DE102016224706B4

DE102016224706B4 - Gate-Antriebsschaltung für Halbleiterschaltgeräte

Info

Publication number: DE102016224706B4
Application number: DE102016224706.9A
Authority: DE
Inventors: Satoki Takizawa
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2016-01-14
Filing date: 2016-12-12
Publication date: 2021-01-28
Anticipated expiration: 2036-12-13
Also published as: US20170207782A1; US9954521B2; DE102016224706A1; JP6617571B2; JP2017127138A; CN106972849A

Abstract

Gate-Antriebsschaltung für Halbleiterschaltgeräte zum Antreiben einer Gruppe von Schaltgeräten (2a, 2a'), die von mehreren zueinander parallel geschalteten Halbleiterschaltgeräten vom Spannungssteuerungstyp gebildet wird, wobei die Gate-Antriebsschaltung mit den Gates der Halbleiterschaltgeräte der Gruppe der Schaltgeräte verbunden ist und gekennzeichnet ist durch:einen ersten Schalter (34), der zum Einschalten der parallel zueinander geschalteten Halbleiterschaltgeräte der Gruppe der Schaltgeräte eingerichtet ist;einen zweiten Schalter (35), der mit dem ersten Schalter (34) in Reihe geschaltet ist, wobei der zweite Schalter (35) zum Abschalten der parallel zueinander geschalteten Halbleiterschaltgeräte der Gruppe der Schaltgeräte eingerichtet ist;einen ersten Strombegrenzungswiderstand (36), der den Strom begrenzt, der in den ersten Schalter (34) fließt;einen zweiten Strombegrenzungswiderstand (37), der den Strom begrenzt, der in den zweiten Schalter (35) fließt;mindestens eine erste Gleichstromversorgung (32) als eine Stromversorgung zum Antreiben des ersten Schalters (34) und des zweiten Schalters (35);einen dritten Schalter (43), der derart eingerichtet ist, durch ein Einschaltanweisungssignal (S1) an den ersten Schalter (34), um die Gruppe der Schaltgeräte einzuschalten, eingeschaltet zu werden;einen vierten Schalter (45), der derart eingerichtet ist, durch ein Abschaltanweisungssignal an den zweiten Schalter (35), um die Gruppe der Schaltgeräte abzuschalten, abgeschaltet zu werden; undeine zweite Gleichstromversorgung (46), die unmittelbar an beide Enden einer Reihenschaltung, die den dritten Schalter (43) und den vierten Schalter (45) umfasst, angeschlossen ist, als eine Stromversorgung zum Antreiben des dritten Schalters (43) und des vierten Schalters (45), und die einen Spannungswert aufweist, der niedriger als der Spannungswert der ersten Gleichstromversorgung (32) ist, so dass die Impedanz des Wegs eines Stroms, der von der zweiten Gleichstromversorgung (46) zu den Gates der Gruppe der Schaltgeräte durch den dritten Schalter (43) in einem eingeschalteten Zustand fließt, niedriger ist als die Impedanz des Wegs eines Stroms, der von der ersten Gleichstromversorgung (32) zu den Gates der Gruppe der Schaltgeräte durch den ersten Schalter (34) in einem eingeschalteten Zustand fließt.

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Gate-Antriebsschaltung für Halbleiterschaltgeräte vom Spannungssteuerungstyp, die in einem Stromrichter verwendet werden.
Stand der Technik
4 ist ein Diagramm, das die Konfiguration einer Hauptschaltung eines Wechselrichters unter Verwendung von Halbleiterschaltgeräten vom Spannungssteuerungstyp zeigt.
Die in 4 gezeigte Hauptschaltung des Wechselrichters umfasst eine Gleichstromversorgung 1, einen dreiphasigen Wechselrichterabschnitt 2, der Halbleiterschaltgeräte 2a bis 2f vom Spannungssteuerungstyp (hierin im Folgenden als Schaltgeräte 2a bis 2f bezeichnet) umfasst, Gate-Antriebsschaltungen 3a und 3b und eine Steuerschaltung 4. Von der Steuerschaltung 4 werden Steuersignale S_a und S_b an die Gate-Antriebsschaltung 3a bzw. 3b abgegeben. Das Bezugszeichen M kennzeichnet einen Motor als eine Last.
Die Gleichstromversorgung 1 kann durch eine Schaltung mit einer Gleichrichterschaltung, die eine Wechselstromversorgungsspannung gleichrichtet, und einen Elektrolytkondensator ersetzt werden. Obwohl 4 die Gate-Antriebsschaltungen 3a und 3b und die Steuersignale S_a und S_b nur in Bezug auf das Halbleiterschaltgerät 2a bzw. 2b zeigt, sind die anderen Halbleiterschaltgeräte 2c bis 2f auf ähnliche Weise mit Gate-Antriebsschaltungen 3c bis 3f versehen, an die jeweils Steuersignale S_c bis S_f abgegeben werden.
Für die Schaltgeräte 2a bis 2f vom Spannungssteuerungstyp werden neben MOSFET, wie dargestellt, manchmal IGBT verwendet, wobei in diesem Fall jeder der IGBT-Hauptkörper eine Freilaufdiode aufweist, die umgekehrt parallel dazu geschaltet ist.
Da beide der Gate-Antriebsschaltungen 3a und 3b dieselben Konfigurationen aufweisen, wird die Konfiguration der Gate-Antriebsschaltung 3a, die die Schaltgeräte 2a antreibt, hier erläutert.
5 ist ein Diagramm, das die Konfiguration einer Gate-Antriebsschaltung 3a₁ als einen ersten Stand der Technik zeigt. In 5 umfasst die Gate-Antriebsschaltung 3a₁ einen Antriebsabschnitt 31, der von einem Bauelement, wie einem Optokoppler, gebildet wird, in das das Steuersignal S_a eingegeben wird, eine Gleichstromversorgung 32 (wobei der Spannungswert dieser als V_B genommen wird) zum Antreiben der Schaltung, einen Basiswiderstand 33, wobei ein Ende dieses mit dem Antriebsabschnitt 31 verbunden ist, Transistoren 34 und 35, die in Reihe geschaltet sind, wobei ihre jeweiligen Basen mit dem anderen Ende des Basiswiderstands 33 verbunden sind und ihre jeweiligen Emitter mit dem Gate des Schaltgeräts 2a verbunden sind, um Totem-Pole-Ausgangstransistoren zu bilden, die ein nicht invertiertes Signal des Eingangssignals ausgeben, und Strombegrenzungswiderstände 36 und 37, die mit dem Transistor 34 bzw. 35 in Reihe geschaltet sind.
Hier ist der Transistor 34, um das Einschalten des Schaltgeräts 2a zu bewirken, ein NPN-Typ und der Transistor 35, um das Abschalten des Schaltgeräts 2a zu bewirken, ist ein NPN-Typ. Die Transistoren 34 und 35 werden durch ein Signal S₁ , das auf ihre jeweiligen Basen angewendet wird, dazu betrieben, komplementär ein- und ausgeschaltet zu sein, wobei dieses Signal durch den Basiswiderstand 33 von dem Antriebsabschnitt 31 eingegeben wird.
Für die Stromversorgung der Schaltung werden manchmal eine positive und eine negative Stromversorgung anstelle der Gleichstromversorgung 32 vorgesehen, während bewirkt wird, dass sie den jeweiligen Transistoren 34 und 35 entsprechen.
Der Betrieb der in 5 gezeigten Gate-Antriebsschaltung 3a₁ wird ausführlich erläutert. Wenn das Signal S₁ auf einem „Hoch“-Pegel ist, wird der Transistor 34 eingeschaltet, um das Fließen eines Stroms in das Gate des Schaltgeräts 2a zu bewirken. Wenn dies bewirkt, dass die Gate-Source-Spannung V_GS des Schaltgeräts 2a die Gate-Grenzspannung (hierin im Folgenden manchmal auch einfach als eine Grenzspannung bezeichnet) Vth des Schaltgeräts 2a übersteigt, wird bewirkt, dass das Schaltgerät 2a eingeschaltet wird. Wenn das Signal S₁ auf einem „Niedrig“-Pegel ist, wird dieweil der Transistor 35 eingeschaltet, um das Fließen eines Stroms in der Richtung des Entladens elektrischer Ladungen, die in dem Gate des Schaltgeräts 2a gespeichert sind, zu bewirken. Dies bewirkt, dass das Schaltgerät 2a abgeschaltet wird.
Durch Justieren der Widerstandswerte des Basiswiderstands 33 und der Strombegrenzungswiderstände 36 und 37 wird hier die Wellenform der Gate-Source-Spannung des Schaltgeräts 2a beim Schalten dieses so gesteuert, dass verhindert wird, dass das Ansteigen und Abfallen der Wellenform für das Ausführen der Unterdrückung einer Stoßspannung übermäßig abrupt wird.
Die Gate-Antriebsschaltung, wie sie in 5 gezeigt ist, wird beispielsweise in JP 2004 - 129 378 A (Absatz [0005] und 8 usw.) beschrieben.
Im Nächsten ist 6 ein Diagramm, das die Konfiguration einer Gate-Antriebsschaltung 3a₂ als ein zweiter Stand der Technik zeigt. Die Gate-Antriebsschaltung 3a₂ ist jene, in der eine aktive Miller-Klemmschaltung, die einen Transistor 38 umfasst, der in 5 gezeigten Schaltung hinzugefügt wird, wie später erläutert wird.
In der in 5 gezeigten Schaltung, wenn bewirkt wird, dass das Schaltgerät 2a abgeschaltet wird, wobei bewirkt wird, dass der Transistor 35 zum Abschalten eingeschaltet wird, ist auch das Schaltgerät 2b in dem in 4 gezeigten entgegengesetzten Arm in einem abgeschalteten Zustand und eine Körperdiode in einem Zustand, in dem sie zu dem Schaltgerät 2a umgekehrt parallel geschaltet ist, weist einen Freilaufstrom auf, der darin in der Richtung fließt, die entgegengesetzt zu der des Stroms zum Fließen in dem Schaltgerät 2a ist, wobei der Wechsel des Schaltgeräts 2b vom abgeschalteten Zustand in den eingeschalteten Zustand bewirkt, dass die Stromversorgungsspannung plötzlich an das eingeschaltete Schaltgerät 2a angelegt wird. Dies bewirkt außerdem, dass die Stromversorgungsspannung plötzlich an die Körperdiode des Schaltgeräts 2a als eine Sperrspannung angelegt wird. Wenn die Gate-Drain-Spannung v des Schaltgeräts 2a sich in Bezug auf eine Zeit t mit einer hohen Spannungsschwankungsrate dv/dt ändert, fließt somit zur Sperrverzögerung der Körperdiode des Schaltgeräts 2a ein Strom i in das Gate des Schaltgeräts 2a durch einen Ableitkondensator (Kapazitanz C) zwischen dem Gate und dem Drain des Schaltgeräts 2a, wie in Strichlinien gezeigt ist, mit einem verhältnismäßig hohen Wert (i = C . dv/dt). Dies bewirkt, dass die Gate-Source-Spannung V_GS des Schaltgeräts 2a ansteigen wird. Wenn die Gate-Source-Spannung V_GS des Schaltgeräts 2a die Grenzspannung V_th dieses übersteigt, wird bewirkt, dass das Schaltgerät 2a eingeschaltet wird, um zu einem Kurzschluss zwischen dem oberen und dem unteren Arm zu führen, um möglicherweise zu bewirken, dass die Schaltgeräte 2a und 2a' im schlimmsten Fall versagen.
Um dies zu verhindern, wie in 6 gezeigt ist, wird ein Transistor 38 zwischen dem Gate und der Source des Halbleiterschaltgeräts 2a angeschlossen, um den Transistor 38 dazu zu zwingen, sich einzuschalten, wenn bewirkt wird, dass das Halbleiterschaltgerät 2a abgeschaltet wird. Dies senkt die Impedanz zwischen dem Gate und der Source des Halbleiterschaltgeräts 2a, um dessen Einschalten zu verhindern. In diesem Fall wird das Gate des Schaltgeräts 2a mit einem Antriebsabschnitt 31a mit einer Signalleitung 39 verbunden und die Basis des Transistors 38 wird ebenfalls mit dem Antriebsabschnitt 31a verbunden, wodurch eine aktive Miller-Klemmschaltung gebildet wird. Die aktive Miller-Klemmschaltung ist eine Schaltung, die aktiv das Ansteigen der Gate-Source-Spannung V_GS des Schaltgeräts 2a aufgrund des Einflusses des Ableitkondensators (Miller-Kondensators) zwischen dem Gate und dem Drain des Schaltgeräts 2a erfasst und ein Urteil an dem Antriebsabschnitt 31a zu diesem Ansteigen fällt und dann den Anstieg klemmt (beendet).
Der Steuerarbeitsvorgang zum Einschalten des Transistors 38 ist jener, in dem der Antriebsabschnitt 31a die Gate-Source-Spannung V_GS des Halbleiterschaltgeräts 2a durch eine Signalleitung 39 erfasst und dann ein aufgezwungenes Signal S₂ ausgibt, um es an die Basis des Transistors 38 bereitzustellen, bevor die Gate-Source-Spannung V_GS die Grenzspannung V_th erreicht.
Die Gate-Antriebsschaltung, die mit einer derartigen aktiven Miller-Klemmschaltung versehen ist, wie in 6 gezeigt ist, wird beispielsweise in JP 2006 - 296 119 A (Absatz [0008] und 2 usw.) ausführlich beschrieben.

[Patentschrift 1] JP 2004 - 129 378 A (Absatz [0005] und 8 usw.)
[Patentschrift 2] JP 2006 - 296 119 A (Absatz [0008] und 2 usw.)
[Patentschrift 3] US 2010 / 0 148 846 A1
[Patentschrift 4] US 2015 / 0 256 083 A1
[Patentschrift 5] JP 2012 - 49 946 A
[Patentschrift 6] US 6 333 665 B1

Im Übrigen werden im Allgemeinen zum Vergrößern der Kapazität eines Systems manchmal mehrere Schaltgeräte in jedem Arm eines Systems, wie eines Wechselrichters, verwendet, während diese parallel geschaltet sind.
7 ist ein Diagramm, das die Schaltungskonfiguration in dem Fall zeigt, in dem zwei Schaltgeräte 2a und 2a', die parallel zueinander geschaltet sind, von der Gate-Antriebsschaltung 3a₁ angetrieben werden, wobei die Schaltungskonfiguration dieser identisch mit der der in 5 gezeigten Gate-Antriebsschaltung 3a₁ ist. In 7 bezeichnen die Bezugszeichen i₁ und i₂ die Drain-Ströme des Halbleiterschaltgeräts 2a bzw. 2a'.
Eine Schwankung der Kenngröße der Grenzspannung Vth jedes der Halbleiterschaltgeräte 2a und 2a', die in 7 gezeigt sind, bewirkt eine Zeitverschiebung zwischen den Schaltzeitvorgaben der Halbleiterschaltgeräte 2a und 2a'. 8 ist ein Wellenformdiagramm, das die Gate-Source-Spannung V_GS eines der Schaltgeräte 2a und 2a' zeigt, die in 7 gezeigt sind. Das heißt, wie in 8 gezeigt ist, ein Gerät mit einer niedrigen Grenzspannung Vth schaltet sich zu einer Zeit t₁ ein, während ein Gerät mit einer hohen Grenzspannung Vth sich zu einer Zeit t₂ einschalten soll, um eine Zeitverschiebung Δt zwischen den Zeiten t₁ und t₂ zu bewirken. Dies bewirkt, dass ein hoher Strom während der Zeitverschiebung Δt in dem früher eingeschalteten Gerät fließt, was zu einer konzentrierten Erzeugung eines Schaltverlusts in dem Gerät führt.
Die 9 und 10 sind Wellenformdiagramme, die jeweils die Wellenformen der Drain-Ströme i₁ und i₂ ihrer jeweiligen Schaltgeräte 2a und 2a' zeigen. 9 zeigt den Fall, in dem die Differenz zwischen der Grenzspannung V_th1 des Schaltgeräts 2a und der Grenzspannung V_th2 des Schaltgeräts 2a' (anders ausgedrückt, die Differenz zwischen der Einschaltzeit t₁ und der Einschaltzeit t₂ ) gering ist. 10 zeigt den Fall, in dem die Differenz zwischen der Grenzspannung V_th1 und der Grenzspannung V_th2 hoch ist. Wie aus den 9 und 10 ersichtlich ist, bewirkt eine größere Zeitverschiebung Δt ein Ungleichgewicht zwischen den Drain-Strömen i₁ und i₂ .
Darüber hinaus ist 11 ein Wellenformdiagramm, das die Wellenformen der Ströme i_1d und i_2d von zwei Dioden zeigt, die jeweils in der Sperrverzögerung dieser sind, wobei diese Dioden jeweils mit zwei Schaltgeräten verbunden sind (wenn die Schaltgeräte MOSFET sind, sind die Dioden Körperdioden), die parallel zueinander geschaltet sind, in dem Arm auf der entgegengesetzten Seite zu dem Arm, der mit den zwei Halbleiterschaltgeräten 2a und 2a' versehen ist, die eine hohe Differenz zwischen ihren jeweiligen Gate-Grenzspannungen V_th1 und V_th2 aufweisen und parallel zueinander geschaltet sind.
Eine hohe Differenz zwischen den Grenzspannungen V_th1 und V_th2 ihrer jeweiligen Schaltgeräte 2a und 2a', selbst wenn die Dioden Kenngrößen aufweisen, die in dem Arm auf der entgegengesetzten Seite gleich sind, bewirkt ein beachtliches Ungleichgewicht des Drain-Stroms zwischen den Schaltgeräten 2a und 2a', auch durch die zusätzliche Differenz zwischen Verdrahtungsstrukturfaktoren der Wege von jedem Schaltgerät zu jeder Diode und Verdrahtungsstrukturfaktoren um die Dioden herum. Infolgedessen wird auch in den Dioden auf der entgegengesetzten Armseite ein Ungleichgewicht zwischen ihren jeweiligen Strömen i_1d und i_2d erzeugt, wie in 11 gezeigt ist, wenn die Dioden aus Freilaufzuständen in Sperrverzögerungszustände im vorübergehenden Zustand gebracht werden, in dem die Schaltgeräte 2a und 2a' aus abgeschalteten Zuständen in eingeschaltete Zustände gebracht werden.
Folglich müssen in Bezug auf die Gate-Antriebsschaltung das Verlustdesign und das thermische Design dieser unter Berücksichtigung von Schwankungen der Gate-Grenzspannungen der Schaltgeräte ausgeführt werden. Dies bewirkt zwangsläufig, dass die Designarbeit an der Gate-Antriebsschaltung im Vergleich zu dem Fall redundant ist, in dem keine Schwankungen in zu verwendenden Schaltgeräten vorgefunden werden, d. h. dem Fall, in dem die Kenngrößen in allen Schaltgeräten identisch sind. Die Designredundanz kann durch einzelne Steuerung der Kenngrößen aller Schaltgeräte gemindert werden. Dies bewirkt jedoch eine Erhöhung der Ausgaben, die für die einzelne Steuerung der Kenngrößen erforderlich sind, was zwangsläufig zu einem Anstieg der Kosten um den Umfang der Erhöhung führt.
Im Übrigen kann durch Vorsehen der aktiven Miller-Klemmschaltung, die im Vorstehenden erläutert wurde, auch in der Gate-Antriebsschaltung in der in 7 gezeigten Schaltung ein nicht erforderliches Einschalten der Schaltgeräte 2a und 2a' verhindert werden. Dies vergrößert jedoch den Maßstab der Gate-Antriebsschaltung und macht damit einhergehend eine exklusive IC erforderlich, die mit der Steuerschaltung der aktiven Miller-Klemmschaltung und anderen Steuerfunktionen versehen ist, was ebenfalls einen Anstieg der Kosten bewirkte.
Des Weiteren bleibt, obwohl die aktive Miller-Klemmschaltung vorgesehen wird, der Nachteil aufgrund des Ungleichgewichts des Stroms, der von der Differenz zwischen den Grenzspannungen V_th1 und V_th2 verursacht wird, ungelöst.
US 2010 / 0 148 846 A1 beschreibt eine Gate-Ansteuerschaltung mit einer Einschaltseitenschaltung zum Einschalten eines Gates einer Leistungsschaltvorrichtung, wobei die Einschaltschaltung einen oberen Begrenzer zum Begrenzen des Spannungseingangs zu dem Gate enthält, um einen ersten vorbestimmten Wert nicht zu überschreiten.
US 2015 / 0 256 083 A1 beschreibt eine Wechselrichtervorrichtung mit einer Gleichrichterschaltung, die eine Wechselstromversorgung in eine Gleichstromversorgung umwandelt, eine Glättungseinheit, die mit einer nachfolgenden Stufe der Gleichrichterschaltung verbunden ist, eine Kurzschlusseinheit, die eine Wechselrichtereinheit und eine Steuereinheit umfasst.
JP 2012 - 49 946 A beschreibt eine Vorrichtung zum Unterdrücken eines Spannungsabfalls an einem Verbindungsabschnitt zwischen einer Antriebsstromversorgung und einem spannungsgesteuerten Element in einer Antriebsvorrichtung, die mit mehreren Stromversorgungen ausgestattet ist, die sich in ihren Ausgangsspannungen unterscheiden.
US 6 333 665 B1 beschreibt eine Vorrichtung bestehend aus positiven und negativen Steuerleistungsquellen, ersten und zweiten Halbleiterbauelementgruppen, in denen mehrere Halbleiterbauelemente mit den positiven und negativen Steuerleistungsquellen in Reihe geschaltet sind, Schaltsignalquellen, die Ein-/ Aussteuersignale an die Halbleiterbauelemente liefern, und Verzögerungsschaltungen.
Dementsprechend ist es eine Aufgabe der Erfindung, eine Gate-Antriebsschaltung bereitzustellen, die beim Antreiben von mehreren Halbleiterschaltgeräten, die parallel zueinander geschaltet sind, in jedem des oberen und des unteren Arms in der Gate-Antriebsschaltung das Ungleichgewicht des Stroms zwischen den Halbleiterschaltgeräten aufgrund der Differenz zwischen Gate-Grenzspannungen der Schaltgeräte hemmt und damit einhergehend ohne Vergrößern des Maßstabs der Schaltung es ermöglicht, einen Kurzschluss in dem oberen und dem unteren Arm zu verhindern, wenn bewirkt wird, dass die Halbleiterschaltgeräte in dem entgegengesetzten Arm eingeschaltet werden.
KURZDARSTELLUNG DER ERFINDUNG
Die vorstehende Aufgabe wird durch den Gegenstand gemäß Patentanspruch 1 gelöst und weitere vorteilhafte Entwicklungen werden von den abhängigen Patentansprüchen beschrieben. Insbesondere umfasst ein erster Gesichtspunkt der Erfindung, dass
in einer Gate-Antriebsschaltung für Halbleiterschaltgeräte, die zum Antreiben einer Gruppe von Schaltgeräten vorgesehen ist, die von mehreren Halbleiterschaltgeräten vom Spannungssteuerungstyp gebildet wird, die parallel zueinander geschaltet sind, die gewöhnlich mit den Gates der Gruppe der Schaltgeräte verbunden ist und die Folgendes umfasst:
einen ersten Schalter zum Einschalten der Gruppe der Schaltgeräte; einen zweiten Schalter, der mit dem ersten Schalter in Reihe geschaltet ist, um die Gruppe der Schaltgeräte abzuschalten; einen ersten Strombegrenzungswiderstand, der den Strom begrenzt, der in den ersten Schalter fließt; einen zweiten Strombegrenzungswiderstand, der den Strom begrenzt, der in den zweiten Schalter fließt; und mindestens eine erste Gleichstromversorgung als eine Stromversorgung zum Antreiben des ersten Schalters und des zweiten Schalters,
die Gate-Antriebsschaltung weiterhin Folgendes umfasst:
einen dritten Schalter, von dem bewirkt wird, dass er durch ein Einschaltanweisungssignal an den ersten Schalter, um die Gruppe der Schaltgeräte einzuschalten, eingeschaltet wird; einen vierten Schalter, von dem bewirkt wird, dass er durch ein Abschaltanweisungssignal an den zweiten Schalter, um die Gruppe der Schaltgeräte abzuschalten, abgeschaltet wird; und eine zweite Gleichstromversorgung, die über eine Gleichstromschaltung, die den dritten Schalter und den vierten Schalter umfasst, angeschlossen ist, als eine Stromversorgung zum Antreiben des dritten Schalters und des vierten Schalters mit einem Spannungswert, der niedriger als der Spannungswert der ersten Gleichstromversorgung ist,
wodurch die Impedanz des Wegs eines Stroms, der von der zweiten Gleichstromversorgung zu den Gates der Gruppe der Schaltgeräte durch den dritten Schalter fließt, in einem eingeschalteten Zustand niedriger als die Impedanz des Wegs eines Stroms, der von der ersten Gleichstromversorgung zu den Gates der Gruppe der Schaltgeräte durch den ersten Schalter fließt, in einem eingeschalteten Zustand gemacht wird.
Ein zweiter Gesichtspunkt der Erfindung besteht darin, dass in der Gate-Antriebsschaltung für Halbleiterschaltgeräte gemäß dem ersten Gesichtspunkt bewirkt wird, dass der Wert der Spannung der zweiten Gleichstromversorgung ungefähr gleich dem Höchstwert der Gate-Grenzspannungen der Gruppe von Schaltgeräten ist.
Ein dritter Gesichtspunkt der Erfindung besteht darin, dass die Gate-Antriebsschaltung für Halbleiterschaltgeräte gemäß dem ersten oder dem zweiten Gesichtspunkt weiterhin eine Abschaltverzögerungsschaltung zum Verzögern der Zeitvorgabe des Bewirkens, dass der vierte Schalter eingeschaltet wird, für eine spezifizierte Zeit ab der Zeitvorgabe des Bewirkens, dass der zweite Schalter eingeschaltet wird, umfasst.
Ein vierter Gesichtspunkt der Erfindung besteht darin, dass in der Gate-Antriebsschaltung für Halbleiterschaltgeräte gemäß einem des ersten bis dritten Gesichtspunkts die zweite Gleichstromversorgung von einer Reihenschaltung eines Widerstands und einer Zener-Diode, wobei diese Schaltung über die erste Gleichstromversorgung angeschlossen ist, und einen Kondensator, der parallel mit der Zener-Diode geschaltet ist, gebildet wird, wobei die Spannung über den Kondensator als die Spannung der zweiten Gleichstromversorgung verwendet wird.
Gemäß der Gate-Antriebsschaltung der Erfindung kann, wenn mehrere Halbleiterbauelemente angetrieben werden, die parallel zueinander geschaltet sind, die Gate-Antriebsschaltung gleichzeitig die Funktion des Hemmens des Ungleichgewichts des Stroms zwischen den Schaltgeräten in der Hauptschaltung aufgrund der Differenz zwischen den Gate-Grenzspannungen der Schaltgeräte und die Funktion des Verhinderns, dass der obere und der untere Arm mit dem Sperrverzögerungsphänomen jeder der Dioden kurzgeschlossen werden, wenn bewirkt wird, dass Schaltgeräte in dem entgegengesetzten Arm eingeschaltet werden, durchführen.
Dies kann das Problem des Bewirkens, dass die Designarbeit redundant ist, und das Problem des Erforderns der Ausgaben für die einzelne Steuerung der Kenngrößen aller Schaltgeräte lösen. Darüber hinaus wird eine Vergrößerung des Maßstabs der Schaltung vermieden, um eine Kostenreduzierung zu ermöglichen.
Figurenliste

1 ist ein Diagramm, das die Konfiguration einer Gate-Antriebsschaltung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung zusammen mit Halbleiterschaltgeräten als Antriebsobjekte zeigt;
2 ist ein Diagramm, das eine andere Konfiguration der Niederspannungsgleichstromversorgung zeigt;
3 ist ein Wellenformdiagramm, das die Wellenform der Gate-Source-Spannung für die Schaltgeräte zeigt, die von der in 1 gezeigten Gate-Antriebsschaltung angetrieben werden;
4 ist ein Diagramm, das die Konfiguration einer Hauptschaltung eines Wechselrichters unter Verwendung von spannungsgesteuerten Halbleiterschaltgeräten gemäß dem Stand der Technik zeigt;
5 ist ein Diagramm, das die Konfiguration einer Gate-Antriebsschaltung gemäß dem Stand der Technik zeigt;
6 ist ein Diagramm, das die Konfiguration einer Gate-Antriebsschaltung gemäß dem Stand der Technik zeigt;
7 ist ein Diagramm, das die Schaltungskonfiguration in dem Fall zeigt, wenn zwei Schaltgeräte, die parallel zueinander geschaltet sind, von der Gate-Antriebsschaltung angetrieben werden, wobei die Schaltungskonfiguration dieser identisch mit der der in 5 gezeigten Gate-Antriebsschaltung ist;
8 ist ein Wellenformdiagramm, das die Gate-Source-Spannung eines der in 7 gezeigten Schaltgeräte zeigt;
9 ist ein Wellenformdiagramm, das Wellenformen der Drain-Ströme der zwei Schaltgeräte, die parallel geschaltet sind, in dem Fall zeigt, in dem die Differenz zwischen den Grenzspannungen der zwei Schaltgeräte gering ist;
10 ist ein Wellenformdiagramm, das Wellenformen der Drain-Ströme der zwei Schaltgeräte, die parallel geschaltet sind, in dem Fall zeigt, in dem die Differenz zwischen den Grenzspannungen der zwei Schaltgeräte hoch ist; und
11 ist ein Wellenformdiagramm, das die Wellenformen von Strömen von zwei Dioden bei der Sperrverzögerung dieser zeigt, wobei diese Dioden jeweils mit zwei Schaltgeräten verbunden sind, die parallel zueinander geschaltet sind, in dem Arm auf der entgegengesetzten Seite zu dem Arm, der mit den zwei Halbleiterschaltgeräten versehen ist, die eine hohe Differenz zwischen ihren jeweiligen Gate-Grenzspannungen aufweisen und parallel zueinander geschaltet sind.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
Im Folgenden wird eine Ausführungsform der Erfindung in der Reihenfolge der angefügten Zeichnungen erläutert.
1 ist ein Diagramm, das die Konfiguration einer Gate-Antriebsschaltung 30 gemäß der Erfindung zusammen mit Halbleiterschaltgeräten 2a und 2a' als Antriebsobjekte zeigt. In der Ausführungsform, wie in der in 7 gezeigten Schaltung, sind die zwei Schaltgeräte 2a und 2a' in einem Arm in der Schaltung, wie einem Wechselrichter, parallel zueinander geschaltet, wodurch der Fall angenommen wird, in dem die Gate-Antriebsschaltung 30 die Schaltgeräte 2a und 2a' antreibt.
In 1 sind Teile, die den in 7 gezeigten ähnlich sind, mit denselben Bezugsziffern und -zeichen gekennzeichnet. Folglich wird die Gate-Antriebsschaltung 30 unter Hervorhebung von Teilen, die sich von den in 7 gezeigten unterscheiden, erläutert.
In der in 1 gezeigten Gate-Antriebsschaltung 30 sind eine Abschaltverzögerungsschaltung 41, Dioden 42 und 44, ein NPN-Transistor 43 (hierin im Folgenden als ein Transistor 43 bezeichnet, und ein PNP-Transistor 45 (hierin im Folgenden als ein Transistor 45 bezeichnet), die Totem-Pole-Ausgangstransistoren bilden, und eine Gleichstromversorgung 46 zusätzlich zu der in 7 gezeigten Gate-Antriebsschaltung 3a₁ vorgesehen. Das heißt, eine Parallelschaltung der Abschaltverzögerungsschaltung 41 und der Diode 42 ist zwischen den gewöhnlich verbundenen Basen der Transistoren 34 und 35 und den gewöhnlich verbundenen Basen der Transistoren 43 und 45 angeschlossen und zwischen den Emittern der Transistoren 43 und 45 ist eine Diode 44 angeschlossen. Zusammen damit ist eine Gleichstromversorgung 46 zwischen den Kollektoren der Transistoren 43 und 45 angeschlossen. Der Emitter des Transistors 45 ist mit den Gates der Halbleiterschaltgeräte 2a und 2a' zusammen mit den Emittern der Transistoren 34 und 35 verbunden.
Die Diode 44 ist zum Verhindern, dass eine Sperrspannung an den Transistor 43 angelegt wird, wenn die Transistoren 34 und 35 gleichzeitig eingeschaltet werden, vorgesehen.
Hier ist es bevorzugt, dass der Wert der Spannung V_B2 der Gleichstromversorgung 46 als ein Wert, der niedriger als der Wert der Spannung V_B1 der Gleichstromversorgung 46 ist (V_B2 < V_B1), und ein Wert in der Größenordnung des höheren der Höchstwerte der Gate-Grenzspannungen V_th1 und V_th2 ihrer jeweiligen Halbleiterschaltgeräte 2a und 2a' bestimmt wird. Die Spannung V_B2 kann von der Gleichstromversorgung 46 erhalten werden, die unabhängig von der Gleichstromversorgung 32 auf der Eingangsseite gebildet wird, wie in 1 gezeigt ist. Die Spannung V_B2 kann auch von einer Schaltung erhalten werden, die mit der Gleichstromversorgung 32 verbunden ist, wie in 2 gezeigt ist, einem Diagramm, das eine andere Konfiguration der Niederspannungsgleichstromversorgung zeigt. In der Schaltung sind ein Widerstand 46a und eine Zener-Diode 46b in Reihe mit der Gleichstromversorgung 32 mit einem Kondensator 46c, der parallel mit der Zener-Diode 46b geschaltet ist, geschaltet. Die Spannung V_B2 ist als eine Spannung über den Kondensator 46c vorgesehen.
Darüber hinaus sind die Gleichstromversorgungen 32 und 46 als eine erste bzw. eine zweite Gleichstromversorgung vorgesehen und die Transistoren 34, 35, 43 und 45 sind als ein erster, ein zweiter, ein dritter bzw. ein vierter Transistor vorgesehen. Darüber hinaus sind die Strombegrenzungswiderstände 36 und 37 als ein erster bzw. ein zweiter Strombegrenzungswiderstand vorgesehen. Die Gleichstromversorgung 32 als die erste Gleichstromversorgung kann nicht nur als eine Plusseitenstromversorgung vorgesehen werden, wie in 1 gezeigt ist, sondern auch als eine Plusseitenstromversorgung und eine Minusseitenstromversorgung, von denen bewirkt wird, dass sie dem Transistor 34 bzw. 35 entsprechen.
In der vorstehenden Konfiguration können die Schaltgeräte 2a und 2a' von IGBT gebildet werden und die Anzahl dieser in paralleler Schaltung kann mehr als drei sein. Darüber hinaus sind die Transistoren 34, 35, 44 und 45 als jeweils die ersten bis vierten Schalter nicht auf die Bipolartransistoren beschränkt, sondern es können FET für diese verwendet werden.
Des Weiteren können die Strombegrenzungswiderstände 36 und 37 als der erste und der zweite Strombegrenzungswiderstand auf die Emitterseiten des Transistors 34 bzw. 35 verbunden sein.
Anschließend daran wird der Betrieb der Ausführungsform erläutert.
Beim Einschalten der Schaltgeräte 2a und 2a' wird das Signal S₁ , das von dem Antriebsabschnitt 31 ausgegeben wird, um ein Einschalten auf der Basis des Steuersignals S_a , das ein Einschalten anweist, anzuweisen, auf die Basis des Transistors 34 zum Einschalten durch den Basiswiderstand 33 angewendet. Das Signal S₁ wird gleichzeitig auf die Basis des Transistors 43 zum Einschalten durch den Basiswiderstand 33 und die Diode 42 angewendet. Dies schaltet beide Transistoren 34 und 43 ein.
Zu dieser Zeit existiert auf der Seite des Transistors 43 kein Strombegrenzungswiderstand, wie der Widerstand 36 auf der Seite des Transistors 34, in dem Ausgangsstromweg, um eine niedrige Impedanz in dem Ausgangsstromweg bereitzustellen. Somit fließt ein Strom schnell auf die Gate-Seite der Schaltgeräte 2a und 2a' durch den Transistor 43 und die Diode 44 von der Gleichstromversorgung 46 mit der Spannung V_B2 .
Danach fließt ab der Zeit, zu der die Gate-Source-Spannung V_GS jedes der Schaltgeräte 2a und 2a' die Spannung V_B2 erreicht, ein Strom von der Gleichstromversorgung 32, die die Spannung V_B1 aufweist, die höher als die Spannung V_B2 ist, auf die Gate-Seite der Schaltgeräte 2a und 2a' durch den Strombegrenzungswiderstand 36 und den Transistor 34, wodurch das Gate-Potential V_GS schließlich hergestellt wird.
Obwohl eine Differenz zwischen den Gate-Grenzspannungen V_th1 und V_th2 ihrer jeweiligen Schaltgeräte 2a und 2a' besteht, steigt folglich jede der Gate-Source-Spannungen V_GS dieser schnell mit einer hohen Änderungsrate der Spannung dv/dt an, bis die Gate-Source-Spannung V_GS die Spannung V_B2 erreicht, wie in 3 gezeigt ist, einem Wellenformdiagramm, das die Wellenform der Gate-Source-Spannung für die Schaltgeräte zeigt, die von der in 1 gezeigten Gate-Antriebsschaltung angetrieben werden. Dies verkürzt jede der Zeiten erheblich, die von dem Anstieg der Gate-Source-Spannung V_GS zu den Zeiten t₁ und t₂ , zu denen die Gate-Source-Spannung V_GS die Grenzspannung V_th1 bzw. V_th2 erreicht, verstrichen sind, um die Zeitverschiebung Δt zwischen der Zeit t₁ und t₂ erheblich zu verkürzen.
Darüber hinaus kann zum Verhindern, dass der Transistor 43 einen übermäßigen Stromfluss darin aufweist, ein Strombegrenzungswiderstand, der einen sehr niedrigen Widerstandswert im Vergleich zu denen der Strombegrenzungswiderstände 36 und 37 aufweist, auf der Emitterseite oder auf der Kollektorseite des Transistors 43 in Reihe geschaltet sein.
Gemäß der Ausführungsform werden ein Ungleichgewicht zwischen Strömen und ein resultierendes Ungleichgewicht zwischen Verlusten beim Einschalten der Schaltgeräte 2a und 2a' eliminiert, wodurch die Wellenformen der Drain-Ströme beim Einschalten in beiden Geräten wie die in 9 dargestellten werden, die den Fall zeigt, in dem die Differenz zwischen Grenzspannungen V_th von beiden Schaltgeräten gering ist. Wenn die Wellenformen der Ströme in den Schaltgeräten 2a und 2a' ungefähr identisch werden, werden auch die Wellenformen der Ströme, die in den Dioden in dem Arm fließen, der entgegengesetzt zu dem Arm ist, der mit den Schaltgeräten 2a und 2a' versehen ist, ungefähr identisch. Damit kommt es auch auf der Diodenseite dazu, dass das Ungleichgewicht zwischen Strömen, wie in 11 gezeigt ist, und das resultierende Ungleichgewicht zwischen Verlusten eliminiert werden.
Beim Abschalten der Schaltgeräte 2a und 2a' wird bewirkt, dass die Transistoren 35 und 45 durch das Signal S₁ abgeschaltet werden, das von dem Antriebsabschnitt 31 ausgegeben wird, um ein Abschalten anzuweisen. Zu der Zeit wird bewirkt, dass der Transistor 35 auf der Eingangsseite früher als der Transistor 45 eingeschaltet wird, da die Abschaltverzögerungsschaltung 31 mit den Basen auf der Seite des Transistors 45 verbunden ist.
Damit werden Ladungen in den Gates der Schaltgeräte 2a und 2a' allmählich durch den Transistor 35 und den Widerstand 37 entladen, wobei bewirkt wird, dass der Transistor 45 danach eingeschaltet wird.
Hier führt die Abschaltverzögerungsschaltung 41 die Funktion des Sicherns des Gate-Widerstands für die Schaltgeräte 2a und 2a' bei den Abschaltarbeitsvorgängen dieser durch den Strombegrenzungswiderstand 37 durch, so dass verhindert wird, dass das Abfallen der Gate-Source-Spannung jedes der Schaltgeräte 2a und 2a' übermäßig abrupt wird, und führt zusammen damit die Funktion des Verhinderns von fehlerhaften Einschaltarbeitsvorgängen der Schaltgeräte 2a und 2a' ohne Verwenden einer speziellen IC durch, wobei diese Arbeitsvorgänge möglicherweise durch das Einschalten der Schaltgeräte in dem entgegengesetzten Arm nach dem Abschluss der Abschaltarbeitsvorgänge der Schaltgeräte 2a und 2a' verursacht werden. Es ist nur erforderlich, dass die Abschaltverzögerungsschaltung 41 den Einschaltarbeitsvorgang des Transistors 45 nach dem Einschaltarbeitsvorgang des Transistors 35 verzögern kann. Folglich kann eine spezifizierte Verzögerungszeit beispielsweise durch Bilden der Abschaltverzögerungsschaltung 41 mit einer Schaltung, wie einer RC-Schaltung, die von einem Widerstand mit einem Widerstandswert R und einem Kondensator mit einem Kapazitanzwert C gebildet wird, um eine Zeitkonstante RC bereitzustellen, bereitgestellt werden.
In normalen abgeschalteten Zuständen der Schaltgeräte 2a und 2a', bei denen es sich nicht um vorübergehende Zustände handelt, in denen bewirkt wird, dass die Schaltgeräte 2a und 2a' aus eingeschalteten Zuständen abgeschaltet werden, werden das Gate und die Source jedes der Schaltgeräte 2a und 2a' mit einer Impedanz von ungefähr null kurzgeschlossen, indem der Transistor 45 dazu gebracht wird, in einem eingeschalteten Zustand zu sein. Folglich weisen bei der Sperrverzögerung jeder der Freilaufdioden (oder Körperdioden) der Schaltgeräte 2a und 2a' in dem Zustand, in dem eine hohe Sperrspannung an die Schaltgeräte 2a und 2a' in dem Arm angelegt wird, der entgegengesetzt zu dem Arm mit den Schaltgeräten 2a und 2a' ist, obwohl eine Sperrverzögerungsspannung mit einer hohen Spannungsschwankungsrate dv/dt erzeugt wird, die Schaltgeräte 2a und 2a' keine Gate-Source-Spannungen V_GS auf, die ihre jeweiligen Grenzspannungen V_th1 und V_th2 übersteigen. Somit wird es möglich zu verhindern, dass der obere und der untere Arm durch die fehlerhaften Einschaltarbeitsvorgänge der Schaltgeräte 2a und 2a' kurzgeschlossen werden.
Wie im Vorstehenden erläutert wurde, kann gemäß der Ausführungsform nur durch Hinzufügen der Schaltung, die von Komponenten wie der Gleichstromversorgung 46, dem Transistor 43 und dem Transistor 45 gebildet wird, zu einer dazugehörigen Gate-Antriebsschaltung die Gate-Antriebsschaltung die Funktion des Hemmens eines Ungleichgewichts des Stroms zwischen den Schaltgeräten, die parallel zueinander geschaltet sind, in der Hauptschaltung aufgrund der Differenz zwischen den Gate-Grenzspannungen der Schaltgeräte und die Funktion des Verhinderns, dass der obere und der untere Arm kurzgeschlossen werden, wenn bewirkt wird, dass Schaltgeräte in dem entgegengesetzten Arm eingeschaltet werden, durchführen.
Die erfindungsgemäße Gate-Antriebsschaltung kann auf verschiedene Arten von Stromwandlern, wie Wechselrichter, Wandler und Gleichstromsteller, angewendet werden, wenn die Schaltung zum Antreiben von mehreren spannungsgesteuerten Halbleiterschaltgeräten, die parallel zueinander geschaltet sind, verwendet wird.
Obwohl die vorliegende Erfindung insbesondere unter Bezugnahme auf die bevorzugte Ausführungsform dieser gezeigt und beschrieben wurde, werden Fachmänner verstehen, dass die vorstehenden und andere Änderungen der Form und der Einzelheiten darin vorgenommen werden können, ohne vom Sinn und Schutzumfang der vorliegenden Erfindung abzuweichen.

Claims

Gate-Antriebsschaltung für Halbleiterschaltgeräte zum Antreiben einer Gruppe von Schaltgeräten (2a, 2a'), die von mehreren zueinander parallel geschalteten Halbleiterschaltgeräten vom Spannungssteuerungstyp gebildet wird, wobei die Gate-Antriebsschaltung mit den Gates der Halbleiterschaltgeräte der Gruppe der Schaltgeräte verbunden ist und gekennzeichnet ist durch: einen ersten Schalter (34), der zum Einschalten der parallel zueinander geschalteten Halbleiterschaltgeräte der Gruppe der Schaltgeräte eingerichtet ist; einen zweiten Schalter (35), der mit dem ersten Schalter (34) in Reihe geschaltet ist, wobei der zweite Schalter (35) zum Abschalten der parallel zueinander geschalteten Halbleiterschaltgeräte der Gruppe der Schaltgeräte eingerichtet ist; einen ersten Strombegrenzungswiderstand (36), der den Strom begrenzt, der in den ersten Schalter (34) fließt; einen zweiten Strombegrenzungswiderstand (37), der den Strom begrenzt, der in den zweiten Schalter (35) fließt; mindestens eine erste Gleichstromversorgung (32) als eine Stromversorgung zum Antreiben des ersten Schalters (34) und des zweiten Schalters (35); einen dritten Schalter (43), der derart eingerichtet ist, durch ein Einschaltanweisungssignal (S1) an den ersten Schalter (34), um die Gruppe der Schaltgeräte einzuschalten, eingeschaltet zu werden; einen vierten Schalter (45), der derart eingerichtet ist, durch ein Abschaltanweisungssignal an den zweiten Schalter (35), um die Gruppe der Schaltgeräte abzuschalten, abgeschaltet zu werden; und eine zweite Gleichstromversorgung (46), die unmittelbar an beide Enden einer Reihenschaltung, die den dritten Schalter (43) und den vierten Schalter (45) umfasst, angeschlossen ist, als eine Stromversorgung zum Antreiben des dritten Schalters (43) und des vierten Schalters (45), und die einen Spannungswert aufweist, der niedriger als der Spannungswert der ersten Gleichstromversorgung (32) ist, so dass die Impedanz des Wegs eines Stroms, der von der zweiten Gleichstromversorgung (46) zu den Gates der Gruppe der Schaltgeräte durch den dritten Schalter (43) in einem eingeschalteten Zustand fließt, niedriger ist als die Impedanz des Wegs eines Stroms, der von der ersten Gleichstromversorgung (32) zu den Gates der Gruppe der Schaltgeräte durch den ersten Schalter (34) in einem eingeschalteten Zustand fließt.
Gate-Antriebsschaltung für Halbleiterschaltgeräte nach Anspruch 1, wobei bewirkt wird, dass der Wert der Spannung der zweiten Gleichstromversorgung (46) ungefähr gleich dem Höchstwert der Gate-Grenzspannungen der Gruppe von Schaltgeräten (2a, 2a') ist.
Gate-Antriebsschaltung für Halbleiterschaltgeräte nach Anspruch 1 oder 2, die weiterhin eine Abschaltverzögerungsschaltung (41) zum Verzögern der Zeitvorgabe des Bewirkens, dass der vierte Schalter (45) eingeschaltet wird, für eine spezifizierte Zeit ab der Zeitvorgabe des Bewirkens, dass der zweite Schalter (35) eingeschaltet wird, umfasst.
Gate-Antriebsschaltung für Halbleiterschaltgeräte nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die zweite Gleichstromversorgung (46) von einer Reihenschaltung eines Widerstands (46a) und einer Zener-Diode (46b) sowie einem Kondensator (46c), der parallel mit der Zener-Diode (46b) geschaltet ist, gebildet wird, wobei die Reihenschaltung des Widerstandes (46a) und der Zener-Diode (46b) über die erste Gleichstromversorgung (32) angeschlossen ist und die Spannung über den Kondensator (46c) als die Spannung der zweiten Gleichstromversorgung (46) verwendet wird.