JP3681318B2 - 同期モータ制御装置及びそれを用いた車両 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、同期モータ（リラクタンスモータを含む）を制御するモータ制御装置と、それを用いた車両に係り、特に、本発明は、電気車やハイブリッド車用の制御装置に好適である。
【０００２】
【従来の技術】
同期モータは、速度あるいはトルクを制御するためにモータ回転子の磁極位置の情報が必要であり、一般にエンコーダやレゾルバ等の位置センサを用いて検出が行われる。しかし、位置センサは高価な上、使用環境によっては断線等の面から信頼性についても課題が残されている。よって、位置センサを用いずに磁極位置の検出が可能となるような磁極位置検出方式が検討、提案されている。
【０００３】
同期モータ磁極位置検出方式の従来技術としては、例えば特開平８-２０５５７８号公報や特開平７-２４５９８１号公報に開示されたものがある。特開平８-２０５５７８号公報には、PWM制御により同期モータに印加する電圧のベクトルとそれに対応するモータ電流のリプル成分の相関関係から同期モータの突極性を検出する方式が記載されている。また、特開平７-２４５９８１号公報には、突極性を有する同期モータに印加している交番電圧ベクトルあるいは交番電流ベクトルに対し、平行成分および直交成分の電流ベクトルあるいは電圧ベクトルを検出し、各成分のうち少なくとも一方から印加ベクトルと磁束軸との相差角を演算し、得られた相差角から磁極位置を検出する方式が記載されている。
【０００４】
前者は同期モータへの印加電圧を制御する一般的なPWM信号を利用しているため、検出のための追加信号を付加する必要が無いといった利点がある。さらに、後者は検出用の交番電圧もしくは交番電流を印加して位置検出を行うため、位置検出に有効な情報である誘起電圧が利用できない停止時、あるいは極低速時の位置検出が可能になると行った利点がある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来技術のうち前者の方式を実現するためには、PWM信号が変化する毎にモータ電流と印加電圧を検出する必要がある。つまり、PWM搬送波の１周期に対して少なくとも６回、モータ電流と印加電圧を検出し、その相関関係を演算することが必要となるために高性能のコントローラを用いなければならないといった問題が生じる。さらに上記従来技術の後者においては、常に検出用の交番電圧、あるいは交番電流を印加する必要があるので、高負荷時にはトルク振動や騒音が大きくなるという問題が生じる可能性がある。
【０００６】
そこで、本発明の目的は、位置検出用の信号を印加する必要がなく、かつマイクロコンピュータのような安価なディジタル演算装置で通常のPWM制御を行いながら、位置センサを用いずに磁極位置検出が可能となるモータ制御装置及びそれを用いた車両を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、同期モータと、該同期モータを駆動するPWMインバータと、該PWMインバータを制御するディジタル演算装置とを備えた同期モータ制御装置において、前記ディジタル演算装置が前期同期モータの電流を入力して前記同期モータ回転子の磁極位置を検出する位置検出手段と、検出された前記磁極位置に基づいて前記同期モータを制御する制御手段とを備え、前記位置検出手段が前記PWMインバータを駆動するPWM信号に同期して割り込みを発生させてA/D変換器を起動し、前記同期モータの電流を入力することにより達成される。
【０００８】
前記位置検出手段では前記同期モータの短絡状態の判別が必要であるが、好ましくは、前記短絡状態は、各相のPWM信号の状態（「高（Hi）」状態か、「低（Low）」状態か）を調べることにより判別される。
【０００９】
さらに、好適には、前記位置検出手段により得られた磁極位置検出値にモータ周波数の高調波成分が含まれているような場合には、前記位置検出手段の出力部分に高調波成分を除去するためのディジタルフィルタを構成し、該ディジタルフィルタのカットオフ周波数を前記同期モータ周波数に応じて可変にすることが望ましい。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、添付図面を参照しながら説明する。
まず、本発明を適用する同期モータの位置センサレス制御システムの構成例を図９に示す。本発明は位置センサを用いない磁極位置検出方式に関するものであるため、実施例では位置センサレス制御システムについて説明を行う。しかし、本発明は位置センサレス制御システムに限定されるものではなく、位置センサ付きの制御システムにも適用可能である。そのような場合の適用方法としては、位置センサの異常検出用や故障時のバックアップ用として用いることができる。
【００１１】
図９は、同期モータ１をバッテリー２の直流電力を用いて駆動するモータ制御システムの構成図である。バッテリー２の直流電圧はインバータ３により３相交流電圧に変換され、同期モータ１に印加される。この印加電圧の指令値、すなわち３相交流電圧指令はディジタル演算装置４によって演算される。まず、電流指令発生部６で同期モータ１に要求されるトルク指令値Trに対するd軸電流指令id*、q軸電流指令iq*を決定する。ここでは、d軸は回転子の磁極位置方向、q軸はd軸に直交する方向を示しており、制御系は回転座標d-q軸での電流制御を構成している。さらに、電流センサ５a、５bから検出された同期モータ１のu相電流iuとv相電流ivは、AD変換器等により構成される電流検出部１０においてディジタル演算装置４に取り込まれ、座標変換部１１においてd軸電流検出値id^、q軸電流検出値iq^に変換される。
【００１２】
図９においては、電流検出部１０で検出するモータ電流はu相とv相のみであり、w相電流は前記u相とv相の電流から求めるが、本発明は３相の電流をすべて検出するようなシステムにおいても問題なく適用できる。さらに、電流制御部７ではd軸電流の指令値id*と検出値id^との偏差、およびq軸電流の指令値iq*と検出値iq^との偏差を演算し、それらの偏差が零となるようなd軸電圧指令Vd*、ｑ軸電圧指令Vq*を演算する。座標変換部８ではd軸電圧指令Vd*、ｑ軸電圧指令Vq*を３相交流電圧指令Vu*、Vv*、Vw*に変換し、PWM信号発生部９に出力する。PWM信号発生部９では３相電圧指令Vu*、Vv*、Vw*をPWM信号に変換し、そのPWM信号をインバータ３に出力する。この結果インバータ３からは、前記３相交流電圧指令Vu*、Vv*、Vw*相当の電圧がモータに印加される。ここで、電流制御で用いられている回転座標d-q軸は静止座標α-β軸に対して回転子の磁極位置θを位相として回転するため、座標変換部８および１１において回転子の磁極位置θが必要となる。この磁極位置の検出値θ^は磁極位置検出手段１４によって演算される。
【００１３】
以上が、同期モータ位置センサレス制御システムおよびその演算装置の構成と動作である。本システムはトルク指令を入力するトルク制御系として説明しているが、制御系の上位側に速度制御部を付加して速度指令値を入力するような速度制御系としても構わない。そのような場合には、磁極位置検出手段１４によって得られた検出値θ^の変化率から速度推定値ω^を求め、速度フィードバック値とする。
【００１４】
この位置検出手段１４に適用される磁極位置検出方式は特に限定されるものではないが、有効な手段の一つとして、同期モータの短絡状態での電流差分を検出し、その短絡電流差分値の大きさや方向により磁極位置を演算する方式が挙げられる。そこで、最初に「同期モータの短絡状態での電流差分を検出し、その短絡電流差分値の大きさや方向より磁極位置を演算する方式」(以下、電流差分型磁極位置検出方式と呼ぶことにする。)の概略について述べる。まず、同期モータの３相短絡時のモータ電流差分ベクトルpisと磁極位置θの関係を図１０に示す。図１０に示すように、検出すべき磁極位置θは静止座標α軸と回転座標ｄ軸との間の位相θであり、（式１）で表すことができる。
【００１５】
θ = γ − δ ．．．（式１）
ここで、γは３相短絡時のモータ電流差分ベクトルpisのα軸に対する位相であり、δはモータ電流差分ベクトルpisのｄ軸に対する位相である。よって、磁極位置θを求めるためには位相γと位相δの検出が必要となる。まず、位相δについては（式２）に従って演算を行う。
【００１６】
ここで、Ld、Lqはd,q軸のインダクタンス、Rは巻線抵抗、ωはモータ角速度、φは界磁主磁束であり、（式２）はモータの３相短絡状態(V=０)での状態方程式によって導出されるものである。（式２）に含まれるωは位置検出値の変化量より求められる角速度の推定値を用いることになるが、モータ速度がある程度高く、抵抗R成分を無視できる領域であればωの影響は無視できる。さらにid、iqについては、検出値id^、iq^を用ればよい。次に、位相γについては同期モータ１の３相短絡状態での電流差分値piu、pivを検出し、（式３）（式４）（式５）に従って演算する。
【００１７】
piα ＝ (√３/２) piu ．．．（式３）
piβ ＝ (１/√２) (piu ＋ ２piv) ．．．（式４）
γ ＝ tan- １( piβ／piα ) ．．．（式５）
なお、ここではpiα、piβを求めるのにpiu、pivの２相分を用いているが、piu、piv、piwの３相電流の差分値を用いても演算可能である。このようにして位相δおよび位相γを求め、（式１）に従い磁極位置の検出値θ^を演算する。
【００１８】
以上が電流差分型磁極位置検出方式の概要である。この方式は突極型の同期モータのみならず、円筒型の同期モータにも適用可能である。上記説明したように、電流差分型磁極位置検出方式を実現するためには、モータの短絡状態の判定と短絡状態に応じた電流検出が必要となってくる。そこで、以下に本発明の内容である電流差分型磁極位置検出方式の実現方法を説明する。
【００１９】
最初にPWMインバータの構成を示す。図１１にインバータ３の構成を示す。ディジタル演算装置４は図１１に示すインバータ３に対し、PWM信号Pup、Pun、Pvp、Pvn、Pwp、Pwnを出力し(図９ではPu、Pv、Pwとまとめて記載)、それぞれ対応したスイッチング素子Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swnを制御する。ここで、PupとPun、PvpとPvn、PwpとPwnはそれぞれ互いにHiレベルとLowレベルとなる関係にある。ただし、電源短絡を防ぐためにPWMパルスが反転する際には、上下アームの素子が共に非アクティブ状態となる区間、いわゆるデッドタイムを設けるものが通常である。このように、ディジタル演算装置４は交流電圧指令(Vu*、Vv*、Vw*)をPWM信号に変換し、PWMインバータ３はそのPWM信号に応じてモータ１に電圧を印加するので、インバータ３の上下アームのうち、同じ側のアームがアクティブ状態になっている相には同じ電圧が印加されることになる。すなわち、３相すべて上アームがアクティブ状態、もしくは３相すべて下アームがアクティブ状態である場合には３相すべてに同じ電圧が印加されており、モータは３相短絡状態にあるといえる。そこで、PWM信号はディジタル演算装置４内で生成しているため、ディジタル演算装置４でモータ１の短絡状態を判別することが可能となる。
【００２０】
次に、ディジタル演算装置４で行うモータの３相短絡状態の判別と３相短絡状態での電流差分演算方法について説明する。本実施例では、ディジタル演算装置４はマイクロコンピュータであるとして説明を行うが、それに限定されるものではない。図１に３相短絡状態の判別および３相短絡状態での電流検出を行う場合のPWM信号を示す。図１はPWM信号の略図であり、Highレベルがアクティブ状態となるような上側アームのPWM信号のみを示している。
【００２１】
図１に示すように、PWM搬送波の山と谷の時点ではU、V、W相すべてのPWM信号が同じレベルとなっている。すなわち、PWM搬送波の山の時点においてPWM信号はすべてHighレベル状態であり、PWM搬送波の谷の時点ではPWM信号がすべてLowレベル状態となっている。このような状態ではモータに３相共同じ電圧が印加されているので、３相短絡状態にあるといえる。図１中に太線矢印で３相短絡区間を示す。ここで、ディジタル演算装置４を用いて３相短絡状態での電流差分値を演算するためには、３相のうち一番短い幅のPWM信号の立ち上がりと立ち下がりに同期してモータ電流を検出し、その区間での電流変化量すなわち電流差分値を求める。具体的には３相のうち最大あるいは最小の電圧指令値とPWM搬送波の値が一致した時点で割り込みトリガT１を発生させ、トリガT１が発生した時点で電流検出部１０を実行する。
【００２２】
このように、最大あるいは最小電圧指令値となる相のPWM信号の立ち上がりと立ち下がりに同期して電流検出を行うようにすれば、モータの３相短絡時での電流差分値を得ることができ、上記電流差分型磁極位置検出方式を実現できる。３相短絡状態を検出する場合、最大電圧指令値の相のPWM信号に同期してトリガT１を出力してもよいし、最小電圧指令値の相のPWM信号に同期してトリガT１を出力しても構わない。ディジタル演算装置４の演算時間に余裕があれば、最大、最小両方の電圧指令値のPWM信号に同期してトリガT１を出力し、電流検出を行ってもよい。最大、最小両方に同期した場合、PWM周期の１周期に２回、磁極位置演算ができるようになるので、より高精度な磁極位置検出が可能となる。図１のトリガT１は最大、最小両方の電圧指令値のPWM信号に同期して出力する場合を示している。
【００２３】
さらに、図２のフローチャートを用いて３相短絡時の電流差分値を検出する場合のディジタル演算装置４の処理手順を説明する。図２のフローチャートでは、最大電圧指令値のPWM信号により３相短絡時の電流差分値を検出する場合の処理手順を示している。まず、ステップ１００で３相の電圧指令のうち最大である相を検出する。ステップ１０１では最大電圧指令値がPWM搬送波と一致する時点を検出する。すなわち、最大電圧指令値のPWM信号が立ち上がる点か、もしくは立ち下がる時点である。ステップ１０１で最大電圧指令値がPWM搬送波と一致した場合にはステップ１０２で割り込みトリガ信号T１を出力し、ステップ１０３においてモータ電流検出処理を起動させ、モータ電流を入力する。
【００２４】
さらに、ステップ１０４では最大電圧指令値がPWM搬送波と一致した時点でのPWM搬送波の傾きを判断する。ここで、PWM搬送波の傾きが正であった場合には３相短絡状態の始まりであると判断し、モータ電流の入力のみを実行する。それに対して、ステップ１０４でPWM搬送波の傾きが負であった場合には３相短絡状態の終わりであると判断し、モータ電流を入力した後、ステップ１０５において３相短絡状態の始まりの時点での電流検出値と今回検出した終わりの時点での電流検出値を用いて電流差分値を演算する。以上が、３相短絡状態の判別方法とその時の電流差分値の演算方法である。
【００２５】
図２のフローチャートでは、最大電圧指令を用いて３相短絡状態を判別する方法を示したが、最小電圧指令を用いてもよいし、最大、最小両方を用いても構わない。加えて、図２のフローチャートでは、デッドタイムは考慮していないが、デッドタイムが存在する場合にはその時間分を考慮して、割り込み信号T１を発生させる必要がある。また、得られた電流差分値を用いた磁極位置の演算は、特に実行時点を限定されるものではないが、次の３相短絡状態が生じるまでの間に処理を終了する方が望ましい。
【００２６】
以上の処理を行うことにより、ディジタル演算装置４を用いた電流差分型磁極位置検出方式が実現できる。
【００２７】
次に、本発明の第２の実施例について説明する。上記第１の実施例では、モータの３相短絡状態での電流差分値による磁極位置の検出方式について説明した。ただし、演算装置の性能によっては、３相短絡状態の区間が非常に短いために電流差分値が検出できず、磁極位置の演算が良好に行われない場合も考えられる。そのような場合には２相短絡区間での電流差分値を演算し、それを用いて３相短絡区間での電流差分値を推定する方式が有効である。なぜならば、２相短絡状態は３相のうち２相が同電位になっているものであり、PWM制御中は常に存在し、確実に３相短絡状態より長い時間発生しているので、電流差分値の演算をより確実に行うことができるからである。以下、２相短絡区間を用いて３相短絡状態の電流差分値を推定する方式を２相短絡方式と呼ぶことにする。
【００２８】
以下、２相短絡方式の概要を示す。まず、３相交流電圧Vu、Vv、Vwから２相交流電圧Vα、Vβへの変換式を（式６）（式７）に示す。
Vα= √( ２/３ ) ( Vu − １/２ Vv − １/２ Vw ) ．．．（式６）
Vβ= √( ２/３ ) ( √３/２ Vv − √３/２ Vw ) ．．．（式７）
ここで、モータがV相とW相が同電位になっているような２相短絡状態では、（式６）および（式７）から、VαはゼロではないがVβはゼロになることがわかる。このことから、２相短絡状態におけるVαの影響を受けない方向(Vαに直交する方向)の電流差分値は、印加電圧の影響を受けないため、３相短絡状態における同一方向の電流差分値と一致することがわかる。
【００２９】
ここでは、例としてV相とW相が同電位になっている２相短絡状態を挙げたが、U相とV相、あるいはW相とU相が短絡している場合においても同様に印加電圧の影響を受けない方向が存在する。よって、２種類の２相短絡状態によって得られる２つの電流差分値により、３相短絡状態での電流差分値の推定が可能となる。この原理を図３に示す。図３では、V−W相短絡時における印加電圧の影響を受けない方向の電流差分値をpiβ、W-U相短絡時における印加電圧の影響を受けない方向の電流差分値をpiβ'として、piβとpiβ'により３相短絡時の電流差分値pisを推定する場合のベクトル図を示している。２相短絡方式では、図３に示すように２つの２相短絡時の電流差分値を用いて３相短絡時の電流差分値を推定するため、２相短絡相の組み合わせの判別とその区間での電流差分値の検出を行う必要がある。
【００３０】
そこで、以下に２相短絡状態の判別方式とその時の電流差分値の演算方法を図４を用いて説明する。図４は２相短絡状態の判別および２相短絡状態での電流検出を行う場合のPWM信号を示す。図４はPWM信号の略図であり、Highレベルがアクティブ状態となるような上側アームのPWM信号のみを示している。図４中に太線矢印で２相短絡状態区間を示す。ここに示すように、２相短絡状態はPWM制御中常に存在しており、短絡する相は３相電圧指令のうち中間値の電圧指令を基に決まる。よって、ディジタル演算装置４を用いて２相短絡状態での電流差分値を演算するためには、中間電圧指令のPWM信号の立ち上がりと立ち下がりに同期してモータ電流を検出し、その区間での電流変化量すなわち電流差分値を求める。具体的には３相のうち中間電圧指令値とPWM搬送波の値が一致した時点で割り込みトリガT２を発生させ、トリガT２が発生した時点で電流検出部１０を実行する。このような電流検出を行い、２相短絡状態での電流差分値を演算し、連続する２相短絡区間で得られた２つの電流差分値を用いて３相短絡状態での電流差分値を推定する。
【００３１】
さらに図５のフローチャートを用いて、２相短絡時の電流差分値を検出する場合のディジタル演算装置４の処理手順を説明する。まず、ステップ１１０で３相の電圧指令のうち、大きさが中間値である相を判定する。ステップ１１１では中間電圧指令値がPWM搬送波と一致する時点を検出する。すなわち、中間電圧指令値のPWM信号が立ち上がる点か、もしくは立ち下がる時点である。ここで、中間電圧指令値がPWM搬送波と一致した場合にはステップ１１２で割り込みトリガ信号T２を出力し、ステップ１１３においてモータ電流検出処理を起動させ、モータ電流を入力する。さらに、ステップ１１４では前回の電流検出値と今回の電流検出値により２相短絡区間での電流差分値を演算する。次に、ステップ１１５において中間電圧指令値がPWM搬送波と一致した時点でのPWM搬送波の傾きを判断する。ここで、PWM搬送波の傾きが正であった場合には中間電圧指令相と最大電圧指令相との２相短絡であると判断する。それに対して、ステップ１１５でPWM搬送波の傾きが負であった場合には中間電圧指令相と最小電圧指令相との２相短絡であると判断する。以上が、２相短絡状態の判別方法とその時の電流差分値の演算方法である。
【００３２】
得られた電流差分値によって行われる印加電圧に影響を受けない方向の電流差分値の演算やそれを用いた磁極位置の演算は、特に実行時点を限定されるものではない。しかし、実行時点を遅らせた場合、モータが回転しているとそこに演算遅れによる位相誤差が発生するので、その誤差分の位相補正が必要となる。さらに、図５のフローチャートでは、デッドタイムは考慮していないが、デッドタイムが存在する場合にはその時間分を考慮して、割り込み信号T２を発生させる必要がある。
【００３３】
以上のような演算を行うことにより、ディジタル演算装置４を用いた２相短絡方式が実現できる。
【００３４】
上記説明したように、３相短絡状態での電流差分値を検出するためには、３相交流電圧指令のうち最大の電圧指令か、もしくは最小の電圧指令の相に同期して電流を取り込む。さらに２相短絡状態での電流差分値を検出するためには、３相交流電圧指令のうち中間の電圧指令に同期して電流を取り込む。この電流の取り込みを同期させる相は最大、最小、あるいは中間の相に限定する必要はなく、相を切換えて電流を検出することも可能である。このような切換えは、３相短絡状態より直接電流差分値を演算する場合と２相短絡方式とを切換える場合に必要となる操作である。
【００３５】
次に、本発明の第３の実施例を説明する。いままで説明してきた電流差分型磁極位置検出方式はモータに発生している誘起電圧を基に演算を行うため、モータの誘起電圧に高調波成分を含むような場合には、磁極位置の演算結果にも高調波成分の影響が現れる場合がある。このような場合の磁極位置演算結果例を図６に示す。図６に示す演算結果例では基本周波数に対して６次高調波が含まれている。
【００３６】
この高調波の除去方法の一つとしてディジタル演算装置４内で構成するディジタルフィルタがある。ディジタルフィルタを含むセンサレスシステムの構成を図７に示す。図７のディジタルフィルタ２０は一般に用いられるローパスフィルタで構わないが、磁極位置の演算値に含まれる高調波の周波数はモータ周波数によって変化する。よって、ディジタルフィルタに設定されるカットオフ周波数も可変することが望ましいといえる。
【００３７】
このカットオフ周波数はモータ速度によって可変するため、ディジタルフィルタの構成は図８のようになる。まず、磁極位置検出手段１４で得られた磁極位置の検出値θ^を速度演算部２１に入力し、モータ周波数の推定値ω^を演算する。速度演算部２１では磁極位置検出値θ^の時間変化率によって推定値ω^を演算することができる。さらに、カットオフ周波数設定部２２では推定値ω^によりディジタルフィルタ部２３のカットオフ周波数を決定する。カットオフ周波数としては高調波周波数より低い周波数でかつ、位相の基本成分の遅れが制御において問題とならない程度で設定する。
【００３８】
以上、マイクロコンピュータ等に代表されるディジタル演算装置を用いた磁極位置検出方式の実現方法について述べたが、本方式は電気自動車やハイブリッド車をはじめとする電気車の制御装置に好適である。電気自動車やハイブリッド車の制御装置の多くはマイクロコンピュータを用いており、さらには、小型・高効率の面から永久磁石式の同期モータが数多く用いられるようになってきている。加えて電気自動車やハイブリッド車では高信頼化、低コスト化の面から位置センサレス制御方式が望まれているからである。
【００３９】
【発明の効果】
本発明によれば、位置検出用の信号印加が不要で、かつマイクロコンピュータのような安価なディジタル演算装置で通常のPWM制御を行いながら、同期モータの磁極位置検出が実現可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】３相短絡状態の判別および３相短絡状態での電流検出を行う場合のPWM信号を示す図である。
【図２】最大電圧指令値のPWM信号により３相短絡時の電流差分値を検出する場合の処理手順を示すフローチャートである。
【図３】２相短絡方式の原理を示すベクトル図である。
【図４】２相短絡状態の判別および２相短絡状態での電流検出を行う場合のPWM信号を示す図である。
【図５】２相短絡時の電流差分値を検出する場合の処理手順を示すフローチャートである。
【図６】磁極位置演算結果例を示す図である。
【図７】ディジタルフィルタを含む位置センサレス制御システムの構成を示す図である。
【図８】ディジタルフィルタの構成を示す図である。
【図９】位置センサレスモータ制御システムの構成を示す図である。
【図１０】同期モータの３相短絡時のモータ電流差分ベクトルと磁極位置との関係を示す図である。
【図１１】インバータの構成を示す図である。
【符号の説明】
１．．．同期モータ、２．．．バッテリー、３．．．インバータ、４．．．ディジタル演算装置、５a、５b．．．電流センサ、９．．．PWM信号発生部、１４．．．磁極位置検出手段、２０．．．ディジタルフィルタ
【発明の属する技術分野】
本発明は、同期モータ（リラクタンスモータを含む）を制御するモータ制御装置と、それを用いた車両に係り、特に、本発明は、電気車やハイブリッド車用の制御装置に好適である。
【０００２】
【従来の技術】
同期モータは、速度あるいはトルクを制御するためにモータ回転子の磁極位置の情報が必要であり、一般にエンコーダやレゾルバ等の位置センサを用いて検出が行われる。しかし、位置センサは高価な上、使用環境によっては断線等の面から信頼性についても課題が残されている。よって、位置センサを用いずに磁極位置の検出が可能となるような磁極位置検出方式が検討、提案されている。
【０００３】
同期モータ磁極位置検出方式の従来技術としては、例えば特開平８-２０５５７８号公報や特開平７-２４５９８１号公報に開示されたものがある。特開平８-２０５５７８号公報には、PWM制御により同期モータに印加する電圧のベクトルとそれに対応するモータ電流のリプル成分の相関関係から同期モータの突極性を検出する方式が記載されている。また、特開平７-２４５９８１号公報には、突極性を有する同期モータに印加している交番電圧ベクトルあるいは交番電流ベクトルに対し、平行成分および直交成分の電流ベクトルあるいは電圧ベクトルを検出し、各成分のうち少なくとも一方から印加ベクトルと磁束軸との相差角を演算し、得られた相差角から磁極位置を検出する方式が記載されている。
【０００４】
前者は同期モータへの印加電圧を制御する一般的なPWM信号を利用しているため、検出のための追加信号を付加する必要が無いといった利点がある。さらに、後者は検出用の交番電圧もしくは交番電流を印加して位置検出を行うため、位置検出に有効な情報である誘起電圧が利用できない停止時、あるいは極低速時の位置検出が可能になると行った利点がある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来技術のうち前者の方式を実現するためには、PWM信号が変化する毎にモータ電流と印加電圧を検出する必要がある。つまり、PWM搬送波の１周期に対して少なくとも６回、モータ電流と印加電圧を検出し、その相関関係を演算することが必要となるために高性能のコントローラを用いなければならないといった問題が生じる。さらに上記従来技術の後者においては、常に検出用の交番電圧、あるいは交番電流を印加する必要があるので、高負荷時にはトルク振動や騒音が大きくなるという問題が生じる可能性がある。
【０００６】
そこで、本発明の目的は、位置検出用の信号を印加する必要がなく、かつマイクロコンピュータのような安価なディジタル演算装置で通常のPWM制御を行いながら、位置センサを用いずに磁極位置検出が可能となるモータ制御装置及びそれを用いた車両を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、同期モータと、該同期モータを駆動するPWMインバータと、該PWMインバータを制御するディジタル演算装置とを備えた同期モータ制御装置において、前記ディジタル演算装置が前期同期モータの電流を入力して前記同期モータ回転子の磁極位置を検出する位置検出手段と、検出された前記磁極位置に基づいて前記同期モータを制御する制御手段とを備え、前記位置検出手段が前記PWMインバータを駆動するPWM信号に同期して割り込みを発生させてA/D変換器を起動し、前記同期モータの電流を入力することにより達成される。
【０００８】
前記位置検出手段では前記同期モータの短絡状態の判別が必要であるが、好ましくは、前記短絡状態は、各相のPWM信号の状態（「高（Hi）」状態か、「低（Low）」状態か）を調べることにより判別される。
【０００９】
さらに、好適には、前記位置検出手段により得られた磁極位置検出値にモータ周波数の高調波成分が含まれているような場合には、前記位置検出手段の出力部分に高調波成分を除去するためのディジタルフィルタを構成し、該ディジタルフィルタのカットオフ周波数を前記同期モータ周波数に応じて可変にすることが望ましい。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、添付図面を参照しながら説明する。
まず、本発明を適用する同期モータの位置センサレス制御システムの構成例を図９に示す。本発明は位置センサを用いない磁極位置検出方式に関するものであるため、実施例では位置センサレス制御システムについて説明を行う。しかし、本発明は位置センサレス制御システムに限定されるものではなく、位置センサ付きの制御システムにも適用可能である。そのような場合の適用方法としては、位置センサの異常検出用や故障時のバックアップ用として用いることができる。
【００１１】
図９は、同期モータ１をバッテリー２の直流電力を用いて駆動するモータ制御システムの構成図である。バッテリー２の直流電圧はインバータ３により３相交流電圧に変換され、同期モータ１に印加される。この印加電圧の指令値、すなわち３相交流電圧指令はディジタル演算装置４によって演算される。まず、電流指令発生部６で同期モータ１に要求されるトルク指令値Trに対するd軸電流指令id*、q軸電流指令iq*を決定する。ここでは、d軸は回転子の磁極位置方向、q軸はd軸に直交する方向を示しており、制御系は回転座標d-q軸での電流制御を構成している。さらに、電流センサ５a、５bから検出された同期モータ１のu相電流iuとv相電流ivは、AD変換器等により構成される電流検出部１０においてディジタル演算装置４に取り込まれ、座標変換部１１においてd軸電流検出値id^、q軸電流検出値iq^に変換される。
【００１２】
図９においては、電流検出部１０で検出するモータ電流はu相とv相のみであり、w相電流は前記u相とv相の電流から求めるが、本発明は３相の電流をすべて検出するようなシステムにおいても問題なく適用できる。さらに、電流制御部７ではd軸電流の指令値id*と検出値id^との偏差、およびq軸電流の指令値iq*と検出値iq^との偏差を演算し、それらの偏差が零となるようなd軸電圧指令Vd*、ｑ軸電圧指令Vq*を演算する。座標変換部８ではd軸電圧指令Vd*、ｑ軸電圧指令Vq*を３相交流電圧指令Vu*、Vv*、Vw*に変換し、PWM信号発生部９に出力する。PWM信号発生部９では３相電圧指令Vu*、Vv*、Vw*をPWM信号に変換し、そのPWM信号をインバータ３に出力する。この結果インバータ３からは、前記３相交流電圧指令Vu*、Vv*、Vw*相当の電圧がモータに印加される。ここで、電流制御で用いられている回転座標d-q軸は静止座標α-β軸に対して回転子の磁極位置θを位相として回転するため、座標変換部８および１１において回転子の磁極位置θが必要となる。この磁極位置の検出値θ^は磁極位置検出手段１４によって演算される。
【００１３】
以上が、同期モータ位置センサレス制御システムおよびその演算装置の構成と動作である。本システムはトルク指令を入力するトルク制御系として説明しているが、制御系の上位側に速度制御部を付加して速度指令値を入力するような速度制御系としても構わない。そのような場合には、磁極位置検出手段１４によって得られた検出値θ^の変化率から速度推定値ω^を求め、速度フィードバック値とする。
【００１４】
この位置検出手段１４に適用される磁極位置検出方式は特に限定されるものではないが、有効な手段の一つとして、同期モータの短絡状態での電流差分を検出し、その短絡電流差分値の大きさや方向により磁極位置を演算する方式が挙げられる。そこで、最初に「同期モータの短絡状態での電流差分を検出し、その短絡電流差分値の大きさや方向より磁極位置を演算する方式」(以下、電流差分型磁極位置検出方式と呼ぶことにする。)の概略について述べる。まず、同期モータの３相短絡時のモータ電流差分ベクトルpisと磁極位置θの関係を図１０に示す。図１０に示すように、検出すべき磁極位置θは静止座標α軸と回転座標ｄ軸との間の位相θであり、（式１）で表すことができる。
【００１５】
θ = γ − δ ．．．（式１）
ここで、γは３相短絡時のモータ電流差分ベクトルpisのα軸に対する位相であり、δはモータ電流差分ベクトルpisのｄ軸に対する位相である。よって、磁極位置θを求めるためには位相γと位相δの検出が必要となる。まず、位相δについては（式２）に従って演算を行う。
【００１６】
【００１７】
piα ＝ (√３/２) piu ．．．（式３）
piβ ＝ (１/√２) (piu ＋ ２piv) ．．．（式４）
γ ＝ tan- １( piβ／piα ) ．．．（式５）
なお、ここではpiα、piβを求めるのにpiu、pivの２相分を用いているが、piu、piv、piwの３相電流の差分値を用いても演算可能である。このようにして位相δおよび位相γを求め、（式１）に従い磁極位置の検出値θ^を演算する。
【００１８】
以上が電流差分型磁極位置検出方式の概要である。この方式は突極型の同期モータのみならず、円筒型の同期モータにも適用可能である。上記説明したように、電流差分型磁極位置検出方式を実現するためには、モータの短絡状態の判定と短絡状態に応じた電流検出が必要となってくる。そこで、以下に本発明の内容である電流差分型磁極位置検出方式の実現方法を説明する。
【００１９】
最初にPWMインバータの構成を示す。図１１にインバータ３の構成を示す。ディジタル演算装置４は図１１に示すインバータ３に対し、PWM信号Pup、Pun、Pvp、Pvn、Pwp、Pwnを出力し(図９ではPu、Pv、Pwとまとめて記載)、それぞれ対応したスイッチング素子Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swnを制御する。ここで、PupとPun、PvpとPvn、PwpとPwnはそれぞれ互いにHiレベルとLowレベルとなる関係にある。ただし、電源短絡を防ぐためにPWMパルスが反転する際には、上下アームの素子が共に非アクティブ状態となる区間、いわゆるデッドタイムを設けるものが通常である。このように、ディジタル演算装置４は交流電圧指令(Vu*、Vv*、Vw*)をPWM信号に変換し、PWMインバータ３はそのPWM信号に応じてモータ１に電圧を印加するので、インバータ３の上下アームのうち、同じ側のアームがアクティブ状態になっている相には同じ電圧が印加されることになる。すなわち、３相すべて上アームがアクティブ状態、もしくは３相すべて下アームがアクティブ状態である場合には３相すべてに同じ電圧が印加されており、モータは３相短絡状態にあるといえる。そこで、PWM信号はディジタル演算装置４内で生成しているため、ディジタル演算装置４でモータ１の短絡状態を判別することが可能となる。
【００２０】
次に、ディジタル演算装置４で行うモータの３相短絡状態の判別と３相短絡状態での電流差分演算方法について説明する。本実施例では、ディジタル演算装置４はマイクロコンピュータであるとして説明を行うが、それに限定されるものではない。図１に３相短絡状態の判別および３相短絡状態での電流検出を行う場合のPWM信号を示す。図１はPWM信号の略図であり、Highレベルがアクティブ状態となるような上側アームのPWM信号のみを示している。
【００２１】
図１に示すように、PWM搬送波の山と谷の時点ではU、V、W相すべてのPWM信号が同じレベルとなっている。すなわち、PWM搬送波の山の時点においてPWM信号はすべてHighレベル状態であり、PWM搬送波の谷の時点ではPWM信号がすべてLowレベル状態となっている。このような状態ではモータに３相共同じ電圧が印加されているので、３相短絡状態にあるといえる。図１中に太線矢印で３相短絡区間を示す。ここで、ディジタル演算装置４を用いて３相短絡状態での電流差分値を演算するためには、３相のうち一番短い幅のPWM信号の立ち上がりと立ち下がりに同期してモータ電流を検出し、その区間での電流変化量すなわち電流差分値を求める。具体的には３相のうち最大あるいは最小の電圧指令値とPWM搬送波の値が一致した時点で割り込みトリガT１を発生させ、トリガT１が発生した時点で電流検出部１０を実行する。
【００２２】
このように、最大あるいは最小電圧指令値となる相のPWM信号の立ち上がりと立ち下がりに同期して電流検出を行うようにすれば、モータの３相短絡時での電流差分値を得ることができ、上記電流差分型磁極位置検出方式を実現できる。３相短絡状態を検出する場合、最大電圧指令値の相のPWM信号に同期してトリガT１を出力してもよいし、最小電圧指令値の相のPWM信号に同期してトリガT１を出力しても構わない。ディジタル演算装置４の演算時間に余裕があれば、最大、最小両方の電圧指令値のPWM信号に同期してトリガT１を出力し、電流検出を行ってもよい。最大、最小両方に同期した場合、PWM周期の１周期に２回、磁極位置演算ができるようになるので、より高精度な磁極位置検出が可能となる。図１のトリガT１は最大、最小両方の電圧指令値のPWM信号に同期して出力する場合を示している。
【００２３】
さらに、図２のフローチャートを用いて３相短絡時の電流差分値を検出する場合のディジタル演算装置４の処理手順を説明する。図２のフローチャートでは、最大電圧指令値のPWM信号により３相短絡時の電流差分値を検出する場合の処理手順を示している。まず、ステップ１００で３相の電圧指令のうち最大である相を検出する。ステップ１０１では最大電圧指令値がPWM搬送波と一致する時点を検出する。すなわち、最大電圧指令値のPWM信号が立ち上がる点か、もしくは立ち下がる時点である。ステップ１０１で最大電圧指令値がPWM搬送波と一致した場合にはステップ１０２で割り込みトリガ信号T１を出力し、ステップ１０３においてモータ電流検出処理を起動させ、モータ電流を入力する。
【００２４】
さらに、ステップ１０４では最大電圧指令値がPWM搬送波と一致した時点でのPWM搬送波の傾きを判断する。ここで、PWM搬送波の傾きが正であった場合には３相短絡状態の始まりであると判断し、モータ電流の入力のみを実行する。それに対して、ステップ１０４でPWM搬送波の傾きが負であった場合には３相短絡状態の終わりであると判断し、モータ電流を入力した後、ステップ１０５において３相短絡状態の始まりの時点での電流検出値と今回検出した終わりの時点での電流検出値を用いて電流差分値を演算する。以上が、３相短絡状態の判別方法とその時の電流差分値の演算方法である。
【００２５】
図２のフローチャートでは、最大電圧指令を用いて３相短絡状態を判別する方法を示したが、最小電圧指令を用いてもよいし、最大、最小両方を用いても構わない。加えて、図２のフローチャートでは、デッドタイムは考慮していないが、デッドタイムが存在する場合にはその時間分を考慮して、割り込み信号T１を発生させる必要がある。また、得られた電流差分値を用いた磁極位置の演算は、特に実行時点を限定されるものではないが、次の３相短絡状態が生じるまでの間に処理を終了する方が望ましい。
【００２６】
以上の処理を行うことにより、ディジタル演算装置４を用いた電流差分型磁極位置検出方式が実現できる。
【００２７】
次に、本発明の第２の実施例について説明する。上記第１の実施例では、モータの３相短絡状態での電流差分値による磁極位置の検出方式について説明した。ただし、演算装置の性能によっては、３相短絡状態の区間が非常に短いために電流差分値が検出できず、磁極位置の演算が良好に行われない場合も考えられる。そのような場合には２相短絡区間での電流差分値を演算し、それを用いて３相短絡区間での電流差分値を推定する方式が有効である。なぜならば、２相短絡状態は３相のうち２相が同電位になっているものであり、PWM制御中は常に存在し、確実に３相短絡状態より長い時間発生しているので、電流差分値の演算をより確実に行うことができるからである。以下、２相短絡区間を用いて３相短絡状態の電流差分値を推定する方式を２相短絡方式と呼ぶことにする。
【００２８】
以下、２相短絡方式の概要を示す。まず、３相交流電圧Vu、Vv、Vwから２相交流電圧Vα、Vβへの変換式を（式６）（式７）に示す。
Vα= √( ２/３ ) ( Vu − １/２ Vv − １/２ Vw ) ．．．（式６）
Vβ= √( ２/３ ) ( √３/２ Vv − √３/２ Vw ) ．．．（式７）
ここで、モータがV相とW相が同電位になっているような２相短絡状態では、（式６）および（式７）から、VαはゼロではないがVβはゼロになることがわかる。このことから、２相短絡状態におけるVαの影響を受けない方向(Vαに直交する方向)の電流差分値は、印加電圧の影響を受けないため、３相短絡状態における同一方向の電流差分値と一致することがわかる。
【００２９】
ここでは、例としてV相とW相が同電位になっている２相短絡状態を挙げたが、U相とV相、あるいはW相とU相が短絡している場合においても同様に印加電圧の影響を受けない方向が存在する。よって、２種類の２相短絡状態によって得られる２つの電流差分値により、３相短絡状態での電流差分値の推定が可能となる。この原理を図３に示す。図３では、V−W相短絡時における印加電圧の影響を受けない方向の電流差分値をpiβ、W-U相短絡時における印加電圧の影響を受けない方向の電流差分値をpiβ'として、piβとpiβ'により３相短絡時の電流差分値pisを推定する場合のベクトル図を示している。２相短絡方式では、図３に示すように２つの２相短絡時の電流差分値を用いて３相短絡時の電流差分値を推定するため、２相短絡相の組み合わせの判別とその区間での電流差分値の検出を行う必要がある。
【００３０】
そこで、以下に２相短絡状態の判別方式とその時の電流差分値の演算方法を図４を用いて説明する。図４は２相短絡状態の判別および２相短絡状態での電流検出を行う場合のPWM信号を示す。図４はPWM信号の略図であり、Highレベルがアクティブ状態となるような上側アームのPWM信号のみを示している。図４中に太線矢印で２相短絡状態区間を示す。ここに示すように、２相短絡状態はPWM制御中常に存在しており、短絡する相は３相電圧指令のうち中間値の電圧指令を基に決まる。よって、ディジタル演算装置４を用いて２相短絡状態での電流差分値を演算するためには、中間電圧指令のPWM信号の立ち上がりと立ち下がりに同期してモータ電流を検出し、その区間での電流変化量すなわち電流差分値を求める。具体的には３相のうち中間電圧指令値とPWM搬送波の値が一致した時点で割り込みトリガT２を発生させ、トリガT２が発生した時点で電流検出部１０を実行する。このような電流検出を行い、２相短絡状態での電流差分値を演算し、連続する２相短絡区間で得られた２つの電流差分値を用いて３相短絡状態での電流差分値を推定する。
【００３１】
さらに図５のフローチャートを用いて、２相短絡時の電流差分値を検出する場合のディジタル演算装置４の処理手順を説明する。まず、ステップ１１０で３相の電圧指令のうち、大きさが中間値である相を判定する。ステップ１１１では中間電圧指令値がPWM搬送波と一致する時点を検出する。すなわち、中間電圧指令値のPWM信号が立ち上がる点か、もしくは立ち下がる時点である。ここで、中間電圧指令値がPWM搬送波と一致した場合にはステップ１１２で割り込みトリガ信号T２を出力し、ステップ１１３においてモータ電流検出処理を起動させ、モータ電流を入力する。さらに、ステップ１１４では前回の電流検出値と今回の電流検出値により２相短絡区間での電流差分値を演算する。次に、ステップ１１５において中間電圧指令値がPWM搬送波と一致した時点でのPWM搬送波の傾きを判断する。ここで、PWM搬送波の傾きが正であった場合には中間電圧指令相と最大電圧指令相との２相短絡であると判断する。それに対して、ステップ１１５でPWM搬送波の傾きが負であった場合には中間電圧指令相と最小電圧指令相との２相短絡であると判断する。以上が、２相短絡状態の判別方法とその時の電流差分値の演算方法である。
【００３２】
得られた電流差分値によって行われる印加電圧に影響を受けない方向の電流差分値の演算やそれを用いた磁極位置の演算は、特に実行時点を限定されるものではない。しかし、実行時点を遅らせた場合、モータが回転しているとそこに演算遅れによる位相誤差が発生するので、その誤差分の位相補正が必要となる。さらに、図５のフローチャートでは、デッドタイムは考慮していないが、デッドタイムが存在する場合にはその時間分を考慮して、割り込み信号T２を発生させる必要がある。
【００３３】
以上のような演算を行うことにより、ディジタル演算装置４を用いた２相短絡方式が実現できる。
【００３４】
上記説明したように、３相短絡状態での電流差分値を検出するためには、３相交流電圧指令のうち最大の電圧指令か、もしくは最小の電圧指令の相に同期して電流を取り込む。さらに２相短絡状態での電流差分値を検出するためには、３相交流電圧指令のうち中間の電圧指令に同期して電流を取り込む。この電流の取り込みを同期させる相は最大、最小、あるいは中間の相に限定する必要はなく、相を切換えて電流を検出することも可能である。このような切換えは、３相短絡状態より直接電流差分値を演算する場合と２相短絡方式とを切換える場合に必要となる操作である。
【００３５】
次に、本発明の第３の実施例を説明する。いままで説明してきた電流差分型磁極位置検出方式はモータに発生している誘起電圧を基に演算を行うため、モータの誘起電圧に高調波成分を含むような場合には、磁極位置の演算結果にも高調波成分の影響が現れる場合がある。このような場合の磁極位置演算結果例を図６に示す。図６に示す演算結果例では基本周波数に対して６次高調波が含まれている。
【００３６】
この高調波の除去方法の一つとしてディジタル演算装置４内で構成するディジタルフィルタがある。ディジタルフィルタを含むセンサレスシステムの構成を図７に示す。図７のディジタルフィルタ２０は一般に用いられるローパスフィルタで構わないが、磁極位置の演算値に含まれる高調波の周波数はモータ周波数によって変化する。よって、ディジタルフィルタに設定されるカットオフ周波数も可変することが望ましいといえる。
【００３７】
このカットオフ周波数はモータ速度によって可変するため、ディジタルフィルタの構成は図８のようになる。まず、磁極位置検出手段１４で得られた磁極位置の検出値θ^を速度演算部２１に入力し、モータ周波数の推定値ω^を演算する。速度演算部２１では磁極位置検出値θ^の時間変化率によって推定値ω^を演算することができる。さらに、カットオフ周波数設定部２２では推定値ω^によりディジタルフィルタ部２３のカットオフ周波数を決定する。カットオフ周波数としては高調波周波数より低い周波数でかつ、位相の基本成分の遅れが制御において問題とならない程度で設定する。
【００３８】
以上、マイクロコンピュータ等に代表されるディジタル演算装置を用いた磁極位置検出方式の実現方法について述べたが、本方式は電気自動車やハイブリッド車をはじめとする電気車の制御装置に好適である。電気自動車やハイブリッド車の制御装置の多くはマイクロコンピュータを用いており、さらには、小型・高効率の面から永久磁石式の同期モータが数多く用いられるようになってきている。加えて電気自動車やハイブリッド車では高信頼化、低コスト化の面から位置センサレス制御方式が望まれているからである。
【００３９】
【発明の効果】
本発明によれば、位置検出用の信号印加が不要で、かつマイクロコンピュータのような安価なディジタル演算装置で通常のPWM制御を行いながら、同期モータの磁極位置検出が実現可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】３相短絡状態の判別および３相短絡状態での電流検出を行う場合のPWM信号を示す図である。
【図２】最大電圧指令値のPWM信号により３相短絡時の電流差分値を検出する場合の処理手順を示すフローチャートである。
【図３】２相短絡方式の原理を示すベクトル図である。
【図４】２相短絡状態の判別および２相短絡状態での電流検出を行う場合のPWM信号を示す図である。
【図５】２相短絡時の電流差分値を検出する場合の処理手順を示すフローチャートである。
【図６】磁極位置演算結果例を示す図である。
【図７】ディジタルフィルタを含む位置センサレス制御システムの構成を示す図である。
【図８】ディジタルフィルタの構成を示す図である。
【図９】位置センサレスモータ制御システムの構成を示す図である。
【図１０】同期モータの３相短絡時のモータ電流差分ベクトルと磁極位置との関係を示す図である。
【図１１】インバータの構成を示す図である。
【符号の説明】
１．．．同期モータ、２．．．バッテリー、３．．．インバータ、４．．．ディジタル演算装置、５a、５b．．．電流センサ、９．．．PWM信号発生部、１４．．．磁極位置検出手段、２０．．．ディジタルフィルタ
Claims (7)
- 同期モータと、該同期モータを駆動するPWMインバータと、回転子の磁極位置を検出する位置検出手段と、検出された前記磁極位置に基づいて前記同期モータを制御する制御手段とを備えて、該PWMインバータを制御するディジタル演算装置とを備えた同期モータ制御装置において、
前記ディジタル演算装置は、前記PWMインバータを駆動するPWM信号に同期して割り込みを発生させ、相間短絡状態を判別し、短絡期間での電流差分値を求めて磁極位置を算出することを特徴とする同期モータ制御装置。 - 請求項１に記載の同期モータ制御装置おいて、前記同期モータは３相交流同期モータであり、前記ディジタル演算装置は、前記同期モータに対して出力する３相交流電圧信号のうち、少なくとも最大もしくは最小値ある相のPWM信号に同期して割り込みを発生させること
を特徴とする同期モータ制御装置。 - 請求項１に記載の同期モータ制御装置おいて、前記同期モータは３相交流同期モータであり、前記ディジタル演算装置は、前記同期モータに対して出力する３相交流電圧信号のうち、中間値である相のPWM信号に同期して割り込みを発生させることを特徴とする同期モータ制御装置。
- 請求項１に記載の同期モータ制御装置おいて、前記同期モータは３相交流同期モータであり、前記ディジタル演算装置は、前記割り込みの発生を同期させるPWM信号について、最大である電圧指令の相と、最小である電圧指令の相と、中間である電圧指令の相のうち、少なくとも２相のあいだで切換えを行うことを特徴とする同期モータ制御装置。
- 同期モータと、該同期モータを駆動するPWMインバータと、回転子の磁極位置を検出する位置検出手段と、検出された前記磁極位置に基づいて前記同期モータを制御する制御手段とを備えて、該PWMインバータを制御するディジタル演算装置とを備えた同期モータ制御装置において、
前記ディジタル演算装置は、前記PWMインバータを駆動する３相のPWM信号に同期して割り込みを発生させ、 3 相短絡状態を判別し、短絡期間での電流差分装置を求めて磁極位置を算出することを特徴とする同期モータ制御装置。 - 同期モータと、該同期モータを駆動するPWMインバータと、回転子の磁極位置を検出する位置検出手段と、検出された前記磁極位置に基づいて前記同期モータを制御する制御手段とを備えて、該PWMインバータを制御するディジタル演算装置とを備えた同期モータ制御装置において、
前記ディジタル演算装置は、前記PWMインバータを駆動する３相のPWM信号に同期して割り込みを発生させ、 3 相短絡状態を判別し、短絡期間での電流差分装置を求めて磁極位置を算出することを特徴とする同期モータ制御装置。 - 請求項５または６において、演算された前記磁極位置の検出値に含まれる高調波成分を除去するためにディジタルフィルタを備え、該ディジタルフィルタのカットオフ周波数は前記同期モータの駆動周波数に応じて可変することを特徴とする同期モータ制御装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000056046A JP3681318B2 (ja) | 2000-02-28 | 2000-02-28 | 同期モータ制御装置及びそれを用いた車両 |
| DE60036192T DE60036192T2 (de) | 2000-02-28 | 2000-08-25 | Synchronmotor-Steuervorrichtung und Fahrzeug mit der Steuervorrichtung |
| EP00118114A EP1128543B1 (en) | 2000-02-28 | 2000-08-25 | Synchronous motor-control apparatus and vehicle using the control apparatus |
| US09/652,653 US6501243B1 (en) | 2000-02-28 | 2000-08-31 | Synchronous motor-control apparatus and vehicle using the control apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000056046A JP3681318B2 (ja) | 2000-02-28 | 2000-02-28 | 同期モータ制御装置及びそれを用いた車両 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001245498A JP2001245498A (ja) | 2001-09-07 |
| JP3681318B2 true JP3681318B2 (ja) | 2005-08-10 |
Family
ID=18577072
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000056046A Expired - Lifetime JP3681318B2 (ja) | 2000-02-28 | 2000-02-28 | 同期モータ制御装置及びそれを用いた車両 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6501243B1 (ja) |
| EP (1) | EP1128543B1 (ja) |
| JP (1) | JP3681318B2 (ja) |
| DE (1) | DE60036192T2 (ja) |
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| US11668779B2 (en) | 2019-11-11 | 2023-06-06 | Midtronics, Inc. | Hybrid and electric vehicle battery pack maintenance device |
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- 2000-08-25 DE DE60036192T patent/DE60036192T2/de not_active Expired - Lifetime
- 2000-08-25 EP EP00118114A patent/EP1128543B1/en not_active Expired - Lifetime
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|---|---|
| EP1128543A2 (en) | 2001-08-29 |
| US6501243B1 (en) | 2002-12-31 |
| EP1128543A3 (en) | 2002-09-11 |
| DE60036192D1 (de) | 2007-10-11 |
| EP1128543B1 (en) | 2007-08-29 |
| JP2001245498A (ja) | 2001-09-07 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
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| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040330 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040706 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040830 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Ref document number: 3681318 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080527 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090527 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100527 Year of fee payment: 5 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313111 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100527 Year of fee payment: 5 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110527 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110527 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120527 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130527 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130527 Year of fee payment: 8 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |