DE2804297C2 - Anordnung zur Regelung der Drehzahl eines Asynchron-Kurzschlußläufermotors - Google Patents

Description

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jeweils das Ausgangssignal berechnet ist, wobei /_T das Ausgangssignal des Drehzahlreglers und /_E das Ausgangssignal des Erregerstromsieuergebers und K₁ und K₂ Konstanten bedeuten.

2. Anordnung nach Anspruch 1, wobei der zweite Funktionsgeber ab Typenpunkt der Maschine aufwärts drehzahlabhängig korrigeirt ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Erregerstromsteuergeber (24) drehzahlabhängig geführt ist derart, daß im Drehzahlbereich bis zum Typenpunkt sein Ausgangssignal konstant ist und danach abfällt.

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Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Regelung der Drehzahl eines Asynchron-Kurzschlußläufeimotois nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.

Bei bisherigen derartigen Anordnungen liefert ein mit variabler Frequenz arbeitender Umrichter den elektrischen Strom für den Kurzschlußläufennotor, so daß der elektrische Strom eine Frequenz besitzt, die sich durch die algebraische Summe des Ausgangssignals eines Schlupffrequenzsignalgenerators, abhängig von einem Führungsdrehmoment, und des Ausgangssignals eines Drehzahlreglers bestimmt. Die Spannung zur Speisung des Kurzschlußläufermotors ist dem Absolutwert der so bestimmten Frequenz proportional. Mit derartigen Anordnungen können die Eigenschaften bzw. Kennlinien des erzeugten Drehmoments mehr oder weniger verbessert werden; jedoch spricht der Schlupf des Kurzschlußläufermotors nicht genügend schnell auf das erforderliche Drehmoment an. Außerdem verändert sich der Luftspaltfluß im Kurzschlußläufermotor, wobei es ziemlich lange dauert, bis diese Änderung des Luftspaltflusses aufgehoben ist.

Zur Ausschaltung dieser Schwierigkeiten wurde der Kurzschlußläufermotor bereits mit einem Luftspalt-Magnetfühler versehen, um mit dessen Hilfe die Wechselstromzufuhr zum Kurzschlußläufermotor in Abhängigkeit von der gemessenen Position des Luftspaltflusses oder der Phase einer inneren bzw. eigenen elektromotorischen Kraft zu regeln. Diese Maßnahme führt jedoch zu einem komplizierten, aufwendigen Aufbau.

Aus der DE-AS 15 63 228 ist eine weniger aufwendige Anordnung der eingangs genannten Art bekannt, bei der die ein Drehmomentsignal darstellende Ausgangsgröße des Drehzahlgebers in drei verschiedenen Funktionsgliedern verarbeitet wird, wobei, um'eine schnelle Änderung des Drehmomentes zu erreichen, der Winkel zwischen Ständerstrom und Hauptfluß bei Lastwechsein geändert wird.

Es ist nun Aufgabe der Erfindung, die eingangs genannte Anordnung zu verbessern, daß mit dieser eine lineare Regelung ohne Zeitverzögerung genauer möglich ist.

Diese Aufgabe wird bei einer Anordnung nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1 ei findungsgemäß durch die in dessen kennzeichnendem Teil enthaltenen Merkmale gelöst.

Eine vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung ergibt sich aus Patentanspruch 2.

Im folgenden sind bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung im Vergleich zum Stand der Technik anhand der beigefügten Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. la ein Druckschaltbild einer bisherigen Induktionsmotor-Regelanordnung,

Fig. Ib eine graphische Darstellung zur Erläuterung der Arbeitsweise der Anordnung gemäß Fig. 1.

Fig. 2 ein Blockschallbild einer Induktionsmotor-Regelanordnung mit Merkmalen nach der Erfindung.

Fig. 3 und 4 eine graphische Darstellung von drei Wechselstromparametern bzw. ein Vektordiagramm zur Erläuterung des Grundprinzips der Erfindung.

Fig. 5 eine schematische Darstellung der räumlichen Leiterstromverteilungen für einen Primär- und einen Sekundärstrom, die durch einen erfindungsgemäß geregelten Induktionsmotor fließen, und

Fig. 6 ein Schaltbild eines vereinfachten Äquivalentschaltkreises für Induktionsmotoren mit Kurzschluß-Sekundärleiter,

Bei einer in Fig. la veranschaulichten, bisherigen Anordnung weist ein Kurzschlußläufermotor 10. im fragenden kurz «Motor» genannt, eine nicht darstellende Primärwicklung, die von einer frequenzveränderlichen Stromversorgung 12 gespeist wird, und eine kurzgeschlossene Sekundärwicklung (nicht dargestellt) auf. Die Stromversorgung 12 kann ein Umrichter sein. Bei einer solchen Anordnung zeigt die Drehzahlregelung des Motors 10 infolge des Vorhandenseins der kurzgeschlossenen Sekundärwicklung eine komplizierte, nicht-lineare Ansprechkennlinie. Genauer gesagt: Im Vergleich zu Gleichstrommotoren oder kommutatorlosen Motoren, wie Synchronmotoren, ist dabei die Drehmonienterzcugung mit einer Zeitverzögerung verbunden, wobei sich das erzeugte Drehmoment schwingend ändert. Die bisherigen frequenzveränderlichen Regelanordnungen für Kurzschlußläufermotoren haben sich also dann als ungeeignet erwiesen, wenn ein schnelles Ansprechen erforderlich ist.

ΐ" Zur Ausschaltung der genannten Mangel weist die

Anordnung gemäß Fig. la ein Addierwerk 16 auf, das :^r-: sowohl ein Ausgangssignal ω_Ν von einem Drehzahldetektor 14. wie einem an dem Motor 10 angeschlossenen : Drehzahlregler, als auch ein Ausgd.ngssignal u>_s von - einem Führungs-Schlupffrequenzsignalgenerator 18, an den ein Führungsdrehmoment τ angelegt wird, aufnimmt und die algebraische Summe ω' beider Ausgangssignale erzeugt, die ihrerseits die Frequenz ω des in den Motor 10 eingespeist;/: elektrischen Stroms bestimmt. Die alge- Ό ' braische Summe o/ wird sowohl der frequenzveränderlichen Stromversorgung 12 als auch einen Spannungsgenerator 20 eingegeben, der als quadratischer Detektor ''- wirkt und eine der Absolutgröße der Frequenz ω proportionale Spannung V_M liefert. Die Stromversorgung 12 regelt somit den Motor 10 in Abhängigkeit von der ihr aufgeprägten Spannung V_M und der Frequenz ω. Eine solche Anordnung ist als Schlupffrequenz-Regelanord- _;. nung bekannt.

·.; Die bisherigen Regelanordnungen der Art gemäß

< Fig. 1 sind mit dem Nachteil behaftet, daß ein das Drehmoment bestimmender Winkel nicht schnell genug ,'^: auf eine Drehmomentänderung anspricht. Der Ausdruck f. «das Drehmoment bestimmender Winkel» bezieht sich f auf einen Abweichwinkel einer primären von einer f? sekundären Stromverteilung. Wenn sich insbesondere .'[ das Führungsdrehmoment τ, wie in Fig. Ib bei (i) Γ· angedeutet, stufenweise ändert, spricht die Winkel-E. Schlupffrequenz oj_s, wie bei (ii) in Fig. Ib dargestellt, augenblicklich auf das Drehmoment an, während eine ^ri Änderung des Winkels O_x. d.h. ein integrierter Wert der 'A Schlupffrequenz cu_s. entsprechend der Eigenfrequenz des Systems schwingt, wie dies bei (iii) in Fig. Ib ge^y zeigt ist. Diese natürliche bzw. Eigenfrequenz wird sowohl

durch einen Erzeugungskoeffizienten eines Ruhestand-Drehmoments als auch die Trägheit des Systems bef/r stimmt, wobei die Schwingung ausklingt, wie dies durch t' den sekundären Widerstand und die Induktivität des be-

■ treffenden Motors wird. Der verwendete Ausdruck «sekundäre Induktivität» bedeutet eine Streuinduktivität,

v. von der Sekundärwicklungsseite des Motors her gesehen. für mit Stromquellen verbundene spannungsgeregelte

■ Stromversorgungsvorrichtungen oder eine an der Sekun- ^! därwicklungsseite auftretende Eigeninduktivität für mit

Stromquellen verbundene Stromregel-Stromversor-Γ' gungsvorrichtungen. Dies bedeutet, daß sich ein bei dieser Schwingung durch den betreffenden Motor

fließender Magnetfluß infolge des Vorhandenseins des Kurzschlusses an der Sekundärwicklung nicht innerhalb einer kurzen Zeit ändern kann und sich als Übergangs-,-erscheinung vergleichsweise kurzer Dauer so bemerkbar

macht, wie dies beim Magnetläufer eines Synchronmotors der Fall ist. Infolgedessen treten, ebenso wie bei Synchronmotoren, übermäßige Stromschwankungen auf. Außerdem tritt dabei eine Änderung im Luftspalt-Magnetfeld auf, wobei es ziemlich lange dauert, bis diese Änderung wieder ausgeglichen ist.

Fig. 2, in welcher den Teilen von Fig. la entsprechende oder ähnelnde Teile mit denselben Bezugsziffern wie dort bezeichnet sind, veranschaulicht eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen Anordnung unter Verwendung einer stromgeregelten Stromversorgung. Die Führungs- bzw. Soll-Drehzahl N_s und die Ist-Drehzahl N von einem Drehzahlfühler 14 werden einem Komparator 22« eingegeben, in welchem die Ist-Drehzahl N von der Soll-Drehzahl N_s unter Bildung eines Führungsbzw. Soll-Drehmoments τ subtrahiert wird. Das SoIl-Drehmomentsignal τ wird einem Block 22h eingegeben.

der zusammen mit dem Komparator 22t/ eine Drehzahlregelschaltung 22 bildet. Der Block 22b liefert in Abhängigkeit vom Drehmoment τ eine aktive Führungsstromkomponente J_x (τ) entsprechend dem gewünschten bzw. Soll-Drehmoment τ. Diese aktive Stromkomponente /_r (τ) wird dem Führungs-Schlupffrequenzsignalgenerator 18 eingegeben. Ein Erregerstromsteuergeber 24 erzeugt in Abhängigkeit vor. der ihm eingespeisten Ist-Drehzahl N einen Führungs-Erregungsstrom /_E entsprechend einem Luftspallmagnetfluß Φ in einem Hochdrehzahlbereich. Der Führungs-Erregungsstrom/_£ wird in den Führungs-Schlupffrequenzsignalgenerator 18 eingespeist, in welchem er zusammen mit der aktiven Stromkomponente I_x in eine Soll- bzw. Führungs-Winkelschlupffrequenz a>_s umgewandelt wird. Diese Schlupffrequenz (u_s wird dem Addierwerk 16 zugeliefert, wobei die Ist-Winkeldrehfrequenz ω_Ν vom Drehzahlfühler 14 ebenfalls zugeführt wird, um eine Führungs-Winkelfrequenz ω zu liefern. Das Addierwerk 16 arbeitet somit als Führungs-Frequenzgenerator.

Der Ausdruck «Winkeldrehfrequenz» bezieht sich auf eine Winkelfrequenz, in welche eine Drehzahl umgewandelt wird und die eine Synchrongeschwindigkeit entsprechend der Drehzahl ergibt. Die Winkelfrequenz kann im folgenden einfach als «Frequenz» bezeichnet werden.

Gemäß Fig. 2 sind die Drehzahlregelschaltung 22. der Erregerstromsteuergeber 24 und das Addierwerk 16 an eine drei Wechselstromparameter umfassende Regelschaltung 26 angeschlossen. Letztere umfaßt einen ersten Funktionsgenerator 28, einen zweiten Funktionsgenerator 30 und einen Mehrphasen-Wechselstromwellenformgenerator 32. der mit den beiden Funktionsgeneratoren 28 und 30 verbunden ist. Die aktive Stromkomponente I_x von der Drehzahlregelschaltung 22 und die Führungs-Erregerstromkomponente I_H vom Erregerstromsteuergeber 24 werden dem ersten Funktionsgenerator 28 aufgeprägt, durch den der Führungsspeisestrom /_M erzeugt wird. Dieser Führungsstrom /_M ist eine Kombination aus den aktiven und Erregerstromkomponenten I, bzw. /_E, welcher der Gleichung

¹M = KiI¹Ie+!? (D

genügt, in welcher K₁ eine Proportionalitätskonstante bedeutet. Es ist ohne weiteres ersichtlich, daß die Erregerstromkomponente l_E unter konstanten Magnetflußbedingungen unverändert bleibt, so daß I_F als Proportionalitätskonstante angesehen werden kann.

Der zweite Funktionsgenerator 30 nimmt ebenfalls die aktive Stromkomponente I_x und die Erregerstromkomponente /_t zur Bildung eines Führungsphasenwinkels O_x ab, welcher dem Misch- bzw. Führungsstrom /_Λ, aufgeprägt wird. Dies bedeutet, daß O_x einen Phasenwinkel des Mischstroms I_M auf der Grundlage der Erregerstromkomponente I_E bezeichnet und folgender Gleichung genügt:

Außerdem genügt die νοΘ entsprechenden Generator 18 gelieferte Führungs-Schlupffrequenz e«_s der Beziehung

in welcher K₂ eine Proportionalitätskonstante bedeutet. Im Fall magnetischer Sättigung ändert sich A.'₂ entweder mit /_t oder /_t und insbesondere mit /,.-, so daß die Größe K₁ um so größer wird, je größer die magnetische Sättigung ist.

Fig. 3 veranschaulicht graphisch die obigen Bezie-

' hungen(l), (2) und (3) für/_M, θ, bzw. co_s, wobei/, oder τ auf der Abszisse aufgetragen sind. Dabei ist es wünschenswert, daß die Schlupffrequenz <w_s in einem Bereich hohen Drehmoments und sowohl in der Antriebs- als auch in der Bremsbetriebsart gesättigt ist, wie dies durch die strichpunktierte Linie w_si (welche eine flache Sättigungskennlinie angibt) oder durch eine gestrichelte Linie <jj_S2 (welche eine quadratische proportionale Kennlinie zeigt) in Fig. 3 dargestellt ist. Dies ist darauf zurückzuführen, daß der Leistungsfaktor des Induktionsmotors 10 bei übermäßig hohem Schlupfeher abnimmt.

Fig. 4 ist ein Vektordiagramm der Erregerstromkomponente I_E sowie der Aktivstromkomponente I_x des erwähnten Speisestroms I_M. Gemäß Fig. 4 erzeugt der Motor in seiner im ersten Quadranten von Fig. 4 dar- !5 gestellten Antriebsbetriebsart ein Antriebsdrehmoment τ und in seiner im vierten Quadranten veranschaulichten Bremsbetriebsart ein Bremsdrehmoment τ. Das Drehmoment ist in der Antriebsbetriebsart positiv und in der Bremsbetriebsart negativ.

Ebenso sind der Erregerstrom /_£ und eine elektromotorische Eigenkraft E₁ gezeigt, wobei diese Größen als Bezugsvektoren unverändert bleiben. Zudem sind auch die Erreger- und Aktivstromkomponenten I_E bzw. I_x gezeigt. Wenn sich das Drehmoment τ oder die Aktivstromkomponente I_x ändert, bildet die Endgröße des Mischstroms /_M eine gerade Linie H—H senkrecht zur Erregerstrornkomponente I_E, während sich der Winkel zwischen dem Erregerstrom f_E und dem Strom I_M bzw. die Führungsphase O_x iindert.

Gemäß Fig. 2 werden der Führungsspeisestrom /_Λί und seine Führungsphase O_x an den mehrphasigen Wechselstrom-Weüenformgenerator 32 angelegt, welcher auch die Führungsfrequenz vj vom Addierwerk 16 abnimmt. Sodann überträgt dieser Generator 32 zur Stromversorgung 12 den Führungs-Absolutwert I_M , den Führungsphasenwinkel (L und die Führungsfrequenz w. Dabei wirkt die Stromversorgung 12 als Strom- bzw. Leistungsstufe, die ihrerseits einen Führungswechselstrom I_M mit den drei Führungsparametern zum Motor 10 liefert, um to diesen auf vorgesehene Weise anzutreiben.

Obgleich die Erfindung vorstehend in Verbindung mit einer Stromregelung dargestellt und beschrieben ist. ist sie ersichtlicherweise gleichermaßen auf die Spannungsregelung anwendbar. In diesem Fall wird eine spannungsgeregelte Stromversorgung verwendet, wobei der erste Funktionsgenerator 28 so abgewandelt wird, daß er eine Führungsspeisespannung V_M liefert, während der Führungs-Erregungsgenerator 24 so ausgelegt wird, daß er eine erste Führungsspannungskomponente V_E zur Bildung des Führjr.gscrregersirorns I_E erzeugt, wobei der Aktivstrom /. durch eine zweite Führungsspannungskomponente \\ zur Bildung dieses Stroms ersetzt ist. In diesem Fall wird der vorher beschriebene Vorgang wiederholt.

Wenn andererseits eine Positionssteuerung bzw. -regelung vorgenommen werden soll, wird ein Lagen- bzw. Stellungsfühler 34 mit dem Drehzahlfühler 14 und somit mit dem Motor 10 verbunden. Die vom Lagenfühler 34 abgegriffene Ist-Stellung X_M des Motors 10 wird zu einem Lagen- bzw. Stellungskomparator 36 geliefert, in welchem sie von einer diesem Komparator 36 eingegebenen Führungsposition X subtrahiert wird. Der Unterschied zwischen der Führungs- und der Ist-Position X bzw. X_M wird als Äquivalent für eine Führungsdrehzahl N_s dem Drehzahlkomparator 22« aufgeprägt. Danach wird der vorher beschriebene Vorgang wiederholt.

Der auf die vorstehend beschriebene Weise geregelte Motor 10 besitzt die in Fig. 5 dargestellte Stromverteilung des Primär- und des Sekundärstromflusses. In Fig. 5 veranschaulicht eine äußere Ringanordnung von Kreisen die räumliche Verteilung des Primär- oder Speisestroms /_M zur Primärwicklungsseite, während eine innere Ringanordnung von Kreisen die entsprechende Verteilung eines durch die Sekundärwicklungsseite fließenden Sekundärstroms /, veranschaulicht. Der Pfeil Φ_β gibt die Verteilungsrichtung eines Luftspalt-Magnetflusses an, der durch einen zugeordneten sekundären Leiter und einen Eisenkern an der Sekundärwicklungsseite fließt. Der Primärstrom I_M wird in die Erregerstromkomponente I_E und die Aktivstromkomponente I_x aufgelöst, die ihrerseits typischerweise durch mit den betreffenden Bezugszeichen I_K bzw. I_x bezeichnete Punktleiler dargestellt sind. In Fig. 5 bezeichnen außerdem die Kreuze die in der Zeichunungsebene fließenden Ströme und die Punkte, die aus der Zeichnungsebene herausfließenden Ströme. Der Speisephasenwinkel (I_x ist in Fig. 5 als Winkel zwischen der Mittelachse des Magnetflusses bzw. einer Magnetachse α der Verteilung des Erregerstroms /_£ und einer Magnetachse b der Verteilung des Speisebzw. Mischstroms I_M angedeutet; dieser Winkel ist vorher als der das Drehmoment bestimmende Winkel oder als Abweichwinkel zwischen der primären und der sekundären Stromverteilung bezeichnet worden. Die Drehrichtung ist außerdem durch den Pfeil c;_v angedeutet.

Wenn eine schnelle Änderung des Drehmoments erforderlich ist, wird die vorstehend beschriebene Regelung durchgeführt, wobei die Erregerstromkomponente I₁ unverändert bleibt, während ihr Phasenwinkel und somit ihre Magnetachse b in Koinzidenz mit der zentralen Achse des Luftspalt-Magnetflusses <f>_tf gehalten wird. Außerdem wird dem Motor die Komponente des Primärstroms aufgeprägt, die einen Sekundärstrom /. zur Erzeugung des Führungsdrehmoments τ induziert, nämlich mit der Aktivstromkomponente I_x. wobei letztere zu einer schnellen Änderung gebracht wird. Außerdem wird die Führungsschlupffrequenz c>_% verblockt und in einem vorbestimmten Verhältnis derart geändert, daß der Sekundärstrom i_x unter den Bedingungen für konstanten Luftspalt-Magnetfluß Φ₉ gehalten wird und der Raumstrom sowie die Magnetverteilungen in ihren Zuständen gehalten werden, die sie nach der Änderung der Verteilungen einnehmen.

Infolgedessen entspricht die bei der Anordnung gemäß Fig. 2 durchgeführte Regelung vollständig den Dauerzustandsbedingungen nach Änderung des Drehmoments, während sich der Magnetfluß gegenüber dem betreffenden Rotor bzw. Läufer kaum ändert. (Es ist darauf hinzuweisen, daß der Magnetfluß durch einen Streumagnetfluß der Kopplung bzw. Verblockung bei einer Änderung des Sekundärstroms i_x geändert wird).

Induktionsmotoren entsprechen in an sich bekannter Weise dem Äquivalenzschaltbild gemäß Fig. 6, bei welchem der Strom I_M durch eine primäre Streuinduktivität /,, einen Widerstand r, der Primärwicklung und eine Gegeninduktivität M zwischen Primär- und Sekundärwicklung fließt und einen Sekundärstrom ι", über die Gegeninduktivität M induziert. Der Sekundärstrom ;_T fließt über einen äquivalenten Lastwiderstand R_L, einen Widerstand r₂ der Sekundärwicklung und eine sekundäre Streuinduktivität I₂.

Eine Änderung der primären Aktivstromkomponente ist um AI₁₂ größer als diejenige des Sekundärstroms /_t. und die Aktivstromkomponente I₁ läßt sich wie folgt ausdrucken:

L= L +Air.

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Dies bedeutet, daß der induzierte Sekundärstrom i_t um Δ/,₂ kleiner ist als der primäre Aktivstrom I_x. Dies bedeutet wiederum, daß im Äquivalentschaltbild gemäß Fig. 6 eine durch die Gegeninduktivität M fließende Stromkomponente durch (Γ_Ε + AI₁₂) gebildet ist, so daß der Luftspalt-Magnetfluß der Kopplung bzw. Verblokkung um einen Betrag entsprechend einem Magnetfluß (/₂/_t) der Kopplung mit der sekundären Streuindiktivität /₂ aufgrund des Sekundärstroms i, (Fig. 4) vergrößert wird. Durch dieses Inkrement wird ein Spannungsabfall über die sekundäre Streureaktanz kompensiert und eine konstante Spannung E_x über dem äquivalenten Lastwidersland R_L erhalten. Diese Faktoren unterscheiden !5 sich in gewisser Hinsicht von der für gewöhnlich angewandten Theorie, daß eine Sekundärspannung E₉ (vergleiche Fig. 4) auf konstanten Wert geregelt oder aber ein Spannungs/Frequenz-Verhältnis durch Regelung konstant gehalten werden soll.

Wie aus der vorstehenden Beschreibung hervorgeht, sind die drei Parameter, d.h. Drehmoment τ, Schlupffrequenz ω₅ und Aktivstromkomponente Z₁, einander linear proportional.

Aufgrund der augenblicklichen bzw. sofortigen Zufuhr von Wechselstrom 1_M mit dem Führungsphasenwinkel O_x ist es möglich, den Sekundärstrom /, zu induzieren, der mit dem Luftspalt-Magnetfluß Φ₉ oder einer davon herrührenden Magnetflußdichtenverteilung koinzidiert, wodurch sichergestellt wird, daß das Drehmoment ohne jede Zeitverzögerung erzeugt wird.

Auf diese Weise kann die lineare, schnell ansprechende Regelung durchgeführt werden, bei welcherdas Führungsdrehmoment τ und die Führungs-Aktivstromkomponente I_x als Eingangssignale eingespeist werden.

Darüber hinaus kann die den Luftspalt-Magnetfluß schwächende Regelung bzw. die das Magnetfeld schwächende Regelung durch Änderung der Führungs-Erregerstromkomponente Z_£ oder des Luftspalt-Magnetflusses Φ_β oder aber durch den Erregerstromsteuergeber 24 durchgeführt werden.

Zwar ist die qualitative Beschreibung der dynamischen Eigenschaften der erfindungsgemäßen Anordnung Einschränkungen unterworfen, doch kann zusammengefaßt werden, daß die Aktivstromkomponente I_x zur Berücksichtigung der gewünschten Drehmomentänderung rechtwinklig bzw. orthogonal zu einer lastfreien Erregerstromkomponente erzeugt wird, während die beiden Funktionsgeneratoren 28 und 30 sowie der Frequenzgenerator 18 vorgesehen sind, damit diese beiden Ströme bzw. Strornkornponenien sowohl die Bedingung, daß der Dauerzustand erreichbar ist, als auch die Anfangsbedingungen zu erfüllen vermögen.

Zur eindeutigen Belegung der vorstehend genannten Umstände ist es nötig, auf die Grundtheorie bezüglich Induktionsmotoren zu verweisen. Die grundsätzlichen Gleichungen für Induktionsmotoren mit kurzgeschlossenen Sekundärleitern bzw. Sekundärwicklungen lassen sich wie folgt ausdrücken:

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65 transformiert auf Koordinaten d und q, wobei bedeuten: Vds = Spannung in der Koordinate d über dem Stator, Vqs = Spannung in der Koordinate q über dem Stator, ids = Strom in der Koordinate d über dem Stator,
iqs = Strom in der Koordinate q über dem Stator,
idr = Strom in der Koordinate el über dem Rotor bzw.

Läufer,
iqr = Strom in der Koordinate q über dem Rotor bzw. Läufer,

ρ = Zahl der Polpaare,
P = Differentialoperator,
L₁ = primäre Eigeninduktivität,
L₂ = sekundäre Eigeninduktivität und

' ^s' = wie vorher definiert.
Γι, r₂

Die bevorzugte Ausführungsform der Erfindung gemäß Fig. 2 umfaßt die beiden Funktionsgeneratoren 28 und 30 sowie den Führungs-Schlupffrequenzgenerator 18, die in Übereinstimmung mit den Gleichungen (1), (2) bzw. (3) arbeiten. Allgemein gesagt, unterliegt die erfindungsgemäße Anordnung Steuer- bzw. Regelbedingungen, die sich wie folgt ausdrücken lassen:

ids = I_E cos O₀ — j _T sin O₀
iqs = I_x cos O₀ + I_E sin O₀
und ws = r₂I_xIL₂I_E = K₂IJI_E

K1S	τ =	Γ,+PL,	-(J)Li	-PM	ωΜ	'ids'
Ks	ω Lx	η+PL1	-ωΜ	-PM	ils
0	-PM	(OSM		-(OsL2	idr
0	-ω5Μ	-PM	WsL2	r2+PL2	iqr
id	oMüdiiq	r-iqsidr)		(5) (6)

worin O₀ einen beliebigen Winkel bedeutet und daher eine beliebige Konstante darstellt, die angibt, daß die Bezugsachsen für die Achsentransformation oder einen anfänglichen Phasenwinkel wahlfrei sind, d.h. nach Belieben gewählt werden können. Es ist zu beachten, daß Gleichung (7c) der Gleichung (3) entspricht.

Lediglich zum Zwecke der Erleichterung des Verständnisses der Theorie sei vorausgesetzt, daß O₀ gleich 0 ist; durch Einsetzen der Gleichungen (7a), (7b) und (7c) in die Grundgleichung (5) und durch Umordnung dieser Gleichung erhält man folgende Gleichungen:

ids = I_E

iqs = I,

iqr = I_xMjL₂ = I,

idr = 0

Vds Vqs

wL_iI_E+r_lI_x+PL_l(i-M²IL_lL₂)I_x

Es ist somit ersichtlich, daß die durch Gleichungen (7a), (7 b) und (7 c) definierten Regelbedingungen dazu führen, daß der Sekundärstrom untergeordnet unter durch die Gleichungen (8) vorgegebene Werte geregelt wird, während ein den Differentialoperator P enthaltende Ausdruck bzw. Übergangsausdruck unterdrückt wird. Ebenso ist ersichtlich, daß Gleichung (4) nichts anderes aussagt als Gleichung (8).

Andererseits besitzt die Spannungsgleichung (9) an der Läuferseite Spalten oder Abschnitte entsprechend Null, so daß den Kurzschlußerfordernissen entsprochen wird, ohne Übergangsspannungen oder unausgeglichene Spannungen im Dauerzustand hervorzurufen.

Weiterhin geht aus der Spannungsgleichung (9) hervor, daß an der Statorseite der einzige Einschwing- bzw.

Übergangsausdruck, welcher den Differentialoperator P enthält, auf der (/-Achse verbleibt. Ein dem Differentialoperator P zugeordneter Koeffizient (X-M¹JL_x L₁) bedeutet jedoch einen Streukoeffizienten σ, weshalb σΖ-, eine Streuinduktivität bedeutet. Der Ausdruck σLJ bedeutet daher, daß nur eine Änderung des Streuflusses der Kopplung einen Faktor darstellt, der das Ansprechen verzögert.
Andererseits bestimmt sich das Drehmoment t durch

= pM²l_t:l_TIL₂

(10a) (10b)

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so daß es proportional zu I_x oder cj_s ist. Durch Rücktransformierung der Regelerfordernisse gemäß den Gleichungen (7a) und (7b) auf das Wechselstromsystem mit der Frequenz ω wird deutlich, daß die Phasenströme dem Wechselstromsystem mit Spitzenwerten oder Effek-

tivwerten entsprechend Gleichung (1) und einem Phasenwinkel ihrer Bezugsphasenfolgekomponente gemäß Gleichung (2) zugeführt werden.

Auf die durch die Gleichung (7a) und (7b) bzw. die Gleichung (8) definierten Komponenten auf den Achsen d und q können als Stromkomponenten auf den imaginären und realen Achsen des Vektordiagramms gemäß Fig. 4 mit weggelassenen Proportionalitätskonstanten angesehen werden.

Aus den Gleichungen (8) bis (10) geht ohne weiteres hervor, daß die erfindungsgemäße Anordnung bei Einstellung der Parameter auf vorbestimmte Weise die vollkommene lineare Regelkennlinie zeigt, wie sie vorstehend in Verbindung mit der Arbeitsweise der Ausführungsform gemäß Fig. 2 beschrieben wurde. Diese Kennlinie ähnelt der Drehmomentregelkennlinie, wie sie getrennt erregte Gleichstrommotoren mit Kompensationswicklungen zeigen.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (1)

Patentansprüche:

1. Anordnung zur Regelung der Drehzahl eines von einem Halbleiterschaltelement enthaltenden Umrichter mit Strömen einstellbarer Amplitude. Phasenlage und Frequenz gespeisten Asynchron-Kurzschlußläufermotors, mit einem drei Funktionsglieder enthaltenden, den Umrichter führenden Sollwertbildner, wobei das ein Drehmomentsignal darstellende Ausgangssignal eines Drehzahlreglers den drei Funktionsgliedern zugeführt ist, von denen das Ausgangssignal des ersten Funktionsgliedes die Stromamplitude, das Ausgangssignal des zweiten Funktionsgliedes die Phasenlage und das ein Schlupffrequenzsignal darstellende Ausgangssignal des dritten Funktionsgebers nach Summation mit dem Drehzahl-Istwert die Frequenz bestimmt, gekennzeichnet durch einen Erregerstromsteuergeber (24), dessen Ausgangssignal (/_£) ebenfalls den drei Funktionsgliedern (18, 28, 30) zugeführt ist, und daß im ersten Funktionsgleed nach der Gleichung

Im

im zweiten Funktionsglied nach der Gleichung

6>_T = tan- L

m dritten Funktionsgeber nach der Gleichung
ω.= K₂- Jl

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