JP2001166029A - Ｄｂｆレーダ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】経時変化や温度変化に起因する誤検知を低減し
たＤＢＦレーダ装置を提供すること。 【解決手段】アレーアンテナを構成する複数の素子アン
テナは複数のグループに分割されており、受信回路部に
は各グループ毎に素子アンテナ別受信信号の増幅を行う
増幅器が１個ずつ設けられ、各増幅器の入力端子には自
己のグループに属する複数の素子アンテナが切換スイッ
チを介して接続されている。受信回路部は位相補正値検
出手段と位相補正手段を備えている。位相補正値検出手
段は、デジタル受信信号受信信号について、基準素子ア
ンテナと他の素子アンテナとの位相差を検出し、検出さ
れた位相差のうち基準素子アンテナを含むグループに属
する他の素子アンテナの検出位相差を基準として、他の
グループに属する素子アンテナの位相差を推定し、他の
グループに属する各素子アンテナ毎にその推定位相差と
検出位相差を比較して位相補正値を求めるものであり、
位相補正手段は位相補正値を用いてデジタル受信信号の
位相補正を行うものである。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、信号処理をディジ
タル演算により行うレーダ装置に関するものであり、特
に、複数の素子アンテナからなるアレーアンテナを備
え、そのアンテナビームの生成および走査をディジタル
演算処理により行うディジタル・ビーム・フォーミング
（ＤＢＦ）レーダ装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】一般に、ＤＢＦレーダ装置では、アレー
アンテナを構成する各素子アンテナにそれぞれ、ＲＦア
ンプ、ミキサ、フィルタ、Ａ／Ｄ変換器が順に接続され
ており、各Ａ／Ｄ変換器から出力されるディジタル受信
信号をディジタル・ビーム・フォーミング・プロセッサ
に取り込んで、ディジタル・ビーム・フォーミング処理
を行う。

【０００３】このような一般的なＤＢＦレーダ装置に対
して、コスト低減を目的とした改良が進められている。
特開平１１−１６０４２３号に開示されたレーダ装置は
その一例であり、高価なデバイスであるミキサや低雑音
アンプ（ＬＮＡ）を装置全体としてそれぞれ一つ備え、
切換スイッチを用いることにより各素子アンテナのいず
れかと接続可能な構成となっている。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ところで、ミリ波の信
号を切り換えるための切換スイッチは、実用レベルでは
その切換数に制限がある。そのため、素子アンテナ数が
切換可能な数よりも大きくなると、切換スイッチを多段
に構成する必要がある。

【０００５】一方、ＬＮＡはノイズフィギュア（ＮＦ）
を下げるためにはできるだけ素子アンテナに近い位置に
設けることが望ましい。そこで、切換スイッチが多段構
成である場合には、中間段に複数のＬＮＡを配置した方
が、切換スイッチの後段に配置するよりもＮＦを下げる
ことができる。

【０００６】しかし、ＬＮＡは能動素子であるために、
温度変化や経年変化により位相の遅れや進みが生じ、し
かもそれらの程度がＬＮＡによって異なる。そのため、
ＬＮＡの温度変化や経年変化による位相の遅れや進みに
起因する素子アンテナ間の受信信号位相誤差が発生す
る。

【０００７】この位相誤差は、ＤＢＦ処理におけるアン
テナビームの生成に悪影響を与え、ターゲットの検出精
度を低下させる。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本発明のＤＢＦレーダ装
置はこのような問題を解決するためになされたものであ
る。

【０００９】本発明のＤＢＦレーダ装置は、基準素子ア
ンテナを含む複数の素子アンテナが配列されたアレーア
ンテナと、各素子アンテナで受信した素子アンテナ別の
受信信号を増幅した後にダウンコンバートしてデジタル
信号に変換し、そのデジタル受信信号に対してデジタル
演算処理を施してアレーアンテナのアンテナビームの生
成および走査を行うことによりターゲットの検知を行う
受信回路部とを備えている。

【００１０】複数の素子アンテナは複数のグループに分
割されており、受信回路部には各グループ毎に素子アン
テナ別受信信号の増幅を行う増幅器が１個ずつ設けら
れ、各増幅器の入力端子には自己のグループに属する複
数の素子アンテナが切換スイッチを介して接続されてい
る。

【００１１】受信回路部は位相補正値検出手段と位相補
正手段を備えている。位相補正値検出手段は、デジタル
受信信号について、基準素子アンテナと他の素子アンテ
ナとの位相差を検出し、検出された位相差のうち基準素
子アンテナを含むグループに属する他の素子アンテナの
検出位相差を基準として、他のグループに属する素子ア
ンテナの位相差を推定し、他のグループに属する各素子
アンテナ毎にその推定位相差と検出位相差を比較して位
相補正値を求めるものであり、位相補正手段は位相補正
値を用いて各素子アンテナ別のデジタル受信信号の位相
補正を行うものである。

【００１２】増幅器の温度変化や経年変化に基づいて位
相の遅れや進みが生じ、基準素子アンテナの受信信号に
対する他の素子アンテナの受信信号位相差にその遅れや
進みに起因する変動位相差が重畳される。しかし、位相
補正値検出手段において、各素子アンテナの検出位相差
に含まれる変動位相差を相殺する位相補正値を生成し、
位相補正手段において、位相補正値を用いて各素子アン
テナ別のデジタル受信信号に対して位相補正を行うの
で、素子アンテナ別の受信信号から増幅器の温度変化や
経年変化に起因する素子アンテナ間の変動位相差成分が
除去される。

【００１３】

【発明の実施の形態】図１は本発明の一実施形態である
ＤＢＦレーダ装置を示す構成図である。

【００１４】このＤＢＦレーダ装置は、連続波（ＣＷ）
を周波数変調（ＦＭ）した送信信号を用いるＦＭ−ＣＷ
レーダ装置でもある。

【００１５】このレーダ装置は、ｎ個の素子アンテナＲ
ｘ１〜Ｒｘ（ｎ）が配列されたアレーアンテナ１と、各
素子アンテナＲｘ１〜Ｒｘ（ｎ）で受信した素子アンテ
ナ別の受信信号に対して種々の処理を施すことによりタ
ーゲットの検知を行う受信回路部２と、送信信号を生成
する送信回路部３と、送信信号を放射する送信アンテナ
４とを備える。

【００１６】送信回路部３は、中心周波数がｆ０（たと
えば７６ＧＨＺ）の電圧制御型発振器３１と、バッファ
アンプ３２と、分配器３３を備えている。電圧制御型発
振器３１は、図示省略した変調制御部から出力される制
御電圧によって、変調周波数幅をΔＦとする三角波変調
された被変調波（送信信号）を出力する。被変調波はバ
ッファアンプ３２で増幅され、送信アンテナ４から電磁
波として放射される。

【００１７】なお、送信信号の一部は分配器３３によっ
て受信回路部２内のＲＦアンプ２２に分配される。ＲＦ
アンプ２２で増幅された信号は、受信検波用のローカル
信号として用いられる。

【００１８】受信用のアレーアンテナ１は、ｎ個の素子
アンテナＲｘ１〜Ｒｘ（ｎ）を備え、３個づつｍ個のグ
ループＧ１〜Ｇｍ（ｍ＝ｎ／３）に分けられている。ま
た、第１素子アンテナＲｘ１を特に基準素子アンテナと
呼ぶ。

【００１９】受信回路部２は、ｍ個の前段切換スイッチ
ＳＷ１〜ＳＷ（ｍ）を備える。前段切換スイッチＳＷ１
〜ＳＷ（ｍ）は、それぞれ１つの可動接点と３つの固定
接点を有し、可動接点はＤＢＦプロセッサ２８からの切
換信号に基づいて、固定接点のいずれかに接続可能とな
っている。

【００２０】前段切換スイッチＳＷ１〜ＳＷ（ｍ）は、
素子アンテナグループＧ１〜Ｇｍにそれぞれ対応してお
り、各前段切換スイッチにおいて、同じグループに属す
る３つの素子アンテナがそれぞれ３つの固定接点に接続
されている。

【００２１】前段切換スイッチＳＷ１〜ＳＷ（ｍ）の各
可動接点には、それぞれ低雑音増幅器ＬＮＡ１〜ＬＮＡ
（ｍ）の各入力端子が接続されている。

【００２２】低雑音増幅器ＬＮＡ１〜ＬＮＡ（ｍ）の後
段には、１つの可動接点とｍ個の固定接点を有する後段
切換スイッチ２１が設けられており、低雑音増幅器ＬＮ
Ａ１〜ＬＮＡ（ｍ）の出力端子は、それぞれ後段切換ス
イッチ２１の各固定接点に１対１に接続されている。

【００２３】後段切換スイッチ２１の切換制御も前段切
換スイッチと同様に、ＤＢＦプロセッサ２８からの切換
信号に基づいて行われ、前段切換スイッチＳＷ１〜ＳＷ
（ｍ）と後段切換スイッチ２１との協働切換動作によ
り、後段切換スイッチ２１の可動接点に、素子アンテナ
Ｒｘ１〜Ｒｘ（ｎ）いずれか一つが低雑音増幅器ＬＮＡ
１〜ＬＮＡ（ｍ）のいずれか一つを介して接続される。
この協働切換動作は、各素子アンテナでの反射電波の受
信が実質的に同時になされたと考えられる程度に高速で
行われ、各素子アンテナでの受信信号が後段切換スイッ
チ２１の可動接点から時間的に連続して出力される。

【００２４】後段切換スイッチ２１の可動接点は、第２
低雑音増幅器２３の入力端子に接続されており、第２低
雑音増幅器２３の後段には、ミキサ２４、ベースバンド
増幅器２５、ローパスフィルタ２６、Ａ／Ｄ変換器２７
およびディジタル・ビーム・フォーミングプロセッサ
（ＤＢＦプロセッサ）２８が順に接続されている。

【００２５】素子アンテナＲｘ１〜Ｒｘ（ｎ）で受信し
た信号は、低雑音増幅器ＬＮＡ１〜ＬＮＡ（ｍ）および
第２低雑音増幅器２３で増幅され、ミキサ２４において
ＲＦアンプ２２からのローカル信号とミキシングされ
る。このミキシング処理により、受信信号はダウンコン
バートされ、送信信号と受信信号との差信号であるビー
ト信号が生成される。

【００２６】ビート信号は、ベースバンド増幅器２５お
よびローパスフィルタ２６を介してＡ／Ｄ変換器２７に
入力され、所定のタイミングでディジタルビート信号
（デジタル受信信号）に変換される。

【００２７】ＤＢＦプロセッサ２８は、Ａ／Ｄ変換器２
７からのデジタルビート信号を入力し、ディジタル演算
によりアンテナビームの生成および走査を行い、ターゲ
ットの距離および相対速度の検出を行う。

【００２８】ここで、ＦＭ−ＣＷレーダ装置の探知原理
を簡単に説明する。

【００２９】三角波変調ＦＭ−ＣＷ方式では、相対速度
が零のときのビート周波数をｆｒ、相対速度に基づくド
ップラ周波数をｆｄ、周波数が増加する区間（アップ区
間）のビート周波数をｆｂ１、周波数が減少する区間
（ダウン区間）のビート周波数をｆｂ２とすると、 ｆｂ１＝ｆｒ−ｆｄ …（１） ｆｂ２＝ｆｒ＋ｆｄ …（２） が成り立つ。

【００３０】したがって、変調サイクルのアップ区間と
ダウン区間のビート周波数ｆｂ１およびｆｂ２を別々に
測定すれば、次式（３）（４）からｆｒおよびｆｄを求
めることができる。

【００３１】 ｆｒ＝（ｆｂ１＋ｆｂ２）／２ …（３） ｆｄ＝（ｆｂ２−ｆｂ１）／２ …（４） ｆｒおよびｆｄが求まれば、目標物の距離Ｒと相対速度
Ｖを次の（５）（６）式により求めることができる。

【００３２】 Ｒ＝（Ｃ／（４・ΔＦ・ｆｍ））・ｆｒ …（５） Ｖ＝（Ｃ／（２・ｆ０））・ｆｄ …（６） ここに、Ｃは光の速度、ｆｍはＦＭ変調周波数である。

【００３３】ところで、ＤＢＦ処理によるアンテナビー
ムの生成および走査は、各素子アンテナＲｘ１〜Ｒｘ
（ｎ）において受信される受信信号の位相差を利用す
る。

【００３４】図２に示すように、図示省略したターゲッ
トからの反射電波５２が、素子アンテナＲｘ１〜Ｒｘ
（ｎ）の正面方向５１に対して角度θで入射したとする
と、各素子アンテナＲｘ１〜Ｒｘ（ｎ）に到達する反射
電波５２の等位相面は符号５３で示した破線のようにな
る。

【００３５】図３は、図２の破線円の部分を拡大したし
た図である。基準素子アンテナＲｘ１に到達する反射電
波の伝搬経路長に対する素子アンテナＲｘ２に到達する
反射電波の伝搬経路長は距離５４だけ長くなる。したが
って、その分だけ素子アンテナＲｘ２に到達する電波の
位相が基準素子アンテナに到達する電波の位相よりも遅
れる。

【００３６】素子アンテナＲｘ１とＲｘ２の間隔をｄと
すると、距離５４はｄsinθで表すことができ、その位
相遅れ量は、（ｄsinθ）／λとなる。ここに、λは送
信信号のキャリア波長である。

【００３７】その他の素子アンテナＲｘ３〜Ｒｘ（ｎ）
が素子アンテナＲｘ２に続いて順に間隔ｄで配列されて
いるとすると、各素子アンテナＲｘ３〜Ｒｘ（ｎ）の基
準素子アンテナに対する位相遅れ量は、（２・ｄsin
θ）／λ、（３・ｄsinθ）／λ、……、（（ｎ−１）
ｄsinθ）／λとなる。

【００３８】各素子アンテナＲｘ１〜Ｒｘ（ｎ）で受信
した電波の位相は、ミキサ２４でビート信号に置換さ
れ、さらに、Ａ／Ｄ変換器２７でデジタル信号に変換さ
れても保存されている。

【００３９】したがって、ＤＢＦプロセッサ２８におい
て、基準素子アンテナＲｘ１以外の素子アンテナの信号
について、ディジタル演算により上述の位相遅れ量だけ
位相を進めてやれば、θ方向からの電波が全素子アンテ
ナにおいて同位相で受信されたことになり、指向性がθ
方向に向けられたことになる。すなわち、アレーアンテ
ナ１のアンテナビームがθ方向に向けられたことにな
る。θの値を所定範囲で連続的に変化させれば、アンテ
ナビームをその所定範囲で実質的に走査させることがで
きる。

【００４０】アンテナビームが形成できれば、その方向
にあるターゲットの距離および相対速度を上述したＦＭ
−ＣＷレーダ装置の探知原理により求めることができ
る。

【００４１】以上説明したように、アンテナビームを正
確に形成し走査するためには、各素子アンテナで受信し
たターゲットからの反射電波の位相情報を正しくＤＢＦ
プロセッサ２８に伝達する必要がある。

【００４２】ところが、低雑音増幅器ＬＮＡ１〜ＬＮＡ
（ｍ）は能動素子であるために、温度変化や経年変化に
より、位相の遅れや進みを生じさせる。この位相の遅れ
や進みの程度は、低雑音増幅器ＬＮＡ１〜ＬＮＡ（ｍ）
によってまちまちであるため、素子アンテナグループ間
において、位相誤差が発生する。

【００４３】なお、第２低雑音増幅器２３でも温度変化
や経年変化による位相の遅れや進みはあるが、単一であ
るため、素子アンテナ間の位相誤差とはならない。

【００４４】本実施形態では、その位相誤差を補正する
ための位相補正値を求め、その位相補正値を用いて各素
子アンテナ別受信信号の位相補正をＤＢＦプロセッサ２
８にて行う。すなわち、ＤＢＦプロセッサ２８は、位相
補正値検出手段と位相補正手段を備える。

【００４５】図４は、ＤＢＦプロセッサ２８における位
相補正値検出処理おより位相補正処理を含む演算処理フ
ローを示すフローチャートである。

【００４６】ステップＳ１において、各素子アンテナ毎
のデジタルビート信号を取り込む。つづいてステップＳ
２において、取り込んだデジタルビート信号に対して高
速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を施す。

【００４７】つぎに、ステップＳ３において、初期位相
差検出指令が出ているか否かを判断し、初期位相差検出
指令が出ていると判断されたときに、ステップＳ４に移
行して、基準素子アンテナＲｘ１に対する他の素子アン
テナＲｘ２〜Ｒｘ（ｎ）との間の初期位相差Δ２〜Δｎ
を検出する。

【００４８】初期位相差検出は、通常はこのレーダ装置
を出荷する際において検査官によるスイッチ操作等によ
りその指令がなされ、基準ターゲットからの反射電波を
用いて素子アンテナ間の位相差を求めることにより達成
される。この初期位相差は、つぎに初期位相差の検出指
令が出されるまで記憶部に保持され、ＤＢＦ合成時に位
相補正値の一つとして用いられる。

【００４９】具体的には、アレーアンテナ１の前方数十
メートルで方位角度０度方向に標準反射体を設置してレ
ーダ装置を動作させる。このとき、標準反射体が十分に
離れていれば、各素子アンテナにおいて受信される反射
波の位相は同位相とみなすことができる。しかし、実際
には各素子アンテナのチャネル別の経路差や経路途中に
ある回路要素の製造誤差などから位相差が生じる。この
位相差が初期位相差である。

【００５０】レーダ装置のユーザーによる通常使用時に
は、初期位相差検出のための特殊なスイッチ操作がなさ
れないのでステップＳ３で否定され、ステップＳ５に移
行する。ステップＳ５では、基準素子アンテナの受信信
号に関するパワースペクトラムについて、ピークをサー
チする。

【００５１】つづいて、ステップＳ６において、検出し
たピークが所定のしきい値よりも大きいか否かを判断す
る。ピーク値がしきい値以下である場合には、目標ター
ゲットが存在しないとして、ステップＳ１に戻る。

【００５２】ここでのしきい値は、目標とするターゲッ
トに応じて適宜設定することができる。たとえば、この
レーダ装置が車載用レーダ装置であるとき、所定範囲を
先行する車両からの反射電波であれば得られるであろう
パワー値の最低値をしきい値すれば、所定範囲に先行車
両が存在しないときには、後段のＤＢＦ演算が回避され
る。

【００５３】ステップＳ６において肯定判断がなされた
ときには、ステップＳ７に移行し、ピーク周波数におけ
る基準素子アンテナＲｘ１に対する素子アンテナＲｘ２
〜Ｒｘ（ｎ）の実測位相差φ２〜φｎを検出する。

【００５４】いま、基準素子アンテナＲｘ１に対する素
子アンテナＲｘ２〜Ｒｘ（ｎ）の初期位相差（ステップ
Ｓ５で検出され記憶保持されている）をΔ２〜Δｎと
し、温度変化や経時変化に起因する低雑音増幅器ＬＮＡ
１〜ＬＮＡ（ｍ）での位相変化をΔ´１〜Δ´ｍとする
と、検出された実測位相差φ２〜φｎは、 φ２≒ ｄ／λ・sinθ ＋ Δ２ φ３≒ ２・ｄ／λ・sinθ ＋ Δ３ φ４≒ ３・ｄ／λ・sinθ ＋ Δ４ ＋ （Δ´２〜Δ´１） φ５≒ ４・ｄ／λ・sinθ ＋ Δ５ ＋ （Δ´２〜Δ´１） φ６≒ ５・ｄ／λ・sinθ ＋ Δ６ ＋ （Δ´２〜Δ´１） φ７≒ ６・ｄ／λ・sinθ ＋ Δ７ ＋ （Δ´３〜Δ´１） ・ ・ ・ ・ ・ ・ ・ ・ ・ φｎ≒（ｎ−１）・ｄ／λ・sinθ＋Δ（ｎ）＋（Δ´ｍ〜Δ´１） と書ける（第１式群）。

【００５５】第１式群の各式における右辺第１項は、図
２および図３を用いて説明した伝搬経路差に基づく位相
差である。また、実際には受動回路も温度変化や経年変
化により位相の遅れや進みが生じるが、その影響は極僅
かであるためそれらは省略し、代わりに各式において≒
を用いている。

【００５６】ステップＳ８では、ステップＳ７で求めた
実測位相差φ２〜φｎからステップＳ５で求めた初期位
相差Δ２〜Δｎを減じ、初期位相補正された実測位相差
φ´２〜φ´ｎを求める。初期位相補正された実測位相
差φ´２〜φ´ｎは、 φ´２＝φ２−Δ２≒ ｄ／λ・sinθ φ´３＝φ３−Δ３≒ ２・ｄ／λ・sinθ φ´４＝φ４−Δ４≒ ３・ｄ／λ・sinθ ＋ （Δ´２〜Δ´１） φ´５＝φ５−Δ５≒ ４・ｄ／λ・sinθ ＋ （Δ´２〜Δ´１） φ´６＝φ６−Δ６≒ ５・ｄ／λ・sinθ ＋ （Δ´２〜Δ´１） φ´７＝φ７−Δ７≒ ６・ｄ／λ・sinθ ＋ （Δ´３〜Δ´１） ・ ・ ・ ・ ・ ・ φ´ｎ＝φｎ−Δｎ≒（ｎ−１）・ｄ／λ・sinθ ＋ （Δ´ｍ〜Δ´１） と表すことができる（第２式群）。

【００５７】つぎに、ステップＳ９では、第１グループ
内の初期位相補正された実測位相差φ´２およびφ´３
をつぎに示す（７）式を用いて平均することにより、隣
接する素子アンテナ間の伝搬経路差に基づく実測伝搬経
路位相差Φ（理論式のｄ／λ・sinθに相当する）を求
める。

【００５８】 Φ＝（φ´２＋φ´３／２）／２ …（７） つぎに、ステップＳ１０では、実測伝搬経路位相差Φを
用いて基準素子アンテナＲｘ１に対する素子アンテナＲ
ｘ２〜Ｒｘ（ｎ）の推定位相差｛φ２｝〜｛φｎ｝を求
める。

【００５９】 ｛φ２｝＝Φ ｛φ３｝＝２・Φ ｛φ４｝＝３・Φ ｛φ５｝＝４・Φ ｛φ６｝＝５・Φ ｛φ７｝＝６・Φ ・ ・ ・ ・ ・ ・ ｛φｎ｝＝（ｎ−１）Φ …（第３式群） さらに、ステップＳ１１において、第４素子アンテナＲ
ｘ４以降について、初期位相補正された実測位相差φ´
４〜φ´ｎと推定位相差｛φ４｝〜｛φｎ｝との誤差σ
４〜σｎを求める。Φはｄ／λ・sinθの実測値に他な
らないから、第２式群と第３式群から誤差σ４〜σｎ
は、 となる（第４式群）。

【００６０】ステップＳ１２において、この誤差σ４〜
σｎのいずれかが所定のしきい値よりも大きければ、ス
テップＳ１３に移行し、初期位相差にステップＳ１１で
求めた誤差を加えたものを位相補正値とする。すなわ
ち、各素子アンテナ別の位相補正値Ｃ１〜Ｃｎを、 とする（第５式群）。

【００６１】ステップＳ１２において否定されたときに
はステップＳ１４に移行し、初期位相差のみを位相補正
値とする。すなわち、位相補正値Ｃ１〜Ｃｎを、 とする（第６式群）。

【００６２】ステップＳ１５では、ステップＳ１３また
は１４において求められた位相補正値を用いて位相補正
を行い、補正後のデジタルビート信号に対してＤＢＦ演
算を施す。

【００６３】本実施形態では、素子アンテナＲｘ１〜Ｒ
ｘｎに対応するすべてのデジタルビート信号を用いてＤ
ＢＦ処理が施される。すなわち、すべての素子アンテナ
Ｒｘ１〜Ｒｘｎによって受信アンテナであるアレーアン
テナが構成されているが、第１グループの素子アンテナ
Ｒｘ１〜Ｒｘ３を位相補正専用に用いる比較用素子アン
テナとし、第２グループ以降の素子アンテナＲｘ４〜Ｒ
ｘｎで受信用のアレーアンテナを構成してもよい。

【００６４】

【発明の効果】以上説明したように、本発明のＤＢＦレ
ーダ装置によれば、低雑音増幅器の温度変化や経時変化
による位相の遅れや進みを相殺する位相補正値を素子ア
ンテナ別に位相補正値検出手段で検出し、位相補正手段
において各素子アンテナに対応するデジタルビート信号
に対してそれぞれの位相補正値を用いた位相補正を行う
ので、アンテナビームの合成を正確に行うことができ
る。そのため、低雑音増幅器の経時変化や温度変化に起
因するターゲットの誤検知を抑制でき、高い検出精度を
維持することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施形態であるＤＢＦレーダ装置の
構成を示す図。

【図２】各素子アンテナＲｘ１〜Ｒｘｎにおけるターゲ
ットからの反射電波の受信状態を説明する図。

【図３】図２の一部を拡大した図。

【図４】本実施形態の動作を示すフローチャート。

【符号の説明】

１…アレーアンテナ、２…受信回路部、３…送信回路
部、４…送信アンテナ、Ｒｘ１〜Ｒｘｎ…素子アンテ
ナ、ＳＷ１〜ＳＷ（ｍ）…前段切換スイッチ、ＬＮＡ１
〜ＬＮＡ（ｍ）…低雑音増幅器、２１…後段切換スイッ
チ、２３…第２低雑音増幅器、２７…Ａ／Ｄ変換器、２
８…ＤＢＦプロセッサ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J021 AA05 AA06 CA06 DB02 DB03 DB04 EA04 FA14 FA15 FA16 FA17 FA20 FA26 FA29 FA31 FA32 GA02 HA05 HA10 5J070 AB17 AB24 AC02 AC06 AD09 AD10 AE01 AF03 AH35 AH40 AK22 BA01

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】基準素子アンテナを含む複数の素子アンテ
   ナが配列されたアレーアンテナと、前記各素子アンテナ
   で受信した素子アンテナ別の受信信号を増幅した後にダ
   ウンコンバートしてデジタル信号に変換し、そのデジタ
   ル受信信号に対してデジタル演算処理を施して前記アレ
   ーアンテナのアンテナビームの生成および走査を行うこ
   とによりターゲットの検知を行う受信回路部とを備え、 前記複数の素子アンテナは複数のグループに分割されて
   おり、前記受信回路部には前記各グループ毎に前記素子
   アンテナ別受信信号の増幅を行う増幅器が１個ずつ設け
   られ、前記各増幅器の入力端子には自己のグループに属
   する複数の素子アンテナが切換スイッチを介して接続さ
   れているディジタル・ビーム・フォーミング（ＤＢＦ）
   レーダ装置において、 前記受信回路部は位相補正値検出手段と位相補正手段を
   備えており、 前記位相補正値検出手段は、前記デジタル受信信号につ
   いて、前記基準素子アンテナと前記他の素子アンテナと
   の位相差を検出し、 検出された位相差のうち前記基準素子アンテナを含むグ
   ループに属する他の素子アンテナの検出位相差を基準と
   して、他のグループに属する素子アンテナの位相差を推
   定し、 前記他のグループに属する各素子アンテナ毎にその推定
   位相差と前記検出位相差とを比較して位相補正値を求め
   るものであり、 前記位相補正手段は前記位相補正値を用いて前記デジタ
   ル受信信号の位相補正を行うものであることを特徴とす
   るＤＢＦレーダ装置。
2. 【請求項２】複数の素子アンテナが配列されたアレーア
   ンテナと、前記各素子アンテナで受信した素子アンテナ
   別の受信信号を増幅した後にダウンコンバートしてデジ
   タル信号に変換し、そのデジタル受信信号に対してデジ
   タル演算処理を施して前記アレーアンテナのアンテナビ
   ームの生成および走査を行うことによりターゲットの検
   知を行う受信回路部とを備え、 前記複数の素子アンテナは複数のグループに分割されて
   おり、前記受信回路部には前記各グループ毎に前記素子
   アンテナ別受信信号の増幅を行う増幅器が１個ずつ設け
   られ、前記各増幅器の入力端子には自己のグループに属
   する複数の素子アンテナが切換スイッチを介して接続さ
   れているディジタル・ビーム・フォーミング（ＤＢＦ）
   レーダ装置において、 前記アレーアンテナは、基準素子アンテナを含む複数の
   比較用素子アンテナを備え、 前記受信回路部は位相補正値検出手段と位相補正手段を
   備えており、 前記位相補正値検出手段は、前記基準素子アンテナのデ
   ジタル受信信号と前記基準素子アンテナ以外の前記比較
   用素子アンテナおよび前記素子アンテナのデジタル受信
   信号との位相差を検出し、 前記比較用素子アンテナの検出位相差を基準として、前
   記素子アンテナの検出位相差を推定し、 前記各素子アンテナ毎に前記推定位相差と前記検出位相
   差とを比較して位相補正値を求めるものであり、 前記位相補正手段は前記位相補正値に従って前記デジタ
   ル受信信号の位相補正を行うものであることを特徴とす
   るＤＢＦレーダ装置。