DE3689445T2

DE3689445T2 - Schutzschaltung für einen Bipolartransistor mit isoliertem Gate.

Info

Publication number: DE3689445T2
Application number: DE3689445T
Authority: DE
Inventors: Chihiro Okado
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1985-02-08
Filing date: 1986-02-05
Publication date: 1994-07-14
Anticipated expiration: 2006-02-06
Also published as: EP0190925B1; EP0190925A2; US4721869A; AU1371288A; DE3689445D1; EP0190925A3; CN86101151A; AU568446B2; KR860006841A; AU5326086A; AU593729B2; CN1006266B; KR900008276B1

Description

Diese Erfindung betrifft eine Schutzschaltung für einen bipolaren Transistor mit isoliertem Gate (hiernach als IGBT bezeichnet), welche das Gate des IGBT sicher ohne begleitende überlaststrom-Erscheinungen treibt.
Viele Typen von Leistungswandlern, die Gleichstrom in Wechselstrom oder Wechselstrom in Gleichstrom unter Verwendung von IGBT-Elementen umwandeln, sind vorgeschlagen worden. Dieser IGBT hat ein isoliertes Gate und wird in einem bipolaren Modus betrieben. Der IGBT hat die Merkmale kurzer Schaltzeiten und geringer Einschaltspannungen. Daher ermöglicht dieses Element die Miniaturisierung, geringe Kosten und Hochfrequenz-Steuerung hoher Leistung, was durch herkömmliche bipolare Transistoren oder MOS-FETs nicht geleistet werden kann.
Fig. 1 ist ein Schaltungsdiagramm eines Fundamental-Choppers, der einen IGBT benutzt. Gemäß Fig. 1 sind ein IGBT 1 und eine Last 3 in Reihe an beide Anschlüsse einer Gleichstrom-Spannungsquelle 2 geschaltet. Energie wird auf die Last 3 aufgegeben, indem der IGBT 1 gesteuert ein- und ausgeschaltet wird.
Um die Ein-Aus-Steuerung des IGBT 1 zu erreichen, werden seriell verschaltete Energiequellen 4 und 5 für das Gate und ein seriell verschalteter NPN-Transistor 6 und ein PNP-Transistor 7 parallel geschaltet, und der gemeinsame Verbindungspunkt der Transistoren 6 und 7 wird mit dem Gate-Anschluß des IGBT 1 verbunden. Darüberhinaus werden die Basen der Transistoren 6 und 7 gemeinsam mit einem Eingangsanschluß für die Treiberspannung verbunden.
Wenn ein positives Signal auf den Eingangsanschluß 8 gegeben wird, schaltet sich der Transistor 6 ein, und die positive Spannung wird von der Spannungsquelle 3 an das Gate des IGBT 1 geliefert, was zu einem Einschalten des IGBT 1 führt.
Andererseits wird, wenn ein negatives Signal an den Eingangsanschluß 8 gegeben wird, negative Spannung an das Gate des IGBT 1 gelegt, um ihn abzuschalten.
Für diesen Fall ist die Beziehung zwischen der EIN-Spannung, das heißt, einer Spannung VCE zwischen Kollektor und Emitter, wenn der IGBT in seinem EIN-Zustand ist, und dem EIN-Strom, das heißt, einem Kollektorstrom IC, wenn der IGBT in seinem EIN-Zustand ist, in der graphischen Darstellung der Fig. 2 gezeigt. Die Beziehung zwischen der Kollektor-Emitter-Spannung und dem maximalen Kollektorstrom ICMAX ist in Fig. 3 gezeigt.
Aus Fig. 2 ist ersichtlich, daß der IGBT Eigenschaften hat, die zwischen denen von Transistor und Thyristor liegen, das heißt, er zeigt Konstantstromkennlinien ähnlich wie ein Transistor im niederen Gate-Spannungsbereich und einen geringen Spannungsabfall im hohen Gate-Spannungsbereich.
Es wird deutlich, daß, wenn der IGBT bei einer höheren Gate-Spannung VGE getrieben wird, die EIN-Spannung VCE desto geringer ist, so daß der Leistungsverlust des IGBT 1 erniedrigt wird.
Jedoch gibt es ein Problem dahingehend, daß der IGBT oftmals aufgrund von Überlaststrom in dem Bereich, wie er durch Schraffurlinien in Fig. 3 gezeigt ist, zusammenbricht, wenn ein Kurzschlußereignis der Last 3 in Fig. 1 auftritt, da die Spannung der Gleichspannungsquelle direkt über Kollektor und Emitter gelegt wird.
Wenn man ein solches Ereignis betrachtet, tritt, wenn der IGBT bei einer niedrigen Gate-Spannung VGE betrieben wird, ein weiteres Problem auf, daß der Leistungsverlust zunimmt, da die Spannung VCE zunimmt.
Fig. 4 zeigt die Schaltkennlinien eines IGBT, wobei die Kollektor-Emitter-Spannung VCE mit einer Zeitverzögerung Td nach dem Umschalten der Gate-Spannung VGE vom Negativen zum Positiven beginnt abzufallen, und sie fällt bei Tf unter 10 V. Für einen Hochgeschwindigkeits-IGBT beträgt Td ungefähr 0,5 us, und Tf beträgt ungefähr 1 us.
Somit ist es schwierig festzustellen, ob ein Kurzschlußereignis auftritt oder nicht, wenn es nicht bestimmt wird, ob die hohe Kollektor-Emitter-Spannung entweder durch eine Überlaststrom- oder durch eine vorübergehende Erscheinung verursacht wird, da die Einschalteoperation die Verzögerung im Hinblick auf die Gate-Spannung VGE hat.
In dem Fall einiger Typen von IGBTs ist der direkte Kurzschluß verboten.
Als ein solcher Typ des IGBT ist der IGT (Transistor mit isoliertem Gate) der GE Corporation bekannt und beispielsweise in "Application of Insulated Gate Transistors (Anwendung von Transistoren mit isoliertem Gate)" (Factory Electronics, 1983) eingeführt.
Die Fig. 5 zeigt das Gebiet eines sicheren Betriebes (SOA) eines solchen IGBT, und es wird verstanden, daß beispielsweise das Element mit einem Gate-Emitter-Widerstand RGE = 5 kΩ immer sicher betrieben werden kann, wenn der Kollektorstrom auf 20 A oder weniger begrenzt wird.
Wenn jedoch der Strom, der größer ist als der festgelegte maximale Strom, abgeschaltet wird, tritt die sogenannte Sperrungserscheinung auf, und der Kollektorstrom IC kann nicht zu 0 gemacht werden, wenn die Gate-Spannung VGE zu 0 gemacht wird. Darüberhinaus wird das Element wegen der Zunahme der Stromdichte in dem Element beschädigt werden. Daher ist es notwendig zu verhindern, daß ein Betrieb des IGBT außerhalb des SOA stattfindet.
Die EP-A-72523 offenbart eine Schutzschaltung für einen MOS-FET-Transistor, bei der ein Fehlerstrom erfaßt wird, indem die Drain-Source-Spannung erfaßt wird.
Diese Schaltung weist eine Gatespannungs-Eingangsschaltung zum Umwandeln des eingegebenen Steuersignales, um ein Treibersignal mit einer Gatespannung zu erzeugen und dieses zu einem Gate des IGBT zu führen, eine Last, die mit dem IGBT verbunden ist, eine erste Detektorschaltung, die mit dem IGBT parallel verbunden ist, zum Erfassen einer Kollektor-Emitter-Spannung des IGBT, und eine Einstellschaltung zum Senken der Gatespannung, wenn die von der ersten Detektorschaltung erfaßte Kollektor-Emitter-Spannung aufgrund eines Fehlers nicht kleiner als ein vorgegebener Wert ist, auf. In diesem Fall wird die Gatespannung des MOS-FET abgeschnitten, wenn ein Kurzschlußstrom erfaßt wird. Eine solche Schaltung könnte zu einer fehlerhaften Operation führen, bei der normaler Strom abgeschaltet wird.
Auf Seite 20 des Bandes 14D von "Circuit Designer's Casebook (Beispielbuch für Schaltkreisdesigner)", veröffentlicht von MacGraw Hill, USA, gibt es einen Artikel von W.J. Riley mit dem Titel "Adding foldback resistor provides overload safety (das Hinzufügen eines Kurzschluß-Widerstandes gibt Überlastsicherheit)", der beschreibt, wie ein zusätzlicher Widerstand in einen strombegrenzende Energie-Zufuhreinrichtung eingefügt werden kann, um einen wirksamen Stromkurzschluß-Überlastschutz zu geben.
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Schutzschaltung für einen IGBT zur Verfügung zu stellen, welche den Leistungsverlust während des normalen Betriebes absenken kann.
Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Schutzschaltung für einen IGBT zur Verfügung zu stellen, die Schäden am IGBT vorbeugt, wenn ein überlaststrom-Ereignis auftritt.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine Schutzschaltung für einen bipolaren Transistor mit isoliertem Gate (IGBT) (1) zur Verfügung gestellt, mit einer Gatespannungs-Eingangsschaltung (6, 7) zum Umwandeln eines eingegebenen Steuersignales (Vg), um ein Treibersignal mit einer Gatespannung (VGE) zu erzeugen und dieses zu einem Gate des IGBT zu führen, einer Last (3), die mit dem IGBT verbunden ist, einer ersten Detektorschaltung (16, 17; 41, 42), die mit dem IGBT parallel verbunden ist, zum Erfassen einer Kollektor-Emitter-Spannung (VCE) des IGBT und mit einer Einstellschaltung zum Senken der Gatespannung (VGE), wenn die von der ersten Detektorschaltung erfaßte Kollektor-Emitter-Spannung (VCE) aufgrund eines Fehlers nicht kleiner als ein vorgegebener Wert ist, bei der die Einstellschaltung eine Vorrichtung (10, 12, 14; 40, 43, 44) aufweist, um eine normale Gatespannung (VGE) vorzusehen, wenn eine Kollektor-Emitter-Spannung des IGBT kleiner ist als der vorgegebene Wert, und um im Fehlerfall während einer ersten Zeitperiode eine niedrigere Gatespannung vorzusehen, die nicht kleiner als die Gate- Schwellenspannung des IGBT ist und die gemäß einer vorgegebenen Funktionskurve des maximalen Kollektorstromes (ICMAX bei der Kollektor-Emitter-Spannung (VCE) bestimmt wird, die innerhalb eines sicheren Arbeitsbereich (SOA)-Bereiches für eine Kollektor-Emitter-Spannung des IGBT gewählt ist, welche höher ist als der vorgegebene Wert, und um die Gate-Spannung auf weniger als die Gate-Schwellenspannung des IGBT abzusenken, um den Fehlerstrom nach Verstreichen der ersten Zeitperiode abzuschalten.
Die Erfindung wird nun genauer mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben, in denen:
Fig. 1 ein Schaltdiagramm einer herkömmlichen Treiberschaltung ist;
Fig. 2 eine graphische Darstellung ist, die die Beziehung zwischen VCE und IC zeigt;
Fig. 3 eine graphische Darstellung ist, die einen sicheren Arbeitsbereich (SOA) zeigt;
Fig. 4 ein Zeitdiagramm ist, das die Schaltkennlinien eines IGBT zeigt;
Fig. 5 eine graphische Darstellung ist, die den SOA einiger Typen von IGBTs zeigt;
Fig. 6 ein Schaltungsdiagramm einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist;
Fig. 7 eine Zeitdarstellung ist, die die Betriebsweise der Schaltung veranschaulicht, die in Fig. 6 gezeigt ist.
Fig. 8 ist ein Schaltungsdiagramm einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 9 ist eine weitere bevorzugte Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 10 ist ein Zeitdiagramm, das die Betriebsweise der Schaltung veranschaulicht, die in Fig. 9 gezeigt ist;
Fig. 11 ist noch eine weitere bevorzugte Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 12 ist ein Schaltungsdiagramm einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 13 ist eine graphische Darstellung, die die Beziehung zwischen VCE und VGE in der in Fig. 12 gezeigten Schaltung veranschaulicht;
Fig. 14 zeigt die Betriebsweise, die durch Steuern der Gate-Spannung erhalten wird; und
Fig. 15, 16, 17, 18 und 19 sind Schaltungsdiagramme von bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung.
Fig. 6 ist ein Schaltungsdiagramm einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, und dieselben Bezugsziffern wie in Fig. 1 gezeigt bezeichnen dieselben Elemente.
In Fig. 6 sind ein IGBT 1 und eine Last 3 mit einer Gleichspannungs-Energiezufuhr 2 in Reihe verschaltet, und seriell verschaltete Energiezufuhreinrichtungen 4 und 5 und ein seriell verschalteter NPN-Transistor 6 und ein PNP-Transistor 7 sind parallel verschaltet, das heißt, zwei Transistoren sind komplementär verbunden.
Die Basen der Transistoren 6 und 7 sind gemeinsam an den Eingangsanschluß 8 geschaltet. Eine Reihenschaltung, bestehend aus einem Widerstand 10, einem Kondensator 18, Widerständen 19 und 20, und eine Reihenschaltung, bestehend aus einem Widerstand 12, einer lichtemittierenden Diode 13a eines Photokopplers 13 und einem Transistor 14, sind über den Eingangsanschluß 8 und den gemeinsamen Verbindungspunkt zwischen die Energiezufuhreinrichtungen 4 und 5 geschaltet.
Der gemeinsame Emitter-Verbindungspunkt der Transistoren 6 und 7 ist über einen Widerstand 11 an das Gate des IGBT l geschaltet. Die Basis des Emitterfolger-Transistors 14 ist mit der positiven Elektrode der Spannungsquelle 5 durch eine Diode 15 verbunden, dann mit der negativen Elektrode der Spannungsquelle 5 über einen Widerstand 16 verbunden und dann mit dem Kollektor des IGBT 1 über einen Widerstand 15 verbunden.
Ein NPN-Transistor 21 ist über der Basis des Transistors 14 und der positiven Elektrode der Spannungsquelle 5 vorgesehen, und die Basis des Transistors 21 ist mit dem gemeinsamen Verbindungspunkt der Widerstände 19 und 20 verbunden.
Ein Phototransistor 13b des Photokopplers 13 ist mit der positiven Spannungsquelle, nicht gezeigt, über einen Widerstand 24 verbunden, und dieser Transistor 13b wandelt die Spannung, die an dem gemeinsamen Verbindungspunkt des Transistors 13b und des Widerstandes 24 erzeugt wird, auf den logischen Pegel um. Dieses logische Pegelsignal wird in die Latch-Schaltung 23 eingegeben, und die Ausgabe der Latch-Schaltung 23 wird in eine UND-Schaltung eingegeben, welche die logische Multiplikation der Ausgabe der Latch- Schaltung 23 und des Steuersignals VG ausgibt.
Die Betriebsweise der Schaltung, die in Fig. 6 gezeigt ist, wird mit Bezug auf ein Zeitablaufdiagramm erläutert, das in Fig. 7 gezeigt ist. In Fig. 7 zeigt (a) die Gatespannung des IGBT 1, (b) EIN- und AUS-Zustände des Transistors 21, (c) die Kollektor-Emitter-Spannung des IGBT 1 und (d) den Kollektorstrom des IGBT 1. In diesen Ablaufdiagrammen bezeichnet die durchgezogene Linie den Zustand, wenn keine Anomalitäten bei der Last 3 vorliegen, und die kurz gestrichelte Linie bezeichnet den Zustand, wenn die Last 3 in einem Kurzschlußzustand oder nahe einem Kurzschlußzustand ist.
Zunächst, wenn die Last 3 in einem normalen Zustand ist, zum Zeitpunkt t&sub0;, ändert sich das Treibersignal VS von negativ nach positiv, der Transistor 21 schaltet sich EIN, nach einer vorbestimmten Zeit t&sub3;, die durch den Kondensator 18 und den Widerstand 19 festgelegt ist, die eine Differentialschaltung bilden, da der Basisstrom an den Transistor 21 geliefert wird. Wenn der Transistor 21 einschaltet, werden Basis und Emitter des Transistors 14 kurzgeschlossen, und der Transistor 14 schaltet sich ab, so daß kein Strom durch die lichtemittierende Diode des Photokopplers fließt. Daher wird die Spannung V&sub8; hoch, und nachdem dieses Hochpegelsignal verstärkt wird, wird es auf das Gate des IGBT 1 als Gatespannung VGE gelegt. Wie oben beschrieben, schaltet sich der IGBT mit der Verzögerungszeit Td ein, beginnt den Einschaltbetrieb bei t&sub1; und beendet den Einschaltbetrieb bei t&sub2;.
Bei t&sub3; schaltet sich der Transistor 21 ab, und eine umgekehrte Vorspannung wird über die Basis und den Emitter des Transistors 14 gelegt, da diese Vorspannung von dem Strom erzeugt wird, der durch die Diode 15 und den Widerstand 16 fließt. Daher schaltet sich der Transistor 14 nicht an, bis der Strom von dem Kollektor des IGBT hindurch und durch den Widerstand 17 fließt, wobei dieser Strom größer sein muß als der Strom, der durch die Diode 15 und den Widerstand 16 fließt.
Bei dieser Ausführungsform wird der Wert des Widerstandes 17 so gewählt, daß der Transistor 14 eingeschaltet wird, wenn die Kollektor-Emitter-Spannung VCE 10% des Wertes der Gleichspannungsquelle 2 wird.
Wenn somit der Transistor 21 abgeschaltet wird, schaltet sich der Transistor 14 nicht an, so daß die Gate-Spannung VGE während der Zeit positiv gehalten wird, wenn die Steuerspannung VG positiv ist, und der Kollektorstrom IC fließt, wie in Fig. 7(d) gezeigt. Nach t&sub3;, wenn die Kollektor-Emitter-Spannung VCE 1 V oder weniger beträgt, kann der IGBT in einem Modus mit niedrigem Verlust betrieben werden.
Als nächstes, wenn die Last 3 in einem Zustand nahe einem Kurzschluß ist und bei t&sub0; das Treibersignal VS sich von negativ in positiv ändert, leitet der IGBT eine Einschaltoperation ein, und der Kollektorstrom IC' steigt schnell an. Wenn der Kollektorstrom IC' des IGBT 1 das Dreifache bis das Sechsfache des Nennstromes erreicht, nimmt die Kollektor- Emitter-Spannung VCE' auch schnell zu. Als Ergebnis, wenn der Strom größer ist als der Vorspannungsstrom, der durch den Widerstandswert des Widerstandes 16 bestimmt ist, und die Spannung der Spannungsquelle 15 fließt, wird der Transistor 14 eingeschaltet. Folglich wird das Treibersignal VS in der Spannung durch die Widerstände 10 und 12 geteilt und die Gatespannung VGE' fällt unter die Hälfte des Spitzenwertes zum Zeitpunkt t&sub4;.
Wenn die Gatespannung VGE' abfällt, wie in Fig. 7 gezeigt, tritt der Operationsmodus des IGBT 1 in den Bereich ein, in dem Kollektorstrom klein ist und die Kollektor-Emitter-Spannung VCE' dazu neigt anzuwachsen. Da darüberhinaus der IGBT eine Konstantstromkennlinie innerhalb des Bereiches hat, nimmt der Kollektorstrom IC' schnell ab.
Wegen des Anschaltens des Transistors 14 wird an die lichtemittierende Diode 13a des Photokopplers 13 Strom geliefert, so daß sie Licht emittiert, und der Empfänger, der Phototransistor 13b, schaltet sich ein, und die Eingangsspannung der Latch-Schaltung 23 fällt ab. Da die Latch-Schaltung 23 ein Verzögerungselement hat, ändert sich der Ausgang des Latch 23 auf den "L"-Pegel bei t&sub5;. Demgemäß ändert sich das Treibersignal V&sub5; auf den "L"-Pegel, selbst wenn das Steuersignal VG mit "H"-Pegel in die UND-Schaltung 22 eingegeben wird. Daher ändert sich die Gatespannung VGE' ins Negative, um den vorliegenden Strom zu unterbrechen, und dann wird der Kollektorstrom IC' perfekt zu 0.
Der Grund, warum die Latch-Schaltung das Verzögerungselement hat, ist es, den Fehlbetrieb zuverhindern und die Überspannung während der Abbruchoperation bei der zweistufigen Abbruchoperation zu unterdrücken, bei der der vorliegende Strom bei t&sub4; in Fig. 8 zunächst abgesenkt und dann der Kollektorstrom zu 0 gemacht wird. Man hat herausgefunden, daß das effektive Zeitintervall zwischen t&sub0; und t&sub3; 2-3 us beträgt und daß das effektive Zeitintervall zwischen t&sub3; und t&sub5; 5-10 us beträgt.
Fig. 8 ist ein Schaltungsdiagramm einer weiteren Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung, und die Elemente, die mit denselben Ziffern wie in Fig. 6 bezeichnet werden, zeigen dieselben Elemente. Um einen Ladungsstrom mit einer Zeitkonstanten zu liefern, das heißt, den Strom, der durch den Kondensator 18 und die Widerstände 19 und 20 zu der Diode 15 fließt, wird der Emitter des Transistors 21 mit der negativen Elektrode der Spannungsquelle 5 über einen Widerstand 30 verbunden, und der Anschluß des Widerstandes 20 wird mit der negativen Elektrode der Energiezufuhreinrichtung 5 verbunden.
Gemäß Fig. 8 steigt der Kollektorstrom des Transistors 21 einmal zu einem Zeitpunkt, wenn das Treibersignal VS sich nach positiv ändert, und dann fällt er exponentiell ab.
Diese Schaltungszusammensetzung macht es möglich, Ereignisse schneller entsprechend dem Abfall in der Kollektor-Emitter- Spannung VCE zu erfassen, der aufgrund der Einschaltkennlinien des IGBT 1 auftritt.
Fig. 9 ist ein Schaltdiagramm einer weiteren Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung. Bei dieser Ausführungsform wird die seriell verschaltete Schaltung, die aus einem Kondensator 18, Widerständen 19 und 20 und einem Transistor 21 besteht, aus der in Fig. 6 gezeigten Schaltung entfernt, und ein Kondensator 31 wird zu dem Widerstand 10 parallel geschaltet.
Fig. 10 ist ein Zeitablaufdiagramm zum Erläutern der Betriebsweise, wobei (a) Änderungen in der Gatespannung des IGBT 1 zeigt, (b) die Änderungen in der Kollektor-Emitter-Spannung zeigt und (c) die Änderungen im Kollektorstrom des IGBT 1 zeigt. In diesem Ablaufdiagramm zeigen die durchgezogenen Linien den Zustand, in dem keine Anomalität bei der Last 3 auftritt, und die kurz gestrichelten Linien zeigen den Zustand, wenn die Last 3 in einem Kurzschlußzustand ist.
Bei dieser Ausführungsform ist der Transistor 14 zum Zeitpunkt t&sub0; in einem EIN-Zustand, und wenn sich das Treibersignal V&sub5; nach positiv ändert, ist die Treiberspannung V8 gleich dem momentanen Pegel des Treibersignals VS. Zu dem Zeitpunkt, wenn die Last in einem Kurzschlußzustand ist, nimmt der Kollektorstrom IC' schnell zu, jedoch nimmt die Kollektor-Emitter-Spannung VCE' nicht ab, und der Transistor 14 hält einen EIN-Zustand. Während die Gatespannung VGE' mit der Abnahme des Ladungsstromes für-den Kondensator 31 abnimmt, ist bei t&sub4; die Gatespannung VGE' gleich dem normalen Wert, so daß der Kollektorstrom IC' abgesenkt wird.
Wenn die Last 3 in einem normalen Zustand ist, verringert sich die Gatespannung VGE leicht und kehrt bald zur Normalspannung zurück, da sich die Kollektor-Emitter-Spannung VCE zum Zeitpunkt t&sub1; als ein Ergebnis des Anschaltens des IGBT 1 verringert. Zu diesem Zeitpunkt wird die Kollektor-Emitter-Spannung VCE gering, was einen vollständig gesättigten Modus anzeigt. Dies macht es möglich, mit minimalem Verlust zu arbeiten.
Bei der obigen Ausführungsform ist der Spannungseinstellschaltkreis, bestehend aus einem Widerstand 12, der lichtemittierenden Diode 13a des Photokopplers und einem Transistor 14, mit den Basen komplementär verschalteter Transistoren 6 und 7 verbunden. Wenn jedoch der Energieverlust ein geringes Problem ist, kann der Spannungseinstellschaltkreis mit dem gemeinsamen Emitterpunkt der Transistoren 6 und 7 verbunden werden.
Darüberhinaus ist die Technik des Absenkens der Gatespannung, wenn die Kollektor-Emitter-Spannung den vorbestimmten Wert überschreitet, beim überstrom-Schutz allgemeiner FETs anwendbar.
Fig. 11 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine weitere Ausführungsform der Erfindung zeigt. Gemäß Fig. 11 ist der in Fig. 6 gezeigte Photokoppler 13 entfernt, und ein Stromdetektor 32 ist zwischen dem Emitter des IGBT 1 und der negativen Elektrode der Energiequelle 2 vorgesehen. Die Ausgabe des Stromdetektors 32 wird über einen Pegeldetektor 33 in die Latch-Schaltung 23 eingegeben.
Bei dieser Schaltung wird der momentane Kollektorstrom direkt von dem Stromdetektor 32 erfaßt, und wenn der Kollektorstrom den vorbestimmten Wert überschreitet, wird die Kollektor- Emitter-Spannung durch dieselbe Operation wie oben beschrieben eingestellt.
Fig. 12 ist ein Schaltungsdiagramm einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Gemäß Fig. 12 wird die Spannung der Energiequelle 4 an das Gate IGBT 1 durch die komplementär verschalteten Transistoren 6 und 7 gelegt, an deren gemeinsamem Basisverbindungspunkt das Treibersignal VS angelegt wird. An den gemeinsamen Basisverbindungspunkt, wie oben erwähnt, wird der Kollektor des NPN-Transistors 44 geschaltet, der Emitter des Transistors 44 wird an die negative Elektrode der Energiequelle 4 über einen Widerstand 43 gelegt und die Basis des Transistors 44 wird über einen Widerstand 41 an den Kollektor IGBT 1 gelegt. Eine Zenerdiode 45 und ein Widerstand 42 sind parallel über die Basis des Transistors 44 und die negative Elektrode der Energiequelle 4 geschaltet.
Es sollte bemerkt werden, daß die Fig. 12-17 bevorzugte Ausführungsformen des Überstromteiles der Erfindung betreffen, wobei der Abschaltteil weggelassen ist.
Die Betriebsweise dieser Schaltung ist wie folgt:
Die Widerstände 41 und 42 bilden einen Spannungsteiler, der die Kollektor-Emitter-Spannung VCE teilt, wobei als Ergebnis eine Spannung, die proportional zu VCE ist, über dem Widerstand 42 erscheint. Da der Transistor 44 und der Widerstand 43 einen Emitterfolger bilden, ist der Kollektorstrom des Transistors 44 proportional zu dem Spannungsabfall am Widerstand 42.
Wenn der Transistor 44 in einem AUS-Zustand ist, wird das Treibersignal VS durch die Transistoren 6 und 7 leistungsverstärkt und an das Gate des IGBT 1 als die Gatespannung VGE angelegt. Gemäß den Bedingungen für den AUS-Zustand des Transistors 44 ist es notwendig, daß der Spannungsabfall zwischen Emitter und der Basis größer ist als der am Widerstand 42. Daher wird die Kollektor-Emitter-Spannung des IGBT 1 nicht höher als 1 V, was den Spannungsabfall von dem Widerstand 42 erzeugt, der den Spannungsabfall über dem Emitter und der Basis des Transistors 44 überschreitet. Wenn die Spannung VCE diese Spannung V1 überschreitet, wie in Fig. 13 gezeigt, beginnt der Transistor 44, den Kollektorstrom auszusenden, der proportional zu dem Spannungsabfall des Widerstandes 12 ist, wie oben beschrieben. Somit erzeugt dieser Kollektorstrom den Spannungsabfall an dem Widerstand 40, und folglich senkt sich das Treibersignal VS ab, und die Gatespannung VGE fällt auch ab, bis sich die Kollektorspannung VCE auf die Spannung VI absenkt, die den Kollektorstrom nicht durch den Emitterfolger schicken kann. Wenn die Kollektorspannung VCE weiter ansteigt und die vorbestimmte Spannung V2 übersteigt, hindert die Zenerdiode 15 die Spannung am Ansteigen. Als Ergebnis wird die Spannung VGE auf einem vorbestimmten Minimalwert gehalten.
Fig. 14 ist eine graphische Darstellung, die die Operation durch die Steuerung der Gatespannung VGE veranschaulicht, und Fig. 14(a) zeigt eine Linie A für IC = 20 A, die die Grenzlinie zum Verhindern des Sperrphänomens ist. Eine in Fig. 14(b) gezeigte Linie zeigt die graphisch dargestellten Punkte, an denen die Linie A und die VGE-Kurven sich in Fig. 15(a) schneiden. Eine Linie C in Fig. 15(b) ist eine Näherungslinie der Kurve B. Die maximale Gatespannung VGE kann bestimmt werden, indem die Kennlinie des Emitterfolger-Transistors 44 und die Widerstandswerte der Widerstände 41 und 42 gewählt werden, die VCE teilen, und der minimale Wert der Gatespannung VGE kann bestimmt werden, indem die Kennlinie der Zenerdiode 15 gewählt wird. Somit kann der Stromfluß durch den IGBT immer im maximal erlaubten Strom gesteuert werden, in dem die Gatespannung VGE des IGBT innerhalb eines vorbestimmten Bereiches gesteuert wird.
Die Fig. 15-19 sind Schaltungsdiagramme anderer Ausführungsformen gemäß der vorliegenden Erfindung.
In Fig. 15 wird ein Widerstand 46 zu der Zenerdiode 45 in Reihe hinzugefügt. Bei dieser Ausführungsform ist die Gatespannung VGE, wenn die Kollektor-Emitter-Spannung des IGBT ansteigt, als eine gestrichelte Linie in Fig. 14 gezeigt, da ein Spannungsabfall an dem Widerstand 16 erzeugt wird. Dies macht es möglich, die konstante Stromkennlinie genauer anzunähern.
Fig. 16 ist ein Schaltungsdiagramm einer weiteren Ausführungsform der Erfindung, bei der Zenerdioden 47 und 48 an Kollektor und Basis des Emitterfolger-Transistors 44 vorgesehen sind. Somit werden die Zenerdiode über die Basis und Emitter des Transistors 44 und der Widerstand am Emitter entfernt. Bei dieser Schaltung bestimmen zwei Zenerdioden 47 und 48 die Kollektorspannungen V1 und V2, die die Gatespannung VGE ändern, somit ändert die Gatespannung VGE ihren Wert abwechselnd zwischen V1 und V2, was ausreichend praktikabel ist.
Fig. 17 zeigt ein Schaltungsdiagramm einer weiteren Ausführungsform, bei der ein Widerstand 49 gegen die Zenerdiode ausgetauscht ist und die Zenerdiode in Fig. 16 entfernt ist. Die grundsätzliche Betriebsweise dieser Ausführungsform ist ähnlich der der Schaltung, die in Fig. 16 gezeigt ist.
Fig. 18 zeigt die Steuerschaltung, die das Treibersignal an die Schaltung, die in Fig. 12 gezeigt ist, liefert.
Bei dieser Schaltung wird das Steuersignal VG in eine UND-Schaltung 20 eingegeben, und das Ausgangssignal wird als das Treibersignal VS auf den Widerstand 40 gegeben. Eine lichtemittierende Diode 52a eines Photokopplers ist zwischen den Kollektor des Transistors 44 und die Basen der Transistoren 6 und 7 geschaltet. Der Phototransistor 52b des Photokopplers ist mit der positiven Energiezufuhr über einen Widerstand 24 verbunden, und der gemeinsame Verbindungspunkt ist an einen EINSTELL-Anschluß einer Zeitverzögerungsschaltung 54 verbunden. Der Strom, der durch den Transistor 14 fließt, wird von der lichtemittierenden Diode 52a erfaßt, und der Phototransistor 52 b sendet Photoströme, so daß das logische Pegelsignal in den EINSTELL-Anschluß der Zeitverzögerungsschaltung 54 eingegeben wird. Die Ausgabe dieser Zeitverzögerungsschaltung 54 wird in eine Latch-Schaltung 55 und die UND-Schaltung 51 eingegeben. Wenn das Steuersignal VG ansteigt, wird die Zeitverzögerungsschaltung rückgesetzt. Wenn zu diesem Zeitpunkt der Kollektorstrom, der von dem Photokoppler 52 erfaßt wird, über das vorbestimmte Zeitintervall hinausfließt, was durch die Zeitverzögerungsschaltung 54 eingestellt ist, was ein Ereignis bedeutet, bei dem die Kollektorspannung VCE des IGBT wegen eines Überstromes nicht abfällt, wird die Ereignisinformation durch die Latch-Schaltung 55 gehalten. Daher wird der Ausgang der UND-Schaltung 51 abgeschaltet, und der IGBT 3 wird abgeschaltet, um ihn vor dem Ereignis zu schützen.
Fig. 19 zeigt ein Schaltungsdiagramm einer weiteren Ausführungsform, bei der der Photokoppler 52, der in Fig. 18 gezeigt ist, entfernt ist, und ein Stromdetektor 56 zwischen den Emitter des IGBT 1 und die negative Elektrode der Spannungsquelle 4 geschaltet ist. Die Ausgabe des Stromdetektors 32 wird in die Latch-Schaltung 54 über einen Pegeldetektor 57 eingegeben.
Gemäß dieser Schaltung wird die Kollektor-Emitter-Spannung des IGBT 1 durch dieselbe Operation angestellt, wie sie mit Bezug auf Fig. 18 beschrieben worden ist, basierend auf der direkten Erfassung des Kollektorstroms.
Bei der obigen Ausführungsform wird nur ein IGBT-Element verwendet. Jedoch werden bei der praktischen Verwendung vier oder sechs IGBTs verwendet, von denen jeder eine revers verschaltete freie Wheeling-Diode zwischen Kollektor und Emitter hat, um eine Brücke zu bilden. Darüberhinaus wird bei der obigen Ausführungsform der Einstellpunkt der Spannungseinstellschaltung einschließlich des Emitterfolger-Transistors an die Eingangsseite des verstärkenden Transistors für das Gate des IGBT geschaltet, jedoch kann er an die Ausgangsseite des verstärkenden Transistors geschaltet werden.

Claims

1. Schutzschaltung für einen bipolaren Transistor mit isoliertem Gate (IGBT) (1) mit einer Gatespannungs-Eingangsschaltung (6, 7) zum Umwandeln eines eingegebenen Steuersignales (Vg), um ein Treibersignal mit einer Gatespannung (VGE) zu erzeugen und dieses zu einem Gate des IGBT zu führen, einer Last (3), die mit dem IGBT verbunden ist, einer ersten Detektorschaltung (16, 17; 41, 42), die mit dem IGBT parallel verbunden ist, zum Erfassen einer Kollektor-Emitter-Spannung (VCE) des IGBT und mit einer Einstellschaltung zum Senken der Gatespannung (VGE), wenn die von der ersten Detektorschaltung erfaßte Kollektor-Emitter-Spannung (VCE) aufgrund eines Fehlers nicht kleiner als ein vorgegebener Wert ist, bei der die Einstellschaltung eine Vorrichtung (10, 12, 14; 40, 43, 44) aufweist, um eine normale Gatespannung (VGE) vorzusehen, wenn eine Kollektor-Emitter-Spannung des IGBT kleiner ist als der vorgegebene Wert, um im Fehlerfall während einer ersten Zeitperiode eine niedrigere Gatespannung vorzusehen, die nicht kleiner als die Gate- Schwellenspannung des IGBT ist und die gemäß einer vorgegebenen Funktionskurve des maximalen Kollektorstromes (ICMAX) bei der Kollektor-Emitter-Spannung (VCE) bestimmt wird, die innerhalb eines sicheren Arbeitsbereiches (SOA)-Bereich für eine Kollektor-Emitter-Spannung des IGBT gewählt ist, welche höher ist als der vorgegebene Wert, und um die Gate-Spannung auf weniger als die Gate- Schwellenspannung des IGBT abzusenken, um den Fehlerstrom nach Verstreichen der ersten Zeitperiode abzuschalten.

2. Schutzschaltung für einen bipolaren Transistor mit isoliertem Gate nach Anspruch 1, bei der die Schutzschaltung ferner eine Vorrichtung (21; 10, 12, 31) aufweist, um die normale Gatespannung während einer vorgegebenen Zeitperiode aufrechtzuerhalten, nachdem der IGBT beginnt, sich einzuschalten, unabhängig vom Betrieb der Einstellschaltung.

3. Schutzschaltung für einen bipolaren Transistor mit isoliertem Gate nach Anspruch 2, bei der die Vorrichtung zum Aufrechterhalten der normalen Gatespannung eine zweite Detektorschaltung (18, 19, 20, 21) zum Erfassen eines Treibersignales (Vs) aufweist und eine Sperrschaltung zum Sperren des Gatespannungs-Absenkbetriebes der Einstellschaltung während einer vorgegebenen Periode nach dem Erfassen des Treibersignales aufweist.

4. Schutzschaltung für einen bipolaren Transistor mit isoliertem Gate nach Anspruch 1, bei der die Schutzschaltung ferner eine dritte Detektorschaltung (13a, 13b, 23, 24; 52a, 52b, 53, 54, 55) aufweist, die erfaßt, ob die Einstellschaltung in Betrieb ist, sowie eine Vorrichtung (22; 51) zum Sperren des Steuersignales (Vg) abhängig vom Ausgangssignal der dritten Detektorschaltung aufweist.

5. Schutzschaltung für einen bipolaren Transistor mit isoliertem Gate nach Anspruch 4, bei der die dritte Detektorschaltung einen Fotokoppler (13a, 13b) aufweist, der mit Strom arbeitet, welcher durch die Einstellschaltung fließt, und eine Latch-Schaltung (23) aufweist, die gesetzt wird, wenn Strom durch den Fotokoppler (13b) fließt.

6. Schutzschaltung für einen bipolaren Transistor mit isoliertem Gate nach Anspruch 4, bei der die dritte Detektorschaltung einen Fotokoppler (52a, 52b) aufweist, der mit Strom arbeitet, welcher durch die Einstellschaltung fließt und einen Spannungsabfall erkennt, der durch den durch die Einstellschaltung fließenden Strom bewirkt wird, und eine Zeitverzögerungsschaltung (54) zum Vorsehen einer Verzögerung aufweist, die zwischen dem Ausgang des Fotokopplers und einer Latch-Schaltung (55) angeschlossen ist.

7. Schutzschaltung für einen bipolaren Transistor mit isoliertem Gate nach Anspruch 2, bei der die Einstellschaltung eine Differentialschaltung (10, 12, 31) aufweist, die verhindert, daß die Gatespannung schnell abfällt, wenn die Einstellschaltung so betrieben wird, daß sie die niedrigere Gatespannung vorsieht.

8. Schutzschaltung für einen bipolaren Transistor mit isoliertem Gate nach Anspruch 1, bei der die Einstellschaltung ferner eine vierte Detektorschaltung (32; 56) zum Erfassen eines IGBT-Stromes, eine fünfte Detektorschaltung (33; 57) zum Erfassen eines Ausgangspegels der vierten Detektorschaltung und eine Vorrichtung (22; 51) zum Sperren des Steuersignales (Vg) aufweist, wenn der Ausgangspegel der vierten Detektorschaltung während einer vorgegebenen Periode andauert.

9. Schutzschaltung für einen bipolaren Transistor mit isoliertem Gate nach Anspruch 1, bei der die Einstellschaltung (40, 44) die Gatespannung auf der Grundlage der VCE-VGE-Kennwerte absenkt, wobei bei jedem VCE-Wert im wesentlichen konstant ist, unter Verwendung der Kenndaten des IGBT, wobei VCE und IC von VGE abhängig sind.

10. Schutzschaltung nach Anspruch 1, bei der die Einstellschaltung eine Spannungsteilerschaltung (40, 49) zum Anlegen eines Anteiles der Kollektor-Emitter-Spannung an die Einstellschaltung aufweist.

11. Schutzschaltung nach Anspruch 1, bei der die Einstellschaltung einen Widerstand (40) und eine Zenerdiode (47) aufweist, die in Reihe geschaltet sind, wobei die Gatespannung durch Einschalten der Zenerdiode erhalten wird.