JPH0667257B2 - 同期電動機の制御方法 - Google Patents
同期電動機の制御方法Info
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- JPH0667257B2 JPH0667257B2 JP59075970A JP7597084A JPH0667257B2 JP H0667257 B2 JPH0667257 B2 JP H0667257B2 JP 59075970 A JP59075970 A JP 59075970A JP 7597084 A JP7597084 A JP 7597084A JP H0667257 B2 JPH0667257 B2 JP H0667257B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
- H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
- H02P25/022—Synchronous motors
- H02P25/03—Synchronous motors with brushless excitation
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
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- H02P25/022—Synchronous motors
- H02P25/024—Synchronous motors controlled by supply frequency
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、永久磁石を使用した同期電動機の制御方法に
関し、回転界磁の位置信号及び指令入力に基づいて出力
されるPWM（Pulse Width Modulation）信号により同
期電動機を制御する同期電動機の制御方法に関する。
関し、回転界磁の位置信号及び指令入力に基づいて出力
されるPWM（Pulse Width Modulation）信号により同
期電動機を制御する同期電動機の制御方法に関する。
従来技術 第１図は、従来から行なわれている永久磁石を使用した
同期電動機のPWM制御のブロック図を示すもので、Ｅは
３相電源、３は整流回路、４はトランジスタインバー
タ、１はトランジスタPWM制御回路、Ｍは永久磁石同期
電動機、２は永久磁石同期電動機Ｍのロータの位置及び
速度を検出するためのパルスエンコーダ等のロータ位置
検出器である。トランジスタPWM制御回路１は、ロータ
位置検出器２で検出される現在速度と速度指令値Voを比
較し、トランジスタインバータ４の各トランジスタTA〜
TFをオンオフさせて、永久磁石同期電動機のU,V,W相の
巻線の電流を制御して速度を制御するものである。そし
て、このトランジスタPWM制御回路１の構成は、第２図
に示すような構成のものが公知である。第２図におい
て、５は信号処理回路、6,7はロータの現在位置に対
し、界磁主磁束と直交した位相の出力すべきＵ相,W相の
値を記憶したROM、８は差動増幅器で、速度指令を示す
電圧Voと信号処理回路５からの現在の速度を示す電圧Vs
との差を増幅し出力するものである。９はフイルタで、
周波数が大きいとゲインをおとし、周波数が小さいとゲ
インを高くするような周波数特性を有するフイルタで、
かつツェナダイオードZDでピーク電圧をクランプしてい
る。10,11はマルチプライングデジタル・アナログコン
バータで、フイルタ９から出力される速度指令Voと現在
の速度Vsとの誤差によって生じる電圧とROM6,7から出力
されるＵ相,W相の指令値を掛け合わせて、Ｕ相,W相の各
々の相電流指令RTC,TTCを作るものである。また、12は
上記Ｕ相,W相の相電流指令RTC,TTCを加算し、Ｕ相,W相
から120度位相のずれたＶ相の電流指令STCを作る加算
器、13,14は同期電動機ＭのＵ相,W相の電機子巻線に流
れる電流Iu,Iwを検出する検出器、15は上記Ｕ相,W相電
流検出器13,14で検出したＵ相,W相の相電流IR,ITを加算
してＶ相の相電流ISを算出する加算器、16,17,18はＵ
相,V相,W相へ流すべき電流指令としての電圧を出力する
ための回路で入力信号が異なるだけで、構成は同一構成
である。すなわち、回路16は、Ｕ相への相電流指令RTC
と現在のＵ相の検出電流IRとの差を増幅する作動増幅器
19と、この作動増幅器19の出力の基準搬送波の周波数成
分のみを通過させるためのローパスフイルタ回路20で構
成されており、他の回路17,18もそれぞれＶ相,W相の電
流指令STC,TTC、及び現在の各相電流IS,ITをそれぞれ入
力する点で異なるのみで、構成は回路16と同一である。
21はPWM信号処理回路及びトランジスタベース駆動アン
プからなる回路で、上記回路16,17,18からの信号と基準
搬送波VAと比較し、トランジスタインバータ４の各トラ
ンジスタTA〜TFをオンオフさせるPWM信号PA〜PFを出力
するものである。
同期電動機のPWM制御のブロック図を示すもので、Ｅは
３相電源、３は整流回路、４はトランジスタインバー
タ、１はトランジスタPWM制御回路、Ｍは永久磁石同期
電動機、２は永久磁石同期電動機Ｍのロータの位置及び
速度を検出するためのパルスエンコーダ等のロータ位置
検出器である。トランジスタPWM制御回路１は、ロータ
位置検出器２で検出される現在速度と速度指令値Voを比
較し、トランジスタインバータ４の各トランジスタTA〜
TFをオンオフさせて、永久磁石同期電動機のU,V,W相の
巻線の電流を制御して速度を制御するものである。そし
て、このトランジスタPWM制御回路１の構成は、第２図
に示すような構成のものが公知である。第２図におい
て、５は信号処理回路、6,7はロータの現在位置に対
し、界磁主磁束と直交した位相の出力すべきＵ相,W相の
値を記憶したROM、８は差動増幅器で、速度指令を示す
電圧Voと信号処理回路５からの現在の速度を示す電圧Vs
との差を増幅し出力するものである。９はフイルタで、
周波数が大きいとゲインをおとし、周波数が小さいとゲ
インを高くするような周波数特性を有するフイルタで、
かつツェナダイオードZDでピーク電圧をクランプしてい
る。10,11はマルチプライングデジタル・アナログコン
バータで、フイルタ９から出力される速度指令Voと現在
の速度Vsとの誤差によって生じる電圧とROM6,7から出力
されるＵ相,W相の指令値を掛け合わせて、Ｕ相,W相の各
々の相電流指令RTC,TTCを作るものである。また、12は
上記Ｕ相,W相の相電流指令RTC,TTCを加算し、Ｕ相,W相
から120度位相のずれたＶ相の電流指令STCを作る加算
器、13,14は同期電動機ＭのＵ相,W相の電機子巻線に流
れる電流Iu,Iwを検出する検出器、15は上記Ｕ相,W相電
流検出器13,14で検出したＵ相,W相の相電流IR,ITを加算
してＶ相の相電流ISを算出する加算器、16,17,18はＵ
相,V相,W相へ流すべき電流指令としての電圧を出力する
ための回路で入力信号が異なるだけで、構成は同一構成
である。すなわち、回路16は、Ｕ相への相電流指令RTC
と現在のＵ相の検出電流IRとの差を増幅する作動増幅器
19と、この作動増幅器19の出力の基準搬送波の周波数成
分のみを通過させるためのローパスフイルタ回路20で構
成されており、他の回路17,18もそれぞれＶ相,W相の電
流指令STC,TTC、及び現在の各相電流IS,ITをそれぞれ入
力する点で異なるのみで、構成は回路16と同一である。
21はPWM信号処理回路及びトランジスタベース駆動アン
プからなる回路で、上記回路16,17,18からの信号と基準
搬送波VAと比較し、トランジスタインバータ４の各トラ
ンジスタTA〜TFをオンオフさせるPWM信号PA〜PFを出力
するものである。
上述したような構成により、永久磁石同期電動機Ｍは次
のように制御される。ロータ位置検出器２からの信号Ｓ
により、信号処理回路５から出力される現在の速度Vsと
速度指令Voのとの誤差は差動増幅器８で増幅され、フイ
ルタ９を介してマルチプライングＤ／Ａコンバータ10,1
1に入力される。一方、Ｕ相,W相のROM6,7からは信号処
理回路５からの現在のロータの位置に対応するアドレス
信号を受けて、そのロータ位置に対応するＵ相,W相に対
する指令値をマルチプライングＤ／Ａコンバータ10,11
に出力する。該マルチプライングＤ／Ａコンバータ10,1
1は上記誤差信号VEとROM6,7からの指令値を掛算し、各
々Ｕ相,W相の相電流指令RTC,TTCを出力し、さらに、加
算器12によりＵ相,W相電流指令RTC,TTCを加算してＶ相
の相電流指令STCを出力する。そして、Ｕ相,W相電流検
出器13,14及び加算器15で検出した現在のU,V,W相の各相
電流値IR,IS,ITと上記各相の電流指令RTC,STC,TTCとの
それぞれの差を回路16,17,18の差動増幅器19で増幅し、
フィルタ回路20でフィルタリングし、各相に流すべき各
相電流指令と実際の電流との差の信号である差分電圧信
号をPWM信号処理回路に出力し、該差分電圧信号と基準
搬送波VAとを比較して、トランジスタベース駆動アンプ
を介してPWM信号PA〜PFをトランジスタインバータ４に
出力し、該トランジスタインバータのトランジスタTA〜
TFをオンオフさせて永久磁石同期電動機Ｍの速度制御を
行うものである。
のように制御される。ロータ位置検出器２からの信号Ｓ
により、信号処理回路５から出力される現在の速度Vsと
速度指令Voのとの誤差は差動増幅器８で増幅され、フイ
ルタ９を介してマルチプライングＤ／Ａコンバータ10,1
1に入力される。一方、Ｕ相,W相のROM6,7からは信号処
理回路５からの現在のロータの位置に対応するアドレス
信号を受けて、そのロータ位置に対応するＵ相,W相に対
する指令値をマルチプライングＤ／Ａコンバータ10,11
に出力する。該マルチプライングＤ／Ａコンバータ10,1
1は上記誤差信号VEとROM6,7からの指令値を掛算し、各
々Ｕ相,W相の相電流指令RTC,TTCを出力し、さらに、加
算器12によりＵ相,W相電流指令RTC,TTCを加算してＶ相
の相電流指令STCを出力する。そして、Ｕ相,W相電流検
出器13,14及び加算器15で検出した現在のU,V,W相の各相
電流値IR,IS,ITと上記各相の電流指令RTC,STC,TTCとの
それぞれの差を回路16,17,18の差動増幅器19で増幅し、
フィルタ回路20でフィルタリングし、各相に流すべき各
相電流指令と実際の電流との差の信号である差分電圧信
号をPWM信号処理回路に出力し、該差分電圧信号と基準
搬送波VAとを比較して、トランジスタベース駆動アンプ
を介してPWM信号PA〜PFをトランジスタインバータ４に
出力し、該トランジスタインバータのトランジスタTA〜
TFをオンオフさせて永久磁石同期電動機Ｍの速度制御を
行うものである。
以上述べたように、従来のトランジスタPWM制御回路に
おいては、永久磁石同期電動機の速度に関係なく、現在
のロータの位置に対して最適な位相の電流を各相に流す
ように制御している。一方、永久磁石同期電動機Ｍでは
回転数が大きくなると逆起電力により指令電流に対する
電圧が増加し、また、出力トルクは、各相に流れる電流
値の増減によっても変化するが、ある回転数に対し負荷
が大きくなり、上記差分電圧信号のピーク値が基準搬送
波のピーク値より大きくなった場合は、それ以上のトル
クを出力することができなかった。
おいては、永久磁石同期電動機の速度に関係なく、現在
のロータの位置に対して最適な位相の電流を各相に流す
ように制御している。一方、永久磁石同期電動機Ｍでは
回転数が大きくなると逆起電力により指令電流に対する
電圧が増加し、また、出力トルクは、各相に流れる電流
値の増減によっても変化するが、ある回転数に対し負荷
が大きくなり、上記差分電圧信号のピーク値が基準搬送
波のピーク値より大きくなった場合は、それ以上のトル
クを出力することができなかった。
また、回転数の増加に伴うロータ位置と実電流との位相
のずれによる出力トルクの減少を補うために、位相進み
補償を行うことにより、回転数に関係なく一定のトルク
を出力できるようにした永久磁石同期電動機の位相進み
補償法は特開昭53−58610号公報において公知である。
のずれによる出力トルクの減少を補うために、位相進み
補償を行うことにより、回転数に関係なく一定のトルク
を出力できるようにした永久磁石同期電動機の位相進み
補償法は特開昭53−58610号公報において公知である。
発明の目的 本発明は、上記従来技術を改善し、各相電流指令と実際
の各相電機子電流の差に応じて、各相電流指令の位相を
変えることにより出力トルクを増大させるように永久磁
石同期電動機の駆動方法を提供することを目的としてい
る。
の各相電機子電流の差に応じて、各相電流指令の位相を
変えることにより出力トルクを増大させるように永久磁
石同期電動機の駆動方法を提供することを目的としてい
る。
発明の構成 本発明は、各相の巻線に流す電流指令信号と電機子電流
の差分を基準搬送波と比較することによりPWM信号を出
力し、該PWM信号によってインバータを制御して永久磁
石を使用した同期電動機を制御するPWM制御方法におい
て、上記電流指令信号（RT,ST,TT）と電機子電流（IR,I
S,IT）との差分電圧信号（Vw,Vv,Vu）を検出し、その差
分電圧信号の大きさが所定値より増大すると、その増大
に応じて上記電流指令信号の位相を電機子電流と界磁主
磁束とが直交している位相から、進めるようにした同期
電動機の制御方法である。
の差分を基準搬送波と比較することによりPWM信号を出
力し、該PWM信号によってインバータを制御して永久磁
石を使用した同期電動機を制御するPWM制御方法におい
て、上記電流指令信号（RT,ST,TT）と電機子電流（IR,I
S,IT）との差分電圧信号（Vw,Vv,Vu）を検出し、その差
分電圧信号の大きさが所定値より増大すると、その増大
に応じて上記電流指令信号の位相を電機子電流と界磁主
磁束とが直交している位相から、進めるようにした同期
電動機の制御方法である。
実施例 第３図は、本発明の一実施例を示すトランジスタPWM制
御回路１を示すブロック図で、このトランジスタPWM制
御回路１により、第１図のトランジスタインバータ４を
制御して永久磁石同期電動機を制御するものである。第
３図において、第２図に示す従来のトランジスタPWM制
御回路と同一構成のものは同一符号を付している。
御回路１を示すブロック図で、このトランジスタPWM制
御回路１により、第１図のトランジスタインバータ４を
制御して永久磁石同期電動機を制御するものである。第
３図において、第２図に示す従来のトランジスタPWM制
御回路と同一構成のものは同一符号を付している。
従来のトランジスタPWM制御回路と異なる点は、ロータ
の位置に対応して界磁主磁束と直交した位相のＵ相,W相
の巻線に出力すべき値を記憶したROM6,7よりも位相が90
度進んだときの値を記憶したROM22,23、各相への電流指
令と実際の各相電流値との差に対応する差分電圧信号V
u,Vv,VwをPWM信号処理回路21へ出力する回路16,17,18の
出力電圧を検出する誤差電圧検出回路30、該誤差電圧検
出回路30の出力Vrと上記90度進んだ位相のＵ相,W相の出
力値を記憶するROM22,23の出力を掛合せてＵ相,W相の相
電流補正指令RTC′,TTC′を出力するマルチプライング
Ｄ／Ａコンバータ24,25及び該マルチプライングＤ／Ａ
コンバータ24,25の出力よりＶ相の相電流補正指令STC′
をつくる加算器26、上記Ｕ相,V相,W相の相電流補正指令
RTC′,STC′,TTC′とマルチプライングＤ／Ａコンバー
タ10,11及び加算器12から出力されるＵ相,V相,W相の基
準相電流指令RTC,STC,TTC（このＵ相,V相,W相の基準相
電流指令は第２図に示す従来の相電流指令と同一である
が、相電流補正指令と区別するために基準相電流指令と
している）とを各々加算して位相を進める位相シフト回
路27,28,29を新たに付加した点が相違する点である。
の位置に対応して界磁主磁束と直交した位相のＵ相,W相
の巻線に出力すべき値を記憶したROM6,7よりも位相が90
度進んだときの値を記憶したROM22,23、各相への電流指
令と実際の各相電流値との差に対応する差分電圧信号V
u,Vv,VwをPWM信号処理回路21へ出力する回路16,17,18の
出力電圧を検出する誤差電圧検出回路30、該誤差電圧検
出回路30の出力Vrと上記90度進んだ位相のＵ相,W相の出
力値を記憶するROM22,23の出力を掛合せてＵ相,W相の相
電流補正指令RTC′,TTC′を出力するマルチプライング
Ｄ／Ａコンバータ24,25及び該マルチプライングＤ／Ａ
コンバータ24,25の出力よりＶ相の相電流補正指令STC′
をつくる加算器26、上記Ｕ相,V相,W相の相電流補正指令
RTC′,STC′,TTC′とマルチプライングＤ／Ａコンバー
タ10,11及び加算器12から出力されるＵ相,V相,W相の基
準相電流指令RTC,STC,TTC（このＵ相,V相,W相の基準相
電流指令は第２図に示す従来の相電流指令と同一である
が、相電流補正指令と区別するために基準相電流指令と
している）とを各々加算して位相を進める位相シフト回
路27,28,29を新たに付加した点が相違する点である。
第４図に上記誤差電圧検出回路30のブロック図を示し、
第５図に位相シフト回路27のブロック図を示す。なお、
位相シフト回路28,29も入力信号が異なるのみで第５図
と同一構成である。すなわち、第５図において、入力信
号であるＵ相の相電流補正指令RTC′,U相の基準相電流
指令RTCが各々Ｖ相,W相の相電流補正指令STC′,TTC′,V
相,W相の基準相電流指令STC,TTCに変るのみである。
第５図に位相シフト回路27のブロック図を示す。なお、
位相シフト回路28,29も入力信号が異なるのみで第５図
と同一構成である。すなわち、第５図において、入力信
号であるＵ相の相電流補正指令RTC′,U相の基準相電流
指令RTCが各々Ｖ相,W相の相電流補正指令STC′,TTC′,V
相,W相の基準相電流指令STC,TTCに変るのみである。
第４図の誤差電圧検出回路30は、回路16,17,18からPWM
信号処理回路21へ入力されるU,V,W相への差分電圧信号V
u,Vv,Vw（なお、この電圧信号Vu,Vv,Vwは±10V間で変動
し、±10Vを基準搬送波VAの飽和電圧としている）をマ
ルチプライヤ31,32,33に入力し、該マルチプライヤ31,3
2,33で該電圧Vu,Vv,Vwを２乗し、かつ10で除算した値を
加算器34で加算している。その結果、加算器34の出力は
第６図（イ）に示すように、0V〜−10Vの電圧Vaが出力
されることとなる。この出力電圧Vaはリミッタアンプに
入力される。リミッタアンプ35のコンデンサC1は平滑す
るためのもので、ツェナダイオードZD1はある電圧E2
に、この実施例では、7Vに出力をクランプするためのも
のであり、このリミッタアンプの入出力関係は第６図
（ロ）のように設定する。すなわち、加算器34からの平
均電圧が一定電圧以上の場合は出力を出さないように抵
抗R1,R2,電圧E1の値を設定する。本実施例では、電圧E1
を15V,抵抗R1を10KΩ,R2を5.1KΩにして加算器34からの
平均電圧Vaが−5V以上では出力を出さないように設定さ
れている。そして、−5V以下になると、第６図（ロ）に
示すように出力Vbを出し、加算器34から飽和電圧である
−10Vの平均電圧Vaが出力されるとツェナダイオードZD1
のツェナ電圧である7Vの出力Vbを出すようになってい
る。そして、このリミットアンプの出力を反転増幅器36
で反転し、さらに、半波整流回路37を通して第６図
（ハ）に示すように、加算器34からの出力電圧Vaが−5V
以下になったとき、その大きさに応じて差信号Vrとして
0V〜7Vの電圧を出力する。
信号処理回路21へ入力されるU,V,W相への差分電圧信号V
u,Vv,Vw（なお、この電圧信号Vu,Vv,Vwは±10V間で変動
し、±10Vを基準搬送波VAの飽和電圧としている）をマ
ルチプライヤ31,32,33に入力し、該マルチプライヤ31,3
2,33で該電圧Vu,Vv,Vwを２乗し、かつ10で除算した値を
加算器34で加算している。その結果、加算器34の出力は
第６図（イ）に示すように、0V〜−10Vの電圧Vaが出力
されることとなる。この出力電圧Vaはリミッタアンプに
入力される。リミッタアンプ35のコンデンサC1は平滑す
るためのもので、ツェナダイオードZD1はある電圧E2
に、この実施例では、7Vに出力をクランプするためのも
のであり、このリミッタアンプの入出力関係は第６図
（ロ）のように設定する。すなわち、加算器34からの平
均電圧が一定電圧以上の場合は出力を出さないように抵
抗R1,R2,電圧E1の値を設定する。本実施例では、電圧E1
を15V,抵抗R1を10KΩ,R2を5.1KΩにして加算器34からの
平均電圧Vaが−5V以上では出力を出さないように設定さ
れている。そして、−5V以下になると、第６図（ロ）に
示すように出力Vbを出し、加算器34から飽和電圧である
−10Vの平均電圧Vaが出力されるとツェナダイオードZD1
のツェナ電圧である7Vの出力Vbを出すようになってい
る。そして、このリミットアンプの出力を反転増幅器36
で反転し、さらに、半波整流回路37を通して第６図
（ハ）に示すように、加算器34からの出力電圧Vaが−5V
以下になったとき、その大きさに応じて差信号Vrとして
0V〜7Vの電圧を出力する。
以上述べたように、誤差電圧検出回路30は、PWM信号処
理回路21に入力されるU,V,W相への差分電圧信号Vu,Vv,V
wの大きさに応じて差信号Vrを出力するものである。
理回路21に入力されるU,V,W相への差分電圧信号Vu,Vv,V
wの大きさに応じて差信号Vrを出力するものである。
そこで、第３図に戻り、本実施例の動作について説明す
る。
る。
ロータ位置検出器２からの信号Ｓに基づいて、信号処理
回路５は現在の速度信号Vs及び現在のロータ位置に対応
するROM6,7,22,23のアドレスを出力する。一方、差動増
幅器８には速度指令Voが入力され、現在の速度信号Vsの
電圧と速度指令Voの電圧の差がフイルタ９を介して誤差
信号VEとして出力され、この誤差信号VEとROM6,7からの
信号に基づいてマルイプライングＤ／Ａコンバータ10,1
1及び加算器12からU,V,W相の基準相電流指令RTC,STC,TT
Cが出力される点は、第２図の従来例で説明したとおり
である。一方、ROM22,23からは、ROM6,7で出力した指令
値よりも90度位相の進んだＵ相,W相の指令値を出力して
おり、この指令値と上述した誤差電圧検出回路30からの
差信号VrとがマルチプライングＤ／Ａコンバータ24,25
で掛合されてＵ相,W相の相電流補正指令RTC′,TTC′が
出力されている。また、このＵ相,W相の相電流補正指令
RTC′,TTC′を加算器26が加算し、Ｖ相の相電流補正指
令STC′を出力している。そして、これら各基準相電流
指令RTC,STC,TTC及び各相電流補正指令RTC′,STC′,TT
C′は各々位相シフト回路27,28,29に入力されている。
位相シフト回路27,28,29は同一構成であり、位相シフト
回路27の例が第５図に示されている。Ｕ相の基準相電流
指令RTCとＵ相の相電流補正指令RTC′は加算器38で加算
され、反転アンプ39で反転されて補正されたＵ相の相電
流指令RTが出力される。すなわち、第７図（イ）に示す
ように、マルチプライングＤ／Ａコンバータ10から出力
されるＵ相の基準相電流指令RTCは−10Vから＋10Vまで
変動する正弦波であり、マルチプライングＤ／Ａコンバ
ータ24から出力されるＵ相の相電流補正指令RTC′は、
第７図（ロ）に示すようにＵ相の基準相電流指令RTCよ
り90度位相の進んだ正弦波であり、ただし、その振幅は
上述した飽和検出回路30の差信号Vrに応じて0V〜10Vま
で変動するものである。すなわち、差信号Vrが0Vであれ
ば、ROM22の信号とこの飽和信号Vrを掛合せるマルチプ
ライングＤ／Ａコンバータ24の出力は0Vとなり、差信号
Vrが最高値（上記例では7V）のときは振幅10Vで第７図
（ロ）の実線で示されるような波形のＵ相の相電流補正
指令RTC′が出力されることとなる。そこで、この２つ
の基準相電流指令RTC,相電流補正指令RTC′が加算器38
で加算され、反転アンプ39で反転された位相シフト回路
27の出力は、第７図（ハ）に示すように、基準相電流指
令RTC（第７図（イ））と比較し最高45度位相が進んだ
波形となり、これが補正された相電流指令RTとして出力
される。すなわち、差信号Vrの大きさに応じて補正され
た相電流指令RTは従来の相電流指令RTCと比較して０度
から45度進んだ指令となる。なお、この補正された相電
流指令RTもツェナダイオードZD2によりクランプされ、
振幅10Vにされている。
回路５は現在の速度信号Vs及び現在のロータ位置に対応
するROM6,7,22,23のアドレスを出力する。一方、差動増
幅器８には速度指令Voが入力され、現在の速度信号Vsの
電圧と速度指令Voの電圧の差がフイルタ９を介して誤差
信号VEとして出力され、この誤差信号VEとROM6,7からの
信号に基づいてマルイプライングＤ／Ａコンバータ10,1
1及び加算器12からU,V,W相の基準相電流指令RTC,STC,TT
Cが出力される点は、第２図の従来例で説明したとおり
である。一方、ROM22,23からは、ROM6,7で出力した指令
値よりも90度位相の進んだＵ相,W相の指令値を出力して
おり、この指令値と上述した誤差電圧検出回路30からの
差信号VrとがマルチプライングＤ／Ａコンバータ24,25
で掛合されてＵ相,W相の相電流補正指令RTC′,TTC′が
出力されている。また、このＵ相,W相の相電流補正指令
RTC′,TTC′を加算器26が加算し、Ｖ相の相電流補正指
令STC′を出力している。そして、これら各基準相電流
指令RTC,STC,TTC及び各相電流補正指令RTC′,STC′,TT
C′は各々位相シフト回路27,28,29に入力されている。
位相シフト回路27,28,29は同一構成であり、位相シフト
回路27の例が第５図に示されている。Ｕ相の基準相電流
指令RTCとＵ相の相電流補正指令RTC′は加算器38で加算
され、反転アンプ39で反転されて補正されたＵ相の相電
流指令RTが出力される。すなわち、第７図（イ）に示す
ように、マルチプライングＤ／Ａコンバータ10から出力
されるＵ相の基準相電流指令RTCは−10Vから＋10Vまで
変動する正弦波であり、マルチプライングＤ／Ａコンバ
ータ24から出力されるＵ相の相電流補正指令RTC′は、
第７図（ロ）に示すようにＵ相の基準相電流指令RTCよ
り90度位相の進んだ正弦波であり、ただし、その振幅は
上述した飽和検出回路30の差信号Vrに応じて0V〜10Vま
で変動するものである。すなわち、差信号Vrが0Vであれ
ば、ROM22の信号とこの飽和信号Vrを掛合せるマルチプ
ライングＤ／Ａコンバータ24の出力は0Vとなり、差信号
Vrが最高値（上記例では7V）のときは振幅10Vで第７図
（ロ）の実線で示されるような波形のＵ相の相電流補正
指令RTC′が出力されることとなる。そこで、この２つ
の基準相電流指令RTC,相電流補正指令RTC′が加算器38
で加算され、反転アンプ39で反転された位相シフト回路
27の出力は、第７図（ハ）に示すように、基準相電流指
令RTC（第７図（イ））と比較し最高45度位相が進んだ
波形となり、これが補正された相電流指令RTとして出力
される。すなわち、差信号Vrの大きさに応じて補正され
た相電流指令RTは従来の相電流指令RTCと比較して０度
から45度進んだ指令となる。なお、この補正された相電
流指令RTもツェナダイオードZD2によりクランプされ、
振幅10Vにされている。
また、Ｖ相,W相の補正された相電流指令ST,TTも上述し
たＵ相の補正された相電流指令STと同様な処理により作
り出される。
たＵ相の補正された相電流指令STと同様な処理により作
り出される。
こうして、作り出された差信号Vrによって補正された相
電流指令RT,ST,TTは、従来と同様回路16,17,18の差動増
幅器19に入力されて、Ｕ相,W相電流検出器13,14及び加
算器15で検出される現在の各相に流れる相電流IR,IS,IT
との差が増幅され、この差による電圧はフィルタ回路20
でフィルタリングされ、PWM信号処理回路21へ各相への
指令として差分電圧信号Vu,Vv,Vwが出力され、PWM信号
処理回路及びトランジスタベース駆動アンプ21からはこ
の電圧信号Vu,Vv,Vwを受けてPWM信号PA〜PFを出力し、
トランジスタインバータTA〜TFをオンオフさせて、差分
電圧信号の大きさに応じて位相を進めて永久磁石同期電
動機Ｍを駆動制御するその結果、負荷トルクが大きく各
相の巻線へ流す電流指令値に対応する出力電圧が飽和し
て充分なトルクが出せないような場合は、各相の巻線へ
流す電流の位置を進めて巻線電流と界磁主磁束との直交
性をより変化させ、トルクを増大させるものである。
電流指令RT,ST,TTは、従来と同様回路16,17,18の差動増
幅器19に入力されて、Ｕ相,W相電流検出器13,14及び加
算器15で検出される現在の各相に流れる相電流IR,IS,IT
との差が増幅され、この差による電圧はフィルタ回路20
でフィルタリングされ、PWM信号処理回路21へ各相への
指令として差分電圧信号Vu,Vv,Vwが出力され、PWM信号
処理回路及びトランジスタベース駆動アンプ21からはこ
の電圧信号Vu,Vv,Vwを受けてPWM信号PA〜PFを出力し、
トランジスタインバータTA〜TFをオンオフさせて、差分
電圧信号の大きさに応じて位相を進めて永久磁石同期電
動機Ｍを駆動制御するその結果、負荷トルクが大きく各
相の巻線へ流す電流指令値に対応する出力電圧が飽和し
て充分なトルクが出せないような場合は、各相の巻線へ
流す電流の位置を進めて巻線電流と界磁主磁束との直交
性をより変化させ、トルクを増大させるものである。
発明の効果 本発明は、永久磁石を使用した同期電動機のPWM制御方
法において、負荷トルクが増大し、同期電動機の各相に
流すべき電流の指令値としての差分電圧信号が増大する
と、自動的に相電流指令の位相を進め、巻線電流と界磁
主磁束の直交性を変化させトルクを増大させるようにし
たから、同期電動機の回転数をあげることによるトルク
の減少も改善でき、同期電動機の制御が非常に行い易く
なった。
法において、負荷トルクが増大し、同期電動機の各相に
流すべき電流の指令値としての差分電圧信号が増大する
と、自動的に相電流指令の位相を進め、巻線電流と界磁
主磁束の直交性を変化させトルクを増大させるようにし
たから、同期電動機の回転数をあげることによるトルク
の減少も改善でき、同期電動機の制御が非常に行い易く
なった。
第１図は、永久磁石を使用した同期電動機のPWM制御方
法を示す基本回路図、 第２図は、従来のトランジスタPWM制御回路のブロック
図、 第３図は、本発明の一実施例のトランジスタPWM制御回
路のブロック図、 第４図は、誤差電圧検出回路のブロック図、 第５図は、位相シフト回路のブロック図、 第６図は、誤差電圧検出回路の動作を説明する図、 第７図は、位相シフト回路の動作を説明する図である。 ２……ロータ位置検出回路、４……トランジスタインバ
ータ、8,19……差動増幅器、９……フイルタ、10,11,2
4,25……マルチプライングＤ／Ａコンバータ、12,15,26
……加算器。
法を示す基本回路図、 第２図は、従来のトランジスタPWM制御回路のブロック
図、 第３図は、本発明の一実施例のトランジスタPWM制御回
路のブロック図、 第４図は、誤差電圧検出回路のブロック図、 第５図は、位相シフト回路のブロック図、 第６図は、誤差電圧検出回路の動作を説明する図、 第７図は、位相シフト回路の動作を説明する図である。 ２……ロータ位置検出回路、４……トランジスタインバ
ータ、8,19……差動増幅器、９……フイルタ、10,11,2
4,25……マルチプライングＤ／Ａコンバータ、12,15,26
……加算器。
Claims (4)
- 【請求項１】各相の巻線に流す電流指令信号と電機子電
流の差分を基準搬送波と比較することによりPWM信号を
出力し、該PWM信号によってインバータを制御して永久
磁石を使用した同期電動機を制御するPWM制御方法にお
いて、上記電流指令信号（RT,ST,TT）と電機子電流（I
R,IS,IT）との差分電圧信号（Vu,Vv,Vw）を検出し、そ
の差分電圧信号の大きさが所定値より増大すると、その
増大に応じて上記電流指令信号の位相を電機子電流と界
磁主磁束とが直交している位相から進めるようにした同
期電動機の制御方法。 - 【請求項２】上記差分電圧信号の大きさが設定所定値以
下のときには位相を進めず、上記設定所定値を越えると
その大きさに略比例して位相を進める特許請求の範囲範
囲第１項記載の同期電動機の制御方法。 - 【請求項３】上記電流指令信号（RT,ST,TT）は、上記同
期電動機の界磁主磁束と直交した位相の各巻線への基準
相電流指令信号（RTC,STC,TTC）と上記基準相電流指令
信号より90度位相が進み上記差分電圧信号の大きさによ
って振幅が変動する各相に対する相電流補正指令信号
（RTC′,STC′,TTC′）とを加算して位相が進められた
各相電流指令信号で構成されている特許請求の範囲第１
項記載の同期電動機の制御方法。 - 【請求項４】上記相電流補正指令信号は上記差分電圧信
号の大きさが設定所定値以下のときには「０」とし、上
記設定所定値を越えると上記差分電圧信号に略比例した
値とする特許請求の範囲範囲第３項記載の同期電動機の
制御方法。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59075970A JPH0667257B2 (ja) | 1984-04-16 | 1984-04-16 | 同期電動機の制御方法 |
| DE3590166A DE3590166C2 (ja) | 1984-04-16 | 1985-04-16 | |
| US06/811,840 US4703245A (en) | 1984-04-16 | 1985-04-16 | Method and apparatus for controlling permanent magnet synchronous motor by using pulse width modulation |
| DE19853590166 DE3590166T (de) | 1984-04-16 | 1985-04-16 | Verfahren und Vorrichtung zum Regeln eines Permanentmagnet-Synchronmotors unter Verwendung einer Impulsbreitenmodulation |
| PCT/JP1985/000207 WO1985004993A1 (en) | 1984-04-16 | 1985-04-16 | Method of controlling pulse width modulation for a permanent magnet synchronous motor and an apparatus therefor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59075970A JPH0667257B2 (ja) | 1984-04-16 | 1984-04-16 | 同期電動機の制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60219987A JPS60219987A (ja) | 1985-11-02 |
| JPH0667257B2 true JPH0667257B2 (ja) | 1994-08-24 |
Family
ID=13591593
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59075970A Expired - Lifetime JPH0667257B2 (ja) | 1984-04-16 | 1984-04-16 | 同期電動機の制御方法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4703245A (ja) |
| JP (1) | JPH0667257B2 (ja) |
| DE (2) | DE3590166C2 (ja) |
| WO (1) | WO1985004993A1 (ja) |
Families Citing this family (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2727315B2 (ja) * | 1985-10-25 | 1998-03-11 | ファナック 株式会社 | 射出成形機の保圧制御方法 |
| JPS63283491A (ja) * | 1987-05-14 | 1988-11-21 | Fanuc Ltd | 同期式サ−ボモ−タの電流制御方式 |
| JPH01503272A (ja) * | 1987-05-14 | 1989-11-02 | ベロルススキ ゴスダルストベンニ ウニベルシテト イメニ ベー．イー．レニナ | ゲート制御電気駆動機構 |
| US5038090A (en) * | 1988-10-05 | 1991-08-06 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Servo motor control apparatus |
| JPH03155387A (ja) * | 1989-11-10 | 1991-07-03 | Toyota Autom Loom Works Ltd | 誘導電動機の制御装置 |
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| GB9217761D0 (en) * | 1992-08-21 | 1992-10-07 | British Tech Group | Method of and apparatus for determining a rotor displacement parameter |
| US5394321A (en) * | 1992-09-02 | 1995-02-28 | Electric Power Research Institute, Inc. | Quasi square-wave back-EMF permanent magnet AC machines with five or more phases |
| US5355070A (en) * | 1993-03-10 | 1994-10-11 | A. C. Propulsion, Inc. | Induction motor drive stability control circuit |
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| JPH08280199A (ja) * | 1995-02-10 | 1996-10-22 | Nippon Soken Inc | 永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御装置 |
| US5936378A (en) * | 1997-03-27 | 1999-08-10 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Motor controller |
| US6069808A (en) * | 1997-05-21 | 2000-05-30 | Texas Instruments Incorporated | Symmetrical space vector PWM DC-AC converter controller |
| WO2002058225A1 (en) * | 2001-01-04 | 2002-07-25 | Aquadane Aps | Method and an apparatus for the control of an electric motor and the use hereof |
| JP3985792B2 (ja) * | 2004-02-13 | 2007-10-03 | 松下電器産業株式会社 | 電動機駆動装置およびそれを用いた空気調和機 |
| US7211973B1 (en) * | 2005-01-07 | 2007-05-01 | Marvell Asia Pte, Ltd. | System and process for utilizing back electromotive force in disk drives |
| US9831812B2 (en) * | 2015-02-27 | 2017-11-28 | Nutech Ventures | Direct torque control of AC electric machines |
Family Cites Families (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US3851234A (en) * | 1973-05-09 | 1974-11-26 | Gen Electric | Control system for obtaining and using the optimum speed torque characteristic for a squirrel cage induction motor which guarantees a non-saturating magnetizing current |
| US3971972A (en) * | 1975-03-14 | 1976-07-27 | Allis-Chalmers Corporation | Transistor inverter motor drive having voltage boost at low speeds |
| JPS5358610A (en) * | 1976-11-06 | 1978-05-26 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Phase-lead compensaion for dc brushless motor |
| JPS5396423A (en) * | 1977-02-01 | 1978-08-23 | Mitsubishi Electric Corp | Control system for induction motor |
| US4330741A (en) * | 1979-06-20 | 1982-05-18 | Hitachi, Ltd. | Electric control apparatus of induction motor |
| JPS57151292A (en) * | 1981-03-16 | 1982-09-18 | Fanuc Ltd | Controlling system and device for synchronous motor |
| DE3272250D1 (en) * | 1981-03-31 | 1986-09-04 | Fanuc Ltd | Method of controlling an ac motor and device thereof |
| US4575667A (en) * | 1981-06-09 | 1986-03-11 | Fanuc Ltd | AC Motor speed control apparatus |
| US4445080A (en) * | 1981-11-25 | 1984-04-24 | The Charles Stark Draper Laboratory, Inc. | System for indirectly sensing flux in an induction motor |
| DE3203911A1 (de) * | 1982-02-05 | 1983-08-11 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Verfahren zur erhoehung der maximaldrehzahl einer synchronmaschine bei vorgegebener erregerfeldstaerke und klemmspannung und schaltungsanordnung zur durchfuehrung des verfahrens |
| JPS58157384A (ja) * | 1982-03-12 | 1983-09-19 | Fanuc Ltd | 交流モ−タの駆動方式 |
| JPS58201593A (ja) * | 1982-05-18 | 1983-11-24 | Fanuc Ltd | モ−タの駆動回路 |
| JPS58205221A (ja) * | 1982-05-26 | 1983-11-30 | Toshiba Corp | 電力変換装置の電流制御方法 |
| JPS5921294A (ja) * | 1982-07-28 | 1984-02-03 | Fanuc Ltd | 同期電動機の駆動装置 |
-
1984
- 1984-04-16 JP JP59075970A patent/JPH0667257B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1985
- 1985-04-16 US US06/811,840 patent/US4703245A/en not_active Expired - Lifetime
- 1985-04-16 DE DE3590166A patent/DE3590166C2/de not_active Expired
- 1985-04-16 DE DE19853590166 patent/DE3590166T/de active Pending
- 1985-04-16 WO PCT/JP1985/000207 patent/WO1985004993A1/ja active Application Filing
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| WO1985004993A1 (en) | 1985-11-07 |
| DE3590166T (de) | 1986-05-15 |
| DE3590166C2 (ja) | 1989-09-07 |
| JPS60219987A (ja) | 1985-11-02 |
| US4703245A (en) | 1987-10-27 |
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