DE2804297A1 - Induktionsmotor-regelvorrichtung - Google Patents

Description

MitsubishiEtenki KabushikL Kaisha
Tokio, Japan

Γ 1. Feb. 1978

Induktionsmo tor-Regelvorr ich tung

Die Erfindung betrifft eine Regelvorrichtung zur Regelung der Frequenz des der Primärwicklung eines Induktionsmotors mit kurzgeschlossenem Sekundärleiter, beispielsweise eines Kurzschlußanker- bzw, Käfigläufermotors, zugeführten Wechselstroms .

Bei einer bisherigen Induktionsinotor-Regeivorrichtung liefert eine mit variabler Frequenz arbeitende Sttromversorgungsvorrichtung, beispielsweise ein Umformer oder Periodenwandler, den elektrischen Strom zu einem Induktionsmotor mit kurzgeschlossenem Sekundärleiter, typischerweiae einem Käfigläufermotor, so daß der elektrische Strom eine Frequenz besitzt, die sich durch die algebraische Summe eines Ausgangssignals eines Führungsschlupffrequenzgenetutors, abhängig von einem Führungsdrehmoment, und eines Aufgangssignals eines Drehzahlgebers des Motors bestimmt. Die Spannung zur Speisung des Elektromotors ist dem Absolutwert der so bestimmten E'requenz proportional. Mit derartigen Regelvorrichtungen können die Eigenschaften bzw. die Kennlinie des erzeugten Drehmoments mehr oder weniger verbessert v/erden, doch spricht der Schlupf des Motors nicht genügend schnell auf das erforderliche Drehmoment an. Außerdem verändert sich der Luftspaltfluß im Motor, wobei es ziemlich lange

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dauert, bis diese Änderung des Luftspaitflusse^ aufgehoben ist.

Zur Ausschaltung dieser Schwierigkeiten wurde der Motor bereits mit einem Luftspalt-Magnetfühler versehen, um mit dessen Hilfe die Wechselstromzufuhr zum Motor in Abhängigkeit von der gemessenen Position des Luftspaltflusses oder einer Phase einer inneren bzw. eigenen elektromotorischen Kraft zu regeln. Diese Maßnahme führte jedoch zu einem komplzierten, aufwendigen Aufbau.

Aufgabe der Erfindung ist damit die Schaffung eiriir neu irt igen und zweckmäßigen Induktiorismotor-RegeLvorrichtung zur Regelung der elektrischen Energie, die einer PrimärwickLung eines Induktionsmotors mit kurzgeschlossenem Sekundärleiter zugeführt wird, wobei diese Vorrichtung ein sciineLLes Ansprechen gewährleisten und einen einfachen Scha ιtunguauibau besitzen und keinem LuftspaLtfLuß-FühLer mit NebeuregLern erfordern soll.

Diese Aufgabe wird durch die in den beigefügten Patentansprüchen gekennzeichneten MerkmaLe gelöst.

Mit der Erfindung wird also eine Induktionsmotor-Regel vorrichtung geschaffen, bestehend aus einer mit variabler Frequenz arbeitenden Stromversorgung zur Zufuhr eines Wechselstroms zu einer Primärwicklung eines Induktionsmotors mit kurzgeschlossenem Neben- bzw. SekundärLeiter, einer Schlupf-· fraquenzregeLeinrichtung zur Rege Lung der Frequenz de.> WejhseLstroms sowie der Schlupf frequenz des Induktionen*. )tor:i, c! Liier Führungs-SchLupf f rticniunzgeneratoreinrichtung zur Rrzeugung eines Führungsweu ts bzw. einer Führungsgröße für die Schlupffrequenz in Abhängigkeit vom benötigten Drehmoment

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und einer Wechselstromparameterregeleinrichtung zur Führung und Regelung des Absolutwerts und des Phasenwinkels des Wechselstroms in bezug auf die Schlupffrequenz, wobei die Stromzufuhr unabhängig von einem Luftspaltfluß des Induktionsmotors regelbar ist.

In bevorzugter Ausführungsform der Erfindung kann die Wechselstromparameterregeleinrichtung einen ersten Funktionsgenerator zur Erzeugung eines Führungs-Absolutwerts des zugeführten Wechselstroms in Beziehung zur Führungs-Schlupffrequenz und einen zweiten Funktionsgenerator zur Lieferung eines Führungs-Phasenwinkels des eingespeisten Wechselstroms in Verbindung mit der Führungs-Schlupffrequenzeinrichtung aufweisen.

Bei der spannungsgeregelten Stromversorgung kann die Wechselstromparameterregeleinrichtung zwei Funktionsgeneratoren zur Erzeugung einer ersten bzw. einer zweiten Spannungskomponente sowie eine Differenzier- und Addiereinrichtung zum Differenzieren der zweitgenannten Spannungskomponente gegenüber der Zeit und zum Hinzuaddieren der differenzierten zweiten Spannungskomponente zur Erregerspannung aufweisen.

Im folgenden sind bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung im Vergleich zum Stand der Technik anhand der beigefügten Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1a ein Druckschaltbild einer bisherigen Induktionsmotor-Regelvorrichtung ,

Fig. 1b eine graphische Darstellung zur Erläuterung der Arbeitsweise der Vorrichtung gemäß Fig. 1,

Fig. 2 ein Blockschaltbild einer Induktionsmotor-Regelvorrichtung mit Merkmalen nach der Erfindung,

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2
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Fig. 3 und 4 eine graphische Darstellung von drei Wechselstromparametern bzw. ein Vektordiagramm zur Erläuterung des Grundprinzips der Erfindung,

Fig. 5 eine schematische Darstellung der räumlichen Leiterstromverteilungen für einen Primär- und einen Sekundärstrom, die durch einen erfindungsgemäß gerechneten Induktionsmotor fließen,

Fig. 6 ein Schaltbild eines vereinfachten Äquivalentschaltkreises für Induktionsmotoren mit Kurzschluß-Sekundär leiter ,

Fig. 7 ein Blockschaltbild einer abgewandelten Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 8 ein Vektordiagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise der Vorrichtung gemäß Fig. 7,

Fig. 9 ein Schaltbild zur Veranschaulichung von Einzelheiten eines Abschnitts der Vorrichtung gemäß Fig. 2,

Fig. 10a ein Schaltbild einer weiter abgewandelten Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 10b ein Schaltbild des Halbleiterschalters gemäß Fig. 10a,

Fig. 11 ein Blockschaltbild einer noch weiter abgewandelten Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 12 ein Blockschaltbild des Wechselstrom-Wellenformgenerators gemäß Fig. 11,

Fig. 13 ein Blockschaltbild des ersten Funktionsgenerators gemäß Fig. 2 und 9,

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Pig. 14- ein Pig. 13 ähnelndes Schaltbild des zweiten Punktionsgenerators gemäß Fig. 2 und 9 und

Fig. '15 ein Pig. 13 ähnelndes Schaltbild, welches Jedoch den Wechselstrom-Wellenformgenerator gemäß Fig. 2 und 9 veranschaulicht.

Bei einer in Fig. 1a veranschaulichten, bisherigen Induktionsmotor-Regelvorrichtung weisb ein Induktionamotor 10 eine nicht darstellte Primärwicklung, die von einer frequenzverändlichen Stromversorgung 12 gespeist wird, und ο inen kurzgeschlossenen Sekundärleiter bzw. SekundärwickLung (nicht dargestellt) auf. Der Induktionsmotor 10 ist ein sog. Käfigläufermotor, während die Stromversorgung 12 ein Umformer oder Periodenwandler sein kann. Bei einer solchen Anordnung zeigt die Drehzahlregelung des Motors 10 infolge des Vorhandenseins des kurzgeschlossenen Sekundärleiters eine komplizierte, nicht-lineare Ansprechkennlinie. Genauer gesagt: Im Vergleich zu Gleichstrommotoren oder kommutatorlosen Motoren, wie Synchronmotoren, ist dabei die Drehmomenterzeugung mit einer Zeitverzögerung verbunden, wobei sich das erzeugte Drehmoment schwingend ändert. Die bisherigen frequenzveränderllohen Regelvorrichtungen für Induktionsmotoren haben sich also dann als ungeeignet erwiesen, wenn ein schnelles Ansprechen erforderlich ist.

Zur Ausschaltung der genannten Mangel weist die Anordnung gemäß Fig. 1a ein Addierwerk 16 auf, das sowohl ein Ausgangssignal 6)jT von einem Drehzahldetektor 14, wie einem an dem Motor 10 angeschlossenen Drehzahlgeber, als auch ein Ausgangssignal 6J c· von einem Führungs-Schlupffrequenzgenerator 18, an den ein PUhrungsdrehmoment τ angelegt wird, aufnimmt und die algebraische Summe ω beider Ausgangesignale erzeugt, die ihrerseits di« Frequenz u> den dem Motor 10 eingespeisten elektrischen Stroms bestimmt. Die algebraische

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ORIGINAL INSPECTED

A*

Summe U wird sowohl der frequenzveränderLicheu Stronivex·- sorgung 12 als auch einem Spannungsgenerator 20 eingegeben, der als quadratischer Detektor wirkt und eine der AbsoLutgröße der Frequenz ω proportionalο Spannung 7„ Liefert. Die Stromversorgung 12 regelt somit den Induktionsmotor 10 in Abhängigkeit von der ihr aufgeprägten Spannung V„ und der Frequenz U) . Eine solche Anordnung ist aLö Sehlupffrequenz-Regelvorrichtung bekannt.

Die bisherigen RegelVorrichtungen der Art gomäß Fig. 1 sind mit dem Nachteil behaftet, daß ein dad Drehmoment bestimmender Winkel nicht schnell ^enug auf eia& Drehmoiaentünderimg anspricht. Der Ausdruck "das Drehmoment bestimmanJer Winkel" bezieht sich auf einen Ab>/eichwinkjL -jiner primären von einer sekundären Stromverteilung. Wem sich insbesondere das Führungsdrehmoment f , wie Ln I?ig, 1b bji Ci) angedeutet, stufenweise ändert, spricht die Winke L-Sohl-ipf frequenz ω_ο, wie bei (ii) in Fig. 1b dnrgosbtilLt,a lg-enbLLcklich auf das Drehmoment an, während eine Änderung des WinkeLs ^-, d.h. ein integrierter Wert der Sch lupf frequenz W> g, entsprechend der Eigenfrequenz des Systems schwingt, wie died bji (iii) in Fig. 1b gezeigt ist. Dies« natürliche bzw. jSig^froquöua wird sowohl durch einen Erzeugungskoeffizieatea eines Ruhestand-Drehmoments als auch die Trägheit des Syjteae bestimmt, wobei die Schwingung ausklingt, wie dias; lurch den sekundären Widerstand und die Induktivität des betreffenden Induktionsmotors bestimmt wird. Der verwendete Ausdruck "sekundäre Induktivität" bedeutet «ine Streuin luktivität, von der Sekundärwicklung»»eite des Induktionsmotor« her gesehen, für mit Stromquel Len verbundene spannungiigerügciLte Stromversorgungsvorrichtuiigen oder eine an der SekundärwickLungsseite auftretend« E igen induktivität; b-jw. -inJuction für mit StromquelLen verbundene Stt*omi*egöl-»itr:)mv-.»rsoig.i vorrichtungen. Die3 bedeulöt, daß «ich ein bei disoer Schwingung durch don betrtif fondon Motor fli jßeadöi.·

8 ο «ι μ /1 o o r _c^_71j,, _ty,^-^-

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fluß infolge des Vorhandenseins des Kurzschlußes am Sekundärleiter bzw. an der Sekundärwicklung nicht innerhalb einer kurzen Zeit ändern kann und sich als Übergangserscheinung vergleichsweise kurzer Dauer so bemerkbar macht, wie dies beim Magnetläufer eines Synchronmotors der Fall ist. Infolgedessen treten, ebenso wie bei Synchronmotoren, übermäßige Stromschwankungen auf. Außerdem tritt dabei eine Änderung im Luftspalt-Magnetfeld auf, wobei es ziemlich lange dauert, bis diese Änderung wieder ausgeglichen ist.

Zur Ausschaltung der eben genannten Probleme sind bereits Vorrichtungen mit Luftspalt-Magnetflußfühlern und zur Steuerung des dem Induktionsmotor zugeführten Stroms in Abhängigkeit von der Lage des festgestellten Luftspalt-Magnetflusses oder einer Phase der inneren bzw. eigenen elektromotorischen Kraft vorgeschlagen worden. Derartige Vorrichtungen, die mit einer Messung des Magnetflusses arbeiten, haben sich jedoch als kompliziert und kostenaufwendig erwiesen.

Die Erfindung bezweckt damit die Schaffung einer Induktionsmotor-Regelvorrichtung mit einfachem Aufbau und schnellem Ansprechen und ohne die Notwendigkeit für Luftspalt-Magnetflußfühler sowie Nebenregler.

Fig 2, in welcher den Teilen von Fig. 1a entsprechende oder ähnelnde Teile mit denselben Bezugsziffern wie dort bezeichnet sind, veranschaulicht eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen Vorrichtung unter Verwendung einer stromgeregelten Stromversorgung. Die Führungs- bzw. Soll-Drehzahl N„ und die Ist-Drehzahl N von einem Drehzahl fühl er 14-werden einem Komparator 22a eingegeben, in welchem die Ist-Drehzahl N von der Soll-Drehzahl Ng unter Bildung eines Führungs- bzw. Soll-Drehmoments r subtrahiert wird. Das

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Soll-Drehmomentsignal f wird einem Block 22b eingegeben, der zusammen mit dem Komparator 22a eine allgemein mit 22 bezeichnete Drehzahlregelschaltung bildet. Der Block 22b liefert in Abhängigkeit vom Drehmoment -£- eine aktive Führungsstromkomponente I-p (-r) entsprechend dem gewünschten bzw. Soll-Drehmoment τ . Diese aktive Stromkomponente If. wird dem Führungs-Schlupffrequenzgenerator 18 eingegeben. Ein Führungs-Erregungsgenerator 24 erzeugt in Abhängigkeit von der ihm eingespeisten Ist-Drehzahl N einen Führungs-Erregungsstrom Ig entsprechend einem Luftspaltmagnetfluß SE in einem Hochdrehzahlbereich. Der Führungs-Erregungsstrom Ι« wird dem Führungs-Schlupffrequenzgenerator 18 eingespeist, in welchem er zusammen mit der aktiven Stromkomponente I_ in eine Soll- bzw. Führungs-Winkelschlupffrequenz tOg umgewandelt wird. Diese Schlupf frequenz (J „ wird dem Addierwerk 16 zugeliefert, wobei die Ist-Winkeldrehfrequenz ^_n vom Drehlzahlfühler 14 ebenfalls zugeführt wird, um eine Führungs-Winkel frequenz iO zu liefern. Das Addierwerk 16 arbeitet somit als Führungs-Frequenzgenerator.

Der Ausdruck "Winkeldrehfrequenz" bezieht sich auf eine Winkelfrequenz, in welche eine Drehgeschwindigkeit umgewandelt wird und die eine Synchrongeschwindigkeit entsprechend der Drehgeschwindigkeit bzw. Drehzahl ergibt. Die Winkelfrequenz kann im folgenden einfach als "Frequenz" bezeichnet werden.

Gemäß Fig. 2 sind die Drehzahlregelschaltung 22, der Führungs-Erreßungsgenerator 24 und der Führungs-Frequenzgenerator 16 an eine drei Wechselstromparameter umfassende Regelschaltung 26 angeschlossen. Letztere umfaßt einen ersten Funktionsgenerator 28, einen zweiten Funktionsgenerator 30 und eine Mehrphasen-Wechselstromwellenformgenerator 32,

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J A 2 y

der mit den beiden Funktionsgeneratoren 28 und 30 verbunden ist. Die aktive Stromkomponente Iq- von der Drehzahlregelschaltung 22 und die Führungs-Erregerstromkomponente Ig vom Führungs-Erregungsgenerator 24 werden dem ersten Funktionsgenerator 28 abgeprägt, durch den Führungsspeisestrom I«, erzeugt wird. Dieser Führungsstrom I« ist eine Kombination aus den aktiven und Erregerstromkomponenten I-jy bzw. Ig, welcherder Gleichung

genügt, in welcher K. eine Proportional, itäbakonabanbe bedeutet. Es ist ohne weiteres ersichtlich, daß die Erregerstromkomponente Ig unter konstanten Magnetflußbedingungen unverändert bleibt, so daß Eg als Proportionalitatskonstanto angesehen werden kann.

Der zweite Funktionsgenerator 30 nimmt ebenfalls die aktive Stromkomponente I^ und die Erregersbromkomponente Ig zur Bildung eines Führungsphasenwinkela Ος- ab, welcher dem Misch- bzw. Führungsstroms Ij₁ aufgeprägt wird. Dies bedeutet, daß Ογ einen Phasenwinkel des Mischstroius I« auf der Grundlage der Erregerstromkomponente Ig bezeichnet und folgender Gleichung genügt:

θ = tan" I / Iρ (2)

809831/1009 ORIGINAL INSPECTED

- to - l ö J 4 L 9

Außerdem genügt die vom entsprechenden Generator 18 gelieferte Führungs-Schlupffrequenz ω _s der Beziehung

"S ^{= K}2

in welcher K~ eine Proportionalitätskonstante bedeutet. Im FaLl magnetischer Sättigung ändert sich K entweder mit Ir. oder 1,J- und insbesondere mit Ig, so daß die Größe Kp um so größer wird, je größer die magnetische Sättigung ist.

Fig. 3 veranschauLicht graphisch die obigen Beziehungen (1), (2) und (3) bei 1^, Ü.^- bzw. ω q , wobei l.-_t oder τ auf der· Abszisse aufgetragen sind. Dabei ist es daß flie Schlupf frequenz ω _c. in aineni Bereich hohon und sowohl in der Antriebe- aLo auch in der Br art gesättigt ist, wie dies durch die strichpunktierte Linie CJg,. (welche eine f Lache SättigungskennL Lni j angibt) oder durch eine gestrichelte Linie CJ ^p (weiche «ine quadratische proportionaLe Kennlinie zeigt) in Ii¹Lg. 3 ddr-gesboLlt ist. Dies ist darauf zurückzuführen, ,laß der Leistungsfaktor des Induktionsmotors '10 bei üb.-irmäßip: hohem Schlupf eher abnimmt.

Fig. 't- ist ein Vektordiagramm der Erregerstroiiikouipont-ui ö Ig tjowie der Aktivstromkomponento l.j- des erwähnten i'^wLise stroms Im· Gemäß Fig. H- erzeugt der Induktionsmotor in seiner im ersten Quadranten von Fig. 4- dargeutiiLl ten Anti'if*b:jbe tr Lebsar t ein Antriebudrehmoment τ und in β ;m η :5 t* Lm vierten Quadranten verannchauLichten Bremsbeti'itibnart ?Mn Broinfulrehmoment T . Das Drehmoment ist in der An tr ich v; Detriübsiart positiv und in ,ler Bremsbetriebsart nri-ati'/.

-M-ORIGSNAt INSPECTED

π η ^:i ·η ι · ι π η D ■

Ebenso sind der Erreger st rom Ij. und eine elektromotorische Eigenkraft E^ in Quadraturbeziehung zueinander gesetzt, wobei diese Größen als Bezugsvektoren unverändert bleiben. Zudem sind auch die Erreger- und Aktivstromkomponenten I-, bzw. If- in QuadraturbeZiehung gesetzt. Wenn sich das Drehmoment τ oder die Aktivstromkomponente I^ ändert, "bildet die Endgröße des Mischstroms I^ eine gerade Linie H-II senkrecht zur Erregerstromkomponente Ij., während sich der Winkel zwischen dem Erregerstrom Ij, und dem Strom ΪΊ? bzw. die Führungsphase O^ ändert.

Gemäß Fig. 2 werden der Führungsspeisestrom Ij^ und seine Führungsphase 0_τ an den mehrphasigen Wechselstrom-Wellenformgenerator 32 angelegt, welcher auch die Führungsfrequenz OJ vom Führungsfrequenzgenerator 16 abnimmt. Sodann überträgt dieser Generator 32 zur Stromversorgung 12 Führungs-Wechselstrominformationen bzw. die drei Führungsparameter oder den Führungs-Absolutwert j I«. I , den Führungsphasenwinkel O^ und die Führungsfrequenz Oi . Dabei wird die Stromversorgung 12 als Strom- bzw. Leistungsstufe, die ihrerseits einen Führungswechselstrom I^ mit den drei Führungsparametern zum Induktionsmotor 10 liefert, und diesen auf vorgesehene Weise bzw. gemäß Führung anzutreiben.

Obgleich die Erfindung vorstehend in Verbindung mit einer Stromregelung dargestellt und beschrieben ist, ist sie ersichtlicherweise gleichermaßen auf die Spannungsregelung anwendbar. In diesem Fall wird eine spannungsgeregelte Stromversorgung verwendet, wobei der erste Funktionsgenerator ?ß so abgewandelt wird, daß er eine Führungsspeisespannung v„ liefert, während der Führungs-Erregungsgenerator 24 so ausgelegt wird, daß er eine erste Führungsspannungskomponente Vj, zur Bildung des Führungserregerstroms Ij. erzeugt, wobei der Aktivstrom If durch eine zweite Führungsspannungskomponente V-J- zur Bildung dieses Stroms ersetzt ist. In diesem Fall

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wird der vorher beschriebene Vorgang wiederholt.

Wenn andererseits eine Positionssteuerung bzw. -regelung vorgenommen werden soll, wird ein Lagen- bzw. Stellungsfühler 34 mit dem Drehzahlfühler 14· und somit mit dem Induktionsmotor 10 verbunden. Die vom Lagenfühler 34- abgegriffene Ist-Stellung X^ des Motors 10 wird zu einem Lagen- bzw. SteUuqgäcomparator 36 geliefert, in welchem sie von einer diesem Komparator 36 eingegebenen Führungsposition X subtrahiert wird. Der Unterschied zwischen der Führungsund der Ist-Position X bzw. X_M wird als Äquivalent für eine Führungsdrehzahl N„ dem Drehzahlkomparator 22a aufgeprägt. Danach wird der vorher beschriebene Vorgang wiederholt.

Der auf die vorstehend beschriebene Weise geregelte Induktionsmotor 10 besitzt die in Fig. 5 dargestellte Stromverteilung des Primär- und des Sekundärstromflusses. In Fig. 5 veranschaulicht eine äußere Ringanordnung von Kreisen die räumliche Verteilung des Primär- oder Speisestroms I„ zur Primärwicklungsseite, während eine innere Hinganordnung von Kreisen die entsprechende Verteilung eines durch die Sekundärwicklungsseite fließenden Sekundäretroms i^- veranschaulicht. Der Pfeil S gibt die Verteilungsrichtung eines Luftspalt-Magnetflusses an, der durch einen zugeordneten sekundären Leiter und einen Eisenkern an der Sekundärwicklungsseite fließt. Der Primärstrom I^ wird in die Erregerstromkomponente Ig und die Aktivstromkompon<mte Lj- aufgelöst, die ihrerseits typischerweise durch mit den betreffenden Bezugszeichen Ig bzw. If bezeichnete Punktleiter dargestellt sind. In Fig. 5 bezeichnen außerdem die Kreuze die in der Zeichnungsebene fließenden Ströme und die Punkte,die aus der Zeichnungsebene herausfließenden Ströme. Der Speisephasenwinkel O^ ist in Fig. 5 als Winkel zwischen der Mittelachse des Magnetflusses bzw· einer Magnetachse a

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der Verteilung des Erregerstroms Ij. und einer Magnetachse b der Verteilung des Speise- bzw. Mischstroms I_M angedeutet; dieser Winkel ist vorher als der das Drehmoment bestimmende Winkel oder als Äbweichwinkel zwischen der primären und der sekundären Stromverteilung bezeichnet worden. Die Drehrichtung ist außerdem durch den Pfeil cJ_N angedeutet.

Wenn eine schnelle Änderung des Drehmoments erforderlich ist, wird die vorstehend beschriebene Regelung durchgeführt, wobei die Erregerstromkomponente I_E unverändert bleibt, während ihr Phasenwinkel und somit ihre Magnetachse b in Koinzidenz mit der zentralen Achse des Luftspalt-Magnetflusses 2 gehalten wird. Außerdem wird dem Induktionsmotor die Komponente des Primärstroms aufgeprägt, die einen Sekundärstrom 1^- zur Erzeugung des Führungsdrehmoments Γίη-duziert, nämlich mit der Aktivstromkomponente I γ , wobei letztere zu einer schnellen Änderung gebracht wird. Außerdem wird die Führungsschlupffrequenz ü g verblockt und in einen vorbestimmten "Verhältnis derart geändert, daß der Sekundärstrom if unter den Bedingungen für konstanten Luftspalt-

Magnetfluß 3 gehalten wird und der Raumstrom sowie die

Magnetverteilungen in ihrem Zuständen gehalten werden, die sie nach der Änderung der Verteilungen einnehmen.

Infolgedessen entspricht die bei der Anordnung gemäß Fig. durchgeführte Regelung vollständig den Dauerzustandsbedingungen nach Änderung des Drehmoments, während sich der Magnetfluß gegenüber dem betreffenden Rotor bzw. Läufer kaum ändert. (Es ist darauf hinzuweisen, daß der Magnetfluß durch einen Streumagnetfluß der Kopplung bzw. Verblockung bei einer Änderung des Sekundärstroms ic- geändert wird).

Induktionsmotoren entsprechend in an sich bekannter Weise dem Äquivalent schaltbild gemäß Fig. 6, bei welchem der

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λ*

Strom Ipj durch eine primäre Streuinduktivität 1,,, einen Widerstand T^ der Primärwicklung und eine Gegeninduktivität M zwischen Primär- und Sekundärwicklung fließt und einen Sekundärstrom i^· über die Gegeninduktivität M induziert. Der Sekundärstrom i^· fließt über einen äquivalenten Lastwiderstand R-^, einen Widerstand r₂ der Sekundärwicklung und eine sekundäre Streuinduktivität I2·

Eine Änderung der primären Aktivstromkomponente ist um &I 2 größer als diejenige des Sekundärstroms Iς , und die Aktivstromkomponente I^ läßt sich wie folgt ausdrücken:

Ι_τ

Dies bedeutet, daß der induzierte Sekundärstrom i^-um AIl₂ kleiner ist als der primäre Aktivstrom If. Dies bedeutet wiederum, daß im Äquivalentschaltbild gemäß Fig. 6 eine durch die Gegeninduktivität M fließende Stromkomponente durch (Ijj? + Δ H₂) gebildet ist, so daß der Luftspalt-Magnetfluß der Kopplung bzw. Verblockung um einen Betrag entsprechend einem Magnetfluß (lpi*-) der Kopplung mit der sekundären Streuinduktivität I₂ aufgrund des Sekundärstroms χ_Τ (Pig. 4·) vergrößert wird. Durch dieses Inkrement wird ein Spannungsabfall über die sekundäre Streureaktanz kompensiert und eine konstante Spannung E"£ über dem äquivalenten Lastwiderstand R^ erhalten. Diese Faktoren unterscheiden sich in gewisser Hinsicht von der für gewöhnlich angewandten Theorie, daß eine Sekundärspannung E (vergleiche Fig. 4-) auf konstanten Wert geregelt werden soll oder aber ein Spannungs/Frequenz-Verhältnis durch Regelung konstant gehalten werden soll.

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Wie aus der vorstehenden Beschreibung hervorgeht, sind die drei Parameter, d.h. Drehmoment T, Schlupffrequenz u g und Aktivstromkomponente Ij- , einander linear proportional.

Aufgrund der augenblicklichen bzw. sofortigen Zufuhr von Wechselstrom I^ mit dem Führungsphasenwinkel Qf ist es möglich, den Sekundärstrom i-j- zu induzieren, der mit dem Luftspalt-Magnetfluß 8 oder einer davon herrührenden Magnetflußdichtenverteilung koinzidiert, wodurch sichergestellt wird, daß das Drehmoment ohne jede Zeitverzögerung erzeugt wird.

Auf diese Weise kann die lineare, schnell ansprechende Regelung durchgeführt werden, bei welcher das Führungsdrehmoment "f und die Führungs-Aktivstromkomponente I^ als Eingangssignale eingespeist werden.

Darüber hinaus kann die den Luftspalt-Magnetfluß schwächende Regelung bzw. die das Magnetfeld schwächende Regelung durch Änderung der Führungs-Erregerstromkomponente I_E oder des Luftspalt-Magnetflußes S oder aber durch den Führungs-Erregungsgenerator 24 durchgeführt werden.

Zwar ist die qualitative Beschreibung der dynamischen Eigenschaften der erfindungsgemäßen Vorrichtungen Einschränkungen unterworfen, doch kann zusammengefaßt werden, daß die Aktivstromkomponente I^ zur Berücksichtigung der gewünschten Drehmomentänderung rechtwinklig bzw. orthogonal zu einer lastfreien Erregerstromkomponente erzeugt wird, während die beiden Funktionsgeneratoren 28 und 50 sowie der Frequenzgenerator 18 vorgesehen sind, damit diese beiden Ströme bzw. Stromkomponenten sowohl die Bedingung, daß der Dauerzustand erreichbar ist, als auch die Anfangsbedingungen zu erfüllen vermögen.

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Zur eindeutigen Belegung der vorstehend genannten Umstände ist es nötig, auf die Grundtheorie bezüglich Induktionsmotoren zu verweisen. Die grundsätzlichen Gleichungen für Induktionsmotoren mit kurzgeschlossenen Sekundärleiter bzw. Sekundärwicklungen lassen sich wie folgt ausdrücken:

ds	Γ1 +	PL1	ω ^	1I	-PM	PL2	ωΜ	ids	... (5
qS			r-j + PI		-ωΜ		-PM	iqs
O	-PM		CU3M		r2 +	"WSL2	idr
O			-PM	USL2	r2+PL2 4	iqr

τ = pM(idg iqr - iq_g idr)

(6)

transformiert auf Koordinaten d und q, wobei bedeuten:

Vds « Spannung in der Koordinate d über dem Stator, Vqs « Spannung in der Koordinate q über dem Stator, ids » Strom in der Koordinate d über dem Stator,
iqs ■ Strom in der Koordinate q über dem Stator,
idr = Strom in der Koordinate d über dem Rotor bzw.

Läufer,
iqr ■ Strom in der Koordinate q über dem Rotor bzw.

Läufer,

ρ » Zahl der Polpaare,
P « Differentialoperator,
L^ « primäre Eigeninduktivität,
L₇ ■ sekundäre Eigeninduktivität und

^r-i ^{und r}p "

^vorner definiert.

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Die bevorzugte Ausführungsform der Erfindung gemäß Fig. 2 umfaßt die beiden Punktionsgeneratoren 28 und 30 sowie den Pührungs-Schlupffrequenzgenerator 18, die in Übereinstimmung mit den Gleichungen (1), (2) bzw.(3) arbeiten. Allgemein gesagt, unterliegt die erfindungsgemäße Vorrichtung Steuerbzw. Regelbedingungen, die sich wie folgt ausdrücken lassen:

ids = I_ß cos θ_ο - Ι_τ sin θ_ο (7a)

iqs = Ι_τ cos θ_ο + I_E sin θ_ο ..(7b)

und _us - T₂I_xZL₂ I_E - K₂ I_t/I_e (₇c)

worin Oq einen beliebigen Winkel bedeutet und daher eine beliebige Konstante darstellt, die angibt, daß die Bezugsachsen für die Achsentransformation oder einen anfänglichen Riasenwinkel wahlfrei sind, d.h. nach Belieben gewählt werden können. Es ist zu beachten, daß Gleichung (7c) der Gleichung (3) entspricht.

Lediglich zum Zwecke der Erleichterung des Verständnisses der Theorie sei vorausgesetzt, daß 0_Q gleich 0 ist; durch Einsetzen der Gleichungen (7a), (7b) und (7c) in die Grundgleichung (5) und durch Umordnung dieser Gleichung erhält man folgende Gleichungen:

ids	■ 1E
iqs
iqr	S J
idr	= O

(8)

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- te -

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Vds	O
Vq s	O
O
O

Es ist somit ersichtlich, daß die durch Gleichungen (7a)» (7b) und (7c) definierten Regelbedingungen dazu führen, daß der Sekundärstrom untergeordnet auf durch die Gleichungen (8) vorgegebene Werte geregelt wird, während ein den Differentialoperator P enthaltene Ausdruck bzw. Übergangsausdruck unterdrückt wird. Ebenso ist ersichtlich, daß Gleichung (4) nichts anderes aussagt als Gleichung (8).

Andererseits besitzt die ßpannungsgleichung (9) an der Läuferseite Spalten oder Abschnitte entsprechend Null, so daß den Kurζschließerforderniesen entsprochen wird, ohne Übergangsspannungen oder unausgeglichene Spannungen im Dauerzustand hervorzurufen.

Weiterhin geht aus der Spannungsgleichung (9) hervor, daß an der Statorseite der einzige Einschwing- bzw. Übergangsausdruck, welcher den Differentialoperator P enthält, auf der q-Achse verbleibt. Ein dem Differentialoperator P zugeordneter Koeffizient (1 - M /L^lO bedeutet jedoch einen Streukoeffizienten er , weshalb cL. eine Streuinduktivität bedeutet. Der Ausdruck <rL^.I bedeutet daher, daß nur eine Änderung des Streuflusses der Kopplung einen Faktor darstellt, der das Ansprechen verzögert.

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Andererseits bestimmt sich das Drehmoment T durch

τ = pM²I_pI /L₉ (10a)

(!Ob)

so daß es proportional zu "Lq* oder CJ g ist. Durch Rücktransformierung der Regelerfordernisse gemäß den Gleichungen (7a) und (7b) auf das Wechselstromsystem mit der Frequenz kl wird deutlich, daß die Phasenströme dem Wechselstromsystem mit Spitzenwerten oder Effektivwerten entsprechend Gleichung (1) und einem Phasenwinkel ihrer Bezugsphasenfolgekomponente gemäß Gleichung (2) zugeführt werden.

Auf die durch die Gleichung (7a) und (7b) bzw. die Gleichung (8) definierten Komponenten auf den Achsen d und q können als Stromkomponenten auf den imaginären und realen Achsen des Vektordiagramms gemäß Fig. 4 mit weggelassenen Proportionalitätskonstanten angesehen werden.

Aus den Gleichungen (8) bis (10) geht ohne weiteres hervor, daß die erfindungsgemäße Vorrichtung bei Einstellung dar Parameter auf vorbestimiate Weise die vollkommene lineare Regelkennlinie zeigt, wie sie vorstehend in Verbindung mit der Arbeitsweise der Ausführungsform gemäß Fig. 2 beschrieben wurde. Diese Kennlinie ähnelt der Drehmomentregelkennlinie, wie sie getrennt erregte Gleichstrommotoren mit Kompensierwicklungen zeigen.

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In Fig. 7> in welcher den Teilen von Pig. 2 ähnelnde oder entsprechende Teile mit denselben Bezugsziffern wie dort bezeichnet sind, ist eine abgewandelte Ausführungjform der Erfindung dargestellt, durch die ein spannungsgeregelter Strom einem Induktionsmotor zugeführt wird und die dem Motor auch in optimaler Weise stromgeregelte Leistung zuzuführen vermag. Gemäß Fig. 7 umfaßt die Regelschaltung für die drei Wechselstromparameter neben dem Mehrphasenwechselstrom-Wellenformgenerator 32 einen ersten Funktionsgenerator, der als erster Führungs-Spannungsgenerator 38 dient, einen zweiten Funktionsgenerator, der als zweiter Führungs-Spannungsgenerator 40 wirkt, und einem Differentiator 42. Der erste Generator 38 wird sowohl mit einer elektrischen Größe entsprechend einem Luftspalt-Magnetfluß ä> , d.h. im vorliegenden Fall mit der Erregerstromkomponente Ij. vom Führungs-Erregungsgenerator 24·, als auch mit der Führungsfrequenz U vom Führungsfrequenzgenerator bzw. Addierwerk 16 beaufschlagt, um eine Erregerspannung V_E zur Einführung eines Luftspalt-Magnetflusses und dadurch wiederum eine Spannungskomponente der ersten Phase zu liefern, die eine Erregerstromkomponente Ig proportional ist. Der zweite Generator 40 spricht auf das Führungsdrehmoment T von der Drehzahlregelschaltung 22 bzw. vom Führungs-Drehzahlgenerator sowie auf die Führungsfrequenz ^J vom Addierwerk 16 an, um eine Spannungskomponente Vf- einer zweiten Phase zur Zufuhr der Aktivstromkomponente zu liefern.

Der Differentiator 42 dient zur schnellen Änderung der Aktivstromkomponente in Abhängigkeit von dem am Induktionsmotor 10 anliegenden Führungsdrehmoment T · Zu diesem Zweck ist der Differentiator 42 mit seinem Eingang mit der Drehzahlregelschaltung 22 verbunden, um auf noch näher zu erläu-

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ternde Weise eine zeitabhängige Differenzierung zu bewirken. Die differenzierte Erregerspannung V_E wird durch ein Addierwerk 44 zur ErregerSpannungskomponente Vg hinzu addiert. Die so kompensierte Komponente Vg wird an dem Mehrphasenwechselstrom-Wellenformgenerator 32 angelegt. Ebenso wird an letzterem die zweite Spannungskomponente Vj- angelegt, die als Aktivspannung bezeichnet werden kann.

In jeder anderen Hinsicht entspricht diese Anordnung im wesentlichen derjenigen gemäß Fig. 2, nur mit dem Unterschied, daß bei der Ausführungsform gemäß Fig. 7 der Führungs-Schlupffrequenzgenerator 18 lediglich das Führungsdrehmoment T aufnimmt.

Im folgenden ist die Arbeitsweise der Regelschaltung 26 für die drei Wechselstromparameter gemäß Fig. 7 unter Bezugnahme auf ein Vektordiagramm gemäß Fig. 8 beschrieben. Die Führungswerte bzw. -größen für die Luftspalt-Magnetfluß ? , die Erregerstromkomponente Lg hierfür, die Aktivstromkomponente I^ , die zu dem vom Induktionsmotor 10 erzeugten Drehmoment T beiträgt, die Sekundärspannung E für den Luftspalt-Magnetfluß <£ im Motor 10 und die Frequenz 0J können auf ähnliche Weise abgeleitet werden, wie dies vorher in Verbindung mit Fig. 2 erläutert worden ist, welche die Stromregelvorrichtung darstellt.

Gemäß Fig. 8 erzeugt die an dem Induktionsmotor i0 angelegte Erregerstromkomponente I-g eine Spannung (LgT-, + jIgX/i) über eine primäre Streu- bzw. Nebenimpedanz (r^ + jXy.) des Motors, wobei x,. eine primäre Streureaktanz und j die Einheit der imaginären Zahlen angeben. Diese Spannung wird zur Sekundärspannung E hinzu addiert, um eine lastfreie Motorspannung V^q zu bilden. Indem der Endpunkt der lastfreien Motorspannung V^ als Arbeitsmittel

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punkt gewählt wird, wird eine über dem Motor angelegte Spannung V^ längs einer Geraden, durch den Arbeitsmittelpunkt verlaufenden Linie ELj-¹¹P geregelt. Die unter Belastung über dem Motor angelegte Spannung V_M ist die Vektorsumme der lastfreien Motorspannung V^₀ und eines Spannungsabfalls (I^r^. + jI^ ζ) über eine Motorimpedanz (r^ + jx) infolge einer Laststromkomponente I^ . Wenn die Lastspannung V^ des Motors mit ihrem Endpunkt auf dem Abschnitt der geraden Linie Hg-Hg liegt, die gemäß Fig. 8 vom Arbeitsmittelpunkt in Aufwärtsrichtung verläuft, arbeitet der Motor in der Antriebsbetriebsart. Wenn die Motorspannung Vj£ dagegen zur Sekundärspannung E nach unten verläuft, ist der Motor in die Regenerationsbetriebsart versetzt.

Aus den vorstehenden Ausführungen geht hervor, daß die Motorlastspannung Vj^ eine Spannungsvoreilkomponente Y^ der zweiten Phase und eine Spannungskomponente V™ der ersten Hiase besitzt, die sich durch folgende Gleichungen ausdrücken lassen:

+ lpe (12)

Wahlweise kann gesetzt werden

^VM⁼ /^VE ^{+ ν}ί

und (13)

β; = tan"¹V_T/V_E

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worin V_M den Absolutwert der üotorlastspannung £ und Q£- einen zwischen den Spannungen V^" und V^ gebildeten Phasenwinkel angeben.

Andererseits wird die Führungs-Schlupffrequenz ^Jg durch Gleichung (3) oder Gleichung (1Ob) definiert. Da die den Magnetfluß betreffende Spannung der Frequenz CJ proportional ist, werden diese proportionalen Multiplikationseingabewerte an die Funktionsgeneratoren 38 und 40 angelegt.

Da außerdem die Gleichungen (13) bei der Anordnung gemäß Fig. 7 äquivalent mit den Gleichungen (11) und (12) austauschbar sind, kann die Regelschaltung 26 gemäß Fig. 7 auf eine Konstruktion gemäß Fig. 2 abgewandelt werden. In diesem Fall können die Funktionsgeneratoren 28 und 30 zusätzlich mit zugeordneten Multiplizierelementen zur Durchführung der Multiplikation mit der Frequenz £J versehen werden.

Andererseits entsprechen die Ausdrücke bzw. die Gleichungen (11) und (12) der durch Gleichung (9) ausgedrückten Gleichung für eine Statorspannung. Infolgedessen gilt Vg=V und Vf -V(Js" ^Im Dauerzustand, d.h. im eingeschwungenen Zustand, kann vorausgesetzt werden, daß folgendes gilt:

^Eg

(14)

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Da jedoch V_nH gemäß Gleichung (9) einen den Differential's

operator beinhaltenden Ausdruck umfaßt, werden der Differentiator 42 und das Kompensationsaddierwerk 44 so betrieben, daß sie in Abhängigkeit von einer Änderung des Drehmoments bzw. Führungsdrehmoments T eine differenzierte Kompensierspannung V-~ zur Führungs-Erregerspannungskomponente Vg hinzu addieren. Infolgedessen besitzt X-. die erforderliche Komponente I ein verbessertes schnelles Ansprechen auf eine schnelle Änderung des Drehmoments.

Aus Gleichungen (9), (1Oa) und (10b) geht hervor, daß sich diese differenzierte Kompensierspannung V„ der Spannungskomponente V„ der ersten Phase durch folgende Gleichung ausdrucken läßt:

V₁, = (1 -

K,.((l_t/clt) (15)

in denen K_r' und K_r Konstanten darist eilen. Mit anderen Worten: oi) wird folgende Beziehung erhalten:

J
V, 'It ^:- (1 MVL₁L₂) I = H (I_-1) (Η,)

η η 9 π 11 ' 1 ο η η

-25*- 28Ü4297

Durch Hinzufügung einer Spannung Vg, die das Produkt aus Spannung und Zeit enthält, zur Spannungskomponente V„ der ersten Phase kann daher ein Verblockungs- bzw. Kopplungsstsreufluß 3Jl(IfO aufgrund des Aktivstroms If erhalten werden.

Aus der vorstehenden Ausführung geht hervor, daß die Ausführungsform gemäß Fig. 7 auch auf spannungsgeregelte Stromversorgungen anwendbar ist, bei denen ein schnelles Ansprechen erforderlich ist.

Fig. 9 veranschaulicht die Einzelheiten der Stromversorgungsvorrichtung 12 und der Regelschaltung 26 für die drei Wechselstromparameter gemäß Fig. 2. Gemäß Fig. 9 weist die Vorrichtung 12 eine Gleichstromquelle 50 und eine Gleichrichtergruppe 52 mit m/2 (mit m = eine gerade ganze Zahl, im vorliegenden Fall 6) Paaren von in Reihe geschalteten Halbleiterdioden, die in Parallelschaltung über die Gleichstromquelle 50 geschaltet sind, so dai ihre Anoden und Kathoden an der Minus- bzw. Plusseite der Stromquelle 50 liegen. Weiterhin sind m/2 Paare von in Reihe geschalteten Halbleiterschaltern 54- in Form einen Parallelschaltung über die Stromquelle 50 geschaltet. Die Halbleiterschalter 5ⁱl· können dabei jeweils ein Transistor, Thyristor oder ein anderes Halbleiterelement sein. Die Schalter 5^ sind jeimils mit nicht dargestellten Steuerelektroden versehen, .lie durch eine Gruppe von Vorverstärkern 56 angesteuert

r.Uj bei denen es sich um (iate-Impuls- odt'-r Basifiütromt.-i.iiungsvBrstäi'ker handeln kann. Die Verknüpfung von Dioden jedes Paares ist an diejenige der Halbleiterschalter [A im betreffenden Paar und somit an den Induktionsmotor 10 angeschlossen. Die Gleichrichtergruppe 52 und die Halbleiterschaltergruppe 54 bilden somit eine Umformerbrücke mit m/2 Wuchselstrom-Ausgangsklemmen. Bei der dargestellten Ausführung form, bei welcher m, wie erwähnt, gleich 6 ist, sind

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I⁰. 28Q4297

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die drei mit den ungeraden Zahlen 1, 3 und 5 bezeichneten Schalter mit ihren Anoden an die Plusseite der Stromquelle 50 und mit ihren Kathoden an die Schalter Nr. 4-, m bzw. angeschlossen. Die zuletztgenannten Schalter liegen mit ihren Kathoden an der Minusseite der Stromquelle

Die Stromversorungsvorrichtung 12 weist weiterhin einen Stromfühler $8 auf, beispielsweise einen Stromtransformator, der sowohl mit einer die Minusseite der Stromquelle 50 mit den Kathoden der gemäß Fig. 9 unteren Halbleiterschalter verbindenden Leitung als auch einer Leitung verbunden ist, welche die positive bzw. Plusseite der Stromquelle 50 mit den Kathoden der gemäß Fig. 9 unteren Gleichrichterelemente verbindet. Der Stromfühler 58 mißt die Summe der aus einem durch die Gleichrichtergruppe fließenden Strom und einem durch die Schaltergruppe fließenden Strom. Durch die beschriebene Anordnung wird eine vereinfachte Schaltkreiskonfiguration erzielt.

Die genannte Regelschaltung 26 ist so ausgelegt, daß sie die Phasen- und Frequenzregelung mit Digitalimpulsirsihen bewirkt. Der Führungs-Spsisestroia I^ vom ersten Funktion· generator 28 wird einem Absolutwertkomparator 60 .üngespeiat, der einen TeiL dos Mehrphasenwechsel vifer on - 'filier. formgenerators 32 bildet. Im Komparator 60 wir-" < Führunga-Speisestrom Ι,< an einen SummierpunKt < " _t;.-relent um einen vom Stromfühler 58 gemessenen Stroru I-_;i. J'ivon zu .subtrahieren, worauf die Diffexenz zwiboht--.il diesen otrümen zur bildung eines Zerhackersicnals (,chopping signal» ij(cll) einem Vergleichselement 64 zugeführt wird. Weiterhin liefert ein Trügerwellengenerator fj6 eine Dreiecks- bzw. i>ä}^rezahnwelle, die ihrerseits über den Summierpunkt 62 an da» Vergleichselement f>4 ungelegt wird, um dem Zerhackersi|Tjal S(eil) überlagert _u werden und dadurch dem Signal eine vorbestimmte Trägerperiode zu erteilen. Auf diese Weine wird eine Unterbrechungsregelung, d.h. eine Einschalt-

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zeit-Verhältnisregelung oder Impulsbreitenmodulationsregelung bewirkt.

Gewünschtenfalls kann der Meßstrom I^p dadurch gebildet werden, daß die jeweiligen, dem Induktionsmotor 10 zugeführten Phasenströme getrennt gleichgerichtet werden.

Der Führungsphasenwinkel Oj. vom zweiten Funktionsgenerator 30 wird an einem Führungsregelsignalverteiler 70 angelegt. Letzterer umfaßt einen m-fach reversierbaren Ringzähler 72 mit Ausgängen 1, 2, ..., m und zwei Vorwärts- und Rückwärtseingängen F bzw. B, zwei an die Eingänge F und B des Zählers 72 angeschlossene Frequenzteiler 7^ bzw. 76 zwei mit den Frequenzteilern 7^ und 76 verbundene ODER-Glieder 78 bzw. 80 und einen Trägerimpulsgenerator 82, der mit dem einen Eingang jedes ODER-Glieds 7^ und 76 verbunden ist. Jedes ODER-Glied 74, 76 umfaßt die restlichen drei Eingänge, die mit dem Drehzahl fühler 14, einem Impulsgenerator 84 bzw. dem zweiten Funktionsgenerator 30 verbunden sind.

Der Drehzahlfühler 14 ist im vorliegenden Fall beispielsweise ein schrittweise drehender Kodierer zur Lieferung einer Reihe bzw. Kette von Drehfrequenz-Addierimpulsen P(£) ^) mit einer Impulswiederholungsfrequenz von£Jjr(P), welche die tatsächliche bzw. Ist-FrequenzOJ-κτ des Induktionsmotors 10 angibt. Der Impulsgenerator 84 ist mit dem Führungs-Schi upffrequenzgenerator 18 verbunden, um eine Reihe von Schiupffroquonz-Regelimpulsen V(CJq) mit einer Impulswiederholunpijfrequenz 6Jo (P) in Abhängigkeit von der Führungs-üchlupffrequenz ^Jo zu erzeugen. Der zweite Funktionsgenerator 30 liefert eine Reihe von Phasenregelimpulsen V(Q), die für den Führungs-Bpeisephaeenwinkel Q-T repräsentativ sind, während der Trägerimpulofjeneralor

Β09Π31 / 1 0Ü9

82 eine Reihe von Trägeriapulsen P^l mit einer Impulswiederholungsfrequenz ^p_cl erzeugt. Jeder dieser Impulse P(OJ_n), P(£J_S), P(O) und P_cl besitzt entweder ein positives oder ein negatives Vorzeichen, wobei die positiven Impulse an das ODER-Glied 78 und die negativen Impulse an das ODER-Glied 80 angelegt werden.

Der Ringzähler 72 erfüllt im Zusammenwirken mit den Frequenzteilern 74·, 76, den ODER-Gliedern 78, 80 und dem Trägerimpulsgenerator 82 sowohl die Funktion der Regelung des Phasenwinkels als auch die Funktion der Zusammensetzung von Frequenzen.

Lediglich zur beispielhaften Erläuterung sind die an den ODER-Gliedern 78 und 80 auftretenden Impulse mit +P bzw. -P bezeichnet, während die von den Frequenzteilern 7^ und 76 gelieferten Impulse mit P™ bzw. Pg bezeichnet sind. Die Impulse Pj, und P_ß werden dabei auch als Vorwärts- bzw. Rückwärtsschiebeimpulse bezeichnet. Derartige Vorwärts- und Rückwärtsschiebeimpulse sind auch als Uhrzeigersinnbzw. Gegenuhrzeigersinndrehimpulse, die mit CW bzw. CC bezeichnet werden, oder als Hochzähl- bzw. Abwärtszählimpulse bekannt.

Jede Impulsreihe wird einer Frequenzteilung durch einen Faktor von R durch Jeden Frequenzteiler 74- und 76» wobei der Faktor m durch den Ringzähler 72 unterworfen. Beispielsweise wird die Impulsreihe P(6J„) durch einen Faktor von m χ R auf eine Impulswiederholungsfrequenz R frequenzgeteilt.

Die in das ODER-Glied 78 eintretenden Impulse _N P(O) und P(&J_s) vermögen den Speisephasenwinkel um einen elektrischen Winkel von 0* - 2jr/m«R Radianten, d.h. eine Regeleinheit pro Impuls, nach vorn zu verschieben.

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Bies bedeutet, daß der Phasenwinkel um den genannten Winkel schrittweise in positiver Richtung auf Voreilung verdreht wird. Andererseits bewirken die in das ODER-Glied 80 eintretenden Impulse eine Rückwärtsverlagerung des Speisephasenwinkels um einen elektrischen Winkel von O* « 2lf/m«R Radianten pro Impuls. Dies bedeutet, daß der Phasenwinkel schrittweise in negativer Richtung auf Nacheilung verdreht wird. Die !Trägerimpulse P , können dagegen die Speisephase nicht schrittweise weiterschalten, vielmehr bestimmen sie die Impulswiederholungsfrequenzen der Vorwärts- und Rückwärtsschiebeimpulse P₅₁ bzw. P_ß beim Fehlen aller anderen Impulse an beiden ODER-Gliedern 78 und 80. Mit anderen Worten: Die Impulse P , bestimmen eine Impulsphasen-Modulationsträgerfrequenz A) , die sich durch L) ■ &Jr>„-i/R ausdrücken läßt. Bei nicht an den beiden ODER-

C JrCl

Gliedern 78 und 80 anliegenden Impulsen P(£j ^), P(O) und P(6Jo) besitzen die Vorwärtsschiebeimpulse Pj, dieselbe Impulswiederholungsfrequenz wie die Rückwärtsschiebeimpulse

Jedesmal dann, wenn einer der Phasenregelimpulse P(O) oder +P(O) und -P(O), die Schlupffrequenz-Regelimpulse P(AJg) oder +P(^Jg) und -P(£Jg) und die Drehfrequena-Addierimpulse P(iujr) oder +P(A)jj) und -P(6J«) an das zugeordnete ODER-Glied 78 bzw. 80 angelegt werden, wird zwischen den betreffenden Vorwärts- und Rückwärtsgchiebeimpulsen Pp und Pg ein relativer Phasenunterschied eingeführt, welcher das Verhältnis der Durchschaltzeit bzw. die Impulsbreite zwischen jedem Halbleiterschalter und dem benachbaren Halbleiterschalter bestimmt, während sein Mittelwert den effektiven Speisephasenwinkel oder einen Vektor-Drehwinkel bestimmt. Der Ausdruck "Vektor-Drehwinkel" bezieht sich auf einen Drehwinkel einer magnetischen Achse in einem Luftspalt eines Induktionsmotors infolge eines Stroms oder einer Spannung, der bzw. die im betreffenden Stromversorgungszustand an den Motor angelegt wird. Der Ausdruck

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"Speisephasenwinkel" bezieht sich also auf den Drehwinkel des Vektors.

Weiterhin besitzen die an die ODER-Glieder 78 und 80 angelegten Impulse P(Q ), P(6J_ß) und P(^J_n-) eine algebraisch zeitintegrierte Größe, welche einen zusätzlichen bzw. addierten, bezüglich zeitintegrierten Vektordrehwinkel bestimmt, der die algebraische Summe ihrer Frequenzen einen Frequenzunterschied (^Jp_F - CJ p-n) zwischen der Frequenz

ρτρ des Vorwärtsschiebeimpulses P™ und der Frequenz A) pn des Rückwärtsschiebeimpulses P^ und damit wiederum der Speisefrequenz CJ bestimmt. Infolgedessen gilt

ω = (ω_ρρ - tupjj)/m = [U₃(P) + ω_Ν(Ρ) ]/m.R

Weiterhin besitzen die Phasenregelimpulse ρ(θ) eine zusätzliche bzw. addierte Zahl von Impulsen Np(O), die einen Verschiebewert des Speisenphasenwinkels ©2" bzw. einen Verschiebewert des Phasenwinkels bestimmt. Infolgedessen gilt

θ = ΘΝρ(θ) = 2irN_p(e)/m-R

Die Einzelheiten der Stromversorgungsregelung unter Verwendung der beschriebenen Vorwärts- und Rückwärtsimpulse finden sich in den US-PSen 3.992.657 und 4.002.958. Auf die betreffenden Teile beider Patentschriften wird hiermit Bezug genommen.

Die funktion der Addition der Führungsdrehfrequenz £j -^ zur Führungsschlupffrequenz CJq und die Funktion der Regelung des Führungs-Speisephasenwinkels Q 2* werden daher mit

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IS

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Digitalimpulsreihen durchgeführt.

Die Ergebnisse der vorstehend beschriebenen Prozesse werden einem Rrequenzverteiler 86 eingegeben, der eine Ausgangsfrequenz bestimmt, die mit der vom Trägerimpulsgenerator 82 gelieferten Trägerwelle moduliert ist. Der Frequenzverteiler 86 bildet den anderen Teil des Wechselstrom-Wellenformgenerators 32, und er weist eine Anzahl von UND-Elementen 88 auf, von denen jeweils eines für jeden Ausgang des Ringfeählers vorgesehen ist. Dem einen Eingang jedes UND-Elemente 88 wird das Zerhacker- bzw. Unterbrechungssignal S(cH) vom Absolutwertkomparator 60 eingespeist, während der andere Eingang mit einem entsprechenden Ausgang 1, 2, ..., m des Ringzählers 72 und ein Ausgang mit einem Eingang eines zugeordneten ODER-Glieds 9° verbunden ist. Der andere Eingang jedes ODER-Glieds 90 ist mit dem Ausgang des Ringzählers 72 verbunden, der in Richtung zunehmender Ordnungszahlen der Ausgänge des Ringzählers 72 seinem Ausgang benachbart ist.

Beispieleweise ist das ODER-Eleinent, das mit dem Ausgang 1 des Ringzählers 72 über das zugeordnete UND-Glied 88 verbunden ist, mit seinem anderen Eingang an den Ausgang 2 des Ringzählers 72 angeschlossen. Das mit dem letzten Ausgang m des Ringzählers 72 verbundene UND-Glied 88 ist an das ODER-Glied 90 angeschlossen_T dessen anderer Eingang am ersten Ausgang Λ des Ringzählers 72 liegt.

Weiterhin ist jedes ODER-Element 90 mit seinem Ausgang an dem Vorverstärker 56 angeschlossen, der mit derselben Ordnungszahl bezeichnet ist, wie der an das zugeordnete UND-Glied 88 angeschlossene Ausgang des Ringzählers. Wie erwähnt, sind die Vorverstärker 72 jeweils mit dem Halbleiterschalter 54- verbunden, so daß die betreffenden Vorverstärker 56 mit denselben Ordnungszahlen bezeichnet sind wie die Halbleiterschalter 54.

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«09831/100·

Die Ausgänge des Verteilers 86 bzw. der ODER-Elemente liefern an den Ausgängen 1, 2, ..., m des Ringzählers Ausgangssignale in vorbestimmter Reihenfolge zu den Vorverstärkern 56. Die Ausgangssignale der Vorverstärker 56 laufen längs deren Ausgängen mit der durchschnittlichen Speisefrequenz ÄJum, während ihre Frequenz gegenüber der Impulsphasen-Modulationsträgerfrequenz W ansteigt und abfällt.

Wenn das Zerhacker- bzw. Unterbrechungssignal S(cH) ein EIN- bzw. Durchsehaltsignal ist, werden zwei oder drei Halbleiterschalter 54 in vorbestimmter Reihenfolge durchgeschaltet, so daß über die durchgeschalteten Schalter 5^ von der Stromversorgung 50 aus elektrischer Strom zum Induktionsmotor 10 zugeführt werden kann. Wenn das genannte Unterbrechungssignal S(cH) ein AUS- bzw. Sperrsignal ist, werden ein oder zwei Halbleiterschalter zum Sperren gebracht, so daß die Stromzufuhr zum Induktionsmotor 10 unterbrochen ist. Diese beschriebene Unterbrechungsbetriebsart wird zur Regelung des Absolutwerts bzw. der Absolutgröße des Speisestroms 1« wiederholt.

Aus den vorstehenden Ausführungen geht hervor, daß die Regelung der drei Wechselstromparameter, d.h. des Absolutwerts des Stroms 1^, des Speisephasenwinkels Qp und der Schlupffrequenz £j g (sowie Ausgangsfrequenz ο ), mit der Ausführungsform der Erfindung gemäß Fig. 7 durchführbar ist, welche sowohl eine möglichst einfache elektronische Digitalschaltung als auch einen einfachen Hauptschaltungsaufbau besitzt.

Fi(J. 9 veranschaulicht auch die in Fig. 2 in gestrichelten Linien eingezeichnete Positions- bzw. Lagenregeleinrichtung an einer vom Drehzahl fühler 12, der als Lagenfühler 34 wirkt, zu einem gentrichelten Kreis zwischen dem Führungs-Schlupf froquenzgenera tor 18 und dem Impulsgenerator 84

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-»- ^ b ü 4 2 9

verlaufenden gestrichelten Linien.

In diesem Fall liefert der Fühler 34 die Frequenzaddiersignale mit der Impulswiederholungsfrequenz

Fig. 10a veranschaulicht eine weitere Abwandlung der Erfindung, bei welcher ein 3-Phasen-Induktionsmotor in der Stromregelbetriebsart geregelt wird. Ein 3-Fhasen-Wechselstromgenerator 92 liefert dem Induktionsmotor 10 geregelten Strom über· eine stromgeregelte Stromversorgungavorrichtung 12', bei der es sich um einen Umformer oder um einen Periodenwandler handeln kann. Bei der dargestellten Ausführungsform bildet die Vorrichtung 12' einen Periodenwandler (cycloconverter) zur Lieferung eines 3-I^Jhasen-Stroms zum Motor 10. Die Stromversorgungsvorrichtung 12' umfaßt drei Gleichrichterschaltungen 94u, 94-v und 94w, von denen jeweils eine für jede Phase vorgesehen ist. Die Gleichrichterschaltungen 94-u umfaßt gemäß Fig. 10a einen ersten Satz aus drei Reihenschaltungen von gleichartig gepolten Halbleitergleichrichtern 94-uP, etwa Thyristoren, in Parallelscaaltungsanordnung sowie drei ähnliche Reihenanordnungen aus zwei ähnlichen Gleichrichtern 94uN, die in Gegenparallelschaltung zum ersten Satz der drei Reihenschaltungen geschaltet sind. Dabei verbindet eine Drossel 96uP die Kathoden der Gleichrichter 94uP mit den Anoden der Gleichrichter 94uN an der Oberseite gemäß Fig. 10a, während eine Drossel 96uU die Kathoden der Gleichrichter 94uP mit den Anoden der Gleichrichter 94uP an der Unterseite von Fig. 10a verbindet. Die Verzweigungen oder Verknüpfungen der in Reihe geschalteten Gleichrichter 94uP oder 94uN jedes Satzes sind an ähnliche Verzweigungen des anderen Satzes sowie an Wechselstromausgängen des 3-Phasen-Generators 92 angeschlossen.

Die anderen Gleichrichterschaltungen 94v und 94w, die mit den Gleichrichterschaltungen 94u identisch sind, sind

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schematisch durch zwei in Reihe geschaltete Gleichrichter angedeutet, die über zwei Drosseln 96vP und 96uN bzw. 96wP und 96wN in Gegenparallelschaltung zueinander stehen.

Die Gleichrichterschaltungen 94-u, 94-v und 9^-w weisen jeweils getrennte Paare von Gleichstromausgangen auf, die über drei Primärwicklungen u, ν und w der offenen Deltaschaltung des Induktionsmotors 10 geschaltet sind. Drei Stromfühler 98u, 9ÖV und 98w, etwa Stromtransformatoren, sind mit Leitungen verbunden, welche die Primärwicklungen u, ν und w mit den Gleichrichterschaltungen 94u, 94v haw. 9^-w verbinden, und außerdem an einem Eingang von drei Gleichrichter-Zündphasensteuerungen 10Ou, 10Ov bzw. 10Ow angeschlossen, um die gemessenen Ströme i , i bzw. i mit negativer Polarität an diese Steuerungen anzulegen. Wie durch die Pfeile dargestellt, sind die Zündphasensteuerungen 10Ou, 10Ov und 10Ow mit den Gleichrichterschaltungen 9^-u, 94-v bzw. 94-w verbunden, so daß eine geschlossene Regelschleifenschaltung für den Induktionsmotor 10 gebildet wird.

Wie im unteren Teil von Fig. 10a dargestellt ist, enthält der Induktionsmotor 10 Spannungsfühler 102u, 102v und 102w, die ihrerseits an zugeordnete Filter angeschlossen sind, welche schematisch durch den Block 104u, v, w angedeutet sind. Diese Spannungsfühler können in den Induktionsmotor 10 einbezogene Sonden- bzw. Suchspulen sein. Die Filter 104u, v, w liefern die gemessenen, gefilterten Spannungen V₁ V und V zu Vergleichszwecken mit positiver Polarität zu den zweiten Eingängen der Zündphasensteuerungen 100^, 100 und 100 . Die positive Rückkopplung der Moturspannungen

V W

V , V und V eignen sich sehr wirkungsvoll für die Ver-

XJL V W

rin^erung oder praktisch vollständige Beseitigung von Abweichungen oder Schwankungen in den absoluten Motorspanmmgswerten und deren Phasenwinkeln von den Führung.^ bzw. Soll-Größen.

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Zur Lieferung von Führungswell enf orinen, mit welchen die augenblicklichen bzw. Ist-Wellenforinen der gemessenen Phasenströme verglichen werden, sind die Zündphasensteuerungen 10Ou, 10Ov und 10Ow mit ihren dritten Eingängen an einen Führungswellenformgenerator 32 angeschlossen, welcher den Mittelteil der beschriebenen Regelschaltung für die drei Wechselstromparameter bildet und bei der dargestellten Ausführungsform den Leitregelsignalverteiler 70 gemäß Fig. 9 verwendet.

Gewünschtenfalls kann der Führungswellenformgenerator beliebige von verschiedenen Analog- und Digitaleinrichtungen und auch beliebige von verschiedenen Digital/Analog-Wandlern verwenden.

Gemäß Fig. 10a empfängt der Verteiler 32 den Führungsphasenwinkel &-. , die Führungs-Schlupffrequenz CJq bzw. 6Jg(P) und die Führungsdrehfrequenz Ca™ oder6J«(P) (vergleiche auch Fig. 9)» wobei er an seinen Ausgängen 1,2, ..., m (mit m ist gleich eine ganze Zahl entsprechend 6 bei der dargestellten Ausführungsform) EIN-AUS-Signale liefert, die auf die vorher in Verbindung mit Fig. 9 beschriebene Weise mit den Vorwärts- und Rückwärtsschiebeimpulsen Pj, bzw. Pn Impulsbreiten moduliert sind. Bei der dargestellten Ausführungsform besitzen diese Signale Impulsbreiten entsprechend den Phasenunterschieden zwischen den Impulsen P_F und P_B.

Sodann werden die auf beschriebene Weise erzeugten EIN-AUS-Signale an mehrere Multiplizierschaltungen 106 angelegt, von denen jeweils eine für jeden der m-Ausgänge des Signalverteilers 70 vorgesehen ist. Der Führungsspeisestrom Ι« wird an die Multiplizierschaltungen 106 angelegt und mit diesen EIN-AUS-Signalen schaltermäßig moduliert, um an den Ausgängen der Multiplizierschaltungen 106 ein Wecheelstrom-Halbwellenschema zu liefern. Diese Schalter-

£09831/1009 " ³⁶ ~

modulation stellt eine Art Multiplikation dar.

Fig. 10b veranschaulicht einen zur Verwendung als Multiplizier schaltung 106 geeigneten Analogschalter. Dabei weist die Multiplizierschaltung 106 einen in Emitterschaltung vorliegenden npn-Transistor T auf, dessen Basis über einen Basiswiderstand r^ mit einem entsprechenden Ausgang, bei der dargestellten Ausführungsform mit dem Ausgang 1 der Signalverteiler 7°> verbunden und dessen Kollektor an einen Kollektorwiderstand r angeschlossen ist. Eine

Spannung V entsprechend dem Speisestrom I_M wird zwischen den Kollektorwiderstand r und den Emitter des Transistors T angelegt, wobei letzterer an seinem Kollektor ein Ausgangssignal liefert.

Die Ausgänge der m-Multiplizierschaltungen 106 (m ist gleich 6) sind an m/2 Analogaddierwerke 108 angeschlossen, so daß jeweils zwei Ausgänge davon mit einem positiven Eingang und einem negativen Eingang jedes Addierwerks 108 verbunden sind, unter der Voraussetzung, daß sich der letzte Ausgang neben dem ersten Ausgang befindet. Die einzelnen Addierwerke 108 setzen also die entsprechenden Ausgangssignale der Hultiplizierschaltung 106 für jede Phase zu.einer Führungs-Wechselstromwellenform i_ug» i„g oder ig zusammen, die anschließend den zugeordneten Zündphasensteuerungen , 10Ou bis 10Ow zugeliefert wird. In letzteren werden die Führungs-Wechselstromwellenformen ig bis ig mit dem gem(?«i5enen Pliasenstrom i , i bzw. i verglichen, wobei der betreffende Differenzstrom an die zugeordnete Gleiehrichterisoha] tung 9^u, 9^v oder SHw angelegt wird, um die Zündphase li'T darin enthaltenen Gleichrichter zu steuern.

Bei der beschriebenen Impulsbreitenmodulation entstehende Wo] ligkeitskomponenten klingen aus bzw. können durch die Addierwerke 108u bis iO8w und die ZündphasenSteuerungen 10Ou bis 10Ow, die auch als Strombegrenzer wirken, zum Ausschwin-

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; U ι Ι / * j (1 j

gen gebracht werden.

Aus der vorstehenden Beschreibung ist ersichtlich, daß die Steuerung oder Regelung des Speisephasenwinkels ©£· und das Zusammensetzen der Schlupffrequenz qj _o sowie der Drehfrequenz iJjT auf ähnliche Weise erfolgen können, wie vorher in Verbindung mit Fig. 9 beschrieben, während die absolute Stromgröße mit dem an die Ilultiplizierschaltung 108 angelegten Führungs-Speisestrom Ij.j geregelt werden kann.

Die in der Stromversorgungsschaltung 12 angeordneten Drosseln 96uP bis 96wP und 96uN "bis 96wN vermögen Welligkeitskomponenten aufgrund der Gleichrichtung sowie durch die Gleichrichterschaltungen umlaufende Stromkomponenten zu unterdrücken, ohne dabei Wech3elspannungsabfälle über die jeweiligen Impedanzen einzuführen.

Obgleich der Wellenformgenerator 32 eine Sinuswelle, eine durch unterbrochene Linien einer Binuswelle angenäherte Welle oder eine trapezförmige Welle zu.Erzeugen vermag, liefert der den Signal verteil er 70 uiit dem reversiblen Ringzähler 72 (Fig. 9) verwendende Wellenformgenerator eine trapezförmige Wellenform. Diese Wellenform wiifctmit den in den Gleichriehterüchaltungen enthaltenen Drosseln so zusammen, daß 3-Phasen~Strömti in Form einor Trapezwelle dein Induktionsmotor 10 zugeführt werden. Wenn außerdem die Induktivität der Kopplungsdrosseln niedrig gewählt wird, kann der Induktionsmotor anstelle der üOrapezwellenform mit einem 3^<-Hiauen-0tro;":i jiiit Öinuawellen·=· form gespeist werden.

Bei der noch weiter abgewandelten Ausführungeform der Erfindung gemäß Fig. 11,in welcher den Teilen von Fig. 2 oder 7 bzw. 9 und 10 entsprechende Teile mit denselben Bezugsziffern wie dort bezeichnet sind, wirkt die Ütromtrersorgungsschaltung 12', welche derjenigen gemäß Fig_o 9 entspricht,

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η ο 9 η η /1 η ο §

^ 2BÜ42B7

als Impulsbreitenmodulationsumformer, um dem Induktionsmotor 10 auf noch näher zu beschreibende Weise einen bezüglich der Spannungswellenform geregelten Strom zu liefern. An dem Induktionsmotor 10 sind Spannungsfühler 102 wirkungsmäßig angekuppelt. Der bzw. jeder Spannungsfühler kann dabei ein SpannungBtransformator oder eine in den Motor einbezogene Suchspule sein. 3-Fhasen-Motorspannungen werden durch die Spannungsfühler 102 abgegriffen und nach der Filterung oder Glättung durch eine Filtereinrichtung 104-am Spannungsregler 100 angelegt. Der Spannungsregler 100 kann dabei durch den Absolutwertkomparator 60 gemäß Fig. 9 ersetzt sein. Das Filter 104 kann ein Integrator oder eine einfache Verzögerungsschaltung erster Ordnung oder eine beliebige Verzögerungsschaltung höherer Ordnung sein.

Gewünschtenfalls kann der Spannungsregler 100 durch einen die Spannung paritätsmäßig in einen Magnetfluß umwandelnden Regler (voltage parity-converted-to-iuagnetic flux control) ersetzt werden, welcher eine SpanmmgHwellenform mit einer ßpannungsgröße, die einer Frequenz proportional ist, durch Regelung einer bezüglich der Zeit integrierten Spannung regelt. In diesem Fall braucht die Filtereinrichtung 104-nur als Integrator zu wirken.

Die genannte Regelschaltung 26 kann in diesem Fall aus einem Bezugsspannungs- bzw. einem Be^ugöniagnefcfluß-Wellenformgenerator bestehen, weil, ο ie vom Spannungs- bzw. Kopplungsmagnetfluß-Welltmformre^elt.yp Ist.

Die Regelschaltung 26 für die drei Weehselstromparameter umfaßt proportional Koeffiaientenelemente 110 und 112, denen ein Führungsdrehmoment £~ eingegeben wird, das auf iiitjselben Weise, wie vorstehend in Verbindung mit Fig. 2 beiuihrieben, gebildet wird, um Konstanten bezüglich 1 bsw,

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H 0 9 υ 31 /! 0 0 §

ORIGINAL INSPECTED

Wi

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r,, zu bilden. Eine Multiplizierschaltung 114 wird mit einem Aus gange signal $1 (vergleiche Formel (16)) vom Proportionalkoeffizientenelement 110 gespeist. Außerdem wird die Führungsfrequenz CJ der beschriebenen Art an die Multiplizierschaltung 114 angelegt, um diese eine der Gleichung (12) entsprechende Spannung X- abgeben zu lassen, die zu einem Addierwerk 116 geleitet wird. Sodann wird der vorher in Verbindung mit Fig. 2 beschriebene Luftspalt-Magnetfluß §> an ein Proportionalitätkoeffizienten-(r/m)-Element 118 angelegt, das an das Addierwerk 116 angeschlossen ist. Im Addierwerk 116 wird das Ausgangssignal der Multiplizierschaltung 114 einem Ausgang mit negativer Polarität vom Element 118 aufgeprägt, um die durch Gleichung (12) ausgedrückte aktive Führungsspannung Vc- zu erzeugen.

Zur Erzeugung der durch Gleichung (11) ausgedrückten Spannungskomponente V-r, der ersten Phase ist das Proportionalkoeffizientenelement (r/M) 112 mit einem anderen Addierwerk 120 verbunden, das seinerseits an eine andere Multiplizierschaltung 122 angeschlossen ist, welcher sowohl der Buftspalt-Magnetfluß $ als auch die Führungsfrequenz iil eingeceben werden. Infolgedessen liefert das Addierwerk 122 die Spannungskomponente V^, (vergleiche Gleichung (11)).

Aus der vorstehenden Beschreibung geht hervor, daß die Bauteile 110 bis 122 Funktionsgeneratoren zur Lieferung zweier Wechselstromkomponenten in Quadraturbeziehung bilden, welche die Amplituden V 7* bzw. V^, in der Spannungsregelbetriebsart oder? und $j, in der Kopp]ungsmagnetflußbetriebsart besitzen. Dies bedeutet, daß die beiden so erzeugten Wechselstromkomponenten sich durch das d- und q-Koordinatensystem ausdrücken lassen.

Da die MuI 1-iplizierschaltungen 114 und 122 in der Spannungswellenformregelbetriebsart die Multiplikation mit der Fre-

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quenz CJ bewirken, können sie in der nach der Umwandlung in einen Magnetfluß durchgeführten Magnetfluß-Wellenformregelbetriebsart weggelassen werden, nämlich dann, wenn die Bauteile 102 und 104 als Integrator bzw. als Luftspaltmagnet flußfühl er wirken.

Die genannte Regelschaltung 26 umfaßt weiterhin einen Bezugswellenformgenerator 106, welcher dem Generator 106 gemäß Fig. 10a entsprechen kann. Bei der Ausführungsform gemäß Fig.. 11 besitzt der Wellenformgenerator 106 jedoch den in Fig. 12 dargestellten Schaltungsaufbau. Bei der dargestellten Ausführungsform weist der Wellenformgenerator 106 einen Analog/Frequenz-Wandler 124- auf, dem eine Führungsfrequenz CJ eingegeben wird, die auf vorher in Verbindung mit Fig. 7 beschriebene Weise durch Addition von Analogsignalen ΙΛ c- und CXr gebildet worden ist. Der Wandler 124 liefert phasenverschobene Impulse P(O) mit einer Impulswiederholungsfrequenz, die der Führungsfrequenz (^proportional ist, zu einem reversiblen Ringzähler 72. Der Zähler 72 entspricht dem Zähler 72 gemäß Fig. 9» weist jedoch die doppelte Anzahl von Zählerstufen auf, wie letzterer. Mit anderen Worten: Der Zähler 72 gemäß Fig. umfaßt sech» Ausgangsklemmen 1a, 2a, Ja₁ 4a, 5& und 6a, die sich mit sechs Ausgangsklemmen 6b, 1b, 2b, 3b, 4b und 5b abwechseln. Die Ausgangssignale an den Ausgangsklemmen 1n bis 6a werden in Quadraturbeziehung zu denen an den Ausgangsklemmen 1b bis 6b gesetzt.

Die· Ausgangsklemmen 1a bis Ga des Ringzählers 72 sind mit ni'lirnren HuI tipi izierrachal tunken 1?4a verbunden, von denen ,!· eine für j «do Auß(^rnngsk] «imine vorgesehen ist, während dl· restlichen Ausgangsklemmen 1b bis 6b auf ähnliche Weise mii Multiplizierschaltungen 124b verbunden sind. Die verw'iunte WeelKselstroinkomponenie Vf bzw. «£ ^-wird allen Multipliziere clialtungen 1^fJ6a eingegeben, während die andere

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« - 2 B U A 2 S3

Wechselstromkoraponente V-g bzw. <£ -g allen Multiplizierschaltungen 106b aufgeprägt wird. Die sechs Multiplizierschaltungen 106a sind auf die in Verbindung mit Fig. 10a beschriebene Weise mit drei Addierwerken 108a (von denen nur eines dargestellt ist) verbunden, während die sehcs Multiplizierschaltungen 106b auf ähnliche Weise mit drei Addierwerken 126c verbunden sind, von denen nur eines dargestellt ist. Die Addierwerke 108b \md 108c, die an jedes Paar von Zählerausgängen angekuppelt sind, welche mit den entsprechenden Bezugsziffern mit angehängten Buchstaben a und b bezeichnet sind, sind mit ihren Ausgängen an ein Ausgangsaddierwerk 108 für jede Phase angeschlossen, wobei beispielsweise die mit den Zählerausgangen 1a und Ib verbundenen Addierwerke 108b bzw. 108c am Ausgangsaddierwerk 108 liegen.

Jeder Zählerabschnittssatz mit den Ausgangsklemmen 1a, ...., 6a oder 1b, ...., 6b und den zugeordneten Bauteilen 108a und 110a bzw. 108b und 110b wird auf die vorher in Verbindung mit dem Wellenformgenerator 106 gemäß Fig. 10a beschriebene Weise betrieben, um eine Wellenform zu liefern, die in Quadrattirbeziehung zu einer anderen, durch einen anderen Zählerabschnittssatz erzeugten Wellenform gesetzt ist.

Die von den Addierwerken 108a gelieferte Wellenform stellt eine Führungsspannungskomponente der zweiten Phase mit einer Amplitude dar, die durch daa an die Hulfciplizier™ schaltungen 106a angelegte Eingangssignal V^r bestimmt wird, während die Wellenform der Addierwerke 108b eine Führungsspannungskomponente der ersten Phase mit einer Amplitude bildet, welche durch das an den Multiplizierschaltungen 106b anliegende Eingangssignal V^, bestimmt wird. Die beiden Wellenfoimien werden durch das Addierwerk 108 für jede Phase miteinander addiert, so daß eine resultierende Führungsspannung bzw, eine in eine Magnet-

_ 42 8 0 9 8 3 1 7 1 0 0 §

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flußwellenform umgewandelte Führungsspannung V _Q, V _ß oder Vr- erhalten wird. Diese resultierenden Spannungen oder Magnetflußwellenformen werden den zugeordneten Spannungsreglern 100 zugeführt, um mit den gemessenen Motorspannungen verglichen zu werden.

Die Spannungs- bzw. Zündphasensteuerung bzw. -regler liefern die Unterschiede zwischen den Führungs- und Meßspannungen an zugeordnete Paare von Ilalbleiterschalteinr, zwecks Steuerung ihrer Zündwinkel, um auf diese Weise dem Induktionsmotor 10 einen spannungsgeregelten 3-Phasen-Strom zxizuführen.

Aus den vorstehenden Ausführungen geht hervor, daß die Anordnung gemäß den Fig. 11 und 12 die spannungsgeregelte Stromversorgung auf die vorher in Verbindung mit Fig. 7 beschriebene Weise durchführt.

Wie erwähnt, umfaßt das mit umgewandeltem Magnetfluß arbeitende Regelsystem die Regelschaltung 26 für die drei Wechselstromparameter ohne die Multiplizierschal. tungen 114 und 122 gemäß Fig. 11. Wenn die Magnetflüsse 5c und $g durch die Ströme Pj" bzw. Ig ersetzt werden, eignet sich die Regelschaltung 26 ohne die Multiplizierschaltungen 114 und 122 für die Verwendung bei stromgoregelten Stromversorgungsanlagen.

Die Funktionsgeneratoren 28 und 30 sowie der Wechselstroniwellengeneratoi* 32 gemäß den Fig. 2 und 9 sowie gemäß Fig· 10a können den Schaltung a auf bau gemäß Fig. 1:5, Vl- bzw. 1f> besitzen.

Gemäß Fig. 13 weist der erste Funktionsgenerator 28 ζίβϊ Oszillatoren 130a und HOb zur Erzeugung von ? i'haeen-Hochfrequenzsignalen ^ . und $ .> sowio an die ^:>.",,;illrr -;■■■:.;: 11'j a und 130b angeschloHyone NuLtipi Laierßchai < uii^tn Modulatoren Hi.'a bzw. Wb auf. Di« f Iu L tipi is, ί _;\ί<ha; .«:...

HiJi)ö:i ι /1 ο on - -v. -

-**- 28UA297

132a und 132b nehmen dabei die Stromkomponente I_E der ersten Phase bzw. die Stromkomponente I-j der zweiten Phase auf. Die beiden Multiplizierschaltungen 132a und 132b sind mit ihren Ausgängen an ein Addierwerk 134· angeschlossen, dem ein Gleichrichter bzw. ein quadratischer Detektor 136 nachgeschaltet ist. Ein Ausgangssignal des Gleichrichters 136 wird durch ein Filter 138 gefiltert bzw. geglättet, um eine Führungs-Absolutstromgröße I^ in einer der Gleichung (1) genügenden Analogform zu liefern.

Gemäß Fig. 14· wird ein Addierwerk 14-0 sowohl mit einer Führungsstromkomponente Ij der zweiten Phase als auch mit einem Ausgangssignal negativer Polarität von einer Multiplizierschaltung 142 gespeist, der wiederum eine Führungsstromkomponente Ig der ersten Phase eingegeben wird. Der Ausgang des Addierwerks 140 ist mit einem Operationsverstärker 144 verbunden, dessen Ausgang wiederum an die Multiplizier schaltung 142 angeschlossen ist. Die Bauteile 140, 142 und 144 bilden einen Teiler, der an seinem Ausgang I^/I-g liefert. Der Ausgang des Operationsverstärkers 144 ist außerdem mit einem nicht-linearen Funktionsgenerators 146 zur Erzeugung einer umgekehrten Tangente von T-^/J^ bei xmverändert bleibender Stromkomponente I-g der ersten Phase verbunden. Der Funktionsgenerator 146 liefert ein Ausgangssignal, das ein Analogsignal für einen Führungs-Speisephasenwinkel Qt bildet.

Das Analogsignal vom Funktionsgenerator 146 wird an dem positiven Eingang eines Addierwerks 148 angelegt, dessen Aus(T«nc mit einem Koinzidenzkomparator I50 verbunden ist. Der Kc=PJpC ro tor I50 umfaßt zwei Ausgänge + £ und -£ ,die mit .1--i-je.il 8 einem Eingang von zwei UND-Gliedern 152 ver- hm\0.■■-■:·» sind, deren andere Eingänge mit einer Reihe von ^fl"^:I ί "ΓίριιΊ f'f η c1 gespeichert werden. Das mit dem Ausgang +£

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P. 09831/100$

der» Komparatoi's I50 verbundene UND-Glied I52 ist mit einem Ausgang an einem Hochzahl eingang CU eines reversieren den Zählers 154 angeschlossen, während ein Ausgang des anderen UND-Glieds I52 an einem Abwärtszähleingang CD des reversiblen Zählers 154 liegt. Der Zähler 154 ist seinerseits mit einem Digital/Analog-Wandler 156 verbunden, der seinerseits an einen negativen Eingang des Addierwerks 148 angeschlossen ist.

Die Hauteile 148, I50, 152, 154 und I56 bilden einen Annlog/Impulszahl-Wandler. Der Koinzidenzkomparator I50 läßt den reversiblen Zähler 154 die ihm eingegebenen Impulse zählen, indem die Taktimpulse c1 zwischen den Eingang:en CU und CD des reversiblen Zählers 154 nach dem selektiven Durchgang hirch die beiden UND-Glieder 152 wech.'ie]weise übertragen werden, um dabei das Analogaus-Cmif'fißignal des Wandlers 156 an das Analogausgangssignal Ογ der, Funktionogenerators 146 anzugleichen. Infolgedessen erscheinen an den Ausgängen der oberen und unteren UND-Glieder AhP, gemäß !'ig. 14 phasenverschoben Impulse ■iV(Ic-') und -PfO), deren algebraische Summe dom Führungs-])h«fi(»nwinlrol Qf propori ional ist. Wenn die FeldschwächungsrereiuMg oder eine Änderung des ernten PhasenstminB Ij, (U*m"f.-1 irlit wird, führt der Funktionsgenerator ?0 gemäß Fig. 14 eine Berechnung nach Gleichung (?) durch, während der I fJhrunpophnnc'iwinkrl O^ in oinon phasonverochobenen

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2 b ΰ 4 2 9

mit einer Multiplizierschaltung 164- zur Aufnahme einer Führungsstromkomponente I™ der ersten Phase verbunden ist. Die Multiplizierschaltung 164, die ein Ausgangosignal an einen negativen bzw. Minuseingang des Addierwerks 160 anlegt, wirkt mit dem Addierwerk 1GO und dem Operationsverstärker 162 unter Bildung eines Teilers zusammen. Der Quotient der zweiten Phasenstromkomponente I χ , dividiert durch die erste Phasenatx'omkomponente I_E erscheint dabei am Ausgang des Operationsvei'stärkers 162. Dieser Quotient I,/Ig wird außerdem einem Proportionalkoeffizienbenelement (ro/Iu) 164 zugeführt, um an dessen Ausgang eine Analog-Schlupffrequenz (J g zu liefern, die einem Analog/Impulszahl-Wandler 120 zur Lieferung eines Impulssignals P(<£J_C,) eingegeben wird, dessen Iinpulswiederholungsfrequenz der Schlupffrequenz <jg proportional ist.

Obgleich die Erfindung vorstehend nur in Verbindung mit einigen bevorzugten Ausführungsformen dargestellt und beschrieben ist, sind dem Fachmann selbstverständlich verschiedene Änderungen und Abwandlur_f;en möglich, ohne daß vom Rahmen und Grundgedanken dor Erfindung abgewichen wird.

Zusammenfassend wird mit der Erfindung somit eine Induktions raotor-Regelvorrichtung geschaffen, bei vfolcher eine frequenzveränderbare S tromverjutpiißa vor richtung einen Käfigläufermotor über einen WechseLisfcroik^Parauieteri.-opler u\t einem Wechselstrom speiat» B&r iiö^l'.ir v.-Ir-d m\ ■■ oiiieru Aktivstrom aufgrund eiues itiihruiigu(ii.-ehti^iieiitsi rind einea L'Hihrungs-EIi'regöi'atrüid gogpeif.it, ujm iinoii resu ι fcierendtsn ötrom und dessen Phase cu litif^rn, Dan i'tlhruu^id τ/ird anhand dor tatcücaüch^u bzu, isit md li-ll FiihrungssaotordrehaahLrtü pbiikil:, »rihrnni dei- ^r auf <ler liJt-Dreh^ahl il:v.-j Hotoi.-.> Uuiulit. Dem ii.^-.lei? v/Lr<l auch

eine Führungsfrequenz aufgeprägt, die durch die tatsächliche bzw. Ist-Motorfrequenz und eine Soll- bzw. Führungs-Sehlupffrequenz bestimmt wird, die ebenfalls auf dem Führungsdrehmoment beruht. Der Regler regelt hierbei die Zundphasen von Thyristoren in der Stromversorgungsvorrichtung in Abhängigkeit vom Führungsstrom, von der Phase und der Frequenz. Der Regler vermag eine Spannung zur Zufuhr des Aktivstroms und eine Erregerspannung zur auf ähnliche Weise erfolgenden Regelung oder Steuerung der Zündphasen der Thyristoren zu liefern. Im zuletzt genannten Fall kann die Erregerspannung mit ihrem Differential addiert werden, um eine schnelle Änderung des Aktivstroms auszugleichen.

Id fr'

Claims (1)

1. Henkel, Kern, Feiler & Hänzel Patentanwälte

   Möhlsfraße 37

   x,- u i, · v, · τλ , · τ, u ι, ·, · rr · w D-8000 München 80

   Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha

   ToWHn Tanan Tel.: 089/982085-87

   lOKio, Japan Telex: 0529802 hnkld

   Telegramme: ellipsoid

   1. Februar 1978 (case ΡΛΜ-4146)

   Patentansprüche

   M.jInduktionsmotor-Regelvorrichtung mit einer frequenz— veränderliehen Stromversorgung zur Lieferung eines Wechselstroms an eine Primärwicklung des einen kurzgeschlosseneu Sekundärleiter bzw. Sekundäranker aufweisenden Induktionsmotors und einer Einrichtung zur Regelung der Frequenz des Wechselstroms und einer Schlupffrequenz des Induktionsmotor^ in Abhängigkeit von einer Führungs-Schlupffrequenz, die auf der Grundlage eines Führungsdrehmoments erzeugt wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Regelvorrichtung eine Wechselstrom- Parameterregel einrichtung (26) zur Führungs- bzw. Sollwerteinstellung und Regelung des Absolutwerts des dem Induktionsmotor (10) zugeführten Wechselstooms. sowie seiner Phase in mit der SchLupffrequenz gekppelter oder verblockter Beziehung aufweist, wobei die Sollwerteinstellung und Regelung unabhängig von einem Luftiipalt-Magnetfluß des Induktionsmotors erfolgt.

   1 / 1 009

   -2- 2 b U 4 2 9 7

   2. Hegelvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromversorgung (12) eine erste Wechselstromkomponente mit einer ersten Phase sowie eine zweite Wechselstromkomponente mit einer zweiten Phase zum Induktionsmotor (10) liefert und daß die Wechselstrom-Parameterregeleinrichtung (26) die zweiten Wechselstromkomponente in gekoppelter Beziehung zur Schlupffrequenz regelt.

   3- Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch ^kennzeichnet, daß die zweite Phase der zweiten Wechselstromkomponente unter einem elektrischen Winkel von S?/2. Radianten der ersfcen Phase der ersten Wechselstromkomponente voreilt oder hinter ihr nacheilt.

   4.'Regelvorrichtung nach Anspruch 3» dadurch gekennzeichnet;, daß eine erste Phasenkomponerite(Ip.)⁰⁽ier(V^rp₁)und eine zweite Phasenkomponente(l£) bzw. (V^.) vorgefsehen sind und daß die zweite Phasenkomponente (It·) oder (Tr-) eine lineare Punktionsbeziehung zur Führunga-Schiupffrequenz besitzt.

   5. Regelvorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die frequenzveränderlicho Stromversorgung (12) in der Spannungsregelbetriebaart betreibbar ist und daß zur ersten Phasenkomponente (Vg) eine differenzierte Komponente (Vg) zum Kompensieren von Übergängen hinzu addiert ist.

   f>. Regelvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Wechselstrom-Paramoterregeleinrichhung (2f>) einen ersten Funktionsgenerator (28) für die Führiings- bzw. Sollwerteinstellung der Absolutgröße eines dem Induktionsmotor (10) zugeführten. Stroms in Kopplungbtj~

   - 3 - ^pu^zs /

   Ziehung zur Führungs-Schlupffreq\ienz und einen zweiten Funktionsgenerator (30) zur Erzeugung eines Führungsphasenwinkels des Stroms in Kopplungsbeziehung zu einem Führungs-Schlupffrequenzgenerator (18) aufweist.

   7. Regelvorrichtung nach Anspruch 7i dadurch gekennzeichnet, daß der erste Funktionsgenerator (28) eine Absolutgröße des Stroms (L·) liefert, welche folgender Beziehung genügt:

   ¹M V¹E ⁺

   8. Regelvorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Funktionsgenerator (30) einen Führungsphasenwinkel (Ö -r) liefert bzw. einstellt, welcher der Beziehung Qf = tan I£~/Ij; genügt.

   9. Regelvorrichtung nach Anspruch 4-, dadurch gekennzeichnet, daß die Wechselstrom-Parameterregeleinrichtung (26) einen Funktionsgenerator (4-0) z\ir Erzeugung einer Spannungskomponente (V_E) einer ersten Phase und einen getrennten Funktionsgenerator (38) zur Erzeugung einer Spannungskomponente (V^- ), einer zweiten Phase aufweist, wobei V-^ und V^ der Beziehung

   V_x. = /V₁ ², + V²
   M / b τ

   genügen

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   2ÖU4297

   10. Regelvorrichtung nach Anspruch 9» dadurch gekennzeichnet, daß ein Phasenwinkel (Qj- ) zwischen den Spannungen (Vm.) und (V-g) der Bedingung

   QIf = tan" V^ genügt.

   809831/10Of