CN103051269B - 同步机控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明的同步机控制装置包括控制指令生成器。根据转矩指令、旋转速度和运行目标指令生成电枢交链磁通指令和转矩电流指令的控制指令生成器包括：根据转矩指令或转矩电流指令生成第一磁通指令的第一磁通指令生成器；根据转矩指令或转矩电流指令和同步机的旋转速度生成第二磁通指令的第二磁通指令生成器；指令分配设定器，该指令分配设定器根据运行目标指令设定与第一和第二磁通指令这两个磁通指令的分配比相当的分配系数；磁通指令调节器，该磁通指令调节器根据两个磁通指令和分配系数输出电枢交链磁通指令；及转矩电流指令生成器，该转矩电流指令生成器根据转矩指令和电枢交链磁通指令生成转矩电流指令。

Description

同步机控制装置

技术领域

本发明涉及包括旋转驱动同步机的功率转换单元的同步机控制装置。

背景技术

在利用具有逆变器等功率转换单元的同步机控制装置对转子具有永磁体的永磁同步电动机、利用转子的磁凸极性来产生转矩的磁阻电动机等同步机进行控制时，以往较为广泛地采用对转子进行控制以使电枢电流矢量向着一定的相位方向的方法。例如，在现有的永磁同步机中，将电枢电流矢量控制在与转子的永磁体磁通轴正交的方向上，并与所希望的转矩成比例地控制电枢电流矢量的绝对值。此外，对于上述磁阻电动机，已知电枢电流矢量的绝对值与输出转矩不成比例，用现有的控制方法难以实现高精度的转矩控制。

而且，若永磁同步机的旋转速度上升，则永磁体磁通引起的感应电压导致电枢电压上升，该感应电压超过逆变器等功率转换单元所能输出的电压，因此，为了防止这样的情况发生，进行弱磁通控制，从而在永磁体磁通轴方向上产生称为弱电流的负的电枢电流矢量来减小电枢交链磁通。但即使弱电流相同，若输出转矩不同，则电枢电压会发生变化，因此，以现有的控制方式根据转矩大小将电枢电压控制为所希望的值是较为困难的。

作为解决了这样的技术问题的同步机控制装置的一个示例，其包括转矩电流指令生成器、磁通指令生成器、磁通运算器、及磁通控制器，其中，该转矩电流指令生成器由转矩电流运算器、转矩电流限制生成器、及限幅器（limiter）这三个结构要素所构成，该转矩电流运算器根据转矩指令和磁通指令来运算出电枢电流指令的转矩分量即转矩电流指令，该转矩电流限制生成器产生基于电枢电流指令的磁化分量即磁化电流指令和上述电流限制值所能产生的转矩电流指令最大值以使电枢电流不超过功率转换单元的电流限制值，该限幅器根据上述转矩电流指令最大值来限制转矩电流指令，该磁通指令生成器根据来自该转矩电流指令生成器的转矩电流指令来运算磁通指令，该磁通运算器根据同步机的电枢电流或电枢电流及电枢电压来运算电枢交链磁通，该磁通控制器制生成磁化电流指令并输入到转矩电流指令生成器以使磁通指令与上述电枢交链磁通一致。这是由于，通过一边参照磁通指令和磁化电流指令一边计算出转矩电流指令，以此来考虑功率转换单元的输出电流的限制，且一边参照转矩电流指令一边计算出磁通指令，因此，能生成反映出上述输出电流限制引起的转矩电流指令的变动的优选的磁通指令。（例如参照专利文献1）

此外，作为同样的控制装置的另一示例，其生成使同步机产生所希望的转矩和电枢电压的电枢交链磁通指令和与该电枢交链磁通指令正交的电枢电流（转矩电流）指令，另一方面，确定磁通轴方向的电流（磁化电流）指令以使通过基于电枢电流的磁通运算求出的电枢交链磁通与上述电枢交链磁通指令一致，然后，从转矩电流指令和磁化电流指令生成以角频率进行旋转的旋转二轴坐标（以下，用dq轴来表示）的电流指令。这样，通过使同步机的转矩与电流的关系线性化来改善控制特性，通过直接控制端子电压来降低功率转换单元的容量。（例如，参照专利文献2）

此外，作为同样的控制装置的又一个示例，该控制装置包括从转矩指令值和电枢交链磁通指令值来运算能线性控制转矩和电枢交链磁通的电流指令值的单元，在该控制装置中，在转矩指令值小于规定值的情况下，将交链磁通指令值设为相对于转矩指令值的增加函数，在转矩指令值大于规定值的情况下，将交链磁通指令值限制在上限值以下的一定值。这样，能通过使同步机的转矩与电流的关系线性化来改善控制特性，通过限制交链磁通的上限来避免磁饱和。（例如，参照专利文献3）

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特许第4531751号公报（图1及其说明）

专利文献2：日本专利特许第3640120号公报（图3及其说明）

专利文献3：日本专利特许第3570467号公报（图5及其说明）

发明内容

在上述专利文献1中，对以下的结构进行了说明，即，一边参照转矩电流指令一边输出磁通指令以在电流大小为恒定的条件下使转矩最大，但是，通常，在电流大小恒定的条件下，转矩成为最大的条件与转换效率（同步机或功率转换单元、甚至是同步机和功率转换单元整体的转换效率）成为最大的条件并不相同。在需要以尽可能小的电流获得尽可能大的转矩这样的用途中，优选设定运行目标，以控制成在电流大小为恒定的条件下转矩成为最大，但并不一定一直都希望这样的控制。

例如，在冷却能力较低、或在同步机内部具有永磁同步机等、同步机的温度上升成为问题的情况下，需要进行使同步机的转换效率成为最大的控制以抑制同步机的发热，或者，在需要考虑构成同步机的功率转换单元的开关元件的耐热性的情况下，需要进行能抑制功率转换单元发热的控制，而专利文献1的控制难以灵活应对这样的情形。

此外，在上述专利文献2、3中，尽管能一边考虑磁饱和及功率转换器的最大输出电压一边直接高精度地控制转矩电流和电枢交链磁通，但关于转矩电流指令和磁通指令的生成，与专利文献1相同，由于生成为在电流的大小为恒定的条件下使转矩成为最大，因此产生与专利文献1相同的问题。

此外，上述转换效率最大等的运行目标随着同步机、功率转换单元等的状态（主要是温度）而时时刻刻发生变化，因此，需要在线生成基于状况的运行目标指令的结构。

本发明是为了解决如上所述的技术问题而实施的，其目的在于提供一种同步机控制装置，其能根据同步机或功率转换单元等的状态（主要是温度）生成适当的运行目标指令，考虑同步机的转换效率的基础上，依次在线生成满足运行目标（同步机或功率转换单元的效率最大、发热最小等）的控制指令（电枢交链磁通指令）。

本发明所涉及的同步机控制装置在同步机的产生电枢交链磁通的方向即γ轴和与γ轴正交方向即δ轴这二个轴上对所述同步机的电枢电流进行控制，所述同步机控制装置包括：电压指令生成器，该电压指令生成器根据所述γ轴方向的电流指令即磁化电流指令和所述δ轴方向的电流指令即转矩电流指令来生成电压指令；功率转换单元，该功率转换单元根据所述电压指令来转换电源的电压，并对所述同步机施加电压；电流检测单元，该电流检测单元用于检测所述同步机的电枢电流；位置检测单元，该位置检测单元推定或检测所述同步机的转子位置；速度运算器，该速度运算器根据所述转子位置来运算所述同步机的旋转速度；磁通运算器，该磁通运算器根据所述电枢电流和所述电压指令来推定所述同步机的推定电枢交链磁通；磁化电流指令生成器，该磁化电流指令生成器根据电枢交链磁通指令和所述推定电枢交链磁通的差分来生成所述磁化电流指令；以及控制指令生成器，该控制指令生成器根据转矩指令、所述旋转速度和运行目标指令来生成所述电枢交链磁通指令和所述转矩电流指令，所述控制指令生成器包括：第一磁通指令生成器，该第一磁通指令生成器根据所述转矩指令或所述转矩电流指令来生成第一磁通指令；第二磁通指令生成器，该第二磁通指令生成器根据所述转矩指令或所述转矩电流指令、以及所述旋转速度来生成第二磁通指令；指令分配设定器，该指令分配设定器根据所述运行目标指令来设定与所述第一磁通指令和所述第二磁通指令这两个磁通指令的分配比相当的分配系数；磁通指令调节器，该磁通指令调节器根据所述两个磁通指令和所述分配系数来输出所述电枢交链磁通指令；以及转矩电流指令生成器，该转矩电流指令生成器根据所述转矩指令和所述电枢交链磁通指令来生成所述转矩电流指令。

根据本发明所涉及的同步机控制装置，鉴于即使在相同的转矩指令的条件下，合适的运行目标也会随同步机和功率转换单元等的状态而发生变化的情形，生成适合同步机和功率转换单元等的状态的运行目标指令，在此基础上依次在线生成既考虑了同步机的转换效率又能满足运行目标的控制指令，从而起到在有效地抑制同步机或功率转换单元的损耗和发热的情况下高效地驱动同步机的效果。

附图说明

图1是说明本发明的实施方式1所涉及的同步机控制装置的图，是表示包含同步机和同步机控制装置的同步机控制***的图。

图2是表示图1所示的磁通运算器的结构的一个示例的图。

图3是表示图1所示的磁通运算器的结构的另一个示例的图。

图4是说明本发明的实施方式1所涉及的同步机控制装置的图，是表示包含同步机和同步机控制装置的另一同步机控制***的图。

图5是表示图4所示的磁通运算器的结构的图。

图6是表示图1所示的电压指令生成器的结构的一个示例的图。

图7是表示图1所示的电压指令生成器的结构的另一个示例的图。

图8是表示图1所示的电压指令生成器的结构的又一个示例的图。

图9是表示图1所示的控制指令生成器的结构的一个示例的图。

图10是表示相位的定义、相位和转矩之间的关系的图。

图11是同步机（主要是永磁同步机）的矢量图。

图12是说明转矩电流指令与磁通指令之间关系的图。

图13是表示图1所示的控制指令生成器的结构的另一个示例的图。

图14是说明转矩指令和磁通指令之间关系的图。

图15是说明本发明的实施方式2所涉及的同步机控制装置的图，是表示包含同步机和同步机控制装置的同步机控制***的图。

图16是表示图15所示的控制指令生成器的结构的一个示例的图。

图17是表示图15所示的控制指令生成器的结构的另一个示例的图。

图18是说明本发明的实施方式3所涉及的同步机控制装置的图，是表示包含同步机和同步机控制装置的同步机控制***的图。

图19是说明本发明的实施方式3所涉及的同步机控制装置的图，是表示包含同步机和同步机控制装置的另一同步机控制***的图。

图20是说明本发明的实施方式4所涉及的同步机控制装置的图，是表示包含同步机和同步机控制装置的同步机控制***的图。

图21是说明本发明的实施方式5所涉及的同步机控制装置的图，是表示包含同步机和同步机控制装置的同步机控制***的图。

图22是说明本发明的实施方式5所涉及的同步机控制装置的图，是表示包含同步机和同步机控制装置的另一同步机控制***的图。

图23是说明本发明的实施方式6所涉及的同步机控制装置的图，是表示包含同步机和同步机控制装置的同步机控制***的图。

具体实施方式

以下，参照附图对本发明所涉及的同步机控制装置的优选实施方式进行说明。另外，本发明不受该实施方式的限定，在本发明的范围内能对各实施方式进行组合，或适当地变更、省略各实施方式。

实施方式1

根据图1，对本发明的实施方式1所涉及的同步机控制装置进行说明。图1是说明本发明的实施方式1所涉及的同步机控制装置的图，是表示包含同步机和同步机控制装置的同步机控制***的图。

以下，对实施方式1所涉及的对同步机进行驱动的同步机控制装置的结构及结构要素的功能进行说明。首先，从旋转驱动同步机的功率转换单元的输出侧开始按顺序进行说明，以下，对作为功率转换单元的输入侧的电压指令的生成为止的流程进行说明。

实施方式1所涉及的对同步机1进行驱动的同步机控制装置的结构中，以具有将由电源3提供的功率转换为多相交流功率的功能的逆变器为代表的功率转换单元4与同步机1的电枢绕组相连接，功率转换单元4根据通过后述的电压指令生成器2得到的电压指令对同步机1施加电压来驱动同步机1。其结果是，同步机1的电枢绕组中产生输出电流。另外，电源3是输出直流电压的电源或电池，作为电源3的实施例也包含从单相或三相的交流电源通过公知的换流器而得到直流电压的情况。

对于同步机1的输出电流即电枢绕组的电流（以下用电枢电流来表示），利用以电流传感器为代表的电流检测单元5来进行检测。另外，在同步机1为三相旋转机的情况下，使电流检测单元5成为检测同步机1的三相输出电流中的全相的输出电流的结构，或成为检测出两个相的输出电流、使用检测出的两个相的输出电流iu、iv且根据iw＝―iu―iv的关系来求出一个相（例如w相）的输出电流iw的结构。而且，除了直接检测各相的电流的方法以外，也可以使用公知的技术，即通过在电源3与功率转换单元4之间流动的DC链接电流来检测出上述输出电流的方法。

位置检测单元6使用公知的旋转变压器（resolver）或编码器等来检测出同步机1的转子位置θ。此外，速度运算器7根据检测到的转子位置θ进行微分运算，从而计算出同步机1的旋转速度（电角频率）ω。

在同步机1为永磁同步机的情况下，所谓的同步机1的转子位置θ是指永磁体的N极方向相对于以u相电枢绕组为基准所取的轴的角度，一般将以同步机1的旋转速度（电角频率）ω进行旋转的旋转二轴坐标（以下用dq轴来表示）中的d轴定为上述永磁体的N极方向，以下也据此进行说明。将q轴定为相对于d轴向前90°的正交方向。在同步机1为绕组励磁型的情况下也相同，是指电流流过励磁绕组时产生的励磁磁通的N极方向相对于以u相电枢绕组为基准所取的轴的角度，将此情况下的d轴定为上述励磁磁通的N极方向。另外，该实施方式中，将产生电枢交链磁通的方向设为γ轴，相对于γ轴前进90°的正交方向设为δ轴。

磁通运算器8至少根据由电流检测单元5检测出的同步机1的输出电流iu、iv、iw以及通过后述的电压指令生成器2和坐标转换器11a得到的电压指令（三相的情况下为Vu*、Vv*、Vw*），来推定出电枢交链磁通的推定值（以下用推定电枢交链磁通来表示），具体而言，推定出推定电枢交链磁通的绝对值∣Φ∣和推定电枢交链磁通的相位∠Φ。所谓的推定电枢交链磁通的相位∠Φ是指推定电枢交链磁通的方向相对于以u相电枢绕组为基准的轴的角度。

图2是图1所示的磁通运算器8的结构图的一个示例。在图2中，坐标转换器11c通过式（1）的运算，根据转子位置θ，将同步机1的输出电流iu、iv、iw转换为dq轴上的电流id、iq。

（数学式1）

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{id}\\ \mathrm{iq}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& \sin \mathrm{\θ}\\ -\sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right)\left(\begin{array}{ccc}\sqrt{\frac{2}{3}}& -\frac{1}{\sqrt{6}}& -\frac{1}{\sqrt{6}}\\ 0& -\frac{1}{\sqrt{2}}& -\frac{1}{\sqrt{2}}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\mathrm{iu}\\ \mathrm{iv}\\ \mathrm{iw}\end{array}\right)...\left(1\right)$

在电流型磁通运算器81中，通过dq轴上的电流id、iq，计算出推定电枢交链磁通的绝对值∣Φ∣和推定电枢交链磁通的相位∠Φ，并将它们输出。

在具有励磁（永磁体）磁通Φm的同步机1中，在电流与实电枢交链磁通之间，式（2）所示的关系成立。

式中，Ld是d轴方向的电感（以下用d轴电感来表示），Lq是q轴方向的电感（以下用q轴电感来表示），Φd是实际电枢交链磁通的d轴分量，Φq是实际电枢交链磁通的q轴分量，pd0是推定电枢交链磁通的d轴分量，pq0是推定电枢交链磁通的q轴分量。此处，假定由式（2）所得到的实际电枢交链磁通与推定电枢交链磁通基本一致。

（数学式2）

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\Φd}=\mathrm{Ld}\·\mathrm{id}+\mathrm{\Φm}\≅\mathrm{pd}0\\ \mathrm{\Φq}=\mathrm{Lq}\·\mathrm{iq}\≅\mathrm{pq}0\end{array}\right....\left(2\right)$

另外，在没有励磁（永磁体）磁通的同步机中，Φm＝0。

在电流型磁通运算器81中，在上述假定下，从由式（2）得到的推定电枢交链磁通的d轴分量pd0和该q轴分量pq0，根据式（3）和（4），计算出推定电枢交链磁通的绝对值∣Φ∣和该相位∠Φ，并将它们输出。

（数学式3）

$\left|\mathrm{\Φ}\right|=\sqrt{{\mathrm{pd}0}^2+{\mathrm{pq}0}^2}...\left(3\right)$

（数学式4）

$\left\{\begin{array}{c}\∠\mathrm{\Φ}={\tan }^{-1}\left(\frac{\mathrm{pq}0}{\mathrm{pd}0}\right)+\mathrm{\θ}\\ \∠\mathrm{\Φ}0+\mathrm{\θ}\end{array}\right.$ 其中 $\∠\mathrm{\Φ}0={\tan }^{-1}\left(\frac{\mathrm{pq}0}{\mathrm{pd}0}\right)...\left(4\right)$

另外，已知式（2）的运算中使用的dq轴电感Ld、Lq的值因磁饱和而随同步机1的输出电流而变化，因此，也可以设为以下的结构，即，预先将输出电流（例如，dq轴上的电流id、iq）与dq轴电感的关系，以数学式或以表格的形式进行存储，使其根据输出电流进行变化，从而降低电感变动引起的磁通推定的误差。当然，也可以预先以数学式或以表格的形式进行存储，以从输出电流直接得到推定电枢交链磁通（pd0、pq0）。

此外，在图1中，也可以使用以下所示的磁通运算器8a来取代磁通运算器8。图3是磁通运算器8a的结构图的一个示例。磁通运算器8a具有电压型磁通运算器82以取代磁通运算器8中的电流型磁通运算器81。

在图3中，坐标转换器11d通过式（5）的运算，根据转子位置θ，将电压指令Vu*、Vv*、Vw*转换为dq轴上的电压指令Vd*、Vq*。

（数学式5）

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{Vd}*\\ \mathrm{Vq}*\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& \sin \mathrm{\θ}\\ -\sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right)\left(\begin{array}{ccc}\sqrt{\frac{2}{3}}& -\frac{1}{\sqrt{6}}& -\frac{1}{\sqrt{6}}\\ 0& -\frac{1}{\sqrt{2}}& -\frac{1}{\sqrt{2}}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\mathrm{Vu}*\\ \mathrm{Vv}*\\ \mathrm{Vw}*\end{array}\right)...\left(5\right)$

但是，在式（5）中，考虑到基于由电流检测单元5检测出的同步机1的电枢电流iu、iv、iw的值的控制运算反映到由从功率转换单元4输出的三相电压Vu、Vv、Vw为止的控制运算滞后时间（无用时间），也可按对于转子位置θ修正了基于上述控制运算滞后时间的相位修正量θd1的相位，进行坐标转换。

速度运算器7根据与上述相同地检测出的转子位置θ进行微分运算，计算出同步机1的旋转速度（电角频率）ω。在电压型磁通运算器82中，根据dq轴上的电压指令Vd*、Vq*和dq轴上的电流id、iq，计算出推定电枢交链磁通的绝对值∣Φ∣和推定电枢交链磁通的相位∠Φ，并将它们输出。

在同步机1中，在电压、电流与实际电枢交链磁通之间，式（6）所示的关系成立。其中，R是电阻（以同步机1的电枢绕组的电阻为主，在同步机1与功率转换单元4之间的布线电阻的影响较大而不可忽略的情况下，设为也考虑了该布线电阻的电阻值），s是拉普拉斯算子（Laplace operator）。另外，拉普拉斯算子s的倒数1／s表示一次时间积分。

（数学式6）

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\Φd}=\frac{1}{\mathrm{\ω}}\{\mathrm{Vq}-(R+\mathrm{Lq}\·s)\mathrm{iq}\}\\ \mathrm{\Φq}=\frac{1}{\mathrm{\ω}}\{\mathrm{Vd}-(R+\mathrm{Ld}\·s)\mathrm{id}\}\end{array}\right....\left(6\right)$

在上述式（6）中，在电流变化平缓的情况下，也可以忽略包含拉普拉斯算子s的项，在此情况下，能将式（6）变形为以下的式（7）。另外，从式（6）变形为式（7）时，按照实际的运算，将dq轴上的电压Vd、Vq置换为dq轴上的电压指令Vd*、Vq*，将实际电枢交链磁通的d轴分量Φd、q轴分量Φq置换为推定电枢交链磁通的d轴分量pd0、q轴分量pq0。

（数学式7）

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{pd}0=\frac{1}{\mathrm{\ω}}\{\mathrm{Vq}*-R\·\mathrm{iq}\}\\ \mathrm{pq}0=\frac{1}{\mathrm{\ω}}\{\mathrm{Vd}*-R\·\mathrm{id}\}\end{array}\right....\left(7\right)$

但，在电压型磁通运算器82中，在同步机1开始驱动之前，dq轴上的电压Vd、Vq为0，pd0＝pq0＝0，因此，作为同步机1开始驱动时的pd0的初始值，优选在存在励磁（永磁体）磁通的情况下赋予励磁（永磁体）磁通的值，在不存在励磁（永磁体）磁通的情况下赋予0。在式（7）中，在电阻R与其他项相比较小的情况下，也可以忽略包含电阻R的项。在此情况下，不需要有关同步机1的输出电流的信息。此外，由于电阻R随同步机1的温度而变化，因此，也可以设为检测同步机1的温度来修正线电阻R的值的结构。

另外，在磁通运算器8、8a的运算中，同步机1的输出电流iu、iv、iw使用由电流检测单元5所检测的检测值，电压使用电压指令Vu*、Vv*、Vw*，但也可在前者中使用将输入到电压指令生成器2的电流指令iγ*、iδ*（对电流指令iγ*、iδ*在下面进行叙述）换算为三相电流（指令）后的值，在后者中使用公知的方法检测电压，使用所检测的电压检测值。

而且，像磁通运算器8a那样通过电压求出推定电枢交链磁通的绝对值∣Φ∣和推定电枢交链磁通的相位∠Φ的运算也可以采用以下的方法。

例如，也可以将从电压指令Vu*、Vv*、Vw*减去因电流iu、iv、iw引起的电阻R的电压降而得到的值进行极坐标转换，可将其绝对值除以旋转速度（电角频率）ω所得到的值设为推定电枢交链磁通的绝对值∣Φ∣，将从其相位减去90°（ω＞0的情况）或加上90°（ω＜0的情况）所得到的值设为电枢交链磁通的相位∠Φ，该方法能使计算更为简便。

图2所示的具有电流型磁通运算器81的磁通运算器8能与旋转速度无关地推定磁通，但由于在推定磁通时使用电感值，因此，容易受到因磁饱和等引起的同步机1的特性变动的影响。另一方面，图3所示的具有电压型磁通运算器82的磁通运算器8a由于不使用电感值，因此，不易受同步机1的特性变动的影响，但在旋转速度较小、或电枢电压较低的情况下，推定精度有时会因外部扰动等的影响而下降。

作为解决这些问题的方法，也可以将电流型磁通运算器81和电压型磁通运算器82一起使用，采用切换磁通运算器的方法，以在旋转速度较小、或电压指令（调制率）较小的区域，主要使用电流型磁通运算器81，当它们上升后，主要使用电压型磁通运算器82。还可以采用参照旋转速度ω或电压指令（调制率）进行加权来将上述两种磁通运算器的输出进行平均化等方法，以进行细致的切换。

此外，也可以使用既可推定出推定电枢交链磁通又可以推定出同步机1的转子位置θ的、以下所示的磁通运算器8b。在该结构中，作为位置检测单元6不使用公知的旋转变压器或编码器等，而是在磁通运算器8b中内置有推定转子位置θ的位置检测单元6a。图4表示其示例，表示包含磁通运算器8b中内置有位置检测单元6a的情况的同步机1和同步机控制装置的同步机控制***。

图5是磁通运算器8b的结构图的一个示例。磁通运算器8b具有内置有位置检测单元6a的适应观测器83以取代电流型磁通运算器81、电压型磁通运算器82。

磁通运算器8b包括适应观测器83、电枢交链磁通换算器88、位置检测单元6a、多个坐标转换器、及加减运算器，该适应观测器83包括同步机模型84、速度推定器85、增益设定器86、偏差放大器87。另外，适应观测器83的结构与日本专利特许第4672236号公报（参照图1、图6及其说明）（以下用专利文献4来表示）或国际公开WO 1010／109528公报（参照图5、图8及其说明）（以下用专利文献5来表示）中公开的结构相同。

首先，利用坐标转换器11c、11d，根据转子位置θ并通过式（1）的运算，将同步机1的输出电流iu、iv、iw转换为dq轴上的电流id、iq，而且，根据转子位置θ并通过式（5）的运算，将电压指令Vu*、Vv*、Vw*转换为dq轴上的电压指令Vd*、Vq*。或者，也可以是将由电压指令生成器2输出的后述的γδ轴上的电压指令Vγ*、Vδ*直接转换为dq轴上的电压指令Vd*、Vq*的结构。

同步机模型84根据dq轴上的电压指令Vd*、Vq、后述的推定旋转速度ωr0、偏差f1、f2、f3、f4，求出d轴推定电流id0、q轴推定电流iq0、推定电枢反作用磁通的d轴分量pds、推定电枢反作用磁通的q轴分量pqs、推定转子磁通的q轴分量pqr、旋转速度（电角频率）ω。同步机模型84中的运算式由式（8）～式（10）表示，通过对式（8）的两边进行积分，得到上述pds、pqs、pdr。另外，式（9）的运算相当于运算旋转速度（电角频率）ω以使推定转子磁通的q轴分量pqr为零，这等同于使推定转子磁通矢量的方向与d轴一致，因此，推定转子磁通的q轴分量pqr为0。

（数学式8）

$\frac{d}{\mathrm{dt}}\left(\begin{array}{c}\mathrm{pds}\\ \mathrm{pqs}\\ \mathrm{pdr}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{ccc}-\frac{R}{\mathrm{Ld}}& \mathrm{\ω}& 0\\ -\mathrm{\ω}& -\frac{R}{\mathrm{Lq}}& -\mathrm{\ωr}0\\ 0& 0& 0\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\mathrm{pds}\\ \mathrm{pqs}\\ \mathrm{pdr}\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}\mathrm{Vd}*\\ \mathrm{Vq}*\\ 0\end{array}\right)-\left(\begin{array}{c}f1\\ f2\\ f3\end{array}\right)...\left(8\right)$

（数学式9）

$\mathrm{\ω}=\mathrm{\ωr}0-\frac{f4}{\mathrm{pdr}0}...\left(9\right)$

（数学式10）

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{id}0\\ \mathrm{iq}0\end{array}\right)=\left(\begin{array}{ccc}\frac{1}{\mathrm{Ld}}& 0& 0\\ 0& \frac{1}{\mathrm{Lq}}& 0\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\mathrm{pds}\\ \mathrm{pqs}\\ \mathrm{pdr}\end{array}\right)...\left(10\right)$

其中，f1、f2、f3、f4是根据后述的式（12）计算出的偏差。

加减运算器51d计算出从d轴推定电流id0减去d轴电流id后的d轴电流偏差errd、从q轴推定电流iq0减去q轴电流iq后的q轴电流偏差errq。速度推定器85根据d轴推定转子磁通pdr、q轴电流偏差errq，并通过式（11）输出推定旋转速度ωr0。

（数学式11）

$\mathrm{\ωr}0=(\mathrm{Kp}0+\frac{\mathrm{Ki}0}{s})\left(\frac{\mathrm{errq}}{\mathrm{pdr}}\right)...\left(11\right)$

其中，Kp0是比例增益，Ki0是积分增益。

增益设定器86根据推定旋转速度ωr0输出电流偏差放大增益h11、h12、h21、h22、h31、h32、h41、h42。已知这些增益（的一部分）的优选值会随着推定旋转速度ωr0而发生变化，因此，预先在考虑推定旋转速度ωr0的变化的基础上进行设计，以稳定地得到上述pds、pqs、pdr。另外，适应观测器83的结构与上述专利文献4、5的结构相同，即使按照上述专利文献4、5来设计电流偏差放大增益h11、h12、h21、h22、h31、h32、h41、h42，也能很好地实施本实施方式，因此，省略这些增益的设计根据、设计方法的详细情况。

偏差放大器87根据式（12）将dq轴各自的电流偏差errd、errq用电流偏差放大增益h11、h12、h21、h22、h31、h32、h41、h42进行放大，从而计算出偏差f1、f2、f3、f4。

（数学式12）

$\left(\begin{array}{c}f1\\ f2\\ f3\\ f4\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}h11& h12\\ h21& h22\\ h31& h32\\ h41& h42\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\mathrm{errd}\\ \mathrm{errq}\end{array}\right)...\left(12\right)$

位置检测单元6a是相当于积分器的运算器，对由同步机模型84输出的旋转速度（电角频率）ω进行积分，从而输出转子位置θ。

上述适应观测器83是根据dq轴上的电流id、iq和同轴上电压指令Vd*、Vq*来运算旋转速度（电角频率）ω、推定电流id0、iq0、dq轴上的推定转子磁通pdr、pqr、及推定旋转速度ωr0的、在dq轴上构成的适应观测器，但除了该观测器以外，即使是在静止二轴上构成适应观测器的方式、或构成使状态变量成为推定电流id0、iq0以外的变量的适应观测器的方式，也能构筑具有与上述模型相同功能的同步机模型84。

首先，电枢交链磁通换算器88从推定电枢反作用磁通的dq轴上的分量pds、pqs、推定转子磁通的dq轴上的分量pdr、pqd（其中，pdr=0），根据式（13）计算出推定电枢交链磁通的d轴分量pd0、q轴分量pq0。

（数学式13）

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{pd}0=\mathrm{pds}+\mathrm{pdr}\\ \mathrm{pq}0=\mathrm{pqs}+\mathrm{pqr}\end{array}\right.$ (其中pqr＝0)···(13)

从由式（13）得到的推定电枢交链磁通的d轴分量pd0、q轴分量pq0，根据上述式（3）和式（4）计算出推定电枢交链磁通的绝对值∣Φ∣和推定电枢交链磁通的相位∠Φ，并将它们进行输出。

以上，对功率转换单元4的输出侧的动作进行了说明。以下，按顺序对作为功率转换单元4的输入侧的电压指令的生成为止的流程进行说明。

本实施方式中，电枢电流的控制与上述专利文献1相同，是在电枢交链磁通Φ的方向（γ轴）及其正交的方向（δ轴）这二个轴上进行的，因此，在坐标转换器11b（参照图1）中，通过式（14）的运算，并根据由磁通运算器8（或8a、8b）推定得到的推定电枢交链磁通的相位∠Φ，将同步机1的输出电流iu、iv、iw转换为γδ轴上的电流iγ、iδ。

（数学式14）

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{i\γ}\\ \mathrm{i\δ}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos (\∠\mathrm{\Φ})& \sin (\∠\mathrm{\Φ})\\ -\sin (\∠\mathrm{\Φ})& \cos (\∠\mathrm{\Φ})\end{array}\right)\left(\begin{array}{ccc}\sqrt{\frac{2}{3}}& -\frac{1}{\sqrt{6}}& -\frac{1}{\sqrt{6}}\\ 0& -\frac{1}{\sqrt{2}}& -\frac{1}{\sqrt{2}}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\mathrm{iu}\\ \mathrm{iv}\\ \mathrm{iw}\end{array}\right)...\left(14\right)$

由该转换得到的γ轴电流iγ相当于对同步机1的电枢交链磁通进行操作的磁化电流，δ轴电流iδ相当于对同步机1产生转矩作贡献的转矩电流。在此基础上，电压指令生成器2输出γδ轴上的电压指令vγ*、vδ*，以使γδ轴上的电流iγ、iδ与从该生成器2的外部输入的所希望的电流指令iγ*、iδ*一致。

图6是在电压指令生成器2中应用了电流控制器时的结构图的一个示例，是进行电流反馈控制的结构。根据由加减运算器51f进行运算的γδ轴上的电流指令iγ*、iδ*与γδ轴上的（同步机1的输出）电流iγ、iδ的偏差，并利用PI控制器41进行式（15）的比例积分控制（PI控制），从而生成γδ轴上的电压指令（电流反馈控制指令）vγ*、vδ*。

（数学式15）

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{v\γ}*=(\mathrm{Kp\γ}+\frac{\mathrm{Ki\γ}}{s})(\mathrm{i\γ}*-\mathrm{i\γ})\\ \mathrm{v\δ}*=(\mathrm{Kp\δ}+\frac{\mathrm{Ki\δ}}{s})(\mathrm{i\δ}*-\mathrm{i\δ})\end{array}\right....\left(15\right)$

Kpγ是电流控制γ轴比例增益，Kiγ是电流控制γ轴积分增益，Kpδ是电流控制δ轴比例增益，Kiδ是电流控制δ轴积分增益。

由此，将电流控制器应用于电压指令生成器2来进行电流反馈控制对于使同步机1的输出电流跟踪所希望的电流指令来说是优选的，但是在高速驱动时那样的、功率转换单元4（例如公知的逆变器）的载波频率与同步机1的旋转速度（电角频率）ω之比较小等情况下，若功率转换单元4的开关元件相对于施加于同步机1的各相的交流电压一个周期的开关次数较少，则难以为了使同步机1的电流跟踪所希望的电流指令而更新所需的电压指令。因此，也较多地存在同步机1的输出电流难以跟踪所希望的电流指令这样的运行条件。

为了也能应对这样的运行条件，图7是在电压指令生成器2a中与图2不同地应用了电压正馈控制时的结构图的一个示例。但在该结构中，需要向电压指令生成器2a输入未作为图1的电压指令生成器2的输入而记载的、同步机1的旋转速度（电角频率）ω和推定电枢交链磁通的绝对值∣Φ∣。

在电压正馈指令生成器42中，根据γδ轴上的电流指令iγ*、iδ*、同步机1的旋转速度（电角频率换算）ω、推定电枢交链磁通的绝对值∣Φ∣，并通过式（16）生成γδ轴上的电压指令（电压正馈控制指令）vγ*、vδ*。

（数学式16）

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{v\γ}*=R\·\mathrm{i\γ}*\\ \mathrm{v\δ}*=R\·\mathrm{i\δ}*+\mathrm{\ω}\left|\mathrm{\Φ}\right|\end{array}\right....\left(16\right)$

此外，也可以是以下的结构，即，通常时，将电流控制器应用于电压指令生成器2，进行电流反馈控制，在电流反馈控制困难的运行条件下，使电流反馈控制无效，仅进行电压正馈控制。

图8是以下结构时的结构图的一个示例，即，在电压指令生成器2b中，与图6、图7不同，通常时进行电流反馈控制，在电流反馈控制困难的运行条件下，使电流反馈控制无效，仅进行电压正馈控制。

与图7相同，在电压正馈指令生成器42中，通过式（16）生成γδ轴上的电压指令（电压正馈控制指令）。但为了与由PI控制器41生成的γδ轴上的电压指令（电流反馈控制指令）区分开，将由电压正馈指令生成器42生成的γδ轴上的电压指令设为vγ1、vδ1。同时，在PI控制器41中，通过式（15）生成γδ轴上的电压指令（电压反馈控制指令）。将由PI控制器41生成的γδ轴上的电压指令设为vγ2、vδ2。

在电流控制困难的运行条件下，使式（15）的电流反馈控制无效，即，使vγ2＝vδ2＝0。通过加减运算器51g，并根据式（17）生成作为电压指令生成器2b的输出的（最终的）γδ轴上的电压指令vγ*、vδ*。

（数学式17）

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{v\γ}*=\mathrm{v\γ}1+\mathrm{v\γ}2\\ \mathrm{v\δ}*=\mathrm{v\δ}1+\mathrm{v\δ}2\end{array}\right....\left(17\right)$

在使电流反馈控制无效的方法中，本实施方式中，采用以下的结构，即，将电流反馈控制的有效／无效设定在电流控制有效无效切换标记FL中，根据该标记FL，通过切换开关43对内置于电压指令生成器2b的PI控制器41的输出的有效／无效进行切换，但只要具有与本结构相同的切换功能，也可以是本结构以外的结构。如图8所示，在使PI控制器41的输出无效时，使切换开关43进行切换，以使vγ2＝vδ2＝0。

另外，作为使切换开关43进行切换、即判定电流反馈控制的有效／无效的优选基准，首先有同步机1的旋转速度ω。这是由于，随着同步机1的旋转速度ω上升，功率转换单元4施加于同步机1的电压Vu、Vv、Vw的频率也上升，因此，为了使同步机的电流跟踪所希望的电流指令以进行良好的电流反馈控制，需要增大功率转换单元4的载波频率，增加功率转换单元4的开关元件的开关次数，进行细致的电流控制。但功率转换单元4的载波频率的上限取决于功率转换单元4的开关元件的特性等。鉴于此，有以下的方法：在考虑了开关元件的特性等的基础上所设定的载波频率范围内，预先求出能使电流反馈控制稳定地进行动作的速度范围，在同步机1的旋转速度ω超过上述速度范围的情况下，判定电流反馈控制为无效。

此外，作为另一优选的基准，有功率转换单元4的载波频率与同步机1的旋转速度ω之比。即使在相同的旋转速度条件下，相对于施加于同步机的各相的交流电压一个周期的功率转换单元4的开关元件的开关次数也会随功率转换单元4的载波频率的设定而发生变化，因而电流反馈控制的稳定性发生变化。因此，在功率转换单元4的载波频率的设定依次发生变化这样的情况下，优选不仅根据同步机1的旋转速度ω，而且根据功率转换单元4的载波频率与同步机1的旋转速度ω之比，来判定电流反馈控制的有效无效。由此，能根据载波频率的设定，适当地改变切换电流反馈控制的有效无效的旋转速度。

在坐标转换器11a中通过式（18）的运算，并根据由磁通运算器8（或8a、8b）推定出的推定电枢交链磁通的相位∠Φ，将从电压指令生成器2（或2a、2b）输出的γδ轴上的电压指令vγ*、vδ*转换为电压指令Vu*、Vv*、Vw*，在此基础上输出到功率转换单元4。

（数学式18）

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{Vu}*\\ \mathrm{Vv}*\\ \mathrm{Vw}*\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\sqrt{\frac{2}{3}}& 0\\ -\frac{1}{\sqrt{6}}& \frac{1}{\sqrt{2}}\\ -\frac{1}{\sqrt{6}}& -\frac{1}{\sqrt{2}}\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}\cos (\∠\mathrm{\Φ})& -\sin (\∠\mathrm{\Φ})\\ \sin (\∠\mathrm{\Φ})& \cos (\∠\mathrm{\Φ})\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\mathrm{V\γ}*\\ \mathrm{V\δ}*\end{array}\right)...\left(18\right)$

其中，在式（18）中，考虑到基于由电流检测单元5检测出的同步机1的输出电流iu、iv、iw的值的控制运算反映到从功率转换单元4输出的三相电压Vu、Vv、Vw为止的控制运算滞后时间（无用时间），也可按对于转子位置θ修正了基于上述控制运算滞后时间的相位修正量θd2的相位进行坐标转换。功率转换单元4如上所述，根据电压指令Vu*、Vv*、Vw*，对同步机1施加电压Vu、Vv、Vw。

磁化电流指令生成器9根据（电枢交链）磁通误差△Φ生成磁化电流指令iγ*，以使磁通误差△Φ为0。磁通误差△Φ是通过加减运算器51a从由后述的控制指令生成器10生成的电枢交链磁通指令Φ*减去推定电枢交链磁通的绝对值∣Φ∣而计算出的值，该运算式为式（19）。

△Φ＝Φ*－∣Φ∣···（19）

γ轴电流iγ是作为同步机1的磁化分量的磁化电流，因此，能通过γ轴电流来操作电枢交链磁通。具体而言，磁化电流的增减量与电枢交链磁通的增减量呈以γ轴方向电感Lγ为比例系数的比例关系，作为用于将磁通误差△Φ调节为0的控制器，优选不具有直项（direct term）的积分器，使用式（20）这样的积分控制运算，生成磁化电流指令iγ*。

（数学式20）

(Kf:积分增益)···（20）

接下来，对作为本实施方式的特征部分的控制指令生成器10进行说明。图9是控制指令生成器10的结构图的一个示例。控制指令生成器10包括转矩电流指令生成器25、转矩电流指令限制器26、第一磁通指令生成器21、第二磁通指令生成器22、指令分配设定器23、及磁通指令调节器24。转矩电流指令生成器25根据从同步机控制装置外部给出的转矩指令τ*和从后述的磁通指令调节器24输出的电枢交链磁通指令Φ*，通过式（21）计算出转矩电流指令iδ*。

（数学式21）

(Pm：同步机1的极对数)···（21）

在磁化电流指令生成器9（参照图1）中，若（电枢交链）磁通误差△Φ已被调节为0，则在式（21）的运算中，也可以使用由磁通运算器8（8a、8b）得到的推定电枢交链磁通的绝对值∣Φ∣来取代电枢交链磁通指令Φ*。

（数学式22）

$\mathrm{i\δ}*=\frac{\mathrm{\τ}*}{\mathrm{Pm}\·\left|\mathrm{\Φ}\right|}...\left(22\right)$

由于转矩电流指令iδ*和磁化电流指令iγ*的合成电流受到基于功率转换单元4的规格等而确定的电流限制值imax的限制，因此，转矩电流指令限制器26根据电流限制值imax和磁化电流指令iγ*对转矩电流指令iδ*进行限制。转矩电流指令iδ*的上限值iδ*max由式（23）得到，一边依次求出iδ*max一边对iδ*进行限制，以使iδ*的绝对值∣iδ*∣为iδ*max以下。

（数学式23）

$\mathrm{i\δ}*\max =\sqrt{{\left(i\max \right)}^2-{(\mathrm{i\γ}*)}^2}...\left(23\right)$

第一磁通指令生成器21输出适合于所输入的转矩电流指令iδ*的第一磁通指令Φ1*。在该磁通指令生成器21中，在同步机1的电枢绕组中的电流矢量i的绝对值∣i∣为一定的条件下，输出使最大转矩输出这样的第一磁通指令Φ1*。若在这样的条件下驱动同步机1，则能减小同步机1与功率转换单元4之间的布线、或同步机1的电枢绕组产生的铜损耗，还能减小在功率转换单元4产生的导通损耗，因此，能提高同步机1和功率转换单元4的转换效率。

另外，电流矢量的绝对值与dq轴上的电流id、iq、γδ轴上的电流iγ、iδ之间的关系成为式（24）。

（数学式24）

$\left|i\right|=\sqrt{{\mathrm{id}}^2+{\mathrm{iq}}^2}=\sqrt{{\mathrm{i\γ}}^2+{\mathrm{i\δ}}^2}...\left(24\right)$

接下来，考虑满足上述条件的转矩电流指令iδ*和第一磁通指令Φ1*之间的关系。在具有永磁体的永磁同步机、利用转子的磁凸极性来产生转矩的磁阻电动机等同步机、或具有励磁磁通为一定的励磁绕组的励磁绕组型同步机中，如图10所示，若使绝对值恒定的电流矢量i的自d轴的相位ρ变化，则如图10（b）所示，存在转矩为最大的相位。

若列举一例永磁同步机那样的q轴的电感比d轴的要大的反凸极性（Lq＞Ld）的电动机的情况，则如图10（b）所示，在电流矢量i的相位ρ比90°要大的某一角度下转矩为最大。若没有铁心的磁饱和，则该优选的电流相位ρ与电枢电流的大小无关而为恒定，但实际上，电感会因磁饱和而发生变化，因此，优选的电流相位ρ会因磁阻转矩而随电枢电流的大小而变化。在电枢电流较小的状态下，不会产生磁饱和，将相位ρ设为大于90°（例如110°左右），这样在电流矢量i的绝对值为恒定的条件下使转矩增大。

若增大电枢电流以改变电流矢量绝对值的条件，则主要在流过电流的q轴方向上产生磁饱和，q轴电感Lq与d轴电感Ld之差减小，因此，存在减小相位ρ（例如100°左右）更能使转矩增大的情况。此处，若考虑在该优选电流相位状态下的电枢电流与磁通的关系，则如图11的同步机（主要是永磁同步机）的矢量图所示，电枢交链磁通Φs（为了与上述推定电枢交链磁通Φ区分开，用Φs来表示）用因电流矢量i产生的电枢反作用磁通Φa与励磁（永磁体）磁通Φm的合成来表示，由于与该电枢交链磁通Φs正交的方向是δ轴，因此，电流矢量i的δ轴方向分量为δ轴电流iδ。因此，若电枢电流绝对值、以及由该绝对值确定的优选电流相位ρ所构成的电流矢量i得到确定，则δ轴电流iδ和电枢交链磁通Φs的绝对值唯一地得到确定。由此可见，在转矩最大条件下，δ轴电流iδ和电枢交链磁通绝对值∣Φs ∣之间成立一对一的关系。

另外，在到此为止所示的电枢交链磁通绝对值∣Φs ∣的确定过程中没有考虑受功率转换单元4的规格限制的电压限制值。

回到图9，第一磁通指令生成器21根据上述想法求出δ轴电流iδ和电枢交链磁通绝对值∣Φs ∣之间的关系，这些关系如式（25）所示，将Φ1*作为iδ*的函数进行数学式化或以表格数据的形式预先进行存储，在此基础上，根据输入的转矩电流指令iδ*输出作为优选的电枢交链磁通绝对值的第一磁通指令Φ1*。

Φ1*＝f（iδ*）···（25）

在第二磁通指令生成器22中，输出适合于所输入的转矩电流指令iδ*和同步机1的旋转速度（电角频率）ω的第二磁通指令Φ2*。在该磁通指令生成器22中，输出第二磁通指令Φ2*，该第二磁通指令Φ2*使对于输入的转矩电流指令iδ*具有速度依赖性的同步机1的包含涡流损耗和磁滞损耗的铁损耗减小。

若在这样的条件下驱动同步机1，则在旋转速度较高时变得尤为显著的同步机1中产生的铁损耗减小，主要能提高高旋转速度区域中的同步机1的转换效率。

作为求出适合于转矩电流指令iδ*和同步机1的旋转速度（电角频率）ω的第二磁通指令Φ2*的方法的一个示例，在将旋转速度ω固定为某一速度ω1、将电流矢量i固定为某一值i1的状态下改变电流相位ρ（也可以是在固定q轴电流iq的状态下改变d轴电流id等的方法），求出铁损耗相对于电流相位ρ的变化。铁损耗可以预先使用公知的磁场分析工具，或通过实测预先求出，求出铁损耗的方法没有特别的限定。由此，求出在某一速度ω＝ω1、电流矢量i＝i1时，铁损耗为最小的电流相位ρ，根据电流矢量i和电流相位ρ之间的关系，求出dq轴上的电流id、iq，因此，能求出某一速度ω1、电流矢量i1时铁损耗为最小的dq轴上的电流id、iq的组id1、iq1。若知道了与上述dq轴上的电流id、iq的组id1、iq1相对应的dq轴上的磁通Φd、Φq的组Φd1、Φq 1，则能通过式（26）～（28）的关系，求出该条件下的电枢交链磁通绝对值∣Φs ∣＝∣Φs1∣和δ轴电流iδ＝iδ1，从而求出使铁损耗为最小的δ轴电流iδ和电枢交链磁通绝对值∣Φs ∣之间的关系。

（数学式26）

$\left|\mathrm{\Φs}1\right|=\sqrt{{\mathrm{\Φd}1}^2+\mathrm{\Φ}{q2}^2}...\left(26\right)$

（数学式27）

$\∠\mathrm{\Φ}01={\tan }^{-1}\left(\frac{\mathrm{\Φq}1}{\mathrm{\Φd}1}\right)...\left(27\right)$

（数学式28）

iδ1＝-id 1·sin(∠Φ01)+iq1·cos(∠Φ01)···(28)

此时的上述∣Φs1∣是适合于所输入的转矩电流（指令iδ1*）和同步机1的旋转速度ω1的第二磁通指令Φ2*（＝Φ21＊＝∣Φs1∣）。

作为求出与上述dq轴上的电流id、iq的组id1、iq1相对应的dq轴上的磁通Φd、Φq的组Φd1、Φq 1的示例，与上述相同，预先使用公知的磁场分析工具，或若要实测求出，只要知晓电压、则使用上述式（7）的关系求出dq轴上的磁通Φd、Φq即可。如果针对多个电流矢量（i＝i2、i3、…）、旋转速度（ω＝ω2、ω3、…）进行该操作，则能获得适合于所输入的转矩电流指令iδ*（iδ*＝iδ2*、iδ3、…）和同步机1的旋转速度（电角频率）的第二磁通指令（Φ2*＝Φ22、Φ23、…）的关系。

图12是表示第一磁通指令Φ1*与转矩电流指令iδ*的关系（虚线）、第二磁通指令Φ2*与转矩电流指令iδ*和同步机1的多个旋转速度ω1、ω2、ω3（ω1＜ω2＜ω3）的关系（三根实线曲线）的图的一个示例。但是，在图12中，未考虑受功率转换单元4的规格限制的电压限制值。

在对于转矩电流指令iδ*和同步机1的旋转速度（电角频率）ω得到第二磁通指令Φ2*时，只要将图12的关系进行表格化／映射化，或如式（29）所示那样将Φ2*作为iδ*和ω的函数进行数学式化即可。

Φ2*＝f（iδ*、ω）···（29）

已知若减小电枢交链磁通，则基本上铁损耗减小这样的趋势，在仅根据由第二磁通指令生成器22得到的第二磁通指令Φ2*来驱动同步机1的情况下，需要用于减弱电枢交链磁通的电流（尤其是同步机1为永磁同步机的情况下更为显著）。因此，用于产生相同转矩所需的电流的值与仅根据由第一磁通指令生成器21得到的第一磁通指令Φ1*来驱动同步机1的情况相比有所增大，相反，用于产生相同转矩所需的电枢交链磁通的值与仅根据第一磁通指令Φ1*来驱动同步机1的情况相比有所减小。

上述示例中，示出了输出使对于所输入的转矩电流指令iδ*具有速度依赖性的同步机1的包含涡流损耗和磁滞损耗的铁损耗减小这样的第二磁通指令Φ2*的第二磁通指令生成器22，但也可以是输出对于最小化以下损耗的转矩电流指令iδ*的第二磁通指令Φ2*的结构，这些损耗是铁损耗与由同步机1的电枢绕组、同步机1和功率转换单元4之间的布线所产生的铜损耗的合计损耗、甚至还包含以风损耗为代表的机械损耗的同步机1产生的所有的损耗。由此，能考虑到同步机1产生的所有的损耗，进一步提高同步机1的转换效率。

磁通指令调节器24根据由后述的指令分配设定器23所设定的分配系数K，并依次在线根据式（30）对第一磁通指令Φ1*和第二磁通指令Φ2*进行加权，从而输出电枢交链磁通指令Φ*。

Φ*＝Φ1*·（1－K）＋Φ2*·K    ···（30）

即，表示随着接近K＝1，使包含铁损耗的同步机1的损耗最小（转换效率最大）运行优先，随着接近K＝0，使电流最小运行优先。

指令分配设定器23根据从同步机控制装置外部给出的运行目标指令来设定与第一磁通指令Φ1*和上述第二磁通指令Φ2*这两个磁通指令的分配比相当的分配系数K。

此处，所谓的运行目标例如是表示使同步机1或功率转换单元4的效率最大、发热最小等，驱动同步机1时要以什么样的目标进行运行的指令。在驱动同步机1时，例如，在功率转换单元4在热容量方面有富余，同步机1在热容量方面没有富余的情况下，需要使同步机1的发热最小、也就是需要始终使同步机1的转换效率为最大的运行，因此，根据第二磁通指令Φ2*驱动同步机1。在此情况下，始终设定为K＝1。另外，相反，在功率转换单元4在热容量方面没有富余，而同步机1在热容量方面有富余的情况下，需要使功率转换单元4的发热最小，也就是说需要使从功率转换单元4输出到同步机1的电流、即同步机1的电枢电流尽可能要小，因此，根据第一磁通指令Φ1*驱动同步机1。在此情况下，始终设定为K＝0。

在同步机1和功率转换单元4的热容量不存在偏差的情况下，以使同步机1的转换效率优先为运行目标，设定K＝1，根据第二磁通指令Φ2*来驱动同步机1。或者，在明确了功率转换单元4的转换效率的情况下，以使同步机1和功率转换单元4的转矩转换效率优先为运行目标，一边也考虑功率转换单元4的转换效率一边依次调节K的值进行驱动。而且，只要以使同步机1或功率转换单元4的温度变化的优化优先为运行目标，一边对它们各自进行监视一边根据温度状态依次调节K的值来进行驱动等，根据状况设定适当的运行目标，对第一磁通指令Φ1*和第二磁通指令Φ2*进行加权即可。

以上是对控制指令生成器10的说明，但在如上述式（23）那样根据电流限制值imax和磁化电流指令iγ*来限制转矩电流指令iδ*的情况下，在转矩电流指令生成器25～磁通指令调节器24之间，进行循环计算。即，形成转矩指令τ*→（转矩电流指令生成器25、转矩电流指令限制器26）→转矩电流指令iδ*→（第一磁通指令生成器21、第一磁通指令生成器22、磁通指令调节器24）→电枢交链磁通指令Φ*→（转矩电流指令生成器25）→转矩电流指令iδ*…这样的循环，若要确定对于输入的转矩指令τ*的转矩电流指令iδ*和电枢交链磁通指令Φ*，需要重复进行转矩电流指令生成器25～磁通指令调节器24之间的运算以使其收敛，运算处理变得困难。

作为对策有以下的方法，即，在实际的装置中利用微机以规定的运算周期进行上述处理时，例如，作为转矩电流指令生成器25所使用的电枢交链磁通指令Φ*，使用前一次（一个运算周期之前）的运算结果，通过使用该指令值计算出的转矩电流指令iδ*来计算出本次的电枢交链磁通指令Φ*，或者在磁通指令调节器24中，经由适当的滤波器输出电枢交链磁通指令Φ*的值等，以提高运算处理的稳定性的方法，该对策还可应用到实际装置。此外，在图1中，也可以使用以下所示的控制指令生成器10a来取代控制指令生成器10。

图13是控制指令生成器10a的结构图的一个示例。控制指令生成器10的结构为根据转矩指令τ*而非根据转矩电流指令iδ*来生成第一磁通指令Φ1*和第二磁通指令Φ2*。

第一磁通指令生成器21a输出适合于所输入的转矩指令τ*的第一磁通指令Φ1*。同样，第二磁通指令生成器22a输出适合于所输入的转矩指令τ*的第二磁通指令Φ2*。如果利用式（31）的关系将图12的横轴转换为转矩指令，则能得到对于输入的转矩指令τ*和同步机1的旋转速度ω的第一磁通指令Φ1*、第二磁通指令Φ2*。

τ*＝Pm·Φ*·iδ*···（31）

图14是表示第一磁通指令Φ1*与通过式（31）的转换而得到的转矩指令τ*的关系（虚线），以及第二磁通指令Φ2*与转矩指令τ*和同步机1的多个旋转速度ω1、ω2、ω3（ω1＜ω2＜ω3）之间的关系（三根实线曲线）的图的一个示例。但是，在图14中也没有考虑受功率转换单元4的规格限制的电压限制值。

对于控制指令生成器10a中的第一磁通指令生成器21a、第二磁通指令生成器22a，也与上述第一磁通指令生成器21、上述第二磁通指令生成器22相同，在对于转矩指令τ*和同步机1的旋转速度ω得到第一磁通指令Φ1*、第二磁通指令Φ2*的情况下，只要将图14的关系表格化/映射化即可，或如式（32）、（33）所示，将Φ1*作为τ*的函数、将Φ2*作为τ*和ω的函数进行数学式化即可。

Φ1*＝f（τ*）···（32）

Φ2*＝f（τ*、ω）···（33）

另外，控制指令生成器10a中的指令分配设定器23、磁通指令调节器24、转矩电流指令生成器25、转矩电流指令限制器26的动作与上述控制指令生成器10相同。

以上是实施方式1中的同步机控制装置的说明。根据本实施方式，即使在相同的转矩指令的条件下，合适的运行目标（使同步机或功率转换单元的效率最大、发热最小等）也会随同步机1或功率转换单元4等的状态（主要是温度）而发生变化，为此，生成适应同步机1或功率转换单元4等的状态（主要是温度）的运行目标指令，在此基础上通过在线依次生成既考虑了同步机1的转换效率又能满足运行目标的控制指令（电枢交链磁通指令），具有在有效地抑制同步机或功率转换单元4的损耗和发热的情况下高效地驱动同步机1的效果。

实施方式2

接下来，根据图15对本发明的实施方式2的同步机控制装置进行说明。图15是说明本发明的实施方式2的同步机控制装置的图，是表示包含同步机和同步机控制装置的同步机控制***的图。

实施方式2的同步机控制装置中，设置了对电源的电源电压进行检测的电压检测单元，并在控制指令生成器中添加了磁通指令限制器，该磁通指令限制器根据同步机的旋转速度和上述电源电压对电枢交链磁通指令进行限制。

图16是对实施方式1所说明的控制指令生成器10（参照图9）添加了磁通指令限制器27而成的控制指令生成器10b的结构图的一个示例，图17是对实施方式1所说明的控制指令生成器10a（参照图13）添加了该磁通指令限制器27后的结构图的一个示例。在图16、图17中，磁通指令限制器27的结构在两个图中都相同，将受磁通指令限制器27限制之前的电枢交链磁通指令设为Φ3*，将磁通指令限制器27输出的电枢交链磁通指令作为Φ*来加以区别。

功率转换单元4中存在取决于该单元4的规格和电源电压Vpn的可输出电压最大值Vmax（有效值换算），因此，需要限制电枢交链磁通指令Φ*以使同步机1的电枢产生的感应电压为Vmax以下。若忽略同步机1的电阻R的电压降，则该感应电压由同步机1的旋转速度ω与电枢交链磁通Φs的乘积所确定，因此，根据功率转换单元4的可输出最大电压值Vmax，并通过式（34）依次运算基于同步机1的旋转速度ω的磁通指令最大值Φmax，将对磁通指令调节器24的输出用Φmax进行了限制的值作为电枢交链磁通指令Φ*。另外，△V是控制富余电压。

（数学式34）

$\mathrm{\Φ}\max =\frac{V\max -R\·\mathrm{i\δ}*-\mathrm{\ΔV}}{\mathrm{\ω}}\≅\frac{V\max -\mathrm{\ΔV}}{\mathrm{\ω}}...\left(34\right)$

其中 $V\max =\frac{\mathrm{Vpn}}{\sqrt{2}}$

以上是对实施方式2的同步机控制装置的说明。根据本实施方式，由于电枢交链磁通指令的上限根据输入到功率转换单元4的电源3的电源电压和同步机1的旋转速度所确定、需要使电枢交链磁通指令为该上限以下，因此，通过将根据运行目标得到调节的电枢交链磁通指令限制在上限以下，从而在输出电压没有富余的功率转换单元4的情况下，具有即使运行目标或电源3的电源电压和同步机1的旋转速度发生了变化，也能生成始终适合运行目标的电枢交链磁通指令的效果。此外，具有提高功率转换单元4的利用率，使同步机控制***小型化的效果。

实施方式3

接下来，根据图18对本发明的实施方式3的同步机控制装置进行说明。图18是说明实施方式3的同步机控制装置的图，是表示包含同步机和同步机控制装置的同步机控制***的图。此外，图19表示实施方式3的另一同步机控制***。

如图18、图19所示，实施方式3的同步机控制装置具有温度检测单元31或31a、运行目标指令生成器13或13a，在运行目标指令生成器13中，根据由温度检测单元31、31a检测出的温度来生成上述运行目标指令。另外，在实施方式3所涉及的图中，没有示出实施方式2中示出的电压检测单元12和磁通指令限制器27这两个构件，当然也可以是添加这些构件的结构，对于后述的实施方式4以后也相同。

对于同步机1来说，出于确保绝缘性能，或如果同步机1是永磁同步机，则出于确保磁体性能这一着眼点来确定允许温度（设为Tmomax），在运行同步机1时，优选在允许温度以下进行运行。因此，如图18所示，将温度检测单元31配置在同步机1的定子或转子上来检测温度，利用运行目标指令生成器13根据检测出的同步机1的温度来生成用于进行使同步机1的发热减少的损耗最小（转换效率最大）运行这样的上述运行目标指令，以在高温时抑制温度上升。

作为方法的一个示例，若检测出的同步机1的温度（设为Tmo）超过设定为比允许温度Tmomax低温度余量（设为△T）的值Tmox（＝Tmomax－△T），则只要进行同步机1的发热（损耗）最小（转换效率最大）运行即可。在此情况下，预先构成为对于转矩电流指令iδ*（或转矩指令τ*）输出使包含铁损耗、因同步机1的电枢绕组或同步机1和功率转换单元4之间的布线产生的铜损耗的合计损耗最小这样的第二磁通指令Φ2*，从而生成上述运行目标指令，以在同步机1的温度Tmo超过Tmox时使分配系数K强制为1。

作为另一优选的事例，在同步机1的电枢绕组的温度尤其成为问题的情况下，只要将温度检测单元31配置在同步机1的电枢绕组附近进行温度检测，若该检测温度Tmo超过上述Tmox，则生成使分配系数K强制为0这样的上述运行目标指令以进行铜损耗（电流）最小运行即可。

而且，在受结构等的限制而无法在同步机1上直接安装温度检测单元31的情况下，也可以将温度检测单元31配置成接近同步机1，用同步机1周围温度代替同步机1的温度。在安装有对同步机1进行冷却的冷却装置的情况下，也可以检测冷却装置或水等制冷剂的温度，用该检测温度代替同步机1的温度。尽管温度检测精度与将温度检测单元31直接安装在同步机1上相比要下降，但能获得同等的效果。

此外，在功率转换单元4中，允许温度（设为Tinmax）也由构成的开关元件的特性所确定，在运行同步机1时，优选进行运行以使功率转换单元4在允许温度以下。因此，如图19所示，将温度检测单元31a配置在功率转换单元4上进行温度检测，利用运行目标指令生成器13a根据检测出的的功率转换单元4的温度（设为Tin）生成用于进行使功率转换单元4的发热减少的发热（损耗）最小（转换效率最大）运行这样的上述运行目标指令，以在高温时抑制温度上升。

作为方法的一个示例，若功率转换单元4的温度Tin超过设定为比允许温度Tinmax低温度余量△T的值Tinx（＝Tinmax－△T），则只要进行功率转换单元4的损耗最小（转换效率最大）运行即可。在此情况下，需要使功率转换单元4的发热（损耗）为最小，也就是使由功率转换单元4输出到同步机1的电流即同步机1的电枢电流尽可能地减小，因此，只要生成使分配系数K强制为0这样的上述运行目标指令以进行电流最小运行即可。

而且，在受结构等的限制而无法在功率转换单元4上直接安装温度检测单元31a的情况下，也可以将温度检测单元31a配置成接近功率转换单元4，用功率转换单元4的周围温度代替功率转换单元4的温度。在安装有对功率转换单元4进行冷却的冷却装置的情况下，也可以检测冷却装置或水等制冷剂的温度，用该检测温度代替功率转换单元4的温度。尽管温度检测精度与将温度检测单元31a直接安装在功率转换单元4上相比要下降，但能获得同等的效果。

此外，尽管未图示，但也可以在同步机1和功率转换单元4上各自安装温度检测单元31、31a，根据各个检测温度来生成上述运行目标指令。作为方法的一个示例，有以下的方法等，即，比较同步机1的检测温度Tmo与该允许温度Tmox的差分、功率转换单元4的检测温度Tin与该允许温度Tinx的差分，使差分较小的一方优先来生成上述运行目标指令。在这些检测温度和允许温度的差分比较中，也可以采取对各个差分值根据优先度乘上不同的系数进行加权的处理。

以上是对实施方式3所涉及的同步机控制装置的说明。根据本实施方式，将温度检测单元31配置在同步机1的定子或转子上进行温度检测，根据检测出的同步机1的温度来生成上述运行目标指令，从而在同步机1的温度较高时生成用于生成减少同步机1的发热这样的电枢交链磁通指令的运行目标指令，具有能在抑制同步机1的发热和损耗的同时驱动同步机1的效果。此外，将温度检测单元31a配置在功率转换单元4上进行温度检测，根据检测出的功率转换单元4的温度来生成上述运行目标指令，从而在功率转换单元4的温度较高时生成用于生成减少功率转换单元4的发热这样的电枢交链磁通指令的运行目标指令，具有能在抑制功率转换单元4的发热和损耗的同时驱动同步机1的效果。

实施方式4

接下来，根据图20对本发明的实施方式4所涉及的同步机控制装置进行说明。图20是说明实施方式4所涉及的同步机控制装置的图，是表示包含同步机和同步机控制装置的同步机控制***的图。

如图20所示，实施方式4所涉及的同步机控制装置设有根据电枢电流和电压指令来推定同步机1的电阻大小的电阻推定器32，在运行目标指令生成器13c中根据该电阻推定器32所推定的同步机1的电阻推定值来生成上述运行目标指令。

同步机1的电阻R的电阻值随温度而变化。（如上所述，以同步机1的电枢绕组的电阻为主，在同步机1和功率转换单元4之间的布线电阻的影响较大而不可忽略的情况下，也考虑该布线电阻。）也可以利用该性质，用电阻推定器32推定同步机1的电阻R的大小，根据该电阻推定值（设为Res），推定出相当于同步机1的温度的值，以取代实施方式3的温度检测单元31。

作为推定同步机1的电阻R的大小的方法，功率转换单元4对各相施加直流电压，（例如，将规定的直流量设为Edc，在电压指令生成器2中生成使Vu*＝Edc、Vv*＝Vw*＝－Edc／2这样的电压指令即可。）利用电流检测单元5检测此时的电枢电流iu、iv、iw，在电阻推定器32中，根据上述电压指令和电枢电流，并通过以下的运算来推定同步机1的电阻R的大小Res。

Res＝Vu*／iu    ···（35）

在式（35）中，也可以使用Res＝Vv*／iv、或Res＝Vw*／iw，但由于施加的直流电压越大，越能不受外部扰动的影响而高精度地进行推定，因此，在上述示例中，优选用u相进行推定。

运行目标指令生成器13b根据电阻推定值Res求出同步机1的温度（相当），从而生成上述运行目标指令。

在从推定的电阻推定值Res换算为同步机1的温度相当值时，只要预先将两者的相关关系进行数学式化或以表格数据的形式进行存储即可。由此，即使不使用温度检测单元31也能求出同步机1的温度（相当）。若求得同步机1的温度（相当），则根据实施方式3所示的方法来生成上述运行目标指令。（当然，也可以将电阻推定值Res与上述运行目标指令进行直接关联。）

但在用该方法推定同步机1的电阻时，由于从功率转换单元4输出直流电压，因此，与同步机1的驱动过程中相比，在开始驱动同步机1之前用电阻推定器32来推定电阻，以设定开始驱动时的电枢交链磁通指令时是优选的方法。

以上是对实施方式4所涉及的同步机控制装置的说明。根据本实施方式，利用电阻推定器32来推定同步机1的电阻，并根据推定的同步机1的电阻推定值来生成上述运行目标指令，尤其是在开始驱动同步机1时，在同步机1的温度较高时生成用于生成减少同步机1的发热这样的电枢交链磁通指令的运行目标指令，具有能在抑制同步机1的发热和损耗的同时驱动同步机1的效果。

实施方式5

接下来，根据图21对本发明的实施方式5所涉及的同步机控制装置进行说明。图21是说明实施方式5所涉及的同步机控制装置的图，是表示包含同步机和同步机控制装置的同步机控制***的图。

如图21所示，对于实施方式5所涉及的同步机控制装置，同步机是永磁同步机1a，磁通运算器8c推定永磁同步机1a的永磁体的温度，并根据推定的永磁体的温度来生成上述运行目标指令。

尽管因永磁同步机1a中使用的永磁体的种类不同而特性存在差异，但基本上永磁体产生的磁体磁通随温度而变化，具有随高温而去磁的性质。也可以利用该性质，在磁通运算器8c中，推定永磁同步机1a的永磁体的温度，将推定出的永磁体的温度作为相当于同步机1的温度的值，以取代实施方式3的温度检测单元31。

实施方式1的同步机控制装置中的磁通运算器8、8a、8b推定出推定电枢交链磁通的d轴分量pd0。如式（2）所示，实际电枢交链磁通的d轴分量Φd能分解为永磁体磁通Φm和通过d轴电流id生成的磁通Ld、id。通过d轴电流id生成的磁通Ld和id温度依赖性较小，从推定电枢交链磁通的d轴分量pd0除去Ld、id，能求得永磁体磁通。如果比较通过该运算求出的永磁体磁通和预先判明的永磁体磁通的温度特性，则能推定永磁体的温度。将该推定温度设为Tmag，而且，在从求出的永磁体磁通换算为推定温度Tmag时，只要预先将两者的相关关系进行数学式化或以表格数据的形式进行存储即可。

但是，尽管d轴电感温度依赖性较小，但如上所述，已知永磁同步机1a的输出电流的值因磁饱和而发生变化，只要设为预先将输出电流与d轴电感的关系用数学式或表格的形式进行存储，使其随输出电流而变化，从而降低电感变动引起磁通推定误差的结构，能提高永磁体的温度推定精度。

由此，即使不使用温度检测单元31也能求出永磁同步机1a的永磁体的推定温度Tmag，对实施方式1至4的同步机控制装置中的磁通运算器8、8a、8b添加了上述永磁体温度推定机构的结构成为本实施方式中的磁通运算器8c。

将永磁同步机1a的永磁体的推定温度Tmag作为同步机1的温度（相当），根据实施方式3所示的方法，在运行目标指令生成器13c中生成上述运行目标指令。但出于确保磁体性能的立足点，在相比转矩精度更优先确保磁体性能、防止去磁的情况下（例如，去磁随着永磁体的温度上升而变得较大的情况等），在永磁体的（推定）温度上升时，优选限制转矩指令，抑制永磁同步机1a的输出转矩、即抑制产生转矩所需的电枢电流，从而抑制进一步的温度上升。

图22是表示实施方式5的另一示例的图，是在包含永磁同步机1a和同步机控制装置的同步机控制***中包括转矩指令限制器33的结构图。在该结构中包括转矩指令限制器33，其根据永磁体的推定温度Tmag设定规定的转矩限制τ1im*，对转矩指令τ*进行限制。在图22中，将转矩指令限制器33进行限制之前的转矩指令设为τ*，将转矩指令限制器33输出的转矩指令设为τ0*来加以区别。

另外，对转矩指令进行限制的本实施方式也可以是在实施方式3中根据由温度检测单元31检测出的同步机1的温度来实施的方法。

以上是对实施方式5所涉及的同步机控制装置的说明。根据本实施方式，通过在永磁同步机1a的永磁体的推定温度较高时生成用于生成减少永磁同步机1a的发热这样的电枢交链磁通指令的运行目标指令，具有能在抑制永磁同步机1a的发热和损耗的同时驱动同步机1的效果。此外，通过在永磁同步机1a的永磁体的推定温度较高时对永磁同步机1a输出的转矩进行限制，从而具有抑制永磁体的温度上升、防止永磁体的去磁的效果。

实施方式6

接下来，根据图23对本发明的实施方式6所涉及的同步机控制装置进行说明。图23是说明实施方式6所涉及的同步机控制装置的图，是表示包含同步机和同步机控制装置的同步机控制***的图。

如图23所示，对于实施方式6所涉及的同步机控制装置添加了转矩指令补偿器34，该转矩指令补偿器34根据同步机1的旋转速度ω和推定电枢交链磁通（d轴分量pd0、q轴分量pq0）运算出对于转矩指令τ*的转矩指令补偿量△τ，在转矩指令τ上加减转矩指令补偿量△τ。在图23中，将转矩指令补偿器34进行补偿之前的转矩指令设为τ*，将转矩指令补偿器34输出的转矩指令设为τ1*来加以区别。

实施方式6所涉及的磁通运算器8d使实施方式1至5的同步机控制装置中的磁通运算器8、8a、8b、8c输出dq轴上的推定电枢交链磁通pd0、pq0，其功能、运算处理内容等同于磁通运算器8、8a、8b、8c。

在优选的同步机控制***中，转矩指令τ*与同步机1输出的转矩τ应该一致，但功率转换单元4无法将输入到同步机1的功率在同步机1中全部转换为转矩，其一部分作为同步机1的包含涡流损耗和磁滞损耗的铁损耗或机械损耗、风损耗以热能的方式释放。在这些损耗显著的情况下，相对于转矩指令τ*，同步机1输出的转矩τ减小。因此，对于转矩指令τ*补偿因这些损耗而减小的转矩量，使转矩指令τ*与同步机1输出的转矩τ一致。

在实施方式6中示出了主要补偿因包含涡流损耗和磁滞损耗的铁损耗和机械损耗、风损耗而导致的转矩减小量的方法，但对于这些损耗以外的转矩减小因素也可以另外进行补偿。

关于铁损耗，已知磁滞损耗与同步机1的旋转速度ω成比例，涡流损耗与旋转速度ω的平方成比例，此外，铁损耗还依赖于电枢交链磁通，因此，如果将铁损耗推定值设为Wi，则如式（36）那样，通过将铁损耗作为dq轴上的推定电枢交链磁通pd0、pq0和ω的函数进行数学式化来求出。

Wi＝f（ω、pd0、pq0）···（36）

此外，在允许稍许的运算精度的下降，使式（36）的函数简单化的情况下，也可以如式（37）那样，将铁损耗作为推定电枢交链磁通的绝对值∣Φ∣和ω的函数进行数学式化。

Wi＝f（ω、∣Φ∣）···（37）

已知机械损耗、风损耗可以用同步机1的旋转速度ω的函数来表示，若将这些损耗推定值设为Wm，则如式（38）所示，能将Wm作为ω的函数进行数学式化来求出。

Wm＝f（ω）···（38）

在将这些损耗如式（36）～（38）那样进行数学式化时，可以预先使用公知的磁场分析工具或通过实测求出，对求出损耗的方法没有限定。

如果能用上述方法推定出铁损耗Wi、机械损耗、风损耗Wm，则在转矩指令补偿器34中，对于转矩指令τ*应该补偿的转矩指令补偿量△τ成为式（39），转矩指令补偿器34的输出τ1*成为式（40）。

（数学式39）

（ω：电角标记）···（39）

τ1*＝τ*＋△τ···(40)

另外，可将实施方式6的结构追加到实施方式1至5的全部实施方式。

以上是对实施方式6所涉及的同步机控制装置的说明。根据本实施方式，在转矩指令补偿器34中，能运算、补偿因同步机1产生的铁损耗等同步机损耗而产生的转矩指令与输出转矩的误差，具有提高转矩控制精度的效果。

标号说明

1同步机

1a永磁同步机

2、2a、2b  电压指令生成器

3电源

4功率转换单元

5电流检测单元

6、6a位置检测单元

7速度运算器

8、8a、8b、8c、8d磁通运算器

9磁化电流指令生成器

10、10a、10b、10c控制指令生成器

11a～11d坐标转换器

12电压检测单元

13、13a、13b、13c运行目标指令生成器

21、21a第一磁通指令生成器

22、22a第二磁通指令生成器

23指令分配设定器

24磁通指令调节器

25转矩电流指令生成器

26转矩电流指令限制器

27磁通指令限制器

31、31a温度检测单元

32电阻推定器

33转矩指令限制器

34转矩指令补偿器

41PI控制器

42电压正馈指令生成器

43切换开关

51a～51g加减运算器

81电流型磁通运算器

82电压型磁通运算器

83适应观测器

84同步机模型

85速度推定器

86增益设定器

87偏差放大器

88电枢交链磁通换算器

Claims (8)

1.一种同步机控制装置，该同步机控制装置在同步机(1)的产生电枢交链磁通的方向即γ轴和与γ轴正交方向即δ轴这二个轴上对所述同步机(1)的电枢电流进行控制，其特征在于，包括：

电压指令生成器(2、2a、2b)，该电压指令生成器(2、2a、2b)根据所述γ轴方向的电流指令即磁化电流指令和所述δ轴方向的电流指令即转矩电流指令来生成电压指令；

功率转换单元(4)，该功率转换单元(4)根据所述电压指令来转换电源(3)的电压，并对所述同步机(1)施加电压；

电流检测单元(5)，该电流检测单元(5)用于检测所述同步机(1)的电枢电流；

位置检测单元(6、6a)，该位置检测单元(6、6a)推定或检测所述同步机(1)的转子位置；

速度运算器(7)，该速度运算器(7)根据所述转子位置来运算所述同步机(1)的旋转速度；

磁通运算器(8、8a、8b、8c、8d)，该磁通运算器(8、8a、8b、8c、8d)根据所述电枢电流和所述电压指令来推定所述同步机(1)的推定电枢交链磁通；

磁化电流指令生成器(9)，该磁化电流指令生成器(9)根据电枢交链磁通指令和所述推定电枢交链磁通的差分来生成所述磁化电流指令；以及

控制指令生成器(10、10a、10b、10c)，该控制指令生成器(10、10a、10b、10c)根据转矩指令、所述旋转速度和运行目标指令来生成所述电枢交链磁通指令和所述转矩电流指令，

所述控制指令生成器(10、10a、10b、10c)包括：

第一磁通指令生成器(21、21a)，该第一磁通指令生成器(21、21a)根据所述转矩指令或所述转矩电流指令来生成第一磁通指令；

第二磁通指令生成器(22、22a)，该第二磁通指令生成器(22、22a)根据所述转矩指令或所述转矩电流指令、以及所述旋转速度来生成第二磁通指令；

指令分配设定器(23)，该指令分配设定器(23)根据所述运行目标指令来设定分配系数，该分配系数用于对所述第一磁通指令和所述第二磁通指令进行加权；

磁通指令调节器(24)，该磁通指令调节器(24)根据所述两个磁通指令和所述分配系数来输出所述电枢交链磁通指令；以及

转矩电流指令生成器(25)，该转矩电流指令生成器(25)根据所述转矩指令和所述电枢交链磁通指令来生成所述转矩电流指令。

2.如权利要求1所述的同步机控制装置，其特征在于，包括检测所述电源(3)的电源电压的电压检测单元(12)，所述控制指令生成器(10、10a、10b、10c)包括根据所述旋转速度和所述电源电压对所述电枢交链磁通指令进行限制的磁通指令限制器(27)。

3.如权利要求1或2所述的同步机控制装置，其特征在于，包括检测所述同步机(1)的温度的温度检测单元(31)，根据由所述温度检测单元(31)检测出的所述同步机(1)的温度来生成所述运行目标指令。

4.如权利要求1或2所述的同步机控制装置，其特征在于，包括检测所述功率转换单元(4)的温度的温度检测单元(31a)，根据由所述温度检测单元(31a)检测出的所述功率转换单元(4)的温度来生成所述运行目标指令。

5.如权利要求1或2所述的同步机控制装置，其特征在于，包括根据所述电枢电流和所述电压指令来推定所述同步机(1)的电阻大小的电阻推定器(32)，根据所述电阻推定器(32)所推定的所述同步机(1)的电阻推定值来生成所述运行目标指令。

6.如权利要求1或2所述的同步机控制装置，其特征在于，用永磁同步机构成所述同步机(1)，所述磁通运算器(8、8a、8b、8c、8d)推定所述同步机(1)的永磁体的温度，根据所述永磁体的推定温度来生成所述运行目标指令。

7.如权利要求1或2所述的同步机控制装置，其特征在于，用永磁同步机构成所述同步机(1)，所述磁通运算器(8、8a、8b、8c、8d)推定所述同步机(1)的永磁体的温度，根据所述永磁体的推定温度来生成所述运行目标指令，

且根据所述永磁体的推定温度来限制所述转矩指令。

8.如权利要求1或2所述的同步机控制装置，其特征在于，根据所述旋转速度和所述推定电枢交链磁通来运算出对于所述转矩指令的转矩指令补偿量，在所述转矩指令上加减所述转矩指令补偿量。