CN102751931B - 交流电动机的控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种交流电动机的控制装置。根据实施方式的交流电动机的控制装置包括电流分配器和相位估计器。电流分配器通过利用控制相位分解扭矩指令，并输出对电动机的机械输出有贡献的分量作为δ轴电流指令的以及对机械输出无贡献的分量作为γ轴电流指令的。相位估计器计算电流控制器的输出和电动机的电感的电压下降量的相加量的γ轴分量变为零的相位，并输出计算出的相位作为所述控制相位。

Description

交流电动机的控制装置

技术领域

这里讨论的实施方式涉及一种交流电动机的控制装置。

背景技术

已知功率变换控制装置作为驱动没有位置传感器的交流电动机(例如，同步机、磁阻机、感应机或感应同步机)的装置的示例。该交流电动机是已知的，例如，在日本待审专利公开No.2007-300780中所公开的交流电动机。功率变换控制器包括功率变换器、电流检测器、确定功率变换器的工作频率的频率计算单元、根据频率计算单元的输出通过积分运算来计算并输出相位角信号的积分计算单元、正交二轴变换单元、二轴电流控制单元、PWM信号生成单元以及根据PWM信号控制功率变换器的PWM控制器。

正交二轴变换单元通过基于电流检测器的检测信号和积分计算单元的相位角信号执行正交二轴变换，来计算并输出具有有功分量和无功分量的二轴电流。二轴电流设置单元输出二轴电流的有功分量的电流指令值和无功分量的电流指令值。二轴电流控制单元根据正交二轴变换单元的输出与二轴电流设置单元的输出之间的差计算误差量，并根据各二轴分量的误差量，来输出电压幅度指令值。PWM信号生成单元基于二轴电流控制单元的输出和积分计算单元的相位角信号生成用于控制功率变换器的PWM信号。然后，为了使得位置传感器可以不是必不可少的，频率计算单元确定功率变换器的工作频率，以将作为二轴电流控制单元的输出的电压幅度指令值当中无功分量轴的电压幅度指令值引导到零。

传统的功率变换控制装置使用这种结构，而不使用位置和速度传感器，来通过简单的指令运算实现高效运转。

传统的功率变换控制装置几乎没有高效率控制所需的控制参数。然而，例如，作为二轴电流控制单元的输出的有功分量轴的电压幅度指令值为通过将它乘以增益值KG(其为根据无功分量轴的电压幅度指令值获得的感应电压常数的倒数)获得的值。此外，优先的是，该增益值KG被确定为功率变换器的工作频率。日本待审专利公开No.2007-300780还公开了考虑绕线电阻和电感造成的电压降的大小来执行的速度估计方法。这里，直接使用电动机常数或者用增益值Kγ简单替换电动机常数。

此外，假设二轴电流设置单元控制这样的电动机，即，感应电压基本上大于由绕线电阻和电感造成的电压降的大小，使得由电压矢量和与磁通量分量轴(d轴)垂直的q轴形成的角(相差角β)变小的电动机，也就是说，以功率因数基本为“1”的方式可以确定指令值并且可以忽略无功功率的电动机。公开了直接使用电动机常数和功率因数角β的γ轴电流Iγ的设置方法。在该设置方法中，需要根据工作状态改变控制增益，或者电流指令的计算方法变得复杂。

这样，日本待审专利公开No.2007-300780假设控制对象是基本使用永磁体的电动机。因此，当控制对象是在功率因数为“1”时不易象同步磁阻电动机一样工作的电动机、或者电动机特征变化大的电动机时，很难说无位置传感器的运转和简单高效运转这两个运转可以兼容。

因此，根据多个实施方式的一个方面，这些实施方式的一个目的是提供一种即使电动机特性根据工作状态而显著变化也能够进行鲁棒且高效率的无位置传感器驱动的交流电动机的控制装置。

发明内容

根据多个实施方式的一个方面的交流电动机的控制装置包括电流分配器、电流控制器、电压降计算器、电压指令器、相位估计器和逆变器电路。电流分配器通过利用控制相位分解交流电动机的扭矩指令，并输出对交流电动机的机械输出有贡献的分量作为δ轴电流指令以及对机械输出无贡献的分量作为γ轴电流指令。电流控制器以δ轴电流指令和γ轴电流指令分别与流进交流电动机的δ轴电流和γ轴电流相同的方式执行控制。电压降计算器计算交流电动机的电感和绕线电阻的电压下降量。电压指令器基于电流控制器的输出和电压降计算器的输出，来输出对交流电动机的电压指令。相位估计器计算至少一个相位并输出计算出的相位作为所述控制相位，所述至少一个相位是所述电流控制器的输出和所述电感的电压下降量的相加量的γ轴分量变为零的相位、和通过对所述相加量进行积分获得的δ轴分量变为零的相位二者中的至少一个相位。逆变器电路基于电压指令向交流电动机施加电压。

根据多个实施方式的一个方面，即使在功率因数“1”或电动机的电动机特性显著变化时不易操作电动机，也可以提供可以针对电动机特性的变化执行鲁棒且高效率无位置传感器运转的交流电动机的控制装置。

附图说明

通过以下的详细说明，结合附图，可以更加清楚地理解本发明及其优点，其中：

图1是根据第一实施方式的交流电动机的控制装置的总体控制框图；

图2是根据第一实施方式的电流分配器的控制框图；

图3是根据第一实施方式的电压指令器的控制框图；

图4是根据第一实施方式的电压误差补偿器的控制框图；

图5是根据第一实施方式的相位估计器的控制框图；

图6是根据第二实施方式的电流分配器的控制框图；

图7是根据第二实施方式的探测信号创建器的控制框图；

图8A是解释相位估计器的第一变形例的控制框图；

图8B是解释相位估计器的第二变形例的控制框图；

图8C是解释相位估计器的第三变形例的控制框图；

图8D是解释相位估计器的第四变形例的控制框图；

图8E是解释相位估计器的第五变形例的控制框图；以及

图9A和9B是解释最大频率运转时的负荷扭矩与基于定子磁通轴的电流矢量相位之间的关系的图。

具体实施方式

在解释多个实施方式的具体操作之前，对这些实施方式进行基本原理的说明。

(控制坐标系)

作为本实施方式中的控制对象的交流电动机的电压公式由式(1)表示。

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{vd}\\ \mathrm{vq}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}R+\mathrm{pLd}& -\mathrm{\ω}\·\mathrm{Lq}\\ \mathrm{\ω}\·\mathrm{Ld}& R+\mathrm{pLq}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{id}\\ \mathrm{iq}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ \mathrm{\ω}\·\mathrm{\φm}\end{array}\right]---\left(1\right)$

在稳定状态(电流微分0)下、与交流电动机的反电动势相对应的电压vo(vod，voq)由式(2)表示，其是通过从施加到交流电动机的施加电压v(vd，vq)减去在绕线电压R处的电压下降量Ri(R·id，R·iq)获得的。

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{vod}\\ \mathrm{voq}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\mathrm{vd}-R\·\mathrm{id}\\ \mathrm{vq}-R\·\mathrm{iq}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}-\mathrm{\ω}\·\mathrm{Lq}\·\mathrm{iq}\\ \mathrm{\ω}\·\mathrm{Ld}\·\mathrm{id}+\mathrm{\ω}\·\mathrm{\φm}\end{array}\right]---\left(2\right)$

电动机的发生扭矩T由磁扭矩(第一项)和电感扭矩(第二项)的合成来表示，并由式(3)来计算电动机的发生扭矩T。

$T=\frac{3}{2}P\{\mathrm{\φm}\·\mathrm{iq}+(\mathrm{Ld}-\mathrm{Lq})\mathrm{id}\·\mathrm{iq}\}---\left(3\right)$

此外，由于在控制对象是同步电感电动机时由永磁体导致的主磁通不存在，因此只需要在式(3)中就够了。

此外，作为电动机的输入的表观功率S通过利用有功功率P和无功功率Q来计算，如式(4)所示。

$S=\sqrt{P^2+Q^2}---\left(4\right)$

有功功率P由绕线电阻导致的铜损(焦耳损耗)与机械输出Po的合成所示的式(5)来表示，而无功功率Q由式(6)来表示。然而，不考虑铁损。

$P=\mathrm{vd}\·\mathrm{id}+\mathrm{vq}\·\mathrm{iq}$

$=R({\mathrm{id}}^2+{\mathrm{iq}}^2)+\frac{3}{2}\mathrm{P\ω}\{\mathrm{\φm}\·\mathrm{iq}+(\mathrm{Ld}-\mathrm{Lq})\mathrm{id}\·\mathrm{iq}\}---\left(5\right)$

Q＝vq·id-vd·iq＝ω(Ld·id²+Lq·iq²)    (6)

通过从有功功率P减去铜损所获得的电功率Po由式(7)表示，并且是仅由机械输出Po构成的电功率。

$\mathrm{Po}=(\mathrm{Vd}-R\·\mathrm{id})\·\mathrm{id}+(\mathrm{vq}-R\·\mathrm{iq})\·\mathrm{iq}$

$=\frac{3}{2}\mathrm{P\ω}\{\mathrm{\φm}\·\mathrm{iq}+(\mathrm{Ld}-\mathrm{Lq})\mathrm{id}\·\mathrm{iq}\}---\left(7\right)$

这里，假设定义控制轴，对交流电动机的机械输出有贡献的分量为δ轴分量而对机械输出无贡献的分量为γ轴分量，并且通过从施加到交流电动机的施加电压减去在绕线电阻R处的电压下降量所获得的电压的γ轴分量为零。这意味着通过对式(2)执行坐标变换所获得的γ轴电压Vγ和γ轴电流iγ定义了满足式(8)的关系的γ-δ轴。

vγ-R·iγ＝0         (8)

在本实施方式中，通过利用以这种方式定义的γ-δ轴作为控制轴来驱动交流电动机。

(鲁棒控制、高效率控制)

以使得电压矢量与控制轴相同的方式控制电流矢量相位、或者以使得电流矢量与控制轴相同的相反方式控制电压矢量的传统控制导致功率因数控制。当作为控制对象的交流电动机是诸如永磁体型电动机(其中，对于感应电压基本可以忽略电枢反应)的电动机时，因为功率因数可以大致控制为“1”，因此相对容易执行该控制。然而，诸如不产生感应电压的同步磁阻电动机的电动机不容易执行功率因数控制。

当控制对象是同步磁阻电动机时，电动机的电感值根据负荷扭矩变化大。为了实现与负荷扭矩无关地高效率运转，需要利用负荷扭矩函数事先测量电感值，然后例如嵌入特性值作为表或者近似函数，或者执行复杂计算。

然而，当γ-δ轴表示为控制轴时，与诸如负荷扭矩和转数的运转条件无关，尽管在循环运转(play and replay)过程中电流矢量相位的符号被反转，但是大小可以近似为大致恒定值。

因此，假设γ-δ轴是控制轴，当使用永磁体的电动机(也就是说，能够控制无功功率大致为零的电动机)是控制对象时，可以通过仅以使得γ轴分量电流变为零(也就是说，电流矢量与δ轴方向相同)的方式执行控制，来实现高效率运转。

此外，当控制对象是例如不使用永磁体的同步磁阻电动机的、功率因数原本就差并且无功功率不能控制为零的电动机时，可以通过仅以使得在π/4的相位处向电抗电压ωLi施加电流(也就是说，使得电流矢量相对于γ轴变为π/4)的方式执行控制，来实现高效率运转。该理由是用于执行高效率运转的电流矢量的相位大致由来自永磁体的分量与来自发生扭矩中包含的磁阻扭矩的分量的比率确定，而且该比率在电动机为不使用永磁体的同步磁阻电动机时变为π/4。

此外，在他们中具有中等特性的电动机的情况下，可以通过将机械输出与输入功率的比率设置为电流矢量的相位，来执行高效率运转。

这样，以使得式(8)成立(也就是说，通过从施加给交流电动机的施加电压减去由绕线电阻所导致的电压降的大小所获得的电压指令矢量vo^*与δ轴方向相同(γ轴分量变为零))的方式，或者以使得定子磁通与γ轴方向相同(δ轴分量变为零)的方式，执行该控制。结果，即使不容易执行功率因数控制的交流电动机是控制对象，也可以执行鲁棒控制以应对电动机特性的变化。

此外，下面要解释的实施方式可以通过δ轴分量功率相对于输入功率变为最大的最大效率控制，来实现更高效率的运转。

此后，参照附图来解释这些实施方式。此外，相同的部件具有相同的附图标记，并且适当省略重复的说明。在以下说明中，具有γ轴和δ轴两个元素的信号称为矢量，并且该矢量在附图中用粗线表示。

第一实施方式

首先，参照图1来解释根据第一实施方式的交流电动机的控制装置的结构。图1是根据第一实施方式的交流电动机的控制装置100的总体控制框图。

如图1所示，根据本实施方式的交流电动机的控制装置100包括：减法器1和4、速度控制器2、电流分配器3A、电流控制器5、电压降计算器6、电压指令器7、相位估计器8、坐标变换器9、逆坐标变换器10、逆变器电路11和电流检测器12。控制装置100将交流电动机20作为控制对象进行驱动。

减法器1计算从外部(未示出)提供的速度指令ω^*与从相位估计器8提供的速度估计ω∧之间的差，并向速度控制器2输出该差，作为速度误差。

速度控制器2以使得从减法器1提供的速度误差变为零的方式向电流分配器3A输出作为控制输出的扭矩指令T^*。例如，速度控制器2执行比例积分控制(proportionand integral control)。

电流分配器3A通过使用从速度控制器2提供的扭矩指令T^*计算电流指令矢量i^*(iγ^*，iδ^*)并向减法器4和电压降计算器6输出该电流指令矢量。此外，电流分配器3A通过使用扭矩指令T^*、从相位估计器8提供的速度估计ω∧、从电压指令器7提供的第二电压指令矢量v^**(vγ^**，vδ^**)和从逆坐标变换器10提供的电流矢量i(iγ，iδ)，校正下面要描述的与指令负荷角有关的量。下面详细描述。

减法器4计算从电流分配器3A提供的电流指令矢量i^*与从逆坐标变换器10提供的电流矢量i之间的差，并向电流控制器5输出该差，作为电流误差。

电流控制器5针对γ轴和δ轴中各轴，以使得从减法器4提供的电流误差变为零的方式向电压指令器7输出作为控制输出的电压矢量Δ^*(Δγ^*，Δδ^*)。例如，电流控制器5执行比例积分控制。

电压降计算器6以使得作为电流控制器5的输出的电压矢量Δ^*变小的方式，计算与交流电动机20的电感有关的ωLi补偿电压和与绕线电阻有关的Ri补偿电压，并向电压指令器7输出这些电压。这是为了防止γ轴和δ轴之间的相互干扰的非干扰化而执行，并且通过使用从电流分配器3A提供的电流指令矢量i^*和从相位估计器8提供的速度估计ω∧，来计算ωLi补偿电压和Ri补偿电压。

电压指令器7接收从电流控制器5提供的电压矢量Δ^*、从电压降计算器6提供的ωLi补偿电压和Ri补偿电压、以及从逆坐标变换器10提供的电流矢量i。电压指令器7向坐标变换器9输出第二电压指令矢量v^**，并向相位估计器8输出用于相位估计的电压矢量vo^*(voγ^*，voδ^*)，作为交流电动机20的电压指令。下面详细描述。

相位估计器8通过使用从电压指令器7提供的电压矢量vo^*，来计算控制相位θ∧和速度估计ω∧。控制相位θ∧被输出到坐标变换器9和逆坐标变换器10。速度估计ω∧被输出到减法器1、电流分配器3A和电压降计算器6。下面详细描述。

坐标变换器9通过使用从相位估计器8提供的控制相位θ∧，将从电压指令器7提供的第二电压指令矢量v^**变换成三相uvw坐标电压指令矢量vuvw^*(vu^*，vv^*，vw^*)，并向逆变器电路11输出变换后的矢量。

逆坐标变换器10通过使用从相位估计器8提供的控制相位θ∧，将从电流检测器12提供的uvw坐标电流矢量iuvw(iu，iv，iw)变换成γ-δ坐标系的电流矢量i，并向电流分配器3A、减法器4和电压指令器7输出变换后的电压。

逆变器电路11基于从坐标变换器9提供的uvw坐标电压指令矢量vuvw^*向交流电动机20施加电压，以驱动交流电动机20。

电流检测器12检测交流电动机20的相电流，并将检测到的相电流输出给逆坐标变换器10，作为uvw坐标电流矢量iuvw。

接着，参照附图依次解释电流分配器3A、电压指令器7和相位估计器8。

(关于电流分配器3A的解释)

图2是例示了电流分配器3A的结构的控制框图。如图2所示，电流分配器3A包括分配单元31A和校正单元32A。

分配单元31A包括除法器301、绝对值计算器302、平方根计算器303、T-ρ表304、余弦计算器305、正弦计算器306、乘法器307和308、加法器309和下限限制器310。校正单元32A包括有功功率计算器311、乘法器312、减法器313、高通滤波器314、减法器315和比例积分控制器316。

除法器301将从速度控制器2提供的扭矩指令T^*除以预定值(扭矩常数)，来计算电流指令。绝对值计算器302计算电流指令的绝对值。平方根计算器303计算该绝对值的平方根，作为电流指令幅度Im。

基于用于根据同步磁阻电动机中的扭矩指令T^*计算电流指令幅度Im的公式，来执行除法器301、绝对值计算器302和平方根计算器303的处理。

T-ρ表304参照事先准备的表，来计算与扭矩指令T^*相对应的指令负荷角ρ^*。例如，T-ρ表304具有图9A和图9B中例示的特性。

图9A和图9B是解释了在同步磁阻电动机在γ-δ轴上以最大效率运转的条件下，负荷扭矩(水平轴)和基于定子磁通轴的电流矢量相位(垂直轴)之间的关系的图。图9A和图9B中例示了工作频率是50Hz和1Hz的情况。从图9A和图9B可以理解，在指令负荷角ρ^*与扭矩指令T^*的关系中，当同步磁阻电动机是控制对象时，即使与工作频率(也就是说，转数)无关，在无负荷时电流矢量相位过零点，符号在循环运转过程中反转，并且大小近似于大致恒定值(π/4)，也能够执行本实施方式。

尤其是，如果要求更严格地执行最大效率控制，只要能够将本实施方式配置为通过使用从校正单元32A提供的γ轴电流指令校正量Δiγ^*和相位校正角Δρ^*执行校正就足够了。

返回到图2，余弦计算器305和正弦计算器306分别计算指令负荷角ρ^*的余弦值和正弦值。

乘法器307和乘法器308分别将余弦值和正弦值乘以指令幅度Im，以计算电流指令矢量i^*的γ轴分量iγ^*和δ轴分量iδ^*。

加法器309将从下面要描述的校正单元32A提供的γ轴电流指令校正量Δiγ^*加到电流指令矢量i^*的γ轴分量iγ^*，以校正该分量。

当交流电动机20是同步磁阻电动机时，由于当γ轴电流指令iγ^*为零时，磁通不存在，从而不产生扭矩，因此下限限制器310是为了防止这样并计算作为最终的γ轴电流指令iγ^*的限制处理的输出而提供的限制器。这样，分配单元31A计算电流指令矢量i^*。

有功功率计算器311通过使用从电压指令器7提供的第二电压指令矢量v^**和从逆坐标变换器10提供的电压矢量i，例如，通过使用式(5)，来计算有功功率P。

乘法器312将从速度控制器2提供的扭矩指令T^*乘以从相位估计器8提供的速度估计ω∧，来计算机械输出Po。

减法器313从有功功率P减去机械输出Po，以计算功率差ΔP。功率差ΔP包括交流电动机20的铜损。

高通滤波器314从功率差ΔP提取通过截除低频段而获得的振动分量信号。减法器315从预定值(零)减去该振动分量信号，以使该振动分量信号的符号反转，并输出结果。

比例积分控制316以使得具有反转符号的振动分量信号变为零的方式执行例如比例积分控制，并输出该控制输出，作为γ轴电流指令校正量Δiγ^*。这样，校正单元32A计算并向分配单元31A的加法器309输出γ轴电流指令校正量Δiγ^*。此外，加法器309将γ轴电流指令校正量Δiγ^*加到γ轴电流指令iγ^*，来校正它。

这样，本实施方式具有由以如下方式计算的γ轴电流指令校正量Δiγ^*校正γ轴电流指令iγ^*的结构：通过使用交流电动机20运转时的振动分量，也就是说与负荷角变化相对应的功率差ΔP的变化量，使得功率差ΔP变为最小。由于该结构的校正量是基于电流量纲(dimension)，便于使电流量纲与分配单元31A的输出信号量纲相同，并且容易设置下限限制器310的极限值。

γ轴电流指令校正量Δiγ^*对γ轴电流指令iγ^*进行校正。这执行与以使得与输入功率相对应的δ轴分量功率变为最大的方式操作指令负荷角ρ^*的操作相同的操作。校正单元32A可以通过使用对于指令负荷角ρ^*的校正角Δρ执行计算，来直接校正指令负荷角。在这种情况下，校正单元32A的结构可以不改变。因此，只需要校正单元32A还具有表示从电流量纲到相位角量纲的变化的单位变换因数，并且将该单位变换因数加至从T-ρ表304输出的指令负荷角ρ^*就足够了。

这里，参照图2解释了电流分配器3A的结构。该结构是针对同步磁阻电动机作为控制对象而优化的结构。然而，即使控制对象是永磁式电动机或者感应电动机，该结构也可以在不脱离上述操作情形的范围的情况下，进行简化或变更。

例如，已经解释了使用γ-δ轴作为控制轴的电流矢量相位在同步磁阻电动机中可以近似为π/4。然而，当诸如永磁体型电动机的电动机为控制对象时，不必计算没有负荷时的过零指令负荷角。为此，假设指令负荷角是π/2，而不使用T-ρ表304。当计算电流幅度值Im时，可以省略绝对值计算器302和平方根计算器303。此外，因为即使在γ轴电流指令为零时永磁体型电动机也产生磁通，因此也可以省略下限限制器310。

如果高通滤波器314的截止频率和比例积分控制器316的控制增益在相位波动频率根据工作条件而改变时变化，则因为最优相位的估计精度可以有效提高，所以更加有效。

如此构造电流分配器3A，从而可以针对由交流电动机20的绕线电阻的设置误差所引起的控制轴的估计误差、和取决于负荷条件的电动机特性变化，来估计高效率运转指令负荷角。因此，可以更好地提高高效率运转的效果。

(关于电压指令器7的解释)

图3是例示了电压指令器7的结构的控制框图。图4是电压指令器7中包含的电压误差补偿器75的控制框图。如图3所示，电压指令器7包括加法器71和72、减法器73和74以及电压误差补偿器75。如图4所示，电压误差补偿器75包括加法器701、第一系数乘法器702、加法器703、积分器704、减法器705、第三系数乘法器706、第二系数乘法器707、第四系数乘法器708和积分器709。

加法器71将从电流控制器5提供的电压矢量Δ^*加到从电压降计算器6提供的ωLi补偿电压，来计算电压矢量vo^*，并将结果输出到加法器72。

加法器72将从加法器71提供的电压矢量vo^*加到从电压降计算器6提供的Ri补偿电压，来计算电压指令矢量v^*，并将结果输出到减法器73。

减法器73计算从加法器72提供的电压指令矢量v^*与从电压误差补偿器75提供的电压误差Δv之间的差，并将该差输出到减法器74、电流分配器3A和坐标变换器9，作为第二电压指令矢量v^**。

减法器74从减法器73提供的第二电压指令矢量v^**减去从电压降计算器6提供的ωLi补偿电压和Ri补偿电压，并将结果输出到电压误差补偿器75，作为电压矢量Δ^**。可以通过从电流控制器5提供的电压矢量Δ^*减去从电压误差补偿器75提供的电压误差Δv来计算电压矢量Δ^**。

接着，参照图4来解释电压误差补偿器75。

加法器701将从减法器74提供的电压矢量Δ^**加到电压误差补偿器75的积分器709的前一计算值(电压误差Δv的前一值)，并输出该结果作为vc1。第一系数乘法器702将vc1乘以预定值(与第一增益K1相对应的系数)，并输出结果作为vc2。

加法器703将vc2加到下面要描述的vc6的前一值，并且进一步从相加后的值减去下面要描述的vc7的前一值，来输出结果作为vc3。积分器704对vc3进行积分，并输出结果作为vc4。第二系数乘法器707将vc4乘以预定值(与第二增益K2相对应的系数)，并输出结果作为vc7。

减法器705从逆坐标变换器10提供的电流矢量i减去vc4，并输出结果作为vc5。第三系数乘法器706将vc5乘以预定值(与第三增益K3相对应的系数)，并输出结果作为vc6。第四系数乘法器708将vc5乘以预定值(与第四增益K4相对应的系数)，并输出结果作为vc8。

积分器709对vc8进行积分，来计算电压误差Δv。

此外，第一到第四增益(K1到K4)是分别基于式(9)到(12)的2×2矩阵。此外，式中响应频率ωv和衰减系数ζ是用于确定电压误差补偿器75的响应的设计值，Ldq是以d轴电感Ld值和q轴电感Lq值作为元素的对角矩阵，并且R是以绕线电阻值作为元素的标量矩阵。此外，Ld值用作γ轴分量的补偿增益，而Lq值用作δ轴分量的补偿增益。

$K1=\frac{1}{\mathrm{Ldq}}---\left(9\right)$

$K2=\frac{R}{\mathrm{Ldq}}---\left(10\right)$

$K3=2\mathrm{\ωv}\·\mathrm{\ξ}-\frac{R}{\mathrm{Ldq}}---\left(11\right)$

K4＝Ldq·ωv²      (12)

对于电流控制器5根据设计值实现响应(ωv：响应频率和ζ：衰减系数)所需的电压，电压误差补偿器75以如下方式计算电压误差Δv：使得通过由交流电动机20的电感和绕线电阻构成的电气模型计算出的估计的电流矢量(对应于vc4)，与从逆坐标变换器10提供的电流矢量i的误差电流矢量(对应于vc5)相同。此外，电气模型采用近似二次表达式的模型。然而，该电气模型并不限于二次表达式。

结果，即使作为控制对象的交流电动机20的电动机特性变化大，并且发生了γ轴和δ轴之间由电感导致的相互干扰，电压误差补偿器75也可以抑制电流控制器5的不稳定性，并且可以实现与设计一致的控制响应，而不降低电压降计算器6的γ轴和δ轴之间的非干扰化功能。无论交流电动机20的结构和控制轴的定义如何，由电压误差补偿器75执行的电压误差补偿是有效的。

此外，由于可以根据设计值执行电流控制器5的控制响应，所述相位估计器8和速度控制器2的响应设计不需要考虑电流控制响应的变化和相位估计器8的控制器与速度控制器2之间的控制干扰。此外，可以以高速且轻松地执行控制响应设计。

(关于相位估计器8的解释)

图5是例示了相位估计器8的结构的控制框图。如图5所示，相位估计器8包括反正切计算器81、减法器82、PLL计算器83和积分器84。

反正切计算器81通过使用从电压指令器7提供的电压矢量vo^*，基于式(13)计算相位误差Δθ∧。

减法器82计算预定值(π/2)和相位误差Δθ∧之间的差。PLL计算器83接收该差，以通过按照例如目前已知的比例积分控制执行的PLL计算使得相位误差Δθ∧收敛于预定值(π/2)的方式执行控制，并且输出控制输出，作为速度估计ω∧。

积分器84对速度估计ω∧进行积分，来计算估计的相位θ∧。

这样，相位估计器8以使得从电压指令器7提供的电压矢量vo^*与δ轴方向相同(或者，γ轴分量为零)(也就是说，满足上述式(8))的方式执行控制，以估计交流电动机20的位置和速度。

这样，由于相位估计器8不使用上述交流电动机20的电动机特性，所以即使在运转过程中电动机特性(具体地说，电感值)变化大，相位估计器8也稳定地估计电动机的位置和速度。

第二实施方式

如上所述，已经解释了根据第一实施方式的交流电动机的控制装置100。接着，来解释根据第二实施方式的控制装置101。

根据第二实施方式的控制装置101与根据第一实施方式的控制装置100的不同之处在于：控制装置101包括电流分配器3B而不是电流分配器3A，并且从相位估计器8提供的速度估计ω∧不输入到电流分配器3B。装置装置101的其它部件与控制装置100的那些部件相同。因此，为了便于解释，适当省略重复的解释，并集中解释与第一实施方式不同的地方。此外，没有示出根据第二实施方式的控制装置101的控制框图。

第一实施方式的电流分配器3A通过使用交流电动机20运转时产生的振动分量作为电流矢量的相位波动的频率，来执行高效率控制。在这种情况下，优点是相位波动不交叠。然而，当相位波动的频率在速度控制的响应频带内时，速度控制由相位波动对速度波动作出响应，从而可能无法执行计划的操作。因此，在第二实施方式中，为解决此问题可任意确定相位波动的频率。

(关于电流分配器3B的解释)

接着，参照图6解释电流分配器3B的详细操作。图6是例示了电流分配器3B的结构的控制框图。如图6所示，类似于电流分配器3A，电流分配器3B包括分配单元31B和校正单元32B。

分配单元31B包括除法器601、绝对值计算器602、平方根计算器603、T-ρ表604、余弦计算器605、正弦计算器606、乘法器607和608、加法器609、下限限制器610、探测信号创建器611和加法器612。校正单元32B包括有功功率计算器613、带通滤波器614、乘法器615、低通滤波器616、减法器617和比例积分控制器(PI控制器)618。

此外，如图7所示，探测信号创建器611包括积分器621、正弦计算器622和乘法器623。

图7中例示的积分器621对作为预定值(电流矢量的相位波动频率)的探测信号频率ωh进行积分，来计算探测信号相位θh。正弦计算器622对探测信号相位θh执行正弦计算，以计算探测信号相位的正弦波sinθh。

乘法器623将预定值(探测信号的相位幅度)乘以探测信号相位的正弦波sinθh，以计算指令负荷角的相位波动Δρ。

参照图6，分配单元31B的加法器612将类似于第一实施方式处理的T-ρ表604的输出加到从探测信号创建器611(具体地，图7的乘法器623)提供的指令负荷角的相位波动Δρ，并将结果输出到余弦计算器605和正弦计算器606，作为新的指令负荷角ρ^*。此后，分配单元31B通过与根据第一实施方式的分配单元31A相同的处理计算电流指令矢量i^*。

类似于第一实施方式，校正单元32B的有功功率计算器613计算有功功率P。通带滤波器614接收有功功率P并基于从探测信号创建器611提供的探测信号提取频率分量。乘法器615将带通滤波器614提取的频率分量乘以从探测信号创建器611提供的探测信号相位的正弦波sinθh，而低通滤波器616接收乘法结果并通过执行信号处理根据机械输出的变化提取振动分量。

减法器617从预定值(零)减去振动分量，以计算反转了该振动分量的符号的信号。比例积分控制器618接收该信号，并类似于第一实施方式地计算γ轴电流指令校正量Δiγ^*。这样，校正单元32B计算γ轴电流指令校正量Δiγ^*并向分配单元31B的加法器609出校正后的量。此外，类似于第一实施方式，加法器609将γ轴电流指令校正量Δiγ^*加到γ轴电流指令iγ^*，来校正该电流指令。

这样，本实施方式具有由以如下方式计算的γ轴电流指令校正量Δiγ^*校正γ轴电流指令iγ^*的结构：通过使用由探测信号创建器611所叠加的探测信号的振动分量，也就是说，与负荷角变化相对应的功率差ΔP的变化量，使得功率差ΔP变为最小。

类似于第一实施方式，γ轴电流指令校正量Δiγ^*对γ轴电流指令iγ^*进行校正。这执行与以使得与输入功率相对应的δ轴分量功率变为最大的方式操作指令负荷角ρ^*的操作相同的操作。校正单元32B可以通过使用对于指令负荷角ρ^*的校正角Δρ直接校正指令负荷角来执行计算。在这种情况下，校正单元32B的结构可以不改变。因此，只需要校正单元32B还具有表示从电流量纲到相位角量纲的变化的单位变换因数，并且将该单位变换因数加至从T-ρ表604输出的指令负荷角ρ^*就足够了。

这样，即使当诸如停止时间和电流检测的偏差的扰动因子小从而其状态近似理想状态时，也可以通过叠加用于估计的相位的振动分量，来估计用于实现稳定、高效率运转的指令负荷角。

第二实施方式以这种方法执行。类似于第一实施方式，可以针对由交流电动机20的绕线电阻的设置误差导致的控制轴的估计误差、和取决于负荷条件的电动机特性变化，来估计高效率运转指令负荷角。因此，可以更好地提高高效率运转的效果。

如上所述，已经解释了多个实施方式。然而，所谓的本领域的技术人员可以适当修改这些实施方式，而不脱离本发明的意图。此外，本领域的技术人员可以使用这些实施方式和变形例的适当组合。换句话说，显然，包括这种变形的技术也包含在本发明的技术范围内。

例如，在这些实施方式中解释了相位估计器8计算控制相位θ∧和速度估计ω∧，并向控制器输出结果。然而，相位估计器8可以仅输出控制相位θ∧。如果需要，只要各控制器计算速度估计ω∧作为控制相位θ∧的每单位时间的变化量就足够了。

此外，已经解释了通过扭矩指令T^*和速度估计ω∧的乘积，来执行由电流分配器3A的校单元32A执行的机械输出Po的计算。如果根据速度控制器2执行的控制，速度指令ω^*和速度估计ω∧彼此大致相同，则可以利用速度指令ω^*来执行该计算，或者可以利用通过对速度指令ω^*执行速度响应相当的低通滤波器处理所获得的那个来执行该计算。

在这些实施方式中已经解释了由图5的控制框图所例示的相位估计器8。然而，相位估计器8可以由图8A到图8E中所例示的相位估计器8A到8E的结构实现。

(第一变形例)

如果相位误差Δθ∧大致为零，则图5中例示的相位估计器8可以由简单的除法计算替代严格的反正切计算。换句话说，相位估计器8可以通过利用除法器85代替反正切计算器81，来象图8A中例示的相位估计器8A一样起作用。

(第二变形例)

图8B中例示的相位估计器8B包括减法器86、比例积分控制器87和积分器84。减法器86从预定值(零)减去从电压指令器7提供的γ轴电压voγ^*。比例积分控制器87以使得作为减法结果的γ轴电压voγ^*直接变为零的方式来执行控制，并输出该控制输出作为速度估计ω∧。

在该结构下，由于比例积分控制器87对于输入(电压)和输出(转数)具有不同的单位维度，因此比例积分控制器87在设计增益时需要与电动机的反电动势常数相对应的变换增益。因此，可以由该结构来执行本示例。

(第三变形例)

与图5中例示的相位估计器8相比，图8C中例示的相位估计器8C还包括在其输入级上的积分器88。积分器88对要输入的电压矢量vo^*进行积分，以计算定子磁通估计矢量反正切计算器81通过使用该定子磁通估计矢量执行式(14)，以计算相位误差Δθ∧。PLL计算器83以使得相位误差Δθ∧变为预定值(零)的方式，输出作为控制输出的速度估计ω∧。这样，第三变形例可以具有定子磁通估计矢量与γ轴方向相同(δ轴分量变为零)的结构。

由于积分器88使电压矢量vo^*的相位延迟了π/2，并且同时使高频带信号衰减，因此可以减小由电压矢量vo^*的纹波和噪声导致的影响。

(第四变形例)

图8D中例示的相位估计器8D还包括在其输入级上的积分器88，积分器88输入γ轴电压voγ^*并且计算δ轴定子磁通估计值减法器86从预定值(零)减去定子磁通估计值比例积分控制器87以使得减法结果变为零的方式执行控制，并输出该控制输出作为速度估计ω∧。可以由该结构执行本示例。

(第五变形例)

图8E中例示的相位估计器8E可以由切换结构实现，其中，根据运转条件，利用加权函数89在线平滑地切换以下两种结构：用于以使得电压矢量vo^*与δ轴方向相同(γ轴分量变为零)的方式执行控制的结构(图8B的相位估计器8B)；和用于以使得定子磁通估计矢量与γ轴方向相同(δ轴分量变为零)的方式执行控制的结构(图8C的相位估计器8C)。

例如，考虑到用于去除积分器88的输入信号的偏差的处理，运转条件对于以下两种控制给出权重时，能够更有效地实现本示例：用于在低速期间使电压矢量vo^*与δ轴方向一致(γ轴分量为零)的控制；和用于在高速期间使定子磁通与γ轴方向一致(δ轴分量为零)的控制。

如上所述，根据本实施方式的交流电动机的控制装置使用γ-δ轴作为控制轴，并以如下方式执行控制：使得通过从施加到该交流电动机的施加电压减去绕线电阻导致的电压下降量所获得的电压矢量vo^*与δ轴方向相同(γ轴分量为零)，或者使得定子磁通与γ轴方向相同(δ轴分量为零)。因此，该控制装置对于电动机特性变化大的控制对象是稳定的，从而能够执行无位置传感器操作。此外，由于即使在控制对象的功率因数不容易控制时也能够将电流指令矢量设置为大致固定的值，因此可以以高效率执行鲁棒控制。

Claims (8)

1.一种交流电动机的控制装置，该交流电动机的控制装置包括：

电流分配器，其利用控制相位分解该交流电动机的扭矩指令，并且输出对所述交流电动机的机械输出有贡献的分量作为δ轴电流指令，输出对所述机械输出无贡献的分量作为γ轴电流指令；

电流控制器，其以如下方式执行控制：使得所述δ轴电流指令和所述γ轴电流指令分别与流进所述交流电动机的δ轴电流和γ轴电流相同；

电压降计算器，其计算所述交流电动机的电感和绕线电阻的电压下降量；

电压指令器，其基于所述电流控制器的输出和所述电压降计算器的输出，输出对所述交流电动机的γ-δ坐标系的电压指令；

相位估计器，其计算所述电流控制器的输出与所述电感的电压下降量的相加量的γ轴分量变为零的相位、和通过对所述相加量进行积分获得的δ轴分量变为零的相位二者中的至少一方，并输出计算出的相位作为所述控制相位；

坐标变换器，其将所述γ-δ坐标系的电压指令变换成uvw坐标系的电压指令；以及

逆变器电路，其基于所述uvw坐标系的电压指令向所述交流电动机施加电压。

2.根据权利要求1所述的交流电动机的控制装置，其中，

所述电流分配器包括：

分配单元，其接收所述扭矩指令，并基于与所述扭矩指令对应的指令相位角和所述交流电动机的扭矩常数，计算所述δ轴电流指令和所述γ轴电流指令；以及

校正单元，其以使得所述交流电动机的有功功率输出与所述交流电动机的机械输出之间的功率差的振动分量变为零的方式执行控制，以计算相位校正量，并且

所述相位校正量用于校正所述指令相位角。

3.根据权利要求1所述的交流电动机的控制装置，其中，

所述电流分配器包括：

分配单元，其接收所述扭矩指令，并基于与所述扭矩指令相对应的指令相位角和所述交流电动机的扭矩常数，计算所述δ轴电流指令和所述γ轴电流指令；以及

校正单元，其以使得所述交流电动机的有功功率输出与所述交流电动机的机械输出之间的功率差的振动分量变为零的方式执行控制，以计算γ轴电流校正量，并且

所述γ轴电流校正量用于校正所述γ轴电流指令。

4.根据权利要求1所述的交流电动机的控制装置，其中，

所述电流分配器包括：

分配单元，其接收所述扭矩指令，并基于与所述扭矩指令相对应的指令相位角和所述交流电动机的扭矩常数，计算所述δ轴电流指令和所述γ轴电流指令；

探测信号创建器，其在所述指令相位角上叠加高频信号，以施加相位波动；以及

校正单元，其以使得所述交流电动机的有功功率输出的高频信号的频率分量变为零的方式执行控制，以计算相位校正量，并且

所述相位校正量用于校正所述指令相位角。

5.根据权利要求1所述的交流电动机的控制装置，其中，

所述电流分配器包括：

分配单元，其接收所述扭矩指令并基于与所述扭矩指令相对应的指令相位角和所述交流电动机的扭矩常数，计算所述δ轴电流指令和所述γ轴电流指令；

探测信号创建器，其在所述指令相位角上叠加高频信号，以施加相位波动；以及

校正单元，其以使得所述交流电动机的有功功率输出的高频信号的频率分量变为零的方式执行控制，以计算γ轴电流校正量，并且

所述γ轴电流校正量用于校正所述γ轴电流指令。

6.根据权利要求1到5中任一项所述的交流电动机的控制装置，其中，

所述电压指令器包括电压误差补偿器，该电压误差补偿器使用所述交流电动机的所述电压指令和所述交流电动机的电感和绕线电阻的所述电压下降量，来计算流入所述交流电动机的电流作为电流估计，并输出以使得所述电流估计与流入所述交流电动机的电流相同的方式计算出的电压误差，并且

所述电压误差用于补偿所述电压指令。

7.根据权利要求1到5中任一项所述的交流电动机的控制装置，其中，

所述相位估计器输出所述控制相位的每单位时间的变化量，作为所述交流电动机的速度估计，并且

所述控制装置还包括速度控制器，该速度控制器以使得所述交流电动机的速度指令与所述速度估计相同的方式执行控制，以输出所述扭矩指令。

8.根据权利要求6所述的交流电动机的控制装置，其中，

所述相位估计器输出所述控制相位的每单位时间的变化量，作为所述交流电动机的速度估计，并且

所述控制装置还包括速度控制器，该速度控制器以使得所述交流电动机的速度指令与所述速度估计相同的方式执行控制，以输出所述扭矩指令。