、元の第１サンプリングデータＳ１に対して位相が反転されているので、かかる第１サンプリングデータＳ１'に対するＦＦＴ変換結果から得られる第１位相をそのまま使用することはできない。このため、本実施例では、上述の如く、ピーク検出／位相反転部５０は、第１サンプリングデータＳ１'に対するＦＦＴ変換結果から得られる第１位相を反転している。

次に、データ変換／位相反転部３０等におけるより具体的な処理の一例について説明する。

図６は、二周波ＣＷレーダ装置１の受信系のより具体的な構成の一例を示す図である。図７は、図６に示す構成において、ある１周期の送信動作の期間（時刻ｔ１から時刻ｔ３）で得られる第１サンプリングデータ及び第２サンプリングデータの時系列を示す図である。尚、図６において、図１に示した構成要素に対応する構成要素には、同一の参照符合を付している。尚、図６においては、図１に示したデータメモリ２０については図示を省略している。また、図６においては、便宜上、データ変換／位相反転部３０は、データ変換部３１と、位相反転部３２とに分離されている。

先ず、時刻ｔ１からｔ２の間、送信部１０（図１参照）は、第１周波数ｆ１の第１送信波を送信する。この間、受信部１２では、物体から反射してきた第１送信波に係る反射波を受信アンテナ１２ａで受信し、アンプ１２ｂで増幅する。増幅された受信信号は、ミキサ１３に入力される第１周波数ｆ１のローカル信号でミキシングされ、ビート信号が出力される。図６に示す例では、直交検波方式が使用されているため、受信信号は２系統に分けられ、直交するローカル信号cos（２πｆ１ｔ）及びsin（２πｆ１ｔ）でそれぞれの系統の受信信号がミキシングされる。第１系統のビート信号は、Ａ／Ｄ変換部１８ａでＡ／Ｄ変換され、第１系統のサンプリングデータａ_１（ｋ）が生成される。第２系統のビート信号は、Ａ／Ｄ変換部１８ｂでＡ／Ｄ変換され、第２系統のサンプリングデータｂ_１（ｋ）が生成される。この結果、図７に示すように、Ａ／Ｄ変換部１８ａでは、｛ａ_１（１）、ａ_１（２）、...ａ_１（ｎ）｝のｎ個（ｎ＞１）が得られ、Ａ／Ｄ変換部１８ｂでは、｛ｂ_１（１）、ｂ_１（２）、...ｂ_１（ｎ）｝のｎ個が得られる。尚、１，２、...ｎは、時系列の順序を表す。

データ変換部３１では、第１系統のサンプリングデータａ_１（ｋ）及び第２系統のサンプリングデータｂ_１（ｋ）のそれぞれの並び順が反転される。具体的には、以下のように反転される。
｛ａ_１（１）、ａ_１（２）、...ａ_１（ｎ）｝＝｛ａ_１（ｎ）、ａ_１（ｎ−１）、...ａ_１（１）｝
｛ｂ_１（１）、ｂ_１（２）、...ｂ_１（ｎ）｝＝｛ｂ_１（ｎ）、ｂ_１（ｎ−１）、...ｂ_１（１）｝
位相反転部３２では、以下のように、データ変換部３１からの２系統のデータを複素信号に結合する。
ｒ_１（ｋ）＝ａ_１（ｋ）−ｊｂ_１（ｋ） （ｋ＝１、２、...ｎ）
ここでは、位相の反転（位相の回転方向の逆転）は、複素成分の符合を負とすることにより実現されている。

フーリエ変換部４０では、複素信号ｒ_１（ｋ）は、以下のように高速フーリエ変換により周波数スペクトルに変換される。

ピーク検出／位相反転部５０では、上述の如く、周波数スペクトルＲ_１（ｆ）上からピーク検出処理により第１ピーク周波数ｆ１'が検出されると共に、第１ピーク周波数ｆ１'に対応する第１位相φ１が抽出される。但し、上述の如くフーリエ変換部４０で処理されたサンプリングデータは並び順及び位相回転方向が逆転されているため、抽出された第１位相φ１は反転される。即ち、θ１＝−φ１とされる。

次に、時刻ｔ２からｔ３の間、送信部１０（図１参照）は、第２周波数ｆ２の第２送信波を送信する。この結果、図７に模式的に示すように、Ａ／Ｄ変換部１８ａでは、｛ａ_２（１）、ａ_２（２）、...ａ_２（ｎ）｝のｎ個が得られ、Ａ／Ｄ変換部１８ｂでは、｛ｂ_２（１）、ｂ_２（２）、...ｂ_２（ｎ）｝のｎ個が得られる。

時刻ｔ２からｔ３の間、データ変換部３１及び位相反転部３２は機能せず（即ち、並び順及び位相回転方向の反転は実行されず）、２系統のデータは、以下のように複素信号に結合される。
ｒ_２（ｋ）＝ａ_２（ｋ）＋ｊｂ_２（ｋ） （ｋ＝１、２、...ｎ）
尚、ここでは、位相の反転が実行されないので、複素成分の符合は正である。

フーリエ変換部４０では、同様に、複素信号ｒ_２（ｋ）が高速フーリエ変換により周波数スペクトルに変換される。そして、ピーク検出部５８では、上述の如く、周波数スペクトルＲ_２（ｆ）上からピーク検出処理により第２ピーク周波数ｆ２'が検出されると共に、第２ピーク周波数ｆ２'に対応する第２位相φ２が抽出される。抽出された第２位相φ２は反転されずに、そのまま使用される。即ち、θ２＝φ２とされる。

位相差検出／距離・速度算出部６０では、上述の如く算出されたθ１及びθ２に基づいて、位相差Δθ（＝θ１−θ２）が算出され、算出された位相差Δθに基づいて、物体までの距離Ｒが算出される（数２の式参照）。

図８は、他の一実施例（第２実施例）による二周波ＣＷレーダ装置１Ａの構成を概略的に示す図である。

本実施例の二周波ＣＷレーダ装置１Ａは、第１非対称窓関数処理部２２と、第２非対称窓関数処理部２４とを備える点で、上述した第１実施例による二周波ＣＷレーダ装置１と主に異なる。尚、上述した第１実施例による二周波ＣＷレーダ装置１においても、フーリエ変換部４０での変換処理の前処理（データ両端の連続性を保つための前処理）として窓関数処理は適用されるが、使用される窓関数は、例えば左右対称である。例えば、上述した第１実施例による二周波ＣＷレーダ装置１においては、一般的な左右対称のハニング関数による窓関数処理が実行されてよい。これに対して、本実施例の二周波ＣＷレーダ装置１Ａにおいて、第１非対称窓関数処理部２２及び第２非対称窓関数処理部２４で使用される第１窓関数α及び第２窓関数βは、それぞれ左右非対称性を有する。以下では、第２実施例に特有の構成について重点的に説明し、他の構成については上述した実施例１と同様であってよい。

第１非対称窓関数処理部２２は、第１サンプリングデータに第１窓関数αを乗算することで窓関数処理を実現する。第１窓関数αは、１周期の送信動作に係る第１サンプリングデータに対して左右非対称なゲインが乗算されるように、左右非対称な特性を有する。第１窓関数αの例について、及び、左右非対称な特性の意義については、後述する。

第２非対称窓関数処理部２４は、第２サンプリングデータに第２窓関数βを乗算することで窓関数処理を実現する。第２窓関数βは、１周期の送信動作に係る第２サンプリングデータに対して左右非対称なゲインが乗算されるように、左右非対称な特性を有する。第２窓関数βの例について、及び、左右非対称な特性の意義については、後述する。

図９は、第１窓関数α及び第２窓関数βの一例を示す図である。図９においては、第１窓関数α及び第２窓関数βは、適用対象となる第１サンプリングデータＳ１及び第２サンプリングデータＳ２との関係が模式的に示されている。

第１窓関数αは、上述の如く、第１サンプリングデータＳ１（並び順及び位相が反転される前の第１サンプリングデータ）に乗算される。第１窓関数αは、１周期の送信動作に係る第１サンプリングデータのうちの時系列の後のデータ（データ中央部に対して時刻ｔ２に近い側のデータ）の方が前のデータ（データ中央部に対して時刻ｔ１に近い側のデータ）よりも大きいゲインが乗算される左右非対称な特性を有する。但し、第１窓関数αは、データ両端の連続性を保つため、左右両端でゲインは略０となる。

第２窓関数βは、上述の如く、第２サンプリングデータＳ２に乗算される。第２窓関数βは、１周期の送信動作に係る第２サンプリングデータのうちの時系列の前のデータ（データ中央部に対して時刻ｔ２に近い側のデータ）の方が後のデータ（データ中央部に対して時刻ｔ３に近い側のデータ）よりも大きいゲインが乗算される左右非対称な特性を有する。但し、第２窓関数βは、データ両端の連続性を保つため、左右両端でゲインは略０となる。例えば、第２窓関数βは、以下の式で表されてよい。

ここで、ｍは係数であり、例えば２であってよい。また、ｔは、時刻ｔ２を０（原点）とした時間である。
この場合、第１窓関数αは、数６の式を左右反転させた式であってよい。

図１０は、対称窓関数処理と非対称窓関数処理とを比較する図であり、（Ａ）は、対称窓関数処理（本例ではハニング関数による処理）の場合を示し、（Ｂ）は、非対称窓関数処理の場合を示す。（Ａ）及び（Ｂ）のそれぞれにおいて、上から順に、１周期の送信動作に係る第１サンプリングデータＳ１及び第２サンプリングデータＳ２の各サンプリングタイミングを示す図、同１周期の送信動作に対応して得られる第１送信波に係る受信波の波形Ｄ１（第１サンプリングデータＳ１の波形）及び第２送信波に係る受信波の波形Ｄ２（第２サンプリングデータＳ２の波形）を示す図、窓関数を示す図、及び、窓関数処理後の波形Ｄ１'及び波形Ｄ２'を示す図が示されている。

ところで、上述した実施例１によれば、上述の如く、位相シフト処理が不要となるが、図４に示したようなドップラ周波数ｆ_ｄ（第１ピーク周波数ｆ１'及び第２ピーク周波数ｆ２'）の検出誤差は依然として存在する。図１０（Ａ）に示すような左右対称な窓関数（本例ではハニング関数）では、両端に行くほど重み（ゲイン）が小さくなり、データ中央部（時刻ｔ４、ｔ５）の影響を大きく受ける。即ち、検出されるドップラ周波数の誤差（及びそれに基づき抽出される第１位相及び第２位相の誤差、ひいては距離Ｒの算出誤差）は、時間差｜ｔ４−ｔ２｜及び｜ｔ５−ｔ２｜に比例して大きくなる。

この点、本実施例２によれば、上述の如く左右非対称な窓関数処理を行うことにより、最も位相の影響を大きく受ける部分（時刻ｔ４'付近のデータ及び時刻ｔ５'付近のデータ）を時刻ｔ２に近づけることができる。これにより、時間差｜ｔ４'−ｔ２｜及び｜ｔ５'−ｔ２｜が小さくなるので、検出されるドップラ周波数の誤差（及びそれに基づき抽出される第１位相及び第２位相の誤差、ひいては距離Ｒの算出誤差）を低減することができる。

尚、図８乃至図１０に示す例では、第１窓関数αは、並び順及び位相が反転される前の第１サンプリングデータに乗算されているが、乗算位置は、フーリエ変換部４０よりも前段である限り任意である。例えば、第１窓関数αは、Ａ／Ｄ変換部１８でＡ／Ｄ変換される前の受信信号（アナログ信号）に乗算されてもよい。或いは、第１窓関数αは、並び順及び位相が反転された後の第１サンプリングデータに乗算されてもよい。即ち、第１非対称窓関数処理部２２は、データ変換／位相反転部３０の後段に設けられてもよい。この場合、第１窓関数αは、第２窓関数βと同一であることができる。

以上、各実施例について詳述したが、特定の実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された範囲内において、種々の変形及び変更が可能である。また、前述した実施例の構成要素を全部又は複数を組み合わせることも可能である。

例えば、上述した実施例では、データ変換処理として、第１サンプリングデータの時系列の並び順を反転しているが、等価的な他の態様で同様の並び替えを実現してもよい。例えば、データメモリ２０に対する読み出し順や書き込み順を反転することで、同様の並び替えを実現してもよい。

また、上述した実施例では、Ａ／Ｄ変換部１８は、第１周波数及び第２周波数間の切換えとは無関係に、所定のサンプリング周期でサンプリングを実行しているが、第１周波数及び第２周波数間の切換えタイミングをトリガとしてサンプリングタイミングを決定してもよい。但し、この場合、１周期の送信動作当たりの第１サンプリングデータ及び第２サンプリングデータのそれぞれを得るためのサンプリング回数は、少なくとも２以上とされる。即ち、１周期の送信動作当たり、第１サンプリングデータを得るために、少なくとも２回以上のサンプリングを行い、また、第２サンプリングデータを得るために、少なくとも２回以上のサンプリングを行う。また、Ａ／Ｄ変換部１８は、第１周波数及び第２周波数間の切換えタイミング（例えば、図２のｔ２参照）が一のサンプリング周期の中間時点となるように、サンプリングタイミングが同期されてもよい。

また、上述した実施例では、１周期の送信動作として、第１周波数の第１送信波を送信期間Ｔで送信し、次いで、第１周波数よりも高い第２周波数の第２送信波を送信期間Ｔで送信しているが、逆であってもよい。即ち、１周期の送信動作は、第２周波数の第２送信波を送信期間Ｔで送信し、次いで、第１周波数の第１送信波を送信期間Ｔで送信するものであってもよい。この場合は、第２サンプリングデータの並び順及び位相が反転されればよい。

また、上述した実施例では、１周期の送信動作毎に、第１サンプリングデータ及び第２サンプリングデータに基づいて、距離等を算出しているが、半周期の送信動作毎に、距離等を算出してもよい。例えば、図７に示す例において、時刻ｔ３から送信期間Ｔ後の時刻ｔ４（図示せず）までは、再び、送信部１０は、第１周波数ｆ１の第１送信波を送信することになる。このとき、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの第２サンプリングデータと、時刻ｔ３から時刻ｔ４までの第１サンプリングデータとに基づいて、距離等を算出してもよい。この場合は、第２サンプリングデータの並び順及び位相が反転されればよい。かかる構成は、処理負荷が高くなるものの、距離の算出周期が高くなるので、送信期間Ｔが比較的長い場合に有利となる。

また、上述した実施例２では、好ましい実施例として、第１窓関数α及び第２窓関数βの双方が適用されているが、一方のみが適用されてもよい。即ち、第１窓関数α及び第２窓関数βのうちの一方は、例えばハニング関数に置換されてもよい。

１ 二周波ＣＷレーダ装置
１０ 送信部
１０ａ 送信アンテナ
１２ 受信部
１２ａ 受信アンテナ
１６ ローパスフィルタ
１８ Ａ／Ｄ変換部
２０ データメモリ
２２ 第１非対称窓関数処理部
２４ 第２非対称窓関数処理部
３０ データ変換／位相反転部
３１ データ変換部
３２ 位相反転部
４０ フーリエ変換部
５０ ピーク検出／位相反転部
５８ ピーク検出部
６０ 位相差検出／距離・速度算出部

Claims (5)

1. 第１周波数を有する第１送信波と、前記第１周波数とは異なる第２周波数を有する第２送信波とを所定の送信期間毎に交互に送信する送信部と、
   一の前記送信期間において送信した前記第１送信波の反射波と、前記一の前記送信期間に後続する一の前記送信期間において送信した前記第２送信波の反射波とを受信する受信部と、
   前記第１送信波の反射波に係る受信信号を複数のサンプリングタイミングでＡ／Ｄ変換して第１サンプリングデータを生成すると共に、前記第２送信波の反射波に係る受信信号を複数のサンプリングタイミングでＡ／Ｄ変換して第２サンプリングデータを生成するＡ／Ｄ変換部と、
   前記第１サンプリングデータに対しては、時系列の並び順を反転し且つ位相を反転した状態でフーリエ変換し、前記第２サンプリングデータに対しては、時系列の並び順を反転せず且つ位相を反転しない状態でフーリエ変換するフーリエ変換部と、
   前記フーリエ変換部でのフーリエ変換結果に基づいて、反射物までの距離を算出する距離算出部とを含む、二周波ＣＷレーダ装置。
2. 前記第１サンプリングデータの時系列の並び順を反転するデータ変換部と、
   前記第１サンプリングデータの位相を反転する位相反転部とを更に含む、請求項１に記載の二周波ＣＷレーダ装置。
3. 前記第１サンプリングデータに対するフーリエ変換結果から得られる第１ピーク周波数に対応する第１位相を反転するピーク位相反転部とを更に含み、
   前記距離算出部は、前記反転した第１位相と、前記第２サンプリングデータに対するフーリエ変換結果から得られる第２ピーク周波数に対応する第２位相との差に基づいて、前記距離を算出する、請求項１又は２に記載の二周波ＣＷレーダ装置。
4. 前記フーリエ変換部でのフーリエ変換のための前処理として前記第１サンプリングデータに対して所定の第１窓関数を乗算する第１窓関数処理部を更に含み、
   前記第１窓関数は、前記第１サンプリングデータのうちの時系列の中央に対して後のデータの方が前のデータよりも大きいゲインが乗算される非対称な特性を有する、請求項１〜３のうちのいずれか1項に記載の二周波ＣＷレーダ装置。
5. 前記フーリエ変換部でのフーリエ変換のための前処理として前記第２サンプリングデータに対して所定の第２窓関数を乗算する第２窓関数処理部を更に含み、
   前記第２窓関数は、前記第２サンプリングデータのうちの時系列の中央に対して前のデータの方が後のデータよりも大きいゲインが乗算される非対称な特性を有する、請求項４に記載の二周波ＣＷレーダ装置。

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