DE69014688T2 - Selbstschwingender Wandler mit Leichtlast-Stabilisator. - Google Patents

Selbstschwingender Wandler mit Leichtlast-Stabilisator.

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Description

  • Die Erfindung bezieht sich auf einen selbst schwingenden Wandler und insbesondere Leistungswandler mit FET- Leistungsschaltern und für einen Betrieb mit geringer Last.
  • Selbstschwingende, für geringe Leistung geeignete Wandler mit FET-Leistungsschaltern werden betriebsmäßig instabil, wenn sie auf eine Last arbeiten, die sehr klein im Hinblick auf die Nennleistung ist (z.B. typisch weniger als 10 % der Nennleistung). Dieses instabile Verhalten tritt als Schwingung mit niedriger Frequenz auf, die als "stoßartiger Impuls" bezeichnet wird, bei dem der FET-Leistungsschalter einige Schwingungszyklen arbeitet und dann für einige Schwingungszyklen im ausgeschalteten Zustand verbleibt. Dieses instabile Verhalten bewirkt eine signifikante Erhöhung der Welligkeit der Ausgangsspannung, die häufig die vorgesehene Welligkeit der Ausgangsspannung um eine Größenordnung übersteigt. Dies setzt eine Begrenzung des Leistungsbereichs, in dem der selbstschwingende Wandler betrieben werden kann, und beschränkt seinen Anwendungsbereich.
  • Das Problem des "stoßartigen Impulses" bei geringen Belastungen wurde beim Stand der Technik mittels eines parallel zum Ausgang des selbstschwingenden Wandlers liegenden Widerstandes gelöst, um die Last künstlich zu erhöhen. Der zusätzliche Widerstand verbraucht jedoch eine beachtliche Leistung, wodurch der Wirkungsgrad des selbst schwingenden Wandlers und seine maximale Ausgangsleistung vermindert werden.
  • Das US-Patent 4 481 434 beschreibt eine schnelle Abschaltschaltung, in der ein Paar rückgekoppelter bipolarer Transistoren beim Abschalten des FET in einem verriegelten Zustand vorgespannt sind, um die Gate-Ladung des FET schnell zu entleeren. Diese Rückkopplungsanordnung ermöglicht eine rasche Entladung der Gate-Kapazität, und zwar ohne Anlegen eines entgegengesetzten Gate-Stroms beim Abschalten.
  • Gemäß der Erfindung wird ein selbstschwingender Oszillator bereitgestellt, wie er im Anspruch 1 beansprucht ist.
  • Ein selbstschwingender Oszillator gemäß einer Ausbildung der Erfindung kann ein Abschalten des MOSFET- Leistungsschalters durch Entgegenwirken des Effektes der parasitären Kapazitäten des MOSFET-Leistungsschalters an seinem primären Abschalttreibertransistor verbessern, um den "stoßartigen Impuls" bei niedrigen Belastungen zu eliminieren.
  • In einem erläuternden Ausführungsbeispiel ist ein zusätzlicher Treibertransistor angeschaltet, um eine parasitäre Gate-Source-Kapazität des MOSFET- Leistungsschalters zu entladen und den Miller-Effekten der parasitären Gate-Source-Kapazitäten an dem Abschalttreibertransistor entgegenzuwirken. Durch Verwendung eines zusätzlichen Treibertransistors zum Entladen der Gate- Source-Kapazität des MOSFET-Leistungsschalters wird das Abschalten des MOSFET verbessert, wodurch ihm ermöglicht wird, mit kürzeren Leistungsintervallen zu arbeiten, die erforderlich sind, um eine geringe Ausgangswelligkeit bei sehr geringen Lastbedingungen bereitzustellen.
    • Kurze Beschreibung der Zeichnungen
  • Fig. 1 ist ein schematisches Blockschaltbild eines selbstschwingenden Leistungswandlers, der "stoßartige Impulse" bei geringer Belastung aufweist;
  • Fig. 2 ist ein schematisches Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels eines selbst schwingenden Leistungswandlers, bei dem den stoßartigen Impulsen bei geringen Belastungen entgegengewirkt wird;
  • Fig. 3 zeigt Spannungswellenformen, die den Stromfluß mit verschiedenen Komponenten des Wandlers gemäß Fig. 2 darstellen; und
  • Fig. 4 zeigt Spannungswellenformen, die den Stromfluß mit verschiedenen Komponenten des Wandlers gemäß Fig. 2 darstellen.
    • Ausführliche Beschreibung
  • Ein bekannter selbstschwingender Leistungssperrwandler ist in Fig. 1 dargestellt. Eine Gleichspannung ist an die Eingangsanschlüsse 101 und 102 und durch das periodische Schalten des MOSFET-Leistungsschalters 120 an die Primärwicklung 111 des Leistungstransformators 210 gelegt. Die Energie wird während des leitenden Zustands des MOSFET- Leistungsschalters im Kern des Leistungstransformators gespeichert. Diese gespeicherte Energie wird von der gleichrichtenden Diode 106 übertragen, die während des nichtleitenden Intervalls des MOSFET-Leistungsschalters in Vorwärtsrichtung vorgespannt wird. Eine Filterschaltung mit einer Spule 107 und zwei Parallelkondensatoren 108 und 109 ist zwischen der Sekundärwicklung 112 und den Ausgangsanschlüssen 104 und 105 vorgesehen, um die Ausgangswelligkeit zu filtern.
  • Das periodische Schalten des MOSFET-Leistungsschalters 120 von dem nichtleitenden in den leitenden Zustand erfolgt in Abhängigkeit von einer Rückkopplungstreiberschaltung, die eine Rückkopplungswicklung 113 des Leistungstransformators 110 und ein serielles RC-Glied aus einem Widerstand 114 und einer Kapazität 115 aufweist. Das von der magnetischen Induktion des Transformators 110 am Ende der Leitung der Diode 106 hervorgerufene Überschwingen wird durch das RC- Glied rückgekoppelt und erzeugt das periodische Einschalten des MOSFET-Leistungsschalters. Das periodische Einschalten des MOSFET-Leistungsschalters 120 wird direkt von einem bipolaren Transistor 125 gesteuert, dessen Kollektor mit der Gate-Elektrode 121 des MOSFET-Leistungsschalters 120 verbunden ist. Das Spannungssteuerungssignal bewirkt das Einschalten dieses Transistors 125 und initiiert daher ein Abschalten des MOSFET-Leistungsschalters 120. Das anfängliche Anlaufen des Wandlers wird durch den Widerstand 116 besorgt, der den Eingangsanschluß 101 an die Gate- Elektrode 121 des MOSFET-Leistungsschalters 120 koppelt.
  • Der von der Rückkopplungswicklung 113 gelieferte Rückkopplungsstrom, um die Leitung in dem MOSFET- Leistungsschalter 120 zu initiieren, ist über das serielle RC-Glied mit dem Widerstand 114 und der Kapazität 115 an einen Knoten gekoppelt, der den Kollektor 126 des Abschalttransistors 125 und dem Gate 121 des MOSFET- Leistungsschalters 120 gemeinsam ist. Während des Intervalls, in dem die Sekundärwicklung 112 einen Ausgangsstrom durch die gleichrichtende Diode 106 zu dem Ausgangsanschluß 104 liefert, lädt die Spannung über der Wicklung 112, indem sie in die Mitkopplungswicklung 113 induziert wird, die rechte Platte des Kondensators 115 auf die Spannung über der Wicklung 113 auf. Der durch die Diode 118 gekoppelte Ladestrom lädt die linke Platte des Kondensators 115 auf den Spannungspegel des Anschlusses 102. Am Ende der Energieentladung der Wicklung 112 wird, herrührend von der geladenen parasitären Kapazität (hauptsächlich des FET-Leistungsschalters und der Transformatorwicklung), ein Überschwingen in der Schaltung induziert, die sich in Resonanz mit der magnetischen Induktion befindet. Dieser Überschwingungsspannungsstoß treibt die linke Platte des Kondensators 115 auf die Schwellwerteinschaltspannung des MOSFET-Leistungsschaiters 120. Der Stromfluß durch den MOSFET-Leistungsschalter und die Wicklung 111 hat eine Rückkopplungsspannung über der Wicklung 113 zur Folge, die über den Kondensator 115 anliegt, um den MOSFET-Leistungsschalter 120 weiter in den Leitungszustand zu treiben.
  • Die Einstellung der Ausgangsgleichspannung an den Ausgangsanschlüssen 104 und 105 wird von einer Rückkopplungsschaltung zur Spannungsregelung geregelt, die über eine Spitzenstromregelung arbeitet. Das Ende eines Leitungsintervalls des MOSFET-Leitungsschalters 120 ist abhängig von dem Erreichen einer Summe aus dem geregelten Stromschwellwert in dem Widerstand 117, der den niedrigen Stromwert erfaßt, und eine Fehlerrückkopplungsspannung, die von dem Fototransistor 145 an den Kondensator 129 gelegt wird. Die Spannung über dem Widerstand 117 und dem Kondensator 129 wird summiert und an die Basiselektrode 127 des bipolaren Transistors 125 gekoppelt. Wenn die Summe der Spannung über dem Widerstand 117 und dem Kondensator 129 den Basis-Emittereinschaltschwellwert erreicht (angenähert 0,6 V für einen typischen Transistor), ist der bipolare Transistor in Vorwärtsrichtung vorgespannt; durch Entladen der Source- Gate-Kapazität des MOSFET-Leistungsschalters 120 bewirkt die Vorspannung den nichtleitenden Zustand. Bei einer Approximation erster Ordnung (unter der Annahme, daß die Zeit für das Überschwingen am Ende der zweiten Wicklungsleitung klein ist im Vergleich zur Leitungszeit des Leistungstransistors 120 und der Diode 106), ist der Arbeitszyklus für konstante Eingangs- und Ausgangsspannungen konstant, und die Lasteinstellung wird durch Frequenzänderung erzielt.
  • Die Rückkopplungsschaltung für die Spannungsregelung überwacht die Ausgangsspannung und legt einen Strom an die Basiselektrode 127 des bipolaren Transistors 125, wodurch eine Spannung über dem Widerstand 128 und dem Kondensator 129 erzeugt wird. Diese Spannung ist der Spannung überlagert, die über dem den Strom abtastenden Widerstand abgeführt und in Abhängigkeit von dem durch den MOSFET- Leistungsschalter 120 fließenden Strom erzeugt wird. Die Ausgangsgleichspannung wird von einem Spannungsteiler mit den Widerständen 131 und 132 abgetastet, die über den Ausgangsanschlüssen 104 und 105 liegen. Diese abgetastete Spannung ist über die Leitung 133 an die Referenzsteuerleitung 135 einer Präzisionsspannungseinrichtung 140 gekoppelt, die oft einfach als programmierbare Referenz bezeichnet wird. Die Präzisionsspannungseinrichtung 140 wird als eine Stromsenke an ihrer Kathode wirksam, sobald die Spannung an ihrer Referenzsteuerleitung gegen den Anodenanschluß 142 einen Schwellenwert übersteigt. Diese Einrichtung ist im Handel erhältlich und braucht daher nicht im einzelnen beschrieben zu werden. Die Referenzsteuerleitung 135 und der Anodenanschluß 141 werden von einem Widerstand 132 parallel überbrückt, der Teil eines Spannungsteilers ist, der parallel zu den Ausgangsansch1üssen 104 und 105 liegt. Wenn die Ausgangsspannung ihren eingestellten Wert übersteigt, aktiviert die Spannung über dem Widerstand 132 die Präzisionsspannungseinrichtung 140. Von dem Filterkondensator 108 wird über die Leuchtdiode 144 Strom gezogen. Das von der Diode 144 emittierte Licht befähigt den Fototransistor 145, einen Strom von dem Eingangsanschluß 101 zu dem Knoten 127 zu koppeln, wodurch eine Spannung über dem Kondensator 129 und dem Widerstand 128 erzeugt wird. Diese Spannung ist der über dem Widerstand 117 abgetasteten Spannung überlagert und erlaubt daher die Einstellung der Ausgangsspannung wie auch die Strombegrenzung.
  • Selbstschwingende Gleichstromwandler von dem in Fig. 1 gezeigten Typ tendieren dazu, Schwingungen niedriger Frequenz oder eine Aufspaltung der Schwingung (d.h. üblich als stoßartiges Impulsverhalten festgestellt) bei niedriger Last zu entwickeln (d.h. angenähert gleich oder weniger als 10 % der Nennleistung). Der MOSFET-Leistungsschalter 120 mit seiner Rückkopplungsschaltung schwingt, herrührend von der begrenzten Zunahmerate des Kollektorstroms seines Abschalttreibertransistors 125, unregelmäßig. Die Unregelmäßigkeit der Schwingung bewirkt eine signifikante Welligkeit der Gleichspannung am Ausgang (d.h. die Welligkeit überlagert die übliche Welligkeit um mehr als eine Größenordnung).
  • Bei normaler und großer Last z.B. hat der Ausschalttreibertransistor 125 genügend Zeit, die Gate- Kapazität des MOSFET-Leistungsschalters 120 vollständig zu entladen. Die Rate, bei der die Stromentladung durch den Gate-Source-Kondensator 171 ansteigen kann, ist begrenzt durch die Rate, bei welcher der Strom durch den MOSFET- Leistungsschalter 120 fließt, und daher nimmt der Abtastwiderstand 117 zu.
  • Bei sehr geringer Leistung ist es notwendig, die Einschaltzeit des MOSFET-Leistungsschalters 120 auf ein sehr kleines Zeitintervall in jedem Zyklus zu reduzieren, um die Eingangsspannung einzustellen. Dieses kurze Leitungsintervall erfordert eine schnelle Entladung des Kondensators 115 und des parasitären Gate-Source- Kondensators 171. Die Rate der Kollektorstromzunahme in dem Abschalttransistor 125 erlaubt keine schnelle Entladung des Gate-Source-Kondensators 171. Der MOSFET-Leistungsschalter 120 liegt im wesentlichen parallel zu dem Basis- Kollektorübergang des Abschalttransistors 125 und arbeitet wirksam als eine große Miller-Kapazität für den Transistor 125. Daher wird der Strom über die Widerstände 117 und 118 von dem Kondensator 129 zur Einschaltvorspannung des Abschalttransistors 125 durch den Gate-Source-Kondensator 171 umgeleitet, wodurch sein Einschalten verlangsamt wird.
  • Das Phänomen kann leicht anhand der Strom- und Spannungswellenformen gemäß fig. 3 verstanden werden. Fig. 3 zeigt den Stromfluß durch den idealen MOSFET- Leistungsschalter 120, wie er durch die punktierte Linie 301 dargestellt ist (im wesentlichen der Strom in der Primärwicklung) und den tatsächlichen Source-Strom, wie er durch die nicht unterbrochene Linie 302 wiedergegeben ist. Die Differenz zwischen diesen Strömen ist der in die parasitäre MOSFET-Kapazität 171 fließende Strom. Der Verlauf der Stromwellenformen 301 und 302 ist im wesentlichen koinzident, bis ein Schwellwertpegel erreicht ist, der den Stromwert darstellt, der den Basis-Emitter-Übergang des Transistors 125 signifikant in den Leistungszustand vorspannt. Dieser abrupte Abfall der Stromzunahmerate tritt auf, da eine geringfügige Zunahme der Basis-Emitter-Spannung des Transistors 125 den Kollektorstrom des Transistors 525 erheblich erhöht. Ein großer Teil dieses Kollektorstroms vermindert die Gate-Spannung durch Entladung des Gate- Source-Kondensators 171, wodurch der interne MOSFET-Strom 301 umgeleitet wird. Der durch die Linie 304 dargestellte Differenzstrom ist der Strom, der umgeleitet ist, um den Gate-Source-Kondensator 171 zu entladen. Die Neigung der Source-Stromwellenform 302 während dieser Entladeperiode wird durch die Transistorparameter bestimmt und würde mit einem idealen Transistor 125 keine Neigung haben (Basis- Emitter-Widerstand 0 und β unendlich).
  • Bei sehr kleinen Belastungen ist die Dauer des Stroms durch den MOSFET-Leistungsschalter 120 erheblich verkürzt, während die zur Anderung der Spannung über der Gate-Source- Kapazität notwendige Ladung auf einem konstanten Wert verbleibt. Diese Bedingung für eine geringe Last ist in Fig. 4 dargestellt. Der durch den idealen MOSFET- Leistungsschalter fließende Strom 311 und der tatsächliche Source-Strom 312, der hauptsächlich über den Strom Abtastwiderstands 117 fließt, sind nur bis zum Erreichen eines sehr kleinen Stromschwellwerts 313 im wesentlichen gleich. Die Gate-Source-Kapazität wird durch die Differenz dieser beiden Ströme entladen. Es ist zu beachten, daß der Betrag der Ladung, die zum Entladen des Kondensators erforderlich ist, durch den schattierten Bereich 315 angedeutet, in erster Näherung unabhängig von der Last ist. Der Betrag der Ladung, der durch den schattierten Bereich in Fig. 4 dargestellt ist (die Wellenform bei geringer Last) ist annähernd der gleiche wie in Fig. 3 (die Wellenform bei großer Last). Dies ergibt sich aus der minimalen Einschaltzeit, die in Fig. 4 durch ton-min angezeigt ist. Die Wellenform für die Basis-Emitter-Spannung des Abschalttransistors 125, und zwar für geringe Last, ist in Fig. 5 dargestellt. Wenn der Transistor 120 abgeschaltet ist, gleicht die Basis-Emitter-Spannung der Steuerspannung über dem Kondensator 129 also fast einem konstanten Wert 322 während dieser Abschaltzeit. Nachdem der Transistor 120 einschaltet, steigt die Basis-Emitter-Spannung auf einen Pegel 323 an, bei dem der Kollektorstrom anfängt, signifikant zu werden. Aufgrund des Miller-Effekts bleibt die Basis-Emitter-Spannung nahe diesem Pegel, bis der Abschalttransistor 120 beim Punkt 320 liegt.
  • Dieser Wandler führt durch die Rückkopplung Eigenschwingungen aus und arbeitet bei einer durch die Last bestimmten Frequenz. Bei geringer Last ist das Leitungsintervall des MOSFET-Leistungsscha1ters sehr kurz. Mit weiterer Lastverminderung nähert sich der Schwellwertpegel 313 dem Wert Null, und die Einschaltzeit muß kleiner als ton-min sein. Entsprechend wird sich der Pegel 322 dem Pegel 323 nähern, und der Abschalttransistor 125 wird jenseits der gesamten Einschaltzeit des MOSFET- Leistungsschalters 120 leitend, und das Leitungsintervall des Abschalttransistors 125 geht über in das Überschwingungsintervall der Sekundärwicklung 112. Dies kann das Einschalten des MOSFET-Leistungsschalters 120 während des Überschwingintervalls der Wicklung 112 verhindern, wodurch der MOSFET-Leistungsschalter 120 abgeschaltet bleibt, bis der Anlaufwiderstand 116 durch Laden der Gate- Kapazität des MOSFET-Leistungsschalter 120 in den Leitungszustand vorspannt. Dieser Fehler, nur beim Anlaufprozeß, nicht aber periodisch einzuschalten, kann für eine Zeit weiterbestehen, die viel länger ist als der volle Lastschaltungszyklus (d.h. das längste Leitungsintervall), der üblich viele aufeinanderfolgende Zyklen umfaßt. Dieser Zustand setzt sich fort, bis der normale Schaltprozeß wieder von sich aus besteht Nach mehreren Rückkopplungsschaltzyklen wird der MOSFET-Leistungsschalter 120 wieder für einige aufeinanderfolgende Schaltzyklen abgeschaltet. Dieses Phänomen wird manchmal als "stoßartiger Impuls" bezeichnet.
  • Dieses den normalen Betrieb störende Verhalten bei geringer Last wird in der Schaltung nach Fig. 2 durch Hinzufügen einer Schaltungsanordnung gelöst, um die Verstärkung der Abschaltanordnung zum Abschalten eines MOSFET-Leistungsschalters zu verbessern und den Miller- Effekt entgegenzuwirken, der durch den Gate-Source- Kondensator 271 bei dem Abschalttransistor bewirkt wird. Dem Kondensator 371 wird ein zusätzlicher Entladestrom zur Verbesserung des Einschaltens des Abschalttransistors 225 zugeführt, um den "stoßartigen Impuls" bei niedriger Last zu eliminieren.
  • Ein erläuterndes Ausführungsbeispiel dieser Schaltungsanordnung ist schematisch in der Wandlerschaltung gemäß Fig. 2 dargestellt. Der Wandler in Fig. 2 arbeitet generell ähnlich wie der Wandler nach Fig. 1, und deshalb braucht die allgemeine Beschreibung der Betriebsweise nicht wiederholt zu werden.
  • Ein zusätzlicher Treibertransistor 270 koppelt den Gate- Anschluß 221 des MOSFET-Leistungsschalters 220 mit dem Source-Anschluß 222. Seine Steuerelektrode 221 ist so verbunden, um auf den Kollektorstrom des Transistors 225 anzusprechen. Ein Kondensator 275 und ein Widerstand 276 sind parallel mit dem Basis-Emitter-Übergang des Transistors 270 verbunden. Dieser zusätzliche Treibertransistor 270 ist hinzugefügt, um insbesondere die Verstärkung des Transistors 225 zu erhöhen und um rückkoppelnd die parasitäre Source- Gate-Kapazität 271 und die Gate-Drain-Kapazität des MOSFET- Leistungsschalters 220 und auch den Treiberkopplungskondensator 215 bis zu einem gewissen Grad zu entladen. Wenn die Entladung des Gates begonnen hat, erzeugt der zusätzliche Strom durch den Widerstand 217 eine Spannung, um das Einschalten des Abschalttransistors 225 und damit auch die Entladung der Gate-Source-Kapazität 271 des Transistors 220 zu beschleunigen. Der größte Anteil des Rückkopplungsstroms wird von der Entladung des Drain-Gate- Kondensators und des Treiberkondensators 215 geliefert.
  • Diese Betriebsweise kann anhand der Fig. 6 verstanden werden, welche die Spannungswellenform des Stroms 401 durch den idealen MOSFET-Leistungsschalter 220 und den Strom 402, der den parallelwiderstand 217 und (über den Widerstand 220 und den Kondensator 119) die Basis des Transistors 225 treibt. Die Stromwellenformen 401 (punktierte Linie) und 402 (nicht unterbrochene Linie) sind bis zu dem Schwellwert 403 im wesentlichen koinzident. Der zusätzliche Treibertransistor 370 stellt einen Weg bereit, um den Gate- Source-Kondensator 271 und den Treiberkondensator 215 zu entladen. Der Entladestrom des Kondensators 215 (wie auch anderer parasitärer Kondensatoren) zeigt einen Spitzenimpuls 407 der Wellenform, der das Treiben des Abschalttransistors 225 erhöht. Das verhindert den "stoßartigen Impuls" bei geringer Last, indem ein schnelleres Abschalten des MOSFET- Leistungsschalters gesichert wird.

Claims (4)

1. Selbstschwingender Wandler mit einem Eingang (201, 202) zum Anschluß einer Gleichspannungsquelle, einem Ausgang (204, 205) zum Anschluß einer zu versorgenden Last, einem MOSFET-Leistungsschalter (220) mit einer größeren Zwischenelektrodenkapazität zwischen der Gate-Elektrode (221) und der Source-Elektrode (222), einem Hauptleistungsweg für einen Energiefluß vom Eingang zum Ausgang, einer an die Gate-Elektrode angeschlossenen Treiberschaltung, die den Leitzustand des MOSFET- Leistungsschalters steuert und eine bipolaren Abschalttransistor (225) enthält, dessen Basis- Kollektorübergang über die Zwischenelektrodenkapazität (271) des MOSFET-Leistungsschalters geschaltet ist, wobei die Kapazität zwischen der Gate- und Source-Elektrode sich als Miller-Kapazität zum Kollektor-Basis-Übergang des bipolaren Abschalttransistors verhalten kann, und einer regenerativen Rückkopplungsschaltung (213, 214, 215) zur Aufrechterhaltung der Eigenschwingung des Wandlers sowie zum Treiben des Leistungsschalters mittels der Treiberschaltung, gekennzeichnet durch eine Einrichtung, die gespeicherte Ladung der Source-Gate- Kapazität von der Gate-Elektrode entlädt und einen zweiten bipolaren Transistor (270) enthält, dessen Hauptstromweg parallel nur zur Kapazität zwischen der Gate- und der ource-Elektrode geschaltet ist, um zu verhindern, daß eine Ladung der Kapazität zwischen der Gate- und der Source- Elektrode ein schnelles Abschalten des bipolaren Abschalttransistors bei niedrigen Ausgangslasten verhindert.
2. Wandler nach Anspruch 1, bei dem der Basis-Emitter-Übergang des bipolaren Abschalttransistors, der den MOSFET-Leistungsschalter abfühlt, an eine Rückkopplungssteuerspannung (217) angeschaltet ist, und bei dem der zweite bipolare Transistor auf den Kollektorstrom des bipolaren Abschalttransistors anspricht.
3. Wandler nach Anspruch 2 mit einem Stromfühlwiderstand (217), der in Reihe mit dem MOSFET-Leistungsschalter geschaltet ist und den bipolaren Abschalttransistor leitend vorspannt, wobei der zweite bipolare Transistor einen regenerativen Basisstrom an den Stromfühlwiderstand anlegt.
4. Wandler nach Anspruch 3 mit einer Rückkopplungsschaltung (240, 244, 245) zur Erzeugung eines Fehlersignals, abhängig von einer Abweichung der Ausgangsspannung von ihrem geregelten Wert und einer Summierschaltung (228, 229) zur Summierung einer durch den Stromfühlwiderstand erzeugten Spannung und der Spannung des Fehlersignals sowie zum Anlegen der Summe an den Abschalttransistor.
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