DE2454505C2 - Transistorisiertes Batteriezündsystem für funkengezündete Brennkraftmaschinen - Google Patents
Transistorisiertes Batteriezündsystem für funkengezündete BrennkraftmaschinenInfo
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Description
Die Erfindung betrifft ein transistorisiertes Batteriezündsystem für funkengezündete Brennkraftmaschinen,
bei dem der den Primärstrom der Zündspule schaltende Leistungstransistor von einem Impulsgeber steuerbar
ist, welcher ein sich periodisch änderndes Signal mit einer Periodendauer entsprechend der benötigten
Zündimpulsfolge liefert, mit einem von dem Impulsgeber beeinflußbaren ersten Schaltkreis zum Erzeugen
eines ersten periodischen elektrischen Signals von der Periodendauer eines Zündimpulses mit einem ersten
und einem zweiten Abschnitt und mit einem zweiten Schaltkreis zum Erzeugen eines die gleiche Periodendauer
wie das erste periodische Signal aufweisenden zweiten periodischen elektrischen Signals, welches
durch die Spannung eines Kondensators gebildet wird, der in Abhängigkeit von dem ersten elektrischen Signal
ge- und entladen wird, wobei bei Erreichen eines Schwellwerts durch die Kondensatorspannung im Verlaufe
des Entladevorgangs der Strom durch die Primärwicklung eingeschaltet und mit dem Signal des Impulsgebers
wieder abgeschaltet wird und wobei durch abnehmende Energiespeicherung des Kondensators mit
höher werdender Drehzahl der Brennkraftmaschine die Primärstrom-Ausschaltdauer verkürzt und somit die
Fließdauer des Zündspulenprimärstroms unabhängig
von der Maschinendrehzahl konstant gehalten wird.
Bei herkömmlichen Zündsystemen mit nockengesteuerten Unterbrecherkontakten ist der Einschaltwinke]
des Ziindspulenprimärstroms bezogen auf den gesamten Zündzyk'ius konstant. Dieses führt zu einer drehzahlabhängig
veränderlichen Fließdauer des Zündspulenprimärstroms, was mit erheblichen Nachteilen verbunden
ist. Die zum Aufbauen des erforderlichen Zündspuler.primärstroms notwendige Zeitspanne ist durch
die induktive Zeitkonstante der Primärwicklung der Zündspule bestimmt Demnach darf diese Zeitspanne
nicht unterschritten werden, und es ist jedoch auch sinnlos, die Zeitspanne für den Stromfluß zu verlängern, da
sich hierdurch eine Energievergeudung und ein übermäßiges Erwärmen der Zündspule ergeben.
Es war deshalb erwünscht, in einem Zündsystem für eine funkengesteuerte Brennkraftmaschine die Fließdauer
des Zündspulenprimärstroms konstant zu halten und auf eine solche Zeitspanne zu beschränken, die Iedigüeh
dazu ausreicht, daß der Zündspulenprimärstrom auf einen ausreichenden Wert ansteigt, welcher für ein
entsprechendes Zündpotential auf der Sekundärseite erforderlich ist Dabei sind im Zusammenhang mit modernen
elektronischen Zündsystemen sekundärseitig größere Werte für die Zündenergie und die Zündspannung
erwünscht
Bei einem aus der DE-OS 21 27 674 bekannten Zündsystem gemäß dem Oberbegriff ist das Problem einer
drehzahlunabhängig konstanten Fließdauer des Zündspulenprimärstroms
nur teilweise gelöst Hierbei wird beirr. Eintreffen des Impulsgebersignals in dem ersten
Schaltkreis ein Transistor durchgeschaltet, so daß sich ein geladener Kondensator über einen Widerstand entladen
kann. Dadurch wird ein normalerweise leitender Transistor eines monostabilen Multivibrators in dem
zweiten Schaltkreis gesperrt, was zu einem vorübergehenden Durchschalten eines Transistors und zu einem
Entladen des Kondensators im zweiten Schaltkreis führt Nach Beendigung des Entladungsvorgangs gelangt
der monostabile Multivibrator wieder in seinen Ursprangszustand. Während der Durchschaltzeit des
Transistors im zweiten Schaltkreis ist ein Schalttransistor für die Zündspule gesperrt. Demnach folgt dem Eintreffen
des Impulsgebersignals die Ausschaltzeit der Zündspule, die ihrerseits erst dann Strom erhält, wenn
im zweiten Schaltkreis der Transistor infolge der Entladung des Kondensators wieder gesperrt wird. Da die Ladungsmenge
dieses Kondensators bei niedriger Drehzahl größer und bei großer Drehzahl kleiner ist, ergeben
sich hierdurch entsprechend größere und kleinere Ausschaltzeiten für den Zündspulenstrom. Hierdurch
soll die Einschalt- bzw. Fließdauer des Zündspulenprimärstroms drehzahlunabhängig konstant gehalten werden.
Da jedoch die Auflade- und Entladevorgänge des Kondensators nach einer e-Funktion erfolgen, isi eine
exakte Konstanz der Fließdauer nicht erzielbar.
Bei einem Zündsystem gemäß der DE-OS 21 24 310 steuert der impulsgeber einen Steuertransistor in den
Leitjngszustand, wodurch der Spulenstrom eingeschaltet wird. Ein Transistor sorgt in Verbindung mit zugehörigen
Schaltungsteilen für ein spulenstromabhängiges Vorspannen des Steuertransistors, was einer Rückkopplung
entspricht und dazu führt, daß das Einschalten des Spulenstroms durch Vorspannungsänderung des Steuertransistors
nur so lange erfolgt, bis sich ein bestimmter Spulenstrom aufgebaut hat.
Bei einem Zündsystem gemäß der DE-OS 23 07 443 erfolet bei höheren Drehzahlen mittels einer Verweilzeit-Rückkopplungssteuerung
eine rückkopplungsabhängige Bezugsniveau-Steuerung für einen Impulsgeber, um eine konstante Einschaltdauer zu erzielen.
Ausgehend von einem Zündsystem gemäß dem Oberbegriff bzw. der DE-OS 21 27 674 liegt der vorliegenden
Erfindung die Aufgabe zugrunde, die bekannte Einrichtung so abzuwandeln, daß die Einschaltdauer des
Zündspulenprimärstroms in exakt bestimmbarer Weise drehzahlunabhängig konstant gehalten werden kann,
ohne daß hierzu Schaltungsrückkopplungen erforderlich sind.
Zur Lösung der gestellten Aufgabe zeichnet sich ein Batteriezündsystem der im Oberbegriff genannten Art
erfindungsgemäß dadurch aus, daß die ersten Abschnitte des ersten Signals des ersten Schaltkreises jeweils eine
Zeitdauer haben, die einem konstanten Bruchteil der Periodendauer des zugehörigen Zündimpulses entspricht,
und daß der Kondensator des zweiten Schaltkreises während eines jeden ersten Abschnitts des ersten
Signals durch eine Konstantstrom-Ladeeinrichtung geladen und unmittelbar danach während eines jeden
zweiten Abschnitts des ersten Signals durch eine Konstantstrom-Entladeeinrichtung
vollständig entladen wird.
Demnach dient der erste Schaltkreis zum Erzeuger, eines ersten periodischen Signals mit einem winkelkcnstanten
ersten Abschnitt, während der zweite Schaltkreis hieraus über die Konstantstrom-Lade- und Entladeeinrichtungen
für den Kondensator eine Konstantzeit-Ansteuerung des Zündspulenprimärstroms versieht
Wegen der zeitlich linearen Spannungsänderung an dem Kondensator ergibt sich eine exakte drehzahiunabhängige
Einschaltdauer für den Zündspulenstrom. Wenn die Drehzahl ansteigt, wird der erste Abschnitt
des ersten Signals aufgrund der Winkelkonstanz kürzer, so daß der Kondensator auf ein kleineres Spannungsniveau
aufgeladen wird und der Entladevorgang trotz der verkürzten Periodendauer innerhalb derselben
beendet werden kann. Durch die Verwendung der Konstantstromeinrichtungen lassen sich lineare Lade-
und Entladevorgänge erzielen, die im vorliegender. Fa'l in sehr einfacher Weise eine Drehzahlunabhängigkeit
der Einschaltdauer des Zündspulenstroms ohne Verwendung von Schaltungsrückkoppiungeri ermöglichen.
Die Erfindung weiter ausbildende Merkmale ergeben sich aus den Unteransprüchen.
Die Erfindung wird nachstehend in Verbindung mit einem bevorzugten Ausführungsbeispiel an Hand der
Zeichnung näher erläutert. Es zeigt
so F i g. 1 ein Schaltbild des elektronischen Zündsystems gemäß der Erfindung in einer bevorzugten Ausführungsform,
F i g. 2 ein über der Zeit aufgetragenes Diagramm von verschiedenen Spannungswellenformen und einer
Stromwellenform, die an verschiedenen Stellen in der Schaltung nach Fig. 1 auftreten und solche Wellenformen
darstellen, wie sie bei einer Betriebsdrehzahl einer Brennkraftmaschine von etwa 600 U/Min, d. h. einer
typischen Leerlaufdrehzahl auftreten, wobei die Spannungswellen über Massepotential aufgetragen sind,
Fig. 3 ein Diagramm mit dem. Verlauf des durchschnittlichen Stromverlaufs in der Primärwicklung der
Zündspule in Abhängigkeit von der Maschinendrehzahl und
F i g. 4 ein Diagramm mit dem Verlauf der Spannung in der Sekundärwicklung der Zündspule in Abhängigkeit
von der Maschinendrehzahl.
In F i g. 1 ist eine in ihrer Gesamtheit mit iO bezeich-
In F i g. 1 ist eine in ihrer Gesamtheit mit iO bezeich-
nete Schaltung eines elektronischen Zündsystems für eine nach dem Otto-Prinzip arbeitende Brennkraftmaschine
abgebildet Das Schaltbild zeigt eine Gleichstromquelle, die vorzugsweise die 12 Volt Batterie eines
Kraftfahrzeugs ist, deren negative Klemme 14 an Masse angeschlossen ist und deren positive Klemme 16 an
einen Zündschalter 18 herangeführt ist. Der Zündschalter 18 hat einen »Aus«-Kontakt 20, einen »Lauf«-Kontakt
22 und einen »Anlaß«-Kontakt 24. Wenn sich der Zündschalter 18 in der »Lauf«-Stellung befindet, wird
elektrisches Potential zu einer Leitung 26 geführt. Es wird auch dann elektrisches Potential zur Leitung 26
geführt, wenn sich der Zündschalter in der »Anlaß«- Stellung befindet In der letzteren Stellung wird das
elektrische Gieichspannungspotentia! zürn Anlaßsystcm !5
(nicht dargestellt) der Maschine geführt, um diese anzudrehen.
Das elektronische Zündsystem 10 hat einen Eingangskreis 30 zur Erzeugung eines periodischen elektrischen
Signals V/„ mit einer Periode gleich dem Zündzyklus
der Maschine. Das Zündsystem 10 enthält ferner einen ersten Schaltkreis 32 zur Erzeugung eines elektrischen
Signals, das einen ersten Abschnitt und einen zweiten Abschnitt aufweist, wobei der erste Signalabschnitt
einen vorgestimmten Bruchteil oder Winkelbetrag des vom Eingangskreis 30 erzeugten periodischen
elektrischen Signals wiedergibt. Der erste Schaltkreis 32, im folgenden Konstantwinkel-Erzeugerkreis genannt
erzeugt Spannungssignale Vl, V2 und V3, welche den derart in F i g. 2 bezeichneten Wellenformen entsprechen.
Das Ausgangssignal V3 des Konstantwinkel-Erzeugerkreises
32 wird einem zweiten Schaltkreis 34, im folgenden Konstantverweilzeit-Erzeugerkreis genannt,
zugeführt, der ein elektrisches Signal V4 erzeugt, welches
die Zündsystem-Verweilzeit bestimmt. Durch geeignete Bemessung der Schaltungskomponenten kann
die Verweilzeit über einen Bereich von Maschinendrehzahlen konstant gehalten werden. Das Ausgangssignal
V5 des Verweilzeit-Erzeugerkreises 34 wird einem Ausgangskreis
36 zugeführt, der eine Halbleiterschalteinrichtung enthält, welche in Reihe mit der Primärwicklung
42 einer Zündspule 44 geschaltet ist. Bei Verwendung in einem Zündsystem für eine Mehrzylinder-Brennkraftmaschine
kann die Sekundärwicklung 46 der Zündspule in üblicherweise mit einem Hochspannungsverteiler
(nicht dargestellt) zur aufeinanderfolgenden Versorgung der verschiedenen Zündkerzen mit dem
Zündpotentia! V6 verbunden sein.
Der Kreis 38 dient zur Begrenzung des Stroms in der Primärwicklung 42 der Zündspule auf einen vorbestimmten
Höchstwert Ein Stromunterbrecherkreis 40 hat die Aufgabe, einen Stromfluß in der Primärwicklung
42 der Zündspule zu verhinden, wenn die Drehzahl der Kurbelwelle der Maschine unterhalb eines vorbestimmten
Wertes einschließlich Null liegt Dieser Kreis verhindert die Vergeudung von elektrische Energie und
die Erwärmung der Zündspule und anderer Schaltungskomponenten, wenn die Maschine beispielsweise zu
einer Zeit außer Betrieb ist, in welcher sich der Zündschalter in der »Lauf«-Stellung befindet, wie dies auftreten
mag, wenn die Maschine »wegbleibt« oder abgewürgt wird oder wenn der Zündschalter aus anderen
Gründen in der »Lauf«-Steilung für beträchtliche Zeitspannen belassen wird.
Das Zündsystem 10 enthält ferner einen Spannungsreglerkreis 28, der mit Gleichspannungspotential von
der Leitung 26 aus versorgt wird. Dieses Gleichspannungspotential wird über eine Leitung 50 unmittelbar
der oberen Klemme 52 der Primärwicklung 42 der Zündspule zugeführt und gelangt über eine Leitung 54
zur Kollektorelektrode eines Transistors Qt im Spannungsreglerkreis 28. Zwischen einer Leitung 44 und
Masse ist ein aus einem Widerstand R\y und einer Zenerdiode
D\ bestehender Spannungsteiler geschaltet. Der gemeinsame Anschluß zwischen der Kathode der
Zenerdiode D\ und dem Widerstand R\j ist an die Basis
des Transistors Qs für deren Basis Ansteuerung angeschlossen. Die Zenerdiode D\ hat vorzugsweise eine nominale
Umkehr-Zusammenbruchsspannung von 5,6 Volt. Somit steht an einer an dem Emitter des Transistors
Qs angeschlossenen Leitung 56 ein von der Zenerdiode
D\ geregeltes Gleichspannungspotential von etwa 5 Volt aufgrund des Basis-Emitter-Spannungsabfalls
am Transistor Qg an. Diese Gleichspannung wird durch einen Filterkondensator C2, der zwischen der Leitung
56 und Masse angeschlossen st, die glättet Die niedrige geregelte Gleichspannung an der Leitung 56
wird einer Leitung 58 zugeführt, welche die Kreise 32, 34 und 36 versorgt. Diese an der Leitung 58 auftretende
geregelte Spannung wird ferner über eine Leitung 60 dem Kreis 38 zugeführt Das Massebezugspotential für
die Kreise 30,32,34,36,38 und 40 wird durch die Leitungen
62 und 64 hergestellt
Wenngleich dies auch nicht wesentlich ist, enthält der Kreis 30 zur Erzeugung eines periodischen elektrischen
Signals mit einer Periodendauer gleich dem Zündzyklus der Maschine einen magnetischen Impulsgenerator mil
einer rotierenden Zahnscheibe 66, die in der Nähe einer Abgriffspule 68 mit einem Magnetpolstück 70 angeordnet
ist Die Zahnscheibe 66 hat so viel Zähne, wie die Brennkraftmaschine Zylinder besitzt, die zu zünden
sind. In einer Achtzylinder-Viertakt-Maschine mit hin- und hergehenden Kolben hat die Zahnscheibe 66 achi
Zähne und wird von der Nockenwelle der Maschine angetrieben, die mit halber Kurbelwellendrehzahl arbeitet
Jedesmal wenn ein Zahn am Polstück 70 vorbeiläuft wird ein Wechselspannungssignal V/„ mit einer Periodendauer
gleich dem Zündzyklus der Maschine erzeugt Dieser Signalerzeugermechanismus ruft die Wellenform
ν,η an den Klemmen der Abgriffsspule 68 hervor
von denen eine Klemme mit der Masseleitung 64 verbunden ist und die andere Klemme den Eingang für den
Kreis 32 bildet Der Verlauf der Spannung Vin ist in
F i g. 2 dargestellt, das alle in F i g. 2 gezeigten Wellenformen, die an verschiedenen Stellen des Zündsystems
10 auftreten, gegenüber Massepotential aufgetrager sind Die Wellenformen gelten also auch für eine Achtzylinder-Viertaki-Maschinc,
die bei 600 U/Min, arbeitet, d. h. einer Drehzahl, bei welcher die Zündzyklusdauer
25 msec, beträgt
Der Kreis 32 zur Erzeugung eines elektrischen Signali
mit einem Abschnitt, der einen konstanten Winkel odei Bruchteil des Eingangssignals Vjn wiedergibt, enthäl·
einen Vergleicher A\, dessen negativer oder Umkehreingang mit dem elektrischen Signal Vjn über einen Eingangswiderstand
R2 versorgt wird. Der positive Eingang
des Vergleichers A\ ist über einen Eingangswiderstand R3 an Masse angeschlossen. Eine Schottky-Diode
D2 ist mit ihrer Kathode an den negativen Eingang des
Vergleichers A] und mit ihrer Anode an die Masseleitung
64 angeschlossen. Eine Diode D3 ist mit ihrei
Anode an den negativen Eingang des Vergleichers A und mit ihrer Kathode an Masse angeschlossen. Eir
Filterkondensator Q ist parallel ziar Abgriffsspule 6i
geschaltet Eine Konstantstromquelle Z1, die aus zwe
pnp-Transistoren besteht, ist mit den Emittern dieser Transistoren zusammengeschaltet und gleichzeitig mit
der Niederspannungs-Versorgungsleitung 58 über eine LeHung 72 verbunden. Die Basiselektroden dieser beiden
Transistoren sind miteinander verbunden, und der Kollektor des einen Transistors ist an die gemeinsame
Transistorbasis angeschlossen, und diese gemeinsame Verbindung liegt über einen Widerstand Ra an der Masseleitung
64. Der Kollektor der einen dieser Konstantsiromtransistoren ist über eine Leitung 74 an den Ausgang
des Vergleichers A\ und die Kollektorelektrode eines Transistors Q\ angeschlossen, dessen Emitter mit
der Masseleitung 64 verbunden ist
Die Basis des Transistors Qi ist über einen Strombegrenzungswiderstand
/?6 mit einem Anschlußpunkt verbunden, an welchem das Spannungssignal V3 auftritt,
welches zwischen einem Widerstand A7 und der Kollektorelektrode
eines Transistors Q2 gebildet wird, dessen Emitter an die Masseleitung 64 angeschlossen ist. Die
Basis des Transistors Q2 ist über eine Leitung 76 mit der
Kollektorelektrode des einen der beiden pnp-Transistoren in einer weiteren Konstantspannungsquelle I2 verbunden.
Die Konstantspannungsquelle I2 ist in ähnlicher Weise wie die Konstantspannungsquelle Ix geschaltet,
indem die Basen ihrer beiden Transistoren zusammengesch'ossen und an die Masseleitung 64 über einen
Widerstand R5 geführt sind. Die Stromquellen Ix und I2
sind an die entgegengesetzten Enden eines Kondensators C3 angekuppelt, wobei das eine Ende dieses Kondensators
C3, an dem das Spannungssignal Vl auftritt,
mit dem Ausgang des Vergleichers Ax und das andere
Ende des Kondensators C3, an dem das Spannungssignal V2 auftritt, mit der Basis des Transistors Q2 verbunden
sind.
Der Konstantstromerzeuger Ix erzeugt einen konstanten
Stromfluß durch den Widerstand Ra. Es läßt sich mathematisch nachweisen, daß der Konstantstromerzeuger
Ix einen Strom in der Leitung 74 erzeugt, dessen
Größe sehr nahe bei der des Stroms durch den Widerstand R liegt, in ähnlicher Weise erzeugt der Konstantstromgenerators
I2 einen Strom in seiner Leitung 26, der gleich dem ständig vorhandenen Stromfluß im
Widerstand Rs ist Vorzugsweise ist der Strom durch
die Leitung 76 des Konstantstromerzeugers I2 doppelt
so groß wie der in der Leitung 74 vom Konstantstromerzeuger Ix hervorgerufene Strom.
Die Aufgabe des Vergleichers Ax besteht darin, die
Nulldurchgangspunkte, und zwar sowohl die zum positiven wie die zum negativen Bereich der Eingangswellenform
Vin zu ermitteln. Der Vergleicher A\ ist vorzugsweise
eine integrierte Schaltung, die an ihrem Ausgang einen Schalttransistor aufweist, der einen Offenkreiszustand
am Vergleicherausgang hervorruft, wenn das seinem negativen Eingang zugeführte Signal negativer
ist als das seinem positiven Eingang zugeführtes Signal. Wenn andererseits das dem negativen (Umkehr-)
Eingang des Vergleichers zugeführte Signal positiver als das dem positiven Vergleichereingang zugeführte Signal
ist, dann befindet sich der Vergleicherausgang im wesentlichen auf Massepotential.
Die magnetische Abgriffwicklung 68 ist mit einer ihrer Klemmen über den Eingangswiderstand R3 an den
positiven Eingang des Vergleichers Ax angeschlossen.
Somit befinden sich diese Abgriffswicklungsklemme und der positive Eingang des Vergleichers auf einem
Bezugs-Massepotential. Wenn die obere Klemme der Abgriffwicklung 68 positiv in bezug auf deren untere
Klemme ist, dann erzeugt diese Spannung einen Stromfluß durch den Eingangswiderstand R2 und die
Diode D3. Folglich tritt, sobald das Signal Vin das Nuii-
oder Massepotential in positiver Richtung kreuzt, eine positive Spannung am negativen Eingang des Vergleichers
Ax auf, wobei dieser Eingang positiv in bezug auf
das am positive Bezugseingang des Vergleichers A\ auftretende Massepotential ist, und der Vergleicherausgang
geht auf Massepotential. Die Diode D3 begrenzt die am negativen Eingang des Vergleichers auftretende
Spannung auf den Dioden-Spannungsabfall, angenähert 0,6 Volt Wenn das Signal V/„ in negativer Richtung
durch Null geht, fließt Strom durch die Diode D1 und
den Widerstand R2 entgegengesetzt zur vorgeschriebenen
Richtung, und der negative Eingang des Vergleichers Ax wird negativ in bezug auf das Bezugs-Massepotential
an seinem positiven Eingang. Deshalb wird der Vergleicherausgang in einen Offenkreis-Zustand umgeschaltet.
Die Schottky-Diode D2 begrenzt die Spannung am negativen Eingang des Vergleichers A\ auf angenähert-0,4
Volt
Unmittelbar bevor der Vergleicherausgang offengeschaltet wird, wird der Transistor Q2 leitend, und die
Spannung V2 an seiner Basis wird gleich dem Basis-Emitter-Spannungsabfall
am Transistor Q2, nämlich einer Spannung von etwa 0,6 Volt. Wenn der Ausgang
des Vergleichers A\ negativen Nulldurchgang der Spannung V;„ den Offenzustand einnimmt, liefert die
Konstantstromquelle Ix ihren konstanten Strom durch
die Leitung 74 zum Kondensator C3 und lädt diesen auf
die in F i g. 1 angegebene Polarität auf, wobei dieser Strom durch die Basis-Emitter-Verbindung des Transistors
Q2 fließt Der Kondensator C3 lädt linear auf und
erzeugt den linear ansteigenden Abschnitt der Spannung Vi, welcher sich solange fortsetzt, wie der Ausgang
des Vergleichers Ax im offenen Zustand verbleibt. Die
Spannung V2 an der entgegengesetzten Klemme des Kondensators C3 verbleibt während dieser Zeit bei
0,6 Volt Wenn die Ausgangsspannung des Vergleichers Ai beim positiven Nulldurchgang der Eingangsspannung
Vjn auf Massepotential geht, sinkt die Spannung V,
plötzlich auf dieses Massepotential ab, wodurch die entgegengesetzte Klemme, an der das Signa! V2 auftritt,
veranlaßt wird, auf etwa —3,4 Volt abzusinken, wobei in diesem Fall angenommen ist, daß die Maschine mit
etw 600 U/Min, läuft und die sich linear ändernde Spannung Vi auf etwa 4 Volt angestiegen ist Wenn die Spannung
V2 negativ gegenüber dem Massepotential wird, schaltet der Transistor Q2 aus, und die Spannung V3, die
die Ausgangsspannung des Kreises 32 ist, steigt plötzlieh
auf eine Höhe nahe der Speisespannung von 5,0VoIt Der Transistor Ci wird völlig leitend, und
gleichzeitig beginnt sich der Kondensator C3 in entgegengesetzter
Richtung von der Konstantstromquelle I2 aufzuladen, die in ihrer Leitung 36 einen kostanten
Strom von doppelter Höhe als demjenigen liefert, der von der Konstantstromquelle /1 erzeugt wird. Der
Strom aus der Quelle I2 fließt durch die Leitung 76, den
Kondensator C3 und den Kollektor-Emitter-Pfad des Transistors Q\. Dieses Aufladen des Kondensators C3 in
umgekehrter Richtung ruft den sägezahnförmigen ersten Abschnitt der Wellenform V2 in F i g. 2 hervor. Die
Spannung V2 steigt linear mit der doppelten Neigung gegenüber dem linear anwachsenden Abschnitt der
Spannungswelle Vi an, weil der von der vom Konstantstromerzeuger I2 erzeugte Strom doppelt so groß wie
jener ist, der vom Konstantstromerzeuger /1 erzeugt wird. Die Spannung V2 wächst bis auf 0,6 Volt, d. h. den
Basis-Emitter-Spannungsabfall des Transistors Q2 in
einer Zeitspanne an, die gleich der einen Hälfte derjenigen ist, die erforderlich ist, um den Kondensator C3
durch die Konstantstromquelle I\ aufzuladen.
Da der Kondensator C3, wenn er von der Konstantstromquelle
/1 aufgeladen wird, einen konstanten Strom während eines Intervalls gleich der Zeit zwischen den
Nulldurchgängen des Eingangssignals V,„ aufnimmt und
weil ein Nulldurchgang am Ende jeder Halbwelle des Eingangssignals V/„ auftritt, ist die zur Aufladung des
Kondensators C3 in entgegengesetzter Richtung von
dem Konstantstromerzeuger h her erforderliche Zeit immer gleich einem Viertel oder 25% der Periode des
elektrischen Eingangssignals V1n das in der Abgriffwicklung
38 des magnetischen Impulsgenerators erzeugt wird.
Wenn das Signal Vz 0,6 Volt erreicht, wird der Transistor
Q2 leitend, und die Spannung V3 sinkt auf das Sättigungsniveau
des Transistors Qz ab. Dadurch wird das Signal V3 ein periodisches Signal mit einem ersten Abschnitt,
der aus einem Impuls mit einer Dauer von einem Viertel oder 25%, nämlich einem bestimmten
Bruch, der Periodendauer des elektrischen Eingangssignals Vin hat Änderungen in der Maschinendrehzahl werden
diesen Bruchwert des ersten Abschnittes des Signals V3 im Verhältnis zur Periodendauer des Eigangssignals
V«, nicht ändern. Somit erzeugt der Kreis 32 ein elektrisches Signal mit einem konstanten Winkel, d. h.
90° vom periodischen Eingangssignal.
Wenn der Transistor Q2, wie vorbeschrieben, leitend
wird, wird der Transistor Qi nichtleitend, wie dies zu
Anfang in dieser Beschreibung angenommen worden war. Der Transistor Qi hindert Ausgleichsspannungen
am Eingang daran, die Aufladung des Kondensators C3 vom Konstantstromerzeuger h zu beeinflussen.
Der Kreis 34 zur Erzeugung eines elektrischen Signals für die konstante Verweilzeit hat einen Konstantstromerzeuger,
der aus zwei pnp-Transistoren besteht, die ebenso wie die Transistoren in den Konstantstromquellen
/1 und /2 geschaltet sind. Die Konntantstromquelle /3 erzeugt einen Strom in einem Widerstand Rg,
wenn der Kollektor-Emitter-Ausgangskreis des Transistors Q3 leitend ist Der Strom in der Kollektorleitung 78
der Konstantstromquelle I3 ist konstant und nahezu
gleich dem Stromfluß im Widerstand Rg. Die Basis des Transistors Q3 ist über einen Widerstand Rw an dem
Kollektor des Transistors Qi angeschlossen, an welchem
das Spannungssignal V3 auftritt Das Signal V3
wird ferner über einen Widerstand Rn an die Basiselektrode
eines Transistors Q4 geführt Der Emitter des Transistors Q* ist an Masse angeschlossen, und sein Kollektor
ist mit dem Ausgang eines Vergleichers Az verbunden. Der Vergieicherausgang ist über eine Leitung
30 an die zwischen der Anode einer Diode D5 und einer
Klemme eines Widerstands i?is gebildeten Verbindung
angeschlossen. Die andere Klemme des Widerstands Rib Hegt an der Niederspannungsversorgungsleitung
58. Die Kathode der Diode D5 ist über einen Widerstand
Ru an eine Klemme eines Widerstandes Ri3 angeschlosssen,
dessen andere Klemme mit der Niederspannungsversorgungsleitung 58 verbunden ist Die zwischen
den Widerständen Ai3 und RH bestehende Verbindung
ist über eine Leitung 82 mit den zusammengeschalteten Basen eines Paares von npn-Transistoren innerhalb
eines Konstantstromauslasses /4 verbunden. Die beiden npn-Transistoren im Konstantstromauslaß /4 liegen
mit ihren Emittern zusammen an einer Leitung 84, die zur Masseleitung 64 führt Der Kollektor des einen
der pnp-Transistoren ist an die zusammengeschalteten Basen der Transistoren angeschlossen, und der Kollektor
des anderen Transistors ist über eine Leitung 86 mit dem negativen Eingang eines Vergleichers Az verbunden.
Der Kontantstromauslaß U ist somit derart geschaltet, daß der Strom in seiner Leitung 86 nahezu gleich
dem Strom in seiner Leitung 82 ist. Vorzugsweise ist der von der Konstantstromquelle I3 in der Leitung 78 erzeugte
Strom etwas geringer oder gleich dem Vierfachen des konstanten Stroms in der Leitung 86 des Konto
stantstromauslasses. Die Leitung 86 ist über eine Leitung 88 an eine Klemme eines Kondensators G geführt
Die Leitung 78 von der Konstantstromquelle I3 ist
ebenso mit dieser Kondensatorklemme verbunden. Die andere Klemme des Kondensators G liegt an der Masseleitung64.
im Betrieb des Konstantverweilzeit-Kreises 34 wird der Transistor Q3 voll leitfähig gemacht, wenn das periodische
elektrische Signal V3 auf sein höheres Spannungsniveau zu Beginn des ersten oder Konstantwinkel-Abschnitts
dieser Wellenform ansteigt. Dies veranlaßt die Konstantstromquelle I3, ihren konstanten
Stromfluß in der Leitung 78 zu erzeugen. Angenähert drei Viertel dieses Stroms fließen in den Kondensator
G und laden ihn in der angegebenen Polarität auf; der Rest des Stroms aus der Konstantstromquelle I3 in
Höhe eines Betrags, der gleich dem Strom aus dem Konstantstromauslaß U ist, fließt durch die Leitung 88
und die Leitung 86 zur Masse. Dadurch wird der Kondensator G in einem gleichbleibenden Ausmaß während
der Konstantwinkelzeit, d. h. 25% der Dauer des periodischen Eingangssignals V« linear aufgeladen, und
am Ende dieser Zeit wird ein Spannungsniveau erreicht sein, das umgekehrt proportional der Maschinendrehzahl
ist und bei etwa 6000 U/Min, angenähert 4,0 Volt betragen kann. Wenn der erste Abschnitt des Konstantwinkelsignals
V3 endet und diese Spannung V3 ein niedriges
Niveau von etwa 0,1 Volt annimmt, wird der Transistor Q3 nichtleitend, und der Kondensator G beginnt
sich über die Leitung 88 und die Leitung 86 des Konstantstromauslasses U zu entladen, wobei diese Entladung
mit der festen Stromgröße des Konstantstromauslasses /4 erfolgt Der Verlauf der Spannung V4, der an
der positiv bezeichneten Klemme des Kondensators G auftritt, ist in F i g. 2 veranschaulicht Es läßt sich ersehen,
daß die Wellenform V4 einen sich linear ändernden ersten Abschnitt 90 aufweist, der die konstant anwachsende
Ladungsansammlung am Kondensator G darstellt, die mit dem ersten Konstantwinkelabschnitt des
periodischen Signals V3 zusammenfällt Während der Entladung des Kondensators G über den Konstantstromabfluß
/4 nimmt die Welle Vt, von ihrem Maximalwert, der bei einem festen Winkelpunkt 92 im Zündzyklus auftritt,
linear zu einem Punkt 94 hin ab.
Die Verweilzeit Γ des Zündsystems beginnt im Punkt
94 der Welle V4. Aus später erklärten Gründen treten
die Sekundärspannungen V6 an der Hochspannungsseite der Zündspule immer am Ende des Zündzyklus auf, was
den positiven Nulldurchgängen des Eingangssignals Vm
entspricht Deshalb ist es einleuchtend, daß die Verweilzeit in Lauf gesetzt wird, wenn der Punkt 94 erreicht ist,
und daß eine solche Verweilzeit immer an einem festen Punkt im Zündzyklus zu Ende geht Somit ist die Verweilzeit
die Länge der Zeit Γ zwischen dem Punkt 94 auf dem mit 100 angegebenen Schwellenniveau in der
Welle V4 und dem Ende des Zündzyklus. Die Neigung
des Abschnitts 96 der Welle V4, der die Entladung des
Kondensators G durch den Konstantstromabfluß /4 darstellt,
ist für alle Maschinendrehzahlen innerhalb eines
vorbestimmten Bereichs konstant. Vorzugsweise wird die Neigung des Wellenabschnitts 96 derart ausgewählt,
daß das Nullspannungsniveau am Ende 104 des Zündzyklus auftreten würde, wenn es sich bis zum Erreichen
des Nullspannungsniveaus fortsetzen könnte. Es läßt sich somit aus dem gestrichelten Abschnitt 98 der
Welle V4 ersehen, daß dies der Fall ist. In Wirklichkeit
veranlassen die Diode D5 und der Widerstand Am in
Verbindung mit dem Vergleicher A2 die Spannung, Null
vor dem Ende des Zündzyklus zu erreichen, wie dies durch den ausgezogenen Abschnitt der Welle V4 im Bereich
unterhalb des Schwellenniveaus 100 gezeigt ist. Dies ist deshalb vorgesehen, um sicherzugehen, daß die
Spannung und die Ladung am Kondensator C4 tatsächlich
vor dem Ende des Zündzyklus abnehmen. Da jedoch die Verweiizeit im Punkt 94 beginnt, ist eine frühere
Entladung des Kondensators inkonsequent mit Bezug auf die vom Kreis 34 entwickelte Verweilzeit.
Wenn der Abschnitt 96 der Spannungswelle V4 mit
einer Neigung ausgewählt wird, die zu einem Erreichen des Nullpotentials am Ende des Zündzyklus führen würde,
ist das Verweilzeitsignal Vs am Ausgang des Vergleichers
A2 über einen Bereich der Maschinendrehzahl konstant. Dies geschieht, weil die Neigung des zweiten
Abschnitts % der Welle von dem Konstantstromabfluß herrührt und notwendigerweise unabhängig von der
Maschinendrehzahl ist. Die Stelle 94 befindet sich an einer festen Spannungsschwelle 100, und die Verweilzeit
T ist gleich dem gestrichelt eingezeichneten Spannungsabschnitt 98, multipliziert mit dem Kosinus des
Winkels zwischen diesem Abschnitt und dem Nullspannungs-(Masse-) Bezugspotential. Mit anderen Worten,
der Abschnitt 98 ist eine Konstante wegen des festen Schwellenwerts iöO, und der Winkel zwischen diesem
Abschnitt und dem Nullspannungsniveau muß wegen der konstanten Neigung des zweiten Spannungsabschnittes
96 unabhängig von der Maschinendrehzahl sein. Wenn die Maschinendrehzahl zunimmt, nimmt die
konstante Verweilzeit T einen immer größeren Anteil des gesamten Zündzyklus ein. Auf andere Weise ausgedrückt,
der Kondensator Ct lädt bei höheren Maschinendrehzahlen bis zu einem Spannungsniveau 92 auf, welches
unter demjenigen liegt, auf das er bei niedrigeren Maschinendrehzahlen aufgeladen wird, und es wird deshalb
mit der konstanten Entladungsrate des Kondensators Ca der Punkt 94 an dem Schwellenniveau 100 früher
im Zündzyklus erreicht, als dies der Fall bei niedrigeren Maschinendrehzahlen ist. Dies führt zur Aufrechterhaltung
einer konstanten Verweilzeit
Wenn der Absolutwert der Neigung des zweiten Abschnittes 96 der Spannungswelle V4 derart vergrößert
werden soü, daß das Ende der gestrichelten Linie 98 das
Null-Bezugspotential vor dem Ende 104 des Zündzyklus erreicht, zu welcher Zeit die Sekundärspannung an der
Hochspannungswicklung der Zündspule auftritt, wird die Verweilzeit in begrenztem Ausmaß veränderlich.
Die Zeit zwischen dem Auftreten des Punktes 94 an dem Spannungsschwellenniveau 100 und dem Ende des Abschnitts
98 bleibt konstant, jedoch würde das Ende des Abschnittes 98 vor dem Ende 104 des Zündzyklus liegen.
Die Zeit zwischen dem Ende des Abschnittes 98 und dem Ende des Zündzyklusses würde dann variabel und
umgekehrt proportional zur Maschinendrehzahl seia Um Probleme in Verbindung mit Spannungsrückkopplungen
zu vermeiden, müssen die Spannungswelle V4 und die Ladung des Kondensators das Nullniveau vor
dem Ende des Zündzyklus erreichen.
Der Vergleicher A2 ist mit seinem positiven Eingang
an ein festes Bezugspotential angeschlossen, das von der Verbindung dieses Eingangs mit der gemeinsamen
Verbindungsstelle des aus den Widerständen R\s und Ru gebildeten Spannungsteilers begründet ist. Dies ist
die Schwellenspannung 100 für die Spannungswelle V4.
Der negative Eingang des Vergleichers A2 ist das
ν,-Spannungssignal, das an der oberen Klemme des
Kondensators Ci auftritt Wenn die Kondensatorspannung
oberhalb des Schwellenniveaus 100 liegt, ist der
ίο negative Eingang zum Vergleicher A2 positiv in bezug
auf das Schwellenpotential am positiven Eingang, und der Ausgang des Vergleichers Αϊ befindet sich sehr nahe
am Massepotential. Zu diesem Zeitpunkt ist der Transistor Q4 nichtleitend, weil das an seine Basis über den
Widerstand Rn herangeführte Spannungssignal V3
wegen des leitfähigen Zustandes des Transistors φ gemäß vorstehender Beschreibung niedrig ist Wenn
der negative Eingang des Vergleichers Ai das von der
durch den positiven Eingang am Vergleicher A2 aufgegebenen
Bezugsspannung begründete Schwellenpotential 100 erreicht und dann leicht unter dieses absinkt,
wird der Ausgang des Vergleichers Αχ dann ein offener
Kreis, und die Spannung V5 an diesem Ausgang steigt auf etwa 3,5 Volt. Dies geschieht im Punkt 102 der Spannungswelle
V5.
Wenn sich die Spannungswelle V5 an ihrem unteren
Spannungsniveau befindet, wird die Diode Ds umgekehrt vorgespannt, und es kann kein Strom durch den
Widerstand Ru und die Diode Dh fließen. Jedoch wird
an Punkt 102 der Spannungswelle V5 die Anode der
Diode D5 stärker positiv als deren Kathode, und dies
führt zu einem Stromfluß durch diese Diode und den Widerstand Am in der Leitung 82 zum Konstantstromabnuß
Z4. Dies erhöht den Stromfluß durch die Leitung
82 in den Konstantstromabfluß /4 und vergrößert folglich den in der Leitung 86 fließenden konstanten Strom,
der immer sehr nahe gleich dem Strom in der Leitung 82 sein muß. Da der Strom in der Leitung 86 vom Kondensator
Ct aufrechterhalten wird, drückt sich die gesteigerte Entladung dieses Kondensators in der Spannungswelle V4 durch das starke vollständige Abfallen aus, das
nach Erreichen des Schwellenpunktes 94 auftritt Diese gesteigerte Kodensatorentladungsrate stellt sicher, daß
sein Ladungs- und Spannungsniveau vor dem Ende des Zündzyklus Null erreicht
Das Verweilzeitsignal V5 steigt auf sein hohes Niveau
im Punkt 102, wie vorbeschrieben, an und kehrt zu seinem niedrigen Niveau am Ende 104 des Zündzyklus zurück,
weil der Transistor Q4 in diesem Punkt aufgrund des Niveauanstiegs des Spannungssignals V3 vollständig
leitend wird, der am Ende des Zündzyklus auftritt und dem positiven N'uiidurchgangspunkt des Eingangssignals Vin entspricht
Der Ausgangskreis 36 besteht aus einem Transistorpaar
Q7 in Darlington-Schaltung. Der Kollektor-Emitter-Kreis
des Ausgangstransistors der Darlington-Schaltung ist in Reihe mit der Primärwicklung 42 der
Zündspule und in Reihe mit einem Widerstand Rx, geschaltet
Der Widerstand R29 hat einen sehr niedrigen
Widerstandswert Weiterhin ist ein Kondensator C7 mit einem Ende an die gemeinsamen Kollektoranschlüsse
der Darlington-Transistoren Qr und mit dem anderen Ende an die Masseleitung 64 angeschlossen. Zwei
Zenerdioden Dt, und Dj sind zueinander in Reihe zwisehen
den Basis- und Kollektorelektroden des Eingangstransistors der Darlington-Schaltung Qi geschaltet
Die Basiselektrode dieses Eingangstransistors ist über eine Leitung 106 an den Kollektor eines Transistors Q6
angeschlossen. Der Emitter des Transistors Qe ist mit
der Masseleitung 64 verbunden, und sein Kollektor liegt über einen Wider-land R23 an der Niederspannungsversorgungsleitung
58. Die Basis des Transistors Qe, ist über einen Strombegrenzungswiderstand Rn an
den Kollektor eines Transistors Qs angeschaltet, dessen Emitter an der Verbindungsstelle zwischen den Darlington-Transistoren
Q, und dem Widerstand R39 Hegt Der
Kollektor des Transistors Qs ist ebenfalls über einen
Widerstand an die Niederspannungsversorgungsleitung 58 angeschlossen. Die Basis des Transistors Qs ist
über einen Strombegrenzungswiderstand Rig mit dem
Ausgng des Vergleichers A2, an welchem das Verweilzeitsignal
Vs auftritt verbunden.
Wenn das Verweilzeitsignal V5 auf niedrigem Spannungsniveau steht, ist die Basis-Emitter-Verbindung des
Transistors Qs umgekehrt vorgespannnt, und der Transistor ist nichtleitend. Der Kollektor des Transistors Qs
befindet sich in diesem Zeitpunkt auf einem Potential nahe dem der Niederspannungsversorgungsleitung 58,
und die Basis-Emitter-Verbindung des Transistors Qi ist
vorwärts vorgespannt Dies veranlaßt den Transistor Qs, völlig leitend zu werden, und bringt die Leitung 106
sehr nahe an Massepotential. Somit haben die Darlington-Transistoren Qj keine Basisansteuerung und sind
nichtleitend, so daß sie einen Stromfluß durch die in Serie liegende Primärwicklung 42 der Zündspule verhinden.
Wenn das Verweilzeitsignal V5 auf sein hohes Potentialniveau
im Punkt 102 heraufgeht, wodurch die Verweilzeit eingeleitet wird, ist die Basisemitterverbindung
des Transistors Qs vorwärts vorgespannt, und der Transistor ist leitend. Der Kollektor des Transistors Qs befindet
sich dann auf niedrigem Potential und macht den Transistor Qt nichtleitend. Wenn der Transistor Qe
nichtleitend wird, gelangt die Spannung an der Leitung 106 in die Nähe des Niederspannungsversorgungspotentials,
und die Darlington-Transistoren Qr erhalten die erforderliche
Basisansteuerung, um sie völlig leitend zu machen. Dies bewirkt, daß sich der Strom /5 in der Primärwicklung
42 der Zünspule graduell bis zu einem vorbestimmten Wert nahe seinem Maximum aufbaut. Der
Stromwellenverlauf /5 ist in F i g. 3 gezeigt
Der Strombegrenzungskreis 38 erfüllt die Funkton der Begrenzung des Stroms /5 in der Primärwicklung
der Zündspule auf ein Niveau bei oder nahe seines Maximums. Dieser Kreis besteht aus einem Vergleicher A3,
dessen positiver Eingang an die Verbindungsstelle zwischen zwei in Reihe geschalteten Widerständen Λ24 und
Rx angschlossen ist Die Widerstände Ä24 und R& bilden
aufgrund ihres Anschlusses zwischen der Niederspannungsversorgungsleitung 60 und der Masseleitung
62 einen Spannungsteiler. Vorzugsweise beträgt die dem positiven Eingang des Vergleichers A3 zugeführte
Bezugsspannung etwa 0,6 Volt über Mas^epotential.
Zwischen dem positiven und dem negativen Eingang des Vergleichers A3 ist ein Filterkondensator C* angeschlossen.
Der negative Eingang des Vergleichers Λ3 ist an die Verbindungsstelle zwischen den Widerständen
Rv und /?28 angeschlossen. Die obere Klemme des
Widerstands Rv ist mit der Niederspannungsversorgungsleitung
60 verbunden, und der Widerstand R& liegt mit einer seiner Klemmen über eine Leitung 108 an
der zwischen dem Darlington-Transistor Qj und dem Widerstand Ri3 im Ausgangskreis 36 gebildeten Verbindung.
Ein Rückkopplungswiderstand Ris ist zwischen
dem Ausgang des Vergleichers A3 und dem negativen
Eingang angeschlossen. Ferner ist der Ausgang des Vergleichers A3 über eine Leitung 110 mit der Basis des
Transistors Q5 im Ausgangskreis 36 verbunden.
Die Widerstände Rn, Ä» und R23 bilden einen Spannungsteiler,
der Widerstand A29 ist so bemessen, daß ei
den Strom in der Primärwicklung 42 der Zündspule aul ein maximales Niveau begrenzt, und hat einen niederohmigen
Wert Die Widerstände Ä27 und A28 sind so bemessen,
daß die in F i g. 2 in ihrem Verlauf abgebildete Spannung V7 bei 03 Volt über Masse aufrechterhalten
wird, wenn kein Strom durch den Widerstand Rs von
den Darlington-Transistoren Qj fließt Der Strombegrenzungskreis
38 kann so ausgebildet werden, daß ei den Strom /5 in der Primärwicklung der Zündspule aul
beispielsweise 6 Ampere begrenzt In solch einem Fall hat der Widerstand R& einen Wert von 0,05 Ohm, so
daß der Spannungsabfall an ihm 03 Volt bei 6 Ampere Stromfluß beträgt Da sich der Strom in der Primärwicklung
der Zündspule graduell auf 6 Ampere aufbaut steigt die Spannung am Widerstand /?» ebenso graduell
bis auf 0,3 Volt an. Diese Spannung am Widerstand Rn
hebt die Spannung V7 an dem negativen Eingang zum
Vergleicher A3 auf einen ähnlichen Wert an. Somit wächst die Spannung V7, bis sie 0,6 Volt in einem Zeitpunkt
erreicht, wsnn der Strom /5 in der Primärwicklung der Zündspule 6 Ampere beträgt Bevor die Spannung
0,6 Volt erreicht, ist die Spannung Vj am negativen Eingang zum Vergleicher A3 geringer als die
0,6 Volt betragende Bezugsspannung an dem positiver Eingang hierzu. Demzufolge ist der Ausgang des Ver·
gleichers in diesem Zeitpunkt offen, und der Transistoi Qs kann während der durch das Spannungssignal Vs bestimmten
Verweilzeit leiten, und der Transistor Qj ist ir
diesem Zeitpunkt ebenso leitend und läßt den Wicklungsstrom fließen. Sowie der Strom durch den Transistör
29 soweit angestiegen ist, daß er die 0,6 Volt am negativen Eingang zum Vergleicher A3 erzeugt, ist dei
Punkt erreicht, in welchem der negative Eingang star
ker positiv als die dem positiven Eingang des Vergleichers A3 zugeführte Bezugsspannung ist Wenn dies geschieht,
sinkt die Spannung am Ausgang des Vergleichers bis ganz in die Nähe des Massepotentials ab. Dieses
Massepotential wird über die Leitung 110 der Basis des Transistors Q5 zugeführt und macht diesen nichtlei
tend. Wenn der Transistor Qs nichtleitend wird, wire auch der Transistor Qj in der oben beschriebener
Weise nichtleitend gemacht Dies verhindert der Stromfluß /5 in der Primärwicklung der ZündspuW
durch den Transistor Qj und ein weiteres Ansteigen de! Stroms /5 ist nicht möglich. Jedoch kann der Strom /5
wenn der Transistor Qj nichtleitend wird, in den Kon
densator Q fließen.
Wenn der Transistor Qj nichtleitend wird, sinkt di«
Spannung am Widerstand Ä29 augenblicklich ab, wo
durch er den negativen Eigang des Vergleichers Λ3 au
ein Spannungsniveau unterhalb des Potentials am posi tiven Eingang hierzu bringt Dies ruft ein Potential ar
der Leitung 110 hervor.welches den Transistor Qs er
neut zu leiten gestattet, und der Transistor Qj wird dann wenn das Verweilzeitsignal auf seinem hohen Poten
tialniveau geblieben ist, erneut leitend gemacht. Ei leuchtet somit ein, daß der Strombegrenzungskreis 3(
die Darlington-Transistoren Qj veranlaßt, abwechselnc leitend und nichtleitend zu werden und dadurch der
Strom /5 in der Primärwicklung der Zündspule auf eir Maximalniveau zu begrenzen.
Der Kreis 40 zur Stromunterbrechung bei niedrige] Maschinendrehzahl enthält einen in einer Spannungs
folgeschaltung verwendeten Vergleicher At1. Der Ver
gleicher Α» ist mit seinem negativen Eingang über eine Rückkopplungsleitung 112 an eine Leitung 114 angeschlossen,
die ihrerseits über eine Leitung 110 mit der Basis des Transistors Qs verbunden ist Ein Strombegrenzungswiderstand
am liegt zwischen dem Ausgang des Vergleiches A4 und der Rückkopplungsleitung 112.
Der positive Eingang zum Vergleicher A4 hat einen Widerstand Ru und einen Kondensator C5, die zwischen
dem Vergleicher und die Masseleitung 62 geschaltet sind. Eine Diode D4 ist mit ihrer Kathode an den positiven
Eingang des Vergleichers A4 und mit ihrer Anode über einen Widerstand Ra an das Spannungseingangssignal
V3 angeschlossen, das am Kollektor des Transistors Qi auftritt
Wie bereits oben erläutert wurde, besteht das Konstantwinkel-Spannungssignal
V3 aus einer Vielzahl periodischer Impulse, die einen bestimmten Bruchteil des
Zündzyklus, wie er durch das Spannungssignal V1n dargestellt
ist, einnehmen. Wenn die Spannung V3 auf höchstem Potentialniveau steht, ist die Diode D* vorwärts
vorgespannt, und es fließt Strom in den Kondensator C5. Wenn das elektronische Zündsystem 10 das
erste Mal gespeist wird, steigt die Spannung Ve am positiven
Eingang des Vergleichers exponentiell bis etwa 3,5 Volt an, wie dies in F i g. 2 zu Beginn des ersten Zyklus
der Welle Vi angegeben ist, wobei dieser exponentielle
Spannungsanstieg charakteristisch für die Aufladung des Kondensators Cs mit einem Stromfluß durch
den Widerstand Rg ist Wenn das Spannungssignal V3
auf seinen niedrigen Potentialwert absinkt, wird die Diode D4 umgekehrt vorgespannt, und der Kondensator
C5 entlädt durch den Widerstand Ru. Die durch den
Kondensator Cs und den Widerstand Ru gebildete Zeitkonstante
ist größer als die vom Widerstand R9 und den
Kondensator Cs gebildete Zeitkonstante, und das Abklinken der Spannung Ve während der Entladung des
Kondensators C5 erfolgt deshalb weniger schnell als
sein Aufladen. Somit steigt während jedes Zyklus der periodischen Welle V3 die Spannung Ve um ein Stück
an und sinkt dann sehr schnell wieder ab. Die somit erhaltenen Durchschnitts- und Minimalwerte der Spannung
Ve sind eine Funktion der Maschinendrehzahl.
Die Spannung am negativen Bezugscingang zum Vergleicher At wird von der Basis des Transistors Qs
über die Leitungen 110,114 und 112 aufgegeben. Wenn
die Darlington-Transistoren Q1 leitend sind und einen
Stromfluß in der Primärwicklung 42 der Zündspule gestatten, liegt die Basis des Transistors Qs bei etwa
0,6 Volt. Es befindet sich somit der negative Eingang zum Vergleicher A4 auf diesem Spannungsniveau, wenn
Strom durch die Primärwicklung 42 der Zündspule fließt. Wenn die Spannung V8 unterhalb 0,6 Volt abfällt,
dann ist der negative Eingang zum Vergleicher A4 auf größerer Spannung als der positive Eingang, und der
Ausgang des Vergleichers A4 wird auf Massepotential sinken. Dieses Massepotential wird dann über den
Widerstand Λ20 und die Leitung 110 zur Basis des Transistors
Qs geleitet und veranlaßt diesen, nichtleitend zu werden und dadurch den Transistor Qj nichtleitend zu
machen, so daß der Stromfluß in der Primärwicklung 42 der Zündspule unterbrochen wird.
Der Punkt in welchem die Stromunterbrechung auftritt ist durch die Charakteristiken des Spannungssignals
V3 und die Größen der ÄC-Zeitkonstantenelemente Rs,
Q1 und Λ11 bestimmt. Vorzugsweise sind die Größen
dieser Elemente und die Spannung V3 derart, daß die Spannung Ve unterhalb 0,6 Volt absinkt, um den Strom
in der Primärwicklung der Zündspule zu unterbrechen, wenn die Drehzahl der Maschine unterhalb oder etwa
gleich 30 U/Min, ist Dies ist weniger als die normale Kurbclwellendrehzahl der Maschine. Die Unterbrechung
des Primärstroms der Zündspule bei Maschinendrehzahlen untehalb dieser Größenordnung verhindert
die Vergeudung von elektrischer Energie aus der Gleichstromquelle 12 für den Fall, daß der Zündschalter
18 in der »Lauf«-Stellung belassen worden ist, wenn die Maschine nicht in Betrieb ist oder wenn die Drehzahl
unter 30 U/Min, absinkt Die in F i g. 2 gezeigte Spannungswelle V8 veranschaulicht die Größe dieser Spannung
bei einer Maschinendrehzahl von 600 U/Min, wohlgemerkt oberhalb des Niveaus bei welchem die
Unterbrechung des Primärstroms aufgrund der Wirkung des Kreises 40 auftritt
In Fig.3 ist in einem Diagramm der Durchschnittswert
des Primärstroms /5 in der Zündspule über der Kurbelwellendrehzahl der Brennkraftmaschine aufgetragen.
Das Diagramm enthält zwei Kurven 116 und
118. Die Kurve 116 gibt den durchschnittlichen Primärstrom
in der Zündspule für ein elektronisches Zündsystem wieder, das im wesentlichen die Wirkungsweise
eines herkömmlichen Zündsystems mit Unterbrecherkontakten nachahmt Die Kurve 118 hingegen veranschaulicht
den durchschnittlichen Primärstrom /5 der Zündspule eines elektronischen Zündsystems 10 gemäß
der Erfindung. Es läßt sich sehen, daß das elektronische Zündsystem gemäß der Erfindung einen durchschnittlichen
Primärstrom in der Zündspule erzeugt, der bei Maschinendrehzahlen unterhalb 2350 U/Min, wesentlich
geringer als der Primärstrom des von der Kurve 116
wiedergegebenen Zündsystems ist. Bei Maschinendrehzahlen oberhalb des vorgenannten Wertes erreicht die
Kurve des elektronischen Zündsystems 10 bei 120 einen Scheitelwert und fällt dann graduell in ähnlicher Weise
wie der durchschnittliche Strom für die Kurve 116 ab. Der Scheitelwert 120 im durchschnittlichen Zündstrom
tritt bei etwa 2800 U/Min, auf. Dieser Wert entspricht einer Maschinendrehzahl, bei welcher der Punkt 92 der
Spannungswelle V4 mit dem Schwellenniveau 100 zusammenfällt.
Somit nimmt bei dieser Maschinendrehzahl von etwa 2800 U/Min, die Verweilzeit 7*des Zündsystems
die gesamte Zeitspanne zwischen dem festen Punkt 122 der Spannungswelle V5 und dem Ende des
Zündzyklus 104 ein. Die Verweilzeit kann diese Zeitspanne zwischen dem festen Punkt 122 und dem Ende
104 wegen der Wirkung des Transistors (?4 nicht überschreiten,
der den Beginn der Verweilzeit verhindert, bis das Spannungssignal V3 auf seinen niedrigen Potentialabschnitt
abgesunken ist.
Aus dem Verlauf der Kurve 118 in Fig.3 läßt sich
ersehen, daß bei Maschinendrehzahlen oberhalb 2800 U/Min, der durchschnittliche Primärwicklungsstrom größer ist als der bei einem herkömmlichen
Zündsystem gemäß der Kurve 116. Dies ist erwünscht, weil im oberen Drehzahlbereich der Kurven der Primärstrom
der Zündspule seinen Maximalwert nicht erreichen kann, jedoch so nahe wie möglich bei dem Maximum
liegen sollte.
In F i g. 4 ist in einem Diagramm die Sekundärspannung der Zündspule in kilovolt über der Maschinendrehzahl
aufgetragen. Das Diagramm enthält eine Kurve 124, welche die Sekundärspannung wiedergibt,
die in der Zündspule eines Zündsystems mit einem Primärstromverhalten
gemäß Kurve 116 in F i g. 3 erhalten wird. Fig.4 enthält ferner eine Kurve 126, welche die
mit dem elektronischen Zündsystem 10 gemäß der Erfindung erhaltene Sekundärspannung wiedergibt. Es ist
erkennbar, daß die von der Kurve 124 wiedergegebene Sekundärspannung eines herkömmlichen Zündsystems
sehr schnell absinkt, wenn die Maschinendrehzahl zunimmt,
und daß ihr Maximalwert bei etwa 31 kV liegt Das Zündsystem gemäß der Erfindung hat andererseits
einen Maximalwert von etwa 39 kV, und diese Spannung bleibt über einen Drehzahlbereich bis zu etwa
2800 U/Min, aufrechterhalten. Bei Maschinendrehzah-
len oberhalb dieses Wertes erzeugt das elektronische
Zündsystem 10 eine Sekundärspannung, die im wesentlichen linear abfällt; jedoch beträgt die Sekundärspannung
dieses Systems bei einer Maschinendrehzahl von 4000 U/Mia immer noch etwa 30 kV, d. h. sie hat eine
Höhe nahe dem Maximum der Sekundärspannung, die von einem herkömmlichen System erhalten wird.
Hierzu 3 Blatt Zeichnungen
Claims (10)
1. Transistorisiertes Batteriezündsystem für funkengezündete Brennkraftmaschinen, bei dem der
den Primärstrom der Zündspule schaltende Leistungstransistor von einem Impulsgeber steuerbar
ist, welcher ein sich periodisch änderndes Signal mit einer Periodendauer entsprechend der benötigten
Zündimpulsfolge liefert, mit einem von dem Impulsgeber beeinflußbaren ersten Schaltkreis zum Erzeugen
eines ersten periodischen elektrischen Signals von der Periodendauer eines Zündimpulses mit
einem ersten und einem zweiten Abschnitt und mit einem zweiten Schaltkreis zum Erzeugen eines die
gleiche Periodendauer wie das erste periodische Signal aufweisenden zweiten periodischen elektrischen
Signals, welches durch die Spannung eines Kondensators gebildet wird, der in Abhängigkeit
von dem ersten elektrischen Signal ge- und entiaden wird, wobei bei Erreichen eines Schwellwerts
durch die Kondensatorspannung im Verlaufe des Entladevorgangs der Strom durch die Primärwicklung
eingeschaltet und mit dem Signal des Impulsgebers wieder abgeschaltet wird und wobei durch abnehmende
Energiespeicherung des Kondensators mit höher werdender Drehzahl der Brennkraftmaschine
die Primärstrom-Ausschaltdauer verkürzt und somit die Fließdauer des Zündspulenprimär-Stroms
unabhängig von der Maschinendrehzahl konstant gehalten wird, dadurch gekennzeichnet,
daß die ersten Abschnitte des ersten Signals (V3) des ersten Schaltkreises (32) jeweils eine Zeitdauer
haben, die einem konstanten Bruchteil der Periodendauer des zugehörigen Zündimpulses entspricht,
und daß der Kondensator (C4) des zweiten Schaltkreises (34) während tines jeden ersten Abschnitts
des ersten Signals (V3) durch eine Konstantstrom-Ladeeinrichtung
(/3) geladen und unmittelbar danach während eines jeden zweiten Abschnitts des ersten Signals (V3) durch eine Konstantstrom-Entladeeinrichtung
(A) vollständig entladen wird.
2. Zündsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Schaltkreis (32) einen
auf die Durchgänge des Impulsgeber-Signals (V1n)
durch ein bestimmtes Spannungsniveau ansprechenden Vergleicher (Ai) mit zwei ausgangsseitigen
Schaltzuständen aufweist, ferner erste und zweite Konstantstromquellen (Λ, /2) mit einem zwischen
diese geschalteten weiteren Kondensator (C3), dessen eine Klemme mit dem Ausgang des Vergleichers
(Ai) verbunden ist, und zwei Schalteinrichtungen (<?i, (h)< von dem die eine (<?i) das Aufladen des weiteren Kondensators (C3) über die erste Konstant-
stromquelle (/1) bewirkt, wenn der Ausgang des Vergleichers (A\) den einen Schaltzustand eingenommen
hat, und die andere (Q2) das Entladen des weiteren
Kondensators (Cs) über die zweite Konstantstromquelle (/2) bewirkt, wenn der Ausgang des Vergleichers
(Ai) den anderen Schaltzustand eingenommen hat.
3. Zündsystem nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der von der zweiten Konstantstromquelle
(/2) gelieferte Strom größer als der von der ersten Kontantstromquelle (A) gelieferte Strom
ist.
4. Zündsystem nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Strom der zweiten Konstantstromquelle
(Z2) etwa doppelt so groß wie derjenige der ersten Konstantstromquelle (Λ) ist
5. Zündsystem nach einem oder mehreren der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der
Vergleicher (Ai) die Nulldurchgänge des Impulsgeber-Signals
(Vi1) erfaßt
6. Zündsystem nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der
zweite Schaltkreis (34) einen von dem ersten Signal (V3) angesteuerten Schalter (Q5) zum Einschalten
der Kondensatoraufladung durch die Konstantstrom-Ladeeinrichtung (Z3) sowie zum Einschalten
der Kondensatorentladung durch die Konstantstrom-Entladeeinrichtung
(/4) aufweist
7. Zündsystem nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der
zweite Schaltkreis (34) einen die Spannung am Kondensator (C4) mit einem Spannungsschwellwert vergleichenden
Komparator (A2) zum Einschalten des Zündspulenprimärstroms (/5) beim Unterschreiten
des Spannungsschwellwertes aufweist
8. Zündsystem nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Komparator (A2) beim Unterschreiten
des Spannungsschwellwertes die Konstantstrom-Entladeeinrichtung (/4) auf einen, größeren
Konstantstrom umschaltet
9. Zündsystem nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 8, gekennzeichnet durch einen weiteren
Schaltkreis (38) zum Begrenzen des Primärstroms (/5) der Zündspule (44) auf einen Maximalwert.
10. Zündsystem nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 9, gekennzeichnet durch einen zusätzlichen
Schaltkreis (40) zum Unterbinden des Stromflusses durch die Primärwicklung (42) der
Zündspule (44) beim Unterschreiten einer vorbestimmten Mindestdrehzahl (30 U/min) der Brennkraftmaschine.
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CA (1) | CA1037108A (de) |
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Legal Events
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OF | Willingness to grant licences before publication of examined application | ||
OD | Request for examination | ||
8125 | Change of the main classification |
Ipc: F02P 3/04 |
|
D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8330 | Complete renunciation |