JPH02219498A

JPH02219498A - インバータの電流制御装置

Info

Publication number: JPH02219498A
Application number: JP1037136A
Authority: JP
Inventors: Katsuhiro Asano; 勝宏浅野; Yuzuru Tsunehiro; 常廣　譲
Original assignee: Toyota Central R&D Labs Inc
Current assignee: Toyota Central R&D Labs Inc
Priority date: 1989-02-16
Filing date: 1989-02-16
Publication date: 1990-09-03
Also published as: US5038092A

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、パルス幅変調（Ｐ　Ｗ　Ｍ　）方式によって
交流電動機やりニアモータ等の誘導性負荷を駆動するイ
ンバータの電流制御装置に係り、特に電流指令値に対し
電流実際値が定常時においても過渡時においても精度よ
く追従するインバータの電流制御装置に関する。

〔従来の技術及び発明が解決しようとする課題〕交流電
動機９は、一般に第１図に示すような電圧形インバータ
８により駆動される。速度制御部１では交流電動機９に
取り付けられた回転角センサ１３により検出された回転
角θの微分値、すなわち、回転速度ωと、回転速度の指
令値ω０との偏差からｑ軸、ｄ軸の電流指令値１９、ｌ
ｄを演算出力する。座標変換器２では、電流指令値１９
１、ｌｄ′″からｕ、ｖＳｗ３相の電流指令値ｌｕ〜Ｉ
　Ｗｌｌを求め電流制御部３に出力する。電流検出器１
０．１１は交流電動機９の相電流を検出し、また、加算
器１２により残りの相電流を求め、各相電流を電流制御
部３にフィードバックする。電流制御部３では、比較器
４〜６により電流指令値Ｉ　ＬＪ　’＝　１　ｗ′″と
電流検出値ｉｕ−ｉｗとの偏差Δｉｕ〜Δｉｗを求め、
Ｐ’ｉｌＶＭ制御部７で、その偏差に基づいて各相の出
力電位指令を演算する。そして、各相の出力電位指令に
基づいてインバータ８をＰＷＭ制御し交流電動機９の電
流を制御する。

このようなシステムにおいて電流制御部３は制御性能を
左右する重要な部分である。従来技術としては瞬時値電
流制御方式、平均値電流制御方式、ｄ−ｑ軸で制御する
方式などが考えられている。

第２図は瞬時値電流制御方式を代表するヒステリシスコ
ンパレータ方式を示すものである。この方式は電流指令
値１♂と電流検出値ｌｕとの偏差Δｉｕを比較器２１に
より求め、その偏差Δｌ。

に基づいて、ヒステリシスコンパレータ２２により、イ
ンバータの各相をｏｎ１０ｆｆ制御するものである。す
なわち、偏差６氏が正のしきい値を越えて増加したとき
、ヒステリシスコンパレータ２２の出力をＨＩＧＨ（高
）レベルとし、また偏差Δｉ５のしきい値を越えて減少
したとき、ヒステリシスコンパレータ２２の出力をＬＯ
Ｗ　（低〉レベルとする。このような処理はＵ相、Ｗ相
についてもそれぞれ独立に行われる。この方式の場合時
々刻々の電流検出値を監視し、それに基づいて○ｎ１０
ｆｆ制御するため、応答性に優れている。

しかし、低速域において、制御精度が悪化し位置決め制
御には適用できないといった問題がある。

また、スイッチング周波数ｆＳが動作状態により大きく
変化し、特に低速時に急増する。そのため、低速時にお
けるスイッチング周波数ｆ、をインバータで許容される
上限値以下に設定することが必要となり、全体的にスイ
ッチング周波数ｆ５がかなり低い値に抑えられる。その
結果、高速域に対しても電流制御精度の低下を招く。ま
た騒音も大きく音色も動作状態により変化し不快感を与
える。

この原因は次のように説明できる。インバータにより出
力できる電圧は、Ｕ相、■相、Ｗ相がそれぞれＨＩＧＨ
レベルまたはＬＯＷレベルを選択するときの組合せで決
まるため、２３＝８通りの電圧ベクトルで表わされる。

ＨＩＧＨレベルを１、ＬＯＷレベルを０としてＵ相しベ
ノペＶ相レベル、Ｗ相しベルの順に出力レベルを書き表
わすと（０００）、（００１）　　・・・・・・　（１
１１）となる。この２通表現を１０進表現に置き換えて
その値を添え字として電圧ベクトルを表現すると第１図
のようなＶＯ〜Ｖ７ベクトルとなる。ここで、例えば所
望の出力電圧Ｖ８が第１図のように、■相の電圧〉Ｕ相
の電圧〉Ｗ相の電圧となるような位相関係にあるとする
と、■、の方向とＶ２、Ｖ６の方向が近いことから、Ｖ
２、Ｖ６と零ベクトルに相当する■０、ｖ７を交互に選
択すれば効率よく制御できる。しかし、ヒステリシスコ
ンパレータ方式の場合、各相が勝手に出力電位を決定す
るため、ｖＯ〜ｖ７を無秩序に選択し、その時間的平均
値がＶ、ｌになるよう制御される。このように、８通り
の電圧ベクトルが不規則に選択され、時には所望の電圧
Ｖ、ｌとまったく逆方向の電圧ベクトル（この場合には
、ＶＬＶ５）を選択してしまう。これが、制御精度の低
下、騒音の増加をもたらす原因である。

一方、第３図は平均値電流制御方式の基本回路を示した
ものである。この回路は、比較器２１、ゲインかに、の
増幅器２３、ゲインかに１の増幅器２４、積分器２５、
加算器２６、比較器２７、符号判定器２８、積分器２９
とヒステリシスコンパレータ３０とから成る三角波発生
器で構成されている。この方式では、次式のように、電
流指令値１ｕ１１と電流検出値１゜との偏差Δ１ｏに比
例ゲインに、を掛けた値と、偏差Δｊｕに積分ゲインに
、を掛けそれを積分した値とを加算して電圧指令値υ♂
を求める。

υ♂＝ＫＰ　・Δｉｕ十に＋、Ｊ”Δｉｕｄ　ｔ　　・
−（１）ただし、Δ１ｕ＝ｉｕ−ｉｕである。

そして、その電圧指令値υ♂と三角波ｅＬとを比較し符
号判定器２８で比較結果の符号を判定し、υｕ１≧ｅｔ
のとき出力電位がＨＩＧＨレベル、υ♂＜ｅ、のときＬ
　ＯＷレベルになるよう制御している。このようなＰＷ
Ｍ制御をＵ相、■相、Ｗ相に対してそれぞれ行うと、イ
ンバータの出力電圧の時間的平均値は電圧指令値υ♂〜
υｌに一致する。なお、ここで三角波ｅ、は、積分器２
９の出力をヒステリシスコンパレータ３０によ゛リコン
パレートし、その値を反転して積分器２９にフィードバ
ックすることにより求めている。

さて、第３図ではＵ相についてのみ示しているがＶ相、
Ｗ相についても同一の三角波ｅｔを用いて同様な制御が
行われる。そのため、そのとき選択゛される電圧ベクト
ルは、その時点で最適な電圧ベクトルだけに制限される
。ちなみに、所望の出力電圧ｖ８が、第１図のような方
向であるとすると、υＶ′″〉υ♂〉０ｗ３となり、υ
♂〜υ♂と三角波ｅｔ　との大小関係から、選択される
電圧ベクトルはｖＸと同方向のＶ２、ｖ６と零ベクトル
に相当するＶＯ１Ｖ７だけに制限され、逆方向の電圧ベ
クトルは選択されない。しかし、電流検出値ｉ５が電流
指令値ｌ♂に追従するためには、上記（１）式において
、Δｌｕ−〇となることが必要であるから、 υ♂＝に、ｆΔｉｕｄ　ｔ　　・（２）となり、積分器
２５出力がモータに印加すべき電圧、すなわち、そのと
きのモータの速度起電力と一次電圧降下との和に追従す
ることが必要になる。

しかし、高速回転時には速度起電力が増加し、また、そ
の周波数も高くなるため積分器２５が追従し得なくなり
、その結果、制御精度が悪化する。

また、低速時においても電流指令値ｉ♂が大きく変化す
るような過渡状態では、それに応じて積分器２５出力が
応答できず、そのため制御精度が低下する。

以上のように、瞬時値電流制御方式は低速域において、
また、平均値電流制御方式は高速域において問題がある
が、これらは、次のことに起因している。まず第１に、
独立変数が２つであるにも拘わらず３相の電位をそれぞ
れ制御している点である。すなわち、氏＋ｉｖ＋ｉ、＝
０が成り立つため２相の電流が決まれば他の１相は無条
件に決まる。しかしながら、３相をそれぞれ制御するた
め、相と相との間で干渉が発生し、制御特性を悪化させ
るのである。

第２に問題になるのは、本来制御すべき電流はトルク電
流と励磁電流であるにも拘わらず、実際には相電流を各
相で制御している点である。相電流は、トルク電流、励
磁電流ならびに回転角に基づく三角関数で表わされてい
る。そのため、トルク電流と励磁電流を分離することが
できず、トルク電流と励磁電流との間で干渉が発生する
。このことが、さらに制御特性の改善を困難なものにし
ている。

これに対し、ｄ−ｑ軸で制御する方式（昭和６３年電気
学会産業部門全国大会１３５「可変構造系のブラシレス
サーボモータ制御への適用」）が考えられている。この
方法は、第４図に示すように、座標変換回路３４におい
て、相電流１ｕ％１ｖ、１ｗからトルク電流（ｑ軸電流
）ｉｑと励磁電流（ｄ軸電流）ｌａとを求め、加算器３
１．３２でトルク電流指令値１９８とトルク電流１９と
の誤差Δｉｑと、励磁電流指令値ｉｄ１と励磁電流ｉ、
との誤差Δｉｄとを求める。そして、電圧ベクトル選択
回路３３で、トルク電流誤差Δｌｑと励磁電流誤差Δ１
．とに基づいて各相の出力電位を決定するものである。

ここで、各相の出力電位は、第５図に示すマツプに基づ
いて決定される。

すなわち、トルク電流誤差Δ１９と励磁電流誤差Δ１．
との符号に基づいて、そのときの磁束の回転角に応じた
電圧ベクトルを選択し、それに対応した電位を出力する
。しかし、そのとき、選ばれる電圧ベクトルは、お互い
に逆方向の４種類の電圧ベクトルだけであり、それらを
交互に選択して時間的平均値が所望の電圧になるように
制御する。本来、良好な制御特性を得るためには、所望
の電圧に対して同方向の２種類の電圧ベクトルと零ベク
トルに相当するＶＯ１Ｖ７とを選ばなければならない。

このことからして、この方式は、電流リップルの多い、
非効率的なＰ’ｖＶＭ制御であることが判る。また、こ
の方式の場合、ＰＷＭ制御を電圧ベクトルの選択により
行うため、瞬時値電流制御方式、平均値電流制御方式と
同様に、独立変数が２つであるにも拘わらす３相の電位
をそれぞれ制御していると考えなければならない。電圧
ベクトルは３相の電位の組合せであり、電圧ベクトルを
選択することは３相の電位をそれぞれ選択することにほ
かならない。ゆえに、相と相とが干渉し、その結果とし
て逆方向の電圧ベクトルを選択し電流リップルの多い、
非効率的なＰＷＭ制御になる。また、トルク電流誤差Δ
１９と励磁電流誤差Δｉ　ｄの符号に基づいて、１つの
電圧ベクトルを選択しているために、電圧ベクトルを選
択する段階においては、トルク電流と励磁電流とが合成
された状態で制御されており、厳密な意味で非干渉とな
っていない。このことも、電流リップルが多いといった
制御特性の悪化をもたらしている原因である。

本発明は、上記従来技術の問題点を解消するために成さ
れたものである。従来方法においては、電流制御の独立
変数は２つであるにも拘わらず、３相をそれぞれ制御す
るため、相と相との間で干渉が発生し、制御特性を悪化
させていた。また、トルク電流と励磁電流と三角関数と
の結合により表わされる相電流を各相で制御しているた
め、トルク電流と励磁電流との間の干渉も存在し、この
ことが、さらに制御特性の改善を困難なものにしていた
。

本発明では、電動機等の運動特性を決めるトルク電流を
座標変換することにより求め、また、インバータの各相
アームをトルク電流制御相と基準電位相にモード分けし
、基準電位相を基準電位に固定しトルク電流制御相でト
ルク電流を直接制御することにより、相と相との間の非
干渉化ならびにトルク電流と励磁電流との間の非干渉化
を実現し、かつ電動機のみならず一般的な誘導性負荷に
おいても高精度で連応性の高い電流制御装置を提供する
ことを目的としている。さらに、トルク電流のみならず
励磁電流も制御する方法として、トルク電流と励磁電流
を座標変換することにより求め、また、インバータの各
相アームをトルク電流制御相と励磁電流制御相と基準電
位相にモード分けし、基準電位相を基準電位に固定しト
ルク電流制御相でトルク電流を直接制御し励磁電流制御
相で励磁電流を直接制御することにより、相と相との間
の非干渉化ならびにトルク電流と励磁電流との間の非干
渉化を実現し、かつ電動機のみならず一般的な誘導性負
荷においても高精度で連応性の高くかつ負荷の運転効率
の高い電流制御装置を提供することを目的としている。

また、半導体素子の動作遅れに対する電源短絡防止用デ
ッドタイムＴｄの影響を極力抑えること、半導体素子の
スイッチング損失ならびに駆動損失を低減すること、騒
音を低減すること、コンピュータによるデジタル化が可
能であること、さらに、誘導電導機や同期電動機などの
交流電動機や直線運動出力が得られるリニアモータなど
のいかなる電動機（モータ）に対しても適用可能である
ことなどに留意し、制御精度が高く、かつ、応答性の高
い電流制御装置を提供することを目的としている。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的を達成するために第１の発明は、半導体素子と
ダイオードとを逆並列に接続した電気弁を直列接続し前
記電気弁の直列回路の両端を直流電源の正側と負側に接
続したインバータの前記直列接続点に誘導性負荷を接続
し、前記誘導性負荷に流れる電流をパルス幅変調制御す
るインバータの電流制御装置において、負荷に発生する
磁束に対し位相が一定の基準角具なる方向をｑ軸と定義
すると共にｑ軸方向の電流成分をｑ！雷電流定義したと
き、負荷に対する運転指令に応じてｑ軸電流指令を演算
する電流指令演算手段と、負荷に流れる実際のｑ軸電流
を検出する電流検出手段と、前記ｑ軸電流指令と前記ｑ
軸電流検出値との誤差であるｑ軸電流誤差を演算するｑ
軸電流誤差演算手段と、前記ｑ軸電流誤差に基づいてｑ
軸電流のパルス幅変調制御演算をするｑ軸電流制御演算
手段と、磁束の位相角を検出または演算する磁束位相角
検出手段と、ｑ軸電流制御演算手段の演算結果と磁束位
相角とによりｑ軸電流制御相と基準電位相を決定し各相
の電位を制御する制御相電位演算手段と、から成ってい
る。

〔作用〕

本発明は、上記構成により、インバータの出力電流を電
流指令に追従させる際、負荷に対する運転指令に応じて
ｑ軸電流指令を演算し、また、各相の実際の電流を検出
し、それらを座標変換することによりｑ軸方向の電流成
分であるｑ軸電流を求める。そして、ｑ軸電流指令値と
ｑ軸電流検出値とを比較することによりｑ軸電流誤差を
求める。

続いてｑ軸電流制御演算手段では、ｑ軸電流誤差に基づ
いてｑＭ雷電流ＰＷＭ制御演算を行う。これによってｑ
軸電流のｑ軸電流ＰＷＭ制御情報と基準電位相情報が求
められる。そして、磁束の位相角を検出または演算し、
制御相電位演算手段において、磁束位相角によりｑ軸電
流制御相と基準電位相とを決定し、ｑ軸電流制御相はｑ
軸電流ＰＷＭ制御情報により出力電位を制御し、基準電
位相は基準電位相情報に基づいて基準電位に固定する。

なお、ｑ軸電流制御演算手段での演算は、負荷をｑ＠常
電流流れる単相の誘導性負荷と想定し、これを単相イン
バータでＰＷＭ制御する際のＰＷＭ制御情報と印加すべ
き電圧の極性を求めることに相当する。一方、制御相電
位演算手段での演算は、得られた単相インバータのＰＷ
Ｍ制御情報と印加すべき電圧極性を多相インバータの制
御情報に展開するものである。

〔発明の効果〕

このように、本発明では、ｑ軸電流誤差からｑ軸電流制
御相の出力電位が制御され、残りの基準電位相の出力電
位は基準電位に固定され、ＰＷＭ制御される相の数は１
相である。そのため、従来のような相と相との間の干渉
が起こることはない。

このような特長が得られるのは、電流制御において重要
なＰＷＭ制御演算を単相インバータのモデルで行ってい
る点にある。これにより、ＰＷＭ制御演算が極めて簡単
になり、応答遅れならびに誤差の発生を極力抑えること
ができる。

また、ｑ軸電流が直接制御されるので、各相電流を制御
していたときのようなｑ軸電流と励磁電流に相当するｄ
軸電流との間の干渉も起こらない。

さらに、ｑ軸電流は各相の交流電流と異なり直流である
。そのため、簡単なローパスフィルタによりリップルを
除去できる。すなわち、ＰＷＭに基づくリップルに影響
されることなくｑ軸電流の平均値を制御することができ
る。また、ｑ軸電流は、負荷側の運動方程式と直接的に
結びつくことから、運動制御が極めて容易になり、制御
回路が簡単に構成できる。

以上から、電流制御において重要な電流制御精度ならび
に応答性を大幅に改善することが可能になる。

〔課題を解決するためのその他の手段〕第１の発明を交
流電動機の電流制御に適用する場合には、ｑ軸電流をト
ルク電流、ｄ軸電流を励磁電流、位相角を回転角とすれ
ばよいから、半導体素子とダイオードとを逆並列に接続
した電気弁を直列接続し前記電気弁の直列回路の両端を
直流電源の正側と負側に接続して成る電圧形インバータ
の前記直列接続点に交流電動機を接続し、前記交流電動
機に流れる電流をパルス幅変調制御するインバータの電
流制御装置において、トルク電流指令を演算する電流指
令演算手段と、トルク電流を検出する電流検出手段と、
前記トルク電流指令と前記トルク電流とのトルク電流誤
差を演算するトルク電流誤差演算手段と、前記トルク電
流誤差に基づいてトルク電流のＰＷＭ制御演算をするト
ルク電流制御演算手段と、磁束の回転角を検出する磁束
回転角検出手段と、トルク電流制御演算結果と磁束回転
角とによりトルク電流制御相と基準電位相を決定し各相
の電位を制御する制御相電位演算手段と、を設ける構成
となる。

上記構成では、インバータの出力電流を所望の電流指令
値に追従させる際、トルク電流指令を演算し、また、各
相の電流を検出しそれらを座標変換することによりトル
ク電流を求める。そして、トルク電流指令値とトルク電
流検出値とを比較することによりトルク電流誤差を求め
る。トルク電流制御演算手段では、トルク電流誤差に基
づいてトルク電流のＰＷＭ制御演算を行う。そして、磁
束の回転角を検出し、制御相電位演算手段において、ト
ルク電流制御演算結果と磁束回転角とによりトルク電流
制御相と基準電位相を決定し、トルク電流制御相はトル
ク電流制御演算結果により出力電位を制御し、基準電位
相は基準電位に固定する。

このように、トルク電流誤差からトルク電流制御相の出
力電位が制御され、残りの基準電位相の出力電位は基準
電位に固定される。ゆえに、ＰＷＭ制御される相の数は
、１相である。そのため、従来のような相と相との間の
干渉が起こることはない。また、トルク電流が直接制御
されるので、各相電流を制御していたときのようなトル
ク電流と励磁電流との間の干渉も起こらない。その結果
、電流制御精度の向上ならびに連応性の高い制御が可能
になる。

また、本発明のインバータの電流制御装置は、各手段の
構成の違いにより、以下のような他の発明に成りうる。

第２の発明のインバータの電流制御装置は、半導体素子
とダイオードとを逆並列に接続した電気弁を直列接続し
前記電気弁の直列回路の両端を直流電源の正側と負側に
接続したインバータの前記直列接続点に誘導性負荷を接
続し、前記誘導性負荷に流れる電流をパルス幅変調制御
するインバータの電流制御装置にふいて、負荷に発生す
る磁束に対し位相が一定の基準角具なる方向をｑ軸と定
義すると共にｑ軸方向の電流成分をｑ軸電流と定義し、
前記負荷に発生する磁束の方向をｄ軸と定義すると共に
ｄ軸方向の電流成分をｄ軸電流と定義したとき、負荷に
対する運転指令に応じてｑ軸電流指令とｄ軸電流指令と
を演算する電流指令演算手段と、負荷に流れる実際のｑ
軸電流とｄ軸電流とを検出する電流検出手段と、前記ｑ
軸電流指令と前記ｑ軸電流検出値との誤差であるｑ軸電
流誤差を演算するｑ軸電流誤差演算手段と、前記ｄ軸電
流指令と前記ｄ軸電流検出値との誤差であるｄ軸電流誤
差を演算するｄ軸電流誤差演算手段と、前記ｑ軸電流誤
差に基づいてｑ軸電流のパルス幅変調制御演算をするｑ
軸電流制御演算手段と、前記ｄ軸電流誤差に基づいてｄ
軸電流のパルス幅変調制御演算をするｄ軸電流制御演算
手段と、磁束の位相角を検出または演算する磁束位相角
検出手段と、ｑ軸電流制御演算手段の演算結果とｄ軸電
流制御演算手段の演算結果と磁束位相角とによりｑ軸電
流制御相とｄ軸電流制御相と基準電位相とを決定し各相
の電位を制御する制御相電位演算手段と、から成ってい
る。

第２の発明では、上記構成により、インバータの出力電
流を所望の電流指令値に追従させる際、ｑ軸電流指令と
ｄ軸電流指令を演算し、また、各相の電流を検出しそれ
らを座標変換することによりｑ軸電流とｄ軸電流とを求
める。そして、ｑ軸電流指令値とｑ軸電流検出値とを比
較することによりｑ。軸電流誤差を求め、ｄ軸電流指令
値とｄ軸電流検出値とを比較することによりｄ軸電流誤
差を求める。ｑ軸電流制御演算手段では、ｑ軸電流誤差
に基づいてｑ軸電流のＰＷＭ制御演算を行い、ｄ軸電流
制御演算手段では、ｄ軸電流誤差に基づいてｄ軸電流の
ＰＷＭ制御演算を行う。他方、磁束位相角検出手段にお
いて、磁束の位相角を検出または演算する。そして、制
御相電位演算手段において、ｑ軸電流制御演算手段での
演算結果とｄ軸電流制御演算手段での演算結果と磁束位
相角とによりｑ軸電流制御相とｄ軸電流制御相と基準電
位相とを決定し、ｑ軸電流制御相はｑ軸電流制御演算結
果により、ｄ軸電流制御相はｄ軸電流制御演算結果によ
り電位を制御し、基準電位相は基準電位に固定する。

このように、第２の発明では、ｑ軸電流誤差からｑ軸電
流制御相の出力電位が制御され、また、ｄ軸電流誤差か
らｄ軸電流制御相の出力電位が制御され、残りの基準電
位相の出力電位は基準電位に固定される。

ゆえに、Ｐ’ｖＶＭ制御される相の数は、２相となり系
の独立変数の数と一致する。そのため、従来のような相
と相との間の干渉が起こることはない。

また、ｑ軸電流とｄ軸電流がそれぞれ独立に制御される
ので、ｑ軸電流とｄ軸電流との間の干渉も起こらない。

その結果、電流制御精度の向上ならびに連応性の高い制
御が可能になる。

さらに、磁束の位相角とｑ軸電流制御電圧ｖｑの極性と
ｄ軸電流制御電圧ｖｄの極性とに基づいてｑ軸電流制御
相とｑ軸電流制御相の極性、ｄ軸電流制御相とｄ軸電流
制御相の特性、基準電位相と基準電位相の極性を求める
ため、交流電動機の場合には適切な４現象動作、すなわ
ち、回転方向の正／逆、負荷状態のカ行／回生を問わず
いずれの状態でも連続的に最適な出力電位の決定が可能
になる。

第３の発明のインバータの電流制御装置は、前記ｑ軸電
流制御演算手段を、前記ｑ軸電流誤差に基づいてｑ軸電
流制御電圧の極性を演算するｑ軸電圧極性演算手段と、
前記ｑ軸電流誤差に基づいてｑ軸電流のパルス幅変調制
御信号を演算するｑ軸電流パルス幅変調演算手段と、で
構成し、前記制御相電位演算手段を、ｑ軸電流制御電圧
の極性と磁束位相角とにより、ｑ軸電流制御相とｑ軸電
流制御相の極性、基準電位相と基準電位相の極性を演算
する制御相演算手段と、ｑ軸電流パルス幅変調制御信号
とｑ軸電流制御相の極性とによりｑ軸電流制御相の電位
を制御し、基準電位相の極性により基準電位相の電位を
制御する出力電位制御手段と、で構成したことを特徴と
する。

以上の基本原理は、図に表わすと第６図に示す基本概念
図になる。

第３の発明では、上記構成により、インバータの出力電
流を所望の電流指令値に追従させる際、電流指令演算手
段４０でｑ軸電流指令を演算し、また、電流検出手段４
２で各相の電流を検出しその検出値を座標変換すること
によりｑ軸電流を求め、ｑ軸電流誤差演算手段４１でｑ
軸電流指令値とｑ軸電流検出値とを比較することにより
ｑ軸電流誤差を求める。続いてｑ軸電圧極性演算手段４
３では、ｑ軸電流誤差からｑ軸電流制御電圧の極性を求
める。また、ｑ軸電流ＰＷＭ演算手段４４では、ｑ軸電
流誤差からｑ軸電流ＰＷＭ制御信号を求める。さらに、
制御相演算手段４５では、位相角検出手段４６で検出ま
たは演算された磁束の位相角とｑ軸電流制御電圧Ｖ、の
極性とに基づいて、ｑ軸電流制御相とｑ軸電流制御引目
の極性、基準電位相と基準電位相の極性を求める。そし
て、出力電位制御手段４７では、ｑ軸電流制御相の出力
電位をｑ軸電流ＰＷＭ制御信号とｑ軸電流制御相の極性
とにより決定し、基準電位相の出力電位を、基準電位相
の極性により決定する。

このように、第３の発明では、ｑ軸電流誤差からｑ軸電
流制御相の出力電位が制御され残りの基準電位相の出力
電位は基準電位相の極性に基づいていずれかの電位に固
定される。

ゆえに、第１の発明と同様に、ＰＷＭ制御される相の数
は、１相である。そのため、従来のような相と相との間
の干渉が起こることはない。また、ｑ軸電流が直接制御
されるので、各相電流を制御していたときのようなｑ軸
電流とｄ軸電流との間の干渉も起こらない。

さらに、磁束の位相角とｑ軸電流制御電圧ｖｑの極性と
に基づいて、ｑ軸電流制御相とｑ軸電流制御相の極性、
基準電位相と基準電位相の極性を求めるため、交流電動
機の場合には適切な４現象動作、すなわち、回転方向の
正／逆、負荷状態のカ行／回生を問わずいずれの状態で
も連続的に最適な出力電位の決定が可能になる。

第４の発明のインバータの電流制御装置は、前記制御相
電位演算手段に、負荷の動作状態を表わす状態量である
電圧、電流、磁束等の各諸量を複素平面上のベクトルと
して取り扱い、複素平面上の単位ベクトルを想定し、特
定相の座標１直が最大になる前記単位ベクトルの向きを
前記特定相の正の極性の相方向とし、特定相の座標値が
最小になる前記単位ベクトルの向きを前記特定相の負の
極性の相方向とし、各相の正の相方向および負の相方向
の中から前記ｑ軸の向きに最も近い相方向をｑ軸制御の
相方向として選び、前記ｑ軸制御の相方向に対応した相
をｑ軸電流制御相とし、ｑ軸制御の相方向の極性をｑ軸
電流制御相の極性とし、ｑ軸電流制御相以外の２組を基
準電位相とし、ｑ軸電流制御相の極性とｑ軸電流制御電
圧の極性とを乗算しさらにその結果を反転することによ
り得られる極性を基準電位相の極性とする制御相演算手
段を設けると共に、ｑ軸電流ＰＷＭ制御信号とｑ軸電流
制御相の極性を乗算することによりｑ軸電流制御相の電
位を求め、基準電位相の極性にょり基準電位相の電位を
求める出力電位制御手段を設けることを特徴とする。

このように、第４の発明では、ｑ軸電流はｑ軸電流制御
相の出力電位により制御され、残りの基準電位相の出力
電位は基準電位相の極性に基づいていずれかの電位に固
定される。

ゆえに、第１の発明と同様に、ＰＷＭ制御される相の数
はｌ相となり、相と相との間で干渉が起こることはない
。また、ｑ軸電流が独立に制御されるので、ｑＭ雷電流
ｄ軸電流との間の干渉も起こらない。また、磁束の位相
角とｑ軸電流制御電圧Ｖ、の極性に基づいて、ｑ軸電流
制御相とｑ軸電流制御相の極性、基準電位相と基準電位
相の極性を求めるため、交流電動機の場合には適切な４
現象動作、すなわち、回転方向の正／逆、負荷状態のカ
行／回生を問わずいずれの状態でも連続的に最適な出力
電位の決定が可能になる。

さらに、上記アルゴリズムは論理回路を用いれば簡単に
実現でき制御回路のコンパクト化、低コスト化が実現で
きる。

第５の発明のインバータの電流制御装置は、前記ｑ軸電
流制御演算手段を、前記ｑ軸電流誤差に基づいてｑ軸電
流制御電圧の極性を演算するｑ軸電圧極性演算手段と、
前記ｑ軸電流誤差に基づいてｑ軸電流のパルス幅変調制
御信号を演算するｑ軸電流パルス幅変調演算手段と、で
構成し、前記ｄ軸電流制御相演算手段を、前記ｄ軸電流
誤差に基づいてｄ軸電流制御電圧の極性を演算するｄ軸
電圧極性演算手段と、前記ｄ軸電流誤差に基づいてｄ軸
電流のパルス幅変調を演算するｄ軸電流パルス幅変調演
算手段と、で構成し、前記制御相電位演算手段を、ｑ軸
電流制御電圧の極性とｄ＄ｌｌｌ＄流制御電圧の極性と
磁束位相角とにより、ｑ軸電流制御相とｑ軸電流制御相
の極性、ｄ軸電流制御相とｄ軸電流制御相の極性、基準
電位相と基準電位相の極性を演算する制御相演算手段と
、ＱＮ＋電流パルス幅変調制御信号とｑ軸電流制御相の
極性とによりｑ軸電流制御相の電位を制御し、ｄ軸電流
パルス幅変調制御信号とｄ軸電流制御相の極性とにより
ｄ軸電流制御相の電位を制御し、基準電位相の極性によ
り基準電位相の電位を制御する出力電位制御手段と、で
構成したことを特徴とする。

以上の基本原理は、図に表わすと第７図に示す基本概念
図になる。

第５の発明では、上記構成により、インバータの出力電
流を所望の電流指令値に追従させる際、電流指令演算手
段５０でｑ軸電流指令とｄ軸電流指令とを演算し、また
、電流検出手段４２で各相の電流を検出しその検出値を
座標変換することによりｑ軸電流とｄ軸電流とを求め、
ｑ軸電流誤差演算手段５１でｑ軸電流指令値とｑ軸電流
検出値とを比較することによりｑ軸電流誤差を求め、ｄ
軸電流誤差演算手段５２でｄ軸電流指令値とｄ軸電流検
出値とを比較することによりｄ軸電流誤差を求める。続
いてｑ軸電圧極性演算手段５３では、ｑ軸電流誤差から
ｑ軸電流制御電圧Ｖ、の極性を求める。ｑ軸電流ＰＷＭ
演算手段５４では、ｑ軸電流誤差からｑ軸電流ＰＷＭ制
御信号を求める。

またｄ軸電圧極性演算手段５５では、ｄ軸電流誤差から
ｄ軸電流制御電圧Ｖ、の極性を求める。ｄ軸電流ＰＷＭ
演算手段５６では、ｄ軸電流誤差からｄ軸電流ＰＷＭ制
御信号を求める。さらに、制御相演算手段５７では、位
相角検出手段５８で検出または演算された磁束の位相角
とｑ軸電流制御電圧■、の極性とｄ軸電流制御電圧ｖｄ
の極性とに基づいて、ｑ軸電流制御相とｑ軸電流制御相
の極性、ｄ軸電流制御相とｄ軸電流制御相の極性、基？
＄電電位上基準電位相の極性を求める。そして、出力電
位制御手段５９では、ｑ軸電流制御相の出力電位をｑ軸
電流ＰＷＭ制御信号とｑ軸電流制御相の極性とにより決
定し、ｄ軸電流制御相の出力電位を、ｄ軸電流ＰＷＭ制
御信号とｄ軸電流制御相の極性により決定し、基準電位
相の出力電位を、基準電位相の極性により決定する。

このように、第５の発明では、ｑ軸電流誤差からｑ軸電
流制御相の出力電位が制御され、また、ｄ軸電流誤差か
らｄ軸電流制御相の出力電位が制御され、残りの基準電
位相の出力電位は基準電位相の極性に基づいていずれか
の電位に固定される。

ゆえに、第２の発明と同様に、ＰＷＭ制御される相の数
は、２相となり独立変数の数と一致する。

そのため、相と相との間の干渉が起こることはない。ま
た、ｑ軸電流とｄ軸電流とがそれぞれ独立に制御される
ので、ｑ軸電流とｄ軸電流との間の干渉も起こらない。

さらに、磁束の位相角とｑ軸電流制御電圧Ｖ。

の極性とｄ軸電流制御電圧ｖｄの極性とに基づいて、ｑ
軸電流制御相とｑ軸電流制御相の極性、ｄ軸電流制御相
とｄ軸電流制御相の極性、基準電位相と基準電位相の極
性を求めるため、交流電動機の場合には適切な４現象動
作、すなわち、回転方向の正／逆、負荷状態のカ行／回
生を問わずいずれの状態でも連続的に最適な出力電位の
決定が可能になる。さらに、ｑ軸電流のみならずｄ軸電
流も制御するため、誘導電動機などの制御が可能である
こと、および磁束の確定している同期電動機の場合には
効率の高い制御が可能であること等も本発明の特長であ
る。

第６の発明のインバータの電流制御装置は、前記制御相
電位演算手段に、負荷の動作状態を表わす状態量である
電圧、電流、磁束等の各諸量を複素平面上のベクトルと
して取り扱い、複素平面上の単位ベクトルを想定し、特
定相の座標値が最大になる前記単位ベクトルの向きを前
記特定相の正の極性の相方向とし、特定相の座標値が最
小になる前記単位ベクトルの向きを前記特定相の負の極
性の相方向とし、各相の正の相方向および負の相方向の
中から前記ｑ軸の向きに最も近い相方向をｑ軸制御の相
方向として選び、前記ｑ軸制御の相方向に対応した相を
ｑ軸電流制御相とし、ｑ軸制御の相方向の極性をｑ軸電
流制御相の極性とし、ｑ軸電流制御相の極性とｑ軸電流
制御電圧の極性とを乗算しさらにその結果を反転するこ
とにより得られる極性を基準電位相の極性とし、ｑ軸電
流制御相以外の２相の内、正の相方向が磁束の正の向き
により近い相をｄ軸電流の極性が正の相とし、残りの１
相をｄ軸電流の極性が負の相とし、ｄ軸電流制御電圧の
極性と基準電位相の極性とを乗算した結果が正の場合に
はｄ軸電流の極性が正の相を基準電位相とし、残り１相
をｄ軸電流制御相とし、ｄ軸電流制御電圧の極性と基準
電位相の極性とを乗算した結果が負の場合にはｄ軸電流
の極性が正の相をｄ軸電流制御相とし、残り１相を基準
電位相とし、ｄ軸電流制御相におけるｄ軸電流の極性を
ｄ軸電流制御相の極性とする制御相演算手段を設けると
共に、ｑ軸電流ＰＷＭ制御信号とｑ軸電流制御相の極性
を乗算することによりｑ軸電流制御相の電位を求め、ｄ
軸電流ＰＷＭ制御信号とｄ軸電流制御相の極性を乗算す
ることによりｄ軸電流制御相の電位を求め、基準電位相
の極性により基準電位相の電位を求める出力電位制御手
段を設けることを特徴とする。

このように、第６の発明では、ｑ軸電流はｑ軸電流制御
相の出力電位により制御され、また、ｄ軸電流はｄ軸電
流制御相の出力電位により制御され、残りの基準電位相
の出力電位は基準電位相の極性に基づいていずれかの電
位に固定される。

ゆえに、第５の発明と同様に、ＰＷＭ制御される相の数
は、２相となり、独立変数の数と一致する。そのため、
相と相との間で干渉が起こることはない。また、ｑ軸電
流とｄ軸電流がそれぞれ独立に制御されるので、ｑ軸電
流とｄ軸電流との間の干渉も起こらない。また、磁束の
位相角とｑ軸電流制御電圧Ｖ、の極性とｄ軸電流制御電
圧Ｖ。

の極性とに基づいて、ｑ軸電流制御相とｑ軸電流制御相
の極性、ｄ軸電流制御相とｄ軸電流制御相の極性、基準
電位相と基準電位相の極性を求めるため、交流電動機の
場合には適切な４現象動作、すなわち、回転方向の正／
逆、負荷状態のカ行／回生を問わずいずれの状態でも連
続的に最適な出力電位の決定が可能になる。

さらに、ｑ軸電流のみならずｄ軸電流も制御するため、
誘導電動機などの制御が可能であること、および磁束の
確定している同期電動機の場合には効率の高い制御が可
能であること等も本発明の特長である。

第７の発明のインバータの電流制御装置は、前記ｑ軸電
流制御演算手段に、前記ｑ軸電流誤差をヒステリシスコ
ンパレータにかけることによりｑ軸電流制御電圧の極性
を演算するｑ軸電圧極性演算手段と、前記ｑ軸電流誤差
を前記ヒステリシスコンパレータに比ベヒステリシス幅
の小すいヒステリシスコンパレータにかけることにより
ｑＭ雷電流ＰＷＭ制御信号を演算するｑ軸電流ＰＷＭ演
算手段と、を設けることを特徴とする。

上記のように、第７の発明では、ｑ軸電流誤差の瞬時値
をヒステリシスコンパレータにかけることにより、ｑ軸
電流誤差の瞬時値が許容値内に収まるようにｑ軸電流Ｐ
ＷＭ制御信号が演算される。

また、ｑ軸電流制御電圧の極性もｑ軸電流誤差の瞬時値
をヒステリシスコンパレータにかけることにより検出す
る。

ゆえに、連応性の高いｑ軸電流制御ならびに遅れの少な
いｑ軸電流制御電圧の極性の検出が可能になる。その結
果、速度制御等の各種ゲインも高く設定でき、制御精度
も向上する。

また、ヒステリシスコンパレータだけで構成できるため
、制御回路のコンパクト化、低コスト化が実現できる。

第８の発明のインバータの電流制御装置は、前記ｄ軸電
流制御演算手段に、前記ｄ軸電流誤差をヒステリシスコ
ンパレータにかけることによりｄ軸電流制御電圧の極性
を演算するｄ軸電圧極性演算手段と、前記ｄ軸電流誤差
を前記ヒステリシスコンパレークに比ベヒステリシス幅
の小さいヒステリシスコンパレータにかけることにより
ｄ軸電流のＰＷＭ制御信号を演算するｄ軸電流ＰＷＭ演
算手段と、を設けることを特徴とする。

上記のように、第８の発明では、ｄ軸電流誤差の瞬時値
をヒステリシスコンパレータにかけることにより、ｄ軸
電流誤差の瞬時値が許容値内に収まるようにｄ軸電流Ｐ
ＷＭ制御信号が演算される。

また、ｄ軸電流制御電圧の極性もｄ軸電流誤差の瞬時値
をヒステリシスコンパレータにかけることにより検出す
る。

ゆえに、連応性の高いｄ軸電流制御ならびに遅れの少な
いｄ軸電流制御電圧の極性の検出が可能になる。その結
果、速度制御等の各種ゲインも高く設定でき、制御精度
も向上する。

また、ヒステリシスコンパレークだけで構成できるため
、制御回路のコンパクト化、低コスト化が実現できる。

第９の発明のインバータの電流制御装置は、前記ｑ軸電
流制御演算手段に、前記ｑ軸電流誤差を比例積分（Ｐ−
１）制御演算しその結果を最小値が零である正の三角波
および最大値が零である負の三角波と比較し、比例積分
制御演算結果が正の三角波より大きい場合ｑ軸電流制御
電圧の極性を正とし、前記比例積分制御演算結果が負の
三角波より小さい場合ｑ軸電流制御電圧の極性を負とし
、前記比例積分制御演算結果が正の三角波以下で、かつ
、負の三角波以上の場合ｑ軸電流制御電圧の極性はそれ
までの極性を保持するｑ軸電流極性演算手段と、ｑ軸電
流制御電圧の極性が正のとき、前記比例積分制御演算結
果と正の三角波との比較結果をｑ軸電流ＰＷＭ制御信号
とし、ｑ軸電流制御電圧の極性が負のとき、前記比例積
分制御演算結果と負の三角波との比較結果をｑ軸電流Ｐ
ＷＭ制御信号とするｑ軸電流ＰＷＭ演算手段と、を設け
ることを特徴とする。

上記のように、第９の発明では、ｑ軸電流ＰＷＭ制御信
号をｑ軸電流誤差の比例積分制御演算結果と三角波との
比較結果により求めるため、ｑ軸電流ＰＷＭ制御のスイ
ッチング周波数と三角波の周波数が一致する。そのため
、インバータのスイッチング周波数の管理が容易になる
。仮に、インバータを構成する半導体素子の上限周波数
に設定すれば、そのシステムで得られる限界の制御精度
を常に確保することができる。

また、ｑ軸電流誤差の比例積分制御演算はフィルタリン
グの効果があるためノイズに強いという効果も得られる
。

第１０の発明のインバータの電流制御装置は、前記ｄ軸
電流制御演算手段に、前記ｄｌＩｉｌ電流誤差を比例積
分（Ｐ−１）制御演算しその結果を最小値が零である正
の三角波および最大値が零である負の三角波と比較し、
比例積分制御演算結果が正の三角波より大きい場合ｄ軸
電流制御電圧の極性を正とし、前記比例積分演算結果が
負の三角波より小さい場合ｄ軸電流制御電圧の極性を負
とし、前記比例積分制御演算結果が正の三角波以下で、
かつ、負の三角波以上の場合ｄ軸電流制御電圧の極性は
それまでの極性を保持するｄ軸電圧極性演算手段と、ｄ
軸電流制御電圧の極性が正のとき、前記比例積分制御演
算結果と正の三角波との比較結果をｑ軸電流ＰＷＭ制御
信号とし、ｄ軸電流制御電圧の極性が負のとき、前記比
例積分制御演算結果と負の三角波との比較結果をｄ軸電
流ＰＷＭ制御信号とするｄ軸電流ＰＷＭ演算手役と、を
設けることを特徴とする。

上記のように、第１０の発明では、ｄ軸電流ＰＷＭ制御
信号をｄ軸電流誤差の比例積分演算結果と三角波との比
較結果により求めるため、ｄ軸重＆ＰＷＭ制御のスイッ
チング周波数と三角波の周波数が一致する。そのため、
インバータのスイッチング周波数の管理が容易になる。

仮に、インバータを構成する半導体素子の上限周波数に
設定すれば、そのシステムで得られる限界の制御精度を
常に確保することができる。

また、ｄ軸電流誤差の比例積分制御演算はフィルタリン
グの効果があるためノイズに強いという効果も得られる
。

第１１の発明のインバータの電流制御装置は、前記制御
相電位演算手段に、ｑ軸電流指令が正で、かつ、ｑ軸電
流制御相の極性が正のとき、ｑ軸電流制御相の直流電源
陰極側に接続されたスイッチング素子を常時ＯＦＦとし
、ｑ軸電流指令が正で、かつ、ｑ軸電流制御相の極性が
負のとき、ｑ軸電流制御相の直流電源陽極側に接続され
たスイッチング素子を常時ＯＦＦとし、ｑ軸電流指令が
負で、かつ、ｑ軸電流制御相の極性が正のとき、ｑ軸電
流制御相の直流電源陽極側に接続されたスイッチング素
子を常時ＯＦＦとし、ｑ軸電流指令が負で、かつ、ｑ軸
電流制御相の極性が負のとき、ｑ軸電流制御相の直流電
源陰極側に接続されたスイッチング素子を常時ＯＦＦと
する出力電位制御手段を設けることを特徴とする。

上記のように第１１の発明では、ｑ軸電流制御相の上下
の半導体素子の内、電流が流れるべきではない片側の半
導体素子を常時ＯＦＦ状態に固定する。そのため、上下
の半導体素子の動作遅れから発生するアーム短絡の危険
性はなくなりデッドタイムを設ける必要はなくなる。そ
の結果、制御精度と応答性が向上する。また、半導体素
子をドライブするための電力も半分に低減できる。

第１２の発明のインバータの電流制御装置は、前記制御
相電位演算手段に、ｑ軸電流指令が正で、かつ、ｑ軸電
流制御相の極性が正のとき、基準電位相とｄ軸電流制御
相の直流電源陽極側に接続されたスイッチング素子を常
時ＯＦＦとし、ｑ軸電流指令が正で、かつ、ｑ軸電流制
御相の極性が負のとき、基準電位相とｄ軸電流制御相の
直流電源陰極側に接続されたスイッチング素子を常時○
ＦＦとし、ｑ軸電流指令が負で、かつ、ｑ軸電流制御相
の極性が正のとき、基準電位相とｄ軸電流制御相の直流
電源陰極側に接続されたスイッチング素子を常時ＯＦＦ
とし、ｑ軸電流指令が負で、かつ、ｑ軸電流制御相の極
性が負のとき、基準電位相とｄ軸電流制御相の直流電源
陽極側に接続されたスイッチング素子を常時ＯＦＦとす
る出力電位制御手段を設けることを特徴とする。

上記のように第１２の発明では、基準電位相とｄ軸電流
制御相の上下の半導体素子の内、電流が流れるべきでは
ない片側の半導体素子を常時ＯＦＦ状態に固定する。そ
のため、上下の半導体素子の動作遅れから発生するアー
ム短絡の危険性はなくなりデッドタイムを設ける必要は
なくなる。その結果、制御精度と応答性が向上する。ま
た、半導体素子をドライブするための電力も半分に低減
できる。

第１３の発明のインバータの電流制御装置は、前記ｑ軸
電流制御演算手段のヒステリシスコンパレータのヒステ
リシス幅を運転状態に応じて変化させることを特徴とす
る。

上記のように、第１３の発明では、ｑ軸電流制御演算に
おけるヒステリシスコンパレータのヒステリシス幅を運
転状態に応じて変化させるため、ｑ＠電流ＰＷＭ制御の
スイッチング周波数ならびにｑ軸電流制御電圧の極性の
検出速度を自由に設定できる。そのため、スイッチング
周波数ヲインバータを構成する半導体素子の上限周波数
に設定すれば、そのシステムで得られる限界の制御精度
を常に確保することができる。また、ｑ軸電流制御電圧
の極性の検出速度もそのシステムから決まる最適値に設
定することができる。

第１４の発明のインバータの電流制御装置は、前記ｄ軸
電流制御演算手段のヒステリシスコンパレータのヒステ
リシス幅を運転状態に応じて変化させることを特徴とす
る。

上記のように、第１４の発明では、ｄ軸電流制御演算に
おけるヒステリシスコンパレータのヒステリシス幅を運
転状態に応じて変化させるため、ｄ軸電流ＰＷＭ制御の
スイッチング周波数ならびにｄ軸電流制御電圧の極性の
検出速度を自由に設定できる。そのため、スイッチング
周波数をインバータを構成する半導体素子の上限周波数
に設定すれば、そのシステムで得られる限界の制御精度
を常に確保することができる。また、ｄ軸電流制御電圧
の極性の検出速度もそのシステムから決まる最適値に設
定することができる。

第１５の発明のインバータの電流制御装置は、誘導電動
機のベクトル制御の励磁電流回転角を磁束位相角（回転
角）として使用することを特徴とする。

上記のように、第１５の発明では、誘導電動機のベクト
ル制御の励磁電流回転角を磁束位相角とするため、磁束
位相角が回転子の回転角から定まらないモータまたは磁
束位相角を検出できないようなモータに対しても適用で
きる。

第１６の発明のインバータの電流制御装置は、前記制御
相電位演算手段に、各相の陽極側の半導体素子と陰極側
の半導体素子との間で、一方の半導体素子がＯＮからＯ
ＦＦになってから一定の期間、他方の半導体素子に対し
てデッドタイムを設け、一方の半導体素子がデッドタイ
ム以上の期間○ＦＦ状態を維持していた場合には、他方
の半導体素子に対してデッドタイムを設けないことを特
徴とする。

上記のように第１６の発明では、インバータ１アームの
上下の半導体素子の内、一方の半導体素子がデッドタイ
ム以上の期間○ＦＦ状態を維持していた場合には、他方
の半導体素子に対してデッドタイムを設けないため、上
下の半導体素子の内、電流が流れるべきではない片側の
半導体素子を常時ＯＦＦ状態に固定することによりデッ
ドタイムのない制御が可能になる。その結果、制御精度
と応答性が向上する。また、万一デッドタイム期間以上
のＯＦＦ状態が確保されなくても、ＯＮからＯＦＦにな
ってから一定の期間、他方の半導体素子に対してデッド
タイムが設けられるので常に安全性が確保される。

第１７の発明のインバータの電流制御装置は、前記制御
相電位演算手段に、ｑ軸電流制御相の出力電位が基準電
位相の電位と一致するときには、ｄ軸電流制御相の出力
電位も基準電位上目の電位に一致させることを特徴とす
る。

上記のように第１７の発明では、ｑ軸電流制御相の出力
電位が基準電位相の電位と一致するときには、ｄ軸電流
制御相の出力電位も基準電位相の電位に一致させる。そ
のため、モータに零電圧の加わっている期間が増加する
。また、ｑ軸電流制御相の出力電位が基準電位相の電位
と一致しているときに、ｄ軸電流制御相の出力電位だけ
が基準電位相の電位と異なることはない。これにより、
はぼｑ軸電流の方向に位置する理想的な電圧に対して位
相が大きくずれる電圧ベクトルの選択が禁止される。そ
の結果として、電流誤差の変化は緩やかになり、電流制
御精度を向上させることが可能になる。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例を図面を用いて説明する。

なお、以下では回転運動する交流電動機を用いているた
め、ｑ軸電流をトルク電流、ｄ軸重□流を励磁電流、位
相角を回転角とし、ｄ軸に対し９０度進んだ方向をｑ軸
として説明する。第８図は、本発明の第１の発明、第３
の発明、第４の発明、第７の発明、第１１の発明、第１
６の発明より成る第１の実施例のインバータの電流制御
装置を示すものである。

ここで、電流指令演算手段７０は、回転速度指令ω♂と
モータ回転角θとを人力し、θを微分することにより回
転速度ωを求め、ω、１とωとに基づいてトルク電流指
令１９ｇとトルク電流指令の極性ｓｉｇｎ　ｉ　ｑ”と
を演算出力する。比較器で構成されたトルク電流誤差演
算手段７１では、トルク電流指令１９８とトルク電流ｉ
、とを比較しトルク電流誤差Δｉ、を求める。トルク電
流制御演算手段７２は、トルク電流誤差Δｉ、を入力し
、トルク電流ＰＷＭ制御信号Ｃｑｌとトルク電流制御電
圧ｖｑの極性Ｃｑ２を演算し出力する。制御相電位演算
手段７３は、トルク電流指令の極性ｓｉｇｎ　ｉ　ｑ”
とトルク電流ＰＷＭ制御信号Ｃｑｌとトルク電流制御電
圧ｖｑの極性Ｃｑ２とを人力し、インバータ７４を構成
するトランジスタＴｒｕ＋〜Ｔｒｗ−のオン・オフ信号
を出力する。インバータ７４はトランジスタとダイオー
ドとを逆並列接続した電気弁を直列接続した３つの直列
回路を電圧Ｖｄの直流電源の正側と負側に接続した電圧
形インバータで構成されており、交流電動機７５を駆動
する。交流電動機７５は、永久磁石の取り付けられた同
期電動機である。電流検出手段は、電流検出器７６．７
７と座標変換器７８とから構成されており、相電流ｌｕ
％ＩＶを検出し、さらに座標変換することによりトルク
電流ｌｑを求めている。磁束回転角検出手段７９は、交
流電動機７５に取り付けられた回転角センサで構成され
、磁束λｄの回転角θを検出する。

第９図は第８図の詳細な回路構成を示したものである。

第８図と同様な部分については同一符号を付して説明を
省く。前記トルク電流制御演算手段７２は、トルク電流
ＰＷＭ演算手段７２ａとトルク電流極性演算手段７２ｂ
とにより構成されている。トルク電流Ｐ”ｖＶＭ演算手
段？２ａはヒステリシス幅が２ΔＨ１のヒステリシスコ
ンパレータにより構成されており、トルク電流誤差電流
Δｌｑ　　（””ｌｑ”　　ｌｑ）を人力し、トルク電
流ＰＷＭ制御信号Ｃｑｌを演算する。すなわち、トルク
電流ｉ、がしきい値（ｉｑ−ΔＨ１）に比べ小さい場合
（Δｉｑ〉ΔＨ１）には、トルク電流ｉｑを増加すべく
トルク電流ＰＷ’Ｍ制御信号Ｃｑｌを１（ＨＩＧＨレベ
ル）にする。逆に、トルク電流ｉ、がしきい値（１９１
＋ΔＨ１）に比べ大きい場合（Δｉ、＜ΔＨ１）には、
トルク電流１．を増加すべくトルク電流ＰＷＭ制御信号
Ｃｑｌを０　　（ＬＯＷレベル）にする。トルク電流極
性演算手段７２ｂはトルク電流ＰＷｌｖＩ演算手段？２
ａに比べ大きいヒステリシス幅２ΔＨ２（ΔＨ２＞ΔＨ
１）のヒステリシスコンパレータにより構成されており
、トルク電流誤差電流△Ｉｑを入力し、トルク電流制御
電圧Ｖ、の極性Ｃｑ２を演算する。すなわち、トルク電
流ｉｑがしきい値（ｉｑ−ΔＨ２）より小さい場合（Δ
ｉ、〉ΔＨ２）には、トルク電流制御電圧Ｖ、を＋（正
）にすべくトルク電流制御電圧ｖｑの極性Ｃｑ２を１（
ＨＩＧＨレベル）にする。逆に、トルク電流１．がしき
い値（ｉｑ十ΔＨ２）より大きい場合（Δｉ、＜−ΔＨ
２）には、トルク電流制御電圧Ｖ、を−（負）にすべく
トルク電流制御電圧ｖ９の極性Ｃｑ２を０　　（ＬＯＷ
レベル）にする。

制御相電位演算手段７３はルックアップテーブル７３ａ
とＴｄ　（デッドタイム）回路７３ｂ〜７３ｄと発振器
７３ｅとから構成されている。

ルックアップテーブル７３ａは、トルク電流制御電圧Ｖ
、の極性Ｃｑ２と磁束回転角θとにより、トルク電流制
御相とトルク電流制御相の極性、基準電位相と基準電位
相の極性を演算する制御相演算手段と、トルク電流ＰＷ
Ｍ制御信号とトルク電流制御相の極性とによりトルク電
流制御相の電位を決定し、基準電位相の極性により基準
電位相の電位を決定する出力電位制御手段の一部を含ん
でいる。

制御相演算手段では、３相の巻線軸に対し各相の端子に
向かう向きを正の極性の相方向とし、各相の端子に対し
逆方向を負の極性の相方向とし、各相の正の相方向及び
負の相方向の中から磁束の回転角θに対し９０度進んだ
向きに最も近い相方向をトルク制御の相方向として選択
し、前記トルク制御の相方向に対応した相をトルク電流
制御相とし、トルク制御の相方向の極性をトルク電流制
御相の極性とし、トルク電流制御相以外の２相を基準電
位相とし、トルク電流制御相の極性とトルク電流制御電
圧Ｖ、の極性Ｃｑ２とを乗算しさらにその結果を反転す
ることにより得られる極性を基準電位相の極性とする。

すなわち第１０図に示すＵ＋〜Ｗ−のように相方向と相
方向の極性とを定義し、Ｕ＋〜Ｗ−の中から磁束λｄの
軸（ｄ軸：回転角θ）に対し９０度進んだ向き（ｑ軸）
に最も近い相方向をトルク制御の相方向として選択し、
前記トルク制御の相方向に対応した相をトルク電流制御
相、トルク制御の相方向の極性をトルク電流制御相の極
性とする。第１０図の場合には、トルク制御の相方向は
Ｕ−であり、トルク電流制御相はＵ相、トルク電流制御
相の極性は−である。

続いて、トルク電流制御相以外の２相（この場合、ｖ、
ｗ相）を基準電位相とし、トルク電流制御相の極性（こ
の場合−）とトルク電流制御電圧Ｖ。

の極性Ｃｑ２とを乗算しさらにその結果を反転すること
により得られる極性を基準電位相の極性とする。ここで
、＋／−１正／負、ＨＩＧＨ／ＬＯＷまたは１１０で表
現している信号は各々１／−１の信号と考え乗算処理す
る。以降の乗算処理も断りのなり限り同様である。第１
０図の場合、仮にＣａ２が１とすると１として乗算処理
するため基準電位相の極性は−（−１ＸＩ）＝１すなわ
ち十であり、Ｃａ２が０とすると−１として乗算処理す
るため基準電位相の極性は−（−１Ｘ−１）−−１すな
わち−である。

出力電位制御手段では、トルク電流ＰＷＭ制御信号Ｃｑ
ｌとトルク電流制御相の極性とを乗算することにより得
られる極性をトルク電流制御相の電位とし、また基準電
位相の極性を基準電位相の電位とする。そして、各相の
電位が十の場合にはインバータの直流電源陽極側に接続
されたトランジスタをＯＮとし、陰極側に接続されたト
ランジスタをＯＦＦとする。逆に、各相の電位が−の場
合にはインバータの直流電源陽極側に接続されたトラン
ジスタをＯＦＦとし、陰極側に接続されたトランジスタ
をＯＮとする。ただし、トルク電流指令の極性ｓｉｇｎ
　ｉ　ｑ”とトルク電流制御相の極性とを乗算した結果
が十のとき、トルク電流制御相の直流電源陰極側に接続
されたトランジスタを常時ＯＦＦとし、トルク電流指令
の極性とトルク電流制御相の極性とを乗算した結果が−
のとき、トルク電流制御相の直流電源陽極側に接続され
たトランジスタを常時ＯＦＦとする。

上記のトルク電流制御相の極性、トルク電流制御電圧の
極性、基準電位相の極性、トルク電流ＰＷＭ制御信号、
ｕ　−ｗ相の電位を表にすると表１のようになり、表１
に対するトランジスタのＯＮ・ＯＦＦ状態を表にすると
表２のようになる。なお、表２中のＯＮ１０　Ｆ　Ｆは
表３によって決定される。

次に、ルックアップテーブル７３ａで得られた各トラン
ジスタのＯＮ・ＯＦＦ信号をＴｄ回路７３ｂ〜７３ｄに
入力する。Ｔｄ回路７３ｂは、ＡＮＤゲー）７３ｂＬ　
７３ｂ４とシフトレジスタ７３ｂ２．７３ｂ３とを備え
ている。ＡＮＤゲー）７３ｂｌは、トランジスタＴｒｕ
＋のＯＮ・ＯＦＦ信号とシフトレジスタ７３ｂ３からの
トランジスタＴ　ｒ　ｕ　＋のＯＮ許可信号とを人力し
トランジスタＴｒｕ。の最終的なＯＮ・ＯＦＦ信号を求
める。

シフトレジスタ７３ｂ２は、トランジスタＴｒｕ。

の最終的なＯＮ・ＯＦＦ信号とその信号を反転回路７３
ｂ５により反転した信号とを各々クリア端子およびデー
タ入力端子に入力し、データを発振器７３ｅからのクロ
ック信号のタイミングによりシフトする。そして、最上
位のデータをトランジスタＴ　ｒ　ｕ−のＯＮ許可信号
として出力する。ここで、トランジスタＴ　ｒ　ｕ　＋
の最終的なＯＮ・ＯＦＦ信号が１のときにはクリア端子
を通じてトランジスタＴｒｕ−のＯＮ許可信号を０にす
る。また、トランジスタＴ０゜の最終的なＯＮ・ＯＦＦ
信号が０になったときには、その反転信号が最上位まで
シフトされるまでトランジスタＴ　ｒ　ｕ−のＯＮ許可
信号を０にする。データが最上位までシフトされるまで
の期間をデッドタイムまたはインバータのアーム短絡防
止期間Ｔｄと呼ぶことにする。

ＡＮＤゲート７３ｂ４は、トランジスタＴｒｕ−のＯＮ
・ＯＦＦ信号とシフトレジスタ７３ｂ２からのトランジ
スタＴｒｕ−のＯＮ許可信号とを入力しトランジスタＴ
ｒｕ−の最終的なＯＮ・ＯＦＦ信号を求める。シフトレ
ジスタ７３ｂ３は、トランジスタＴｒｕ−の最゛終的な
ＯＮ・ＯＦＦ信号とその信号を反転回路７３ｂ６により
反転した信号とを各々クリア端子およびデータ入力端子
に入力しデータを発振器７３ｅからのクロック信号のタ
イミングによりシフトする。そして、最上位のデータを
トランジスタＴｒｕ。のＯＮ許可信号として出力する。

ここで、トランジスタＴｒｕ−の最終的なＯＮ・ＯＦＦ
信号が１のときにはクリア端子を通じてトランジスタＴ
ｒｕ。のＯＮ許可信号を０にする。

また、トランジスタＴ　ｒ　ｕ−の最終的なＯＮ・ＯＦ
Ｆ信号が０になったときには、その反転信号が最上位ま
でシフトされるまでトランジスタＴ０゜のＯＮ許可信号
を０にする。すなわち、第１１図に示すように、Ｕ相の
陽極側のトランジスタと陰極側のトランジスタとの間で
、一方がＯＮからＯＦＦになってから一定の期間、他方
に対してデッドタイムを設ける。また、一方のトランジ
スタがデッドタイム以上の期間ＯＦＦ状態を維持してい
た場合には、他方に対してデッドタイムを設けない。

なお、Ｔｄ回路７３Ｃ，７３ｄについてもＴｄ回路７３
ｂと同じように働く。

座標変換器は、加算器７８ａと乗算形ＤＡ変換器？８ｂ
、７８Ｃとルックアップテーブル７８ｄとにより構成さ
れている。ルックアップテーブル７８ｄは、磁束の回転
角θを人力し、−、、／７Ｓ１口（θ−π／６）とｆｌ
　ＣＯ５θとのディジタルデータを出力する。乗算形Ｄ
Ａ変換器７８ｂは、電流検出器７６から相電流ｌｕを、
ルックアップテーブル７８ｄからディジタルデーターｒ
７２Ｓｉｎ（θ−π／６）を人力し両者の乗算結果−ｆ
］ｓｉｎ　（θ−π／６）・ｉｕを出力する。乗算形Ｄ
Ａ変換器７８ｃは、電流検出器７７から相電流ｌｖを、
ルックアップテーブル７８ｄからディジタルデータｆｌ
　ＣＯ９θを人力し両者の乗算結果ｆ’ｌ　ｃｏｓθ・
１９を出力する。そして、加算器７８ａは、−ｆｌ　Ｓ
ｉｎ　（θ−π／６）・ｉｕ　とｎｃｏｓθ−ｉｖを加
算し、−（”ｌ　ｓｉｎ　（θ−π／６）・氏＋ｆ”Ｊ
、　ｃｏｓθ・ｉｖすなわちトルク電流ｌｑを出力する
。

上述の構成よりなる第１の実施例においては、インバー
タの出力電流を所望の電流指令値に追従させる際、トル
ク電流指令を演算し、また、各相の電流を検出しその検
出値を座標変換することによりトルク電流を求め、トル
ク電流指令値とトルク電流検出値とを比較することによ
りトルク電流誤差を求める。続いて、トルク電流誤差か
らトルク電流制御電圧の極性とトルク電流ＰＷＭ制御信
号を求める。さらに、磁束の回転角とトルク電流制御電
圧の極性とに基づいて、トルク電流制御相とトルク電流
制御相の極性、基準電位相と基準電位相の極性を求める
。そして、トルク電流制御相の出力電位を、トルク電流
ＰＷＭ制御信号とトルク電流制御相の極性とにより決定
し、基準電位相の出力電位を、基準電位相の極性により
決定する。

このように、第１の実施例では、トルク電流誤差からト
ルク電流制御相の出力電位が制御され、残りの基準電位
相の出力電位は基準電位相の極性に基づいていずれかの
電位に固定される。ゆえに、ＰＷＭ制御される相の数は
、１相であり、従来のような相と相との間の干渉が起こ
ることはない。

また、トルク電流が直接制御されるので、各相電流を制
御していたときのようなトルク電流と励磁電流との間の
干渉も起こらない。その結果、電流制御精度の向上なら
びに連応性の高い制御が可能になる。

さらに、磁束の回転角とトルク電流制御電圧の極性とに
基づいて、トルク電流制御相とトルク電流制御相の極性
、基準電位相と基準電位相の極性を求めるため、適切な
４現象動作、すなわち、回転方向の正／逆、負荷状態の
カ行／回生を問わずいずれの状態でも連続的に最適な出
力電位の決定が可能になる。

トルク電流制御演算手段においては、トルク電流誤差の
瞬時値をヒステリシスコンパレータにかけることにより
、トルク電流誤差の瞬時値が許容値内に収まるようにト
ルク電流ＰＷＭ制御信号が演算される。また、トルク電
流制御電圧の極性もトルク電流誤差の瞬時値をヒステリ
シスコンパレータにかけることにより検出する。ゆえに
、連応性の高いトルク電流制御ならびに遅れの少ないト
ルク電流制御電圧の極性の検出が可能になる。その結果
、速度制御等の各種ゲインも高く設定でき、制御精度も
向上する。

さらに、簡単なヒステリシスコンパレータだけで構成で
きるため、トルク電流制御演算手段を構成する制御回路
のコンパクト化、低コスト化が可能になる。

制御相電位演算手段においては、制御演算手段ならびに
出力電位制御手段の一部をルックアップテーブルにより
構成している。ゆえに、制御相電位演算が極めて簡単に
なり、制御回路のコンパクト化、低コスト化が実現する
。

また、制御相電位演算手段においては、トルク電流制御
相の上下のトランジスタの内、電流が流れるべきではな
い片側のトランジスタを常時ＯＦＦ状態に固定する。そ
のため、上下のトランジスタの動作遅れから発生するア
ーム短絡の危険性はなくなりデッドタイムを設ける必要
はなくなる。

その結果、制御精度と応答性が向上する。また、トラン
ジスタをドライブするための電力も半分に低減できる。

さらに、制御相電位演算手段においては、各相の陽極側
のトランジスタと陰極側のトランジスタとの間で、一方
のトランジスタがＯＮからＯＦＦになってから一定の期
間、他方のトランジスタに対してデッドタイムを設け、
一方のトランジスタがデッドタイム以上の期間ＯＦＦ状
態を維持していた場合には、他方のトランジスタに対し
てデッドタイムを設けない。このように、インバータの
アームの上下のトランジスタの内、一方のトランジスタ
がデッドタイム以上の期間ＯＦＦ状態を維持していた場
合には、他方のトランジスタに対してデッドタイムを設
けないため、デッドタイムのない制御が可能になる。そ
の結果、制御精度と応答性が向上する。また、万一デッ
ドタイム期間以上のＯＦＦ状態が確保されなくても、Ｏ
ＮからＯＦＦになってから一定の期間、他方のトランジ
スタに対してデッドタイムが設けられるので常に安全性
が確保される。

次に、第１実施例の制御相演算手段を変更して２つの基
準電位相のうち一方を開放（オープン）状態とした変形
例について説明する。

この変形例では制御相演算手段において、３相の巻線軸
に対し各相の端子に向かう向きを正の極性の相方向とし
、各相の端子に対し逆方向を負の極性の相方向とし、各
相の正の相方向および負の相方向の中から磁束の回転角
θに対し９０度進んだ向きにｑ軸を定義し、ｑ軸に最も
近い相方向をトルク制御の相方向として選択し、前記ト
ルク制御の相方向に対応した相をトルク電流制御相とし
、トルク制御の相方向の極性をトルク電流制御相の極性
とする。続いて、ｑ軸とトルク制御の相方向との成す角
が、３０度以内に設定されたしきい値に比べ大きい場合
には、ｑ軸に対しトルク制御の相方向の次に近い相方向
を基準電位相とし、トルク電流制御相の極性とトルク電
流制御電圧■９の極性Ｃｑ２とを乗算しさらにその結果
を反転することにより得られる極性を基準電位相の極性
とする。

トルク電流制御相と基準電位相以外の残りの１相につい
ては、上下のトランジスタをＯＦＦに固定し、その相は
開放状態にする。一方、ｑ軸とトルク制御の相方向との
成す角が前記しきい値に比べ小さい場合には、トルク電
流制御相以外の２相を基準電位相とし、トルク電流制御
相の極性とトルク電流制御電圧ｖｑの極性Ｃｑ２とを乗
算しさらにその結果を反転することにより得られる極性
を基準電位相の極性とする。すなわち、第１２図に示す
Ｕ＋〜Ｗ−のように相方向と相方向の極性を定義し、Ｕ
＋〜Ｗ−の中から磁束の軸（ｄ軸：回転角θ）に対し９
０度進んだ向き（ｑ軸）に最も近い相方向をトルク制御
の相方向として選択し、前記トルク制御の相方向に対応
した相をトルク電流制御相、トルク制御の相方向の極性
をトルク電流制御相の極性とする。第１２図の場合には
、トルり制御の相方向はＵ−であり、従ってトルク電流
制御相はＵ相、トルク電流制御相の極性は−である。続
いて、ｑ軸がトルク制御の相方向を中心にして両側に一
点鎖線で示すしきい値の外側に存在する場合には、ｑ軸
に対しトルク制御の相方向の次に近い相方向を基準電位
相とし残りの１相については開放状態にする。一方、ｑ
軸が前記しきい値内に存在する場合には、トルク電流制
御相以外の２相（この場合ｖＳｗ相）を基準電位相とす
る。

そして、トルク電流制御相の極性（この場合−）とトル
ク電流制御電圧Ｖ、の極性Ｃｑ２とを乗算しさらにその
結果を反転することにより得られる極性を基準電位相の
極性とする。ここで、＋／−１正／負、ＨＩＧＨ／ＬＯ
Ｗまたは１１０で表現している信号は各々１／−１の信
号と考え乗算処理する。以降の乗算処理も断りのない限
り同様である。第１２図の場合、仮にＣｑ２が１とする
と基準電位相の極性は−（−１ＸＩ）−１すなわち十で
あり、Ｃｑ２が０とすると基準電位相の極性は−（−１
Ｘ−１）＝−１すなわち−である。

上記構成の場合、第１の実施例に比ベトルク電流制御相
の相方向とｑ軸とのずれが少なくなるので、トルク電流
の制御精度と応答性が向上する。

また、そのときの印加するｄ軸方向の電圧は、第１の実
施例に比べ小さくなるので、発生トルクに関与しないｄ
軸方向の電流が減少し効率が向上する。さらに、第１の
実施例で得られる作用効果が損なわれることはなく、電
流制御精度、応答性の向上ならびにコンパクトで低コス
トさらに安全性が高くトランジスタのドライブ電力も少
ない制御回路が実現する。

第１３図は、本発明の第１の発明、第２の発明、第５の
発明、第６の発明、第７の発明、第８の発明、第１１の
発明、第１２の発明、第１３の発明、第１４の発明、第
１６の発明、第１７の発明より成る第２の実施例のイン
バータの電流制御装置を示すものである。以下、第２の
実施例について説明するが、第１の実施例と同様な部分
については同一の符号を付して説明を省く。

電流指令演算手段８０は、回転速度指令ω♂とモータ回
転角θとを人力し、θを微分することにより回転速度ω
を求めωｍ′″とωとに基づいて電流指令１９、ｆｄ８
とトルク電流指令の極性ｓｉｇｎ　ｉ　ｑを演算出力す
る。また、トルク電流ＰＷＭ制御信号Ｃｑｌからトルク
電流のＰＷＭ周波数ｆ、を検出し、ｆ、がｆ９ｔになる
ように、Ｋｑｌ＝Ｋｐｌ　　（ｆｑ　−ｆｑ　）＋Ｋ１１ｆ　（
ｆｑ＆−「ｑ）ｄｔＫｑ２＝Ｋｐ２　　（ｆｑ　　　ｆ
　ｑ　　）　　＋　Ｋ＋２．Ｊ”　　（ｆｑ−ｆｑ　　
）　ｄｔ・・・（３）を演算しトルク電流誤差のゲインＫｑＬ　Ｋｐ２として
出力する。同様に励磁電流ＰＷＭ制御信号Ｃｄ’１から
励磁電流のＰＷＭ周波数ｆｄを検出し、ｆｄが所定値ｆ
ｊになるように、・・・（４）を演算し励磁電流誤差のゲインＫｄｌ、Ｋｄ２として出
力する。

トルク電流誤差演算手段７１では、トルク電流指令１９
１とトルク電流ｌ、とを比較しトルク電流誤差電流Δｉ
、を求める。

励磁電流誤差演算手段８１では、励磁電流指令ｌｄ８と
励磁電流ｉ、とを比較し励磁電流誤差Δｌ、を求める。

トルク電流制御演算手段８２は、トルク電流誤差Δｌ、
を入力しトルク電流ＰＷＭ制御信号Ｃｑｌとトルク電流
制御電圧Ｖ、の極性Ｃｑ２とを演算出力する。

励磁電流制御演算手段８３は、励磁電流誤差Δｉｄを入
力し励磁電流ＰＷＭ制御信号Ｃｄｌと励磁電流制御電圧
ｖｄの極性Ｃｄ２とを演算出力する。

制御相電位演算手段８４は、前記トルク電流指令の極性
５１ｇｎ１ｑ、前記トルク電流ＰＷＭ制御信号Ｃｑｌ、
前記トルク電流制御電圧ｖｑの極性Ｃｑ２、励磁電流Ｐ
ＷＭ制御信号Ｃｄｌ、励磁電流制御電圧Ｖ、の極性Ｃｄ
２、磁束回転角θを人力し、インバータ７４を構成する
トランジスタＴｒｕ＋〜Ｔ　ｒ　ｗ　−のオン・オフ信
号を出力する。

インバータ７４は、電圧Ｖｄの直流電源が電圧源からな
る電圧形インバータで構成されており、交流電動機７５
を駆動する。

交流電動機７５は、永久磁石の取り付けられた同期電動
機である。

電流検出手段は、電流検出器７６．７７と座標変換器８
９から構成されており、相電流ｉｕ、ｉｖを検出し、さ
らに座標変換することによりトルク電流ｉｑと励磁電流
１．とを求める。

磁束回転角検出手段７９は、交流電動機７５に回転角セ
ンサを取り付けることにより、磁束の回転角θを検出す
る。

第１４図は第１３図の詳細な回路構成を示したものであ
る。第１３図と同様な部分については同一符号を付して
説明を省く。

前記トルク電流制御演算手段８２は、トルク電流ＰＷＭ
制御演算手段とトルク電圧極性演算手段とにより構成さ
れている。

トルク電流ＰＷＭ制御演算手段は、乗算器８２ａとヒス
テリシス幅が２ΔＨ１のヒステリシスコンパレータ８２
ｃとにより構成されている。乗算器８２ａはトルク電流
誤差電流Δｌｑとトルク電流誤差のゲインＫｑｌとを入
力し、乗算結果Ｋｑｌ・Δｉ、をヒステリシスコンパレ
ータ８２Ｃに出力する。続いてヒステリシスコンパレー
タ８２　ｃ　ニおいて、Ｋｑｌ・Δｉｑが−ΔＨ１〜Δ
Ｈ１内に収まるようにトルク電流ＰＷＭ制御信号Ｃｑｌ
を演算する。すなわち、トルク電流ｉ、がしきい値１９
８ΔＨ１／Ｋｑｌに比べ小さい場合には、トルク電流ｉ
、を増加すべ（トルク電流ＰＷＭ制御信号Ｃｑ１を１（
Ｈｉｇｈレベル）にする。逆に、トルク電流ｉ、がしき
い値ｔ　９１１＋ΔＨ１／ＫＱＩに比べ大きい場合には
、トルク電流ｉ、を減少すべくトルク電流ＰＷＭ制御信
号ＣｑｌをＱ　（ＬＯＷレベル）にする。ここで、電流
指令演算手段８０からのトルク電流誤差のゲインＫｑｌ
はヒステリシス幅２ΔＨ１を変える働きをしている。

トルク電圧極性演算手段は、乗算器８２ｂとヒステリシ
スｆ９ｍ−ｂ＜２ΔＨ２のヒステリシスコンパレータ８
２ｄとにより構成されている。ヒステリシス幅２ΔＨ２
は、ヒステリシスコンパレータ８２Ｃのヒステリシス幅
２ΔＨ１に比べ大きく設定されている。乗算器８２ｂは
トルク電流誤差電流Δ１、とトルク電流誤差のゲインＫ
ｑ２を人力し、乗ＫＭ果Ｋｑ２・△ｉ、をヒステリシス
コンパレータ８２ｄに出力スル。続いてヒステリシスコ
ンパレータ８２ｄにおいて、Ｋｑ２・Δｌｑが−ΔＨ２
〜ΔＨ２内に収まるようにトルク電流制御電圧Ｖ。

の極性Ｃｑ２を演算する。すなわち、トルク電流ｉ、が
しきい値１９−ΔＨ２／Ｋｑ２に比べ小さい場合には、
トルク電流制御電圧Ｖ、を＋にすべくトルク電流制御電
圧ｖｑの極性Ｃｑ２を１（Ｈｉｇｈレベル）にする。逆
に、トルク電流ｌｑがしきい値１９１＋ΔＨ２／Ｋｑ２
に比べ大きい場合には、トルク電流制御電圧Ｖ、を−に
すべくトルク電流制御電圧ｖｑの極性Ｃｑ２を０（ＬＯ
Ｗレベル）にする。ここで、電流指令演算手段８０から
のトルク電流誤差のゲインＫｑ２は、ヒステリシスコン
パレータ８２ｃの場合と同様にヒステリシス幅２ΔＨ２
を変える働きをしている。

前記励磁電流制御演算手段８３は、励磁電流ＰＷＭ演算
手段と励磁電圧極性演算手段により構成されている。

励磁電流ＰＷＭ演算手段は、乗算器８３′ａとヒステリ
シス幅が２ΔＨ１のヒステリシスコンパレータ８３ｃと
により構成されている。乗算器８３ａは励磁電流誤差電
流Δｉ、と励磁電流誤差のゲインＫｄｌとを人力し、乗
算結果Ｋｄｌ・Δｉｄをヒステリシスコンパレータ８３
Ｃに出力スル。続いてヒステリシスコンパレータ８３ｃ
において、ＫｄｌΔｌｄが一ΔＨ１〜ΔＨ１内に収まる
ように励磁電流ＰＷＭ制御信号Ｃｄｌを演算する。すな
わち、励磁電流１ｄがしきい値ｌｄ−ΔＨ１／Ｋｄ１に
比べ小さい場合には、励磁電流ｉ、を増加すべく励磁電
流ＰＷＭ制御信号Ｃｄｌを１（Ｈｉｇｈレベル）にする
。逆に、励磁電流１ｄがしきい値ｌｄ１＋ΔＨ１／Ｋｄ
ｌに比べ大きい場合には、励磁電流１ｄを減少すべく励
磁電流ＰＷＭ制御信号Ｃｄｌを０　（ＬＯＷレベル）に
する。ここで、電流指令演算手段８０からの励磁電流誤
差のゲインＫｄｌはヒステリシス幅２ΔＨ１を変える働
きをしている。

励磁電圧極性演算手段は、乗算器８３ｂとヒステリシス
幅が２ΔＨ２のヒステリシスコンパレータ８３ｄとによ
り構成されている。ヒステリシス幅２ΔＨ２は、ヒステ
リシスコンパレータ８３Ｇのヒステリシス幅２ΔＨ１に
比べより大きく設定されている。乗算器８３ｂは励磁電
流誤差電流Δｉ、と励磁電流誤差のゲインＫｄ２を人力
し、乗算結果Ｋｄ２・Δｉ、をヒステリシスコンパレー
タ８３ｄに出力する。続いてヒステリシスコンパレータ
８３ｄにおいて、Ｋｄ２・Δｉｄが一ΔＨ２〜ΔＨ２内
に収まるように励磁電流制御電圧Ｖｄの極性Ｃｄ２を演
算する。すなわち、励磁電流ｉ、がしきい値ｔ　ｄｌｌ
−ΔＨ２／Ｋｄ２に比べ小さい場合には、励磁電流制御
電圧Ｖ、を＋にすべく励磁電流制御電圧■６の極性Ｃｄ
２を１（Ｈｉｇｈレベル）にする。逆に、励磁電流１．
がしきい値ｌｄ８＋ΔＨ２／Ｋｄ２に比べ大きい場合に
は、励磁電流制御電圧Ｖ、を−にすべく励磁電流制御電
圧Ｖ、の極性Ｃｄ２をＱ　（ＬＯＷレベル）にする。こ
こで、電流指令演算手段８０からの励磁電流誤差のゲイ
ンＫｄ２は、ヒステリシスコンパレータ８３ｃの場合と
同様にヒステリシス幅２ΔＨ２を変える働きをしている
。

制御相電位演算手段８４はルックアップテーブル８４ａ
とＴｄ回路７３ｂ〜７３ｄと発振器７３ｅから構成され
ている。

ルックアップテーブル８４ａは、トルク電流制御電圧Ｖ
、の極性と励磁電流制御電圧ｖｄの極性と磁束回転角θ
とにより、トルク電流制御相とトルク電流制御相の極性
、励磁電流制御相と励磁電流制御相の極性、基準電位相
と基準電位相の極性を演算する制御相演算手段と、トル
ク電流Ｐ’ｖＶＭ制御信号とトルク電流制御相の極性に
よりトルク電流制御相の電位を決定し、励磁電流ＰＷＭ
制御信号と励磁電流制御相の極性とにより励磁電流制御
相の電位を決定し、基準電位相の極性により基準電位相
の電位を決定する出力電位制御手段の一部を含んでいる
。

制御相演算手段では、３相の巻線軸に対し各相の端子に
向かう向きを正の極性の相方向とし、各相の端子に対し
逆方向を負の極性の相方向とし、各相の正の相方向およ
び負の相方向の中から磁束の回転角に対し９０度進んだ
向きに最も近い相方向をトルク制御の相方向として選び
、前記トルク制御の相方向に対応した相をトルク電流制
御相とし、トルク制御の相方向の極性をトルク電流制御
相の極性とし、トル、り電流制御相の極性とトルク電流
制御電圧の極性とを乗算しさらにその結果を反転するこ
とにより得られる極性を基準電位相の極性とし、トルク
電流制御相以外の２相の内、正の相方向が磁束の正の向
きにより近い相を励磁電流の極性が正の相とし、残りｌ
相を励磁電流の極性が負の相とし、励磁電流制御電圧の
極性と基準電位相の極性とを乗算した結果が正の場合に
は励磁電流の極性が正の相を基準電位相とし、残り１相
を励磁電流制御相とし、励磁電流制御電圧の極性と基準
電位相の極性とを乗算した結果が負の場合には励磁電流
の極性が正の相を励磁電流制御相とし、残り１相を基準
電位相とし、励磁電流制御相における励磁電流の極性を
励磁電流制御相の極性としている。すなわち、第１０図
に示すＵ＋〜Ｗ−のように相方向と相方向の極性を定義
し、Ｕ＋〜Ｗ−の中から磁束の軸（ｄ軸：回転角θ）に
対し９０度進んだ向き（ｑ軸）に最も近い相方向をトル
ク制御の相方向として選び、前記トルク制御の相方向に
対応した相をトルク電流制御相、トルク制御の相方向の
極性をトルク電流制御相の極性とする。第１０図の場合
には、トルク制御の相方向はＵ−であり、トルク電流制
御相はＵ相、トルク電流制御相の極性は−である。続い
て、トルク電流制御相の極性（この場合−）とトルク電
流制御電圧Ｖ、の極性Ｃｑ２とを乗算しさらにその結果
を反転することにより得れる極性を基準電位相の極性と
する。ここで、＋／−１正／負、ＨＩＧＨ／ＬＯＷまた
は１１０で表現している信号は上記と同様に各々１／−
１の信号と考え乗算処理する。以降の乗算処理も断りの
ない限り同様である。

第１０図の場合、仮にＣｑ２が１とすると基準電位相の
極性は−（−１ＸＩ）＝１すなわち＋であり、Ｃｑ２が
０とすると基準電位相の極性は−（−１×−１）＝−１
すなわち−である。トルク電流制御相以外の２相（この
場合ｖ、ｗ相）の内、正の相方向が磁束の正の向きによ
り近い相（この場合Ｖ相）を励磁電流の極性が正の相と
し、残り１相（この場合Ｗ相）を励磁電流の極性が負の
相とし、励磁電流制御電圧Ｖ、の極性Ｃｄ２と基準電位
相の極性とを乗算した結果が正の場合には励磁電流の極
性が正の相（この場合Ｖ相）を基準電位相とし、残り１
相（この場合Ｗ相）を励磁電流制御相とし、励磁電流制
御電圧の極性と基準電位相の極性とを乗算した結果が負
の場合′には励磁電流の極性が正の相（この場合Ｖ相）
を励磁電流制御相とし、残り１相（この場合Ｗ相）を基
準電位相とし、励磁電流制御相における励磁電流の極性
を励磁電流制御相の極性とする。

出力電位制御手段では、トルク電流ＰＷＭ制御信号Ｃｑ
ｌとトルク電流制御相の極性を乗算するこにとより得ら
れる極性をトルク電流制御相の電位とし、励磁電流ＰＷ
Ｍ制御信号と励磁電流制御相の極性を乗算することによ
り得られる極性を励磁電流制御相の電位とし、また基準
電位相の極性を基準電位相の電位とする。なお、トルク
電流制御相の出力電位が基準電位相の電位と一致すると
きには、励磁電流制御相の出力電位も基準電位相の電位
に一致させる。そして、各相の電位が十の場合にはイン
バータの直流電源陽極側に接続されたトランジスタをＯ
Ｎとし、陰極側に接続されたトランジスタをＯＦＦとす
る。逆に、各相の電位かの場合にはインバータの直流電
源陽極側に接続されたトランジスタをＯＦＦとし、陰極
側に接続されたトランジスタをＯＮとする。ただし、ト
ルク電流指令の極性とトルク電流制御相の極性とを乗算
した結果が十のとき、トルク電流制御相の直流電源陰極
側に接続されたトランジスタならびに基準電位相と励磁
電流制御相の直流電源陽極側とに接続されたトランジス
タを常時ＯＦＦとし、トルク電流指令の極性とトルク電
流制御相の極性とを乗算した結果が−のとき、トルク電
流制御相の直流電源陽極側に接続されたトランジスタな
らびに基準電位相と励磁電流制御相の直流電源陰極側に
接続されたトランジスタを常時ＯＦＦとする。

上記のトルク電流制御相、トルク電流制御電圧、励磁電
流制御電圧、励磁電流制御相、基準電位相の各極性、ト
ルク電流ＰＷＭ制御信号、励磁電流ＰＷＭ制御信号、ｕ
　−ｗ相の電位を表にすると表４のようになり、表４に
対するトランジスタのオンオフ状態を表にすると表５の
ようになる。なお、表５中のＯＮ１０　Ｆ　Ｆは表３に
よって決定される。

次に、ルックアップテーブル８４ａで得られた各トラン
ジスタの０Ｎ−ＯＦＦ信号をＴｄ回路７３ｂ〜７３ｄに
人力する。Ｔｄ回路７３ｂ〜７３ｄは、陽極側のトラン
ジスタと陰極側のトランジスタとの間で、一方がＯＮか
らＯＦＦになってから一定の期間、他方に対してデッド
タイムを設け、また、一方のトランジスタがデッドタイ
ム以上の期間ＯＦＦ状態を維持していた場合には、他方
に対してデッドタイムを設けないように働く、これは、
第１の実施例と全く同様であるので詳細な説明は省く。

座標変換器８９は、加算器８９ａ、８９ｄと乗算形ＤＡ
変換器８９ｂ、８９ｃ、８９ｅ、８９ｆとルックアップ
テーブル８９ｇとにより構成されている。ルックアップ
テーブル８９ｇは、磁束の回転角θを入力し１．／Ｆ　
Ｓｉｎ　（θ−π／６）とｆｌ　ＣＯ９θとｒ２ｃｏｓ
　（θ−π／６）とｆ’ｌ　ｓｉｎθのディジタルデー
タを出力する。乗算形ＤＡ変換器８９ｂは、電流検出器
から相電流ｌｕを、ルックアップテーブル８９ｇからデ
ィジタルデーター−ｒ２ｓｉｎ　（θ−π／６）を人力
し、両者の乗算結果−（Ｊ　ｓｉｎ　（θ−π／６）・
ｉｕを出力する。乗算形ＤＡ変換器８９ｃは、電流検出
器から相電流ｉｖを、ルックアップテーブル８９ｇから
ディジタルデータ（Ｊ　　ｃｏｓθを人力し、両者の乗
算結果Ｆ７ｃｏｓθｉｖを出力する。そして、加算器８
９ａでは、ｆｌ　Ｓｉｎ　（θ−ｙｒ／６）・ｉ。と（
’ｌ　ｃｏｓθｌｖを加算し、−ｆｌ　Ｓｉｎ　（θ−
π／６）　　・ｉ、＋ｍ　ＣＯ３θｉｖ、すなわちトル
ク電流１９を出力する。乗算形ＤＡ変換器８９ｅは、電
流検出器から相電流】Ｕを、ルックアップテープル８９
ｇからディジタルデータｆｌ　ＣＯ９（θ−π／６）を
゛入力し、両者の乗算結果ｒＬ２ｃｏｓ　（θ−π／６
）・ｉｕを出力する。乗算形ＤＡ変換器８９ｆは電流検
出器から相電流ｉｖを、ルックアップテーブル８９ｇか
らディジタルデータＦ］ｓｉｎθを入力し、両者の乗算
結果（’ｌ　ｓｉｎθｉｖを出力する。そして、加算器
８９ｄでは、Ｆ７ｃｏｓ　（θ−π／６）・ｌｕと（”
ｌ　ｓｉｎθｉｖを加算し、−ｒ″’ｌ　ｃｏｓ　（θ
−ｒｒ／　６　）　　・ｉ　、　＋ＩＵ　　ｓｉｎθｉ
ｖ、すなちわ励磁電流ｉ、を出力する。

上述の構成よりなる第２の実施例においては、インバー
タの出力電流を所望の電流指令値に追従させる際、トル
ク電流指令と励磁電流指令とを演算し、また、各相の電
流を検出しその検出値を座標変換することによりトルク
電流と励磁電流とを求め、トルク電流指令値とトルク電
流検出値とを比較すことによりトルク電流誤差を求め、
励磁電流指令値と励磁電流検出値とを比較することによ
り励磁電流誤差を求める。続いて、トルク電流誤差から
トルク電流制御電圧の極性とトルク電流ＰＷＭ制御信号
を求め、励磁電流誤差から励磁電流制御電圧の極性と励
磁電流ＰＷＭ制御信号を求める。さらに、磁束の回転角
とトルク電流制御電圧の極性と励磁電流制御電圧の極性
とに基づいて、トルク電流制御相とトルク電流制御相の
極性、励磁電流制御相と励磁電流制御相の極性、基準電
位相と基準電位相の極性を求める。そして、トルク電流
制御相の出力電位を、トルク電流ＰＷＭ制御信号とトル
ク電流制御相の極性により決定し、励磁制御相の出力電
位を、励磁電流ＰＷＭ制御信号と励磁電流制御相の極性
により決定し、基準電位相の出力電位を、基準電位相の
極性により決定する。

このように、第２の実施例では、トルク電流誤差からト
ルク電流制御相の出力電位が制御され、また、励磁電流
誤差から励磁電流制御相の出力電位が制御され、残りの
基準電位相の出力電位は基準電位相の極性に基づいてい
ずれかの電位に固定される。

ゆえに、ＰＷＭ制御される相の数は２相となり独立変数
の数と一致する。そのため、相と相との間で干渉が起こ
ることはない。また、トルク電流と励磁電流がそれぞれ
独立に制御されるので、トルク電流と励磁電流との間の
干渉も起こらない。

さらに、磁束の回転角とトルク電流制御電圧の極性と励
磁電流制御電圧の極性とに基づいて、トルク電流制御相
とトルク電流制御相の極性、励磁電流制御相と励磁電流
制御相の極性、基準電位相と基準電位相の極性を求める
ため、適切な４現象動作、すなわち、回転方向の正／逆
、負荷状態の力行／回生を問わずいずれの状態でも連続
的に最適な出力電位の決定が可能になる。

トルク電流制御演算手段においては、トルク電流誤差の
瞬時値をヒステリシスコンパレータにかけることにより
、トルク電流の瞬時値が許容値内に収まるようにトルク
電流ＰＷＭ制御信号が演算される。また、トルク電流制
御電圧の極性もトルク電流誤差の瞬時値をヒステリシス
コンパレータにかけることにより検出する。

ゆえに、連応性の高いトルク電流制御ならびに遅れの少
ないトルク電流制御電圧の極性の検出が可能になる。そ
の結果、速度制御等の各種ゲインも高く設定でき、制御
精度も向上する。

励磁電流制御演算手段においては、励磁電流誤差の瞬時
値をヒステリシスコンパレータにかけることにより、励
磁電流の瞬時値が許容値内に収まるように励磁電流ＰＷ
Ｍ制御信号が演算される。

また、励磁電流制御電圧の極性も励磁電流誤差の瞬時値
をヒステリシスコンパレータにかけることにより検出す
る。

ゆえに、連応性の高い励磁電流制御ならびに遅れの少な
い励磁電流制御電圧の極性の検出が可能になる。その結
果、速度制御等の各種ゲインも高く設定でき、制御精度
も向上する。

さらに、簡単なヒステリシスコンパレータだけで構成で
きるため、励磁電流制御演算手段を構成する制御回路の
コンパクト化、低コスト化が可能になる。

トルク電流制御演算手段においては、トルク電流のＰＷ
Ｍ周波数ｆ、を検出し、ｆｑが所定値ｆ９８になるよう
に、ヒステリシスコンパレータのヒステリシス幅を変化
させている。

上記のように、トルク電流制御演算におけるヒステリシ
スコンパレータのヒステリシス幅を運転状態に応じて変
化させるため、トルク電流ＰＷＭ制御のスイッチング周
波数ならびにトルク電流制御電圧の極性の検出速度を自
由に設定できる。そのため、スイッチング周波数をイン
バータを構成する半導体素子の上限周波数に設定するこ
とにより、そのシステムで得られる限界の制御精度を常
に確保すことができる。また、トルク電流制御電圧の極
性の検出速度もそのシステムから決まる最適値に設定す
ることができる。

励磁電流制御演算手段にふいては、励磁電流のＰＷＭ周
波数ｆｄを検出し、ｆｄが所定値ｆｄ８になるように、
ヒステリシスコンパレータのヒステリシス幅を変化させ
ている。このように、励磁電流制御演算におけるヒステ
リシスコンパレータのヒステリシス幅を運転状態に応じ
て変化させるため、励磁電流ＰＷＭ制御のスイッチング
周波数ならびに励磁電流制御電圧の極性の検出速度を自
由に設定できる。そのため、スイッチング周波数をイン
バータを構成する半導体素子の上限周波数に設定するこ
とにより、そのシステムで得られる限界の制御精度を常
に確保することができる。また、励磁電流制御電圧の極
性の検出速度もそのシステムから決まる最適値に設定す
ることができる。

制御相電位演算手段においては、制御相演算手段ならび
に出力電位制御手段の一部をルックアップテーブルによ
り構成している。ゆえに、制御相電位演算が極めて簡単
になり、制御回路のコンパクト化、低コスト化が実現す
る。

また、制御相電位演算手段においては、各相の上下のト
ランジスタの内、電流が流れるべきではない片側のトラ
ンジスタを常時ＯＦＦ状態に固定する。そのため、上下
のトランジスタの動作遅れから発生するアーム短絡の危
険性はなくなりデッドタイムを設ける必要はなくなる。

さらに、制御相電位演算手段においては、各相の陽極側
のトランジスタと陰極側のトランジスタとの間で、一方
のトランジスタがＯＮからＯＦＦになってから一定の期
間、他方のトランジスタに対してデッドタイムを設け、
一方のトランジスタがデッドタイム以上の期間ＯＦＦ状
態を維持していた場合には、他方のトランジスタに対し
てデッドタイムを設けない。このように、インバータ１
アームの上下のトランジスタの内、一方のトランジスタ
がデッドタイム以上の期間ＯＦＦ状態を維持していた場
合には、他方のトランジスタに対してデッドタイムを設
けないため、デッドタイムのない制御が可能になる。そ
の結果、制御精度と応答性が向上する。また、万一デッ
ドタイム期間以上のＯＦＦ状態が確保されなくても、Ｏ
ＮからＯＦＦになってから一定の期間、他方のトランジ
スタに対してデッドタイムが設けられるので常に安全性
が確保される。

制御相電位演算において、トルク電流制御相の出力電位
が基準電位相の電位と一致するときには、励磁電流制御
相の出力電位も基準電位相の電位に一致させている。ゆ
えに、モータに零電圧の加わっている期間を増加させる
。また、トルク電流制御相の出力電位が基準電位相の電
位と一致しているときに、励磁電流制御相の出力電位だ
けが基準電位相の電位と異なることはない。これにより
、はぼトルク電流の方向に位置する理想的な電圧に対し
て位相が大きくずれる電圧ベクトルの選択が禁止される
。その結果として、電流誤差の変化は緩やかになり、電
流制御精度を向上させることが可能になる。

第１５図は、本発明の第１の発明、第２の発明、第５の
発明、第６の発明、第９の発明、第１０の発明、第１１
の発明、第１５の発明、第１６の発明より成る第３の実
施例のインバータの電流制御装置を示すものである。以
下、第３の実施例について説明するが、第１および第２
の実施例と同様な部分については同一の符号を付して説
明を省く。

電流指令演算手段９０は、回転速度指令ωｍ５とモータ
回転角θ、を入力し、θ１を微分することにより回転速
度ωを求め、ωイとωに基づいて電流指令ＩＱ、ｉｄ”
とトルク電流指令の極性ｓｉｇｎ　ｉ９１を演算出力す
る。この演算は、一般に誘導電導機のベクトル制御と呼
ばれるものである。演算の過程で得られる励磁電流ｉｄ
の回転角は、磁束の回転角θとして出力する。

トルク電流誤差演算手段７１では、トルク電流指令１９
ゞとトルク電流指令ｌ、を比較しトルク電流誤差Δｉ、
を求める。

励磁電流誤差演算手段８１では、励磁電流指令１ｄＩＩ
と励磁電流指令ｌｄとを比較し励磁電流誤差Δｉ、を求
める。

トルク電流制御演算手段９１は、トルク電流誤差Δｌ、
を入力しトルク電流ＰＷＭ制御信号Ｃｑｌとトルク電流
制御電圧ｖｑの極性Ｃｑ２を演算出力する。

励磁電流制御電圧手段９２は、前記励磁電流誤差Δｉ、
を入力し励磁電流ＰＷＭ制御信号Ｃｄｌと励磁電流制御
電圧ｖｄの極性Ｃｄ２を演算出力する。

制御相電位演算手段９５は、前記トルク電流指令の極性
ｓｉｇｎ　ｉ　ｑ”と前記トルク電流ＰＷＭ制御信号Ｃ
ｑｌと前記トルク電流制御電圧Ｖ、の極性Ｃｑ２と励磁
電流ＰＷＭ制御信号Ｃｄｌと励磁電流制御電圧ｖｄの極
性Ｃｄ２とを入力し、インバータ７４を構成するトラン
ジスタＴｒｕ＋〜Ｔｒｙ−のオン・オフ信号を出力する
。

インバータ７４は、直流電源が電圧Ｖｄの電圧源からな
る電圧形インバータで構成されており交流電動機９３を
駆動している。この交流電動機９３は、かご形誘導電動
機である。

電流検出手段は、電流検出器７６．７７と座標変換器８
９から構成されており、相電流１ｕ、ｉＶを検出し、さ
らに座標変換することによりトルク電流１．と励磁電流
ｌ、を求める。

回転角検出手段９４は、交流電動機９３に回転角センサ
を取り付けることにより、ロータの回転角θ、を検出し
ている。

第１６図はトルク電流制御演算手段９１と励磁電流制御
演算手段９２との詳細な回路構成を示したものである。

前記トルク電流制御演算手段９１は、ＰＩ制御器９１ａ
と加減算器９１ｂ、９１Ｃとコンパレータ９１ｄ、９１
ｅとフリップフロップ９１ｆと反転器９１ｇとＡＮＤゲ
ート９１ｈ、９１ｉとＯＲゲート９１ｊとにより構成さ
れており、これらによりトルク電流ＰＷＭ演算手段とト
ルク電圧極性演算手段とを形成している。

ＰＩ制御器９１ａはトルク電流誤差Δｌ、を入力し、Ｐ
Ｉ演算Ｖ　ｑ”　”　ＫＩＩＱΔｉｑ＋ＫｉｑｆΔｉ　ｑｄｔ
　　＝−（５）により、トルク電流制御電圧指令ｖ　９
Ｒを演算している。加減算器９１ｂは、トルク電流制御
電圧指令ｖ９１と、定数Ｖｄ／２と、上限がＶｄ　／’
２で下限が−Ｖｄ／２の三角波ｅｔを人力し、ｖｑ”＋
Ｖｄ／２＋ｅｔを演算出力する。続いてコンパレータ９
１ｄは、ｖｑ”＋Ｖｄ　／２＋ｅ　ｔを０レベルでコン
パレートし、正のとき１を負のとき０を出力する。加減
算器９１ｂとコンパレータ９１ｄの機能は、トルク電流
制御電圧指令ｖ９８と上限がＶｄで下限が０の三角波ｅ
Ｌとを比較することに相当する。加減算器９１ｃは、ト
ルク電流制御電圧指令ｖ９１と、定数ｖｄ／２と、上限
がＶｄ／２で下限が−Ｖｄ／２の三角波ｅｔを入力し、
ｖｑ１−Ｖｄ／２＋ｅｔを演算出力する。続いてコンパ
レータ９１ｅは、ｖｑ”−Ｖｄ　／　２＋ｅ　ｔを０レ
ベルでコンパレートし、正とき１を負のとき０を出力す
る。加減算器９１ｃとコンパレータ９１ｅの機能は、ト
ルク電流制御電圧指令■９１と上限が０で下限が−Ｖｄ
の三角波ｅ、とを比較することに相当する。フリップフ
ロップ９１ｆは、コンパレータ９１ｄの出力をセット端
子Ｓに入力し、コンパレータ９１ｅの出力を反転器９１
ｇを介して反転した信号をリセッＨ１子Ｒに人力する。

そして、Ｑ出力をＡＮＤゲート９ｔｈに、ζ出力をＡＮ
Ｄゲート９１１に出力する。ここで、Ｑ出力は、トルク
電流制御電圧Ｖ、の極性Ｃｑ２に相当する。ＡＮＤゲー
ト９１ｈは、コンパレータ９１ｄの出力とフリップフロ
ップ９１ｆのＱ出力をＡＮＤ論理演算し、その結果をＯ
Ｒゲート９１ｊに出力する。

ＡＮＤゲート９１ｉは、コンパレータ９１ｅの出力とフ
リップフロップ９１ｆのζ出力をＡＮＤ論理演算し、そ
の結果をＯＲゲート９１Ｊに出力する。そして、ＯＲゲ
ート９１ｊは、ＡＮＤゲート９１ｈとＡＮＤゲート９１
ｉの出力をＯＲ論理演算し、その結果をトルク電流ＰＷ
Ｍ制御信号Ｃｑｌとして出力する。

前記励磁電流制御演算手段９２は、ＰＩ制御器９２ａと
加減算器９２ｂ、９２Ｇとコンパレータ９２ｄ、９２ｅ
とフリップフロップ９２ｆと反転器９２ｇとＡＮＤゲー
ト９２ｈ、９２ｉと○Ｒアゲ−９２ｊにより構成されて
おり、これらにより励磁電流ＰＷＭ演算手段と励磁電圧
極性演算手段を形成している。

ＰＩ制御器９２ａは励磁電流誤差Δｌｄを入力し、ＰＩ
演算ｖｄ”＝ＫｐｄΔｉ、＋ＫｉｄｆΔｉａ　ｄｔ　　”・
（６）により、励磁電流制御電圧指令ｖｄ８を演算する
。

加算器９２ｂは、励磁電流制御電圧指令ｖｄ１と、定数
Ｖｄ／２と、上限がＶｄ／２で下限が−Ｖｄ／２の三角
波ｅ、を入力し、ｖｄ”＋Ｖｄ　／　２　＋　ｅｔを演
算出力する。続いてコンパレータ９２ｄは、ｖ　ｃｌ”
＋　Ｖｄ　／　２＋　ｅ　ｔを０レベルでコンパレート
し、正のとき１を負のとき０を出力する。加減算器９２
ｂとコンパレータ９２ｄの機能は、励磁電流制御電圧指
令ｖｄ′″の上限がＶｄで下限が０の三角波ｅ、とを比
較することに相当する。加算器９２Ｃは、励磁電流制御
電圧指令■ｄ１と、定数Ｖｄ／２と、上限がＶｄ／２で
下限が−Ｖｄ／２の三角波ｅ、とを人力し、Ｖｄ”　　
Ｖｄ　／　２　＋ｅ　ｔを演算出力する。続いてコンパ
レータ９２ｅは、ｖｄｌ−Ｖｄ／２＋ｅｔを０レベルで
コンパレートし、正のとき１を負のときＯを出力する。

加減算器９２Ｃとコンパレータ９２ｅの機能は、励磁電
流制御電圧指令ｖｄ８と上限が０で下限が−Ｖｄの三角
波ｅｔとを比較することに相当する。フリップフロップ
９２ｆは、コンパレータ９２ｄの出力ヲセット端子Ｓに
入力し、コンパレータ９２ｅの出力を反転器９２ｇを介
して反転した信号をリセット端子Ｒに人力する。そして
、Ｑ出力をＡ　Ｎ　Ｄゲート９２ｈに、ζ出力をＡ　Ｎ
　Ｄゲート９２１に出力する。ここで、Ｑ出力は、励磁
電流制御電圧Ｖ。

の極性Ｃｄ２に相当する。ＡＮＤゲート９２ｈは、コン
パレータ９２ｄの出力とフリップフロップ９２ｆのＱ出
力をＡＮＤ論理演算し、その結果をＯＲゲート９２Ｊに
出力する。ＡＮＤゲート９２１は、コンパレータ９２ｅ
の出力とフリップフロップ９２ｆのζ出力をＡＮＤ論理
演算し、その結果をＯＲゲート９２ｊに出力する。そし
て、ＯＲゲート９２ｊは、ＡＮＤゲート９２ｈとＡＮＤ
ゲート９２１の出力をＯＲ論理演算し、その結果を励磁
電流Ｐ’ｖＶＭ制御信号Ｃｄｌとして出力する。

制御相電位演算手段９５は、前記トルク電流指令の極性
ｓｉｇｎ　ｉ　ｑ”と前記トルク電流ＰＷＭ制御信号Ｃ
ｑｌと前記トルク電流制御電圧Ｖ、の極性Ｃｑ２と励磁
電流ＰＷＭ制御信号Ｃｄｌと励磁電流制御電圧Ｖ、の極
性Ｃｄ２とを人力し、インバータ７４を構成するトラン
ジスタＴｒｕ＋〜Ｔｒｗ−のオン°・オフ信号を出力す
る。

ここでの、各相の電位決定の手順は、第１２の発明と第
１７の発明を採用していない点で第２の実施例と若干異
なる。

すなわち、出力電位演算手段では、トルク電流ＰＷＭ制
御信号Ｃｑｌとトルク電流制御相の極性を乗算すること
により得られる極性をトルク電流制御相の電位とし、励
磁電流ＰＷＭ制御信号と励磁電流制御相の極性とを乗算
することにより得られる極性を励磁電流制御相の電位と
し、また基準電位相の極性を基準電位相の電位としてい
る。しかし、トルク電流制御相の出力電位が基準電位相
の電位と一致するときに、励磁電流制御相の出力電位も
基準電位相の電位に一致させる操作は行わない。そして
、各相の電位が十の場合にはインバータの直流電源陽極
側に接続されたトランジスタをＯＮとし、陰極側に接続
されたトランジスタを０ＦＦとする。逆に、各相の電位
が−の場合にはインバータの直流電源陽極側に接続され
たトランジスタをＯＦＦとし、陰極側に接続されたトラ
ンジスタをＯＮとする。ただし、トルク電流の絶対値が
励磁電流の絶対値の１／２より大きい場合に限っては、
トルク電流指令の極性とトルク電流制御相の極性とを乗
算した結果が十のとき、トルク電流制御相の直流電源陰
極側に接続されたトランジスタを常時ＯＦＦとし、トル
ク電流指令の極性とトルク電流制御相の極性とを乗算し
た結果が−のとき、トルク電流制御相の直流電源陽極側
に接続されたトランジスタを常時ＯＦＦとする。なお、
トルク電流１〉１励磁電流／２１という条件は、トルク
電流制御相の電流が、上下のトランジスタの内、片側の
トランジスタだけに流れるための条件である。

上記のトルク電流制御相、トルク電流制御電圧、励磁電
流制御相、励磁電流制御電圧、基準電位相の各極性、ト
ルク電流ＰＷＭ制御信号、励磁電流Ｐ’ｖＶＭ制御信号
、ｕ　−ｗ相の電位を表にすると表６のようになる。ま
た、表６に対するトランジスタのオン・オフ状態を表に
すると、１トルク電流〉１励磁電流／２１の場合には、
表２のようになり、１トルク電流１≦１励磁電流／２１
の場合には、表７のようになる。なお、表２または表７
中のＯＮ１０　Ｆ　Ｆは表３によって決定される。

座標変換器８９については、表２の実施例と全く同様で
あるので詳細は省く。

上述の構成より成る第３の実施例においては、インバー
タの出力電流を所望の電流指令値に追従させる際、トル
ク電流指令と励磁電流指令とを演算し、また、各相の電
流を検出しその検出値を座標変換することによりトルク
電流と励磁電流を求め、トルク電流指令値とトルク電流
検出値とを比較することによりトルク電流誤差を求め、
励磁電流指令値と励磁電流検出値とを比較することによ
り励磁電流誤差を求める。続いて、トルク電流誤差から
トルク電流制御電圧の極性とトルク電流ＰＷＭ制御信号
とを求め、励磁電流誤差から励磁電流制御電圧の極性と
励磁電流ＰＷＭ制御信号とを求める。さらに、磁束の回
転角とトルク電流制御電圧の極性と励磁電流制御電圧の
極性とに基づいて、トルク電流制御相とトルク電流制御
相の極性、励磁電流制御相と励磁電流制御相の極性、基
準電位相と基準電位相の極性を求める。そして、トルク
電流制御相の出力電位を、トルク電流ＰＷＭ制御信号と
トルク電流制御相の極性により決定し、励磁制御相の出
力電位を、励磁電流ＰＷＭ制御信号と励磁電流制御相の
極性により決定し、基準電位相の出力電位を、基準電位
相の極性により決定する。

このように、第３の実施例では、トルク電流誤差からト
ルク電流制御相の出力電位が制御され、また、励磁電流
誤差から励磁電流制御相の出力電位が制御され、残りの
基準電位相の出力電位は基準電位相の極性に基づいてい
ずれかの電位に固定される。

ゆえに、ＰＷＭ制御される相の数は、２相となり独立変
数の数と一致する。そのため、相と相との間で干渉が起
こることはない。また、トルク電流と励磁電流がそれぞ
れ独立に制御されるので、トルク電流と励磁電流との間
の干渉も起こらない。

トルク電流制御演算手段においては、前記トルク電流誤
差を比例積分（Ｐ−１）制御演算しその結果を最小値が
零である正の三角波および最大値が零である負の三角波
と比較し、比例積分制御演算結果が正の三角波より大き
い場合トルク電流制御電圧の極性を正として前記比例積
分制御演算結果が負の三角波より小さい場合トルク電流
制御電圧の極性を負とし、前記比例積分制御演算結果が
正の三角波以下で、かつ、負の三角波以上の場合トルク
電流制御電圧の極性はそれまでの極性を保持する。また
、トルク電流制御電圧の極性が正のとき、前記比例積分
制御演算結果と正の三角波との比較結果をトルク電流Ｐ
ＷＭ制御信号とし、トルク電流制御電圧の極性が負のと
き、前記比例積分制御演算結果と負の三角波との比較結
果をトルク電流ＰＷＭ制御信号とする。

上記のように、第３の実施例ではトルク電流ＰＷＭ制御
信号をトルク電流誤差の比例積分制御演算結果と三角波
との比較結果により求めるため、トルク電流ＰＷＭ制御
のスイッチング周波数と三角波の周波数が一致する。そ
のため、インバータのスイッチング周波数の管理が容易
になる。仮に、インバータを構成するトランジスタの上
限周波数に設定すれば、そのシステムで得られる限界の
制御精度を常に確保することができる。

また、トルク電流誤差の比例積分制御演算はフィルタリ
ングの効果があるためノイズに強いといった効果も得ら
れる。

励磁電流制御演算手段においては、前記励磁電流誤差を
比例積分（Ｐ−Ｉ）制御演算しその結果を最小値が零で
ある正の三角波および最大値が零である負の三角波と比
較し、比例積分制御演算結果が正の三角波より大きい場
合励磁電流制御電圧の極性を正とし、前記比例積分制御
演算結果が負の三角波より小さい場合励磁電流制御電圧
の極性を負とし、前記比例積分制御演算結果が正の三角
波以下で、かつ、負の三角波以上の場合励磁電流制御電
圧の極性はそれまでの極性を保持する。また励磁電流制
御電圧の極性が正のとき、前記比例積分制御演算結果と
正の三角波との比較結果を励磁電流ＰＷＭ制御信号とし
、励磁電流制御電圧の極性が負のき、前記比例積分制御
演算結果と負の三角波との比較結果を励磁電流ＰＷＭ制
御信号とする。

上記のように、第３の実施例では励磁電流ＰＷＭ制御信
号を励磁電流誤差の比例積分制御演算結果と三角波との
比較結果により求めるため、励磁電流ＰＷＭ制御のスイ
ッチング周波数と三角波の周波数が一致する。そのため
、インバータのスイッチング周波数の管理が容易になる
。仮に、インバータを構成するトランジスタの上限周波
数に設定すれば、そのシステムで得られる限界の制御精
度を常に確保することができる。

また、励磁電流誤差の比例積分制御演算はフィルタリン
グの効果があるためノイズに強いといった効果も得られ
る。

その結果、制御精度と応答性が向上する。またトランジ
スタをドライブするための電力も半分に低減できる。

さらに、制御相電位演算手段においては、各相の陽極側
のトランジスタと陰極側のトランジスタとの間で、一方
のトランジスタがＯＮからＯＦＦになってから一定の期
間、他方のトランジスタに対してデッドタイムを設け、
一方のトランジスタがデッドタイム以上の期間ＯＦＦ状
態を維持していた場合には、他方のトランジスタに対し
てデッドタイムを設けない。

上記のように、インバータ１アームの上下のトランジス
タの内、一方のトランジスタがデッドタイム以上の期間
ＯＦＦ状態を維持していた場合には、他方のトランジス
タに対してデッドタイムを設けないため、デッドタイム
のない制御が可能になる。その結果、制御精度と応答性
が向上する。

また、万一デッドタイム期間以上のＯＦＦ状態が確保さ
れなくても、ＯＮからＯＦＦになってから一定の期間、
他方のトランジスタに対してデッドタイムが設けられる
ので常に安全性が確保される。

また、磁束回転角検出手段において、誘導電動機のベク
トル制御の励磁電流回転角を磁束回転角としている。

このように、磁束回転角が回転子の回転角から定まらな
いモータまたは磁束回転角を検出できないようなモータ
　（例えば、リニアモータ）に対しても、本発明による
インバータの電流制御装置を適用できる。

なお、上記実施例では、アナログ回路およびロジック回
路により構成したが、マイクロコンピュータを用いて構
成することもできる。

インバータについても、トランジスタ以外にＦＥＴ、Ｓ
ＩＴを用いて構成することができる。

また、本発明で定義しているｑ軸およびｄ軸は、発明の
詳細な説明するために導入したものであり、別の軸の選
び方もありえる。例えば、ｑ軸を磁束の位相角に対して
９０度遅れた方向に選んだ場合には、上記のｑ軸電流制
御相に関する極性をすべて反転することにより本発明を
実現できる。

また、実施例においては、ｑ軸のｄ軸に対する位相角を
、磁束が正弦波状に分布する電動機について９０度進み
として述べたが、これに限らず、磁束の分布状態に応じ
て、ｑ軸、ｄ軸およびそれらが成す角を任意に選ぶこと
ができる。さらに巻線についても、正弦波状に分布して
いるものと仮定しているが、それ以外の場合にも、ｉ９
、ｉ。

を求める座標変換式を変更し実際のトルクに比例したト
ルク電流を演算させることにより、トルクリップルのな
い制御を実現することができる。

また、その他の第２〜第１７の発明は、実施例以外の組
合せで構成することもできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の電流制御系の説明図、第２図は従来の瞬
時値電流制御方式の説明図、第３図は従来の平均値電流
制御方式の説明図、第４図は従来のａ−ｑ軸上での電流
制御方式の説明図、第５図は従来のｄ−ｑ軸上での電流
制御方式の電圧ベクトル選択法の説明図、第６図は第３
の発明の基本概念図、第７図は第５の発明の基本概念図
、第８図は第１の実施例の回路構成図、第９図は第１の
実施例の詳細回路構成図、第１０図は第１の実施例の制
御相演算手段の説明図、第１１図はＴｄ回路の動作説明
図、第１２図は第１実施例の変形例の制御相の説明図、
第１３図は第２の実施例の回路構成図、第１４図は第２
の実施例の詳細回路構成図、第１５図は第３の実施例の
回路構成図、第１６図は第３の実施例の詳細回路構成図
である。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）半導体素子とダイオードとを逆並列に接続した電
気弁を直列接続し前記電気弁の直列回路の両端を直流電
源の正側と負側に接続したインバータの前記直列接続点
に誘導性負荷を接続し、前記誘導性負荷に流れる電流を
パルス幅変調制御するインバータの電流制御装置におい
て、負荷に発生する磁束に対し位相が一定の基準角異なる方
向をｑ軸と定義すると共にｑ軸方向の電流成分をｑ軸電
流と定義したとき、負荷に対する運転指令に応じてｑ軸電流指令を演算する
電流指令演算手段と、負荷に流れる実際のｑ軸電流を検出する電流検出手段と
、前記ｑ軸電流指令と前記ｑ軸電流検出値との誤差である
ｑ軸電流誤差を演算するｑ軸電流誤差演算手段と、前記ｑ軸電流誤差に基づいてｑ軸電流のパルス幅変調制
御演算をするｑ軸電流制御演算手段と、磁束の位相角を
検出または演算する磁束位相角検出手段と、ｑ軸電流制御演算手段の演算結果と磁束位相角とにより
ｑ軸電流制御相と基準電位相とを決定し各相の電位を制
御する制御相電位演算手段と、を設けたことを特徴とす
るインバータの電流制御装置。
（２）半導体素子とダイオードとを逆並列に接続した電
気弁を直列接続し前記電気弁の直列回路の両端を直流電
源の正側と負側に接続したインバータの前記直列接続点
に誘導性負荷を接続し、前記誘導性負荷に流れる電流を
パルス幅変調制御するインバータの電流制御装置におい
て、負荷に発生する磁束に対し位相が一定の基準角異なる方
向をｑ軸と定義すると共にｑ軸方向の電流成分をｑ軸電
流と定義し、前記負荷に発生する磁束の方向をｄ軸と定
義すると共にｄ軸方向の電流成分をｄ軸電流と定義した
とき、負荷に対する運転指令に応じてｑ軸電流指令とｄ軸電流
指令とを演算する電流指令演算手段と、負荷に流れる実
際のｑ軸電流とｄ軸電流とを検出する電流検出手段と、前記ｑ軸電流指令と前記ｑ軸電流検出値との誤差である
ｑ軸電流誤差を演算するｑ軸電流誤差演算手段と、前記ｄ軸電流指令と前記ｄ軸電流検出値との誤差である
ｄ軸電流誤差を演算するｄ軸電流誤差演算手段と、前記ｑ軸電流誤差に基づいてｑ軸電流のパルス幅変調制
御演算をするｑ軸電流制御演算手段と、前記ｄ軸電流誤
差に基づいてｄ軸電流のパルス幅変調制御演算をするｄ
軸電流制御演算手段と、磁束の位相角を検出または演算
する磁束位相角検出手段と、ｑ軸電流制御演算手段の演算結果とｄ軸電流制御演算手
段の演算結果と磁束位相角とによりｑ軸電流制御相とｄ
軸電流制御相と基準電位相とを決定し各相の電位を制御
する制御相電位演算手段と、を設けたことを特徴とする
インバータの電流制御装置。
（３）前記ｑ軸電流制御演算手段を、前記ｑ軸電流誤差
に基づいてｑ軸電流制御電圧の極性を演算するｑ軸電圧
極性演算手段と、前記ｑ軸電流誤差に基づいてｑ軸電流
のパルス幅変調制御信号を演算するｑ軸電流パルス幅変
調演算手段と、で構成し、前記制御相電位演算手段を、
ｑ軸電流制御電圧の極性と磁束位相角とにより、ｑ軸電
流制御相とｑ軸電流制御相の極性、基準電位相と基準電
位相の極性を演算する制御相演算手段と、ｑ軸電流パル
ス幅変調制御信号とｑ軸電流制御相の極性とによりｑ軸
電流制御相の電位を制御し、基準電位相の極性により基
準電位相の電位を制御する出力電位制御手段と、で構成
したことを特徴とする請求項（１）記載のインバータの
電流制御装置。
（４）前記ｑ軸電流制御演算手段を、前記ｑ軸電流誤差
に基づいてｑ軸電流制御電圧の極性を演算するｑ軸電圧
極性演算手段と、前記ｑ軸電流誤差に基づいてｑ軸電流
のパルス幅変調制御信号を演算するｑ軸電流パルス幅変
調演算手段と、で構成し、前記ｄ軸電流制御演算手段を
、前記ｄ軸電流誤差に基づいてｄ軸電流制御電圧の極性
を演算するｄ軸電圧極性演算手段と、前記ｄ軸電流誤差
に基づいてｄ軸電流のパルス幅変調制御信号を演算する
ｄ軸電流パルス幅変調演算手段と、で構成し、前記制御
相電位演算手段を、ｑ軸電流制御電圧の極性とｄ軸電流
制御電圧の極性と磁束位相角とにより、ｑ軸電流制御相
とｑ軸電流制御相の極性、ｄ軸電流制御相とｄ軸電流制
御相の極性、基準電位相と基準電位相の極性を演算する
制御相演算手段と、ｑ軸電流パルス幅変調制御信号とｑ
軸電流制御相の極性とによりｑ軸電流制御相の電位を制
御し、ｄ軸電流パルス幅変調制御信号とｄ軸電流制御相
の極性とによりｄ軸電流制御相の電位を制御し、基準電
位相の極性により基準電位相の電位を制御する出力電位
制御手段と、で構成したことを特徴とする請求項（２）
記載のインバータの電流制御装置。