CN101118188B - 温度检测电路及半导体装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种能够准确检测温度的温度检测电路及半导体装置。温度检测电路10包括串联连接的一组二极管11、连接到该组二极管11的恒定电流源I1、BGR电路13、用于放大BGR电压的放大器14、以及用于从作为放大器14的输出的基准电压减去由该组二极管11所产生的比较电压VD的加法器12、用于将加法器12的输出电压转换成电流的电压电流转换器15、以及用于将其输出电流转换成电流的电阻器R2。该基准电压VA2是由在预定温度T1下与比较电压VD相同的电压放大的BGR电压VBGR。

Description

温度检测电路及半导体装置

技术领域

本发明涉及温度检测电路，具体的，涉及这样一种温度检测电路，在诸如功率IC的芯片中的功耗在高的水平且要求检测芯片温度时，该温度检测电路输出与芯片温度成比例的电压或电流，并涉及一种装配有这种温度检测电路的半导体装置。

背景技术

近些年来，总的来说，LSI的集成度不断发展，并且许多的电路装配在一个芯片内。功耗与电路的规模成比例地增加。替换的，即使没有安装许多的电路，例如功率IC的电路内在地就消耗高的功率。在这样的情况下，芯片温度上升，且在最坏情况下，芯片很可能烧毁。为了避免这种情况发生，要求检测半导体装置的芯片温度，并控制半导体装置***，从而保护芯片。例如，在半导体装置上安装温度传感器。在此情况下，考虑安装用于输出与半导体芯片的温度成比例的电压或电流的电路(温度检测电路)，来作为温度传感器。

图17示出了以横坐标轴表示芯片温度，而以纵坐标轴表示输出电压的图表。该图示出了芯片温度与输出电压成正比关系。如图17中所示，当芯片温度是25℃时，输出电压是0V，当它是75℃时，输出电压是V1，当它是125℃时，输出电压是V2。

日本专利特开公开11-258065公开了一种实现图17的特性的温度检测电路。图18是示出在该公开中公开的温度检测电路。如图18中所示，温度检测电路210包括带隙基准电路(下文中，称其为BGR电路)213，第一和第二运算放大器A31和A32，第一至第四电阻器R21至R24，第一和第二二极管D11和D12，以及电流源I11。

运算放大器A32在非反相输入端(正转输入端)中被输入以BGR电路113的输出电压，且具有连接在反相输入端和GND之间的电阻器R21，并另外具有连接在反相输入端和输出端之间的电阻器R22。

另外，第一二极管D11其阳极连接倒第二运算放大器A32的输出端，且其阴极连接倒第二二极管D12的阳极。电流源I11一端连接倒第二二极管D12的阴极，且其另一端与GND连接。运算放大器A31具有非反相输入端，其连接到第二二极管D12的阴极，且具有连接在反相输入端和GND之间的电阻器R23，并且另外具有连接在反相输入端和输出端VOUT之间的电阻器R24。该运算放大器A31的输出端是最终输出端OUT。

当温度检测电路210取BGR电路213的电压作为VBGR时，运算放大器A32的输出电压VREF可以以下式(1)表示。

[公式1]

$V_{\mathrm{REF}}=V_{\mathrm{BGR}}(1+\frac{R_{22}}{R_{21}})...\left(1\right)$

由于输出电压VREF施加到串联连接的两个二极管D11和D12的阳极侧，且被电流源I11偏置，因此，当流进电流源I11的电流取为电流I11时，二极管的12的阴极电压VD12k可以以下式(2)表示。

[公式2]

$V_{D12K}=V_{\mathrm{BGR}}(1+\frac{R_{22}}{R_{21}})-2\frac{\mathrm{kT}}{q}\ln \frac{I_{11}}{I_S}...\left(2\right)$

这里示出了二极管的反向饱和电流，其中k：波尔兹曼常数，T：绝对温度，q：电子电荷，IS：二极管。

现今，通常都知道与一个二极管对应的温度特性具有近似-2mv/℃的温度特性。另外，当BGR电路113被正确设计时，与二极管的特性相比，该温度特性近似降低到使其被忽略的点。从而，为了检查公式(2)的温度特性，假设二极管的电压(KT/q)In(I11/IS)是-2mv/℃，将公式(2)对温度T进行微分，于是建立下式(3)。

[公式3]

通过由运算放大器A31、电阻器R23以及电阻器R24所决定的闭环增益放大电压VD12K的结果是，最终输出电压Vout变为如下。

[公式4]

$V_{\mathrm{out}}=V_{D12K}(1+\frac{R_{24}}{R_{23}})...\left(4\right)$

$=(1+\frac{R_{24}}{R_{23}})\{V_{\mathrm{BGR}}(1+\frac{R_{22}}{R_{21}})-2\frac{\mathrm{kT}}{q}\ln \frac{I_{11}}{I_S}\}$

另外，电压VD12K的温度特性具有公式(3)中所示的特性，因而，输出电压Vout变为如下。

[公式5]

也即，能够实现具有由电阻器R23和R24决定的期望的正斜率的温度检测电路。

然而，在该公开中所公开的温度检测电路210具有如下的问题，输出电压在0V附近不能够获得准确的输出电压。这是因为，当通过晶体管配置电流源I11时，在输入电压0V附近，不允许输出电压操作为恒定电流源。另外，由于对应于两个二极管的温度特性是通过运算放大器A31放大而获得的，因此，如果二极管的温度特性具有内在的误差分量，还会产生误差分量被放大由运算放大器A31和电阻器R23和R24所决定的放大因子倍。

发明内容

根据本发明的温度检测电路包括：一个或多个二极管，其串联连接；恒定电流源，其连接到该一个或多个二极管，由该一个或多个二极管产生的比较电压；以及输出单元，用于输出与基准电压的电压差对应的电压或电流。

根据本发明的温度检测电路包括：

一个或多个二极管，其串联连接；恒定电流源，其连接到该一个或多个二极管；

第一电阻器，在其一端施加有基准电压；

第一运算放大器，其中反相输入端连接到该第一电阻器的另一端，而非反相输入端被输入以由该一个或多个二极管所产生的比较电压；

电压电流转换电路，其连接到该第一运算放大器，并将从基准电压减去比较电压的电压转换成电流；

第一电流镜电路，其中，输入端与该电压电流转换电路连接，而公共端被输入以电源电压；以及

第二电阻器，其中一端连接在该第一电流镜电路和输出端之间，而另一端接地。

在本发明中，将由该一个或多个二极管所产生的比较电压和基于与基准电压的电压差的电压或电流输出，使得可以从0V附近准确地输出根据检测温度的电压，从而允许将二极管的温度特性的误差分量去除。

根据本发明的半导体装置包括安装有温度检测电路的多个芯片，该温度检测电路具有公共连接的每一输出端，该半导体装置包括：

一个或多个二极管，其串联连接；

恒定电流源，其连接到该一个或多个二极管；

电压电流转换器，用于基于由一个或多个二极管所产生的比较电压和包括在预定温度下与该比较电压相同的电压的基准电压之间的电压差，根据检测温度输出电流；以及

电阻器，其中一端连接在该电压电流转换器和输出端之间，而另一端接地。

在本发明中，安装在该多个芯片的每一个上的温度检测电路的输出端公共连接，从而能够获得用于输出与每一芯片的平均温度对应的电压的半导体装置。

根据本发明的半导体装置包括：安装有温度检测电路的多个芯片；以及最大值/最小值检测电路，其连接到多个该温度检测电路，并且该温度检测电路包括：一个或多个温度检测二极管，其串联连接；恒定电流源，其连接到一个或多个温度检测二极管；以及输出单元，其用于基于由一个或多个温度检测二极管所产生的比较电压和包括在预定温度下与该比较电压相同的电压的基准电压之间的电压差，根据检测温度输出电压，其中该最大值/最小值检测电路将该多个温度检测电路的输出电压中的最小值或最大值输出。

在本发明中，安装在该多个芯片的每一个上的每一个温度检测电路都与最大值/最小值检测电路连接，使得可以输出在由每一温度检测电路输出的检测电压中的最小值或最大值。

根据本发明的温度检测电路包括：第一电路，其用于输出具有温度依赖性的输出信号；第二电路，其用于输出恒定的输出信号；以及第三电路，其用于根据该第一电路的输出信号和第二电路的输出信号之间的差来输出输出信号。

根据本发明的温度检测电路包括：第一电路，其用于输出具有单调温度依赖性的输出信号；第二电路，其用于输出恒定的输出信号；以及运算放大器，其用于将该第一电路的输出信号输入到一端，而通过电阻器将第二电路的输出信号输入到另一端；其中该运算放大器根据该电阻器的电位上的差输出输出信号。

根据本发明，可以提供能够检测准确温度的温度检测电路和半导体装置。

附图说明

从下面结合附图对特定优选实施例的说明，本发明的上述和其他目的、优点和特征将更加显而易见，在附图中：

图1是示出根据本发明第一实施例的温度检测电路的框图；

图2是示出根据本发明第一实施例的温度检测电路的具体实例的电路图；

图3是示出本发明的芯片温度和输出电压之间的关系的图；

图4是示出根据本发明第一实施例的温度检测电路的另一具体实例的电路图；

图5是示出根据本发明第一实施例的修改例的温度检测电路的电路图；

图6是示出根据本发明第二实施例的温度检测电路的图；

图7(a)和7(b)是示出在本发明的第二实施例中具有偏移抵消功能的运算放大器的电路图，并且是分别示出开关的通/断的不同状态的图；

图8(a)至8(c)是用于解释具有取为0的偏移电压的理想输出电压的图；

图9(a)是示出该开关的图；而图9(b)至9(d)是示出这些开关的具体结构的图；

图10是示出根据本发明第三实施例的温度检测电路的框图；

图11是示出根据本发明第三实施例的具体实例的温度检测电路的电路图；

图12是示出根据本发明第四实施例的温度检测电路的框图；

图13是示出根据本发明第五实施例的温度检测电路的框图；

图14是示出根据本发明第六实施例的温度检测电路的框图；

图15是安装有根据本发明第七实施例的温度检测电路的半导体芯片的芯片布局的示意图；

图16是安装有根据本发明第八实施例的温度检测电路的半导体芯片的芯片布局的示意图；

图17是示出其中芯片温度与输出电压处于成正比关系的情况的图；以及

图18是示出在日本专利特开11-258065中公开的温度检测电路的电路图。

具体实施方式

根据本发明的实施例具有用于检测半导体芯片温度的温度检测电路，并且输出与芯片温度成比例的电压或电流。在本实施例中，使用二极管作为用于生成温度系数的元件，并且为了获得期望的温度系数，将多个二极管串联连接。另外，为了将在特定温度的输出电流或输出电压降低到零，使用这样的电压，其放大带隙基准(BGR)电路的电压以抵消(negate)二极管所产生的电压。

这里，由加法器执行用于从具有负温度系数的二极管的特性转换成具有正温度系数的输出电压的减法处理、以及用于将输出电流或输出电压清零的BGR电路的电压的加法处理。通过加法处理而获得电压通过电压电流转换器转换成电流。该电流变为具有正温度特性的电流。该电流通过电阻器再次转换成电压。此时，适当地设计电压电流转换电路的转换因子以及用于将电流转换成电压的电阻器的值，使得能够获得期望的特性。另外，如将在稍后说明的，在加法器和电压电流转换器上安装漂移抵消电路，并且将低通滤波器***到最终输出中，以便去除漂移抵消的噪声分量，从而能够实现更高精度的温度检测电路。

第一实施例

图1是示出根据本发明第一实施例的温度检测电路的框图。如图1中所示，温度检测电路10包括由一个或多个串联连接的二极管构成的一组二极管11、连接到该组二极管11的恒定电流源I1、以及用于基于由该组二极管11所产生的比较电压和基准电压之间的电压差根据检测温度输出电压或电流的输出单元。

根据本发明的输出单元由加法器12、电压电流转换器15以及作为第二电阻器的电阻器R2构成，并且根据检测温度输出电压VOUT。温度检测电路10进一步包括用于产生带隙基准电压(BGR电压)的BGR电路13以及用于放大该BGR电压的放大器14，并且将具有放大的BGR电压的电压输入进加法器12作为基准电压。

加法器12对由被恒定电流源I1偏置的该组二极管11所产生的串联电压(比较电压)VD进行负加法，并对具有放大的BGR电路13的BGR电压VBGR的基准电压VA2进行正加法。通过电压电流转换器15，将加法器12的输出电压转换成输出电流IOUT。该电压电流转换器15包括电阻器R1，且通过该电阻器R1，决定在将加法器12的输出电压转换成电流时的转换系数。

第二电阻器R2连接在电压电流转换器15的输出和基准电位GND之间，且作为用于将电压电流转换器15的输出电流IOUT转换成输出电压VOUT的电流电压转换器。该电压电流转换器15的输出和电阻器R2之间的公共连接点是输出端OUT，并且根据检测温度输出电压VOUT。

该组二极管11和恒定电流源I1构成用于输出具有单调温度依赖性的输出信号的第一电路。该BGR电路13和放大器14构成用于输出恒定输出信号的第二电路。另外，输出单元作为用于根据该第一电路的输出信号和第二电路的输出信号之间的差输出输出信号的第三电路。顺便提及，“单调”在这里意指，如果温度(x)和输出信号(f(x))之间的关系是x1＜2，那么它成为f(x1)＜f(x2)的单调函数。每一温度和第一电路和第二电路的每一输出信号的关系是单调函数，并且同时，第三电路的输出信号被配置具有对于第一和第二电路的温度成单调函数的特性。

接着，将说明根据本发明的温度检测电路的操作。在温度检测电路10中，BGR电路13的输出电压VBGR被放大器14放大，使得在特定温度(T＝T1)输出电流IOUT成为零。也即，当在特定温度T1，串联连接了n个的该组二极管11所产生的比较电压取VD(T1)且该组二极管11的偏置电流取I1时，比较电压VD(T1)可以表示如下。

[公式6]

$V_{D\left(T1\right)}=n\frac{k(273+T_1)}{q}\ln \frac{I_1}{I_{S\left(T1\right)}}...\left(6\right)$

这里示出了二极管的反向饱和电流，其中k：波尔兹曼常数，q：电子电荷，IS(T1)：温度T1。

当BGR电压取VBGR，且放大器14的电压放大因子取A2时，放大器14的输出电压(基准电压)变为如下。

[公式7]

V_A2＝A₂V_BGR                                …(7)

这里，为了通过加法器12加放大器14的输出电压VA2和减去该组二极管11的电压(比较电压)VD，加法器12的输出电压Vadd变为如下。

[公式8]

V_add＝A₂V_BGR-V_D(T1)                        …(8)

在电压电流转换器15中，通过电阻器值R1的转换因子将该加法器12的输出电压Vadd转换成电流的输出电流Iout变为如下。

[公式9]

$I_{\mathrm{out}}=\frac{A_2{V}_{\mathrm{BGR}}-V_{D\left(T1\right)}}{R_1}...\left(9\right)$

通过电阻器R2通过Iout，输出电压Vout被转换成电压，并变为如下。

[公式10]

$V_{\mathrm{out}}=I_{\mathrm{out}}{R}_2=\frac{R_2}{R_1}(A_2{V}_{\mathrm{BGR}}-V_{D\left(T1\right)})...\left(10\right)$

这里，设A2VBGR＝VD(T1)，输出电压VOUT在温度T1时变为零。如果n个二极管串联连接，则由于对应于一个二极管的温度系数近似为-2n(mv/℃)，该输出电压VOUT的温度系数变为-2n(mv/℃)。

[公式11]

也即，可以通过电阻器R1和R2对构成该组二极管11的n个二极管的数目之比确定温度系数。

下面，将说明根据本发明的具体实例。图2是示出图1中所示的温度检测电路的具体实施例的电路图。顺便说明，在该具体实例中，对与图1中所示的温度检测电路相同的组成部件将附以相同的附图标记，并且省略对其详细说明。

根据本具体实例的温度检测电路20包括由串联连接的五个二极管D1至D5构成的一组二极管21，以及与该组二极管21连接的恒定电流源I1。另外，温度检测电路20包括用于将BGR电路13产生的BGR电压VBGR和BGR电压放大的放大器24。该放大器24包括运算放大器A2和决定运算放大器A2的闭环增益的电阻器R11和R12。运算放大器A2在正转输入端中与BGR电路13的输出连接。电阻器R11连接在运算放大器A2的反相输入端和地之间，且电阻器R12连接在运算放大器A2的反相输入端和输出端之间。

另外，该温度检测电路20包括：第一和第二电阻器R1和R2、第一运算放大器A1以及电流镜电路CM1和CM2。电阻器R1一端与运算放大器A2的输出端连接，另一端与第一运算放大器A1的反相输入端连接。第一运算放大器A1其正转输入端与该组二极管21的最大电位侧相连，其反相输入端与第二电流镜电路CM2的输入端连接，其输出端与第二电流镜电路CM2的公共端连接。电流镜电路CM2的输出端连接到电流镜电路CM1的输入端。电压电流转换器由电阻器R1、运算放大器A1以及电流镜电路CM2构成，并且通过电阻器R1确定电压电流转换的转换因子。另外，第一电流镜电路CM1其输入端与电流镜电路CM2的输出端连接，其公共端与电源电压连接，从而使第二电流镜电路CM2的输出电流反转。第一电流镜电路CM1的输出端连接到电阻器R2的一端，且成为输出端OUT。

电阻器R2的另一端连接到GND。电阻器R2作为用于将第一电阻器R1的输出电流转换成电压的电流电压转换器。

下面将说明根据本发明的温度检测电路的操作。当温度检测电路20的BGR电路13的输出电压取VBGR的时候，第二运算放大器A2的输出端的电压VA2变为如下。

[公式12]

$V_{A2}=V_{\mathrm{BGR}}(1+\frac{R_{12}}{R_{11}})...\left(12\right)$

另外，当该组二极管21的偏置电流，即，电流源I1的电流，取I1的时候，在特定的温度T1时由该组二极管21所产生的电压(比较电压)VD(T1)变为如下。

[公式13]

$V_{D\left(T1\right)}=5\frac{k(273+T_1)}{q}\ln \frac{I_1}{I_{S\left(T1\right)}}...\left(13\right)$

这里示出了二极管的反向饱和电流，其中k：波尔兹曼常数，q：电子电荷，IS(T1)：温度T1。

也即，第一运算放大器A1的非反相输入电压变为如公式(13)所示的值。另外方面，由于运算放大器A1的反相输入电压与非反相输入端成虚短关系，因此其也成上述公式(13)中所示的值。因而，电阻器R1的双端电压VR1变为如下。

[公式14]

$V_{R1}=V_{A2}-V_{D\left(T1\right)}$

$=V_{\mathrm{BGR}}(1+\frac{R_{12}}{R_{11}})-5\frac{k(273+T_1)}{q}\ln \frac{I_1}{I_{S\left(T1\right)}}...\left(14\right)$

另外，流进电阻器R1的电流IR1变为如下。

[公式15]

$I_{R1}=\frac{V_{A2}-V_{D\left(T1\right)}}{R_1}$

$=\frac{V_{\mathrm{BGR}}(1+\frac{R_{12}}{R_{11}})-5\frac{k(273+T_1)}{q}\ln \frac{I_1}{I_{S\left(T1\right)}}}{R_1}...\left(15\right)$

公式(15)的电流都成为第二电流镜电路CM2的输入电流。这是由在第一运算放大器A1的输入端的停滞电流(stagnant current)所引起的。也即，上式(15)中所示的电流原样地成为第二电流镜电路CM2的输出电流，并且进一步成为第一电流镜电路CM1的输入电流。从而，第一电流镜电路CM1的输出电流也变为公式(15)所示的电流值。该电流通过电阻器R2转换成电压，并成为如下所示的最终输出电压VOUT。

[公式16]

$V_{\mathrm{out}}=\frac{R_2}{R_1}(V_{A2}-V_{D\left(T1\right)})$

$=\frac{R_2}{R_1}\{V_{\mathrm{BGR}}(1+\frac{R_{12}}{R_{11}})-5\frac{k(273+T_1)}{q}\ln \frac{I_1}{I_{S\left(T1\right)}}\}...\left(16\right)$

这里，假设VBGR＝VD(T1)，在温度T1时，输出电压Vout变为零。由于对应于一个二极管的温度系数是-2(mV/℃)，因此如果五个二极管串联连接，则该输出电压VOUT的温度系数是-10(mV/℃)。从而，输出电压Vout的温度系数变为如下。

[公式17]

也即，类似于公式(11)，同样在温度检测电路20中，温度系数可以由电阻器R1和电阻器R2之比决定。因此，已经基于VD(T1)≤VA2的情形进行了说明。另外，当VD(T1)＞VA2时，第二电流镜电路CM2不工作，并因此，电流不流进电阻器R1。因此，第一运算放大器A1的反相输入端被原样地施加以比VD(T1)低的电位VA2，并且通过与VD的差分电压，第一运算放大器A1的输出端固定为高，且维持第二电流镜CM2的不可操作状态。也即，直至特定温度(T1)，VOUT固定于0V，在特定温度(T1)上或之上，根据公式(10)，输出输出电压VOUT(图3)。结果，在本实施例中，可以以高的精确度实现不可由现有技术实现的在0V附近的特性。在此情况下无需多说，这可以是VD(T1＝25℃)＝VA2。另外，作为本发明的一个实施例，在图4中示出了第一运算放大器A1和第二电流镜电路CM2的具体电路实例作为参考。

下面，将说明本发明中的修改例。图5是示出了根据本发明的修改例的温度检测电路的电路图。根据本修改例的温度检测电路30已经通过代替图2中所示的温度检测电路20中的第二电流镜的两个MOS晶体管实现电压电流转换电路。顺便提及，在本实施例中，与图2中所示的温度检测电路相同的组成部分附有相同的附图标记，且省略对其说明。

如图5中所示，代替第二电流镜CM2，***了第一和第二N沟道MOS晶体管MN1和MN2，其各源极和栅极共同连接。共同连接的栅极连接到第一运算放大器A1的输出端，而共同连接的源极连接到地GND。另外，第一N沟道MOS晶体管的漏极共同连接到第一运算放大器A1的非反相输入端和电阻器R13的一端。另外，第二N沟道MOS晶体管MN2的漏极连接到第一电流镜电路CM1的输入端。其他连接与图2中所示的温度检测电路20相同。

下面，将说明本修改例的操作。第一N沟道MOS晶体管MN1的栅极和漏极处于相反相位的关系。因此，实现反馈的输入端的极性与图2中的相反。也即，实现从N沟道MOS晶体管MN1的漏极向非反相输入端的反馈，该N沟道MOS晶体管MN1的栅极连接到运算放大器A1的输出。非反相输入端被输入有比较电压VD作为输入电压。用于通过该运算放大器A1将电压转换成电流的公式与上述的十分相似。这里，N沟道MOS晶体管MN1和MN2具有共同连接的每一栅极和每一源极，并且这使得每一漏极电流相同。因而，让与通过运算放大器A1和N沟道MOS晶体管MN1从电压转换成的电流相同的电流流入到N沟道MOS晶体管MN2。除上述之外的操作与图2中所示的温度检测电路20相同。

在本实施例中，温度检测电路10和20利用串联接连的多个二极管的温度特性，并将在特定温度T1的输出电压设置为0V。通过利用确保不具有温度依赖性的恒定值的BGR电路13，来配置由这些二极管产生的比较电压，以便将其抵消，使得能够进行准确的温度检测。顺便提及，在本实施例中的恒定值表示这样的值，其允许制造差异例如扩散差异且取在普通BGR电路中输出的值作为恒定值。也即，即使在输出电压是在0V附近时，也能够进行准确的温度检测，而且，即使在在二极管组11或21的温度特性中存在误差分量，也能够去除该分量。另外，如图2和5中所示的，运算放大器A1和A2的每一输入电压都被输入以比晶体管的阈值电压高的电压和仍比正电源VDD充分低的电压，并且因此，不需要轨对轨(Rail to Rail)电路的结构，且能够使电路设计简单。

第二实施例

下面，将说明本发明的第二实施例。根据本发明的温度检测电路使得当例如对于图2中所示的温度检测电路20，第一和第二运算放大器A1和A2的偏移电压导致问题时，采取对策以解决问题。图6是示出根据本发明的温度检测电路的图。顺便提及，在根据图6中所示的本发明的温度检测电路中，与图2中所示的温度检测电路相同的组成部分被附以相同的附图标记，且将省略对其说明。

如图6中所示，根据本实施例的温度检测电路40采用图2中所示的第一和第二运算放大器A1和A2作为附有偏移抵消电路的运算放大器A11和A12，并通过占空比50％的空间偏移抵消信号S控制其控制信号。另外，输出端OUT的前级***有低通滤波器LPT。

这里，在图7(a)和7(b)中示出了由运算放大器实现偏移抵消的具体电路结构。在下面的说明中，将[“使动类型”开关(make typeswitch)]称作当输入控制信号时闭合(导通)开关的类型，而将[“止动类型”开关(brake type switch)]称作当输入控制信号时打开(断开)开关的类型。

运算放大器A11和A12被类似地配置。也就是，如图7(a)中所示，运算放大器A11和A12包括两个P沟道MOS晶体管MP11和MP12(第一和第二晶体管)，其构成附有偏移抵消的运算电路的差分对。另外，运算放大器A11和A12包括恒定电流源I11，其偏置该差分对。恒定电流源I11连接在P沟道MOS晶体管MP11和MP12共同连接的源极和正电源VDD之间。另外，在作为有源负载和差分到信号转换的电流镜结构中，该差分对与N沟道MOS晶体管MN1和MN12连接。此外，该差分对包括N沟道MOS晶体管MN13(输出晶体管)，其构成的第二级的放大器电路；以及恒定电流源I12，其工作作为该N沟道MOS晶体管MN13的有源负载。恒定电流源I12连接在正电源VDD和N沟道MOS晶体管MN13的漏极之间。另外，在N沟道MOS晶体管MN13的栅极和漏极之间，连接相位补偿电容器C。

构成差分对的一个P沟道MOS晶体管MP11的漏极连接到N沟道MOS晶体管MN11的漏极，且构成该差分对的另一个P沟道MOS晶体管MP12的漏极连接到N沟道MOS晶体管MN12的漏极。

此外，运算放大器A11和A12包括“止动类型”的开关SW1、SW4、SW6和SW8，以及“使动类型”的开关SW2、SW3、SW5和SW7。这些开关SW1至SW8的组都互锁并受控，且当“止动类型”的开关SW1、SW4、SW6和SW8导通时，“使动类型”的开关SW2、SW3、SW5和SW7断开(见图7(a))，以及当“止动类型”的开关SW1、SW4、SW6和SW8断开时，“使动类型”的开关SW2、SW3、SW5和SW7导通(见图7(a))

这里，“止动类型”的开关SW1连接在N沟道MOS晶体管MN11的栅极和漏极之间，“使动类型”的开关SW2连接在N沟道MOS晶体管MN12的栅极和漏极之间，“使动类型”的开关SW3连接在N沟道MOS晶体管MN11的漏极和N沟道MOS晶体管MN13的栅极之间，而“止动类型”的开关SW4连接在N沟道MOS晶体管MN12的漏极和N沟道MOS晶体管MN13的栅极之间。另外，“使动类型”的开关SW5连接在P沟道MOS晶体管MP12的栅极和反相输入端Vin-之间，“止动类型”的开关SW6连接在P沟道MOS晶体管MP11的栅极和反相输入端Vin-之间，“使动类型”的开关SW7连接在P沟道MOS晶体管MP1的栅极和非反相输入端Vin+之间，而“止动类型”的开关SW8连接在P沟道MOS晶体管MP12的栅极和输入端Vin+之间。

在第一模式中，输入Vin-被输入到P沟道MOS晶体管NP11，而通过导通和断开这些开关，输入Vin+被输入到P沟道晶体管NP12，且基于P沟道晶体管NP12的输出控制作为输出晶体管的N沟道MOS晶体管MN13，该第一模式可以切换到第二模式，在第二模式中，输入Vin-被输入到P沟道MOS晶体管NP12，而输入Vin+被输入到P沟道晶体管NP11，且基于P沟道晶体管NP11的输出控制N沟道MOS晶体管MN13。

下面，将说明附有偏移抵消电路的该运算放大器的操作。附有偏移抵消电路的运算放大器A11和A12通过P沟道MOS晶体管MP11和MP12构成差分对，且包括作为差分对单端转换功能的电流镜结构的N沟道MOS晶体管MN1和MN2，作为有源负载。这里，当开关SW1闭合时，N沟道MOS晶体管MN12的漏极变为其单端输出，而当开关SW2闭合时，N沟道MOS晶体管MN11的漏极变为其单端输出。

以这样的方式，输出端根据开关SW1和SW2的通/断状态而变，因此，提供开关SW3和SW4以用于输出选择。来自单一转换的信号通过开关SW3和SW4输入到N沟道MOS晶体管中作为输出晶体管的MN13的栅极。此时，恒定电流源I12操作作为N沟道MOS晶体管MN13的有源负载。N沟道MOS晶体管MN13的漏极成为输出端OUT。电容器C作为镜像电容器进行相位补偿操作。

当开关SW1至SW4切换时，反相输入变为P沟道MOS晶体管MP11的栅极或者P沟道MOS晶体管MP的栅极。因此，为了帮助该切换，提供开关SW5和SW6。也即，如图7(a)中所示，当开关SW1和SW4闭合时，反相输入变为P沟道MOS晶体管MP11的栅极端，并且在此时，通过闭合SW6，反相输入端Vin-和P沟道MOS晶体管MP11的栅极端连接。正转输入变为P沟道MOS晶体管MP11的栅极端，结果是，开关SW8闭合且连接到非反相输入端Vin+。

另一方面，如图7(b)中所示，当开关SW2和SW3闭合时，反相输入变为P沟道MOS晶体管MP2的栅极端，并且此时，通过闭合开关SW5，反相输入端Vin-和P沟道MOS晶体管MP12的栅极端连接。正转输入变为P沟道MOS晶体管MP11的栅极端，结果是，开关SW7闭合，且连接到非反相输入端Vin+。

下面，将描述，在进行所谓电压跟随器连接时，其中附有偏移抵消电路的该运算放大器(amp)的反相输入端Vin-和输出端Vout被共同连接，根据每一开关的状态而变的该运算放大器电路的偏移电压。作为运算放大器，产生偏移电压的主要原因可源自由P沟道MOS晶体管MP11和MP12构成的差分晶体管对的阈值(VT)相对变化，以及由执行有源负载操作的N沟道MOS晶体管MN11和MN12构成的电流镜电路的晶体管对的阈值(VT)相对变化。在开关组SW1至SW8的开关状态中，存在两种状态，并且当分别将每一状态取为A和B时，设开关状态是A，如果将由于这些阈值(VT)相对变化而产生的偏移电压取为VOS，且在此时amp的输入电压取VIN，并且输出电压取VO，那么，VO＝VIN+VOS。

然后，当开关切换且开关的状态取为B时，在与开关的状态是A时相反极性的方向上输出偏移电压，结果是，输出电压变为VO＝VIN-VS。通过以这样的方式切换开关，发现，输出电压VO对于理想输出电压值VIN对称输出。因而，如果通过具有占空比50％的周期的开关，A和B两种状态切换，且取其平均值，那么其结果是偏移电压变为零，且能够抵消偏移。

图8是用于解释偏移电压取零时的理想输出电压的图。当一组开关SW1至SW8以特定周期切换时，如图8(a)中所示，根据偏移电压，输出端VOUT的波形变为具有对于理想电压的对称幅度值的脉冲波形。此时，当该切换频率的周期被设置为占空比50％，且取其平均值时，可以理解，与偏移电压等效的部分被平均且变为零，从而使得能够获得适当的理想值。在本实施例中，使用低通滤波器LPF来达成平均。作为用于实现低通滤波器的电路，例如，如图8(b)中所示，电阻器R***在输入和输出之间，电容器C***在输出侧和GND之间。如果该CR的时间常数充分大于1/(切换频率)，而且占空比为50％，那么，能够去除与偏移电压等效的波纹(ripple)分量，并且获得如图8(c)所示的理想输出电压。

下面，将说明该开关的特定实例。首先将说明“使动类型”开关。作为图9(a)中所示的开关的特定结构，存在如图9(b)至9(d)中所示的开关SW11、SW12和开关SW13。也即，如图9(b)至9(c)所示的，其两端对应于N沟道MOS晶体管或P沟道MOS晶体管的漏极/源极的每一个。在此情况下，通过栅极执行开关通/断的控制。这里，在N沟道MOS晶体管的情况下，当栅极处在高电平时，开关SW11导通，而当栅极处在低电平时，开关SW11断开。相反的，在P沟道MOS晶体管的情况下，当栅极处在低电平时，开关SW12导通，而当栅极处在高电平时，开关SW12断开。

另外，如图9(d)中所示的，可以利用N沟道和P沟道配置该开关。也即，开关SW13由N沟道MOS晶体管MN21、P沟道MOS晶体管MP21以及反相器51构成。在此情况下，N沟道MOS晶体管MN21和P沟道MOS晶体管MP21的每一漏极和源极共同连接，而每一栅极通过反相器51连接。结果是，每一栅极被输入以反相信号，并被驱动。

以这样的方式配置的开关SW13操作使得N沟道MOS晶体管MN21的栅极处在高电平，通过反相器将P沟道MOS晶体管NP21的栅极设置为低电平，使得两个栅极都导通。也即，该开关导通。另一方面，当N沟道MOS晶体管MN21的栅极处在低电平且通过反相器将P沟道MOS晶体管NP21的栅极设置为高电平时，使得两个栅极都断开。也即，开关断开。

这里，对于是否使用N沟道MOS晶体管的开关SW11作开关、或者是否使用P沟道MOS晶体管的开关SW12、或者是否使用包括N沟道MOS晶体管和P沟道MOS晶体管的组合电路的判断标准，取决于施加到该开关的电位。例如，设电源电压取VDD，当施加到开关的电压近似高于VDD/2时，使用P沟道MOS晶体管(SW11)；相反，当施加到开关的电压近似低于VDD/2时，使用N沟道MOS晶体管(SW12)；而当开关需要在从VSS(GND)到VDD的整个电压范围中操作时，使用开关SW13。

在“止动类型”开关的情况下，这是与“使动类型”开关相对抗的关系，且栅极电压控制的逻辑仅仅需要翻转。也即，这可以通过与在“使动类型”开关的栅极控制上的对应于一级添加反相器来实现。也即，当控制电压处在低电平时，开关导通，而当处在高电平时，开关断开。

同样在本实施例中，为了将在温度T1的输出电压设置为零，该组二极管11或21所产生的比较电压被减去放大BGR电压的基准电压，从而即使在输出电压是在0V附近也能够进行正确的温度检测。另外，即使在该组二极管11或21的温度特性中存在误差分量，也能够去除该误差分量。此外，通过利用偏移抵消功能来抵消偏移，由每一运算放大器A31和A32携载的偏移电压不被仅由输入电阻器和反馈电阻器决定闭环增益放大。

第三实施例

下面，将说明本发明的第三实施例。图10是示出根据本发明的温度检测电路的框图。如图10中所示，根据本实施例的温度检测电路60设有放大器65，代替图1中所示的温度检测电路10中的放大器14和电阻器R2。类似于第一实施例，被恒定电流源I1偏置的多个串联连接的一组二极管11的串联电压(比较电压)VD被加法器12减去，而由放大器14放大BGR电压VBGR的电压(基准电压)VA2被加。该加法器12的输出电压被放大器65放大，放大的电压从作为温度检测电路60的输出端的输出端OUT输出。

下面，将说明根据本实施例的温度检测电路的操作。基本操作与图1中所示的第一实施例的温度检测电路10相同。温度检测电路10将加法器的输出转换成电流一次，并通过电阻器将该电流再次转换成电压，而在本实施例的温度检测电路60中，加法器12的输出直接被放大器65放大。

下面，将说明本实施例中的具体实例。图11是示出根据本实施例的具体实例的温度检测电路的电路图。温度检测电路70包括由串联连接的五个二极管D1至D5构成的一组二极管21、偏置该组二极管21的恒定电流源I1、BGR电路13以及放大BGR电压的放大器24。放大器24由运算放大器A2、以及决定运算放大器A2的闭环增益的第一和第二电阻器R11和R12构成。

另外，根据本实施例的温度检测电路70由电压跟随器连接以缓存该组二极管21的电压的运算放大器A22、第三运算放大器A23以及决定该第三运算放大器A23的闭环增益的第三和第四电阻器R13和R14构成。运算放大器A23和电阻器R13和R14起加法器12和放大器65的作用。电压跟随器连接表示将运算放大器的反相输入端和输出端共同地连接，并且输入信号输入到非反相输入端。在此情况下，运算放大器以电压方式输出与输入电压相同的电压。也即，运算放大器(电压跟随器)22输出与作为输入电压的比较电压VD相同的电压。

运算放大器A2具有与BGR电路13的输出连接的非反相输入端，且具有连接在该反相输入端和GND之间的第一电阻器R11，具有连接在反相输入端和输出端之间的第二电阻器R12。另外，运算放大器A22具有与该组二极管21的最高电位侧连接的非反相输入端，并且如上所述，反相输入端连接到输出端，从而构成所谓的电压跟随器连接。运算放大器A23具有与运算放大器A2的输出端连接的非反相输入端，另外还具有连接在运算放大器A23的反相输入端和运算放大器A22的输出端之间的第三电阻器R13。在运算放大器A23的反相输入端和输出端之间连接有第四电阻器R14。运算放大器A23的输出端成为输出端OUT。

下面，将说明温度检测电路70的操作。当取BGR电路13的电压VA2为VBGR时，运算放大器A2输出端的电压VA2变为与公式(12)相同。另外，当取在特定温度T1的该组二极管21的电压为VD(T1)时，其值变为与公式(13)相同。因此，电压跟随器连接的运算放大器A22的输出电压VA22也变为与公式(13)相同。这里，当运算放大器A23的输出电压取Vout时，下面的公式成立。

[公式18]

$V_{\mathrm{out}}=V_{A2}(1+\frac{R_{14}}{R_{13}})-V_{A22}\frac{R_{14}}{R_{13}}...\left(18\right)$

因此，根据公式(12)和(13)，该公式(18)变为如下。

[公式19]

$V_{\mathrm{out}}=V_{\mathrm{BGR}}(1+\frac{R_{12}}{R_{11}})(1+\frac{R_{14}}{R_{13}})-5\frac{R_{14}}{R_{13}}\frac{k(273+T_1)}{q}\ln \frac{I_1}{I_{S\left(T1\right)}}...\left(19\right)$

这里，为了将在温度T1时的输出电压Vout设置为0，可以设置电阻器R11和R14的值，以便变成公式(19)中的第一项＝第二项。如果五个二极管串联，由于对应于一个二极管的温度因子为-2(mV/℃)，所以由公式(19)表示的输出电压VOUT的温度因子变为-10(mV/℃)。因此，输出电压VOUT的温度系数变为如下。

[公式20]

也即，本实施例的温度检测电路70可以通过电阻器R13和R14之比决定温度系数。

在本实施例中，由该组二极管11或21所产生的比较电压被减去放大BGR电压VBGR的参考电压，从而使得能够维持输出电压VOUT的准确度，并且即使在该组二极管11或21的温度特性中存在误差分量，也能够去除该分量。另外，通过适当地设置电阻器R13和R14的电阻值，可以将放大因子降低到1以下，并因此，输出电压范围不会超过输入电压范围。结果，当在高温下操作时，防止芯片由于输出电压完全放大超出电源电压而误动作。

第四实施例

下面，将说明本发明的第四实施例。图12是示出本发明的半导体装置的框图。本实施例的半导体装置80包括n个半导体芯片L1至Ln，且每一半导体芯片都安装有类似于例如如图1所示的温度检测电路10的温度检测电路10n。每一温度检测电路10n其输出端共同连接到输出端OUT(total)。

当输出端OUT(总)以这样的方式共同连接时，在每一半导体芯片Ln中由公式(9)所示的电流输出相加。也即，当取每一半导体芯片Ln的电流输出为Iout(1)至Iout(n)，且取相加的电流值为Iout(total)时，下式成立。

[公式21]

$I_{\mathrm{out}\left(\mathrm{total}\right)}=\underset{m=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{out}\left(m\right)...\left(21\right)$

另外，图1中所示的电阻器R2通过共同连接n片半导体芯片Ln而变为并联连接。该并联连接的电阻器值R2(total)变为如下。

[公式22]

$R_{2\left(\mathrm{total}\right)}=\frac{1}{\underset{m=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\frac{1}{R_m}}...\left(22\right)$

因此，并联连接的输出端的输出电压Vout(total)变为如下。

[公式23]

$V_{\mathrm{out}\left(\mathrm{total}\right)}=I_{\mathrm{out}\left(\mathrm{total}\right)}{R}_{2\left(\mathrm{total}\right)}=\frac{\underset{m=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{I}_{\mathrm{out}\left(m\right)}}{\underset{m=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\frac{1}{R_m}}...\left(23\right)$

该输出电压Vout(total)表示该多个中的各个半导体芯片的温度的平均值。也即，温度检测电路10安装在该多个半导体芯片的每一个上，且输出端共同连接，使得能够确定每一半导体芯片的平均温度。

在本实施例中，通过使用简单电路结构的温度检测电路10，能够获得与半导体芯片温度对应的高度准确的输出电压。该多个半导体芯片都安装有温度检测电路10，且仅通过对每一芯片的输出实现“线或”(wired-OR)电路连接，就能够获得与其平均值对应的电压输出。

第五实施例

图13是示出根据本发明第五实施例的半导体装置的框图。根据本实施例的半导体装置90a包括n个半导体芯片L1至Ln，且每一半导体芯片Ln都安装有类似于例如如图1中所示的温度检测电路10的温度检测电路10n。每一温度检测电路10n以其输出与用于最大值检测的二极管91n串联连接。这里，二极管91n阳极连接到每一温度检测电路10n的输出，而其阴极连接到半导体芯片Ln的温度检测输出端(未示出)，并且其每一半导体芯片Ln的温度检测输出端共同连接到输出端OUT(Max)。

当输出端OUT(Max)以这样的方式通过二极管91n共同连接时，输出端OUT输出有从每一半导体芯片Ln的温度检测输出Vout中的最大值下降了二极管91n的正向电压降VF的电压值VOUT(Max)。也即，这些二极管起最大值检测电路的作用。

如果使用该输出值VOUT(Max)，则可以生成适于在所有半导体的芯片Ln的温度中最高的半导体芯片的温度的控制，并且能够提高整个半导体装置的可靠性。

第六实施例

图14是示出根据本发明第六实施例的半导体装置的框图。根据本实施例的半导体装置90b包括n个半导体芯片L1至Ln，且每一半导体芯片安装有类似于例如如图1中所示的温度检测电路10的温度检测电路10n。每一温度检测电路10n以其输出与用于最小值检测的二极管92n串联连接。这里，二极管92n阴极连接到每一温度检测电路10n的输出，而其阳极连接到半导体芯片Ln的温度检测输出端，并且其每一半导体芯片Ln的温度检测输出端共同连接到输出端OUT(Min)。

当输出端OUT(Min)以这样的方式通过二极管92n共同连接时，输出端OUT输出有从每一半导体芯片Ln的温度检测输出Vout中的最小值上升了二极管92n的正向电压降VF的电压值VOUT(Min)。这些二极管起最小值检测电路的作用。

如果使用该输出值VOUT(Min)，则可以生成适于在所有半导体的芯片Ln的温度中最低的半导体芯片的控制，并且例如，能够进行使整个半导体装置特性一致的控制。

第七实施例

图15是根据本发明第七实施例安装有温度检测电路的半导体芯片的芯片布局的示意图。在半导体芯片100上的发热源101的附近，设置温度检测电路102。温度检测电路102包括第一电路103、第二电路104以及第三电路105。第一电路103和第二电路104输出具有单调温度依赖性的输出信号，且第二电路104的温度依赖性比第一电路103的温度依赖性小。这里，第一电路103例如由如图1所示的一组二极管11和恒定电流源I1构成，且根据环境温度产生输出信号。另外，第二电路由图1中所示的BGR电路13和放大器14构成，且产生例如基准电压，作为起参考作用的信号。此外，第三电路由如图1中所示的输出单元构成，并根据第一电路103的输出信号和第二电路104的输出信号之间的差，输出输出信号。在本实施例中，这些第一电路103和第二电路104设置在发热源101附近。第三电路由于其几乎不受环境温度的影响，可以设置在任何区域。

其中在温度检测电路102中第一电路103和第二电路104分别设置在发热源101附近的结构，特别适合于其中在半导体芯片100上发热源101所占据的面积大和芯片整个表面温度上升的情形。在本实施例中，通过将第一电路103和第二电路104两者分别设置在发热源101附近，可以将两个电路的环境温度看成近乎相同的温度。

第八实施例

图16是根据本发明第八实施例安装有温度检测电路的半导体芯片的芯片布局。顺便说明，在图16中，与图15中所示的半导体芯片相同的部件被附以相同的附图标记，并省略了对其详细说明。在本实施例中，类似于第七实施例，在半导体芯片110上发热源101的附近，设置第一电路103。另一方面，在优选与发热源101隔离的位置处，设置第二电路104。顺便说明，第三电路105由于该电路几乎不受环境温度的影响，可以设置在发热源101的附近或者设置在与发热源101隔离的位置上。

其中在温度检测电路112中第一电路103设置在发热源101附近而第二电路104设置在尽可能远离发热源101的位置上的结构，特别适合于其中在半导体芯片100上发热源101所占据的面积小而芯片110的温度变化大、以及部分区域的温升比其他区域的温升高的情形。在本实施例中，将第一电路103设置在近乎与发热源101相同的环境温度下，并且通过进一步降低环境温度的变化，第二电路104能够增强温度检测电路112的输出准确度。

顺便说明，本发明并不限于上述实施例，毋庸说，可以对本发明进行多种修改而不脱离本发明的精神和范围。例如，在第四实施例中，尽管进行了半导体芯片安装有温度检测电路10的描述，但是即使在安装温度检测电路20、30或40时，也能够获得相同的效果。另外，在本实施例中，尽管已经进行了输出根据检测温度的电压的描述，但是也可以输出电流。

Claims (13)

1.一种温度检测电路，包括：

一个二极管或串联连接的多个二极管；

恒定电流源，其连接到所述一个二极管或串联连接的所述多个二极管；以及

输出单元，用于根据由所述一个二极管或串联连接的所述多个二极管产生的比较电压与基准电压之间的电压差，输出电压或电流；并且

所述输出单元包括减法器、电压电流转换器和电流电压转换器，所述减法器用于从所述基准电压减去所述比较电压，所述电压电流转换器用于将所述减法器的输出电压转换成电流，所述电流电压转换器用于将从所述电压电流转换器输出的电流转换成电压；并且

其中所述输出单元不输出电压或电流，直至预定的温度，并且输出与由于从预定温度起的温度而产生的基准电压和比较电压之间的电压差成比例的电压或电流。

2.如权利要求1所述的温度检测电路，其中所述输出单元包括：

第一电阻器，在一端施加有所述基准电压；

第一运算放大器，其中反相输入端连接到所述第一电阻器的另一端，而非反相输入端被输入以所述比较电压；

电压电流转换电路，其连接到所述第一运算放大器，并将从所述基准电压减去所述比较电压的电压转换成电流；

第一电流镜电路，其中输入端与所述电压电流转换电路连接，而公共端被输入以电源电压；以及

第二电阻器，其中一端连接在所述第一电流镜电路和输出端之间，而另一端接地。

3.如权利要求2所述的温度检测电路，其中所述第一运算放大器包括构成差分对的第一晶体管和第二晶体管、以及由所述第一或第二晶体管控制的输出晶体管，并且包括用以切换第一模式和第二模式的偏移抵消功能，在该第一模式中，第一和第二输入被分别输入到所述第一和第二晶体管，并且基于所述第一晶体管的输出，控制所述输出晶体管，而在该第二模式中，所述第一和第二输入被分别输入到所述第二和第一晶体管，并且基于所述第二晶体管的输出，控制所述输出晶体管。

4.如权利要求2所述的温度检测电路，其中所述电压电流转换电路是第二电流镜电路，其中输入端与所述第一运算放大器的反相输入端连接，而公共端与所述第一运算放大器的输出端连接。

5.如权利要求2所述的温度检测电路，其中所述电压电流转换电路是以控制端公共连接的第三晶体管和第四晶体管，且所述第一运算放大器的输出端与所述第三晶体管的控制端连接，而所述电流从所述第四晶体管输出。

6.如权利要求1所述的温度检测电路，进一步包括带隙基准电路以及第二运算放大器，该第二运算放大器将从所述带隙基准电路输出的带隙基准电压放大并产生所述基准电压。

7.如权利要求6所述的温度检测电路，其中所述第二运算放大器包括构成差分对的第一和第二晶体管、以及由所述第一或第二晶体管控制的输出晶体管，并且包括用以切换这样两种模式的偏移抵消功能，在一个模式中，第一和第二输入被分别输入到所述第一和第二晶体管，并且基于所述第一晶体管的输出，控制所述输出晶体管，而在另一模式中，所述第一和第二输入被分别输入到所述第二和第一晶体管，并且基于所述第二晶体管的输出，控制所述输出晶体管。

8.如权利要求3所述的温度检测电路，其中所述输出单元具有低通滤波器，且根据所述检测温度从该低通滤波器输出电压。

9.如权利要求1所述的温度检测电路，其中所述输出单元包括：

减法器，其用于从所述基准电压减去所述比较电压；以及

放大器，其用于放大所述减法器的输出电压。

10.如权利要求1所述的温度检测电路，进一步包括：

电压跟随器，其以所述比较电压作为输入电压；

带隙基准电路；以及

第二运算放大器，其用于将从所述带隙基准电路输出的带隙基准电压放大并产生所述基准电压，

所述输出单元包括：

第三电阻器，其中一端连接到所述电压跟随器的输出；

第三运算放大器，其中所述第三电阻器的另一端连接到反相输入端，而所述基准电压输入到非反相输入端；以及

第四电阻器，其连接在所述第三运算放大器的输出端和反相输入端之间。

11.如权利要求1所述的温度检测电路，其中所述输出单元是在预定的温度下，所述比较电压和所述基准电压接收相同的电压。

12.一种半导体装置，其具有安装有温度检测电路的多个芯片，所述温度检测电路具有公共连接的每一输出端，该半导体装置包括：

一个二极管或串联连接的多个二极管；

恒定电源，其连接到所述一个二极管或串联连接的所述多个二极管；

电压电流转换器，其不输出电压或电流，直至预定的温度，并且输出与由于从预定温度起的温度而产生的、基准电压和由所述一个二极管或串联连接的所述多个二极管产生的比较电压之间的电压差成比例的电压或电流；以及

电阻器，其中一端连接在所述电压电流转换器和所述输出端之间，而另一端接地。

13.一种半导体装置，其包括：

安装有温度检测电路的多个芯片；以及

最大值/最小值检测电路，其连接到多个所述温度检测电路，

所述温度检测电路包括：

一个温度检测二极管或串联连接的多个温度检测二极管；

恒定电流源，其连接到所述一个温度检测二极管或串联连接的所述多个温度检测二极管；以及

输出单元，其不输出电压或电流，直至预定的温度，并且输出与由于从预定温度起的温度而产生的、基准电压和由所述一个温度检测二极管或串联连接的所述多个温度检测二极管产生的比较电压之间的电压差成比例的电压或电流，

其中所述最大值/最小值检测电路将所述多个温度检测电路的输出电压中的最小值或最大值输出。

Images