DE2341761A1 - Schaltungsanordnung zum betrieb eines fahrweggebundenen triebfahrzeugs mit einem synchronen linearmotor - Google Patents
Schaltungsanordnung zum betrieb eines fahrweggebundenen triebfahrzeugs mit einem synchronen linearmotorInfo
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Description
Schaltungsanordnung zum Betrieb eines fahrweggebundenen Triebfahrzeugs mit einem synchronen Linearmotor
Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Betrieb eines fahrweggebundenen Triebfahrzeugs mit einem
synchronen Linearmotor, dessen Stator entlang der Trasse als WanderfeIdwicklung verlegt und dessen Erreger auf dem Triebfahrzeug
als mitbewegbarer Translator angeordnet ist.
Als Antriebssysteme für fahrweggebundene Triebfahrzeuge, insbesondere
für Schnellbahnen und für Hochleistungsschnellbahnen im Geschwindigkeitsbereich bis zu 500 km/h, kommen vorzugsweise
Linearmotoren in Betracht. Unter den einzelnen Varianten dieses Motortyps zeichnet sich der eingangs genannte
synchrone Linearmotor durch einen guten Wirkungsgrad und durch eine einfache Energieübertragung aus. Ein solcher
synchroner Linearmotor, dessen Stator entlang der Trasse als Wanderfeldwicklung verlegt ist, wird wegen der außergewöhnlichen
Länge des Stators auch als synchroner Langstatormotor bezeichnet. Im folgenden soll mit dem Begriff "Linearmotor"
stets ein solcher Langstatormotor gemeint sein.
Der synchrone Linearmotor besteht bekanntermaßen aus zwei Teilen, vergl. z. B. Arch. f. Elektrotechn. Bd. 55, H. 1
(19.72), Seiten 13 bis 20. Danach ist auf dem Triebfahrzeug als mitbewegter Erreger (Translator) entweder eine von
Gleichstrom durchflossene Erregerwicklung, die sich über die
Gesamtfahrzeugiänge erstrecken kann, oder ein Permanentmagnet angeordnet. Eine Wanderfeldwicklung (Stator) ist entlang der
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Trasse verlegt. Die Wanderfeldwicklung, die i. a. als Mehrphasenwicklung
ausgebildet ist, erzeugt nach Maßgabe der eingespeisten Spannung und Frequenz ein in Längsrichtung der
Trasse laufendes Wanderfeld, welches das Triebfahrzeug treibt.
Ss läßt sich nun daran denken, die gesamte Fahrstrecke in eine Anzahl von Streckenabschnitten zu unterteilen, jedem
StreckenabscJhnitt eine Mehrphasenwicklung des Stators zuzuordnen und die einzelnen Statoren des so gebildeten vielteiligen
synchronen Linearmotors von einer Anzahl von steuerbaren statischen Umrichtern, die entlang der Trasse verteilt
angeordnet sind, mit veränderlicher Spannung und Frequenz zu speisen. Wird der Umrichter von der Synchronmaschine her
getaktet, so erhält man eine Schaltungsanordnung, die bei rotierenden Synchronmaschinen unter dem Namen "Stromrichtermotor"
bekannt geworden ist, vergl. z. B. Siemens-Zeitschrift 45 (1971), Heft 4, Seiten 177 bis 179.
Bei der Speisung eines synchronen Linearmotors über einen steuerbaren Umrichter sollte nun - wie bei anderen Synchronmotoren
auch - folgendes beachtet werden:
a) Mögliche elektromechanische Pendelungen des Synchronmotors
müssen durch eine überlagerte Regelung ausreichend gedämpft werden,
b) ein Kippen des Synchronmotors, das z. B. durch einen Lastanstieg
bewirkt werden kann, muß mit Sicherheit ausgeschlossen sein, und
c) der Synchronmotor sollte möglichst im optimalen Arbeitspunkt, also bei geringen ohmschen Verlusten, betrieben werden.
Zur Einhaltung dieser Bedingungen a) bis c) ist die laufende Erfassung des Betriebszustandes des synchronen Linearmotors
erforderlich. Für die Steuerung und Regelung eines Synchronmotors
ist es insbesondere wichtig, die Stellung des bewegten Teils meßtechnisch zu erfassen. Bei einer rotierenden Synchron-
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maschine kann die Winkelstellung des Rotors, die auf die Polteilung bezogen und in "Grad elektrisch" gemessen wird,
mittels eines Polradlagegebers festgestellt werden, der z. B. an der umlaufenden Welle befestigt ist. Bei einem synchronen
Linearmotor, der z. B. bei einer Hochleistungsschnellbahn
eingesetzt wird, entspricht dieser Winkelstellung eine im folgenden als "Polstellung" bezeichnete Größe.
Sie gibt die Stellung des Translators innerhalb einer Polteilung des Stators an. Der Translator nimmt während des
Fahrbetriebs bei konstanter Geschwindigkeit periodisch dieselbe Polstellung ein. Diese Polstellung kann zwar ebenfalls
meßtechnisch festgestellt werden. Ihre Erfassung muß jedoch sehr ^"m erfolgen und ist daher mit Schwierigkeiten verbunden.
Weiterhin wird die Information über die Polstellung nicht am Triebfahrzeug selbst, sondern in der unter Umständen
sehr weit davon entfernten ortsfesten Station, die den Umrichter beherbergt, benötigt. Stellglied für alle Regelungen,
also auch für diejenigen, die von einer Messung der Polstellung ausgehen, ist nämlich der Umrichter, der entsprechend
dem Betriebszustand der Synchronmaschine gesteuert wird. Die Übertragung der Polstellung ließe sich zwar durch
Funksignale zwischen dem Triebfahrzeug und der Umrichterstation bewerkstelligen, doch wäre damit ein erheblicher Aufwand
verbunden. Insbesondere müßten dabei zusätzliche Maßnahmen ergriffen werden-, die die Stör- und Fehlersicherheit
der Übertragung sicherstellen.
Der Erfindung liegt die Aufgabe .zugrunde, die eingangs genannte
Schaltungsanordnung hinsichtlich der stellungsabhängigen Taktung entsprechend dem bekannten Stromrichtermotor auszugestalten,
gleichzeitig aber auch sicherzustellen, daß am Ort des Umrichters eine genaue Information über die Polstellung
ohne Nachrichtenübertragung durch Funk oder andere Nachrichtenkanäle zwischen Triebfahrzeug und Umrichtersta-tion
verfügbar ist.
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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der
Stator des synchronen Linearmotors von einem ortsfesten, steuerbaren statischen Umrichter mit veränderlicher Spannung
und Frequenz gespeist ist, daß der Umrichter in Abhängigkeit von der Polstellung des Translators getaktet ist, und daß
diese Polstellung aus den Werten von Spannung, Strom und Frequenz, die am Einspeisepunkt des Umrichters in den Stator herrschen,
mittels einer Rechenschaltung berechnet ist.
Für den Fall, daß als Erreger eine Erregerwicklung mit Magnetkern verwendet wird, sollte der Umrichter insbesondere aus
einem steuerbaren oder ungesteuerten Gleichrichter und einem steuerbaren Wechselrichter bestehen, die über einen G-leichspannungs-Zwischenkreis
miteinander verbunden sind. Die maximale Ausgangsfrequenz eines solchen Zwischenkreis-Umrichters kann
dann zwischen 200 und 500 Hz liegen. Wird dagegen als Erreger eine Erregerwicklung aus supraleitendem Material verwendet,
so ist es möglich, als Umrichter sowohl einen Direktumrichter
als auch einen Zwischenkreis-Umrichter zu verwenden. Der Direktumrichter wird bevorzugt bei einer maximalen Ausgangsfrequenz,
die unter der üblichen Netzfrequenz von 50 Hz oder 60 Hz liegt, eingesetzt. Die Umrichter sind dabei bevorzugt mit Halbleiterventilen
ausgerüstet.
Bei der Berechnung kann so vorgegangen werden, daß die Rechenschaltung
aus den Werten von Spannung, Strom und Frequenz am Einsρeisepunkt sowie aus dem Widerstandwert und der Induktivität
des synchronen Linearmotors als Maß für die Polstellung des Translators denjenigen Phasenwinkel berechnet, der zwischen
der Spannung einerseits und der fiktiven, nicht direkt meßbaren Hauptfeldspannung, die durch die Bewegung des Translators in
der Wanderfeldwicklung induziert wird, andererseits besteht. Es kann aber auch so vorgegangen werden, daß die Rechenschaltung
aus den Werten von Spannung, Strom und Frequenz am Einspeisepunkt sowie aus dem Widerstandswert und der Induktivität des
synchronen Linearmotors als Maß für die Polstellung des Translators denjenigen Phasenwinkel berechnet, der zwischen dem Strom
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einerseits und der fiktiven, nicht direkt meßbaren Hauptfeldspannung,
die durch die Bewegung des Translators in der Wanderfeldwicklung induziert wird, andererseits besteht.
Besonders vorteilhaft im Hinblick auf die Steuerung des Umrichters
ist es, wenn die Rechenschaltung aus den Koordinatenwerten der auf ein Referenzsignal vektoriell bezogenen Spannung,
aus den Koordinatenwerten des auf dasselbe Referenzsignal vektoriell bezogenen Stroms und aus der Frequenz am Einspeisepunkt
sowie aus dem Widerstandswert und der Induktivität des synchronen Linearmotors als Maß für die Polstellung des Translators
denjenigen Phasenwinkel berechnet, der zwischen dem Referenzsignal einerseits und der fiktiven, nicht direkt meßbaren Hauptfeldspannung,
die durch die Bewegung des Translators in der Wanderfeldwicklung induziert wird, andererseits besteht. Diese
Schaltungsanordnung hat den Vorteil, daß das Signal für die Polstellung auf ein vorgegebenes Referenzsignal bezogen ist, das
nicht vom Betriebszustand des Linearmotors abhängig ist.
Als Koordinaten können dabei prinzipiell kartesische oderPolarkoordinaten
verwendet werden. Eine bevorzugte Ausführungsform geht von Polarkoordinaten aus. Sie besteht darin, daß die Rechenschaltung
aus den Werten von Spannungsbetrag und Spannungsphasenwinkel der am Einsρeisepunkt herrschenden, auf das Referenzsignal
vektoriell bezogenen Spannung, aus den Werten von Strombetrag und Stromphasenwinkel des am Einspeisepunkt herrschenden,
auf dasselbe Referenzsignal vektoriell bezogenen Stroms, aus dem Wert der Frequenz und aus dem Widerstandswert und der
Induktivität des synchronen Linearmotors den Phasenwinkel berechnet. Die Darstellung der Signale in Polarkoordinaten hat
den Vorteil, daß die einzelnen Elemente der Schaltungsanordnung besonders einfach aufgebaut werden können.
Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.
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Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden anhand von 9 Figuren näher erläutert. Gleiche Bauelemente sind dabei
jeweils mit demselben Bezugszeichen versehen. Es zeigen:
Figur 1 zwei erfindungsgemäße Schaltungsanordnungen zum Antrieb eines Triebfahrzeugs in schematischer Darstellung,
Figur 2 eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung mit einem
statischen Umrichter und einer Steuer- und Regeleinrichtung in ausführlicher Darstellung,
Figur 3 ein Zeigerdiagramm für den Betrieb des Umrichters,
Figur 4 ein Zeigerdiagramm für den optimalen stationären Betrieb des Umrichters,
Figur 5 Zeigerdiagramme für den Übergang des Triebfahrzeugs von einem Streckenabschnitt zum nächsten, .
Figur 6 eine Schaltung zum Umschalten der Führungswerte in einer Umrichterstation,
Figur 7 eine analoge Rechenschaltung zur Berechnung des Phasenwinkels
zwischen Referenzsignal und Hauptfeldspannung,
Figur 8 einen Koordinatenwandler in prinzipieller und ausführlicher
Darstellung, und
Figur 9 einen weiteren Koordinatenwandler in prinzipieller und ausführlicher Darstellung.
Figur 1 zeigt in schematischer Darstellung zwei erfindungsgemäße Schaltungsanordnungen zum Betrieb eines fahrweggebundenen
Triebfahrzeugs 2, das mit veränderlicher Geschwindigkeit ν entlang einer vorgegebenen Trasse bewegt wird. Das Triebfahrzeug
2 enthält eine Erregerwicklung 3, die sich über die Gesamtfahrzeuglänge erstreckt. Sie wird im vorliegenden Ausführungsbeispiel
mit Gleichstrom gespeist. Eine Speisung mit Wechselstrom oder veränderlichem Gleichstrom ist ebenfalls
möglich. Die Erregerwicklung 3 wird auch als Translator bezeichnet. Sie kann z. B. aus einem supraleitenden Material
gewickelt sein. Es ist aber auch möglich, daß Permanentmagnete oder eine konventionell mit einem Eisenkern ausgerüstete Erre-
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gerwicklung stattdessen verwendet werden.
Der gesamte Fahrweg ist in eine Anzahl von Streckenabschnitten unterteilt, von denen in Figur 1 drei Streckenabschnitte
a, b, c eingezeichnet sind. Jeder Streckenabschnitt ä, b, c enthält eine dreiphasige Wanderfeldwicklung, die als Stator
anzusehen ist und zusammen mit der darüber bewegten Erregerwicklung 3 als synchroner Linearmotor wirkt. In Figur 1 sind
■\±e drei Wanderfeldwicklungen 4a, 4b und 4c schematisch eingezeichnet
.
An die Einspeisepunkte 5b, 5c der einzelnen Wanderfeldwicklunge^
-h "h-^w. 4o ist jeweils ein ortsfester, steuerbarer
statischer Umrichter 6b bzw. 6c angeschlossen. Diese Umrichter 6b, 6c werden aus einem gemeinsamen dreiphasigen Versorgungsnetz
oder aber auch aus zwei getrennten dreiphasigen Versorgungsnetzen 7b, 7c gespeist. Entsprechend den vorgegebenen
Steuersignalen s, bzw. s ist es möglich, Leistung aus den
Versorgungsnetzen 7b, 7c mit gewünschter Spannung, Frequenz und Phasenlage in die einzelnen Wanderfeldwicklungen 4b, 4c
einzuspeisen. Die Steuersignale s-, , s werden dabei in Steuer-
und Regeleinrichtungen 8b, 8c erzeugt, die später anhand von Figur 2 näher beschrieben werden.
Es wurde bereits ausgeführt, dai3 in den einzelnen Streckenabschnitten
die Wanderfeldwicklungen 4a, 4b, 4c jeweils den Stator eines synchronen Linearmotors bilden. Entsprechend dem
Rotor einer umlaufenden Synchronmaschine trägt das Fahrzeug 2 an seiner Bodenfläche eine Reihe von Magnetpolen, die von der
Erregerwicklung 3 erregt sind. Sie erzeugen in Wechselwirkung mit dem Wanderfeld auf der Strecke den zum Vortrieb erforderlichen
Schub. Wenn das Triebfahrzeug "2 einen der Streckenabschnitte b, c verlassen hat, wird der zugehörige Umrichter
6b bzw. 6c abgeschaltet.
Sine lineare und eine rotierende Synchronmaschine zeigen ein weitgehend ähnliches Betriebsverhalten. Daraus ergeben sich an
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jedes Steuersignal s, , s grundsätzlich dieselben Forderungen
wie bei der Uinrichterspeisung von rotierenden Synchronmaschinen. Demzufolge muß zur Beseitigung der Schwingungsneigung
des synchronen Linearmotors 3, 4 und zur Vermeidung des Kippens bei Überlast die Erzeugung des Steuersignals s. , s
für je-den Umrichter 6b, 6c vom jeweiligen Betriebszustand des synchronen Linearmotors abhängig gemacht wercten.Bei der
rotierenden Synchronmaschine ist dazu die Messung der Polradstellung z. B. über einen mit der Welle der Synchronmaschine
fest verbundenen Polradlagegeber notwendig. Würde man beim synchronen Linearmotor 3, 4 entsprechend vorgehen, so wäre es
erforderlich, fortlaufend die Polstellung des z. B. mit bis
zu 500 km/h bewegten Triebfahrzeugs 2 mittels einer mitgeführten Einrichtung millimetergenau zu messen. Weiterhin wäre es
erforderlich, den Meßwert über insbesondere drahtlose Nachrichtenkanäle
zu den ortsfesten Umrichtern 6b, 6c zu übertragen. Einem solchen Vorgehen stehen jedoch technische Probleme
und bei der geforderten Betriebssicherheit auch hohe Kosten entgegen.
Daher wird auf die direkte Polstellungsmessung am Ort <äes
Triebfahrzeugs 2 und auf eine anschließende Übertragung der Meßdaten durch Punk verzichtet. Stattdessen wird der Betriebszustand
des Linearmotors 2, 3 jeweils aus den Werten von Spannung und Strom am Einspeisepunkt 5b, 5c berechnet.
Jede Steuer- und Regeleinrichtung 8b, 8c enthält eine (in Figur 1 nicht gezeigte) Rechenschaltung. Beispielsweise bestimmt
die Rechenschaltung in der Steuer- und Regeleinrichtung 8b in jedem Zeitpunkt t die Polstellung des Translators
3. Die Berechnung erfolgt hier aus den Werten von Spannung, Strom und Frequenz, die an dem Einspeisepunkt 5b des Stators
4b herrschen. Die Werte von Spannung, Strom und Frequenz können dabei prinzipiell auf direktem Wege gemessen werden,
und zwar unter Zuhilfenahme eines Spannungswandler 9b und eines Stromwandlers 10b. Der Umrichter 6b wird in Abhängigkeit
vom berechneten Wert der Polstellung des Translators 3 getaktet. Entsprechendes gilt auch für die Steuer- und Regel-
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einrichtung 8c sowie für den zugeordneten Spannungswandler. yc und den zugeordneten Stromwandler 10c.
Figur 2 zeigt eine erfindungsgemäi3e Schaltungsanordnung mit
einem statischen Umrichter 6 und einer zugeordneten Steuer- und Regeleinrichtung. Der Umrichter 6 besteht aus einem ungesteuerten
Gleichrichter 11 und einem steuerbaren Wechselrichter
12, die über einen Gleichspannungs-Zwischenkreis mit
einem Glättungskondensator 13 und eingeprägter Zwischenkreisspannung
miteinander verbunden sind. Der Gleichrichter 11 ist an ein dreiphasiges Versorgungsnetz 7 angeschlossen. Der Wechselrichter
12 ist als Pulswechselrichter ausgebildet. Er speist einen synchronen Linearmotor 14, dessen Einspeisepunkt 5 unmittelbar
am Ausgang des Wechselrichters 12 liegt. Der synchrone Linearmotor 14 ist (abweichend von Pigur 1) im Ersatzschaltbild
gezeichnet. Er besteht danach aus der Reihenschaltung eines ohmschen Widerstands mit dem Widerstandswert R,
eines induktiven Widerstands mit der Induktivität L und einer fiktiven Gegenspannungsquelle mit der Hauptfeldspannung U-, .
3s kann sich dabei um einen synchronen Linearmotor 14 handeln, 1er entweder mit einer supraleitenden Magnetspule als eisenloser
Motor, mit einer Magnetspule mit Magnetkern als eisenbehafteter Motor oder mit einem Permanentmagneten als permanenterregter
Motor ausgerüstet ist.
Zunächst wird in Pigur 2 die Rechenschaltung 15 betrachtet. In diese Rechenschaltung 15 werden insgesamt 7 Signale eingegeben.
Zunächst einmal sind es zwei Signale, die den Spannungsvektor U am Einspeisepunkt 5, also direkt am Ausgang des
Wechselrichters 12, beschreiben. Ein jeder beliebige Vektor ist durch seinen Betrag und einen Phasenwinkel festgelegt.
Entsprechend ist der Spannungsvektor U am Einspeisepunkt 5 durch ein Signal | U{ , das ein Maß für seinen Betrag ist, und durch
sein Signal -P , das ein Maß für seinen auf ein Referenzsignal
Ib-isenwinkel ist, vollständig charakterisiert..
Es i-;ei ber-::-^s ;i: m1 hervorgehoben, daß sie Signale -f.. und |U|
für len "-paruuM.:'.-■■'J^-:tor TJ nic-nt, aufgrund ein-:-r 3ραί)·-ιηΏ^3ίηβε^Η
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am Ausgang des Wechselrichters 12 gebildet, sondern im Innern
der Steuer- und Regeleinrichtung an den Punkten A und B abgegriffen werden. Dieses ist vorteilhaft, da die benötigten
Signale ohnehin in der dargestellten Steuer- und Regeleinrichtung als Stellgrößen für den Wechselrichter 12 gebildet
werden. Eine direkte Spannungsistwerterfassung am Ausgang des
Wechselrichters 12 ist zwar ebenfalls möglich, bedeutet jedoch einen größeren Aufwand.
Im folgenden werden der Einfachheit halber alle Signale mit der ihnen zugeordneten Information bezeichnet. Beispielsweise
wird also im folgenden das Signal [U | einfach als Spannungsbetrag und das Signal -P als Spannungsphasenwinkel bezeichnet J
Weiterhin wird in die Rechenschaltung 15 die Frequenz f der Grundschwingung der Ausgangswechselspannung U eingegeben. Die
Frequenz f wird an einem Punkt C im Innern der Steuer- und Regelechaltung abgegriffen.
Ferner erhält die Rechenschaltung 15 zwei Signale, die den Stromvektor I am Sinspeisepunkt 5 festlegen. Es sind dies
der Strombetrag |l| und der Stromphasenwinkel *p. . Diese Signale
werden, wie später noch näher ausgeführt werden wird, aus einer Messung des Stroms am Einspeisepunkt 5 mittels des
Stromwandlers 10 abgeleitet.
Schließlich werden in die Rechensehaltung 15 noch der ohmsche
Widerstandswert R und die Induktivität L des synchronen Linearmotors 14 eingegeben. Diese Signale können entweder fest
vorgegeben werden oder - was für die Berechnung genauer, aber auch aufwendiger ist - durch direkte Messung am betreffenden
Streckenabschnitt ermittelt werden. Sine direkte Messung des ohmschen Widerstandswertes und/oder der Induktivität
L kann angebracht sein, wenn der synchrone Linearmotor 14 im variablen Betrieb (Anfahren, Bremsen) die Wanderfeldwicklung
unterschiedlich erwärmt.
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Die Rechenschaltung 15 berechnet aus den sieben eingegebenen Signalen den Phasenwinkel X der Hauptfeldspannung U^. Die
Hauptfeldspannung U, , die durch die Bewegung des Translators in der Wanderfeldwicklung induziert wird, ist eine fiktive,
nicht direkt meßbare Größe. Um den Rechenvorgang zu verdeutlichen, wird im folgenden zunächst Figur 3 betrachtet. Darin
ist das quasistationäre Betriebsverhalten des synchronen Linearmotors 14- in einem Zeigerdiagramm dargestellt. Die Darstellung
enthält auch ein Referenzsystem, das durch die senkrecht
aufeinander stehenden Zeiger Re und jlm gebildet wird.
B. stellt eine reelle Achse und j Im eine imaginäre Achse dar.
Ξ ist der Einheitsvektor in Richtung des Zeigers R . Das Zeigerdiagramm läuft mit der Frequenz f um.
In Figur 3 sind der Spannungsvektor U und der Stromvektor I am Einspeisepunkt 5 (vergl. Figur 2) gezeigt. Der Spannungsvektor
U setzt sich aus der geometrischen Summe der vom Triebfahrzeug 2 in der Wanderfeldwicklung induzierten Hauptfeispannung
U, und den Spannungsabfällen IR und ;jI23tfL am ohmschen bzw.
induktiven Widerstand zusammen. Mit dem Einheitsvektor R schließt der Spannungsvektor U den Spannungsphasenwinkel *f , der Stromvektor
I den Stromphasenwinkel ^. und der Hauptfeldspannungsvektor
TL den Phasenwinkel λ. ein.
Es wird davon ausgegangen, daß der Differenzwinkel (λ-*f ),
also der Winkel zwischen dem Spannungsvektor U am Einspeisepunkt
5 einerseits und der fiktiven, nicht direkt meßbaren Hauptfeldspannung U, , die durch die Bewegung des Translators
in der Wanderfeldwicklung induziert wird, andererseits ein Maß für die Polstellung des Translators ist. Das ergibt sich aus
der Analogie zum rotierenden Synchronmotor. Demzufolge ist auch der Phasenwinkel λ ein Maß für die Polstellung des Translators.
Aus Figur 3 ergibt sich nun, daß Phasenwinkel X und Betrag der fiktiven Hauptfeldspannung IL bei Kenntnis der Werte U, I, f,
R uiii L entsprechend dem dargestellten Zeigerdiagramm ohne
weiteres berechnet werden können.
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Im folgenden wird wieder Figur 2 betrachtet. Die dort dargestellte
Rechenschaltung 15 führt eine Berechnung des Phasenwinkels Λ. gemäß dem Zeigerdiagramm in Figur 3 durch. Der
Phasenwinkel Λ. wird anschließend zur Taktung des Wechselrichters
12 herangezogen. Bei der Berechnung des Phasenwinkels λ. wird also im vorliegenden Ausführungsbeispiel zur Vereinfachung
der Meßwertverarbeitung das bei Figur 3 gezeigte Referenzsystem mit den Zeigern Re und jIm benutzt. Dieses mit
der Frequenz f umlaufende Referenzsystem wird durch einen Referenzsignalgeber 16 schaltungstechnisch realisiert. Es handelt
sich bei diesem Referenzsignalgeber 16 um einen Oszillator einstellbarer Frequenz f, der an seinem Ausgang ein zweiphasiges
Referenzsignal r fester Amplitude abgibt. Dieses Referenzsignal r ist beispielsweise die Darstellung des Einheitsvektors
Ξ (vergl. Figur 3), der in Richtung des Zeigers Re des umlaufenden Referenzsystems Re, j Im liegt, in ruhenden kartesischen
Koordinaten; es handelt sich also in diesem Fall um ein Sinussignal und das entsprechende Oosinussignal gleicher
Amplitude und Frequenz. Die Amplitude hat den normierten Wert eins.
Das zweiphasige Referenzsignal r, das dem Einheitsvektor E
in Figur 3 entspricht, wird einem Phasendreher 17 zugeführt und mit dessen Hilfe um den ebenfalls vom Punkt A her eingegebenen
Phasenwinkel -f gedreht. Das auf diese Weise gewonnene
zweiphasige Phasensignal trägt als Information den Phasenwinkel -fu, um den die Ausgangsspannung des Wechselrichters 12 bezüglich
dem Referenzsignal r des Referenzsignalgebers 16 gedreht erscheinen soll. Es entspricht also einem Vektor vom
normierten Betrag eins und der Richtung des Spannungsvektors TJ.
Das Phasensignal gelangt anschließend in einen Koordinatenwandler 18, der die bisher zweiphasige Information in eine
symmetrische dreiphasige Information umsetzt. Die drei Ausgangssignale des Koordinatenwandlers 18 sind also um 120° gegeneinander
versetzt, und das eine dieser Ausgangssignale ist um den Phasenwinkel fu gegenüber dem Sinusanteil des Referenzsignals r
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Die drei Ausgangs signale werden in die Wechselrichtersteuerung 19, die dem dreiphasigen Wechselrichter 12 zugeordnet ist, eingegeben.
Als weitere Eingangsgröße wird der Wechselrichtersteuerung 19 vom Punkt B der Spannungsbetrag J TJ) zugeführt. In
der Wechselrichtersteuerung 19 findet zunächst eine Betragsmultipiikation
statt. Dia drei Ausgangssignale des Koordinatenwandlers 18, die voraussetzungsgemäß die Amplitude 1 haben sollen,
nehmen dabei den Amplitudenwert fu( an. Die Wechselrichtersteuerung
19 verändert dann über die so gebildeten Steuersignale s und die daraus hergeleiteten Zündimpulse die Ausgangsspannung
U des Wechselrichters 12 nach Betrag U und Frequenz f und Phase *f .
Die bisherige Beschreibung und Darstellung in Figur 2 waren von einem Umrichter 6 mit einem ungesteuerten Gleichrichter 11
und einem Pulswechselrichter als Wechselrichter 12 ausgegangen. Abweichend davon kann der Gleichrichter 11 ebenfalls steuerbar
sein. Sr ist dann so ausgebildet, daß über den Steuereingang einer zugeschalteten Gleichrichtersteuerung die Gleichspannung
im Gleichspannungs-Zwischenkreis verändert werden kann. In diesem Fall wird der Spannungsbetrag |uj nicht in den Eingang der
Wechselrichtersteuerung 19, sondern in den Eingang der (nicht gezeigten) Gleichrichtersteuerung gegeben. Als Wechselrichter
12 wird man in diesem Fall keinen Pulswechselriqhter, sondern einen ungepulsten Stromrichter verwenden. Abweichend von dieser
Lösung kann aber auch als Umrichter 6 ein Direktumrichter verwendet
werden. Das wird insbesondere dann der Fall sein, wenn eine eisenlose, supraleitende Erregerwicklung vorliegt.
Das Referenzsignal r des Referenzsignalgebers 16 wird außer dem Phasendreher 17 auch einem Grundschwingungsanalysator 20 zugeführt.
Dieser Grundschwingungsanalysator 20 wird außerdem vom Stromwandler 10 her mit den drei Statorströmen iR, ig und iT
gespeist. Dieser Grundschwingungsanalysator 20 beschränkt sich auf die Auswertung der Grundschwingungen der Statorströme in,
50 38*: / / iüi) ■; -H-
- 14 - VPA 73/3212
ic, und in,. Er macht mit den drei Eingangsgrößen i„, i„, im
praktisch das Umgekehrte wie die oben erwähnten Bauelemente Phasendreher 17, Koordinatenwandler 18 und Wechselrichtersteuerung
19 mit den Eingangsgrößen ^ und |u| und kann entsprechend
aufgebaut sein; er wandelt die Statorströme iR, i„ und im demnach
unter Zuhilfenahme des Referenzsignals r in zwei Signale
um, die dem Stromphasenwinkel -f. und dem Strombetrag |l/
des Stromes I entsprechen. Die Ausgangsgrößen des Grundschwingungsanalysators
20 sind also Signale, die den Stromvektor I in Figur 3 eindeutig festlegen. Im vorliegenden Fall wird der
Stromvektor I in Polarkoordinaten, also nach Betrag |ljund Phasenwinkel -f. in Bezug auf das Referenzsystem Re, jlm dargestellt.
Prinzipiell ist auch eine Darstellung in kartesischen Koordinaten möglich.
Aus dem bisher Gesagten ergibt sich, daß Betrag |U|und Phasenwinkel
-f der Spannung U gleichzeitig Stellgrößen sind. Daher
können diese Signale - wie bereits oben angedeutet - an geeigneter Stelle der Steuer- und Regelschaltung abgegriffen werden.
Besondere Meßgeber und Oberschwingungsfilter, die bei einem
direkten Abgriff am Einspeisepunkt 5 erforderlich wären, sind dann überflüssig.
Es soll noch einmal hervorgehoben werden, daß die Polstellung des Translators, charakterisiert durch den Phasenwinkel X, aus
dem Wert von Spannung U, Strom I und Frequenz, die am Einspeisepunkt 5 des Stators herrschen, unter Berücksichtigung des
ohmschen Y/iderstandswertes R und der Induktivität L mittels
der Rechenschaltung 15 berechnet werden kann. Der Betriebszustand
des synchronen Linearmotors 14 ist damit gemäß Figur 3 in jedem Augenblick bekannt.
Der Wirkungsgrad des synchronen Linearmotors 14 hängt stark von
ρ
der Höhe der Leitungsverluste I R entlang der Strecke ab, wobei I der speisende Strom und R der ohmsche Widerstandswert bedeutet. Daher sollte ein Betrieb mit möglichst geringem Strom I angestrebt werden, wobei die erforderliche Schubkraft durch eine
der Höhe der Leitungsverluste I R entlang der Strecke ab, wobei I der speisende Strom und R der ohmsche Widerstandswert bedeutet. Daher sollte ein Betrieb mit möglichst geringem Strom I angestrebt werden, wobei die erforderliche Schubkraft durch eine
509827/0008
- 15 - V?A 73/3212
hohe Zahl von Magnetpolen im Triebfahrzeug aufgebracht werden kann. Bei gegebenem Strom I wird ein Maximum an Schubkraft
erzeugt, wenn die Strombelagswelle der Statorwieklung mit der Induktionswelle des Erregersystems in Phase ist. Mit anderen
V/orten: Dieser Zustand, der als optimaler Betriebspunkt bezeichnet werden soll, liegt vor, wenn der Stromvektor I
in Figur 3 in dieselbe Richtung -weist wie der Hauptfeldspannunirsvektor
U, . Es muß dann also die Bedingung
λ = ^1 (1)
gelten.
Pigur 4- zeigt das Zeigerdiagramm für optimalen stationären
Betrieb, das unter Beachtung der Bedingung (1) aus dem Zeigerdiagramm von Figur 3 hervorgeht. Zusätzlich sind dort Kurven
|l| = konst und ^f- = const, also für konstanten Strombetrag
(ij und konstanten Stromphasenwinkel f., gestrichelt
eingezeichnet.
Mit Hilfe der Information, deren Gewinnung vorstehend beschrieben wurde, läßt sich nun durch einen Regelkreis das Arbeiten
im optimalen Betriebspunkt erzwingen. Sin weiterer Regelkreis regelt den Strombetrag jlj. Die Genauigkeit, mit der
der optimale Betriebspunkt eingehalten wird, hängt dabei was als besonderer Vorteil angesehen wird - nicht -rom ohmschen
v/iderstandswert R des synchronen Linearmotors 14 ab. Temperaturschwankungen
an der Wanderfeldwicklung machen sich, also
im optimalen Betriebspunkt nicht störend bemerkbar.
Nach Figur 2 wird im Arbeitspunktregelkreis der von der Reehenschaltung
15 ermittelte Phasenwinkel λ. in einen Vergleicher 21 gegeben und dort mit dem Stromphasenwinkel *f., der vom
Ausgang des G-runlschwingungsanalysators 20 geliefert wird,
verglichen. Die Winkeldifferenz (λ --f.)» die die Abweichung
vom optimalen Betriebspunkt repräsentiert, wird einem Stromwinkelregler 22 zugeführt, dessen Ausgang mit dem ersten Eingan.r
eines Sntkopplers 23 verbunden ist. An den beiden Aus-
509827/0008 1C
- 16 - VPA 73/321P
gangen A, B dieses Entkopplers 23 erscheinen zwei Stellgrößen.
Die eine Stellgröi3e ist der Spannungsphasenwinkel -f , die
andere der Spannungsbetrag |ü| .
Der Stromwinkelregler 22 sorgt also dafür, daß bei vorgegebenem
Strombetrag fl) der optimale Betriebspunkt eingehalten wird. Dieser Strombetrag |l| wird nun in einem weiteren Regelkreis
gfregelt, der einen Vergleicher 24 und einen Strombetragsregler
25 umfaßt. Der Vergleicher 24 erhält vom Ausgang des Grundschwingungsanalysators
20 den Istwert des Strombetrages |l| als Eingangsgröße zugeführt. Als weitere Eingangsgröße dient
ein Strombetrags-Sollwert |l|*. Die Abweichung Δ|ΐ| = |li* wird
vom Ausgang des Vergleichers 24 dem Eingang des Strombetragsreglers 25 zugeführt. Dessen Ausgang wirkt auf den
zweiten Eingang des Entkopplers 23 ein. Der Strombetragsregler 25 regelt den Schub des Triebfahrzeugs.
Der Strombetrags-Sollwert IH* kann fest vorgegeben und z. B.
an einem (nicht dargestellten) Potentiometer abgegriffen sein. Bevorzugt wird er jedoch einem überlagerten Frequenz- oder
Geschwindigkeitsregelkreis entnommen. Dieser Frequenzregelkreis umfaßt einen Frequenzregler 26, dem ein Vergleicher 27
vorgeschaltet ist. Im Vergleicher 27 wird die Frequenz f des v/echselriohters 12, die prinzipiell an einer beliebigen geeigneten
Stelle in der Steuer- und Regelschaltung abgegriffen sein kann und hier am Punkt 0 abgegriffen ist, mit einem vorgegebenen
Frequenzsollwert f* verglichen. Dieser Frequenzsollwert f* wird im vorliegenden Fall von einem Fahrtenrechner
vorgegeben, in dem ein Fahrprogramm F gespeichert ist. In dem Fahrtenrechner 28 wird zusätzlich eine Informationx( t) über
die momentane Stellung des Translators auf der Fahrstrecke zu jeder Zeit t eingespeist.
Zur Erklärung der Funktion des Entkopplers 23 wird nochmals das Zeigerdiagramm in Figur 4 für den optimalen stationären
Betrieb des synchronen Linearmotors 14 betrachtet. Soll in diesem Zeigerdiagramm nur der Strombetrag /ij, also die Länge
509827/0008 -17-
- 17 - VPA 73/3212
des Stromvektors I, verändert werden, dann müssen sowohl der Betrag |u| als auch der Spannungsphasenwinkel -f des Spannungsvektors U so verstellt werden, daß die Spitze des Spannungsvektors U der gestrichelten geraden Kurve -^ = const, folgt.
Soll dagegen in diesem Zeigerdiagramm der Stromphasenwinkel ^. verändert werden, so müssen sowohl Spannungsbetrag |U|
al3 auch Spannungsphasenwinkel ■f des Spannungsvektors U so
verstellt werden, daß sich die Spitze des Spannungsvektors U entlang der gestrichelten gekrümmten Kurve |l| = konst. bewegt.
In beiden Fällen werden also beide G-rößen -f , jjjf verändert.
Um dieses Verhalten zu berücksichtigen, ist nach Figur 2 der
Entkoppler 23 mit vier Verstärkern 29a, 29b, 29c und 29d ausgerüstet,
deren Verstärkungsfaktoren über Korrektursignale k, die von der Rechenschaltung 15 in Abhängigkeit vom jeweiligen
Betriebspunkt gebildet und geliefert werden, einstellbar sind. Der Entkoppler 23 enthält ferner zwei Additionsglieder 30a und
30b, deren Ausgänge die Stellgrößen V bzw. Juf an den Ausgangspunkten
A bzw. 3 liefern.
Die Anordnung der einzelnen Elemente ist im Entkoppler 23 so getroffen, daß an das Additionsglied 30a einerseits der vom
zweiten Eingang her gespeiste Verstärker 29a und andererseits der vom ersten Eingang her gespeiste Verstärker 29b angeschlossen
ist, und daß an das Additionsglied 30b einerseits der vom zweiten Eingang her gespeiste Verstärker 29c und andererseits
der vom ersten Eingang her gespeiste Verstärker 29d angeschlossen ist.
Die Verstärkungsfaktoren der Verstärker 29a bis 29d werden wie
bereits ausgeführt - von der Rechenschaltung 15 über die Korrektursignale k im Betrieb ständig nachgestellt. Sind geringere
dynamische Anforderungen an die Regelung zu erfüllen,
so kann auf die Nachstellung verzichtet werden. Es genügt eine einmalige Einstellung. Spielt die Regeldynamik nur eine
vöLlig untergeordnete Rolle, so kann der Ausgang des Strombetragsreglers
25 direkt mit dem Punkt A und dem Ausgang des
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- 18 - VPA 73/3212
Stromwinkelreglers 23 direkt mit dem Punkt B verbunden, der Entkoppler 23 also weggelassen werden.
Bezüglich des Arbeitspunktregelkreises und des Strombetragsregelkreises
ist also festzuhalten, daß der Spannungsbetrag Ju| und der S pannungs phasenwinkel Jfn so lange verstellt werden,
bis die Bedingung (1), die den optimalen Betriebspunkt beschreibt, erfüllt und bis der Strombetrag jl| dem vorgegebenen
Strombetrags-Sollwert (Ij* entspricht.
Wie bereits erwähnt, gibt der Entkoppler 23 als Ausgangsgrößen
am Ausgangspunkt A den S pannungs phasenwinkel -f und am
Ausgangspunkt B den Spannungsbetrag |üf ab. Diese sind die
Stellgrößen für die steuerung der Spannung U. Eine gleichförmig fortlaufende, z. B. zeitlich lineare Änderung des Spannung
sphasenwinke Is -f am Ausgangspunkt A ist ein Anzeichen
dafür, daß am Punkt C das Frequenzsignal f dem tatsächlichen Wert der Frequenz am Ausgang des Umrichters 6 nicht entspricht.
In diesem Fall ist eine Korrektur des Frequenzsignals f erforderlich. Dazu wird der S pannungs phasenwinkel «P in einem
Verglejcher 31 fortlaufend mit einem konstanten Sollwert -f*,
der z. B. auf Full gesetzt ist, verglichen. Die dort ermittelte Abweichung wird einem Spannungswinkelregler 32 zugeführt,
der das Frequenzsignal f im Punkt G entsprechend
ändert. Der Referenzsignalgeber 16 wird also an seinem Frequenzsteuereingang entsprechend beaufschlagt und die angestrebte
Korrektur bewirkt. Auf diese Weise kann auch das Kippen des Linearmotors 14 bei Lastanstieg verhindert werden.
Es wird im folgenden der Fall betrachtet, daß das Triebfahrzeug 2 in Figur 1 aus dem Streckenabschnitt b in den nachfolgenden
Streckenabschnitt c einläuft. Vor dem Übergang muß der Umrichter 6c zur Speisung des Streckenabschnitts c eingeschaltet
werden. Der Strom I im Streckenabschnitt c muß dabei nach Betrag und Phase fortlaufend derart gesteuert
werden, daß während des Befahrens der Übergangsstelle keine unerwünschte Kraftwirkung auf das Triebfahrzeug 2 entsteht.
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23417S1
Zu diesem Zweck muß sich das Wanderfeld des Streckenabschnitts b gleichmäßig im Streckenabschnitt c fortsetzen. Das bedeutet,
daß die Stromvektoren I, und I in beiden Streckenabschnitten b, c nach Betrag und Phase übereinstimmen müssen.
Ss muß also die Übergangsbedingung I, = I gelten.
In Figur 5 sind analog zu Figur -4 Zeigerdiagramme für die durch die benachbarten Wanderfeldwicklungen 4b, 4c gebildeten
Linearmotoren für den Fall gezeigt, daß sich das Triebfahrzeug 2 noch vollständig im Bereich des Streckenabschnitts b befindet.
3in Index b kennzeich.net dabei die Größen im Strekkenabschnitt b, ein Index c diejenigen im Streckenabschnitt c.
Figur 6 zeigt einen Ausschnitt der Steuer- und Regeleinrichtung des Streckenabschnitts c mit einer zusätzlichen Umschalteinrichtung
für zwei Sollwerte. Die Steuer- und Regeleinrichtungen der anderen Streckenabschnitte sind entsprechend aufgebaut.
Die Umschalteinrichtung umfaßt drei gleichzeitig betätigbare Schalter 38c, 39c und 40c. Der Schalter 38c schaltet den einen
Eingang 42c des Vergleichers 24c wahlweise auf den Ausgang des Frequenzreglers 26c oder auf einen Punkt 41c, an dem zeitlich
nacheinander vom Streckenabschnitt b und vom Streckenabschnitt d her der Strombetragssollwert fix,/* bzw. |ΐ^|* anliegt.
Vom gleichen Eingang 42c des Vergleichers 24c kann der am Strombetragsregler 25c wirksame Strombetragssollwert
JI I* des Streckenabschnitts c an die Steuer- und Regeleinriehtungen
der benachbarten Streckenabschnitte b und d weitergegeben werden. Der Eingang 42c ist über den Schalter 39c mit
einem Zusatzeingang des Frequenzreglers 26c verbunden. Auf diesem Wege kann das Signal am Eingang 42c dem Ausgang des
Frequenzreglers 26c abgedrückt werden, und zwar unabhängig
von seinem Eingangssignal. Der Schalter 40c schaltet den einen Eingang 44c des Vergleichers 21c wahlweise auf den Ausgang
der (nicht gezeichneten) Reckeinheit 15c, die den Phasenwinkel ^■c abgibt, oder auf einen Punkt 43c-, an den zeitlich nacheinander
von den Streckenabschnitten b und d her der Phasenwinkel λ bzw. λ, geliefert wird. Vom Eingang 44c des Vergleichers 21c
509827/000 8
- 20 -
- 20 - VPA 73/3212
kann auch der Phasenwinkel λ. an die dem Vergleicher 21c entsprechenden
Vergleicher der benachbarten Steuer- und Regeleinrichtungen gegeben werden.
Im Streckenabschnitt c wird nach Figur 5 zunächst noch keine Hauptfeldspannung U, induziert. Daher ist im Streckenabschnitt
c der Phasenwinkel /L nicht definiert. Deswegen wird die Steuerung des Umrichters 6c von der Steuer- und Regeleinrichtung
des Umrichters 6b übernommen. Zu diesem Zweck wird der Referenzsignalgeber des Umrichters 6c phasenstarr und phasengleich
mit dem Referenzsignalgeber des Umrichters 6b synchronisiert. Das ist durch die gestrichelte Linie 35 in Figur 1
schematisch angedeutet. Die Schalter 38c, 39c und 40c (vergl. Figur 6) stehen in der oberen Schaltstellung (Fremdsteuerung).
Dadurch werden die Sollwerte |l.{* und JL des Abschnitts b
dem Strombetragsregler 25c bzw. dem Stromwinkelregler 22c des Abschnitts c als Sollwerte zugeführt. Die Übergangsbedingung
(1) wird dadurch eingehalten.
Während das Triebfahrzeug 2 in den Streckenabschnitt c einläuft, steigt im zugehörigen Zeigerdiagramm (vergl. Figur 5)
die Hauptfeldspannung U, von Null aus gleichmäßig an. Im
gleichen Maße nimmt die Hauptfeldspannung U^ im Zeigerdiagramm
des Streckenabschnitts b ab, da das Triebfahrzeug 2 den zugehörigen
Streckenabschnitt b verläßt. Die Stellung der Schalter 38 bis 40 (vergl. Figur 6) wird nicht geändert.
Um die Übergangsbedingung I, = I weiterhin aufrecht zu erhalten,
müssen die Spannungsvektoren U, und U während des Befahrens der Übergangsstelle in Richtung der in Figur 5 punktiert
eingezeichneten Pfeile 33 bzw. 34 gegensinnig verstellt werden.
tfenn sich das Triebfahrzeug 2 in der Mitte zwischen den beiden
Streckenabschnitten b und c befindet, sind die Hauptfeldspannungen
Uj1^ und U, in den beiden Zeigerdiagrammen von Figur 5
gleich groß. Dies ist die Bedingung zur Übergabe der Führung
- 21 509827/0008
- 21 - VPA 73/3212
an die Steuer- und Regeleinrichtung des folgenden Umrichters 6c. Bei Eintreten dieser Bedingung gehen die Schalter 38c, 39c und
4Oe in Figur b gemeinsam in ihre untere Schaltstellung, während
gleichzeitig die entsprechenden Schalter in der Steuer- und
Regeleinrichtung der Schaltstrecke b in die obere Schaltstellung übergehen. Dadurch geht die Führung der Steuer- und Regeleinrichtung
der beiden Streckenabschnitte b und c für Strombetrag und Stromphasenwinkel auf die Steuer- und Regeleinrichtung
des Streckenabschnitts c über (Eigensteuerung).
Wenn das Triebfahrzeug 2 den Streckenabschnitt b vollständig verlassen hat, nimmt die induzierte Hauptfeldspannung U-, , in
diesem Streckenabschnitt b den Wert Null an. Der Umrichter 6b kann dann abgeschaltet werden.
Abschlieiiend wird noch einmal Figur 2 betrachtet. Da die dort
gezeigte Schaltungsanordnung den synchronen Betrieb des Linearmotors
14 unter allen Betriebsumständen aufrecht erhält, kann
aus dem Referenzsignal r des Referenzsignalgebers 16 durch digitale Integration die Position des Triebfahrzeugs 2 auf
der Fahrstrecke ständig ermittelt werden. Zu diesem Zweck ist ein mit dem Referenzsignal r gespeister Analog-Digital-Wandler
36 vorgesehen, der einen digitalen Integrator 37 beaufschlagt. Dieser digitale Integrator 37 kann ein Zähler, insbesondere
auch ein Vor- Rückwärts-Zähler sein. Sein Ausgangssignal x(t), das die Position χ des Triebfahrzeugs 2 in Abhängigkeit von
der Zeit t als Information enthält, wird als Istwert für eine Lageregelung verwendet. Zu diesem Zweck wird das Ausgangssignal
x(t) nach Figur 2 dem Fahrtenrechner 28 als Eingangssignal zugeführt. Aus dem Ausgangs signal x(t) könnten auch weiterhin
Informationen zur Zugsicherung abgeleitet werden, ebenso der
richtige Zeitpunkt für das Einschalten des ir Fahrtrichtung liegenden folgenden Streckenabschnittes.
Figur 7 zeigt eine analoge Rechenschaltung 15, mit der eine Berechnung des Phasenwinkels λ zwischen dem Referenzsignal r
einerseits und der Hauptfeldspannung U^ andererseits gemäß dem
Zeigerdiagramm in Figur 3 durchgeführt werden kann.
5 0 9 0 2 7 / fj Ü sr ΐϊ - 22 -
- 22 - VPA 73/321?
Hacli Figur 7 wird die Frequenz f zunächst in einem Multiplizierglied
45 mit dem Faktor 2K multipliziert und anschließend in ein weiteres Multiplizierglied 46 eingegeben. Hier wird
die Größe 2/Γ mit der von außen zugeführten Induktivität L
multipliziert. Die vom Multiplizierglied 46 berechnete Größe 27TfL wird zusammen mit dem von außen zugeführten Widerstandswert
R in einen Koordinatenwandler 47 eingegeben. Dieser Koordinatenwandler 47 ist so aufgebaut, daß er seine beiden Eingangssignale R und 2HfL als kartesische Koordinaten eines Vektors
behandelt und aus ihnen die entsprechenden Polarkoordinaten formt. Er gibt an seinen beiden Ausgängen die Signale -P und
JZj ab. fZ| ist der Betrag und -f der Phasenwinkel dieses
Vektors Z, der als Impedanz zu betrachten ist. In einem Additionsglied 48 wird der Phasenwinkel-P zum von außen zugeführten
Stromphasenwinkel -f. addiert. In einem weiteren Multiplizier-
F 1
glied 49 wird die Größe |z| mit dem Strombetrag |l( multipliziert.
Aus den Ausgängen des Additionsgliedes 48 und des &taltipliziergliedes
49 erhält man die Größen -f. bzw. |lZ| . Diese
beiden Größen -f. und |iz| beschreiben In Polarkoordinaten
einen (nicht gezeigten) Spannungszeiger, der in Figur 3 von
der Spitze des Hauptfeldspannungsvektors U, zur Spitze des Spannungsvektors
U weisen würde. Der mit der Impedanz |Zj multiplizierte Strom |l| entspricht einem Spannungsabfall, der
an der vVanderfeldwicklung des Linearmotors auftritt. Der genannte'Spannungszeiger
wird in einem weiteren Koordinatenwandler 50 von Polarkoordinaten in kartesische Koordinaten umgesetzt.
Wie auf Figur 3 weiter ersichtlich ist, erhält man den Hauptfeldspannungsvektor
TJ, dadurch, daß man vom Spannungsvektor TJ den genannten Spannungszeiger
abzieht. Nach Figur 7 wird diese Subtraktion durch Subtraktion der kartesischen Koordinaten beider Vektoren bewirkt.
Dazu werden der Spannungsbetragfujund der Spannungsphasenwxnkel
-p zunächst einem Koordinatenwandler 51 zugeführt, an dessen
Ausgang der Spannungs vektor TJ in kartesischen Koordinaten
erscheint. Für jede Koordinatenrichtung ist eine nachgeschaltete
509827/0008 _23_
- 23 - VPA 75/3212
Subtraktionsstelle 52 bzw. 53 Yorgesehen. In der Subtraktionsstelle 52 wird der eino Koordinatenwert des genannten Spannun^szeigers
vom entsprechenden Koordinatenwert des Spannungsvektors U abgezogen. Entsprechend wird in der Subtraktionsstelle
33 der orthogonale Koordinatenwert des genannten Spannungszeigers
von dem orthogonalen Koordinatenwert des Spannungsvektors U abgezogen.
Die Ausgangssignale beider Subtraktionsstellen 52 und 53 geben
bereits den Hauptfeldspannungsvektor TJ, in kartesischen Koordinaten
an. Zur Umsetzung in Polarkoordinaten, also in den Betrag IUj. I und den Phasenwinkel λ. » ist ein weiterer Koordinatenwandler
54 vorgesehen. Damit steht am Ausgang der Rechenschaltung 15 der Phasenwinkel λ. zur weiteren Verarbeitung durch die
Steuer- und Regeleinrichtung zur Verfügung.
Die Figuren 8a und 8b zeigen in schematischer bzw. ausführlicher
Darstellung einen Koordinatenwandler 55» der zwei Signale V1 und Vp, die als kartesische Koordinaten eines Vektors V
angesehen werden können, in die entsprechenden Polarkoordinaten Betrag |V| und Phasenwinkel J umsetzt. Dieser Koordinatenwandler 55 kann also als Koordinatenwandler 47 und/oder Koordinatenwandler
54 in Figur 7 eingesetzt werden.
Aus Figur 8b geht hervor, daß das Signal V^ zunächst in einem
Multiplizierglied 56 mit sich selbst multipliziert wird. Entsprechend wird auch das Signal Vp in einem weiteren Multiplizierglied
57 mit sich selbst multipliziert. Die beiden Ausgangs-
2 2
signale V1 und V0 werden in einem Additionsglied 58 zu einem
signale V1 und V0 werden in einem Additionsglied 58 zu einem
? 2
Summensignal (V1 + Vp ) addiert. Dieses wird einem Radizierglied
59 zugeführt, welches daraus die Wurzel zieht. Am Ausgang
p ? 1 /?
des Radiziergliedes 59 erscheint der Betrag |V| = (V1 + Vp ) '
Innerhalb des Koordinatenwandlers 55 ist nach Figur 8b weiterhin ein Dividierglied 60 angeordnet. Diesem werden die Signale
V1 und Vp zugeführt. An seinem Ausgang erscheint der Quotient
^/V2. Dieser wird in einen Funktionsgeber 61 eingespeist, der
509827/0008
24 -
- 24 - VPA 73/3212
23M7S1
daraus den Ärcustangenz bildet. Das Ausgangssignal des Funktirmsgebers
61 entspricht dem Phasenwinkel -f = arctg (V1ZV9). Die
Größen (V| und -f sind die Folarkoordinaten des Vektors V.
In den Figuren 9a und 9b ist in schematischer bzw. ausführlicher
Darstellung ein Koordinatenwandler 62 gezeigt, die die umgekehrte Koordinatentransformation vornimmt wie der Koordinatenwandler
55 in den Figuren 8a und 8b. Er kann in Figur 7 an die Stelle des Koordinatenwandlers 50 und/oder 51 treten.
Nach Figur 9a werden dem Koordinatenwandler 62 der Betrag |VJ
und der Phasenwinkel -^ eines Vektors V eingegeben. An seinen
beiden Ausgängen erscheinen die Größen V, und V9, die den Vektor
'/ in kartesischen Koordinaten festlegen.
Nach Figur Qb sind im Koordinatenwandler 62 zwei Funktionsgeber
63 und 64 vorgesehen, die zum eingegebenen Phasenwinkel -p
das entsprechende Cosinus- bzw. Sinussignal bilden". Das Oosinussignal cos -f wird in einem Multiplizierglied 65 mit dem. Vektorbetrag
(V/ multipliziert. Am Ausgang des Multipliziergliedes
erhält man bereits das Signal V1 als die eine kartesische Koordinate.
In einem weiteren Multiplizierglied'66 wird das Sinussignal sin-f des Funktionsgebers 64 mit dem Betrag |V| multipliziert.
An seinem Ausgang erhält man das Signal Vp als die
andere kartesische Koordinate. - '
In Figur 7 wurde dargestellt, wie mittels der Rechenschaltung
15 aus den sieben Eingangsgrößen der Phasenwinkel Λ gewonnen werden kann. Ss sei abschließend betont * daß auf entsprechende
Weise durch Verwendung von Multipliziergliedern, Additionsgliedern
und Koordinatenwandlern unter Verzicht auf ein Referenzsystem
gemäß dem Zeigerdiagramm in Figur 3 sich auch die Phasenwinkel (^~"-fu) und (Λ. - -f.) berechnen lassen.
9 Figuren
25 Patentansprüche
509827/ÜOOß
Claims (1)
- - 25 - 7PA 73/3212Patentansprüche1. Schaltungsanordnung zum Betrieb eines, fahrweggebundenen Triebfahrzeugs mit einem synchronen Linearmotor, dessen Stator entlang der Trasse als Wanderfeldwicklung verlegt und dessen Erreger auf dem Triebfahrzeug als mitbewegbarer Translator angeordnet ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Stator (4a, 4b, 4c; -) des synchronen Linearmotors (-; 14) von einem ortsfesten, steuerbaren statischen Umrichter (6b, 6c; 6) mit veränderlicher Spannung (IT) und Frequenz (f) gespeist ist, daß der Umrichter (6b, 6c; 6) in Abhängigkeit von der Polstellung des Translators (-; 3) getaktet ist, und daß diese Polstellung aus den Werten von Spannung (U), Strom (I) und Frequenz, die am Einspeisepunkt (5b, 5c; 5) des Umrichters (6b, 6c; 6) in den Stator (4a, 4b, 4c) herrschen, mittels einer Hechenschaltung (15) berechnet ist.2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 mit einer Erregerwicklung, die einen Magnetkern aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß der Umrichter (6) aus einem Gleichrichter (11) und einem steuerbaren Wechselrichter (12) besteht, die über einen G-leichspannungs-Zwisehenkreis mit eingeprägter Gleichspannung miteinander verbunden sind.3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Rechenschaltung aus den Werten von Spannung (U), Strom (I) und Frequenz (f) am Einspeisepunkt sowie aus dem Widerstandswert (R) und der Induktivität (L) des synchronen Linearmotors als Maß für die Polatellung des Translator?; denjenigen Phasenwinkel ( λ. - *f ) berechnet, der zwin3h:vn ■» 1T Spannung (U) einerseits und der fiktiven, nicht direkt ;flf ubaren FNuotfei !.spannung (Un), 4ie Uirch die "-„■ wegune; 1es Tran ;li";.>rs In der ."/lnderf oldwiok .im;1; iniuz ;.. νΐ wirl, and-.;rer:5J.",j besteht,- 26 - VPA 73/32124. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Rechenschaltung aus den Werten von Spannung (II), Strom (I) und Frequenz (f) am Einspeisepunkt sowie aus dem Widerstandswert (R) und der Induktivität(L) des synchronen Linearmotors als Maß für die Polstellung des Translators denjenigen Phasenwinkel (^.--f^) berechnet, der zwischen dem Strom (I) einerseits und der fiktiven, nicht direkt meßbaren Haupt feld spannung (Uj1)» die durch die Bewegung des Translators in der Wanderfeldwicklung induziert wird, andererseits besteht.5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Rechenschaltung (15) aus den Koordinatenwerten der auf ein Referenzsignal (r) vektoriell bezogenen Spannung (II), aus den Koordinatenwerten des auf dasselbe Referenzsignal (r) vektoriell bezogenen Stroms (i) und aus der Frequenz (f) am Einspeisepunkt sowie aus dem Widerstandswert (R) und der Induktivität (L) des synchronen Linearmotors (14) als Maß für die Polstellung des" Translators denjenigen Phasenwinkel (λ,) berechnet, der zwischen dem Referenzsignal (r) einerseits und der fiktiven, nicht direkt meßbaren Hauptfeldspannung (U, ), die durch die Bewegung des Translators in der Wanderfeldwicklung induziert wird, andererseits besteht.6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Rechenschaltung (15) aus den Werten von Spannungsbetrag ( I Uj ) und Spannungsphasenwinkel ( *f ) der am Einspeisepunkt (5) herrschenden, auf das Referenzsignal (r) vektoriell bezogenen Spannung (U), aus den Werten von Strombetrag ( |If ) und Stromphasenwinkel ( -f-) des am Einspeisepunkt (5) herrschenden, auf dasselbe Referenzsignal (r) vektoriell bezogenen Stroms (I), aus dem Wert der Frequenz (f) und aus dem Widerstandswert (R) und der Induktivität (L) des synchronen Linearmotors (H) den Phasenwinkel (X) berechnet.509827/0308- 27 - VPA 73/3)2127. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß ein Referenzsignalgeber (16), der ein Referenzsignal (r) vorgegebener Frequenz abgibt, an dem Referenzeingang eines Grundschwin^ungsanalysators (20) angeschlossen ist, der wiederum von einem Stromwandler (1.0) mit einem Signal für den Strom (I) am Einspeisepunkt (5) gespeist ist und der ein Signal für den Strombetrag (fl|) der Stromgrundschwingung sowie ein Signal für den auf das Referenzsignal (r) bezogenen Stromphaaenwinkel (*f .) der Stromgrundschwingung an die Rechenschaltung (15) abgibt.8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Referenzsignalgeber (16) als Referenzsignal (r) ein Sinussignal und ein Oosinussignal gleicher Frequenz und Amplitude abgibt."■>,. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz (f) des Referenzsignal- . gebers (16) einstellbar - ist.10. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 7 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Referenzsignalgeber (16) an den Referenzeingang eines weiteren Grundschwindungsanalysators angeschlossen ist, der wiederum von einem Spannungswandler mit einem Signal für die Spannung (TJ) am Einspeisepunkt (5) gespeist ist, und der ein Signal für,den Spannungsbetrag ( ju/. ) der Spannung s gr und s c hwingung sowie ein Signal für den auf. das Referenzsignal (r) bezogenen Spannungsphasenwinkel ( -f ) der Spannungsgrundschwingung an die Reehenschaltung (15) abgibt.11. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 6 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß ein Regelkreis für den Strombetrag ( 11 { ) vorgesehen ist,.12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß das vom Grundschwingungsanalysator (20) abgegebene50 982 7/000 8- 28 - \±>A 7 3/32122 3 U ! 7 B 1Signal für den Strombetrag ( (ij) und ein Strombetrags-Sollwert ( |lf*) einem Vergleicher (24) zugeführt sind, dem ein Strombetragsregler (25) nachgeschaltet ist.13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, daß dem Regelkreis für den Strombetrag (|l() ein Frequenzregelkreis überlagert ist.14. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß ein Regelkreis zur Regelung auf optimalen stationären Betrieb des synchronen Linearmotors (14) vorgesehen ist, der den Winkel (-f. -A-) zwischen Hauptfeldspannung (U, ) und Strom (I) zu Null regelt.15· Schaltungsanordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß das von der Rechenschaltung (15) abgegebene Signal für den Phasenwinkel (A) und das von dem Grundschwingungsanalysator (20) abgegebene Signal für den Stromphasenwinkel (-f.) einem Vergleicher (21) zugeführt wird, dem ein Stromwinkelregler (22) nachgeschaltet ist.1b. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 12 bis 14 und Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des Stromwinkelreglers (22) mit dem ersten Eingang und der Ausgang des Strombetragsreglcrs (?3) mit dem zweiten Eingang eines Entkopplers (23) verbunden sind, an dessen einer Ausgangsklemme (A) ein Steilsignal für den Spannungsphasenwinkel (~PU) nn& an dessen anderer Ausgangsklemme (B) ein Stellsignal für den Spannungsbeirag (fU|) auftritt.17. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1'.', dadurch gekennzeichnet, daß die Charakteristik des Ent\rpplers (23) von der Rechenschaltung (15) in Abhängigkeil vom Betriebszustand des Linearmotors (14) gesteuert lsi.509827/0008- 29 - VPA 7J/321218. Schaltungsanordnung nach Anspruch 16 oder 17, dadurch gekennzeichnet, daß der Entkoppler vier Verstärker (29a ' b Lr; 2 ji,) mit eind teil barem Verstärkungsfaktor und zwei AH L Lionagiieder (30a, 30b) enthält.·. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 16 bis 18, dadurch gekennzeichnet, daß das Signal für den Spannungsbetrag (Ju|) und das Signal für den Spannungsphasenwinkel (^f1 ), die der Rechenschaltung (15) zugeführt sind, an den Ausgangsklemmen (A, B) des Entkopplers (23) abgegriffen sind.20. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 7 bis 19, dadurch gekennzeichnet, daß an den Frequenzsteuereingang des Referenzsignalgebers (16) ein Spannungswinkelregler (32) angeschlossen ist, welchem der Spannungsphasenwinkel (\ ) und ein vorzugsweise auf Null gesetzter Sollwert (■f*) zugeführt sind.21. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 20, dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstandswert (R) und/oder die Induktivität (L) des synchronen Linearmotors (14) fortlaufend im Betrieb gemessen und in die Rechenschaltung (15) gegeben sind.22. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 13 bis 21, dadurch gekennzeichnet, daß das Referenzsignal (r) des Referenzsignalgebers (16) zur Bestimmung der Geschwindigkeit (v) des Fahrzeugs (2) herangezogen ist.25. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 7 bis 22, dadurch gekennzeichnet, daß das Referenzsignal (r) des Referenzsignalgebers (16) über einen Analog-Digital-Wandler (36) und einen nachgeschalteten digitalen Integrator (37) zur Bestimmung der Position des Fahrzeugs (2) herangezogen ist.- 30 509827/0008- 30 - VPA 73/321224. Schaltungsanordnung nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgan ssignal (x(t)) des Integrators (37) als Istwert für eine übergeordnete Positionsregelung einem Fahrtenregler (28) zugeführt ist.95. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 15 bis 24, dadurch gekennzeichnet, daß für jeden Streckenabschnitt (a, b, c) der Fahrstrecke eine solche Schaltungsanordnung vorgesehen ist, und daß jade Schaltungsanordnung Schalter (38c, 4Oc) enthält, mit denen die Strombetrags-Sollwerte und die Stromphasenwinkel-Sollwerte der Schaltungsanordnungen beider benachbarter Streckenabschnitte (b, d) an den Sollwert-Eingang des dem Strombetragsregler (25c) vorgeschalteten Vergleichers (24c) bzw. an den Sollwert-Eingang des dem Stromwinkelregler (22c) vorgeschalteten Vergleichers (21c) schaltbar sind (Figur 6).509827/0008
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