JP6379578B2 - 温度測定装置、集積回路および温度測定方法 - Google Patents

温度測定装置、集積回路および温度測定方法 Download PDF

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Description

開示の技術は、温度測定装置、集積回路および温度測定方法に関する。
互いに異なるエミッタ電流が供給される一対のバイポーラトランジスタのベース−エミッタ間電圧の差分が絶対温度に比例という特性を利用した温度測定装置が知られている。このタイプの温度測定装置においては、一対のバイポーラトランジスタのミスマッチ（特性の相対ばらつき）等に起因して温度測定値に誤差が生じる。一対のバイポーラトランジスタのミスマッチ等に起因する温度測定誤差を小さくする方法の一つとしてダイナミックエレメントマッチングが用いられている。
ISSCC 2005/SESSION 13/SENSORS/13.1 A CMOS Temperature Sensor with a 3σInaccuracy of ±0.1°C from -55℃ to 125℃ Michiel Pertijs, Kofi Makinwa and Johan Huijsing
温度測定装置において、一対のバイポーラトランジスタのミスマッチを小さくするためには、各素子の面積を大きくする必要があるが、この場合、温度測定装置の回路面積が増大してしまう。
また、ダイナミックエレメントマッチングにおいては、温度測定値を導出するためのアナログ電圧に対して平均化処理を行うため、アナログ回路の規模が増大する。半導体製造技術の進歩によって回路素子の微細化が進んでいるもののアナログ回路の微細化は、アナログ回路の応答速度の低下等の特性劣化を伴うため困難である。従って、ダイナミックエレメントマッチングを用いた温度測定装置では、回路面積が増大するとともに消費電力も増大する。
開示の技術は、１つの側面として、温度測定装置において回路面積の増大を抑制しつつ温度測定精度の向上を図ることを目的とする。
温度測定装置は、各々がｐｎ接合を有する第１の半導体素子および第２の半導体素子を含む。温度測定装置は、電流制御端子に供給される制御電圧に応じて第１の電流および前記第１の電流とは異なる大きさの第２の電流を出力する第１の電流出力部を含む。温度測定装置は、前記第１の半導体素子に流れる電流に応じた電圧降下を生ずる第１の抵抗素子と、前記第２の半導体素子に流れる電流に応じた電圧降下を生ずる第２の抵抗素子を含む。温度測定装置は、第１のセンシング状態および第２のセンシング状態のいずれかの状態となるように、前記第１の半導体素子および前記第２の半導体素子と前記第１の電流出力部との間の接続を切り替える第１の接続切り替え部を含む。前記第１のセンシング状態において、前記第１の電流が前記第１の半導体素子のｐｎ接合に順方向に流れ且つ前記第２の電流が前記第２の半導体素子のｐｎ接合に順方向に流れる。前記第２のセンシング状態において前記第１の電流が前記第２の半導体素子のｐｎ接合に順方向に流れ且つ前記第２の電流が前記第１の半導体素子のｐｎ接合に順方向に流れる。温度測定装置は、ＡＤコンバータを含む。前記ＡＤコンバータは、前記第１のセンシング状態における前記第１の半導体素子のｐｎ接合の順方向電圧と前記第２の半導体素子のｐｎ接合の順方向電圧との差分をデジタル値に変換して第１のデジタル値として出力する。ＡＤコンバータは、前記第２のセンシング状態における前記第１の半導体素子のｐｎ接合の順方向電圧と前記第２の半導体素子のｐｎ接合の順方向電圧との差分をデジタル値に変換して第２のデジタル値として出力する。ＡＤコンバータは、前記第１のセンシング状態における前記第１の抵抗素子の両端電圧をデジタル値に変換して第３のデジタル値として出力する。ＡＤコンバータは、前記第１のセンシング状態における前記第２の抵抗素子の両端電圧をデジタル値に変換して第４のデジタル値として出力する。ＡＤコンバータは、前記第２のセンシング状態における前記第１の抵抗素子の両端電圧をデジタル値に変換して第５のデジタル値として出力する。ＡＤコンバータは、前記第２のセンシング状態における前記第２の抵抗素子の両端電圧をデジタル値に変換して第６のデジタル値として出力する。温度測定装置は、前記第３のデジタル値、前記第４のデジタル値、前記第５のデジタル値および前記第６のデジタル値に基づいて、前記第１のデジタル値と前記第２のデジタル値との平均値を補正することにより温度測定値を算出する演算部を含む。
開示の技術は、１つの側面として、温度測定装置において回路面積の増大を抑制しつつ温度測定精度の向上を図るという効果を奏する。
開示の技術の実施形態に係る温度測定装置の構成を示すブロック図である。 開示の技術の実施形態に係る温度測定装置の詳細な構成を示す回路ブロック図である。 開示の技術の実施形態に係るデジタル演算部の構成を示すブロックである。 開示の技術の実施形態に係る制御部の構成を示すブロックである。 開示の技術の実施形態に係る温度測定装置の接続形態の一例を示す図である。 開示の技術の実施形態に係る測定制御プログラムにおける処理の流れを示すフローチャートである。 開示の技術の実施形態に係る測定制御プログラムにおける処理の流れを示すフローチャートである。 開示の技術の実施形態に係る温度測定装置の接続形態の一例を示す回路ブロック図である。 開示の技術の実施形態に係る温度測定装置の接続形態の一例を示す回路ブロック図である。 開示の技術の実施形態に係る温度測定装置の接続形態の一例を示す回路ブロック図である。 開示の技術の実施形態に係る温度測定装置の接続形態の一例を示す回路ブロック図である。 開示の技術の実施形態に係る温度測定装置の接続形態の一例を示す回路ブロック図である。 開示の技術の実施形態に係る温度測定装置の接続形態の一例を示す回路ブロック図である。 開示の技術の実施形態に係る温度測定装置の接続形態の一例を示す回路ブロック図である。 開示の技術の実施形態に係る温度測定装置の接続形態の一例を示す回路ブロック図である。 開示の技術の実施形態に係る温度測定装置の状態と、ＡＤコンバータにおいて測定される電圧および対応するデジタル値との対応関係を示す図である。 開示の技術の実施形態に係る温度算出プログラムにおける処理の流れを示すフローチャートである。 開示の技術の実施形態に係る温度測定装置を備えた集積回路１００の構成の一例を示すブロック図である。 開示の技術の実施形態に係る温度算出処理プログラムにおける処理の流れを示すフローチャートである。 開示の技術の実施形態に係る温度算出処理プログラムにおける処理の流れを示すフローチャートである。 開示の技術の実施形態に係るデジタル演算部の構成を示すブロックである。
以下、開示の技術の実施形態の一例を、図面を参照しつつ説明する。なお、各図面において同一または等価な構成要素および部分には同一の参照符号を付与している。
［第１の実施形態］
図１は、開示の技術の実施形態に係る温度測定装置１０の構成を示すブロック図である。温度測定装置１０はセンサ部２０、ＡＤコンバータ３０、デジタル演算部４０、電流源５０および制御部６０を含む。温度測定装置１０は、開示の技術における温度測定装置の一例である。
センサ部２０は、ｐｎ接合を有する１対の半導体素子を含み、周囲温度に応じた大きさの電圧を出力する。ＡＤコンバータ３０は、センサ部２０から出力される電圧をデジタル値に変換して出力する。デジタル演算部４０は、ＡＤコンバータ３０から出力されるデジタル値を演算処理することにより温度測定値Ｔを算出する。電流源５０は、センサ部２０における上記１対の半導体素子に供給される電流を制御する。制御部６０は、センサ部２０、ＡＤコンバータ３０、デジタル演算部４０および電流源５０を統括的に制御する。
図２は、温度測定装置１０のより詳細な構成を示す回路ブロック図である。
センサ部２０は、ｐｎ接合を有する一対の半導体素子としてバイポーラトランジスタＱ１およびＱ２（以下、トランジスタＱ１、トランジスタＱ２と称する）を含む。トランジスタＱ１およびＱ２は、一例としてｐｎｐトランジスタである。なお、トランジスタＱ１およびＱ２は、ｎｐｎトランジスタであってもよい。またバイポーラトランジスタに代えて、ダイオードを用いることが可能である。トランジスタＱ１およびＱ２のベースおよびコレクタは、それぞれ共通電位（例えば接地電位）に接続されている。トランジスタＱ１のエミッタは、抵抗素子Ｒ１に接続され、トランジスタＱ２のエミッタは、抵抗素子Ｒ２に接続されている。なお、トランジスタＱ１は開示の技術における第１の半導体素子の一例であり、トランジスタＱ２は開示の技術における第２の半導体素子の一例である。抵抗素子Ｒ１は、開示の技術における第１の抵抗素子の一例であり、第２の抵抗素子Ｒ２は、開示の技術における第２の抵抗素子の一例である。
電界効果トランジスタＭ１およびＭ２（以下、トランジスタＭ１、トランジスタＭ２と称する）は、一例としてｐチャネルＭＯＳＦＥＴである。トランジスタＭ１およびＭ２は、それぞれ、ソースが電源ラインＰに接続され、電流制御端子であるゲートが電流源５０の演算増幅器５３の出力端子５９に接続されている。トランジスタＭ１は、自身のゲートに供給される演算増幅器５３からの制御電圧Ｖａｍｐに応じて電流Ｉ１（電流値ｉ１）を出力する。トランジスタＭ２は、自身のゲートに供給される演算増幅器５３からの制御電圧Ｖａｍｐに応じて電流Ｉ２（電流値ｉ２）を出力する。トランジスタＭ２は、トランジスタＭ１と同じトランジスタをＮ個並列に接続した構成を有する。従って、トランジスタＭ２から出力される電流Ｉ２の電流値ｉ２は、トランジスタＭ１から出力される電流Ｉ１の電流値ｉ１の約Ｎ倍である（電流比ｉ１：ｉ２＝１：Ｎ）。なお、トランジスタＭ１およびＭ２は、開示の技術における第１の電流出力部の一例である。
トランジスタＭ１およびＭ２と、抵抗素子Ｒ１およびＲ２との間には、第１の接続切り替え部２１が設けられている。第１の接続切り替え部２１は、制御部６０から供給される制御信号Ｃ１に基づいて、トランジスタＭ１およびＭ２のドレインのノードｎ１およびｎ２の接続先を切り替える。第１の接続切り替え部２１は後述する第１のセンシング状態において、ノードｎ１を抵抗素子Ｒ１の高電位側のノードｎ３に接続するとともにノードｎ２を抵抗素子Ｒ２の高電位側のノードｎ４に接続する。また、第１の接続切り替え部２１は後述する第２のセンシング状態において、ノードｎ１をノードｎ４に接続するとともにノードｎ２をノードｎ３に接続する。なお、第１の接続切り替え部２１は、開示の技術における第１の接続切り替え部の一例である。
第２の接続切り替え部２２は、制御部６０から供給される制御信号Ｃ２に基づいてノードｎ３、ｎ４およびトランジスタＱ１、Ｑ２のエミッタ（抵抗素子Ｒ１、Ｒ２の低電位側）のノードｎ５、ｎ６を選択的にＡＤコンバータ３０の各入力端子に接続する。第２の接続切り替え部２２によるＡＤコンバータ３０と、各ノードｎ３〜ｎ６との接続関係については後述する。なお、第２の接続切り替え部２２は、開示の技術における第２の接続切り替え部の一例である。
ＡＤコンバータ３０は、正側入力端子３１、負側入力端子３２、基準電圧入力端子３３を有する。ＡＤコンバータ３０は、正側入力端子３１に接続されたノードの電圧と負側入力端子３２に接続されたノードの電圧との差分を、基準電圧入力端子３３に入力される基準電圧に対する比で表したデジタル値を出力する。ＡＤコンバータ３０は、制御部６０から供給される制御信号Ｃ３に応じて出力を有効化する。ＡＤコンバータ３０から出力されるデジタル値は、デジタル演算部４０に供給される。なお、ＡＤコンバータ３０は、一例として、シングルビットΔΣ変調方式のＡＤコンバータであってもよい。シングルビットΔΣ変調方式のＡＤコンバータは、直線性が良好であり、分解能に対する回路面積が比較的小さいという特徴を有する。なお、ＡＤコンバータ３０は、開示の技術におけるＡＤコンバータの一例である。
デジタル演算部４０は、ＡＤコンバータ３０から出力されるデジタル値に対して演算処理を行うことにより温度測定値Ｔを算出する。図３は、デジタル演算部４０の詳細な構成を示すブロックである。デジタル演算部４０は、コンピュータを含んで構成されており、ＣＰＵ（Central Processing Unit）４１、レジスタ４２、ＲＯＭ（Read Only Memory）４４、入出力ポート（Ｉ／Ｏ）４５を含んでいる。ＣＰＵ４１、レジスタ４２、ＲＯＭ４３、入出力ポート（Ｉ／Ｏ）４５は、バス４６を介して相互に接続されている。ＡＤコンバータ３０から出力されるデジタル値は、入出力ポート（Ｉ／Ｏ）４５を介してデジタル演算部４０に取り込まれ、レジスタ４２に記憶される。ＲＯＭ４３には、温度測定値Ｔを算出するための温度算出プログラム４４が格納されている。ＣＰＵ４１は、制御部６０から供給される制御信号Ｃ４に基づいて温度算出プログラム４４の実行を開始することによりレジスタ４２に記憶されたデジタル値を用いて演算処理を行い、温度測定値Ｔを算出する。算出された温度測定値Ｔは、入出力ポート（Ｉ／Ｏ）４５を介して外部に出力される。なお、温度算出プログラム４４の詳細については後述する。デジタル演算部４０は、開示の技術における演算部の一例である。レジスタ４２は開示の技術における記憶部の一例である。
電流源５０は、ｐｎ接合を有する一対の半導体素子としてバイポーラトランジスタＱ３およびＱ４（以下、トランジスタＱ３、トランジスタＱ４と称する）を含む。トランジスタＱ３およびＱ４は、一例としてｐｎｐトランジスタである。なお、トランジスタＱ３およびＱ４は、ｎｐｎトランジスタであってもよい。またバイポーラトランジスタに代えて、ダイオードを用いることが可能である。トランジスタＱ３およびＱ４のベースおよびコレクタは、それぞれ共通電位（例えば接地電位）に接続されている。トランジスタＱ３のエミッタは、抵抗素子Ｒ３に接続され、トランジスタＱ４のエミッタは、抵抗素子Ｒ４に接続されている。なお、トランジスタＱ３は開示の技術における第３の半導体素子の一例であり、トランジスタＱ４は開示の技術における第４の半導体素子の一例である
電界効果トランジスタＭ３およびＭ４（以下、トランジスタＭ３、トランジスタＭ４と称する）は、一例としてｐチャネルＭＯＳＦＥＴである。トランジスタＭ３およびＭ４は、それぞれ、ソースが電源ラインＰに接続され、電流制御端子であるゲートが演算増幅器５３の出力端子５９に接続されている。トランジスタＭ３は、自身のゲートに供給される演算増幅器５３からの制御電圧Ｖａｍｐに応じて電流Ｉ３（電流値ｉ３）を出力する。トランジスタＭ４は、自身のゲートに供給される演算増幅器５３からの制御電圧Ｖａｍｐに応じて電流Ｉ４（電流値ｉ４）を出力する。トランジスタＭ４は、トランジスタＭ３と同じトランジスタをＮ個並列に接続した構成を有する。従って、トランジスタＭ４から出力される電流Ｉ４の電流値ｉ４は、トランジスタＭ３から出力される電流Ｉ３の電流値ｉ３の約Ｎ倍である（電流比ｉ３：ｉ４＝１：Ｎ）。なお、トランジスタＭ３およびＭ４は、開示の技術における第２の電流出力部の一例である。
トランジスタＭ３およびＭ４と、抵抗素子Ｒ３およびＲ４との間には、第３の接続切り替え部５１が設けられている。第３の接続切り替え部５１は制御部６０から供給される制御信号Ｃ５に基づいてトランジスタＭ３およびＭ４のドレインのノードｎ７およびｎ８の接続先を切り替える。第３の接続切り替え部５１は、後述する第１の電流制御状態において、ノードｎ７を抵抗素子Ｒ３の高電位側のノードｎ９に接続し、ノードｎ８を抵抗素子Ｒ４の高電位側のノードｎ１０に接続する。また、第３の接続切り替え部５１は後述する第２の電流制御状態において、ノードｎ７をノードｎ１０に接続し、ノードｎ８をノードｎ９に接続する。なお、第３の接続切り替え部５１は、開示の技術における第３の接続切り替え部の一例である。
第４の接続切り替え部５２は、制御部６０から供給される制御信号Ｃ６に基づいて、ノードｎ９、ｎ１０およびトランジスタＱ３、Ｑ４のエミッタのノードｎ１１、ｎ１２を選択的に演算増幅器５３の反転入力端子５７および非反転入力端子５８に接続する。第４の接続切り替え部５２による演算増幅器５３と各ノードｎ９〜ｎ１２との接続関係については後述する。なお、第４の接続切り替え部５２は、開示の技術における第４の接続切り替え部の一例である。
演算増幅器５３は、第４の接続切り替え部５２を介して、トランジスタＱ３およびＱ４のうちの一方側に接続される反転入力端子５７およびトランジスタＱ３およびＱ４のうちの他方側に接続される非反転入力端子５８を有する。演算増幅器５３は、第１の電流制御状態および第２の電流制御状態の各状態において、電流Ｉ１〜電流Ｉ４を、トランジスタＱ３のベース−エミッタ間電圧とトランジスタＱ４のベース−エミッタ間電圧との差分に応じた大きさとする出力電圧を生成する。演算増幅器５３は、出力電圧を制御電圧Ｖａｍｐとして出力端子５９から出力する。演算増幅器５３の出力端子５９は、トランジスタＭ１〜Ｍ４の電流制御端子であるゲートに接続されている。トランジスタＭ１〜Ｍ４は、演算増幅器５３から供給される制御電圧Ｖａｍｐに応じた大きさの電流Ｉ１〜Ｉ４を出力する。なお、演算増幅器５３は、開示の技術の演算増幅器の一例である。
演算増幅器５３は、第５の接続切り替え部５６を内部に有する。第５の接続切り替え部５６は、制御部６０から供給される制御信号Ｃ７に基づいて、制御電圧Ｖａｍｐを非反転入力端子５８に対して正相で出力するか逆相で出力するかを切り替えるスイッチ５４および５５を有する。例えば、制御電圧Ｖａｍｐを正相で出力する場合には、スイッチ５５がオン状態、スイッチ５４がオフ状態とされる。制御電圧Ｖａｍｐが非反転入力端子５８に対して正相で出力される場合には、非反転入力端子５８に入力される電位の上昇に伴い制御電圧Ｖａｍｐの大きさが大きくなる。一方、制御電圧Ｖａｍｐを非反転入力端子５８に対して逆相で出力する場合にはスイッチ５４がオン状態とされ、スイッチ５５がオフ状態とされる。制御電圧Ｖａｍｐが非反転入力端子５８に対して逆相で出力される場合には反転入力端子５７に入力される電位の上昇に伴い制御電圧Ｖａｍｐの大きさが大きくなる。なお、第５の接続切り替え部５６は、開示の技術の第５の接続切り替え部の一例である。
制御部６０は、センサ部２０、ＡＤコンバータ３０、デジタル演算部４０および電流源５０に対して、制御信号Ｃ１〜Ｃ７を供給することにより、これらを統括的に制御する。図４は、制御部６０の詳細な構成を示すブロックである。制御部６０は、コンピュータを含んで構成されており、ＣＰＵ６１、ＲＡＭ（Random Access Memory）６２、ＲＯＭ６３、入出力ポート（Ｉ／Ｏ）６５を含んでいる。ＣＰＵ６１、ＲＡＭ６２、ＲＯＭ６３、入出力ポート（Ｉ／Ｏ）６５は、バス６６を介して相互に接続されている。ＲＯＭ６３には、センサ部２０、ＡＤコンバータ３０、デジタル演算部４０および電流源５０を制御して温度測定値Ｔを得るための一連の処理を記述した測定制御プログラム６４が格納されている。ＣＰＵ６１は、測定制御プログラム６４を実行することにより、制御信号Ｃ１〜Ｃ７を生成してこれらを、センサ部２０、ＡＤコンバータ３０、デジタル演算部４０および電流源５０に供給する。センサ部２０、ＡＤコンバータ３０、デジタル演算部４０および電流源５０は、制御部６０から供給される制御信号Ｃ１〜Ｃ７に基づいて動作する。これにより、複数のデジタル値がＡＤコンバータ３０から出力され、複数のデジタル値に基づいて算出された温度測定値Ｔがデジタル演算部４０から出力される。
以下に、温度測定装置１０における温度測定の原理について説明する。図５は、温度測定装置１０の接続形態の一例を示す図である。
図５に示す例において、第１の接続切り替え部２１によって、センサ部２０のノードｎ１とノードｎ３が接続され、ノードｎ２とノードｎ４が接続されている。また、第２の接続切り替え部２２によって、センサ部２０のノードｎ５がＡＤコンバータ３０の負側入力端子３２に接続され、センサ部２０のノードｎ６がＡＤコンバータ３０の正側入力端子３１に接続されている。ＡＤコンバータ３０の基準電圧入力端子３３には、ノードｎ５およびｎ６のうち、電流値がより大きい電流Ｉ２が流れる方のノードが接続される。すなわち、図５に示す例では、第２の接続切り替え部２２によって、ノードｎ６がＡＤコンバータ３０の基準電圧入力端子３３に接続されている。また、図５に示す例において、第３の接続切り替え部５１によって、電流源５０のノードｎ７とノードｎ９が接続され、ノードｎ８とノードｎ１０が接続されている。また、第４の接続切り替え部５２によって、電流源５０のノードｎ９が演算増幅器５３の非反転入力端子５８に接続され、ノードｎ１２が演算増幅器５３の反転入力端子５７に接続されている。また、図５に示す例において、第５の接続切り替え部５６のスイッチ５５がオン状態とされている。これにより、演算増幅器５３の出力電圧である制御電圧Ｖａｍｐが正相で出力される。
図５に示す接続状態において、電流源５０のトランジスタＭ３から出力される電流Ｉ３は、抵抗素子Ｒ３およびトランジスタＱ３を流れ、トランジスタＭ４から出力される電流Ｉ４は、抵抗素子Ｒ４およびトランジスタＱ４を流れる。トランジスタＱ４のベース−エミッタ間電圧（すなわちノードｎ１２の電圧）と、トランジスタＱ３のベース−エミッタ間電圧（すなわちノードｎ１１の電圧）との差分をΔＶｂｅ１、抵抗素子Ｒ３の抵抗値をｒ３とする。この場合において、電流Ｉ３の電流値ｉ３および電流Ｉ４の電流値ｉ４は、それぞれ、下記の（１）式および（２）式によって表される。

すなわち、演算増幅器５３は、（１）式を満たすべく制御電圧Ｖａｍｐを出力する。なお、（２）式におけるＮは、電流Ｉ３とＩ４の電流比（ｉ４／ｉ３）であり、トランジスタＭ３とＭ４の構成によって定まる。
（１）式および（２）式から明らかなように、電流値ｉ３およびｉ４は、ΔＶｂｅ１に比例し、電源ラインＰの電圧の大きさに依存しない。演算増幅器５３から出力される制御電圧Ｖａｍｐは、センサ部２０のトランジスタＭ１およびＭ２のゲートにも供給されている。従って、電流Ｉ１の電流値ｉ１および電流Ｉ２の電流値ｉ２もΔＶｂｅ１に比例し、電源ラインＰの電圧の大きさに依存しない。このように、演算増幅器５３は、電流Ｉ１〜Ｉ４の電流値ｉ１〜ｉ４を、ΔＶｂｅ１に比例した大きさとする制御電圧Ｖａｍｐを生成してトランジスタＭ１〜Ｍ４のゲートに供給する。これにより、電流Ｉ１〜Ｉ４は、電源電圧依存性のない電流となる。
図５に示す接続状態において、センサ部２０のトランジスタＭ１から出力される電流Ｉ１は、抵抗素子Ｒ１およびトランジスタＱ１を流れ、トランジスタＭ２から出力される電流Ｉ２は、抵抗素子Ｒ２およびトランジスタＱ２を流れる。電流Ｉ１は、トランジスタＱ１のｐｎ接合に対して順方向に流れ、電流Ｉ２は、トランジスタＱ２のｐｎ接合に対して順方向に流れる。この場合におけるトランジスタＱ２のベース−エミッタ間電圧（すなわち、ノードｎ６の電圧）と、トランジスタＱ１のベース−エミッタ間電圧（すなわちノードｎ５の電圧）との差分をΔＶｂｅとする。すなわち、ΔＶｂｅは、トランジスタＱ２のｐｎ接合における順方向電圧と、トランジスタＱ１のｐｎ接合における順方向電圧との差分である。また、電流Ｉ１およびＩ２のうち、電流値のより大きい電流Ｉ２が流れるトランジスタＱ２のベース−エミッタ間電圧（すなわちノードｎ６の電圧）をＶｂｅとする。この場合において、温度測定値Ｔ［℃］は、下記の（３）式および（４）式によって表すことができる。


（３）式および（４）式において、Ａ、Ｂ、ｇは係数である。（３）式において、Ｖｂｅは、温度上昇に対して減少する値である。一方、ΔＶｂｅは温度上昇に対して増加する値である。従って、係数ｇを適当な値に設定することにより、（３）式の分母を温度に対して一定とすることができる。また、ΔＶｂｅは、絶対温度に比例するので、（３）式の分母を温度に対して一定とすれば、（３）式における分数部分は、絶対温度に比例した値となる。従って、（３）式において係数Ａ、Ｂ、ｇを適当な値に設定することにより、温度測定値Ｔを得ることができる。なお、（３）式においては、温度換算の直線性を考慮して、係数Ａ、Ｂ、ｇを最適に設定すればよく、必ずしも分母を温度に対して一定とする必要はない。
（４）式は、（３）式を変形した式である。ＡＤコンバータ３０から出力されるデジタル値は、基準電圧入力端子３３に入力される電圧に対する被測定電圧（正側入力端子３１と負側入力端子３２の電圧差）の比である。従って、図５に示す接続状態において、ＡＤコンバータ３０から出力されるデジタル値は、ΔＶｂｅ／Ｖｂｅに相当する。すなわち、（４）式におけるΔＶｂｅ／ＶｂｅにＡＤコンバータ３０の出力値を適用することで、温度測定値Ｔを得ることができる。ＡＤコンバータ３０から出力されるΔＶｂｅ／Ｖｂｅに相当するデジタル値を用いて、（４）式に示す演算をデジタル演算部４０に行わせることにより、温度測定値Ｔを得ることができる。
温度測定装置１０において温度測定値Ｔの精度を劣化させる要因として以下のものが挙げられる。
［１］センサ部２０のトランジスタＱ１とＱ２との間のミスマッチ
［２］センサ部２０の抵抗素子Ｒ１とＲ２との間のミスマッチ
［３］センサ部２０のトランジスタＭ１とＭ２との間のミスマッチ
［４］ＡＤコンバータ３０のオフセット
［５］電流源５０のトランジスタＱ３とＱ４との間のミスマッチ
［６］電流源５０の抵抗素子Ｒ３とＲ４との間のミスマッチ
［７］電流源５０の演算増幅器５３のオフセット
高精度の温度測定値Ｔを得るためには、センサ部２０における一対のトランジスタＱ１およびＱ２は、互いに同じ大きさの電流を流した場合のベース−エミッタ間電圧が等しいことが理想的である。［１］におけるトランジスタＱ１とＱ２との間のミスマッチとは、トランジスタＱ１とＱ２との間でベース−エミッタ間電圧の電流特性に差異があることを意味する。
また、高精度の温度測定値Ｔを得るためには、センサ部２０の抵抗素子Ｒ１とＲ２は、抵抗値が等しいことが理想的である。［２］における抵抗素子Ｒ１とＲ２との間のミスマッチとは、抵抗素子Ｒ１の抵抗値と抵抗素子Ｒ２の抵抗値に差異があることを意味する。
また、高精度の温度測定値Ｔを得るためには、センサ部２０のトランジスタＭ１から出力される電流Ｉ１とトランジスタＭ２から出力される電流Ｉ２との電流比は、設計された電流比（１：Ｎ）であることが理想的である。［３］におけるトランジスタＭ１とトランジスタＭ２との間のミスマッチとは、電流Ｉ１と電流Ｉ２との電流比が、設計された電流比（１：Ｎ）に対してずれが生じていることを意味する。
また、高精度の温度測定値Ｔを得るためには、ＡＤコンバータ３０のオフセットがないことが理想的である。［４］におけるＡＤコンバータ３０のオフセットとは、正側入力端子３１と負側入力端子３２の電圧差がゼロのときにＡＤコンバータ３０から出力されるデジタル値である。
また、高精度の温度測定値Ｔを得るためには、センサ部２０における電流Ｉ１およびＩ２の電流値が、所定の大きさに制御されていることが望ましい。このため、電流源５０の一対のトランジスタＱ３およびＱ４は、互いに同じ大きさの電流を流した場合のベース−エミッタ間電圧が等しいことが理想的である。［５］におけるトランジスタＱ３とＱ４との間のミスマッチとは、トランジスタＱ３とＱ４との間でベース−エミッタ間電圧の電流特性に差異があることを意味する。
また、センサ部２０における電流Ｉ１およびＩ２の電流値の精度を確保するために、電流源５０の抵抗素子Ｒ３と抵抗素子Ｒ４は、抵抗値が等しいことが理想的である。［６］における抵抗素子Ｒ３と抵抗素子Ｒ４との間のミスマッチとは、抵抗素子Ｒ３の抵抗値と抵抗素子Ｒ４の抵抗値に差異があることを意味する。
また、センサ部２０における電流Ｉ１およびＩ２の電流値の精度を確保するために、演算増幅器５３のオフセットがないことが理想的である。［７］における演算増幅器５３のオフセットとは、反転入力端子５７と非反転入力端子５８の電圧差がゼロのときに演算増幅器５３から出力される出力電圧である。
温度測定装置１０は、上記した要因[１］〜［７］に起因する温度測定値Ｔの誤差を以下のようにして低減させる。
＜トランジスタＱ１、Ｑ２および抵抗素子Ｒ１およびＲ２のミスマッチに対する措置＞
温度測定装置１０は、要因［１］および要因［２］による温度測定値Ｔの誤差を低減させるために、以下の処理を行う。
温度測定装置１０は、電流Ｉ１を抵抗素子Ｒ１およびトランジスタＱ１に供給するとともに電流Ｉ２を抵抗素子Ｒ２およびトランジスタＱ２に供給する第１のセンシング状態の下でΔＶｂｅを測定する。第１のセンシング状態において、電流Ｉ１はトランジスタＱ１のｐｎ接合に順方向に流れ、電流Ｉ２はトランジスタＱ２のｐｎ接合に順方向に流れる。また、温度測定装置１０は、電流Ｉ１を抵抗素子Ｒ２およびトランジスタＱ２に供給するとともに電流Ｉ２を抵抗素子Ｒ１およびトランジスタＱ１に供給する第２のセンシング状態の下でΔＶｂｅを測定する。第２のセンシング状態において、電流Ｉ１はトランジスタＱ２のｐｎ接合に順方向に流れ、電流Ｉ２はトランジスタＱ１のｐｎ接合に順方向に流れる。ΔＶｂｅは、トランジスタＱ１のｐｎ接合における順方向電圧（ベース−エミッタ間電圧、ノードｎ５の電圧）と、トランジスタＱ２のｐｎ接合における順方向電圧（ベース−エミッタ間電圧、ノードｎ６の電圧）との差分である。
温度測定装置１０は、第１のセンシング状態の下で測定したΔＶｂｅと、第２のセンシング状態の各状態の下で測定したΔＶｂｅとの平均値に基づいて温度測定値Ｔを算出する。このように電流Ｉ１とＩ２の供給先を入れ替えて得られる各ΔＶｂｅの値を平均化することで、トランジスタＱ１とＱ２との間のミスマッチおよび抵抗素子Ｒ１とＲ２と間のミスマッチに起因する温度測定値Ｔの誤差を低減することができる。
＜トランジスタＭ１、Ｍ２のミスマッチに対する措置＞
温度測定装置１０は、要因［３］による温度測定値Ｔの誤差を低減させるために、以下の処理を行う。温度測定装置１０は、第１のセンシング状態および第２のセンシング状態の各々において、抵抗素子Ｒ１およびＲ２の両端電圧を測定する。温度測定装置１０は、電流Ｉ１（電流値ｉ１）と電流Ｉ２（電流値ｉ２）の電流比Ｃ（＝ｉ２／ｉ１）の平均値Ｃ（ａｖｅ）を、第１のセンシング状態および第２のセンシング状態の各状態において測定した抵抗素子Ｒ１およびＲ２の両端電圧に基づいて算出する。ここで、ΔＶｂｅは、ｐｎ接合の特性上下記の（５）式で近似することができる。

（５）式においｋＢはボルツマン定数、Ｔａ［Ｋ］は絶対温度、ｑは電気素量である。一方、トランジスタＭ１とＭ２との間にミスマッチがない場合のΔＶｂｅおよびＣをそれぞれ、ΔＶｂｅｏおよびＣｏとすると、下記の（６）式が得られる。

（５）式および（６）式からΔＶｂｅｏは、下記の（７）式で表すことができる。
すなわち、測定されたΔＶｂｅに補正係数Ｋ（＝ｌｏｇ（Ｃｏ）/ｌｏｇ(Ｃ)）を乗算することにより、トランジスタＭ１とＭ２との間のミスマッチの影響が低減される。なお、（６）式および（７）式においてＣｏは、電流Ｉ１とＩ２の電流比（１：Ｎ）の設計値Ｎに相当する値である。温度測定装置１０は、抵抗素子Ｒ１およびＲ２の両端電圧に基づいて算出した値Ｃ（ａｖｅ）から補正係数Ｋ（＝ｌｏｇ（Ｃｏ）/ｌｏｇ(Ｃ（ａｖｅ）））を算出する。温度測定装置１０は、測定されたΔＶｂｅを、補正係数Ｋを用いて補正することにより、トランジスタＭ１とＭ２との間のミスマッチの影響が低減されたΔＶｂｅｏを算出し、ΔＶｂｅｏに基づいて温度測定値Ｔを算出する。
＜ＡＤコンバータ３０のオフセットに対する措置＞
第１のセンシング状態におけるノードｎ５とノードｎ６の電圧差（ΔＶｂｅ）に対応するＡＤ変換値をＤ１、第２のセンシング状態におけるノードｎ５とノードｎ６の電圧差（ΔＶｂｅ）に対応するＡＤ変換値をＤ２とする。ＡＤコンバータ３０のオフセット電圧に対応するＡＤ変換値をＤＯＦＦＳＥＴとする。ＡＤコンバータ３０のオフセット電圧を含んだ第１のセンシング状態におけるノードｎ５とノードｎ６の電圧差（ΔＶｂｅ）の測定値に対応するＡＤ変換値をＤ１Ｓとする。ＡＤコンバータ３０のオフセット電圧を含んだ第２のセンシング状態におけるノードｎ５とノードｎ６の電圧差（ΔＶｂｅ）の測定値に対応するＡＤ変換値をＤ２Ｓとする。この場合、下記の（８）式〜（１０）式が成立する。



なお、（１０）式においては、説明のため、ＡＤコンバータ３０のオフセット以外の精度劣化要因を無視した。（８）式〜（１０）式より、下記の（１１）式を得ることができる。
式（１１）は、第１のセンシング状態において取得されるＡＤ変換値Ｄ１Ｓを、第２のセンシング状態において取得されるＡＤ変換値Ｄ２Ｓとは逆極性として取得することにより、ＡＤコンバータ３０におけるオフセット電圧を排除できることを意味する。
そこで、温度測定装置１０は、要因［４］に起因する温度測定値Ｔの誤差を低減させるために、以下の処理を行う。温度測定装置１０は、第１のセンシング状態および第２のセンシング状態の各状態において測定されるΔＶｂｅが互いに逆極性となるようにＡＤコンバータ３０の正側入力端子３１および負側入力端子３２への接続を第２の接続切り替え部２２によって切り替える。
＜トランジスタＱ３、Ｑ４および抵抗素子Ｒ３およびＲ４のミスマッチに対する措置＞
温度測定装置１０は、要因［５］および要因［６］に起因する温度測定値Ｔの誤差を低減させるために、以下の処理を行う。温度測定装置１０は、電流Ｉ３を抵抗素子Ｒ３およびトランジスタＱ３に供給するとともに電流Ｉ４を抵抗素子Ｒ４およびトランジスタＱ４に供給する第１の電流制御状態の下でΔＶｂｅを測定する。また、温度測定装置１０は、電流Ｉ３を抵抗素子Ｒ４およびトランジスタＱ４に供給するとともに電流Ｉ２を抵抗素子Ｒ３およびトランジスタＱ３に供給する第２の電流制御状態の下でΔＶｂｅを測定する。温度測定装置１０は、第１の電流制御状態と第２の電流制御状態との間の状態移行を、第３の接続切り替え部５１によって行う。温度測定装置１０は、第１の電流制御状態および第２の電流状態の各状態の下で測定したΔＶｂｅの平均値に基づいて温度測定値Ｔを算出する。このように電流Ｉ３とＩ４の供給先を入れ替えた各電流制御状態の下で得られるΔＶｂｅの値の各々を平均化することで、トランジスタＱ３とＱ４との間のミスマッチおよび抵抗素子Ｒ３とＲ４と間のミスマッチに起因する温度測定値Ｔの誤差を低減できる。
＜演算増幅器５３のオフセットに対する措置＞
温度測定装置１０は、要因［７］に起因する温度測定値Ｔの誤差を低減させるために、以下の処理を行う。温度測定装置１０は、第１の電流制御状態と第２の電流制御状態との間の状態移行に伴って、演算増幅器５３の反転入力端子５７および非反転入力端子５８に接続されるノードの切り替えを行う。すなわち、温度測定装置１０は、第１の電流制御状態において反転入力端子５７に接続されるノードに対して対称な位置にあるノードを、第２の電流制御状態において非反転入力端子５８に接続する。また、温度測定装置１０は、第１の電流制御状態において非反転入力端子５８に接続されるノードに対して対称な位置にあるノードを、第２の電流制御状態において反転入力端子５７に接続する。温度測定装置１０は、反転入力端子５７および非反転入力端子５８に接続されるノードの切り替えを第４の接続切り替え部５２によって行う。
温度測定装置１０は、更に、第１の電流制御状態と第２の制御状態との間の状態移行に伴って、演算増幅器５３における非反転入力端子５８に対する出力電圧の相の正逆を切り替える。第１の電流制御状態と第２の電流制御状態との間の状態移行に伴って、演算増幅器５３の入出力を上記のように同時に切り替えることで、電流源５０全体としての動作は各状態間で等価となる。温度測定装置１０は、非反転入力端子５８に対する出力電圧の相の正逆の切り替えを第５の接続切り替え部５６によって行う。
温度測定装置１０は、上記の演算増幅器５３の入出力の切り替えを伴う第１の電流制御状態および第２の制御状態の各状態の下で測定したΔＶｂｅの平均値に基づいて温度測定値Ｔを算出する。これにより、演算増幅器５３のオフセットに起因する温度測定値Ｔの誤差を低減できる。
以下に、温度測定装置１０の動作について説明する。図６および図７は、制御部６０のＣＰＵ６１がＲＯＭ６３に格納された測定制御プログラム６４（図４参照）を実行することにより実施される測定制御処理の流れを示すフローチャートである。
ステップＳ１において、制御部６０のＣＰＵ６１は、電流源５０の第３〜第５の接続切り替え部５１、５２、５６に対してそれぞれ制御信号Ｃ５〜Ｃ７を供給することにより、電流源５０を第１の電流制御状態に移行させる。
図８は、第１の電流制御状態における電流源５０の接続状態を示す回路ブロック図である。第３の接続切り替え部５１は、第１の電流制御状態において、ノードｎ７をノードｎ９に接続し、ノードｎ８をノードｎ１０に接続する。第４の接続切り替え部５２は、ノードｎ９を演算増幅器５３の非反転入力端子５８に接続し、ノードｎ１２を演算増幅器５３の反転入力端子５７に接続する。第５の接続切り替え部５６は、演算増幅器５３の出力電圧を非反転入力端子５８に対して正相で出力するべくスイッチ５５をオン状態とし、スイッチ５４をオフ状態とする。
第１の電流制御状態において上記の接続が形成されることにより、トランジスタＭ３から出力される電流Ｉ３は、抵抗素子Ｒ３およびトランジスタＱ３に流れ、トランジスタＭ４から出力される電流Ｉ４は、抵抗素子Ｒ４およびトランジスタＱ４に流れる。電流Ｉ３は、トランジスタＱ３のｐｎ接合に対して順方向に流れ、電流Ｉ４は、トランジスタＱ４のｐｎ接合に対して順方向に流れる。演算増幅器５３は、電流Ｉ１〜Ｉ４の電流値を、トランジスタＱ３のｐｎ接合における順方向電圧とトランジスタＱ４のｐｎ接合における順方向電圧との差分に応じた大きさとする制御電圧Ｖａｍｐを非反転入力端子５８に対して正相で出力する。これにより、電流Ｉ１〜Ｉ４の各電流値が電源ラインＰの電圧によらず一定となるように制御される。つまり電流Ｉ１〜Ｉ４は、電源電圧依存性を有しない電流となる。
ステップＳ２において、制御部６０のＣＰＵ６１は、センサ部２０の第１の接続切り替え部２１に対して制御信号Ｃ１を供給することにより、センサ部２０を第１のセンシング状態に移行させる。
ステップＳ３において、制御部６０のＣＰＵ６１は、センサ部２０の第２の接続切り替え部２２に対して制御信号Ｃ２を供給することにより、抵抗素子Ｒ１の両端電圧をＡＤコンバータ３０において負電圧として測定するための接続を形成させる。
図９は、第１のセンシング状態において、抵抗素子Ｒ１の両端電圧をＡＤコンバータ３０において負電圧として測定する場合の接続状態を示す回路ブロック図である。第１の接続切り替え部２１は、センサ部２０を第１のセンシング状態とする場合、ノードｎ１をノードｎ３に接続し、ノードｎ２をノードｎ４に接続する。これにより、トランジスタＭ１から出力される電流Ｉ１は、抵抗素子Ｒ１およびトランジスタＱ１に流れ、トランジスタＭ２から出力される電流Ｉ２は、抵抗素子Ｒ２およびトランジスタＱ２に流れる。電流Ｉ１は、トランジスタＱ１のｐｎ接合に対して順方向に流れ、電流Ｉ２は、トランジスタＱ２のｐｎ接合に対して順方向に流れる。
第２の接続切り替え部２２は、抵抗素子Ｒ１の両端電圧をＡＤコンバータ３０において負電圧として測定する場合、ノードｎ５をＡＤコンバータ３０の正側入力端子３１に接続し、ノードｎ３をＡＤコンバータ３０の負側入力端子３２に接続する。また、第２の接続切り替え部２２は、第１のセンシング状態において、ノードｎ５およびノードｎ６のうち、電流Ｉ２が流れるノードｎ６をＡＤコンバータ３０の基準電圧入力端子３３に接続する。
ステップＳ４において、制御部６０のＣＰＵ６１は、ＡＤコンバータ３０に対して制御信号Ｃ３を供給することにより、ＡＤコンバータ３０の出力を有効化させる。これにより、ＡＤコンバータ３０は、抵抗素子Ｒ１の両端電圧に対応する負のデジタル値Ｖ１を出力する。その後、制御部６０のＣＰＵ６１は、デジタル演算部４０に対して制御信号Ｃ４を供給することにより、ＡＤコンバータ３０から出力されるデジタル値Ｖ１の取り込みを指示する。これにより、デジタル演算部４０は、ＡＤコンバータ３０から出力されるデジタル値Ｖ１を自身のレジスタ４２に格納する。
ステップＳ５において、制御部６０のＣＰＵ６１はセンサ部２０の第２の接続切り替え部２２に対して制御信号Ｃ２を供給することにより、ノードｎ５とｎ６の電圧差であるΔＶｂｅをＡＤコンバータ３０において負電圧として測定するための接続を形成させる。ΔＶｂｅは、トランジスタＱ１のｐｎ接合における順方向電圧（ベース−エミッタ間電圧）と、トランジスタＱ２のｐｎ接合における順方向電圧（ベース−エミッタ間電圧）との差分である。
図１０は、第１のセンシング状態において、ΔＶｂｅをＡＤコンバータ３０において負電圧として測定する場合の接続状態を示す回路ブロック図である。第２の接続切り替え部２２は、第１のセンシング状態において、ΔＶｂｅをＡＤコンバータ３０において負電圧として測定する場合、ノードｎ５をＡＤコンバータ３０の正側入力端子３１に接続し、ノードｎ６をＡＤコンバータ３０の負側入力端子３２に接続する。ノードｎ６がＡＤコンバータ３０の基準電圧入力端子３３に接続されている状態は維持される。
ステップＳ６において、制御部６０のＣＰＵ６１は、ＡＤコンバータ３０に対して制御信号Ｃ３を供給することにより、ＡＤコンバータ３０の出力を有効化させる。これにより、ＡＤコンバータ３０は、ΔＶｂｅに対応する負のデジタル値Ｖ２を出力する。その後、制御部６０のＣＰＵ６１は、デジタル演算部４０に対して制御信号Ｃ４を供給することにより、ＡＤコンバータ３０から出力されるデジタル値Ｖ２の取り込みを指示する。これにより、デジタル演算部４０は、ＡＤコンバータ３０から出力されるデジタル値Ｖ２を自身のレジスタ４２に格納する。
ステップＳ７において、制御部６０のＣＰＵ６１は、センサ部２０の第２の接続切り替え部２２に対して制御信号Ｃ２を供給することにより、抵抗素子Ｒ２の両端電圧をＡＤコンバータ３０において負電圧として測定するための接続を形成させる。
図１１は、第１のセンシング状態において、抵抗素子Ｒ２の両端電圧をＡＤコンバータ３０において負電圧として測定する場合の接続状態を示す回路ブロック図である。第２の接続切り替え部２２は、抵抗素子Ｒ２の両端電圧をＡＤコンバータ３０において負電圧として測定する場合、ノードｎ６をＡＤコンバータ３０の正側入力端子３１に接続し、ノードｎ４をＡＤコンバータ３０の負側入力端子３２に接続する。ノードｎ６がＡＤコンバータ３０の基準電圧入力端子３３に接続されている状態は維持される。
ステップＳ８において、制御部６０のＣＰＵ６１は、ＡＤコンバータ３０に対して制御信号Ｃ３を供給することにより、ＡＤコンバータ３０の出力を有効化させる。これにより、ＡＤコンバータ３０は、抵抗素子Ｒ２の両端電圧に対応する負のデジタル値Ｖ３を出力する。その後、制御部６０のＣＰＵ６１は、デジタル演算部４０に対して制御信号Ｃ４を供給することにより、ＡＤコンバータ３０から出力されるデジタル値Ｖ３の取り込みを指示する。これにより、デジタル演算部４０は、ＡＤコンバータ３０から出力されるデジタル値Ｖ３を自身のレジスタ４２に格納する。
ステップＳ９において、制御部６０のＣＰＵ６１は、センサ部２０の第１の接続切り替え部２１に対して制御信号Ｃ１を供給することにより、センサ部２０を第２のセンシング状態に移行させる。
ステップＳ１０において、制御部６０のＣＰＵ６１は、センサ部２０の第２の接続切り替え部２２に対して制御信号Ｃ２を供給することにより、抵抗素子Ｒ１の両端電圧をＡＤコンバータ３０において正電圧として測定するための接続を形成させる。
図１２は、第２のセンシング状態において、抵抗素子Ｒ１の両端電圧をＡＤコンバータ３０において正電圧として測定する場合の接続状態を示す回路ブロック図である。第１の接続切り替え部２１は、センサ部２０を第２のセンシング状態とする場合、ノードｎ１をノードｎ４に接続し、ノードｎ２をノードｎ３に接続する。これにより、トランジスタＭ１から出力される電流Ｉ１は、抵抗素子Ｒ２およびトランジスタＱ２に流れ、トランジスタＭ２から出力される電流Ｉ２は、抵抗素子Ｒ１およびトランジスタＱ１に流れる。
電流Ｉ１は、トランジスタＱ２のｐｎ接合に対して順方向に流れ、電流Ｉ２は、トランジスタＱ１のｐｎ接合に対して順方向に流れる。
第２の接続切り替え部２２は、抵抗素子Ｒ１の両端電圧をＡＤコンバータ３０において正電圧として測定する場合、ノードｎ３をＡＤコンバータ３０の正側入力端子３１に接続し、ノードｎ５をＡＤコンバータ３０の負側入力端子３２に接続する。また、第２の接続切り替え部２２は、第２のセンシング状態において、ノードｎ５およびノードｎ６のうち、電流Ｉ２が流れるノードｎ５をＡＤコンバータ３０の基準電圧入力端子３３に接続する。
ステップＳ１１において、制御部６０のＣＰＵ６１は、ＡＤコンバータ３０に対して制御信号Ｃ３を供給することにより、ＡＤコンバータ３０の出力を有効化させる。これにより、ＡＤコンバータ３０は、抵抗素子Ｒ１の両端電圧に対応する正のデジタル値Ｖ４を出力する。その後、制御部６０のＣＰＵ６１は、デジタル演算部４０に対して制御信号Ｃ４を供給することにより、ＡＤコンバータ３０から出力されるデジタル値Ｖ４の取り込みを指示する。これにより、デジタル演算部４０は、ＡＤコンバータ３０から出力されるデジタル値Ｖ４を自身のレジスタ４２に格納する。
ステップＳ１２において、制御部６０のＣＰＵ６１はセンサ部２０の第２の接続切り替え部２２に対して制御信号Ｃ２を供給することにより、ノードｎ５とｎ６の電圧差であるΔＶｂｅをＡＤコンバータ３０において正電圧として測定するための接続を形成させる。ΔＶｂｅは、トランジスタＱ１のｐｎ接合における順方向電圧（ベース−エミッタ間電圧）と、トランジスタＱ２のｐｎ接合における順方向電圧（ベース−エミッタ間電圧）との差分である。
図１３は、第２のセンシング状態において、ΔＶｂｅをＡＤコンバータ３０において正電圧として測定する場合の接続状態を示す回路ブロック図である。第２の接続切り替え部２２は、第２のセンシング状態において、ΔＶｂｅをＡＤコンバータ３０において正電圧として測定する場合、ノードｎ５をＡＤコンバータ３０の正側入力端子３１に接続し、ノードｎ６をＡＤコンバータ３０の負側入力端子３２に接続する。ノードｎ５がＡＤコンバータ３０の基準電圧入力端子３３に接続されている状態は維持される。
ステップＳ１３において、制御部６０のＣＰＵ６１は、ＡＤコンバータ３０に対して制御信号Ｃ３を供給することにより、ＡＤコンバータ３０の出力を有効化させる。これにより、ＡＤコンバータ３０は、ΔＶｂｅに対応する正のデジタル値Ｖ５を出力する。その後、制御部６０のＣＰＵ６１は、デジタル演算部４０に対して制御信号Ｃ４を供給することにより、ＡＤコンバータ３０から出力されるデジタル値Ｖ５の取り込みを指示する。これにより、デジタル演算部４０は、ＡＤコンバータ３０から出力されるデジタル値Ｖ５を自身のレジスタ４２に格納する。
ステップＳ１４において、制御部６０のＣＰＵ６１は、センサ部２０の第２の接続切り替え部２２に対して制御信号Ｃ２を供給することにより、抵抗素子Ｒ２の両端電圧をＡＤコンバータ３０において正電圧として測定するための接続を形成させる。
図１４は、第２のセンシング状態において、抵抗素子Ｒ２の両端電圧をＡＤコンバータ３０において正電圧として測定する場合の接続状態を示す回路ブロック図である。第２の接続切り替え部２２は、抵抗素子Ｒ２の両端電圧をＡＤコンバータ３０において正電圧として測定する場合、ノードｎ４をＡＤコンバータ３０の正側入力端子３１に接続し、ノードｎ６をＡＤコンバータ３０の負側入力端子３２に接続する。ノードｎ５がＡＤコンバータ３０の基準電圧入力端子３３に接続されている状態は維持される。
ステップＳ１５において、制御部６０のＣＰＵ６１は、ＡＤコンバータ３０に対して制御信号Ｃ３を供給することにより、ＡＤコンバータ３０の出力を有効化させる。これにより、ＡＤコンバータ３０は、抵抗素子Ｒ２の両端電圧に対応する正のデジタル値Ｖ６を出力する。その後、制御部６０のＣＰＵ６１は、デジタル演算部４０に対して制御信号Ｃ４を供給することにより、ＡＤコンバータ３０から出力されるデジタル値Ｖ６の取り込みを指示する。これにより、デジタル演算部４０は、ＡＤコンバータ３０から出力されるデジタル値Ｖ６を自身のレジスタ４２に格納する。
ステップＳ１６において、制御部６０のＣＰＵ６１は、電流源５０の第３〜第５の接続切り替え部５１、５２、５６に対してそれぞれ制御信号Ｃ５〜Ｃ７を供給することにより、電流源５０を第２の電流制御状態に移行させる。
図１５は、第２の電流制御状態における電流源５０の接続状態を示す回路ブロック図である。第３の接続切り替え部５１は、第２の電流制御状態において、ノードｎ７をノードｎ１０に接続し、ノードｎ８をノードｎ９に接続する。第４の接続切り替え部５２は、第１の電流制御状態において反転入力端子５７に接続されるノードｎ１２に対して対称な位置にあるノードｎ１１を、第２の電流制御状態において非反転入力端子５８に接続する。また、第４の接続切り替え部５２は、第１の電流制御状態において非反転入力端子５８に接続されるノードｎ９に対して対称な位置にあるノードｎ１０を、第２の電流制御状態において反転入力端子５７に接続する。第５の接続切り替え部５６は、演算増幅器５３の出力電圧を非反転入力端子５８に対して逆相で出力するべくスイッチ５４をオン状態とし、スイッチ５５をオフ状態とする。
第２の電流制御状態において、上記した接続が形成されることにより、トランジスタＭ３から出力される電流Ｉ３は、抵抗素子Ｒ４およびトランジスタＱ４に流れ、トランジスタＭ４から出力される電流Ｉ４は、抵抗素子Ｒ３およびトランジスタＱ３に流れる。電流Ｉ３は、トランジスタＱ４のｐｎ接合に対して順方向に流れ、電流Ｉ４は、トランジスタＱ３のｐｎ接合に対して順方向に流れる。演算増幅器５３は、電流Ｉ１〜Ｉ４の電流値を、トランジスタＱ３のｐｎ接合における順方向電圧とトランジスタＱ４のｐｎ接合における順方向電圧との差分に応じた大きさとする制御電圧Ｖａｍｐを非反転入力端子５８に対して逆相で出力する。これにより、電流Ｉ１〜Ｉ４の各電流値が電源ラインＰの電圧によらず一定となるように制御される。つまり電流Ｉ１〜Ｉ４は、電源電圧依存性を有しない電流となる。
ステップＳ１７〜Ｓ３０における各処理は、上記のステップＳ２〜Ｓ１５における各処理と同様であるので詳細な説明は省略する。ステップＳ１９の処理が実行されることにより、デジタル演算部４０のレジスタ４２には、第１のセンシング状態の下で測定された抵抗素子Ｒ１の両端電圧に対応する負のデジタル値Ｖ７が格納される。ステップＳ２１の処理が実行されることにより、デジタル演算部４０のレジスタ４２には、第１のセンシング状態の下で測定されたΔＶｂｅに対応する負のデジタル値Ｖ８が格納される。ステップＳ２３の処理が実行されることにより、デジタル演算部４０のレジスタ４２には第１のセンシング状態の下で測定された抵抗素子Ｒ２の両端電圧に対応する負のデジタル値Ｖ９が格納される。ステップＳ２６の処理が実行されることにより、デジタル演算部４０のレジスタ４２には、第２のセンシング状態の下で測定された抵抗素子Ｒ１の両端電圧に対応する正のデジタル値Ｖ１０が格納される。ステップＳ２８の処理が実行されることにより、デジタル演算部４０のレジスタ４２には、第２のセンシング状態の下で測定されたΔＶｂｅに対応する正のデジタル値Ｖ１１が格納される。ステップＳ３０の処理が実行されることにより、デジタル演算部４０のレジスタ４２には第２のセンシング状態の下で測定された抵抗素子Ｒ２の両端電圧に対応する正のデジタル値Ｖ１２が格納される。
ステップＳ３１において、制御部６０のＣＰＵ６１は、デジタル演算部４０に対して制御信号Ｃ４を供給することにより、温度測定値Ｔを算出するための演算処理の開始を指示し、本ルーチンを終了させる。なお、デジタル値Ｖ１〜Ｖ１２の取得する順序は、上記した順序に限定されるものではなく、適宜変更することが可能である。
図１６は、上記の測定制御処理（図６および図７参照）におけるセンサ部２０および電流源５０の状態と、ＡＤコンバータ３０において測定される電圧および対応するデジタル値との対応関係を示す図である。上記の測定制御処理によれば、電流源５０が第１の電流制御状態とされる期間および第２の電流制御状態とされる期間の各々において、センサ部２０は第１のセンシング状態および第２のセンシング状態とされる。第１の電流制御状態且つ第１のセンシング状態の下でデジタル値Ｖ１〜Ｖ３が取得され、第１の電流制御状態且つ第２のセンシング状態の下でデジタル値Ｖ４〜Ｖ６が取得される。また、第２の電流制御状態且つ第１のセンシング状態の下でデジタル値Ｖ７〜Ｖ９が取得され、第２の電流制御状態且つ第２のセンシング状態の下でデジタル値Ｖ１０〜Ｖ１２が取得される。取得されたデジタル値Ｖ１〜Ｖ１２は、デジタル演算部４０のレジスタ４２に格納される。
なお、デジタル値Ｖ２およびＶ８は、開示の技術における第１のデジタル値の一例である。デジタル値Ｖ５およびＶ１１は、開示の技術における第２のデジタル値の一例である。デジタル値Ｖ１およびＶ７は、開示の技術における第３のデジタル値の一例である。デジタル値Ｖ３およびＶ９は、開示の技術における第４のデジタル値の一例である。デジタル値Ｖ４およびＶ１０は、開示の技術における第５のデジタル値の一例である。デジタル値Ｖ６およびＶ１２は、開示の技術における第６のデジタル値の一例である。
図１７は、デジタル演算部４０のＣＰＵ４１がＲＯＭ４３に格納された温度算出プログラム４４（図３参照）を実行することにより実施される温度算出処理の流れを示すフローチャートである。デジタル演算部４０は、上記の測定制御処理におけるステップＳ３１において制御部６０のＣＰＵ６１から供給される制御信号Ｃ４に基づいて温度算出プログラムの実行を開始する。
ステップＳ４１において、デジタル演算部４０のＣＰＵ４１は、上記の測定制御処理において、第１および第２の電流制御状態、第１および第２のセンシング状態の下で測定されたΔＶｂｅの平均値ΔＶｂｅ（ａｖｅ）を算出する。すなわち、ＣＰＵ４１は、レジスタ４２に格納されたΔＶｂｅに対応するデジタル値Ｖ２、Ｖ５、Ｖ８およびＶ１１を読み出して、下記の（１２）式で表される演算処理を行う。
第１の電流制御状態の下で取得されたデジタル値Ｖ２とＶ５の平均化により、センサ部のトランジスタＱ１とＱ２との間ミスマッチ（要因［１］）、抵抗素子Ｒ１とＲ２との間のミスマッチ（要因［２］）による影響が低減される。また、デジタル値Ｖ２およびＶ５は、ＡＤコンバータ３０において互いに逆極性となるように取得されているので、ＡＤコンバータ３０のオフセット（要因[４]）による影響が低減される。また、平均化の対象に第２の電流制御状態の下で取得されたデジタル値Ｖ８およびＶ１１を加えることにより、トランジスタＱ３とＱ４との間のミスマッチ（要因［５］）、抵抗素子Ｒ３とＲ４との間のミスマッチ（要因［６］）による影響が低減される。また、第１の電流制御状態および第２の電流制御状態は、演算増幅器５３における入出力の切り替えを伴っているので、演算増幅器５３のオフセット（要因［７］）による影響が低減される。
ステップＳ４２において、デジタル演算部４０のＣＰＵ４１は、センサ部２０における電流Ｉ１（電流値ｉ１）と電流Ｉ２（電流値ｉ２）の電流比Ｃ（＝ｉ２／ｉ１）の平均値Ｃ（ａｖｅ）を算出する。すなわち、ＣＰＵ４１は、レジスタ４２に格納されたＲ１両端電圧およびＲ２両端電圧に対応するデジタル値Ｖ１、Ｖ３、Ｖ４、Ｖ６、Ｖ７、Ｖ９、Ｖ１０およびＶ１２を読み出して、下記の（１３）式で表される演算処理を行う。
デジタル値Ｖ１、Ｖ６、Ｖ７、Ｖ１２は、電流Ｉ１の電流値ｉ１に比例した値であり、デジタル値Ｖ３、Ｖ４、Ｖ９、Ｖ１０は、電流Ｉ２の電流値ｉ２に比例した値である。すなわち、Ｖ３／Ｖ１、Ｖ４／Ｖ６、Ｖ９／Ｖ７、Ｖ１０／Ｖ１２は、それぞれ、電流比ｉ２／ｉ１に相当する。Ｖ３／Ｖ１、Ｖ４／Ｖ６、Ｖ９／Ｖ７、Ｖ１０／Ｖ１２を平均化することで、要因[１]、［２］、[４]〜［７］による影響が低減される。
ステップＳ４３において、デジタル演算部４０のＣＰＵ４１は、ステップＳ４１において算出したΔＶｂｅ(ａｖｅ)を補正するための補正係数Ｋを、ステップＳ４２において算出した電流比の平均値Ｃ（ａｖｅ）に基づいて算出する。すなわち、ＣＰＵ４１は、下記の（１４）式で表される演算処理を行う。
Ｃｏは、電流Ｉ１とＩ２の電流比（１：Ｎ）の設計値Ｎである。なお、対数演算は比較的長い演算時間を要するので、ｌｏｇ（Ｃｏ）／ｌｏｇ（Ｃ（ａｖｅ））に対応する１次近似式を用いて補正係数Ｋを算出してもよい。これにより、対数演算を行う場合と比較して演算時間を短縮することが可能となる。
ステップＳ４４において、デジタル演算部４０のＣＰＵ４１は、ステップＳ４１において算出したΔＶｂｅ(ａｖｅ)をステップＳ４３において算出した補正係数Ｋを用いて補正値ΔＶｂｅｏを算出する。すなわち、ＣＰＵ４１は、下記の（１５）式で表される演算処理を行う。
このような補正処理を行うことで、センサ部２０のトランジスタＭ１とＭ２との間のミスマッチ（要因［３］）による影響を低減することができる。
ステップＳ４５において、デジタル演算部４０のＣＰＵ４１は、ステップＳ４４において算出した補正値ΔＶｂｅｏに基づいて温度測定値Ｔを算出する。すなわち、ＣＰＵ４１は、下記の（１６）式で表される演算処理を行う。
なお、（１２）式および（１５）式におけるΔＶｂｅ（ａｖｅ）およびΔＶｂｅｏは、センサ部２０のトランジスタＱ１またはＱ２のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅを基準電圧としてＡＤコンバータ３０で測定した値に基づくものである。従って、（１２）式および（１５）式におけるΔＶｂｅ（ａｖｅ）およびΔＶｂｅｏは、（４）式におけるΔＶｂｅ/Ｖｂｅに相当する。また、式（１６）は、（３）式および（４）式に相当する。デジタル演算部４０において、上記した演算処理を行うことにより要因［１］〜［７］の全ての影響が低減された温度測定値Ｔを得ることができる。
温度測定装置１０によれば、センサ部２０および電流源５０における回路接続が第１〜第５の接続切り替え部２１、２２、５１、５２、５６によって切り替えられ、第１および第２の電流制御状態、第１および第２のセンシング状態が形成される。上記の各状態の下でＡＤコンバータ３０によって測定された各電圧がデジタル値Ｖ１〜Ｖ１２としてデジタル演算部４０に記憶される。デジタル演算部４０は、記憶したデジタル値Ｖ１〜Ｖ１２に基づいて、温度測定値Ｔを算出する。このように、温度測定装置１０によれば、デジタル演算部４０における演算処理に用いられるデジタル値Ｖ１〜Ｖ１２を取得するための複数の状態が、第１〜第５の接続切り替え部２１、２２、５１、５２、５６による回路接続の切り替えによって形成される。そして、各素子間のミスマッチ等による影響が低減された温度測定値Ｔは、デジタル演算部４０が、デジタル値Ｖ１〜Ｖ１２に基づいてデジタル演算処理を行うことによって取得される。従って、温度測定装置１０によれば、アナログ回路の回路規模の増大を回避することができ、回路面積の増大および消費電力の増大を回避することができる。
このように、開示の技術の実施形態に係る温度測定装置１０によれば、回路面積の増大を抑制しつつ温度測定精度の向上を図ることが可能となる。
以下に、温度測定装置１０の応用例について説明する。図１８は、温度測定装置１０を備えた集積回路１００の構成の一例を示すブロック図である。集積回路１００は、温度測定装置１０、電源回路１０１、クロック信号生成回路１０２および演算回路１０３を含む。なお、集積回路１００は、開示の技術における集積回路の一例である。電源回路１０１およびクロック信号生成回路１０２は、開示の技術における機能部の一例である。
演算回路１０３は、電源回路１０１から供給される電源電圧Ｖｓによって駆動され、クロック信号生成回路１０２から供給されるクロック信号Ｓｃに同期して演算処理を行う。温度測定装置１０は、デジタル演算部４０（図１８において図示せず）において算出した温度測定値Ｔを示す温度検出信号Ｓｔを電源回路１０１およびクロック信号生成回路１０２に供給する。
電源回路１０１は、温度測定装置１０から供給される温度検出信号Ｓｔによって示される温度測定値Ｔに基づいて、電源電圧Ｖｓの大きさを変化させる。電源回路１０１は、例えば、温度検出信号Ｓｔによって示される温度測定値Ｔの上昇に応じて電源電圧Ｖｓを低下させる。
クロック信号生成回路１０２は、温度測定装置１０から供給される温度検出信号Ｓｔに基づいて、クロック信号Ｓｃの周波数を変化させる。クロック信号生成回路１０２は、例えば、温度検出信号Ｓｔによって示される温度測定値Ｔの上昇に応じてクロック信号Ｓｃの周波数を低下させる。
集積回路１００において演算回路１０３に供給されるクロック信号Ｓｃの周波数および電源電圧Ｖｓを温度に応じて変化させるＤＶＦＳ（Dynamic Voltage and Frequency Scaling）という制御方式を用いることにより、消費電力の削減を図ることが可能となる。なお、温度測定装置１０は、単体ＩＣ（Integrated Circuit）の形態を有するものであってもよく、当該ＩＣによって温度を測定する用途に幅広く応用することができる。
上記の実施形態では、温度測定精度の劣化要因［１］〜[７]の全て対処する場合について例示したが、要因［１］〜［７］のうちの一部に対処することにより温度測定装置１０における処理を簡略化させてもよい。
図１９は、デジタル演算部４０のＣＰＵ４１によって実施される、第１の変形例に係る温度算出処理の流れを示すフローチャートである。
ステップＳ５１において、デジタル演算部４０のＣＰＵ４１は、レジスタ４２に格納されたΔＶｂｅに対応するデジタル値Ｖ２、Ｖ５を読み出して、下記の（１７）式で表される演算処理を行う。
ステップＳ５２において、デジタル演算部４０のＣＰＵ４１は、ステップＳ５１において算出した補正値ΔＶｂｅ（ａｖｅ）に基づいて温度測定値Ｔを算出する。すなわち、ＣＰＵ４１は、下記の（１８）式で表される演算処理を行う。
第１の変形例に係る温度算出処理によれば、温度測定値Ｔにおいて、センサ部２０のトランジスタＱ１とＱ２との間のミスマッチ（要因［１］）およびセンサ部２０の抵抗素子Ｒ１とＲ２との間のミスマッチ（要因［２］）による影響が低減される。また、温度測定値Ｔにおいて、ＡＤコンバータ３０のオフセット（要因［４］）による影響が低減される。第１の変形例に係る温度算出処理によって温度測定値Ｔを算出する場合には、上記した測定制御処理（図６および図７参照）において、デジタル値Ｖ２およびＶ５以外のデジタル値を取得するための処理を適宜省略してもよい。このように、演算処理を簡略化することにより温度測定値Ｔの精度が低下するものの測定制御処理および温度算出処理における処理時間を短縮することが可能となる。
図２０は、デジタル演算部４０のＣＰＵ４１によって実施される、第２の変形例に係る温度算出処理の流れを示すフローチャートである。
ステップＳ６１において、デジタル演算部４０のＣＰＵ４１は、レジスタ４２に格納されたΔＶｂｅに対応するデジタル値Ｖ２、Ｖ５を読み出して、上記の（１７）式で表される演算処理を行ってΔＶｂｅ（ａｖｅ）を算出する。
ステップＳ６２において、デジタル演算部４０のＣＰＵ４１は、レジスタ４２に格納されたデジタル値Ｖ１、Ｖ３、Ｖ４、Ｖ６を読み出して、下記の（１９）式で表される演算処理を行って電流Ｉ１と電流Ｉ２の電流比の平均値Ｃ（ａｖｅ）を算出する。
ステップＳ６３において、デジタル演算部４０のＣＰＵ４１は、ステップＳ６１において算出したΔＶｂｅ(ａｖｅ)を補正するための補正係数Ｋを、ステップＳ６２において算出した電流比の平均値Ｃ（ａｖｅ）に基づいて算出する。すなわち、ＣＰＵ４１は、上記の（１４）式で表される演算処理を行う。
ステップＳ６４において、デジタル演算部４０のＣＰＵ４１は、ステップＳ６１において算出したΔＶｂｅ(ａｖｅ)をステップＳ６３において算出した補正係数Ｋを用いて補正値ΔＶｂｅｏを算出する。すなわち、ＣＰＵ４１は、上記の（１５）式で表される演算処理を行う。
ステップＳ６５において、デジタル演算部４０のＣＰＵ４１は、ステップＳ６４において算出した補正値ΔＶｂｅｏに基づいて温度測定値Ｔを算出する。すなわち、ＣＰＵ４１は、上記の（１６）式で表される演算処理を行う。
第２の変形例に係る温度算出処理によれば、温度測定値Ｔにおいて、センサ部２０のトランジスタＱ１とＱ２との間のミスマッチ（要因［１］）およびセンサ部２０の抵抗素子Ｒ１とＲ２との間のミスマッチ（要因［２］）による影響が低減される。また、温度測定値Ｔにおいて、トランジスタＭ１とＭ２との間のミスマッチ（要因[３]）およびＡＤコンバータ３０のオフセット（要因［４］）による影響が低減される。第２の変形例に係る温度算出処理によって温度測定値Ｔを算出する場合には、上記した測定制御処理（図６および図７参照）において、デジタル値Ｖ１〜Ｖ６以外のデジタル値を取得するための処理を適宜省略してもよい。このように、演算処理を簡略化することにより温度測定値Ｔの精度が低下するものの測定制御処理および温度算出処理における処理時間を短縮することが可能となる。
［第２の実施形態］
上記の第１の実施形態に係る温度測定装置１０を構成するデジタル演算部４０および制御部６０は、ＣＰＵを有するコンピュータを含み、上記の温度算出処理および測定制御処理をソフトウェアによって実現するものであった。これに対し、第２の実施形態に係るデジタル演算部４０および制御部６０は、それぞれ、上記の温度算出処理および測定制御処理をハードウェアロジックによって実現する。
図２１は、上記の温度算出処理をハードウェアロジックにより実現する第２の実施形態に係るデジタル演算部４０の構成の一例を示すブロック図である。第２の実施形態に係るデジタル演算部４０は、演算回路４７、不揮発性メモリ４８およびレジスタ４９を含む。
演算回路４７は、温度測定値Ｔを算出するための予め定められた論理演算を行うハードウェアロジック回路である。不揮発性メモリ４８は、温度測定値Ｔを算出するための換算係数を記憶した記憶媒体である。不揮発性メモリ４８は、一例として、プログラミング可能なe-fuseであってもよい。なお、換算係数を固定値とする場合には、不揮発性メモリ４８を省略することが可能である。レジスタ４９は、ＡＤコンバータ３０から出力されたデジタル値を保持する記憶回路である。
上記の構成を有する第２の実施形態に係るデジタル演算部４０によれば、第１の実施形態おいてソフトウェアによって実現された上記の温度算出処理を、ハードウェアロジックで実現することが可能となる。
一方、第２の実施形態に係る制御部６０は、上記の測定制御処理をハードウェアロジックにより実現するための以下の構成を有する。制御部６０は、例えば、カウンタ、第１〜第５の接続切り替え部２１、２２、５１、５２、５６における回路接続の切り替えタイミングを制御する制御回路およびデジタル演算部４０との間で通信を行うためのインターフェース回路（いずれも図示せず）を含む。
デジタル演算部４０および制御部６０における温度算出処理および測定制御処理をハードウェアロジックで実現することにより、これらの処理をソフトウェアで実現する場合と比較して処理の高速化、回路規模の縮小および消費電力の削減を図ることが可能となる。
以上の第１および第２の実施形態および変形例に関し、更に以下の付記を開示する。
（付記１）
各々がｐｎ接合を有する第１の半導体素子および第２の半導体素子と、
電流制御端子に供給される制御電圧に応じて第１の電流および前記第１の電流とは異なる大きさの第２の電流を出力する第１の電流出力部と、
前記第１の電流が前記第１の半導体素子のｐｎ接合に順方向に流れ且つ前記第２の電流が前記第２の半導体素子のｐｎ接合に順方向に流れる第１のセンシング状態および前記第１の電流が前記第２の半導体素子のｐｎ接合に順方向に流れ且つ前記第２の電流が前記第１の半導体素子のｐｎ接合に順方向に流れる第２のセンシング状態のいずれかの状態となるように、前記第１の半導体素子および前記第２の半導体素子と前記第１の電流出力部との間の接続を切り替える第１の接続切り替え部と、
前記第１のセンシング状態における前記第１の半導体素子のｐｎ接合の順方向電圧と前記第２の半導体素子のｐｎ接合の順方向電圧との差分をデジタル値に変換して第１のデジタル値として出力し、前記第２のセンシング状態における前記第１の半導体素子のｐｎ接合の順方向電圧と前記第２の半導体素子のｐｎ接合の順方向電圧との差分をデジタル値に変換して第２のデジタル値として出力するＡＤコンバータと、
前記第１のデジタル値と前記第２のデジタル値との平均値に基づいて温度測定値を算出する演算部と、
を含む温度測定装置。
（付記２）
前記第１の半導体素子および前記第２の半導体素子と前記ＡＤコンバータとの間に設けられた第２の接続切り替え部を更に含み、
前記ＡＤコンバータは、第１の入力端子および第２の入力端子を有し、前記第１の入力端子に接続されたノードの電圧と前記第２の入力端子に接続されたノードの電圧との差分に応じたデジタル値を出力し、
前記第２の接続切り替え部は、前記第１のデジタル値の極性と前記第２のデジタル値の極性とが互いに異なるように、前記第１の接続切り替え部における接続の切り替えに伴って前記第１の入力端子および前記第２の入力端子に接続されるノードを切り替える
付記１に記載の温度測定装置。
（付記３）
前記第１の半導体素子に流れる電流に応じた電圧降下を生ずる第１の抵抗素子と、前記第２の半導体素子に流れる電流に応じた電圧降下を生ずる第２の抵抗素子と、を更に含み、
前記ＡＤコンバータは、前記第１のセンシング状態における前記第１の抵抗素子の両端電圧をデジタル値に変換した第３のデジタル値と、前記第１のセンシング状態における前記第２の抵抗素子の両端電圧をデジタル値に変換した第４のデジタル値と、前記第２のセンシング状態における前記第１の抵抗素子の両端電圧をデジタル値に変換した第５のデジタル値と、前記第２のセンシング状態における前記第２の抵抗素子の両端電圧をデジタル値に変換した第６のデジタル値と、を更に出力し、
前記演算部は、前記第３のデジタル値と前記第４のデジタル値との比と、前記第５のデジタル値と前記第６のデジタル値との比と、の平均値に基づいて補正係数を算出し、前記第１のデジタル値と前記第２のデジタル値との平均値を前記補正係数を用いて補正して前記温度測定値を算出する
付記１または付記２に記載の温度測定装置。
（付記４）
前記演算部は、前記第１乃至第６のデジタル値を記憶する記憶部を有し、前記記憶部から読み出した前記第１乃至第６のデジタル値に基づいて前記温度測定値を算出する
付記３に記載の温度測定装置。
（付記５）
各々がｐｎ接合を有する第３の半導体素子および第４の半導体素子と、
電流制御端子に供給される前記制御電圧に応じて第３の電流および前記第３の電流とは異なる大きさの第４の電流を出力する第２の電流出力部と、
前記第３の電流が前記第３の半導体素子のｐｎ接合に順方向に流れ且つ前記第４の電流が前記第４の半導体素子のｐｎ接合に順方向に流れる第１の電流制御状態および前記第３の電流が前記第４の半導体素子のｐｎ接合に順方向に流れ且つ前記第４の電流が前記第３の半導体素子のｐｎ接合に順方向に流れる第２の電流制御状態のいずれかの状態となるように、前記第３の半導体素子および前記第４の半導体素子と前記第２の電流出力部との間の接続を切り替える第３の接続切り替え部と、
前記第３の半導体素子および前記第４の半導体素子のうちの一方側に接続される反転入力端子と、前記第３の半導体素子および前記第４の半導体素子のうちの他方側に接続される非反転入力端子と、を含み、前記第１の電流制御状態および前記第２の電流制御状態の各状態において前記第１乃至第４の電流を、前記第３の半導体素子のｐｎ接合における順方向電圧と前記第４の半導体素子のｐｎ接合における順方向電圧との差分に応じた大きさとする前記制御電圧を生成して前記第１の電流出力部および前記第２の電流出力部の電流制御端子に供給する演算増幅器と、
前記第３の接続切り替え部における接続の切り替えに伴って前記反転入力端子および前記非反転入力端子に接続されるノードを切り替える第４の接続切り替え部と、
前記第３の接続切り替え部における接続の切り替えに伴って前記演算増幅器における出力電圧の相の正逆を切り替える第５の接続切り替え部と、
を更に含み、
前記ＡＤコンバータは、前記第１の電流制御状態および前記第２の電流制御状態の各状態において前記第１乃至第６のデジタル値を出力し、
前記演算部は、前記第１の電流制御状態および前記第２の電流制御状態の各状態において前記ＡＤコンバータから出力された前記第３のデジタル値と前記第４のデジタル値との比と、前記第５のデジタル値と前記第６のデジタル値との比と、の平均値に基づいて前記補正係数を算出し、前記第１の電流制御状態および前記第２の電流制御状態の各状態において前記ＡＤコンバータから出力された前記第１のデジタル値と前記第２のデジタル値との平均値を前記補正係数を用いて補正して前記温度測定値を算出する
付記３または付記４に記載の温度測定装置。
（付記６）
前記第１の半導体素子および前記第２の半導体素子は、それぞれ、バイポーラトランジスタであり、
前記第１のデジタル値および前記第２のデジタル値は、前記第１の半導体素子のベース−エミッタ間電圧と前記第２の半導体素子のベース−エミッタ間電圧の差分に対応するデジタル値である
付記１から付記５のいずれか１つに記載の温度測定装置。
（付記７）
各々がｐｎ接合を有する第１の半導体素子および第２の半導体素子と、
電流制御端子に供給される制御電圧に応じて第１の電流および前記第１の電流とは異なる大きさの第２の電流を出力する第１の電流出力部と、
前記第１の電流が前記第１の半導体素子のｐｎ接合に順方向に流れ且つ前記第２の電流が前記第２の半導体素子のｐｎ接合に順方向に流れる第１のセンシング状態および前記第１の電流が前記第２の半導体素子のｐｎ接合に順方向に流れ且つ前記第２の電流が前記第１の半導体素子のｐｎ接合に順方向に流れる第２のセンシング状態のいずれかの状態となるように、前記第１の半導体素子および前記第２の半導体素子と前記第１の電流出力部との間の接続を切り替える第１の接続切り替え部と、
前記第１のセンシング状態における前記第１の半導体素子のｐｎ接合の順方向電圧と前記第２の半導体素子のｐｎ接合の順方向電圧との差分をデジタル値に変換して第１のデジタル値として出力し、前記第２のセンシング状態における前記第１の半導体素子のｐｎ接合の順方向電圧と前記第２の半導体素子のｐｎ接合の順方向電圧との差分をデジタル値に変換して第２のデジタル値として出力するＡＤコンバータと、
前記第１のデジタル値と前記第２のデジタル値との平均値に基づいて温度測定値を算出する演算部と、
前記温度測定値に応じて動作態様を変化させる機能部と、
を含む集積回路。
（付記８）
前記機能部は、前記温度測定値に応じてクロック信号の周波数を変化させるクロック信号生成回路を含む
付記７に記載の集積回路。
（付記９）
前記機能部は、前記温度測定値に応じて出力電圧を変化させる電源回路を含む
付記７または付記８に記載の集積回路。
（付記１０）
前記第１の半導体素子および前記第２の半導体素子と前記ＡＤコンバータとの間に設けられた第２の接続切り替え部を更に含み、
前記ＡＤコンバータは、第１の入力端子および第２の入力端子を有し、前記第１の入力端子に接続されたノードの電圧と前記第２の入力端子に接続されたノードの電圧との差分に応じたデジタル値を出力し、
前記第２の接続切り替え部は、前記第１のデジタル値の極性と前記第２のデジタル値の極性とが互いに異なるように、前記第１の接続切り替え部における接続の切り替えに伴って前記第１の入力端子および前記第２の入力端子に接続されるノードを切り替える
付記７から付記９のいずれか１つに記載の集積回路。
（付記１１）
前記第１の半導体素子に流れる電流に応じた電圧降下を生ずる第１の抵抗素子と、前記第２の半導体素子に流れる電流に応じた電圧降下を生ずる第２の抵抗素子と、を更に含み、
前記ＡＤコンバータは、前記第１のセンシング状態における前記第１の抵抗素子の両端電圧をデジタル値に変換した第３のデジタル値と、前記第１のセンシング状態における前記第２の抵抗素子の両端電圧をデジタル値に変換した第４のデジタル値と、前記第２のセンシング状態における前記第１の抵抗素子の両端電圧をデジタル値に変換した第５のデジタル値と、前記第２のセンシング状態における前記第２の抵抗素子の両端電圧をデジタル値に変換した第６のデジタル値と、を更に出力し、
前記演算部は、前記第３のデジタル値と前記第４のデジタル値との比と、前記第５のデジタル値と前記第６のデジタル値との比と、の平均値に基づいて補正係数を算出し、前記第１のデジタル値と前記第２のデジタル値との平均値を前記補正係数を用いて補正して前記温度測定値を算出する
付記７から付記１０のいずれか１つに記載の集積回路。
（付記１２）
前記演算部は、前記第１乃至第６のデジタル値を記憶する記憶部を有し、前記記憶部から読み出した前記第１乃至第６のデジタル値に基づいて前記温度測定値を算出する
付記１１に記載の集積回路。
（付記１３）
各々がｐｎ接合を有する第３の半導体素子および第４の半導体素子と、
電流制御端子に供給される前記制御電圧に応じて第３の電流および前記第３の電流とは異なる大きさの第４の電流を出力する第２の電流出力部と、
前記第３の電流が前記第３の半導体素子のｐｎ接合に順方向に流れ且つ前記第４の電流が前記第４の半導体素子のｐｎ接合に順方向に流れる第１の電流制御状態および前記第３の電流が前記第４の半導体素子のｐｎ接合に順方向に流れ且つ前記第４の電流が前記第３の半導体素子のｐｎ接合に順方向に流れる第２の電流制御状態のいずれかの状態となるように、前記第３の半導体素子および前記第４の半導体素子と前記第２の電流出力部との間の接続を切り替える第３の接続切り替え部と、
前記第３の半導体素子および前記第４の半導体素子のうちの一方側に接続される反転入力端子と、前記第３の半導体素子および前記第４の半導体素子のうちの他方側に接続される非反転入力端子と、を含み、前記第１の電流制御状態および前記第２の電流制御状態の各状態において前記第１乃至第４の電流を、前記第３の半導体素子のｐｎ接合における順方向電圧と前記第４の半導体素子のｐｎ接合における順方向電圧との差分に応じた大きさとする前記制御電圧を生成して前記第１の電流出力部および前記第２の電流出力部の電流制御端子に供給する演算増幅器と、
前記第３の接続切り替え部における接続の切り替えに伴って前記反転入力端子および前記非反転入力端子に接続されるノードを切り替える第４の接続切り替え部と、
前記第３の接続切り替え部における接続の切り替えに伴って前記演算増幅器における出力電圧の相の正逆を切り替える第５の接続切り替え部と、
を更に含み、
前記ＡＤコンバータは、前記第１の電流制御状態および前記第２の電流制御状態の各状態において前記第１乃至第６のデジタル値を出力し、
前記演算部は、前記第１の電流制御状態および前記第２の電流制御状態の各状態において前記ＡＤコンバータから出力された前記第３のデジタル値と前記第４のデジタル値との比と、前記第５のデジタル値と前記第６のデジタル値との比と、の平均値に基づいて前記補正係数を算出し、前記第１の電流制御状態および前記第２の電流制御状態の各状態において前記ＡＤコンバータから出力された前記第１のデジタル値と前記第２のデジタル値との平均値を前記補正係数を用いて補正して前記温度測定値を算出する
付記１１または付記１２に記載の集積回路。
（付記１４）
前記第１の半導体素子および前記第２の半導体素子は、それぞれ、バイポーラトランジスタであり、
前記第１のデジタル値および前記第２のデジタル値は、前記第１の半導体素子のベース−エミッタ間電圧と前記第２の半導体素子のベース−エミッタ間電圧の差分に対応するデジタル値である
付記７から付記１３のいずれか１つに記載の集積回路。
（付記１５）
第１の半導体素子のｐｎ接合に第１の電流を順方向に流すとともに第２の半導体素子のｐｎ接合に前記第１の電流とは異なる大きさの第２の電流を順方向に流す第１のセンシング状態において前記第１の半導体素子のｐｎ接合の順方向電圧と前記第２の半導体素子のｐｎ接合の順方向電圧との差分をデジタル値に変換して第１のデジタル値を取得し、
前記第１の半導体素子のｐｎ接合に前記第２の電流を順方向に流すとともに前記第２の半導体素子のｐｎ接合に前記第１の電流を順方向に流す第２のセンシング状態において前記第１の半導体素子のｐｎ接合の順方向電圧と前記第２の半導体素子のｐｎ接合の順方向電圧との差分をデジタル値に変換して第２のデジタル値を取得し、
前記第１のデジタル値と前記第２のデジタル値との平均値に基づいて温度測定値を算出する
温度測定方法。
（付記１６）
第１の入力端子および第２の入力端子を有し、前記第１の入力端子に接続されたノードの電圧と前記第２の入力端子に接続されたノードの電圧との差分に応じたデジタル値を出力するＡＤコンバータを用いて前記第１のデジタル値および前記第２のデジタル値を取得する際に、前記第１のデジタル値および前記第２のデジタル値が互いに異なる極性で前記ＡＤコンバータから出力されるように前記第１のセンシング状態と前記第２のセンシング状態との間の状態移行に伴って前記第１の入力端子および前記第２の入力端子に接続されるノードを切り替える
付記１５に記載の温度測定方法。
（付記１７）
前記第１のセンシング状態において前記第１の半導体素子に流れる電流に応じた電圧降下を生ずる第１の抵抗素子の両端電圧をデジタル値に変換して第３のデジタル値を取得し、
前記第１のセンシング状態において前記第２の半導体素子に流れる電流に応じた電圧降下を生ずる第２の抵抗素子の両端電圧をデジタル値に変換して第４のデジタル値を取得し、
前記第２のセンシング状態において前記第１の抵抗素子の両端電圧をデジタル値に変換して第５のデジタル値を取得し、
前記第２のセンシング状態において前記第２の抵抗素子の両端電圧をデジタル値に変換して第６のデジタル値を取得し、
前記第３のデジタル値と前記第４のデジタル値との比と、前記第５のデジタル値と前記第６のデジタル値との比と、の平均値に基づいて補正係数を算出し、前記第１のデジタル値と前記第２のデジタル値との平均値を、前記補正係数を用いて補正して前記温度測定値を算出する
付記１５または付記１６に記載の温度測定方法。
（付記１８）
第３の電流および前記第３の電流とは異なる大きさの第４の電流のうちの一方が順方向に流れるｐｎ接合を有する第３の半導体素子と、前記第３の電流および前記第４の電流のうちの他方が順方向に流れるｐｎ接合を有する第４の半導体素子と、前記第３の半導体素子および前記第４の半導体素子のうちの一方側に接続される反転入力端子および前記第３の半導体素子および前記第４の半導体素子のうちの他方側に接続される非反転入力端子を含み且つ前記第１乃至第４の電流を前記第３の半導体素子のｐｎ接合における順方向電圧と前記第４の半導体素子のｐｎ接合における順方向電圧との差分に応じた大きさに制御する演算増幅器と、を用いて前記第１乃至第４の電流を制御し、
前記第３の電流が前記第３の半導体素子のｐｎ接合に順方向に流れ且つ前記第４の電流が前記第４の半導体素子のｐｎ接合に順方向に流れる第１の電流制御状態と、前記第３の電流が前記第４の半導体素子のｐｎ接合に順方向に流れ且つ前記第４の電流が前記第３の半導体素子のｐｎ接合に順方向に流れる第２の電流制御状態と、の間の状態移行に伴って、前記反転入力端子および前記非反転入力端子に接続されるノードの切り替えを行うとともに前記演算増幅器における出力電圧の相の正逆の切り替えを行い、
前記第１の電流制御状態および前記第２の電流制御状態の各状態において前記第１乃至第６のデジタル値を取得し、
前記第１の電流制御状態および前記第２の電流制御状態の各状態において取得された前記第３のデジタル値と前記第４のデジタル値との比と、前記第５のデジタル値と前記第６のデジタル値との比と、の平均値に基づいて前記補正係数を算出し、前記第１の電流制御状態および前記第２の電流制御状態の各状態において取得した前記第１のデジタル値と前記第２のデジタル値との平均値を、前記補正係数を用いて補正して前記温度測定値を算出する
付記１７に記載の温度測定方法。
（付記１９）
前記第１の半導体素子および前記第２の半導体素子は、それぞれ、バイポーラトランジスタであり、
前記第１のデジタル値および前記第２のデジタル値は、前記第１の半導体素子のベース−エミッタ間電圧と前記第２の半導体素子のベース−エミッタ間電圧の差分に対応するデジタル値である
付記１５から付記１８のいずれか１つに記載の温度測定方法。
１０ 温度測定装置
２０ センサ部
２１ 第１の接続切り替え部
２２ 第２の接続切り替え部
３０ ＡＤコンバータ
４０ デジタル演算部
５０ 電流源
５１ 第３の接続切り替え部
５２ 第４の接続切り替え部
５６ 第５の接続切り替え部
Ｑ１〜Ｑ４ トランジスタ
Ｍ１〜Ｍ４ トランジスタ

Claims (12)

  1. 各々がｐｎ接合を有する第１の半導体素子および第２の半導体素子と、
    電流制御端子に供給される制御電圧に応じて第１の電流および前記第１の電流とは異なる大きさの第２の電流を出力する第１の電流出力部と、
    前記第１の半導体素子に流れる電流に応じた電圧降下を生ずる第１の抵抗素子と、前記第２の半導体素子に流れる電流に応じた電圧降下を生ずる第２の抵抗素子と、
    前記第１の電流が前記第１の半導体素子のｐｎ接合に順方向に流れ且つ前記第２の電流が前記第２の半導体素子のｐｎ接合に順方向に流れる第１のセンシング状態および前記第１の電流が前記第２の半導体素子のｐｎ接合に順方向に流れ且つ前記第２の電流が前記第１の半導体素子のｐｎ接合に順方向に流れる第２のセンシング状態のいずれかの状態となるように、前記第１の半導体素子および前記第２の半導体素子と前記第１の電流出力部との間の接続を切り替える第１の接続切り替え部と、
    前記第１のセンシング状態における前記第１の半導体素子のｐｎ接合の順方向電圧と前記第２の半導体素子のｐｎ接合の順方向電圧との差分をデジタル値に変換して第１のデジタル値として出力し、前記第２のセンシング状態における前記第１の半導体素子のｐｎ接合の順方向電圧と前記第２の半導体素子のｐｎ接合の順方向電圧との差分をデジタル値に変換して第２のデジタル値として出力し、前記第１のセンシング状態における前記第１の抵抗素子の両端電圧をデジタル値に変換して第３のデジタル値として出力し、前記第１のセンシング状態における前記第２の抵抗素子の両端電圧をデジタル値に変換して第４のデジタル値として出力し、前記第２のセンシング状態における前記第１の抵抗素子の両端電圧をデジタル値に変換して第５のデジタル値として出力し、前記第２のセンシング状態における前記第２の抵抗素子の両端電圧をデジタル値に変換して第６のデジタル値として出力するＡＤコンバータと、
    前記第３のデジタル値、前記第４のデジタル値、前記第５のデジタル値および前記第６のデジタル値に基づいて、前記第１のデジタル値と前記第２のデジタル値との平均値を補正することにより温度測定値を算出する演算部と、
    を含む温度測定装置。
  2. 前記第１の半導体素子および前記第２の半導体素子と前記ＡＤコンバータとの間に設けられた第２の接続切り替え部を更に含み、
    前記ＡＤコンバータは、第１の入力端子および第２の入力端子を有し、前記第１の入力端子に接続されたノードの電圧と前記第２の入力端子に接続されたノードの電圧との差分に応じたデジタル値を出力し、
    前記第２の接続切り替え部は、前記第１のデジタル値の極性と前記第２のデジタル値の極性とが互いに異なるように、前記第１の接続切り替え部における接続の切り替えに伴って前記第１の入力端子および前記第２の入力端子に接続されるノードを切り替える
    請求項１に記載の温度測定装置。
  3. 前記演算部は、前記第３のデジタル値と前記第４のデジタル値との比と、前記第５のデジタル値と前記第６のデジタル値との比と、の平均値に基づいて補正係数を算出し、前記第１のデジタル値と前記第２のデジタル値との平均値を、前記補正係数を用いて補正して前記温度測定値を算出する
    請求項１または請求項２に記載の温度測定装置。
  4. 前記演算部は、前記第１乃至第６のデジタル値を記憶する記憶部を有し、前記記憶部から読み出した前記第１乃至第６のデジタル値に基づいて前記温度測定値を算出する
    請求項３に記載の温度測定装置。
  5. 各々がｐｎ接合を有する第３の半導体素子および第４の半導体素子と、
    電流制御端子に供給される前記制御電圧に応じて第３の電流および前記第３の電流とは異なる大きさの第４の電流を出力する第２の電流出力部と、
    前記第３の電流が前記第３の半導体素子のｐｎ接合に順方向に流れ且つ前記第４の電流が前記第４の半導体素子のｐｎ接合に順方向に流れる第１の電流制御状態および前記第３の電流が前記第４の半導体素子のｐｎ接合に順方向に流れ且つ前記第４の電流が前記第３の半導体素子のｐｎ接合に順方向に流れる第２の電流制御状態のいずれかの状態となるように、前記第３の半導体素子および前記第４の半導体素子と前記第２の電流出力部との間の接続を切り替える第３の接続切り替え部と、
    前記第３の半導体素子および前記第４の半導体素子のうちの一方側に接続される反転入力端子と、前記第３の半導体素子および前記第４の半導体素子のうちの他方側に接続される非反転入力端子と、を含み、前記第１の電流制御状態および前記第２の電流制御状態の各状態において前記第１乃至第４の電流を、前記第３の半導体素子のｐｎ接合における順方向電圧と前記第４の半導体素子のｐｎ接合における順方向電圧との差分に応じた大きさとする前記制御電圧を生成して前記第１の電流出力部および前記第２の電流出力部の電流制御端子に供給する演算増幅器と、
    前記第３の接続切り替え部における接続の切り替えに伴って前記反転入力端子および前記非反転入力端子に接続されるノードを切り替える第４の接続切り替え部と、
    前記第３の接続切り替え部における接続の切り替えに伴って前記演算増幅器における出力電圧の相の正逆を切り替える第５の接続切り替え部と、
    を更に含み、
    前記ＡＤコンバータは、前記第１の電流制御状態および前記第２の電流制御状態の各状態において前記第１乃至第６のデジタル値を出力し、
    前記演算部は、前記第１の電流制御状態および前記第２の電流制御状態の各状態において前記ＡＤコンバータから出力された前記第３のデジタル値と前記第４のデジタル値との比と、前記第５のデジタル値と前記第６のデジタル値との比と、の平均値に基づいて前記補正係数を算出し、前記第１の電流制御状態および前記第２の電流制御状態の各状態において前記ＡＤコンバータから出力された前記第１のデジタル値と前記第２のデジタル値との平均値を、前記補正係数を用いて補正して前記温度測定値を算出する
    請求項３または請求項４に記載の温度測定装置。
  6. 各々がｐｎ接合を有する第１の半導体素子および第２の半導体素子と、
    電流制御端子に供給される制御電圧に応じて第１の電流および前記第１の電流とは異なる大きさの第２の電流を出力する第１の電流出力部と、
    前記第１の半導体素子に流れる電流に応じた電圧降下を生ずる第１の抵抗素子と、前記第２の半導体素子に流れる電流に応じた電圧降下を生ずる第２の抵抗素子と、
    前記第１の電流が前記第１の半導体素子のｐｎ接合に順方向に流れ且つ前記第２の電流が前記第２の半導体素子のｐｎ接合に順方向に流れる第１のセンシング状態および前記第１の電流が前記第２の半導体素子のｐｎ接合に順方向に流れ且つ前記第２の電流が前記第１の半導体素子のｐｎ接合に順方向に流れる第２のセンシング状態のいずれかの状態となるように、前記第１の半導体素子および前記第２の半導体素子と前記第１の電流出力部との間の接続を切り替える第１の接続切り替え部と、
    前記第１のセンシング状態における前記第１の半導体素子のｐｎ接合の順方向電圧と前記第２の半導体素子のｐｎ接合の順方向電圧との差分をデジタル値に変換して第１のデジタル値として出力し、前記第２のセンシング状態における前記第１の半導体素子のｐｎ接合の順方向電圧と前記第２の半導体素子のｐｎ接合の順方向電圧との差分をデジタル値に変換して第２のデジタル値として出力し、前記第１のセンシング状態における前記第１の抵抗素子の両端電圧をデジタル値に変換して第３のデジタル値として出力し、前記第１のセンシング状態における前記第２の抵抗素子の両端電圧をデジタル値に変換して第４のデジタル値として出力し、前記第２のセンシング状態における前記第１の抵抗素子の両端電圧をデジタル値に変換して第５のデジタル値として出力し、前記第２のセンシング状態における前記第２の抵抗素子の両端電圧をデジタル値に変換して第６のデジタル値として出力するＡＤコンバータと、
    前記第３のデジタル値、前記第４のデジタル値、前記第５のデジタル値および前記第６のデジタル値に基づいて、前記第１のデジタル値と前記第２のデジタル値との平均値を補正することにより温度測定値を算出する演算部と、
    前記温度測定値に応じて動作態様を変化させる機能部と、
    を含む集積回路。
  7. 前記機能部は、前記温度測定値に応じてクロック信号の周波数を変化させるクロック信号生成回路を含む
    請求項６に記載の集積回路。
  8. 前記機能部は、前記温度測定値に応じて出力電圧を変化させる電源回路を含む
    請求項６または請求項７に記載の集積回路。
  9. 第１の半導体素子のｐｎ接合に第１の電流を順方向に流すとともに第２の半導体素子のｐｎ接合に前記第１の電流とは異なる大きさの第２の電流を順方向に流す第１のセンシング状態において前記第１の半導体素子のｐｎ接合の順方向電圧と前記第２の半導体素子のｐｎ接合の順方向電圧との差分をデジタル値に変換して第１のデジタル値を取得し、
    前記第１の半導体素子のｐｎ接合に前記第２の電流を順方向に流すとともに前記第２の半導体素子のｐｎ接合に前記第１の電流を順方向に流す第２のセンシング状態において前記第１の半導体素子のｐｎ接合の順方向電圧と前記第２の半導体素子のｐｎ接合の順方向電圧との差分をデジタル値に変換して第２のデジタル値を取得し、
    前記第１のセンシング状態において前記第１の半導体素子に流れる電流に応じた電圧降下を生ずる第１の抵抗素子の両端電圧をデジタル値に変換して第３のデジタル値を取得し、
    前記第１のセンシング状態において前記第２の半導体素子に流れる電流に応じた電圧降下を生ずる第２の抵抗素子の両端電圧をデジタル値に変換して第４のデジタル値を取得し、
    前記第２のセンシング状態において前記第１の抵抗素子の両端電圧をデジタル値に変換して第５のデジタル値を取得し、
    前記第２のセンシング状態において前記第２の抵抗素子の両端電圧をデジタル値に変換して第６のデジタル値を取得し、
    前記第３のデジタル値、前記第４のデジタル値、前記第５のデジタル値および前記第６のデジタル値に基づいて、前記第１のデジタル値と前記第２のデジタル値との平均値を補正することにより温度測定値を算出する
    温度測定方法。
  10. 第１の入力端子および第２の入力端子を有し、前記第１の入力端子に接続されたノードの電圧と前記第２の入力端子に接続されたノードの電圧との差分に応じたデジタル値を出力するＡＤコンバータを用いて前記第１のデジタル値および前記第２のデジタル値を取得する際に、前記第１のデジタル値および前記第２のデジタル値が互いに異なる極性で前記ＡＤコンバータから出力されるように前記第１のセンシング状態と前記第２のセンシング状態との間の状態移行に伴って前記第１の入力端子および前記第２の入力端子に接続されるノードを切り替える
    請求項９に記載の温度測定方法。
  11. 前記第３のデジタル値と前記第４のデジタル値との比と、前記第５のデジタル値と前記第６のデジタル値との比と、の平均値に基づいて補正係数を算出し、前記第１のデジタル値と前記第２のデジタル値との平均値を、前記補正係数を用いて補正して前記温度測定値を算出する
    請求項９または請求項１０に記載の温度測定方法。
  12. 第３の電流および前記第３の電流とは異なる大きさの第４の電流のうちの一方が順方向に流れるｐｎ接合を有する第３の半導体素子と、前記第３の電流および前記第４の電流のうちの他方が順方向に流れるｐｎ接合を有する第４の半導体素子と、前記第３の半導体素子および前記第４の半導体素子のうちの一方側に接続される反転入力端子および前記第３の半導体素子および前記第４の半導体素子のうちの他方側に接続される非反転入力端子を含み且つ前記第１乃至第４の電流を前記第３の半導体素子のｐｎ接合における順方向電圧と前記第４の半導体素子のｐｎ接合における順方向電圧との差分に応じた大きさに制御する演算増幅器と、を用いて前記第１乃至第４の電流を制御し、
    前記第３の電流が前記第３の半導体素子のｐｎ接合に順方向に流れ且つ前記第４の電流が前記第４の半導体素子のｐｎ接合に順方向に流れる第１の電流制御状態と、前記第３の電流が前記第４の半導体素子のｐｎ接合に順方向に流れ且つ前記第４の電流が前記第３の半導体素子のｐｎ接合に順方向に流れる第２の電流制御状態と、の間の状態移行に伴って、前記反転入力端子および前記非反転入力端子に接続されるノードの切り替えを行うとともに前記演算増幅器における出力電圧の相の正逆の切り替えを行い、
    前記第１の電流制御状態および前記第２の電流制御状態の各状態において前記第１乃至第６のデジタル値を取得し、
    前記第１の電流制御状態および前記第２の電流制御状態の各状態において取得された前記第３のデジタル値と前記第４のデジタル値との比と、前記第５のデジタル値と前記第６のデジタル値との比と、の平均値に基づいて前記補正係数を算出し、前記第１の電流制御状態および前記第２の電流制御状態の各状態において取得した前記第１のデジタル値と前記第２のデジタル値との平均値を、前記補正係数を用いて補正して前記温度測定値を算出する
    請求項１１に記載の温度測定方法。
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