CN1323461A - 同步电动机控制装置和同步电动机控制方法 - Google Patents

Abstract

已有的同步电动机的控制方式为了推断速度,构成矢量控制,故有必要利用电动机轴上连接的负载的惯性,进行速度控制***的增益调整,运算也比较复杂。而本发明的同步电动机控制装置和控制方法对电流进行检测,将该电流变换到设想在转子上的γ－δ轴坐标,利用导出的电流及任意提供的修正电流指令求修正项,将修正项乘以适当的增益后与同步电动机正常状态下的电压方程式相加,求出γ－δ轴电压指令,以此可以得到运算量少、不需要利用负载的惯性进行增益调整的控制方式。

Description

同步电动机控制装置和同步电动机控制方法

技术领域

本发明涉及同步电动机控制装置和同步电动机控制方法，特别是涉及转子内部置入磁体的结构构成的同步电动机控制装置即控制方法。

背景技术

对于将永磁体贴在转子表面的同步电动机(下称SPM电动机)和将永磁体置入转子内部的同步电动机(下称IPM电动机)，提出过各种不设置检测转子的旋转位置的传感器而进行驱动的已有的控制方式。例如(a)日本特许厅特开平8-308286号公报和(b)日本特许厅特开平9-191698号公报等，是根据推断的电流和实际电流的偏差推断磁极的位置，利用该结果构成同步电动机的矢量控制。而(c)电学论D、111卷、8号、平成3年P639～644记述了用SPM电动机的简便的电压指令运算方法及简便的一次角频率的设定方法。

下面对(c)的方式进行详细叙述。还有，(c)的γ-δ轴记有与本发明中使用的γ-δ轴相反((c)γ轴→本发明δ轴，(c)δ轴→本发明γ轴)的情况。

图6是(c)所示的已有的控制***的结构图。

在图6中，1是SPM电动机，2是在该SPM电动机上施加PWM调制的正弦波电压的逆变器，3是发生输出到该逆变器2的开关元件上的PWM调制的ON/OFF信号的PWM控制电路，4是检测从该逆变器2流入SPM电动机1的电流的电流检测器，5是将用该电流检测器4得到的值变换到设想在转子上的γ-δ轴的电流变换器，6是微处理器，接收从该电流检测器来的电流，根据下述公式计算电压指令和一次角频率，将该电压坐标变换后输出到该PWM控制电路3。

首先，电压指令计算公式如(1)、(2)所示。

Vγ=R1·Iγ+W1·λ1δ-W1·λδ_est    (1)

Vδ=R1·Iδ-Kδ·λδ_est             (2)

其中R1是初级电阻，W1是一次角频率，Kδ是增益(常数)，λ1δ是一次交链磁通数的δ轴分量。而λδ_est如式(3)所示。

λδ_est=L1·(Iδ-Iγ²/2I₀+I₀-Iδ^*)   (3)

其中，L1是初级线圈的电感，I₀是磁体产生的交链磁通数Λ₀除以L1的结果，亦即I₀=Λ₀/L1。又，Iδ^*是初级交链磁通数指令Λδ^*除以L1的结果。亦即Iδ^*=Λδ^*/L1。

又，一次角频率w1的设定方法如式(4)所示。

w1=w1^*-Km·Iγ    (4)其中，w1^*为角速度指令，Km为比例常数。

但是，上述已有的方式由于(a)、(b)进行速度推断，构成矢量控制，所以必须利用连接于电动机轴的负载的惯性调整速度控制***的增益，运算也比较复杂。又，(c)的方式虽然不需要利用负载的惯性设定增益，而且运算量也少，但是由于是利用SPM电动机的方式，不能够适用于在固定于定子轴上的d-q轴上的电感Ld、Lq不同而且扭矩发生方式也不同的IMP电动机。

发明内容

因此，本发明的目的在于，得到运算量少，不需要利用负载的惯性调整增益，能够适用于IPM电动机的控制方式。

又，由于不使用传感器平滑地启动需要正确的初级电阻，本发明的另一目的是在启动时的短时间内得到正确的初级电阻以实现平滑的启动。

附图概述

图1是本发明实施形态1的同步电动机控制装置的结构图。

图2是本发明实施形态2的同步电动机控制装置的结构图。

图3是本发明实施形态3的同步电动机控制装置启动时的流程图。

图4是表示图3的同步电动机控制装置的电阻推断方法的构成图。

图5是图3的同步电动机控制装置的电阻推断方法的另一例子的构成图。

图6是已有的同步电动机控制装置的结构图。

本发明的最佳实施方式

下面对本发明的实施形态加以说明。

实施形态1

图1是本发明实施形态1的同步电动机控制装置的结构图。

在图中，10是IPM电动机，11接受三相电压指令Vu、Vv、Vw，变换为PWM，用开关元件进行PWM电压输出的逆变器电路，12是检测从逆变器电路11流入IPM电动机10的电流的电流检测器，13是将其电流检测器12得到的电流变换到设想在转子上的γ-δ轴上的电流坐标变换器，将检测出的电流Iu、Iv变换为Iγ、Iδ。14是利用Iγ、Iδ计算修正项Icmp的修正项Icmp运算部，15是计算Vγ、Vδ电压指令的Vγ、Vδ运算部。16是将Vγ、Vδ运算部15求出的电压指令变换为三相电压指令Vu、Vv、Vw的电压坐标变换器，该输出被输入逆变器电路11。又，17是利用Iγ、Iδ计算IPM电动机发生的扭矩的扭矩运算部，18是速度稳定化项运算部，利用由扭矩运算部17求出的扭矩计算速度稳定化项W_T。19是减法电路，将指令速度W1^*与速度稳定化项运算部18求出的速度稳定化项W_T相减，求一次角频率W1。20是将一次角频率W1积分求相位θ的积分器，求得的相位θ在电流坐标变换器13和电压坐标变换器16的坐标变换中使用。

下面记述图1各部分的具体内容。首先，IPM电动机10的电压方程式和扭矩方程式在固定于转子轴上的d-q轴上如下述式(5)、(6)所示。 $\left[\begin{array}{c}\mathrm{Vd}\\ \mathrm{Vq}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}R+\mathrm{pLd}& -\mathrm{\ωLq}\\ \mathrm{\ωLd}& R+\mathrm{pLq}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{Id}\\ \mathrm{Iq}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ \mathrm{\ω\φf}\end{array}\right]---\left(5\right)$

Tm=Pm·φf·Iq+Pm·(Ld-Lq)·Id·Iq    (6)

其中，Vd、Vq为一次电压的d、q轴分量，R是IP电动机的初级电阻，ω是转子旋转的电学角速度，pm是极对数，φf是磁通产生的交链磁通，Id、Iq是d轴、q轴电流，Ld、Lq是d轴、q轴电感。又，p是微分算符d/dt。

在通常状态下，设式(5)中的微分算符p=0，则变成式(7)。 $\left[\begin{array}{c}\mathrm{Vd}\\ \mathrm{Vq}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}R& -\mathrm{\ω}1\mathrm{Lq}\\ \mathrm{\ω}1\mathrm{Ld}& R\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{Id}\\ \mathrm{Iq}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ \mathrm{\ω}1\·\mathrm{\φf}\end{array}\right]---\left(7\right)$

上述d-q轴固定于转子轴上，但是由于在没有传感器的情况下不了解转子的位置，通常设想在定子上的γ-δ轴与d-q轴有偏离。采用本发明进行控制的情况下，这种偏离是微小的，使在γ-δ轴的通常状态下的电压方程式近似于下式(8)。 $\left[\begin{array}{c}\mathrm{V\γ}\\ \mathrm{V\δ}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}R& -\mathrm{\ω}1\mathrm{Lq}\\ \mathrm{\ω}1\mathrm{Ld}& R\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{I\γ}\\ \mathrm{I\δ}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ \mathrm{\ω}1\·\mathrm{\φf}\end{array}\right]---\left(8\right)$

在这里，下述式(9)提供修正项icmp运算部14的修正项icmp。

icmp=Ix^*-Iγ+Kcmp·Iδ²    (9)

在这里，Ix^*为旋转电流指令，Kcmp为旋转增益。

在Vγ、Vδ运算部15，将用式(9)求出的修正项icmp乘以适当的增益再与式(8)相加。也就是进行式(10)所示的运算。 $\left[\begin{array}{c}\mathrm{V\γ}\\ \mathrm{V\δ}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}R& -\mathrm{\ω}1\mathrm{Lq}\\ \mathrm{\ω}1\mathrm{Ld}& R\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{I\γ}\\ \mathrm{I\δ}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ \mathrm{\ω}1\·\mathrm{\φf}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}\mathrm{Kgan}\\ \mathrm{kdel}\end{array}\right]\·\mathrm{icmp}---\left(10\right)$

以这样的结构在流过电流Iγ、Iδ时使通常施加的电压进一步增加修正项icmp，这样一来，即使是IPM电动机也能够确保电压控制的稳定性。

下面对扭矩运算部17、速度稳定化项运算部18、减法电路19的动作加以说明。如已有技术的例子所示，在SPM电动机的情况下，可以利用式(4)谋求速度的稳定化。所谓速度的稳定化意味着防止走调。

在IPM电动机的情况下扭矩如式(6)所示。产生了在SPM电动机的情况下不产生的式(6)右边第2项所示的磁阻(reluctance)扭矩。

因此，扭矩运算部17进行下述式(11)所示的计算。

T=Pm·φf·iδ+Pm·(Ld-Lq)·Iγ·Iδ    (11)

然后，在速度稳定化项运算部18及减法电路19利用该扭矩T，与已有技术例中所示的式(4)一样，求出一次角频率w1。也就是如使(12)、式(13)所示。

w_T=T·Km                                                   (12)

w1=w1^*-w_T                                                  (13)

在这里，和已有技术的例子中说明的参考文献(c)一样，操作按照使w_T通常为0的要求进行。这样就能够谋求速度的稳定化，经常将速度偏差控制为0。

采用上述本实施例，能够利用式(9)、式(10)的简单运算进行稳定的控制。又，由于不进行速度推断地进行控制，没有必要利用负载的惯性进行增益控制。而且，对工作点的解析及实际在机器上验证的结果表明，利用本控制方式可以实现有效利用磁阻扭矩的高效率控制。

实施形态2

图2是本发明实施形态2的同步电动机控制装置的结构图。

图2是相对于图1改变了Vγ、Vδ运算部15，新采用Vγ、Vδ运算部21。其他相同符号的部分进行相同的工作，因此省略其说明。

式(10)所示的实施形态1记载的Vγ、Vδ运算部15在动力运行/再生全部区域进行控制的情况下，在各种各样的IPM电动机中也有未必稳定的IPM电动机。因此对于Vγ产生影响的Iδ分量及对Vδ产生影响的Iγ分量，即把所谓干涉项电压，利用Iδ的符号在考虑和不考虑之间切换，可以稳定地进行控制。

也就是说，如果Iδ为正，则采用下式(14)，如果Iδ为负，则采用式(10)。 $\left[\begin{array}{c}\mathrm{V\γ}\\ \mathrm{V\δ}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}R& 0\\ 0& R\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{I\γ}\\ \mathrm{I\δ}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ \mathrm{\ω}1\·\mathrm{\φf}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}\mathrm{Kgan}\\ \mathrm{Kdel}\end{array}\right]\·\mathrm{icmp}---\left(14\right)$

又，在实际机器中也验证确认了这样的事实，即Iδ再度为负值时，或使修正项icmp运算部14的常数Kcmp为0，或调整Vδ的干涉项，以此可以在低速再生时谋求改善扭矩特性。又，在Iδ从正变成负时，缓慢地进行Kcmp与干涉项的操作可以在切换时无速度振动地平滑切换。

采用上述本实施形态，对于已有技术例的所述控制方式即使在各种速度、扭矩上未必有良好特性的IPM电动机也能够得到良好的扭矩特性。

此外，IPM电动机设计的自由度非常高，即使是在各种速度、扭矩未必能够得到稳定的控制性能的情况下，也能够利用式(9)中的Ix^*、Kcmp、式(10)中的Kgan、Kdel、干涉项的操作确保稳定性，能够得到良好的扭矩特性。

实施形态3

图3是本发明实施形态3的同步电动机控制装置启动时的流程图。图中步骤1表示运行开始信号输入。步骤2表示停止时磁极初始位置的检测。已经提出的该停止时磁极初始位置的检测方法有许多种。有例如《无传感器凸极型无电刷直流电动机的初始位置推定角方法》(电学论D,116卷7号，平成8年)和《利用电流矢量轨迹的PM电动机的位置的励磁极检测法的推定精度的评价》(平成7年电气学会产业应用全国大会180)等。在步骤2用任何方式都可以，能够高精度地检测出磁极的位置。而在步骤3通以直流电流，推定IPM电动机初级侧的电阻值。其后使用在步骤3得到的电阻值，在步骤4开始无传感器控制的启动。步骤2和步骤3以尽可能短的时间实施。

无传感器控制时在控制方式上使用初级电阻值，因此控制特性或多或少因初级电阻值而变化。由于IPM电动机的温度会改变该初级电阻值，为了经常得到相同的特性，有必要把受温度的影响而改变的初级电阻值重新设定于适当的数值。特别是启动特性，容易受该电阻值的影响。因此在启动之前的短时间内对IPM电动机进行初级电阻值检测，就能够总是在步骤4的无传感器控制的启动中得到良好的启动特性。也就是说，能够不受温度变化影响地消除因过电流而不能启动的现象。具体的初级电阻推定方法如图4所示。

在图4中，22是相位指令部，指令图3所示的停止时磁极初始位置检测求出的相位。23是Vγ、Vδ指令部，例如指令电压坐标变换器16在一定的时间取Vγ=3V(一定值)，Vδ=0。24是电阻推定部A。

在这种情况下，电阻推定部A24如下式(15)所示推定初级电阻值R。 $R=\mathrm{V\γ}/\sqrt{(I{\mathrm{\γ}}^2+I{\mathrm{\δ}}^2)}----\left(15\right)$

在这里，如果磁极位置能够无误差地推定，则Iδ=0，因此式(15)也可以变成式(16)

R=Vγ/Iγ                                            (16)

推定时间设定为Ld/R的5倍左右即可，在该时刻用式(15)或式(16)推定。还有，式(15)或式(16)中的Iγ、Iδ使用通过滤波器的值，因此可以抑制推定值的偏差。

又，其他初级电阻的推定方法示于图5。

在图5中，25是γ轴电流控制器，可采用例如比例-积分方式的控制构成。该γ轴电流控制器25的输出为Vγ，被输入电压坐标变换器16。26是Vδ指令部，指令Vδ=0。27是电阻推定部B。在这种情况下，电阻推定部B27如下式(17)所示推定初级电阻R。

R=∫(Vγ-R·Iγ)dt                                   (17)

推定时间设定为Ld/R的5倍，推定时间中进行式(17)的运算。以这样的构成自动求初级电阻推定值R，要使式(17)的积分内部为0。也就是说，用与式(16)相同的计算式求电阻。采用这样的结构，能够很好地进行推定，推定值不受干扰的影响。使用如上所述推定的初级电阻值开始无传感器控制的启动，能够总得到良好的加速度特性而不受IPM电动机的温度的影响。

工业应用性

如上所述，本发明的同步电动机的控制装置及控制方法能够以简单的运算得到稳定的控制方式，特别适用于不检测旋转速度及磁极位置地进行驱动的同步电动机。

Claims (5)

1．一种同步电动机控制装置，驱动转子内部配设永磁体的结构构成的同步电动机，其特征在于，具备

对流入所述同步电动机的电流进行检测的电流检测手段、将所述检测出的电流变换到在所述转子上设想的γ-δ轴上的坐标的电流坐标变换手段、根据任意提供的修正电流指令及被变换为所述坐标的电流计算修正项的修正项运算手段、以及根据所述同步电动机正常状态下的电压方程式及所述修正项，计算γ-δ轴电压指令的电压指令运算手段。

2．一种同步电动机控制方法，是驱动转子内部配设永磁体的结构构成的同步电动机的同步电动机控制方法，其特征在于，

对流入所述同步电动机的电流进行检测，将该检测出的电流变换到设想在所述转子上的γ-δ轴的坐标，根据导出的电流及任意提供的修正电流指令求修正项，将所述修正项乘以适当的增益后与所述同步电动机正常状态下的电压方程式相加，求出γ-δ轴电压指令。

3．根据权利要求2所述的同步电动机控制方法，其特征在于，求修正项的修正式为

icmp=Ix^*-Iγ+Kcmp·Iδ²其中icmp为修正项，Ix^*为任意提供的修正电流指令，Iγ和Iδ是坐标变换过的电流，Kcmp是常数。

4．根据权利要求3所述的同步电动机控制方法，其特征在于，γ-δ轴电压指令在Iδ为正时不考虑γ-δ轴电流的干涉项电压，在Iδ为负时考虑所述干涉项电压进行计算。

5．根据权利要求2所述的同步电动机控制方法，其特征在于，在启动时对照检测出的磁极位置通直流电流，推断同步电动机初级侧的电阻。

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