JPH0479758A - 電流センスigbtの駆動回路 - Google Patents
電流センスigbtの駆動回路Info
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- JPH0479758A JPH0479758A JP2191057A JP19105790A JPH0479758A JP H0479758 A JPH0479758 A JP H0479758A JP 2191057 A JP2191057 A JP 2191057A JP 19105790 A JP19105790 A JP 19105790A JP H0479758 A JPH0479758 A JP H0479758A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
- H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
- H03K17/0828—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in composite switches
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- Power Conversion In General (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
この発明は、自身に流れてる電流を検出できる機能を有
するIGBTの駆動回路に関し、特にインバータなどの
電力変換装置において、短絡事故などによって生じる過
電流から、このIGETを保護する機能を持つ駆動回路
に関する。 なお以下各図において同一の符号は同一もしくは相当部
分を示す。
するIGBTの駆動回路に関し、特にインバータなどの
電力変換装置において、短絡事故などによって生じる過
電流から、このIGETを保護する機能を持つ駆動回路
に関する。 なお以下各図において同一の符号は同一もしくは相当部
分を示す。
I GBT素子はバイポーラトランジスタの有する高耐
圧、大電流化が容易であるという長所と、パワーMO3
FETの有する高速なスイッチングが可能でドライブも
容易であるという長所とをあわせ持った新しいデバイス
である。 第6図にNチャネルI GBTの等価回路を示す。 即ちこのI GBTはNチャネルMO3FETOINP
N )ランジスタ02、PNP トランジスタ03、及
びトランジスタ02のヘース・エミッタ間の短絡用抵抗
04からなり、MO3FETOIのドレイン・ソース間
とトランジスタ02のエミッタ・コレクタ間を並列接続
し、トランジスタ02.、03はサイリスタ回路を形成
するものとして表わすことができる。 最近では、I GBTの高機能化を目的として、電流検
出機能を内蔵したIGBT(電流センスIGBT)のデ
バイス開発とその適用が進められている。この電流セン
スI GBTは、一つのIGBTチップ内で一部分を電
流検出用のチップとして利用し、このチップに流れる電
流を実際に検出し、外部へ出力できるようにしたもので
ある。電流センスIGBTのシンボル記号と等価回路と
を第7図(AL(B)にそれぞれ示す。この第7図(B
)で示すように、電流センスIGBTQI は主IGB
TQmと電流検出用IGBTQS とを並列接続させた
構造になっている。電流センスIGBTQ1の電流Ic
は主IGBTQmの電流と検出用IGBTQsの電流と
に分流する。ここで、検出用IGBTQsの電流値はI
C,BTチップ全体の内で電流検出用I GBTのチ
ップが占める面積比より決まるため、この関係より主I
GBTQmの電流が算出できることになる。 IGBTをインバータなどの電流変換装置に用いた場合
に、インバータの運転中に何らかの原因で過電流故障が
発生した場合にIGBTを破壊させずに保護することが
重要となっている。過電流故障の中で、素子破壊につな
がる故障として短絡事故がある。短絡事故時を模擬する
回路を第8図に、また短絡事故時のIGBT素子Q素子
圧■。。 と電流1cの波形を第9図に示す。第9図で示すように
短絡期間に素子には直流電源電圧Edが印加される。ま
た、この時に素子Qに流れる電流Tcは、素子Qの直流
電流定格の5〜6倍以上となる。従って短絡期間中に素
子Qには非常に大きな電力が印加されることになる。そ
のため、短絡状態で素子Qを保護するには、素子の耐え
うる期間(10μs程度)内に素子Qをオフする必要が
ある。そこで、この電流センス機能を過電流保護に適用
することは、素子Qを保護する上で有効な方法である。 第5図に過電流保護機能を持つ電流センスICBTのゲ
ート駆動回路の従来例を示す。Qlは主スイツチング素
子としての電流センスI C,、B T−1PH1は信
号絶縁用フォトカプラ、VlおよびV2はそれぞれオン
ゲート電圧印加用電圧源およびオフゲート電圧印加用電
圧源である。 次に第5図の通常の動作を説明する。フォトカブラPH
1がオンするとトランジスタT1がオフし、この結果ト
ランジスタT2がオン、T3がオフとなって、IGBT
QIのゲートエミンタ間にはゲート抵抗R6を介してオ
ンゲート電圧■1が印加される。次にフォトカプラPH
1がオフするとトランジスタT1がオンし、これにより
、トランジスタT2がオフ、T3がオンとなって、■G
、B T Qllのゲート・エミッタ間には抵抗RGを
介してオフゲート電圧V2が印加される。 次に第5図の過電流保護動作について説明する。 IGBTQIのオン期間中、Qlの検出電流ICMはゲ
ート駆動回路の故障判別演算部100に入力される。こ
の演算部100では、故障レベルの設定値I OC”と
、この電流センスI G B T−Qlの検出電流I。 Hを比較し、検出電流ICMが設定値以上の場合は過電
流故障と判断する一0故障と判断すると演)E部100
より、トランジスタT4をオンする信号が出力され、T
4がオンする。T4が導通すると、IGBTQIのゲー
ト・エミッタ間にオフゲート電圧■2が印加されQlが
オフし、過電流をしゃ断する。
圧、大電流化が容易であるという長所と、パワーMO3
FETの有する高速なスイッチングが可能でドライブも
容易であるという長所とをあわせ持った新しいデバイス
である。 第6図にNチャネルI GBTの等価回路を示す。 即ちこのI GBTはNチャネルMO3FETOINP
N )ランジスタ02、PNP トランジスタ03、及
びトランジスタ02のヘース・エミッタ間の短絡用抵抗
04からなり、MO3FETOIのドレイン・ソース間
とトランジスタ02のエミッタ・コレクタ間を並列接続
し、トランジスタ02.、03はサイリスタ回路を形成
するものとして表わすことができる。 最近では、I GBTの高機能化を目的として、電流検
出機能を内蔵したIGBT(電流センスIGBT)のデ
バイス開発とその適用が進められている。この電流セン
スI GBTは、一つのIGBTチップ内で一部分を電
流検出用のチップとして利用し、このチップに流れる電
流を実際に検出し、外部へ出力できるようにしたもので
ある。電流センスIGBTのシンボル記号と等価回路と
を第7図(AL(B)にそれぞれ示す。この第7図(B
)で示すように、電流センスIGBTQI は主IGB
TQmと電流検出用IGBTQS とを並列接続させた
構造になっている。電流センスIGBTQ1の電流Ic
は主IGBTQmの電流と検出用IGBTQsの電流と
に分流する。ここで、検出用IGBTQsの電流値はI
C,BTチップ全体の内で電流検出用I GBTのチ
ップが占める面積比より決まるため、この関係より主I
GBTQmの電流が算出できることになる。 IGBTをインバータなどの電流変換装置に用いた場合
に、インバータの運転中に何らかの原因で過電流故障が
発生した場合にIGBTを破壊させずに保護することが
重要となっている。過電流故障の中で、素子破壊につな
がる故障として短絡事故がある。短絡事故時を模擬する
回路を第8図に、また短絡事故時のIGBT素子Q素子
圧■。。 と電流1cの波形を第9図に示す。第9図で示すように
短絡期間に素子には直流電源電圧Edが印加される。ま
た、この時に素子Qに流れる電流Tcは、素子Qの直流
電流定格の5〜6倍以上となる。従って短絡期間中に素
子Qには非常に大きな電力が印加されることになる。そ
のため、短絡状態で素子Qを保護するには、素子の耐え
うる期間(10μs程度)内に素子Qをオフする必要が
ある。そこで、この電流センス機能を過電流保護に適用
することは、素子Qを保護する上で有効な方法である。 第5図に過電流保護機能を持つ電流センスICBTのゲ
ート駆動回路の従来例を示す。Qlは主スイツチング素
子としての電流センスI C,、B T−1PH1は信
号絶縁用フォトカプラ、VlおよびV2はそれぞれオン
ゲート電圧印加用電圧源およびオフゲート電圧印加用電
圧源である。 次に第5図の通常の動作を説明する。フォトカブラPH
1がオンするとトランジスタT1がオフし、この結果ト
ランジスタT2がオン、T3がオフとなって、IGBT
QIのゲートエミンタ間にはゲート抵抗R6を介してオ
ンゲート電圧■1が印加される。次にフォトカプラPH
1がオフするとトランジスタT1がオンし、これにより
、トランジスタT2がオフ、T3がオンとなって、■G
、B T Qllのゲート・エミッタ間には抵抗RGを
介してオフゲート電圧V2が印加される。 次に第5図の過電流保護動作について説明する。 IGBTQIのオン期間中、Qlの検出電流ICMはゲ
ート駆動回路の故障判別演算部100に入力される。こ
の演算部100では、故障レベルの設定値I OC”と
、この電流センスI G B T−Qlの検出電流I。 Hを比較し、検出電流ICMが設定値以上の場合は過電
流故障と判断する一0故障と判断すると演)E部100
より、トランジスタT4をオンする信号が出力され、T
4がオンする。T4が導通すると、IGBTQIのゲー
ト・エミッタ間にオフゲート電圧■2が印加されQlが
オフし、過電流をしゃ断する。
しかしながら第5図のような従来の過電流保護動作では
、トランジスタT4の導通と同時にIGBTQIのオフ
ゲート電圧■2がQlのゲートに印加されることから、
過電流を遮断する際の電流の減少率(−di/dt)が
大きく、このためQlには配線のインダクタンス!に誘
起した電圧(!・d i/ d t)と直流回路電圧の
和の電圧が加わり、この過大な電圧によって素子が破壊
してしまうという問題があった。 そこで本発明はこの問題を解消できる電流センスI G
BTの駆動回路を提供することを課題とする。
、トランジスタT4の導通と同時にIGBTQIのオフ
ゲート電圧■2がQlのゲートに印加されることから、
過電流を遮断する際の電流の減少率(−di/dt)が
大きく、このためQlには配線のインダクタンス!に誘
起した電圧(!・d i/ d t)と直流回路電圧の
和の電圧が加わり、この過大な電圧によって素子が破壊
してしまうという問題があった。 そこで本発明はこの問題を解消できる電流センスI G
BTの駆動回路を提供することを課題とする。
前記の課題を解決するために第1発明の回路は、「自身
の主回路に流されている電流を検出してなる検出電流(
I C,など)を出力できる機能を有する電流センスI
GBT(Qlなど)の駆動回路において、 前記検出電流より前記主回路の過電流を判別する手段(
故障判別演算部100など)と、この判別手段が動作し
ている間、前記I GBTのゲートに印加している電圧
を時間の経過に伴い、少なくとも徐々に効果させる可変
電圧#(コンデンサC2,トランジスタT4など)とを
備えた」ものとし、 また第2発明の回路は前記第1発明の回路にさらに、「
前記可変電圧源の前記の降下の動作によって導通側に駆
動され、前記I GBTのゲート・エミッタ回路を短絡
するトランジスタ(T5など)」を付加したものとし、 また第3発明の回路は、前記第1発明の回路にさらに、
「前記IGBTのゲートと前記可変電圧源との間に接続
され、前記I GBTの変位電流をこの可変電圧源側に
導くダイオード(D3など)」を付加したものとする。
の主回路に流されている電流を検出してなる検出電流(
I C,など)を出力できる機能を有する電流センスI
GBT(Qlなど)の駆動回路において、 前記検出電流より前記主回路の過電流を判別する手段(
故障判別演算部100など)と、この判別手段が動作し
ている間、前記I GBTのゲートに印加している電圧
を時間の経過に伴い、少なくとも徐々に効果させる可変
電圧#(コンデンサC2,トランジスタT4など)とを
備えた」ものとし、 また第2発明の回路は前記第1発明の回路にさらに、「
前記可変電圧源の前記の降下の動作によって導通側に駆
動され、前記I GBTのゲート・エミッタ回路を短絡
するトランジスタ(T5など)」を付加したものとし、 また第3発明の回路は、前記第1発明の回路にさらに、
「前記IGBTのゲートと前記可変電圧源との間に接続
され、前記I GBTの変位電流をこの可変電圧源側に
導くダイオード(D3など)」を付加したものとする。
故障判別演算部によって駆動されるトランジスタが導通
すると、徐々にコンデンサ電圧を放電させる回路を設け
、このコンデンサ電圧を利用してIGBTQIのゲート
・エミッタ間に与える電圧を徐々に下降させるようにし
た。 電流センスIGBTQIに流れる短絡電流のピーク値I
CPは第10図に示すようにゲート・エミッタ間に印加
される電圧値■。に依存側る特性を持っている。そこで
、この特性を利用して過電流検知後、電流センスIGB
TQIのゲート・エミッタ間に印加される電圧VGEを
時間の経過と共に徐々に減少させ、この減少に対応させ
て短絡電流Icを減少させる。なお第9図の素子短絡電
流Tcの波線部はこの場合の短絡電流波形を示している
。従って過電流をしゃ断する際の電流の減少率(−di
/dt)を抑制できる。その結果、配線のインダクタン
ス!に誘起した電圧!・di/dtが小さくなり、IG
BTQIに加わる過大な電圧を防げる。また短絡電流T
cが減少するため、素子Q1の消費エネルギも低減でき
る。
すると、徐々にコンデンサ電圧を放電させる回路を設け
、このコンデンサ電圧を利用してIGBTQIのゲート
・エミッタ間に与える電圧を徐々に下降させるようにし
た。 電流センスIGBTQIに流れる短絡電流のピーク値I
CPは第10図に示すようにゲート・エミッタ間に印加
される電圧値■。に依存側る特性を持っている。そこで
、この特性を利用して過電流検知後、電流センスIGB
TQIのゲート・エミッタ間に印加される電圧VGEを
時間の経過と共に徐々に減少させ、この減少に対応させ
て短絡電流Icを減少させる。なお第9図の素子短絡電
流Tcの波線部はこの場合の短絡電流波形を示している
。従って過電流をしゃ断する際の電流の減少率(−di
/dt)を抑制できる。その結果、配線のインダクタン
ス!に誘起した電圧!・di/dtが小さくなり、IG
BTQIに加わる過大な電圧を防げる。また短絡電流T
cが減少するため、素子Q1の消費エネルギも低減でき
る。
以下第1図ないし第4図に基づいて本発明の詳細な説明
する。第1図は第1発明の実施例としての回路図で、第
5図に対応するものである。 第1図の通常のスイッチング時の動作は、第5図と同様
、フォトカプラPH1の信号を受けたトランジスタT1
と、これにつながるトランジスタT2.T3によって行
われる。 第5図と異なるのは、ダイオードD2、抵抗R2,R3
、コンデンサC2、トランジスタT4Aからなる電圧制
限回路101を出力段トランジスタT2.T3のベース
部分に接続したことである。コンデンサC2は最初、抵
抗R3を介して充電され、コンデンサC2の両端電圧は
Vl +V2となる。 コンデンサC2の正側端子とトランジスタT2T3のベ
ースとの間には、図示のようにダイオードD2が接続さ
れていることから、通常の動作には殆ど影響を及ぼさな
い。 第5図と同様に、故障判別演算部100にて故障を判別
した場合、トランジスタT4Aが導通ずる。 これに伴いコンデンサC2の電荷はR2を介して放電さ
れる。抵抗値RLR3)R2と選定しておくことにより
、コンデンサC2の両端電圧とオフゲート電圧■2との
差の電圧がダイオードD2.トランジスタT3を介して
電流センスIGBTQIのゲート・エミッタ間に出力さ
れ、IC,BTQIのゲート・エミッタ電圧は徐々に下
降して0となり、さらに反転する。このようにしてIG
BTQlは第5図に比べゆるやかにしゃ断される。 第2図は第2発明の実施例としての回路図である。第2
図の第1図と異なる点は、IGBTQIの変位電流を流
し込むPNP トランジスタT5をゲート抵抗R6の素
子C1側(つまりIGBTQlのゲート端子G)に付加
したこと、さらに詳しくはこのトランジスタT5のエミ
ッタ端子と素子Q1のゲート端子Gとを接続し、トラン
ジスタT5のヘース端子をコンデンサC2の正極端子に
接続し、トランジスタT5のコレクタ端子をオフゲート
電圧源■2の負極端子に接続したことである。IGBT
QIが導通状態で短絡事故が発生し、素子Q1の電流増
加すると、第1図で述べたように、故障判別演算部10
0を介してトランジスタT4Aが導通し、コンデンサC
2の放電が行われる。 これによりトランジスタT5も徐々に導通ずる。 ところで、この素子Q1の電流の急増時には素子電圧■
。も急増する。その結果、非常に高い電圧変化(d V
CE/ d t)が発生する。 第3図はこのトランジスタT5の動作の説明図で、同図
(A)は等価回路を、また同図(B)は前記短絡時にお
ける素子電圧VCHの時間的推移の波形をそれぞれ示す
。IGBTQIは、第3(A)に示すようにコレクタC
とゲート0間に接合容量CCCを持っている。そこで、
前述のd VCE/dtがIGBTQIに印加されると
、このC6Gによって変位電流i (−C6c−dVc
E/d t)が生じる。第2図ではこの変位電流がトラ
ンジスタT5に流れるため、IGBTQIのゲート・エ
ミッタ間電圧が変位電流で充電されることはない。その
結果、素子Q1の過電流保護動作が確実に行われること
になる。 第4図は第3発明の実施例としての回路図である。第4
図は第1図の構成に対し、IGBTQIのゲート端子G
とコンデンサC2の正極端子間に、該端子側をカソード
とするダイオードD3を付加し、第2図で述べたIGB
TQlの変位電流をコンデンサC2側へ流すようにした
ものである。第4図ではIGBTQIに発生した変位電
流はダイオードD3を介して可変電圧源としてのコンデ
ンサC2およびトランジスタT4Aに流れ込むことにな
る。
する。第1図は第1発明の実施例としての回路図で、第
5図に対応するものである。 第1図の通常のスイッチング時の動作は、第5図と同様
、フォトカプラPH1の信号を受けたトランジスタT1
と、これにつながるトランジスタT2.T3によって行
われる。 第5図と異なるのは、ダイオードD2、抵抗R2,R3
、コンデンサC2、トランジスタT4Aからなる電圧制
限回路101を出力段トランジスタT2.T3のベース
部分に接続したことである。コンデンサC2は最初、抵
抗R3を介して充電され、コンデンサC2の両端電圧は
Vl +V2となる。 コンデンサC2の正側端子とトランジスタT2T3のベ
ースとの間には、図示のようにダイオードD2が接続さ
れていることから、通常の動作には殆ど影響を及ぼさな
い。 第5図と同様に、故障判別演算部100にて故障を判別
した場合、トランジスタT4Aが導通ずる。 これに伴いコンデンサC2の電荷はR2を介して放電さ
れる。抵抗値RLR3)R2と選定しておくことにより
、コンデンサC2の両端電圧とオフゲート電圧■2との
差の電圧がダイオードD2.トランジスタT3を介して
電流センスIGBTQIのゲート・エミッタ間に出力さ
れ、IC,BTQIのゲート・エミッタ電圧は徐々に下
降して0となり、さらに反転する。このようにしてIG
BTQlは第5図に比べゆるやかにしゃ断される。 第2図は第2発明の実施例としての回路図である。第2
図の第1図と異なる点は、IGBTQIの変位電流を流
し込むPNP トランジスタT5をゲート抵抗R6の素
子C1側(つまりIGBTQlのゲート端子G)に付加
したこと、さらに詳しくはこのトランジスタT5のエミ
ッタ端子と素子Q1のゲート端子Gとを接続し、トラン
ジスタT5のヘース端子をコンデンサC2の正極端子に
接続し、トランジスタT5のコレクタ端子をオフゲート
電圧源■2の負極端子に接続したことである。IGBT
QIが導通状態で短絡事故が発生し、素子Q1の電流増
加すると、第1図で述べたように、故障判別演算部10
0を介してトランジスタT4Aが導通し、コンデンサC
2の放電が行われる。 これによりトランジスタT5も徐々に導通ずる。 ところで、この素子Q1の電流の急増時には素子電圧■
。も急増する。その結果、非常に高い電圧変化(d V
CE/ d t)が発生する。 第3図はこのトランジスタT5の動作の説明図で、同図
(A)は等価回路を、また同図(B)は前記短絡時にお
ける素子電圧VCHの時間的推移の波形をそれぞれ示す
。IGBTQIは、第3(A)に示すようにコレクタC
とゲート0間に接合容量CCCを持っている。そこで、
前述のd VCE/dtがIGBTQIに印加されると
、このC6Gによって変位電流i (−C6c−dVc
E/d t)が生じる。第2図ではこの変位電流がトラ
ンジスタT5に流れるため、IGBTQIのゲート・エ
ミッタ間電圧が変位電流で充電されることはない。その
結果、素子Q1の過電流保護動作が確実に行われること
になる。 第4図は第3発明の実施例としての回路図である。第4
図は第1図の構成に対し、IGBTQIのゲート端子G
とコンデンサC2の正極端子間に、該端子側をカソード
とするダイオードD3を付加し、第2図で述べたIGB
TQlの変位電流をコンデンサC2側へ流すようにした
ものである。第4図ではIGBTQIに発生した変位電
流はダイオードD3を介して可変電圧源としてのコンデ
ンサC2およびトランジスタT4Aに流れ込むことにな
る。
本発明よれば、電流センスI GBTのゲート・エミッ
タ回路に並列にコンデンサを設け、さらにこのコンデン
サを抵抗を介して放電させるトランジスタを設け、短絡
事故の際、IGETの検出電流が過大となったことを検
出する故障判別演算部を介して前記トランジスタを導通
させることで、IGBTのゲート電圧を徐々に下降させ
ながらIGBTをオフさせるようにしたので、 IGBTのコレクタ・エミッタ間に過渡的な過大電圧を
発生させることなく、この電流センスIGBTを過電流
から確実に保護することができる。
タ回路に並列にコンデンサを設け、さらにこのコンデン
サを抵抗を介して放電させるトランジスタを設け、短絡
事故の際、IGETの検出電流が過大となったことを検
出する故障判別演算部を介して前記トランジスタを導通
させることで、IGBTのゲート電圧を徐々に下降させ
ながらIGBTをオフさせるようにしたので、 IGBTのコレクタ・エミッタ間に過渡的な過大電圧を
発生させることなく、この電流センスIGBTを過電流
から確実に保護することができる。
第1図、第2図はそれぞれ第1および第2発明の実施例
としての回路図、 第3図は第2図の動作の説明図、 第4図は第3発明の実施例としての回路図、第5図は第
1図、第2図、第4図に対応する従来の回路図、 第6図はNチャネルI GETの等価回路図、第7図は
電流センスIGBTのシンボル記号と原理構成図、 第8図は短絡事故時の模擬回路図、 第9図は短絡事故時のIGETの電圧、電流の波形図、 第10図はIGBTの短絡電流とゲート・エミッタ間電
圧との関係を示す特性図である。 Ql :電流センスIGBT、PHI :フォトカブ
ラ、■1 :オンゲート電圧、■2 :オフゲート電圧
、RG :ゲート抵抗、R1,R2,R3:抵抗、C2
:コンデンサ、D2.D3 :ダイオード、TIT2
.T3.T4A、 T5 ; トランジスタ、100
:故障判別演算部、101:電圧制限回路、I CM
:検出電流、I oc :故障レベル設定値。
としての回路図、 第3図は第2図の動作の説明図、 第4図は第3発明の実施例としての回路図、第5図は第
1図、第2図、第4図に対応する従来の回路図、 第6図はNチャネルI GETの等価回路図、第7図は
電流センスIGBTのシンボル記号と原理構成図、 第8図は短絡事故時の模擬回路図、 第9図は短絡事故時のIGETの電圧、電流の波形図、 第10図はIGBTの短絡電流とゲート・エミッタ間電
圧との関係を示す特性図である。 Ql :電流センスIGBT、PHI :フォトカブ
ラ、■1 :オンゲート電圧、■2 :オフゲート電圧
、RG :ゲート抵抗、R1,R2,R3:抵抗、C2
:コンデンサ、D2.D3 :ダイオード、TIT2
.T3.T4A、 T5 ; トランジスタ、100
:故障判別演算部、101:電圧制限回路、I CM
:検出電流、I oc :故障レベル設定値。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1)自身の主回路に流れている電流を検出してなる検出
電流を出力できる機能を有する電流センスIGBTの駆
動回路において、 前記検出電流より前記主回路の過電流を判別する手段と
、 この判別手段が動作している間、前記IGBTのゲート
に印加している電圧を時間の経過に伴い、少なくとも徐
々に降下させる可変電圧源とを備えたことを特徴とする
電流センスIGBTの駆動回路。 2)自身の主回路に流れている電流を検出してなる検出
電流を出力できる機能を有する電流センスIGBTの駆
動回路において、 前記検出電流より前記主回路の過電流を判別する手段と
、 この判別手段が動作している間、前記IGBTのゲート
に印加している電圧を時間の経過に伴い、少なくとも徐
々に降下させる可変電圧源と、前記可変電圧源の前記の
降下の動作によって導通側に駆動され、前記IGBTの
ゲート・エミッタ回路を短絡するトランジスタとを備え
たことを特徴とする電流センスIGBTの駆動回路。 3)自身の主回路に流れている電流を検出してなる検出
電流を出力できる機能を有する電流センスIGBTの駆
動回路において、 前記検出電流より前記主回路の過電流を判別する手段と
、 この判別手段が動作している間、前記IGBTのゲート
に印加している電圧を時間の経過に伴い、少なくとも徐
々に降下させる可変電圧源と、前記IGBTのゲートと
前記可変電圧源との間に接続され、前記IGBTの変位
電流をこの可変電圧源側に導くダイオードとを備えたこ
とを特徴とする電流センスIGBTの駆動回路。
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