JP4263582B2 - ブラシレスモータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、永久磁石式のロータを備えたブラシレスモータを制御するためのブラシレスモータ制御装置に関する。

従来、ブラシレスモータの制御において、ロータの位置を検出する位置検出センサを用いずにロータ角度を精度良く検出する方法としては、例えばモータの回転を制御するための電圧指令値にロータが回転しないような高調波電圧を印加して行う方法がある。具体的には、電圧指令値に印加された高調波電圧によってモータの各相に流れるモータ電流から、ロータの位置を示すロータ角度を検出すると共に、界磁方向に磁極検出用電圧を印加してロータの磁極の向きを判別する方法が知られている。この場合、ロータの磁極の向きを判別するには、界磁方向に電流を流して磁界を発生させたとき、電流により発生した磁界と磁石により発生した磁界の方向が同一である飽和状態と、電流により発生した磁界と磁石により発生した磁界の方向が逆である非飽和状態とで、モータの各相に流れるモータ電流の状態が変化するので、この変化を判別してロータの磁極の向きを判断する（例えば、特許文献１、及び特許文献２参照。）。
特開２００２−１７１７９８号公報 特開２００２−３２０３９８号公報

ところで、特許文献２に記載されたブラシレスモータの制御装置では、モータを希望のトルクや回転数で回転させるために、フィードバックしたモータ電流（実電流）がモータの回転を制御するための電流指令値に近づくように制御する。具体的には、下記（１）式及び（２）式に示すように、電流指令値とモータ電流（実電流）との差分Ｉｄｅｒｒ及びＩｑｅｒｒに基づいて、ＰＩ（比例積分）制御によりモータの回転を制御するための電圧指令値Ｖｄ’及びＶｑ’を算出する。

但し、（１）式及び（２）式において、Ｋｐは比例ゲイン、Ｋｉは積分ゲインを示す。
ところが、このような制御装置では、モータを希望のトルクや回転数で回転させることができるものの、モータの駆動を開始した当初（始動時）において、磁極判別処理によりロータの磁極の向きを判別するまでに時間がかかるという問題があった。具体的には、電圧指令値Ｖｑ’を算出するためにＰＩ制御を行うと、電圧指令値Ｖｑ’が算出されるまでの時定数が長く、モータ電流（実電流）の正負両方向のピーク電流が短時間では安定しない。そのため、電流により発生した磁界も安定せず、磁界が安定するまで正確な磁極判別処理ができないため、ロータの磁極の向きを判別するまでに時間がかかっていた。

本発明は、上記課題に鑑みてなされたもので、モータの始動時に安定した磁極判別処理を短時間でかつ効率良く実行し、ロータの位置を正確に検出可能なブラシレスモータ制御装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、請求項１の発明に係るブラシレスモータ制御装置は、永久磁石式のロータ（例えば後述する実施例のロータ２）を備えたブラシレスモータ（例えば後述する実施例のモータ１）のステータの巻線に高調波電圧を印加し、該高周波電圧により発生したモータ電流から前記ロータの位置を検出するブラシレスモータ制御装置において、前記ブラシレスモータへのトルク指令値に基づく電流指令値を電圧指令値へ変換する際に、該電圧指令値を比例制御のみで算出し、前記ロータの磁極の向きを判別する磁極判別処理時に、前記ロータの位置に基づいて界磁電流指令値（例えば後述する実施例のｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ））を変更する電流指令制御手段（例えば後述する実施例の制御部１１）を備え、前記電流指令制御手段が、所定の角度範囲毎に予め設定された界磁電流指令値の中から、前記ロータの位置を示すロータ角度に応じた界磁電流指令値を選択することを特徴とする。

以上の構成を備えたブラシレスモータ制御装置は、ロータの磁極の向きを判別する磁極判別処理時に、電流指令制御手段がロータの位置に基づいて界磁電流指令値を変更することで、ロータ角度の全周に渡り、磁極判別能力を一定に保ちながらモータの実電流の変化幅を小さくすることができる。

さらに、ロータ角度に応じて所定の角度範囲毎に予め設定された界磁電流指令値を選択することで、簡単な構成で容易にロータの位置に基づいて界磁電流指令値を変更することができる。

請求項１に記載のブラシレスモータ制御装置によれば、ロータ角度の全周に渡り、磁極判別能力を一定に保ちながらモータの実電流の変化幅を小さくすることができるので、モータの始動時に、磁極判別処理による減磁作用を抑制し、更に安定した磁極判別能力を確保しながら短時間でかつ効率良く磁極判別処理を実行し、ロータの位置を正確に検出可能なブラシレスモータ制御装置を実現することができるという効果が得られる。
また、簡単な構成で容易にロータの位置に基づいて界磁電流指令値を変更することができるので、ロータ角度の全周に渡り、磁極判別能力を安定させることができると共に減磁作用を抑制することができるという効果が得られる。

以下、図面を参照して本発明の実施例について説明する。

（ロータ位置検出の原理）
先ず、本発明の実施例について説明する前に、本発明の基本的な考え方を図１を参照して説明する。図１は、ＤＣブラシレスモータの構成図及び等価回路を示す図である。なお、以下の説明において、文字の上にハット記号（＾）を付与したものは数式においてはイメージ図により表現できるが、文書上では文字の上にハット記号（＾）を付与することができないので、文字の右横にハット記号（＾）を付与して表す。具体的には、例えば文字が（θ）である場合はシータハットは（θ＾）のように表現する。

図１（ａ）に示したように、本実施例のブラシレスモータ制御装置が制御するＤＣブラシレスモータに突極型のロータ２を使用した場合、ロータ２とＵ、Ｖ、Ｗの各電機子３、４、５間のギャップの磁気抵抗は周期的に変化し、その変化はロータ２が１回転する間に２回、すなわちロータ２が半回転する間に１周期分変化する。そして、該磁気抵抗は、ロータ２が図中Ａの位置となったときに最大となり、ロータ２が図中Ｂの位置となったときに最小となる。

図１（ａ）の磁気回路を模式的に表したものが図１（ｂ）であり、前記磁気抵抗の１周期あたりの平均値が「０．５」であると仮定すると、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相における磁気抵抗Ｒｕ、Ｒｖ、Ｒｗは、以下の（３）式〜（５）式で示される。

このとき、Ｕ相からみたギャップの磁気抵抗Ｒｇｕは、以下の（６）式により求めることができる。

そのため、Ｕ相が単位巻線であると仮定すると、Ｕ相の自己インダクタンスＬｕは以下の（７）式により求めることができる。

また、Ｕ、Ｗ相間の相互インダクタンスＭｕｗと、Ｕ、Ｖ相間の相互インダクタンスＭｕｖは、磁気回路の構成より、それぞれ以下の（８）式、（９）式により求めることができる。

Ｖ相、Ｗ相についても、同様にして自己インダクタンスと相互インダクタンスを求めることができ、これらにより、突極性を有するＤＣブラシレスモータの電圧方程式は、各相の自己インダクタンスの直流分をｌ、ｌの変動分をΔｌ、各相間の相互インダクタンスの直流分をｍとすると、以下の（１０）式で表すことができる。

ここで、Ｖｕ、Ｖｖ、ＶｗはそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子に印加される電圧、Ｉｕ、Ｉｖ、ＩｗはそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子に流れる電流、ｒはＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子の電気抵抗、ωはロータ２の電気角速度、Ｋｅは誘起電圧定数である。

更に、電気角速度ωがほぼ「０」で、誘起電圧やロータ２の角速度変化による影響が小さく、抵抗ｒによる電圧降下も無視できるレベルである場合には、前記（１０）式は、以下の（１１）式により近似することができる。

ここで、上記（１１）式を相間電流、電圧による式に変形すると、以下の（１２）式が得られる。

また、上記（１２）式のインダクタンス行列は正則であるので、上記（１２）式を以下の（１３）式、（１４）式の形に変形することができる。

また、ＤＣブラシレスモータをいわゆるｄｑ座標系で扱う場合は、ロータ角度の推定値（θ＾）を用いて、以下の（１５）式、（１６）式で表される３相／ｄｑ変換を上記（１３）式に施すと、ロータ角度の推定値（θ＾）と実際値（θ）が等しい（θ＾＝θ）場合、以下の（１７）式が得られる。

ここで、上記（１３）式におけるロータ角度（θ）が、ロータ角度の実際値から（θｅ）だけずれた推定値である場合には、該推定値を用いて３相／ｄｑ変換されたＩｄ＾、Ｉｑ＾、Ｖｄ＾、Ｖｑ＾と、ロータ角度の実際値を用いて変換されたＩｄ、Ｉｑ、Ｖｄ、Ｖｑとの間に、以下の（２０）式、（２１）式の関係が成り立つ。

但し、θｅはロータ角度の実際値と推定値の位相差とする。従って、以下の（２２）式の関係式が導かれる。

そして、上記（１０）式の場合と同様に、電気角速度ωがほぼ「０」で、誘起電圧やロータ２の角度変化による影響が小さく、抵抗ｒによる電圧降下も無視できるレベルである場合は、上記（２２）式は、以下の（２３）式で近似することができる。

また、上記（２３）式における微分期間（ｄｔ）を前記制御サイクルの長さ（Δｔ）とし、ある制御サイクルにおいて、前記モータのロータ角度の推定値（θ＾）に基づいて３相／ｄｑ変換処理を行ったときの、該制御サイクルにおけるｄ軸電圧とｑ軸電圧を｛Ｖｄ（１）、Ｖｑ（１）｝とし、ｄ軸実電流とｑ軸実電流の変化量を｛ΔＩｄ（１）、ΔＩｑ（１）｝とすると、上記（２３）式は以下の（２４）式の形で表される。

同様に、次の制御サイクルにおけるｄ軸電圧とｑ軸電圧を｛Ｖｄ（２）、Ｖｑ（２）｝とし、ｄ軸実電流とｑ軸実電流の変化量を｛ΔＩｄ（２）、ΔＩｑ（２）｝とすると、上記（２３）式は以下の（２５）式の形で表される。

そして、前記所定周期中にｎ個の制御サイクルが含まれるものとし、それに応じて前記基本電圧列データが以下の（２６）式に示したようにｎ個のデータにより設定され、前記変調用係数をｓ（ｋ）（ｋ＝１、２、・・・、前記所定周期の時系列番号）とすると、前記検査用電圧は以下の（２７）式の形で表される。

但し、Ｈｄｑ＾（ｘ）は検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベル、ｉは検査用電圧の１周期における制御サイクルの時系列番号（ｉ＝１、２、・・・、ｎ）、ｋは検査用電圧の周期の時系列番号（ｋ＝１、２、・・・）、Ｈｄ＾（ｘ）は検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベルのｄ軸成分、Ｈｑ＾（ｘ）は検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベルのｑ軸成分とする。

一方、本実施例のブラシレスモータ制御装置は、ｄ軸指令電流（Ｉｄ＿ｃ）とｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ）との偏差を小さくするようにｄ軸フィードバック電圧（Ｖｄ＿ｆｂ）を例えば以下の（２８）式により算出し、同様に、ｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）とｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ）との偏差を小さくするようにｑ軸フィードバック電圧（Ｖｑ＿ｆｂ）を以下の（２９）式により算出する。

この場合、制御サイクル間における検査用電圧（Ｈｄｑ）の差分電圧を以下の（３０）式のようにおくと、前記フィードバック電圧制限手段は、以下の（３１）式、（３２）式の演算により次の制御サイクルのｄ軸電圧とｑ軸電圧｛Ｖｄ＾（２）、Ｖｑ＾（２）｝を設定することによって、前回の制御サイクルにおけるｄ軸電圧に対する今回の制御サイクルにおけるｄ軸フィードバック電圧の差分電圧（ｄＶｄ＿ｆｂ）及び前回の制御サイクルにおけるｑ軸電圧に対する今回の制御サイクルにおけるｑ軸フィードバック電圧の差分電圧（ｄＶｑ＿ｆｂ）を成分とする電圧ベクトルの方向を、今回の制御サイクルにおける前回の制御サイクルからのｄ軸検査用電圧の差分電圧（ｋ１）及びｑ軸検査用電圧の差分電圧（ｋ２）を成分とする電圧ベクトルの方向に制限することができる。

但し、Ｖｄ＿ｏｌｄは前回の制御サイクルにおけるｄ軸電圧、Ｖｑ＿ｏｌｄは前回の制御サイクルにおけるｑ軸電圧とする。

そのため、上記（２４）式と（２５）式を辺々減算すると、以下の（３３）式が得られる。

そして、上記（３３）式を変形して以下の（３４）式が得られ、前記所定周期中のｎ個の制御サイクルのそれぞれに対する（３４）式をまとめると、以下の（３５）式が得られる。

上記（３５）式において、ｎ＞１であるとき、行列Ｃは、ゼロベクトルでない独立な電圧ベクトル｛ｄＶ（ｉ）、ｄＶ（ｊ）、１≦ｉ≦ｎ、１≦ｊ≦ｎ、ｉ≠ｊ｝が２個以上あれば列フルランクであり、モータのロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ＾）との位相差（θｅ＝θ−θ＾）の２倍角の正弦値に応じた正弦参照値（Ｖｓ＾）と、該位相差（θｅ）の２倍角の余弦値に応じた余弦参照値（Ｖｃ＾）の最小２乗推定値が以下の（３６）式により算出できる。

そして、該正弦参照値（Ｖｓ＾）と該余弦参照値（Ｖｃ＾）とから、例えば以下の（３７）式により該位相差（θｅ）を算出して、ロータ角度の実際値（θ＝θ＾＋θｅ）を算出することができる。

ここで、行列Ｃは前記基本電圧列パターンの関数であり、その成分が一定となるため、上記（３６）式における行列Ｄ＾の成分を予め算出しておくことができる。また、上記（３６）式における係数ｓ’（ｋ）は、以下の（３８）式のように表されるが、√｛（ｄＨｄ（ｉ））^２＋（ｄＨｑ（ｉ））^２｝は、基本電圧列パターンのデータと前記変調用係数とにより算出することができる。

そのため、前記所定周期内における各制御サイクルにおける、前記電流検出手段の検出電流の変化量から算出される検出電流の２階差分（ｄｄＩｄｑ＾）と、前記フィードバック電圧制限手段により制限されたｄ軸フィードバック電圧及びｑ軸フィードバック電圧に基づく前記変調用係数｛ｓ（ｋ）｝の補正値｛ｓ’（ｋ）｝と、予め算出された行列Ｄの成分とを用いた簡易な演算処理により、前記モータのロータ角度を算出することができる。

また、このように前記フィードバック電圧制限手段によってｄ軸フィードバック電圧とｑ軸フィードバック電圧を制限することにより、前記検査用電圧重畳手段により検査用電圧を重畳する際に、前記通電制御手段によるｄ軸電流及びｑ軸電流のフィードバック制御に対する干渉が生じることを抑制することができる。そのため、該干渉を抑制するために電流フィードバック系にローパスフィルタを施す処理が不要となり、ローパスフィルタを施した場合のように、ロータ角度検出の応答性が悪化することがないという効果が得られる。

（全体構成）
次に、本発明の実施例の一例について図１から図３を参照して説明する。図２は、本発明の一実施例のブラシレスモータ制御装置の構成を示すブロック図である。なお、本実施例のブラシレスモータ制御装置は、特にＥＶ（Electric Vehicles）やＨＥＶ（Hybrid Electric Vehicles ）等の車両に搭載して利用することが有用であり、一例として、ブラシレスモータ制御装置がＥＶやＨＥＶに搭載された場合について説明する。また、図３は検査用電圧の周期と検査用電圧及びｄｑ軸電流の推移を示した図である。

図２に示したモータコントローラ１０は、図１に示した突極型のＤＣブラシレスモータ１（以下、モータ１という）の電機子３、４、５に流れる電流をフィードバック制御するフィードバック回路であって、モータ１をロータ２の界磁極の磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と、該ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有するｄｑ座標系による等価回路に変換して扱う。

これにより、モータコントローラ１０は、制御部１１から与えられるｄ軸指令電流（Ｉｄ＿ｃ）とｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）とに応じて、ｄ軸電機子に流れる電流（以下、ｄ軸電流という）と、ｑ軸電機子に流れる電流（以下、ｑ軸電流という）とをフィードバック制御する。

具体的には、モータコントローラ１０は、ｄ軸電機子への印加電圧（以下、ｄ軸電圧（Ｖｄ）という）とｑ軸電機子への印加電圧（以下、ｑ軸電圧（Ｖｑ）という）とを、モータ１のＵ、Ｖ、Ｗの３相の電機子に印加する駆動電圧の指令電圧（Ｖｕ＿ｃ、Ｖｖ＿ｃ、Ｖｗ＿ｃ）に変換するｄｑ／３相変換部２０と、検査用電圧（Ｈｄ＾、Ｈｑ＾）を生成する検査用電圧重畳部２１と、及び指令電圧（Ｖｕ＿ｃ、Ｖｖ＿ｃ、Ｖｗ＿ｃ）に応じた駆動電圧（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）がモータ１のＵ、Ｖ、Ｗの各相の電機子にそれぞれ印加されるように複数のスイッチング素子をブリッジ接続したインバータ回路により構成されたパワードライブユニット２２とを備える。

更に、モータコントローラ１０は、モータ１のＵ相の電機子に流れる電流を検出するＵ相電流センサ２３と、モータ１のＷ相の電機子に流れる電流を検出するＷ相電流センサ２４と、Ｕ相電流センサ２３の検出電流値（Ｉｕ＿ｓ）とＷ相電流センサ２４の検出電流値（Ｉｗ＿ｓ）とに応じてｄ軸電流の検出値であるｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ）とｑ軸電流の検出値であるｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ）とを算出する３相／ｄｑ変換部２６と、モータ１のロータ角度（θ）を検出する角度検出部２５と、ｄ軸とｑ軸間で干渉し合う速度起電力の影響を打ち消す処理を行なう非干渉演算部２７とを備える。

モータコントローラ１０は、ｄ軸指令電流（Ｉｄ＿ｃ）とｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ）を第１減算器２８で減算し、その減算結果に第１のＰＩ演算部２９でＰＩ（比例積分）処理を施し、第１加算器３０で非干渉成分を加算して、ｄ軸指令電流（Ｉｄ＿ｃ）とｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ）の偏差に応じたｄ軸フィードバック電圧（Ｖｄ＿ｆｂ）を生成する。また、モータコントローラ１０は、同様にして、ｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）とｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ）を第２減算器３１で減算し、その減算結果に第２のＰＩ演算部３２でＰＩ処理を施し、第２加算器３３で非干渉成分を加算して、ｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）とｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ）との偏差に応じたｑ軸フィードバック電圧（Ｖｑ＿ｆｂ）を生成する。

そして、モータコントローラ１０は、このようにして生成したｄ軸フィードバック電圧（Ｖｄ＿ｆｂ）とｑ軸フィードバック電圧（Ｖｑ＿ｆｂ）とに、第３加算器３４及び第４加算器３６において後述する検査用電圧（Ｈｄ＾）及び検査用電圧（Ｈｑ＾）を加算し、ｄ軸電圧（Ｖｄ）及びｑ軸電圧（Ｖｑ）としてｄｑ／３相変換部２０に入力する。これにより、パワードライブユニット２２を介して、ｄ軸指令電流（Ｉｄ＿ｃ）とｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ）との偏差、及びｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）とｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ）との偏差を小さくする３相電圧（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）がモータ１の電機子に印加されて、モータ１の電機子に流れる電流がフィードバック制御される。

ここで、ｄｑ／３相変換部２０によりｄ軸電圧（Ｖｄ）とｑ軸電圧（Ｖｑ）を３相の電圧指令（Ｖｕ＿ｃ、Ｖｖ＿ｃ、Ｖｗ＿ｃ）に変換する際には、モータ１のロータ角度（θ）が必要となる。また、３相／ｄｑ変換部２６によりＵ相電流センサ２３の検出電流値（Ｉｕ＿ｓ）とＷ相電流センサ２４の検出電流値（Ｉｗ＿ｓ）をｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ）とｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ）に変換する際にも、モータ１のロータ角度（θ）が必要となる。

そこで、モータコントローラ１０は、レゾルバ等の位置検出センサを用いずに、第３加算器３４において検査用電圧重畳部２１によりｄ軸電圧（Ｖｄ＿ｆｂ）に検査用電圧（Ｈｄ＾）を重畳し、また、第４加算器３６において検査用電圧重畳部２１によりｑ軸電圧（Ｖｑ＿ｆｂ）に検査用電圧（Ｈｑ＾）を重畳したときに、モータ１のロータ角度の推定値（θ＾）に基づいて３相／ｄｑ変換部２６により算出されたｄ軸実電流（Ｉｄ＿ｓ＾）及びｑ軸実電流（Ｉｑ＿ｓ＾）を用いて、モータ１のロータ角度（θ）を検出する。従って、上述のように、ｄｑ／３相変換部２０へは、ｄ軸電圧（Ｖｄ＿ｆｂ）に検査用電圧（Ｈｄ＾）が重畳されたｄ軸電圧（Ｖｄ）と、ｑ軸電圧（Ｖｑ＿ｆｂ）に検査用電圧（Ｈｑ＾）が重畳されたｑ軸電圧（Ｖｑ）とが入力される。

（ロータ角度の検出処理）
次に、モータコントローラ１０におけるロータ角度（θ）の検出処理の詳細について説明する。なお、モータ１のロータ角度の推定値（θ＾）の初期値は「０」とする。
まず、検査用電圧重畳部２１は、図３（ａ）に示したように、モータコントローラ１０の制御サイクル（Δｔ）のｎ周期分を１周期とする検査用電圧Ｈｄｑ＾（Ｈｄ＾、Ｈｑ＾）を、以下の（３９）式により生成する。

但し、Ｈｄｑ＾（ｘ）は検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベル、ｉは検査用電圧の１周期における制御サイクルの時系列番号（ｉ＝１、２、・・・、ｎ）、ｋは検査用電圧の周期の時系列番号（ｋ＝１、２、・・・）、Ｈｄ＾（ｘ）は検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベルのｄ軸成分、Ｈｑ＾（ｘ）は検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける検査用電圧の出力レベルのｑ軸成分、ｓ（ｋ）は時系列番号ｋの周期における変調信号（ｓ）の値（本発明の変調用係数に相当する）、ｄｈｄｑ＾（ｘ）は検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける基本電圧列データ、ｄｈｄ＾（ｘ）は検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける基本電圧列データのｄ軸成分、ｄｈｑ＾（ｘ）は検査用電圧の重畳を開始してからｘ番目の制御サイクルにおける基本電圧列データのｑ軸成分とする。

なお、基本電圧列データ［ｄｈｄｑ＾＝｛ｄｈｄｑ＾（１）、ｄｈｄｑ＾（２）、・・・、ｄｈｄｑ＾（ｎ）｝］のデータは、予めメモリ（図示しない）に記憶されている。また、変調信号（ｓ）のデータ｛ｓ（１）、ｓ（２）、・・・｝は、予めメモリに記憶してもよく、信号処理でよく使用されるＭ系列等の手法を用いて生成してもよい。更に、基本電圧列データ［ｄｈｄｑ＾＝｛ｄｈｄｑ＾（１）、ｄｈｄｑ＾（２）、・・・、ｄｈｄｑ＾（ｎ）｝］は、以下の（４０）式に示したように、１周期における平均が０となるように設定されている。

この場合、上記（３９）式に示したように、変調信号（ｓ）は検査用電圧（Ｈｄｑ＾）の１周期毎に変更されるため、検査用電圧（Ｈｄｑ＾）の１周期（Ｔ）における電圧レベルの平均は「０」となる。そして、これにより、ｄ軸電圧（Ｖｄ）及びｑ軸電圧（Ｖｑ）のレベルが次第に高くなって、モータ１の電機子電流のフィードバック制御系に影響を及ぼすことが抑制される。

そして、角度検出部２５は、検査用電圧重畳部２１により検査用電圧（Ｈｄ＾、Ｈｑ＾）が重畳されたときに、各制御サイクル｛ｔ（１）〜ｔ（ｎ）｝において、モータ１のロータ角度の推定値（θ＾）に基づいて３相／ｄｑ変換部２６により算出されるｄ軸実電流及びｑ軸実電流を用いてモータ１のロータ角度を検出する。

ここで、検査用電圧（Ｈｄ＾、Ｈｑ＾）のｋ番目の制御サイクルＴ（ｋ）の制御サイクルｔ（ｉ）におけるｄ軸実電流の２階差分とｑ軸実電流の２階差分を、以下の（４１）式に示したようにそれぞれ「ｄｄＩｄ＾（ｉ＋ｋ・ｎ）」、「ｄｄＩｑ＾（ｉ＋ｋ・ｎ）」とする。

また、検査用電圧（Ｈｄ＾、Ｈｑ＾）のｋ番目の周期Ｔ（ｋ）の制御サイクルｔ（ｉ）における変化量｛ｄＨｄ＾（ｉ＋ｋ・ｎ）、ｄＨｑ（ｉ＋ｋ・ｎ）｝は、上記（３９）式により、以下の（４２）式、（４３）式で表される。

そして、第３加算器３４と第４加算器３６は、第１減算器２８及び第１のＰＩ演算部２９により上記（２８）式によって算出されるｄ軸フィードバック電圧（Ｖｄ＿ｆｂ）の前回の制御サイクルにおけるｄ軸電圧（Ｖｄ）に対する差分電圧（ｄＶｄ＿ｆｂ）と、第２減算器３１及び第２のＰＩ演算部３２により上記（２９）式によって算出されるｑ軸フィードバック電圧（Ｖｑ＿ｆｂ）の前回の制御サイクルにおけるｑ軸電圧（Ｖｑ）に対する差分電圧（ｄＶｑ＿ｆｂ）とを成分とする電圧ベクトルの方向を、検査用電圧の差分電圧｛ｄＨｄ＾（ｉ＋ｋ・ｎ）、ｄＨｑ＾（ｉ＋ｋ・ｎ）｝を成分とする電圧ベクトルの方向に制限するため、以下の（４４）式、（４５）式の演算により算出したｄ軸電圧（Ｖｄ）とｑ軸電圧（Ｖｑ）をｄｑ／３相変換部２０に出力する。

但し、ｋ_１はｄＨｄ＾（ｉ＋ｋ・ｎ）、ｋ_２はｄＨｄ＾（ｉ＋ｋ・ｎ）１、Ｖｄ＿ｏｌｄは前回の制御サイクルにおけるｄ軸電圧、Ｖｑ＿ｏｌｄは前回の制御サイクルにおけるｑ軸電圧とする。

そのため、前述の（３４）式における行列ｃ＾（１）に対応する行列ｃ＾（ｉ＋ｋ・ｎ）は、以下の（４６）式により表される。

そして、図３（ａ）のＴｓ｛ｋ−１番目の周期Ｔ（ｋ−１）の制御サイクルｔ（ｉ）〜ｋ番目の周期Ｔ（ｋ）の制御サイクルｔ（ｉ）｝において、前述の（３４）式をまとめると、以下の（４７）式の形で表すことができ、更に（４７）式を変形して以下の（４８）式、（４９）式を得ることができる。

ここで、図３（ｂ）は、制御サイクルｔ（ｉ−２）〜ｔ（ｉ＋２）における検査用電圧（Ｈｄｑ）と検出電流（Ｉｄｑ）の推移を示した時系列グラフである。制御サイクル期間ｔ（ｉ）における検出電流の変化量｛ｄＩｄｑ＾（ｉ）｝と制御サイクル期間ｔ（ｉ＋１）における検出電流の変化量｛ｄＩｄｑ＾（ｉ＋１）｝から、上記（４１）式における検出電流の２階差分｛ｄｄＩｄｑ＾（ｉ）｝を算出することができる。

一方、基本電圧列データ（ｄｈｄｑ＾）に応じて算出される上記（４６）式の行列ｃ＾（ｉ）の成分は一定となる。従って、上記（４８）式における行列Ｃ＾の成分も一定となり、行列Ｃに基づいて算出される上記（４９）式の行列Ｄ＾の成分も一定となる。そのため、上記（４９）式の行列Ｄ＾の成分は、基本電圧列データ（ｄｈｄｑ＾）により予め算出することができる。そこで、モータコントローラ１０のメモリには、このようにして算出された行列Ｄ＾の成分のデータが予め記憶されており、角度検出部２５は、メモリに記憶された行列Ｄ＾の成分のデータを用いて上記（４９）式の演算を実行する。

この場合、角度検出部２５は、行列Ｄ＾の成分と各制御期間における検出電流の２階差分（ｄｄＩｄｑ＾）及び変調信号（ｓ）を上記（３３）式により補正したｓ’との簡易な演算によりロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ＾）との位相差（θｅ＝θ−θ＾）の２倍角に応じた正弦参照値（Ｖｓ＾＝Ｌ_１ｓｉｎ２θｅ）と余弦参照値（Ｖｃ＾＝Ｌ_１ｃｏｓ２θｅ）を算出することができる。そのため、正弦参照値（Ｖｓ＾）と余弦参照値（Ｖｃ＾）の算出時間を短縮することができる。

また、このように、ｄ軸フィードバック電圧（Ｖｄ＿ｆｂ）とｑ軸フィードバック電圧（Ｖｑ＿ｆｂ）を成分とする電圧の方向を、検査用電圧の変化量｛ｄＨｄ＾（ｉ＋ｋ・ｎ）、ｄＨｑ＾（ｉ＋ｋ・ｎ）｝を成分とする電圧ベクトル方向に制限した場合、検査用電圧の重畳による電流フィードバック系への干渉を少なくするために、電流フィードバックにローパスフィルタを施す必要がなくなる。そのため、電流フィードバック系の応答性を良好に維持することができる。

そして、角度検出部２５は、以下の（５０）式によりモータ１のロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ＾）との位相差（θｅ）を算出して、ロータ角度（θ＝θ＾＋θｅ）を検出する。

また、以下の（５１）式又は（５２）式によるオブザーバの追従演算によって、ロータ角度の推定値（θ＾）を、推定誤差（θｅ）が０に収束するように修正して、ロータ角度を検出することもできる。

また、上記（５１）式、（５２）式のｏｆｆｓｅｔの値を変更することによって、検
出されるロータ角度の位相を強制的にずらして、検出誤差を減少させることができる。

なお、上記（５２）式における√（Ｖｓ＾^２＋Ｖｃ＾^２）の演算は時間がかかるので、以下の（５３）式により近似してもよい。

また、本実施の形態では、検査用電圧重畳部２１は、上記（３９）式により、前回の制御サイクルにおける検査用電圧｛Ｈｄｑ（ｉ−１＋ｋ・ｎ）｝に、基本電圧列データ｛ｄｈｄｑ＾（ｉ−１）｝と変調信号｛ｓ（ｋ）｝との乗算値を加算して、今回の制御サイクルにおける検査用電圧｛Ｈｄｑ＾（ｉ＋ｋ・ｎ）｝を算出したが、予め変調信号｛ｓ（ｋ｝の値が設定されている場合には、基本電圧列データも既知であるので、検査用電圧（Ｈｄｑ＾）を予め算出することができる。

この場合は、以下の（５４）式、（５５）式により、ｄ軸電圧（Ｖｄ）とｑ軸電圧（Ｖｑ）を算出することができる。

そして、以下の（５６）式、（５７）式により、前回の制御サイクルに対する今回の制御サイクルのｄ軸電圧の差分電圧（Ｖｄ（ｉ＋ｋ・ｎ）−Ｖｄ＿ｏｌｄ）とｑ軸電圧の差分電圧（Ｖｑ（ｉ＋ｋ・ｎ）−Ｖｑ＿ｏｌｄ）を成分とする電圧ベクトルの方向を、前回の制御サイクルに対する今回の検査用電圧の差分電圧（ｋ_１、ｋ_２）の方向に制限することができる。

但し、Ｖｄ＿ｏｌｄは前回の制御サイクルにおけるｄ軸電圧、Ｖｑ＿ｏｌｄは前回の制御サイクルにおけるｑ軸電圧とする。そのため、この場合は、第３加算器３４と第４加算器３６は、ｄ軸電圧（Ｖｄ）とｑ軸電圧（Ｖｑ）を、以下の（５８）式により算出して、電流フィードバックの結果を検査用電圧の差分電圧（ｋ_１、ｋ_２）の方向に制限することができる。

（磁極判別処理及びその原理）
ところで、ロータ２の回転に伴うインダクタンス変動は、ロータ角度θの１／２周期なので、上述の処理により算出されるロータ角度θの演算値は、電気角０〜１８０［度］、または電気角１８０〜３６０［度］の両領域で同値となる。従って、ＤＣブラシレスモータ１の始動時に初期ロータ角度θを電気角０〜３６０［度］の範囲で検出するには、ロータ２の磁極の向きを判別する磁極判別処理を実行し、ロータ角度θの演算値が、電気角０〜１８０［度］、または電気角１８０〜３６０［度］のどちらの領域での値かを判定する必要がある。

そこで、先ず実際の磁極判別処理の動作について説明する前に、基本的な磁極判別処理の考え方を説明する。例えば、ある位置にロータ２を固定して、その時にｑ軸電機子に電流を流してｑ軸方向（ロータの磁石の磁束方向）に磁界を生じさせると、以下に示す２通りの事象の発生が考えられる。
（１）「電流により生じた磁界の向き＝磁石により生じる磁界の向き」の場合、磁界が飽和状態となるため、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相の自己インダクタンス直流分ｌの変動分Δｌが大きくなる。
（２）「電流により生じた磁界の向き≠磁石により生じる磁界の向き」の場合、磁界が非飽和状態となるため、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相の自己インダクタンス直流分ｌの変動分Δｌが小さくなる。

この現象は、ある位置にロータ２を固定して、その時にｑ軸電機子に正方向と負方向の電流を流してｑ軸方向（ロータの磁石の磁束方向）に磁界を生じさせる場合にも同様であって、
（１）「正方向電流により生じた磁界の向き＝磁石により生じる磁界の向き」の場合、磁界が飽和状態となるため、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相の自己インダクタンス直流分ｌの変動分Δｌが大きくなる。
（２）「負方向電流により生じた磁界の向き≠磁石により生じる磁界の向き」の場合、磁界が非飽和状態となるため、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相の自己インダクタンス直流分ｌの変動分Δｌが小さくなる。

従って、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相の自己インダクタンス直流分ｌの変動分Δｌの値により変化する前述の（３６）式で算出される余弦参照値（Ｖｃ＾）を、正方向電流に基づくΔｌと負方向電流に基づくΔｌのそれぞれから算出して大きさを比較することで、ロータ２が電気角０〜１８０［度］、または電気角１８０〜３６０［度］のどちらの領域に存在するかを判断することができる。

具体的には、例えば正方向電流に基づくΔｌ値により算出される余弦参照値（Ｖｃ＾）をＶｃ１、負方向電流に基づくΔｌ値により算出される余弦参照値（Ｖｃ＾）をＶｃ２とすると、磁極判別計算結果「Ａ＝Ｖｃ１−Ｖｃ２」と定義した場合、磁極判別計算結果Ａの正負により、ロータ２が電気角０〜１８０［度］、または電気角１８０〜３６０［度］のどちらの領域に存在するかを判断することができる。例えば、図４は磁極判別計算結果Ａの正負とロータ角度θの演算値との関係を示した図である。図４に示すように、例えば実際のロータ角度θ＝７５［度］であっても、実際のロータ角度θ＝２５５［度］であっても、両方ともロータ角度θの演算値は７５［度］と算出されるので、磁極判別計算結果Ａの正負により、例えば磁極判別計算結果Ａが負の場合はロータ角度θ＝７５［度］、例えば磁極判別計算結果Ａが正の場合はロータ角度θ＝２５５［度］と判定する。

また、磁極判別処理に要する時間が長いと、それだけロータ２の正確な位置検出ができずに、モータ１のトルク制御の開始が遅れるので、本実施例のブラシレスモータ制御装置は、磁極判別処理の実行時に界磁電流を印加する際、電流フィードバックによってモータ電流（実電流）を電流指令値に近づけるにあたり、実電流のピーク値を短時間で安定させるために、前述の（２９）式、あるいは（５５）式におけるＰＩ制御の積分項を除いて処理を実行し、Ｐ（比例）制御のみで電圧指令値を算出する。

しかし、このようなブラシレスモータ制御装置において磁極判別処理を行う場合、Ｐ（比例）制御のみで電圧指令値を算出することにより、モータ１の始動時にモータ電流（実電流）は短時間で安定し、磁極判別処理に要する時間を短縮化することができるものの、図５に示すように、モータ電流（実電流）のピーク値（モータのいずれかの相の電流の最大値）がロータ角度の全周に渡り一定にはならないため、モータ電流（実電流）のピーク値と比例関係にある磁極判別能力もロータ角度の全周に渡り一定にはならないという現象が発生する。そのため、モータ電流（実電流）のピーク値が低いところの磁極判別能力に合わせて制御すると、モータ電流（実電流）のピーク値が高いところでは磁極判別能力が高すぎると共に、必要以上に流れる電流によってモータの効率が悪化する、あるいは必要以上に流れる電流によってモータの減磁作用が大きくなりロータに設けた永久磁石の磁力が低下するという問題が発生する。なお、図５は、界磁側の電圧指令値の算出をＰ（比例）制御のみで行った場合の、実際のロータ角度θに対するモータ電流（実電流）のピーク値をグラフ化した図である。

具体的には、実際のロータ角度に対するロータ角度の演算値、及び実際のロータ角度に対する磁極判別計算結果Ａの値を表した図６のグラフに示すように、モータ電流（実電流）のピーク値が小さくなる実際のロータ角度３０［度］、９０［度］、１５０［度］、２１０［度］、２７０［度］、３３０［度］で磁極判別計算結果Ａがちょうど良い値になるように制御すると、モータ電流（実電流）のピーク値が大きくなる実際のロータ角度２４０［度］、３００［度］では磁極判別計算結果Ａの値が大きすぎ、実際のロータ角度０［度］、６０［度］、１２０［度］では磁極判別計算結果Ａの値が小さすぎる（絶対値が大きすぎる）という結果になる。なお、図６は、界磁側の電圧指令値の算出をＰ（比例）制御のみで行った場合の、実際のロータ角度θに対するロータ角度θの演算値、及び実際のロータ角度θに対する磁極判別計算結果Ａの値をグラフ化した図である。

（磁極判別処理動作）
そこで、本実施例のブラシレスモータ制御装置では、Ｐ（比例）制御のみで電圧指令値を算出することにより、モータの始動時にモータ電流（実電流）を短時間で安定させて、磁極判別処理に要する時間を短縮化しつつ、上述の問題を回避して効率よく磁極判別処理を実行するために、複数の電流指令値を用意して、前述の「ロータ角度の検出処理」において算出されたロータ２のロータ角度θの演算値により、ｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）（＝界磁電流指令値）を用意された電流指令値のいずれかに切り換えて制御する。
次に、図面を参照して本実施例のブラシレスモータ制御装置の磁極判別処理動作について具体的に説明する。

（ｑ軸指令電流の切り換え）
図７は、ロータ２のロータ角度θの演算値によりｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）を切り換え制御するためにロータ角度θの場合分けを示した図であって、細かく場合分けされたロータ角度θにより、ｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）に弱設定、中設定、強設定の３個の電流指令値のいずれかを指定する。詳細に説明すると、磁極判別計算結果Ａの絶対値が小さい値で安定するロータ角度θ＝２０〜４０［度］、８０〜１００［度］、１４０〜１６０［度］では、ｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）に電流を多く流す強設定の電流指令値を指定する。また、磁極判別計算結果Ａの絶対値が大きい値で安定するロータ角度θ＝０〜１０［度］、５０〜７０［度］、１１０〜１３０［度］、１７０〜１８０［度］では、ｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）に電流を少なく流す弱設定の電流指令値を指定する。

更に、磁極判別計算結果Ａの絶対値が小さい値と大きい値との間で変化するロータ角度θ＝１０〜２０［度］、４０〜５０［度］、７０〜８０［度］、１００〜１１０［度］、１３０〜１４０［度］、１６０〜１７０［度］では、ｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）に電流を多く流す強設定と電流を少なく流す弱設定との中間の中設定の電流指令値を指定する。なお、弱設定、中設定、強設定の３個の電流指令値によりモータ１に流れる電流は、強設定時の電流量＞中設定時の電流量＞弱設定時の電流量とする。

（磁極判別処理手順）
一方、図８は、本実施例のブラシレスモータ制御装置の磁極判別処理手順を示すフローチャートである。
図８において、まず、角度検出部２５は、前述の「ロータ角度の検出処理」によりロータ２のロータ角度θを検出する（ステップＳ１）。
次に、制御部１１は、角度検出部２５により検出されたロータ角度θの演算値に対し、予め記憶しておいた上述の図７に示すロータ角度θと複数の電流指令値との対応関係に基づいて、ロータ角度θによりｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）を切り換える（ステップＳ２）。

具体的には、ロータ角度θ＝２０〜４０［度］、８０〜１００［度］、１４０〜１６０［度］の場合、ｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）に強設定の電流指令値を指定する（ステップＳ３）。
また、ロータ角度θ＝０〜１０［度］、５０〜７０［度］、１１０〜１３０［度］、１７０〜１８０［度］の場合、ｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）に弱設定の電流指令値を指定する（ステップＳ４）。
更に、ロータ角度θ＝１０〜２０［度］、４０〜５０［度］、７０〜８０［度］、１００〜１１０［度］、１３０〜１４０［度］、１６０〜１７０［度］の場合、ｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）に中設定の電流指令値を指定する（ステップＳ５）。

これにより、モータコントローラ１０は、ｄ軸指令電流（Ｉｄ＿ｃ）と、上述の強設定、弱設定、中設定の電流指令値のいずれかに指定されたｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）とにより、モータ１の電機子３、４、５に流れる電流をｄｑ座標系においてフィードバック制御しながら、検査用電圧重畳部２１により界磁側の電圧指令値に磁極検出用電圧を印加して、電機子３、４、５に正方向電流と負方向電流とを流す（ステップＳ６）。
一方、角度検出部２５は、前述の（３６）式に基づいて算出される正方向電流に基づくΔｌ値により算出される余弦参照値（Ｖｃ＾）＝Ｖｃ１、及び負方向電流に基づくΔｌ値により算出される余弦参照値（Ｖｃ＾）＝Ｖｃ２を用いて磁極判別計算結果「Ａ＝Ｖｃ１−Ｖｃ２」を算出する（ステップＳ７）。

また、角度検出部２５は、図４に示すように、磁極判別計算結果Ａの正負により、ロータ２が電気角０〜１８０［度］、または電気角１８０〜３６０［度］のどちらの領域に存在するかを判断する磁極判別処理を実行する（ステップＳ８）。
最後に、角度検出部２５は、判定されたロータ角度θに基づいてロータ２の初期位置を確定する（ステップＳ９）。

以上説明したように、本実施例のブラシレスモータ制御装置によれば、モータ１の始動時、モータコントローラ１０は、モータ１へのトルク指令値に基づく電流指令値を第１のＰＩ演算部２９及び第２のＰＩ演算部３２により電圧指令値に変換する際、第２のＰＩ演算部３２における積分項の処理を実行せず、Ｐ（比例）制御のみで電圧指令値を算出し、モータ電流（実電流）を短時間で安定させるように制御する。また、この状態で、角度検出部２５がモータ１のロータ２の磁極の向きを判別する際、制御部１１は、モータ１のロータ２の位置に基づいてｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）を変更する。これにより、モータコントローラ１０は、ロータ角度θの全周に渡り、磁極判別能力を一定に保ちながらモータ１の実電流の変化幅を小さくすることができる。

具体的には、制御部１１が、所定の角度範囲毎に予め設定された複数の電流指令値の中から、上述の「ロータ角度の検出処理」により算出されたロータ角度θの演算値に応じて、モータ１に流れる電流により区別された大、中、小の三段階のいずれかの電流指令値をｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）に指定することで、ロータ角度θの全周に渡り、磁極判別能力を一定に保ちながらモータ１の実電流の変化幅を小さくすることができ、図９に記載した磁極判別計算結果Ａが示すように、モータ電流（実電流）のピーク値と比例関係にある磁極判別能力もロータ角度の全周に渡り変化幅を小さくすることができる。
従って、モータの始動時に、磁極判別処理による減磁作用を抑制し、安定した磁極判別能力を確保しながら短時間でかつ効率良く磁極判別処理を実行し、ロータの位置を正確に検出可能なブラシレスモータ制御装置を実現することができるという効果が得られる。なお、図９は、本実施例のブラシレスモータ制御装置における実際のロータ角度θに対するロータ角度θの演算値、及び実際のロータ角度θに対する磁極判別計算結果Ａの値をグラフ化した図である。

また、所定の角度範囲毎に予め設定された電流指令値の中から、ロータ角度θに応じた電流指令値を選択してｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）に指定することで、簡単な構成で容易にロータ２の位置に基づいてｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）を変更することができる。
従って、ロータ角度θの全周に渡り、磁極判別能力を安定させることができると共に減磁作用を抑制することができるという効果が得られる。

本発明の一実施例のブラシレスモータ制御装置が制御するＤＣブラシレスモータの構成図及び等価回路を示す図である。 本発明の一実施例のブラシレスモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 同実施例のブラシレスモータ制御装置における検査用電圧の周期と検査用電圧及びｄｑ軸電流の推移を示した図である。 同実施例のブラシレスモータ制御装置において算出される磁極判別計算結果Ａの正負とロータ角度θの演算値との関係を示した図である。 同実施例のブラシレスモータ制御装置において、界磁側の電圧指令値の算出をＰ（比例）制御のみで行った場合の、実際のロータ角度θに対するモータ電流（実電流）のピーク値をグラフ化した図である。 同実施例のブラシレスモータ制御装置において、界磁側の電圧指令値の算出をＰ（比例）制御のみで行った場合の、実際のロータ角度θに対するロータ角度θの演算値、及び実際のロータ角度θに対する磁極判別計算結果Ａの値をグラフ化した図である。 同実施例のブラシレスモータ制御装置においてロータ角度θの演算値によりｑ軸指令電流（Ｉｑ＿ｃ）を切り換え制御するためにロータ角度θの場合分けを示した図である。 同実施例のブラシレスモータ制御装置の磁極判別処理手順を示すフローチャートである。 同実施例のブラシレスモータ制御装置における実際のロータ角度θに対するロータ角度θの演算値、及び実際のロータ角度θに対する磁極判別計算結果Ａの値をグラフ化した図である。

符号の説明

１ モータ（ブラシレスモータ）
２ ロータ
１１ 制御部（電流指令制御手段）
Ｉｑ＿ｃ ｑ軸指令電流（界磁電流指令値）

Claims (1)

1. 永久磁石式のロータを備えたブラシレスモータのステータの巻線に高調波電圧を印加し、該高周波電圧により発生したモータ電流から前記ロータの位置を検出するブラシレスモータ制御装置において、
   前記ブラシレスモータへのトルク指令値に基づく電流指令値を電圧指令値へ変換する際に、該電圧指令値を比例制御のみで算出し、
   前記ロータの磁極の向きを判別する磁極判別処理時に、前記ロータの位置に基づいて界磁電流指令値を変更する電流指令制御手段を備え、
   前記電流指令制御手段が、所定の角度範囲毎に予め設定された界磁電流指令値の中から、前記ロータの位置を示すロータ角度に応じた界磁電流指令値を選択することを特徴とするブラシレスモータ制御装置。

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