KR101846408B1 - 고효율 공진 컨버터를 위한 장치 및 방법 - Google Patents

고효율 공진 컨버터를 위한 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

컨버터는, 파워 소스에 연결된 입력 스테이지를 포함하고, 입력 스테이지는 복수의 파워 스위치, 복수의 파워 스위치에 연결된 공진 탱크, 공진 탱크에 연결된 변압기, 변압기에 연결된 출력 스테이지, 컨버터에 연결된 효율점 추적 지시자, 효율점 추적 지시자에 연결된 감지기, 및 감지기로부터 효율점 추적 신호를 수신하고 효율점 추적 신호에 기초하여 복수의 파워 스위치의 스위칭 주파수를 조정하도록 구성된 제어회로를 포함한다.

Description

고효율 공진 컨버터를 위한 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR HIGH EFFICIENCY RESONANT CONVERTERS}
본 출원은 2013년 10월 17일자로 미국 특허청에, ‘고효율 공진 컨버터를 위한 장치 및 방법’의 명칭으로 출원된 미국 출원번호 제14/056,532호의 우선권을 주장하며, 이 문헌은 전체로서 본 명세서에 통합된다.
본 발명은 공진 컨버터에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 공명 컨버터의 제어 메커니즘에 관한 것이다.
텔레커뮤니케이션 파워 시스템은 통상적으로 AC 유틸리티 라인으로부터의 파워를 48V DC 분배 버스(distribution bus)로 변환하는 AC-DC 스테이지 및 48V DC 분배 버스를 모든 종류의 텔레커뮤니케이션 부하에 대한 복수의 전압 레벨로 변환하는 DC-DC 스테이지를 포함한다. 이러한 두 개의 스테이지는 분리된 DC-DC 컨버터를 포함할 수 있다. 분리된 DC-DC 컨버터는, 플라이백(flyback) 컨버터, 포워드(forward) 컨버터, 하프-브리지(half bridge) 컨버터, 풀-브리지(full bridge) 컨버터, LLC 공진 컨버터 등과 같은 상이한 파워 토폴러지(power topologies)를 사용함으로써 구현될 수 있다.
더욱이 선행기술로서, 버스 컨버터는 텔레커뮤니케이션 산업에서 널리 사용되어 왔다. 버스 전압, 48V 입력 직류 파워 서플라이로부터 변환된 12V 버스 전압, 380V 입력 파워 서플라이로부터 변환된 48V 버스 전압, 및 380V 입력 직류 파워 서플라이로부터 변환된 12V 버스 전압의 3개의 카테고리로 나눠질 수 있다. 버스 컨버터는 입력 전압을 고 레벨에서 저 레벨로 변환할 뿐 아니라 변압기 등과 같은 마그네틱 장치를 통해 분리(isolation)를 제공할 수 있다.
12V와 같은 중간 버스 전압은 복수의 다운스트림 비-분리(non-isolated) 파워 컨버터에 대해 입력 파워 버스로서 작용할 수 있다. 다운스트림 비-분리(non-isolated) 파워 컨버터는 벅(buck) 컨버터와 같은 스텝-다운(step-down) dc/dc 컨버터, 부스트(boost) 컨버터와 같은 스텝-업(step-uo) dc/dc 컨버터, 선형 레귤레이터 및/또는 이들의 조합으로써 구현될 수 있다. 부하에 완전히 조절된 출력 전압이 입력되도록,다운스트림 비-분리 파워 컨버터는 엄격한 제어 루프 하에서 작동한다.
파워 소비는 더욱 중요해짐에 따라, 고 전력밀도 및 고효율 버스 컨버터에 대한 요구가 있을 수 있다. LLC 공진 컨버터는 제로 전압 스위칭 및/또는 제로 전류 스위칭으로 인한 스위칭 손실을 감소할 수 있기 때문에, LLC 공진 컨버터는 고성능(예를 들어, 고 전력 밀도 및 고효율)을 달성하기 위한 바람직한 선택이 되고 있다.
고효율 및 향상된 조절이 가능한 LLC 공진 파워 컨버터를 제공하는 본 발명의 바람직한 실시예에 의해, 상술한 문제점 및 다른 문제점은 일반적으로 해결되거나 회피되고, 기술적 진보가 달성된다.
실시예에 따르면, 컨버터는, 파워 소스에 연결된 입력 스테이지-상기 입력 스테이지는 복수의 파워 스위치를 포함함-; 상기 복수의 파워 스위치에 연결된 공진 탱크; 상기 공진 탱크에 연결된 변압기; 상기 변압기에 연결된 출력 스테이지;
상기 컨버터에 연결된 효율점 추적 지시자: 상기 효율점 추적 지시자에 연결된 감지기; 및 상기 감지기로부터 효율점 추적 신호를 수신하고 상기 효율점 추적 신호에 기초하여 상기 복수의 파워 스위치의 스위칭 주파수를 조정하도록 구성된 제어 회로를 포함한다.
다른 실시예에 따르면, 방법은, 공진 컨버터를 제공하는 단계를 포함하고, 상기 공진 컨버터는, 파워 소스에 연결된 입력 스테이지-상기 입력 스테이지는 복수의 파워 스위치를 포함함-; 상기 복수의 스위치에 연결된 공진 탱크; 상기 공진 탱크에 연결된 변압기; 및 상기 변압기에 연결된 출력 스테이지를 포함한다.
방법은, 추가로, 상기 공진 컨버터의 소프트 스위칭 프로세스를 나타내는 신호를 감지하고, 제어 회로에 의해, 상기 신호의 크기가 미리 설정된 임계값보다 작을 때까지, 상기 공진 컨버터의 스위칭 주파수를 조정하는 단계를 포함한다.
또 다른 실시예에 따르면, 방법은, 제1 공진 컨버터를 제공하는 단계를 포함하고, 상기 제1 공진 컨버터는 파워 스테이지 및 제어 회로를 포함하며, 상기 파워 스테이지는, 파워 소스에 연결된 입력 스테이지-상기 입력 스테이지는 복수의 파워 스위치를 포함함-; 상기 복수의 파워 스위치에 연결된 공진 탱크; 상기 공진 탱크에 연결된 분리 장치; 및 정류기를 통해 상기 분리 장치에 연결된 출력 스테이지 를 포함하고, 상기 제어 회로는, 상기 복수의 파워 스위치에 연결되고, 상기 복수의 파워 스위치의 게이트 드라이버 신호를 생성한다.
방법은 추가로, 상기 제1 공진 컨버터의 소프트 스위칭 프로세스(soft switching process)를 나타내는 신호를 감지하는 단계; 상기 제1 공진 컨버터의 부하 전류를 감지하는 단계; 및 상기 제1 공진 컨버터의 스위칭 주파수를 구성하는 단계를 포함하고, 상기 제1 공진 컨버터의 스위칭 주파수를 구성하는 단계는, 상기 부하 전류가 미리 설정된 부하 레벨보다 클 때, 상기 신호의 크기가 미리 설정된 임계 값보다 작을 때까지 상기 스위칭 주파수를 조정하는 단계; 및 상기 부하 전류가 상기 미리 설정된 부하 레벨보다 작을 때, 상기 제1 공진 컨버터의 출력 전압이 미리 설정된 조절 범위 내에 있을 때까지, 상기 스위칭 주파수를 높이는 단계로 이루어진다.
본 발명의 바람직한 실시 예의 이점은 파워 컨버터의 효율뿐 아니라 효율점 추적 제어 메커니즘, 출력 전압 추적 제어 메커니즘, 조정 가능한 게이트 드라이브 전압 조절 메커니즘, 듀티 사이클 제어 메커니즘, 및 이들의 조합을 통한 조절을 개선하는 것이다.
전술한 것은 이하의 상세한 설명이 더 잘 이해 될 수 있도록, 다소 광범위하게 본 발명의 특징 및 기술적 장점을 설명한다. 본 발명의 추가적인 특징 및 장점은 본 발명의 청구 범위의 주제를 형성하는 이하에서 설명한다. 이는 개시된 개념 및 특정 실시 예는 쉽게 수정하거나, 본 발명의 동일한 목적을 수행하기 위한 다른 구조 또는 프로세스를 설계하기 위한 기초로써 이용될 수 있음을 당업자는 이해해야 한다. 또한, 첨부된 청구 범위에 기재된 바와 동등한 구성은 본 발명의 사상 및 범위를 벗어나지 않고 당업자에 의해 실현될 것이다.
본 발명의 더욱 완전한 이해 및 그 이점에 대해 참조는 첨부된 도면을 참조한 이하의 설명으로 이루어진다.
도 1은 본 발명의 다양한 실시예에 따른 LLC 공진 컨버터의 개략적 다이어그램이다.
도 2는 본 발명의 다양한 실시예에 따른, 도 1의 LLC 공진 컨버터의 전압 이득 곡선을 나타낸 것이다.
도 3은 본 발명의 다양한 실시예에 따른, 도 1의 LLC 공진 컨버터의 등가 회로를 나타낸 것이다.
도 4는 본 발명의 다양한 실시예에 따른, 도 1의 LLC 공진 컨버터의 다른 등가 회로를 나타낸 것이다.
도 5는 본 발명의 다양한 실시예에 따른 파워 컨버터의 블록 다이어그램이다.
도 6은 본 발명의 다양한 실시예에 따른, 도 5의 파워 컨버터의 제1 예시적 구현을 나타낸 것이다.
도 7은 본 발명의 다양한 실시예에 따른, 도 5의 파워 컨버터의 제2 예시적 구현을 나타낸 것이다.
도 8은 본 발명의 다양한 실시예에 따른, 도 6의 파워 컨버터의 개략적인 다이어그램이다.
도 9는 본 발명의 다양한 실시예에 따른, 도 7의 감지기의 제1 예시적 구현을 나타낸 것이다.
도 10은 본 발명의 다양한 실시예에 따른, 도 7의 제2 예시적 구현을 나타낸 것이다.
도 11은 본 발명의 다양한 실시예에 따른, 병렬 동작하는 두 LLC 공진 컨버터의 동작의 블록 다이어그램이다.
도 12는 본 발명의 다양한 실시예에 따른 부하 조절 개선 메커니즘을 나타낸 것이다.
서로 다른 도면에서 대응하는 부호 및 심벌은 달리 표시하지 않는 한, 일반적으로 대응하는 부분을 의미한다. 도면들은 다양한 실시 예들의 관련 측면을 명확하게 나타내기 위해 그려진 것으로, 반드시 일정한 비율로 도시되지 않는다.
현재 바람직한 실시예의 생성 및 사용에 대해 이하 상세히 설명한다. 그러나 본 발명이 구체적 콘텍스트(context)에서 다양하게 구현될 수 있고, 응용 가능한 많은 창의적인 개념을 제공하는 것을 이해하여야 한다. 설명된 구체적 실시예들은 본 발명을 생성하고 사용하는 구체적 방식을 단순히 설명한 것이며, 본 발명의 범위를 제한하지 않는다.
구체적 콘텍스트(context)의 바람직한 실시예, 즉, LLC(inductor-inductor-capacitor) 공진 컨버터에 대한 효율점 추적 제어 메커니즘을 이용하여 본 발명을 설명한다. 그러나 본 발명은 다양한 공진 컨버터에 적용될 수 있다. 이하, 첨부된 도면을 참조하여 다양한 실시예에 대하여 상세히 설명한다.
도 1은 본 발명의 다양한 실시예에 따른 LLC 공진 컨버터의 개략적 다이어그램이다. LLC 공진 컨버터(100)는 입력 직류 파워 소스(VIN) 및 부하 사이에 연결되어 있다. 입력 직류 파워 소스(VIN)는 유틸리티 라인 전압을 직류 전압으로 변환하는 텔레커뮤니케이션 파워 서플라이 일 수 있다. 대안으로서, 입력 직류 파워 소스(VIN)는 태양 전지 패널 배열 일수 있다. 더욱이, 입력 파워 소스(VIN)는 충전 가능한 배터리, 연료 전지 등과 같은 에너지 저장 장치일 수 있다. 부하는 LLC 공진 컨버터(100)에 연결된 회로에 의해 소비되는 파워를 나타낸다. 대안으로서, 부하는 LLC 공진 컨버터(100)의 출력에 연결된 다운스트림(downstream) 컨버터를 나타낼 수 있다.
LLC 공진 컨버터(100)는 스위치 네트워크(102), 공진 탱크(104), 변압기(112), 정류기(114), 및 출력 필터(116)를 포함할 수 있다. 도 1에 나타난 바와 같이, 스위치 네트워크(102), 공진 탱크(104), 변압기(112), 정류기(114), 및 출력 필터(116)는 서로 연결되어 있고, 입력 직류 파워 소스(VIN) 및 부하 사이에 종속 연결되어 있다.
스위치 네트워크(102)는 4개의 스위칭 소자(Q1, Q2, Q3, Q4)를 포함한다. 도 1에 나타난 바와 같이, 첫 번째 쌍의 스위칭 소자(Q1) 및 스위칭 소자(Q2)는 직렬로 연결되어 있다. 두 번째 쌍의 스위칭 소자(Q2) 및 스위칭 소자(Q3)는 직렬로 연결되어 있다. 스위칭 소자(Q1) 및 스위칭 소자(Q2)의 공통 노드는 공진 탱크(104) 제1 입력 단자에 연결되어 있다. 이와 같이, 스위칭 소자(Q2) 및 스위칭 소자(Q3)의 공통 노드는 공진 탱크(104)의 제2 입력 단자에 연결되어 있다.
도 1에 나타난 바와 같이, 스위칭 소자(Q1, Q2, Q3, Q4)는 풀 브리지 컨버터의 1차측 스위칭 네트워크를 형성할 수 있다. 일부 실시예에 따르면, 스위칭 소자(Q1, Q2, Q3, Q4))는 MOSFET 또는 MOSFES가 평행하게 연결된 것으로서 구현될 수 있다.
다른 실시예에 따르면, 제1 스위치(예를 들어, 스위치(Q1))는 IGBT(insulated gate bipolar transistor) 장치 일 수 있다. 대안으로서, 제1 스위치는 IGCT(integrated gate commutated thyristor) 장치, GTO(gate turn-off thyristor) 장치, SCR(silicon controlled Rectifier) 장치, JFET(junction gate field-effect transistor) 장치, MCT(MOS controlled thyristor) 장치, GaN(gallium nitride) 파워 장치 등과 같은 모든 제어 스위치가 될 수 있다.
일부 실시예에 따라, 도 1의 스위치 네트워크(102)는 풀-브리지(full bridge) 공진 컨버터의 1차 측 스위치를 포함한다. 대안으로서, 스위치 네트워크(102)는 하프-브리지(half-bridge) 공진 컨버터, 푸쉬-풀(push-pull) 공진 컨버터, 또는 이들의 조합과 같은 다른 브리지 컨버터의 1차 측 스위치일 수 있다.
추가로, 도 1은 4개의 스위치(Q1, Q2, Q3, Q4)를 나타내고 있으나, 본 발명의 다양한 실시예는 다른 변형, 수정, 및 대안을 포함할 수 있음은 자명하다. 예를 들어, 분리 커패시터(미도시)가 스위칭 네트워크(102)의 1차측의 각 스위치(예를 들어, 스위치(Q1))에 병렬 연결될 수 있다. 분리 커패시터는 LLC 공진 컨버터(100)의 공진 프로세스의 타이밍 제어를 향상시키는데 도움이 된다.
도 1은 공진 탱크(104)가 공진 인덕터(Lr), 공진 커패시터(Cr), 및 변압기(112)의 자화 인덕턴스(Lm)에 의해 형성된 것을 나타낸다. 도 1에 나타난 바와 같이, 공진 인턱터(Lr) 및 공진 커패시터(Cr)는 직렬 연결되어 있고, 또한, 변압기(112)의 1차 측의 제1 단자 및 스위치(Q1)의 공통 노드 사이에 연결되어 있다.
도 1에 나타난 바와 같이, 변압기(112)와 병렬 연결된 인덕터는 변압기(112)의 자화 인덕턴스로써 구현될 수 있다. 대안으로서, 공진 인덕터(Lr)는 외부 인덕터로써 구현될 수 있다.
상술한 공진 탱크(104)의 구성은 일 예에 불과하며, 다양한 변형, 대안, 및 수정이 있을 수 있다. 예를 들어, 공진 인턱터(Lr)는 변압기(112)의 누설 인덕턴스로써 구현될 수 있다. 또한, 변압기(112)에 병렬 연결된 인덕터는 변압기(112)의 1차측에 병렬 연결된 분리 인덕터로써 구현될 수 있다.
변압기(112)는 1차 권선(NP), 첫 번째 2차 권선(NS1), 및 두 번째 2차 권선(NS2)으로 형성될 수 있다. 도 1에 나타난 바와 같이, 1차 권선(NP)은 공진 탱크(104)에 연결되어 있다. 2차 권선은 정류기(114)를 통해 부하에 연결되어 있다.
여기에서 설명된 변압기 및 설명 전체의 변압기는 일 예에 불과하며, 청구항의 범위를 한정하지 않는다. 당업자는 다양한 변화, 대안, 및 수정을 인식할 수 있다. 예를 들어, 변압기(112)는 추가로 다양한 바이어스 권선 및 게이트 드라이브 보조 권선을 포함한다.
추가로, 도 1에 나타난 변압기의 구조는 일 예이며, 당업자는 다양한 변화, 대안, 및 수정을 인식할 수 있다. 예를 들어, 변압기(112)는 1차측 스위칭 네트워크 및 정류기(114) 사이에 연결된 비-센터 탭(non-center tapped) 변압기 일 수 있다. 2차 측은 4개의 스위칭 소자로써 형성된 풀-웨이브(full-wave) 정류기를 사용한다. 센터 탭(center tapped) 변압기 2차 측에 연결된 정류기의 동작 원리는 공지되었으므로, 세부사항은 여기에서 추가로 설명하지 않는다.
LLC 공진 컨버터(100)의 파워 토폴러지(topology)는 도 1에 나타난 대로 정류기에만 적용되는 것은 아니며, 전압 더블러(voltage doubler) 정류기, 전류 더블러(current doubler) 정류기, 및 이들의 조합과 같은 다른 2차 구성에 적용될 수 있다.
정류기(114)는 변압기(112)의 출력으로부터 수신된 얼터네이팅(alternating) 극성 파형을 싱글(single) 극성 파형으로 변환한다. 변압기(112)의 2차측이 센터탭(center tapped) 이면, 정류기는 NMOS(n-type metal oxide semiconductor) 트랜지스터와 같은 스위칭 소자의 쌍으로 형성될 수 있다. 대안으로서, 정류기(114)는 다이오드 쌍으로 형성될 수 있다. 반면, 변압기가 단일 2차 권선이면, 정류기(114)는 변압기(112)의 단일 2차 권선에 연결된 풀-웨이브 정류기일 수 있다.
더욱이, 정류기(114)는 MOSFET(oxide semiconductor field effect transistor), BJT(bipolar junction transistor), SJT(super junction transistor), IGBT(insulated gate bipolar transistor), GaN(gallium nitride) 파워 장치 등과 같은 다른 유형의 제어 가능한 장치에 의해 형성될 수 있다. 정류기(114)의 구체적인 구성 및 동작은 공지기술이므로, 여기에서 다시 설명하지 않는다.
출력 필터(116)는 LLC 공진 컨버터(100)의 스위칭 리플(ripple)을 감쇄시키기 위해 사용된다. 분리된 dc/dc 컨버터의 동작 원리에 따라, 출력 필터(116)는 인덕터 및 복수의 커패시터로 구성된 L-C 필터 일 수 있다. 당업자는 포워드 컨버터와 같은 일부 분리된 dc/dc 컨버터 토폴러지에 L-C 필터가 필요하다는 것을 인식할 것이다.
다른 한편, LLC 공진 컨버터와 같은 일부 분리된 dc/dc 컨버터 토폴러지는 커패시터로써 형성된 출력 필터를 포함할 수 있다. 추가로, 당업자는 다른 필터 구성이 적절하게 다른 파워 컨버터 토폴러지에 적용되는 것을 인식할 것이다. 출력 필터(116)의 다양한 구성은 본 발명의 다양한 실시예에 포함된다.
도 2는 본 발명의 다양한 실시예에 따른, 도 1의 LLC 공진 컨버터의 전압 이득(Vgain) 곡선을 나타낸 것이다. 도 2의 수평축은 LLC 공진 컨버터(100)의 스위칭 주파수(angular frequency)를 나타낸다. 스위칭 주파수는 0Hz에서 2.5MHz의 범위 내이다. 도 2의 수직축은 LLC 공진 컨버터(100)의 전압 이득을 나타낸다. 도 2에 나타난 바와 같이 전압 이득은 0 부터약 3.5의 범위 내이다.
도 2에 나타난 도 1의 공진 컨버터(100)는 상이한 스위칭 주파수에 따른 상이한 전압 게인 일 수 있다. 도 2에 나타난 바와 같이, LLC 공진 컨버터(100)가 LLC 공진 컨버터(100)의 공진 탱크의 공진 주파수(202)에서 동작할 때, 공진 주파수(202)에서, 대응하는 입력/출력 전압 이득은 대략 수직축의 1과 같다. 또한, LLC 컨버터의 동작 원리에 따라, LLC 공진 컨버터(100)는 공진 주파수(202)에서 제로 전압 스위칭 및/또는 제로 전류 스위치를 통해 더 높은 효율을 달성할 수 있다. 제로 전압 스위칭 및 제로 전류 스위칭은 모두 소프트 스위칭(soft switching)으로 알려져있다.
도 3은 본 발명의 다양한 실시예에 따른, 도 1의 LLC 공진 컨버터의 등가 회로를 나타낸 것이다. LLC 공진 컨버터(100)와 등가 회로는 자화 인덕터(Lm), 공진 인덕터(Lr), 공진 커패시터(Cr), 및 부하 저항기(RL)를 포함한다. 자화 인덕터(Lm)는 도 1의 변압기(T1)의 자화 인덕턴스를 나타낸다. 자화 인덕턴스의 정의 및 동작 원리는 잘 알려진 기술이므로, 중복을 피하기 위해 여기에서 설명하지 않는다.
부하 저항기(RL)는 변압기(T1)의 1차 측 부하의 저항을 의미한다. 도 3에 나타난 바와 같이, 공진 커패시터(Cr) 및 공진 인덕터(Lr)는 직렬로 연결되어 있다. 자화 인덕턴스(Lm) 및 부하 저항기(RL)는 병렬 연결되어 있다.
일부 실시예에서, 자화 인덕턴스(Lm)가 상대적으로 크고 부하 저항기(RL)가 상대적으로 작을 때, 자화 인덕턴스(Lm) 및 부하 저항기(RL)의 효과는 LLC 공진 컨버터(100)의 공진 주파수를 계산에서 무시될 수 있다. 자화 인덕턴스(Lm) 및 부하 저항기(RL)의 효과를 고려하지 않은 공진 주파수는 대안으로서, 단락 공진 주파수라 한다.
도 3에 나타난 등가 회로에 기초하여, 일부 실시예에서, LLC 공진 컨버터(100)의 단락 공진 주파수는 이하의 수학식으로 주어질 수 있다.
Figure 112016045376411-pct00001
도 4는 본 발명의 다양한 실시예에 따른, 도 1의 LLC 공진 컨버터의 다른 등가 회로를 나타낸 것이다. 상이한 동작 조건 및 설계 요구에 따라, 자화 인덕턴스(Lm) 및 부하 저항기(RL)는 LLC 공진 컨버터(100)의 공진 주파수 계산에서 고려되어야 한다.
일부 실시예에서, 도 3에 나타난 등가 회로는 도 4에 나타난 등가 회로에 의해 대체될 수 있다. 도 3에 나타난 등가 회로와 비교하여, 가 자화 인덕턴스(Lm_eq) 및 등가 부하 저항기(RL_eq)가 공진 인덕터(Lr) 및 공진 커패시터(Cr)와 직렬로 연결되도록, 등가 자화 인덕턴스(Lm_eq) 및 등가 부하 저항기(RL_eq)가 삽입되어 있다. 등가 자화 인덕턴스는 이하의 수학식으로 주어질 수 있다.
Figure 112016045376411-pct00002
일부 실시예에서, 등가 부하(RL_eq)는 이하의 수학식으로 주어질 수 있다.
Figure 112016045376411-pct00003
도 4에 나타난 등가 회로의 공진 주파수는 LLC 공진 컨버터(100)의 고유 공진 주파수라 한다. 고유 공진 주파수는 이하의 수학식으로 주어질 수 있다.
Figure 112016045376411-pct00004
도 5는 본 발명의 다양한 실시예에 따른 파워 컨버터의 블록 다이어그램이다. 파워 컨버터(500)는 파워 입력 스테이지(502), 공진 스테이지(504), 파워 출력 스테이지(505), 감지기(508), 및 제어 회로(510)를 포함할 수 있다. 도 5에 나타난 바와 같이, 파워 입력 스테이지(502), 공진 스테이지(504), 및 파워 출력 스테이지(506)는 직렬 연결되어 있다. 감지기(508)는 공진 스테이지(504)에 연결되어 있을 수 있다. 제어회로(510)는 감지기(508) 및 파워 입력 스테이지(502) 사이에 연결되어 있다.
일부 실시예에서, 파워 컨버터(500)는 도 1에 나타난 바와 같이, LLC 공진 컨버터이다. 대안으로서, 파워 컨버터(500)는 LCL(inductor-capacitor-inductor) 공진 컨버터, 등과 같은 3-요소 공진 컨버터 토폴러지일 수 있다. 더욱이, 파워 컨버터(500)는 LC(inductor-capacitor) 공진 컨버터 등과 같은 2-요소 공진 컨버터 일 수 있다. 더욱이, 파워 컨버터(500)는 LCLC 공진 컨버터, LCLCL 공진 컨버터 등과 같은 고차 공진 컨버터 토폴러지일 수 있다.
도 5에 나타난 바와 같이, 감지기(508)는 공진 스테이지(504)로부터 신호를 감지할 수 있다. 감지된 신호는 파워 컨버터(500)가 파워 컨버터(500)의 공진 주파수에서 동작하는지를 나타내는 변수를 포함할 수 있다. 일부 실시예에서, 파워 컨버터(500)가 파워 컨버터(500)의 공진 주파수에서 동작할 때, 공진 인덕터(Lr, 도 6에 도시됨) 양단에 걸리는 전압 및/또는 공통 모드 커패시터(Ccm, 도 7에 도시됨)를 통해 흐르는 전류 등과 같은 일부 동작 변수의 크기는 감소한다. 파워 컨버터(500)의 스위칭 주파수가 파워 컨버터(500)의 공진 주파수로부터 멀어지질 때, 공진 인덕터(Lr) 양단에 걸리는 전압 및/또는 공통 모드 커패시터(Ccm)를 통해 흐르는 전류 등은 증가한다.
일부 실시예에서, 감지기(508)는 공진 인덕터 양단에 걸리는 전압의 크기의 변화를 감지하고, 감지된 신호를 제어 회로(510)에 전송한다. 제어 회로(510)는 감지된 신호와 미리 설정된 임계값을 비교한다. 감지된 신호의 크기가 임계값보다 크면, 제어회로(510)는 감지된 신호가 미리 설정된 임계값보다 작을 때까지, 파워 컨버터(510)의 스위칭 주파수를 조정한다. 그 결과, 파워 컨버터(500)는 파워 컨버터(500)의 공진 주파수와 가까운 주파수에서 동작하도록 강제된다. 이러한 주파수는 파워 컨버터(500)가 제로 전압 스위치 및/또는 제로 전류 스위칭을 통해 고효율을 달성하는데 도움이 된다.
도 5에 나타난 감지기(508)가 갖는 이점은, 감지기(508) 및 제어 회로(510)는 적응 제어 루프를 형성할 수 있다는 것이다. 이러한 적응 제어 루프는 파워 컨버터(500)가 파워 컨버터(500)의 공진 주파수에서 동작하는데 도움이 된다. 환언하면, 잡음 및/또는 기생 파라미터 등과 같은 다양한 인자는 실제 공진 주파수가 수학식(4)에서 계산된 고유 공진 주파수와 동일하지 않는 것에 기인한다. 제어회로(510)는, 감지기(508)로부터의 실시간 신호 감지에 기초하여 파워 컨버터(500)가 파워 컨버터(500)의 실제 공진 주파수에 가까운 주파수에서 동작하도록 강제한다. 이와 같이, 파워 컨버터(500)가 제로 전압 스위칭 및/또는 제로 전류 스위칭을 통해 고효율을 달성할 수 있도록, 파워 컨버터(500)는 파워 컨버터(500)의 스위칭 주파수를 동적으로 조정할 수 있다. 설명을 통해, 도 5에 나타난 적응적 제어 메커니즘은 대안으로서, MEP(maximum efficiency point tracking) 제어 메커니즘이라 한다.
도 5에 나타난 적응 제어 루프를 통해 스위칭 주파수를 동적으로 조정하는 것은 일 실시예이다. 듀티 사이클 제어, 조정 가능한 게이트 드라이브 전압, 조정 가능한 바이어스 전압 제어를 포함한 효율 개선에 대한 다른 방식이 사용될 수 있다. 예를 들어, 파워 컨버터(500)는, 부하 전류가 미리 설정된 부하 레벨보다 클 때, 파워 컨버터(500)는 파워 컨버터(500)의 게이트 드라이브 전압 또는 파워 컨버터(500)의 게이트 드라이버의 바이어스 전압 공급을 늘릴 수 있다. 반면에 부하 전류가 미리 설정된 부하 레벨보다 작을 때, 파워 컨버터(500)는 파워 컨버터(500)의 게이트 드라이브 전압 또는 파워 컨버터(500)의 게이트 드라이버의 바이어스 전압 공급을 줄일수 있다.
추가로, 파워 컨버터(500)의 게이트 드라이버는 공진 무손실 게이트 드라이버 등과 같은 무손실 게이트 드라이버일 수 있다. 무손실 게이트 드라이버의 공급 전압 조절은 파워 컨버터(500)의 듀티 사이클에 영향을 미칠 수 있다. 환언하면, 이러한 조정 가능한 바이어스 전압은 파워 컨버터(500)의 효율적인 듀티 사이클 제어 메커니즘을 형성할 수 있다.
더욱이, PWM(pulse width modulation) 유형 게이트 드라이버에서, 듀티 사이클 제어 메커니즘은 파워 컨버터(500)의 효율을 개선하는데 추가로 사용될 수 있다. 일부 실시예에서, 파워 컨버터(500)의 제어회로(510)는 부하 전류가 미리 설정된 부하 레벨보다 클 때, 파워 컨버터(500)의 듀티 사이클을 늘리도록 구성된다. 반면에, 부하 전류가 미리 설정된 부하 레벨보다 작을 때, 파워 컨버터(500)의 듀티 사이클은 줄어든다.
도 6은 본 발명의 다양한 실시예에 따른, 도 5의 파워 컨버터의 제1 예시적 구현을 나타낸 것이다. 도 6에 나타난 바와 같이, 감지기(508)는 변압기를 통해 공진 탱크(504)에 연결되어 있다. 일부 실시예에서, 파워 컨버터(600)는 LLC 공진 컨버터이다. 공진 탱크(504)는 인덕터(Lr), 커패시터(Cr), 및 분리 변압기(T1)의 자화 인덕턴스(Lm, 미도시)에 의해 형성된다.
도 6에 나타난 바와 같이, 인덕터(Lr) 변압기(T2)의 1차측이다. 변압기(T2)의 2차측은 감지기(508)에 연결되어 있다. 동작에서, 파워 컨버터(600)의 스위칭 주파수가 파워 컨버터(600)의 실제 공진 주파수로부터 멀어질 때, 결과적으로 공진 인덕터(Lr) 양단에 걸리는 전압은 증가한다. 감지기(508)는 변압기(T2)를 통해 증가한 전압을 감지하고, 감지된 신호를 제어회로(510)에 전송한다. 제어회로(510)는 감지된 신호와 미리 결정된 임계값을 비교하고, 이에 따라, 파워 컨버터(600)의 스위칭 주파수를 조정한다. 감지기(508)의 상세한 구현은 도 8을 참조하여 이하 설명한다.
도 7은 본 발명의 다양한 실시예에 따른, 도 5의 파워 컨버터의 제2 예시적 구현을 나타낸 것이다. 도 7의 구조 다이어그램은 감지기(508)가 공진 인덕터(Lr) 양단에 걸리는 전압 대신 공통 모드 커패시터(Ccm)를 통해 흐르는 전류를 감지한다는 점을 제외하고, 도 6의 구조 다이어그램과 유사하다. 일부 실시예에서, 파워 컨버터(700)는 LLC 공진 컨버터이다. 변압기(T1)의 2차 권선의 중간점에 연결된 공통 모드 커패시터(Ccm)가 있을 수 있다. 또한, 저항기(Rcm)가 공통 모드 커패시터(Ccm)와 직렬로 연결되어 있다.
도 7에 나타난 바와 같이, 저항기(Rcm) 양단에 걸리는 전압은 공통 모드 커패시터(Ccm)를 통해 흐르는 전류에 비례한다. 동작에서, 파워 컨버터(700)의 스위칭 주파수가 파워 컨버터(700)의 공진 주파수로부터 멀어질 때, 공통 모드 커패시터(Ccm)를 통해 흐르는 전류는 결과적으로 증가한다. 감지기(508)는 저항기(Rcm)를 통해 흐르는 증가한 전류를 측정할 수 있다. 공통 모드 커패시터(Ccm)를 통해 최소 전류가 흐르도록, 제어 회로(510)는 감지된 전압에 기초하여 스위칭 주파수를 조정할 수 있다. 감지기(508)의 상세한 구현은 도 9 및 10을 참조하여 이하 설명한다.
도 8은 본 발명의 다양한 실시예에 따른, 도 6의 파워 컨버터의 개략적인 다이어그램이다. LLC 공진 컨버터(800)는 파워 입력 스테이지(502), 공진 탱크(504), 및 파워 출력 스테이지(506)를 포함한다. 파워 입력 스테이지(502), 공진 탱크(504), 및 파워 출력 스테이지(506)의 구성 및 동작 원리는 도 1에 나타난 그것들과 유사하므로, 중복을 피하기 위해 여기에서 다시 설명하지 않는다.
감지기(808)는 도 6에 도시된 감지기(508)의 제1 구현이다. 감지기(808)는 정류기, 직류 차단 커패시터(C4), 부하 저항기(R1), 및 분배기/필터 회로를 포함한다. 도 8에 나타난 바와 같이, 정류기는 커패시터(C1), 커패시터(C2), 다이오드(D1), 및 다이오드(D2)를 포함한다. 정류기는 변압기(T2) 2차측의 양단에 걸리는 교류 전압을 직류 전압으로 변환하는데 사용된다.
직류 차단 커패시터(C4)는 변압기(T2)의 2차 측이 포화하는 것을 방지하기 위해 선택된다. 분배기/필터 회로는 저항기(R2), 저항기(R3), 및 커패시터(C3)를 포함한다. 저항기(R2) 및 저항기(R3)는 전압 분배기를 형성한다. 적절한 직류 전압 신호가 저항기(R3)에 대한 저항기(R2)의 비율 조정을 통해 제어회로(510)로 인가된다. 제어회로(510)가 잡음없는 직류 신호를 수신할 수 있도록, 저항기(R2) 및 저항기(R3)는 노이즈를 감쇄하는 필터를 형성할 수 있다.
일부 실시예에서, 공진 인덕터(Lr)의 인덕턴스는 66nH이다. 공진 커패시터(Cr)의 커패시턴스는 220nF이다. 저항기(R1)의 저항은 500ohm이다. 커패시터(C1)의 커패시턴스는 2nF이다. 커패시터(C2)의 커패시턴스는 2nF이다. 커패시터(C3)의 커패시턴스는 3300pF이다. 커패시터(C4)의 커패시턴스는 22pF이다. 저항기(R2) 및 저항기(R3)의 저항은 2Kohm이다.
상기 주어진 값은 순전히 설명의 목적을 위해 선택되었고 임의의 구체적 값으로 본 발명의 다양한 실시 예를 제한하고자 하는 것은 아님을 유의해야 한다. 당업자는 다른 어플리케이션 및 설계 요구에 따라, 위에서 인용된 저항 및 커패시턴스는 서로 다른 값으로 변경될 수 있음을 알 것이다.
추가로, LLC 공진 컨버터(800)는 높은 내부(Q)일 수 있다. 높은 내부(Q)는 이하의 수학식으로 주어질 수 있다.
Figure 112016045376411-pct00005
RL은 스위치(예를 들어, Q1, Q2, Q3, Q4, S1, 및 S2)의 온 저항, 변압기(T1)의 권선 저항, 연결 트레이스의 저항등을 포함하는 내부 저항을 나타낸다.
일부 실시예에서, RL은 30m ohm 이다. Lr은 70nH이다. Cr은 306nF 이다. 수학식(5)에 따르면, Q는 14.7이다. 환언하면, 상술한 효율점 추적 제어 메커니즘은 내부의 Q값을 갖는 LLC 공진 컨버터에 적용될 수 있다.
도 9는 본 발명의 다양한 실시예에 따른, 도 7의 감지기의 제1 예시적 구현을 나타낸 것이다. 감지기(908)의 구조 및 동작 원리는 도 8에 도시된 감지기(808)와 유사하므로, 중복을 피하기위해 여기에서 다시 설명하지 않는다.
일부 실시예에서, 공통 모드 커패시터(Ccm)의 커패시턴스는 20nF이다. 저항기(Rcm)의 저항은 1ohm이다. 저항기(R1)의 저항은 1K ohm 이다. 커패시터(C1, C2)의 커패시턴스는 2.2nF이다. 커패시터(C3)의 커패시턴스는 680pF이다. 커패시터(C4)의 커패시턴스는 68pF이다. 저항기(R2)의 저항은 10K ohm 이고 저항기(R3)의 저항은 2Kohm이다.
도 10은 본 발명의 다양한 실시예에 따른, 도 7의 제2 예시적 구현을 나타낸 것이다. 파워 압력 스테이지(502), 공진 탱크(504), 및 파워 출력 스테이지(506)의 구조 및 동작 원리는, 하나 이상의 공통 모드 커패시터(Ccm2)가 있다는 것을 제외하고, 도 9에 나타난 그것들과 유사하다. 도 10에 나타난 바와 같이, 제1 공통 모드 커패시터(Ccm1) 및 저항기(Rcm)는, 변압기(T1)의 2차측의 중간점과 그라운드 사이에, 직렬 연결되어 있다. 제2 공통 모드 커패시터(Ccm2)는 변압기(T1)의 2차 측의 중간점과 그라운드 사이에 연결되어 있다. 일부 실시예에서, 공통 모드 커패시터(Ccm1)는 10nF이다. 공통 모드 커패시터(Ccm2)는 10nF이다. 저항기(Rcm)는 1ohm이다.
감지기(1008)의 구조는, 정류기가 다이오드(D1) 및 커패시터(C2)를 포함하는 것을 제외하고, 도 9의 감지기(908)와 유사하다. 감지기(1008)의 동작 원리는 감지기(908)와 유사하므로, 중복을 피하기 위해 여기에서 다시 설명하지 않는다.
도 11은 본 발명의 다양한 실시예에 따른, 병렬 동작하는 두 LLC 공진 컨버터의 동작의 블록 다이어그램이다. 도 11에 나타난 바와 같이, 제1 LLC 공진 컨버터(1102) 및 제2 LLC 공진 컨버터(1104)는 입력(VIN) 및 출력(VOUT) 사이에 병렬연결되어 있다. 일부 실시예에서, 제1 LLC 공진 컨버터(1102) 및 제2 LLC 공진 컨버터(1104) 모두 도 5에 나타난 구조이다. 좀 더 상세하게는, LLC 공진 컨버터(1102, 1104)의 감지기는 변수(예를 들어, 공진 인덕터 양단에 걸리는 전압 또는 공통 모드 커패시터를 통해 흐르는 전류)를 감지하고 감지된 신호를 각 제어회로에 전송할 수 있다. 제어회로는 LLC 공진 컨버터(1102, 1104) 각각의 스위칭 주파수를 조정할 수 있다. 결과로, LC 공진 컨버터(1102, 1104)는 LLC 공진 컨버터(1102, 1104) 각각의 실제 공진 주파수와 가깝거나 동일한 수위칭 주파수에서 동작할 수 있다.
LLC 공진 컨버터의 동작 원리에 따르면, LLC 공진 컨버터의 실제 공진 주파수에서 동작할 때 LLC 공진 컨버터의 전압 이득은 1이다. 상술한 바와 같이, LLC 공진 컨버터(1102, 1104)가 LLC 공진 컨버터(1102, 1104)의 실제 공진 주파수에서 동작하기 때문에, LLC 공진 컨버터(1102, 1104)는 같은 전압 이득을 갖고, 이러한 두 LLC 공진 컨버터 사이에서 공유되는 부하 전류의 밸런스에 도움이된다.
일부 실시예에서, 부하전류(Io)는 약 20A이다. 제1 LLC 공진 컨버터(1102)는 MEPT 제어 메커니즘을 사용함으로써, 950KHz에서 동작한다. 이와 같이, 제2 LLC 공진 컨버터(1104)는 동일한 제어 메커니즘 하에서 1050KHz에서 동작한다. 제1 LLC 공진 컨버터를 통해 흐르는 전류는 약 9.63A이다. 제2 LLC 공진 컨버터를 통해 흐르는 전류는 약 10.37A이다.
다른 실시예에서, 부하 전류(Io)는 약 10A이다. 제1 LLC 공진 컨버터(1102)는 MEPT 제어 메커니즘을 사용함으로써 950KHz에서 동작한다. 이와 같이, 제2 LLC 공진 컨버터(1104)는 동일한 제어 메커니즘 하에서 1050KHz에서 동작한다. 제1 LLC 공진 컨버터를 통해 흐르는 전류는 약 5.63A이다. 제2 LLC 공진 컨버터를 통해 흐르는 전류는 약 4.64A이다.
도 12는 본 발명의 다양한 실시예에 따른 부하 조절 개선 메커니즘을 나타낸 것이다. 도 12의 수평축은 LLC 공진 컨버터(예를 들어, 도 1의 LLC 공진 컨버터(100))의 스위칭 주파수(각 주파수)이다. 도 12의 수직축은 LLC 공진 컨버터(100, 도 1에 도시됨)의 전압 이득을 나타낸다.
일부 실시예에서, 스위칭 주파수가 공진 탱크의 공진 주파수와 같을 때, LLC 공진 컨버터(100)의 전압 이득은 대략 1이다. 도 12에 나타난 바와 같이, LLC 공진 컨버터(100)가 공진 주파수(1202)에서 동작할 때, LLC 공진 컨버터(100)의 출력 전압은 대략 LLC 공진 컨버터(100)의 입력 전압과 대략 같다.
도 12는 상이한 부하에 따른 전압 이득 변화를 나타내는 복수의 곡선을 포함한다. 예를 들어, 가벼운 부하(전체 부하의 10% 및 20%), LLC 공진 컨버터(100)의 전압 이득(예를 들어, 곡선(1205) 및 곡선(1203))은 전체 부하의 전압 이득(도 12의 곡선(1201))보다 클 수 있다.
공지된 전압 강하 이론에 따라, 부하 전류가 감소할 때 LLC 공진 컨버터(100)의 출력 전압은 증가할 수 있다. 반면에, 부하 전류가 증가할 때 LLC 공진 컨버터(100)의 출력 전압은 감소할 수 있다. 도 12에 나타난 전압 이득 곡선은 공진 컨버터(100)의 조절을 개선하기 위해 사용될 수 있다. 보다 상세하게, 부하 감소에 응답하여, 부하 전류가 미리 설정된 부하 레벨 이하 일 때, LLC 공진 컨버터(100)의 출력 주파수가 미리 설정된 조절 범위 내에 있을 때까지, LLC 공진 컨버터(100)는 스위칭 주파수를 높이도록 구성된다. 반면에, 부하 전류가 미리 설정된 부하 레벨보다 클 때, LLC 공진 컨버터(100)의 출력 전압이 미리 설정된 조절 범위 내에 있을 때까지, LLC 공진 컨버터(100)는 스위칭 주파수를 낮추도록 구성된다.
도 12에 따르면, LLC 공진 컨버터(100)가 100% 부하일 때, LLC 공진 컨버터(100)는 공진 주파수(1202)에서 동작한다. 도 12에 나타난 바와 같이, 부하가 전체 부하의 20%로 줄어들 때, LLC 공진 컨버터(100)의 스위칭 주파수는 도 12의 스위칭 주파수(1204)보다 높은 주파수로 증가한다. 높은 스위칭 주파수는 전압 강하효과를 상쇄하는데 도움이 된다.
또한, 부하가 전체 부하의 10%로 추가로 줄어들 때, LLC 공진 컨버터(100)의 스위칭 주파수는 도 12의 스위칭 주파수(1206) 보다 높게 증가한다. 대안으로서, 도 12의 조절 개선 제어 메커니즘은 MOVA(maximum output voltage accuracy tracking) 제어 메커니즘이라 한다.
출력 조절을 개선하기 위해, MOVA 제어 메커니즘은 LLC 공진 컨버터에 독립적으로 적용될 수 있다. 대안으로서, MOVA 제어 메커니즘은, 도 5를 참조하여 설명한 MEPT 제어 메커니즘과 결합 될 수 있다. 이러한 결합 된 제어 방식은 LLC 공진 컨버터의 조절뿐 아니라 효율 개선에 도움된다. 더욱이, 결합 된 제어 방식은 추가로, 조정 가능한 게이트 드라이브 전압, 조정 가능한 바이어스 전압 제어 및/또는 도 5에 따른 듀티 사이클 제어 등과 결합 될 수 있다.
일부 실시예에서, 상술한, 결합 된 제어 방식에 따라, 풀 부하 컨디션 하에서, MEPT 제어 메커니즘은 지배적이다. 제어 회로는 LLC 공진 컨버터가, 공진 인덕터(Lr)의 양단에 걸리는 전압 또는 커패시터(Ccm)를 통해 흐르는 전류가 최소화되는 990MHz에서 동작하도록 강제한다. 또한, 게이트 드라이브 전압 또는 게이트 드라이버의 바이어스 전압은 대략 13V로 정해진다.
더욱이, 전체 부하의 50%에서, MOVA 제어 메커니즘은 활성화된다. 그 결과, 부하 감소에 응답하여, 스위칭 주파수는 1MHz로 증가할 수 있다. 또한, 게이트 드라이브 전압은 11V로 감소될 수 있다.
더욱이, 부하가 전체 부하의 20%로 줄 때, MOVA 제어 메커니즘에 따라 스위칭 주파수는 1.1MHz로 증가 될 수 있다. 게이트 드라이버 전압은 9V로 감소 된다. 이와 같이, 부하가 전체 부하의 10%로 줄어들 때, 스위칭 주파수는 1.2MHz로 증가할 수 있고, 게이트 드라이브 전압은 6V로 감소될 수 있다.
추가로, MOVA 제어 메커니즘은 LLC 공진 컨버터의 입력 전압에 기초하여 LLC 공진 컨버터의 스위칭 주파수 변화를 포함할 수 있다. 좀 더 상세하게, 도 2는 LLC 공진 컨버터의 이득 및 스위칭 주파수 사이의 관계를 나타낸다. 도 2의 곡선에 따르면, LLC 공진 컨버터의 조절은 LLC 공진 컨버터의 스위칭 주파수를 변화함에 의해 개선될 수 있다.
다시 도 2를 참조하면, 공진 주파수보다 높은 스위칭 주파수는 이득이 저하될 수 있다. 이러한 이득 저하는 LLC 공진 컨버터의 조절을 개선하는데 도움될 수 있다. 예를 들어, 48V와 같은 노멀 입력 전압에서, LLC 공진 컨버터는 LLC 공진 컨버터의 공진 주파수와 대략 동일한 스위칭 주파수에서 동작할 수 있다.
입력 전압 증가에 응답하여, LLC 공진 컨버터의 출력 전압이 미리 설정된 조절 범위 내에 있을 때까지, 스위칭 주파수는 증가될 수 있다.
일부 실시예에서, 상이한 어플리케이션 및 토폴러지 변화에 따라, 도 2의 곡선은 다를 수 있다. 그러나 구체적 어플리케이션 및 LLC 공진 컨버터에 대해, 이러한 LLC 공진 컨버터의 이득 곡선에 기초하여 미리 결정된 기능이 생성될 수 있다. 미리 결정된 기능은 도 5에 나타난 바와 같이, 제어회로(510)에서 구현될 수 있다.
요약하면, MOVA 제어 메커니즘은 LLC 공진 컨버터의 부하에 기초하여 LLC 공진 컨버터의 스위칭 주파수의 변화, LLC 공진 컨버터의 입력 전압, 및/또는 이들의 조합을 포함할 수 있다.
본 발명의 실시 예 및 그 장점이 상세히 설명되었지만, 다양한 변화, 대체 및 변경이 첨부된 청구 범위에 의해 정의되는 본 발명의 사상 및 범위를 벗어나지 않고 이루어질 수 있다.
또한, 본 출원의 범위는 물질의 공정, 기계, 제조, 조성의 구체적 실시 예에 한정되는 것이 아니고, 본 명세서에 기술된 방법 및 절차를 의미한다. 당업자라면 본 발명의 개시로부터 쉽게 이해할 것이며, 프로세스, 기계, 제조, 물질의 조성, 수단, 방법 또는 단계, 현재 존재하거나 이후 실질적으로 동일한 기능을 수행하는 개발될 본원에 기재된 대응하는 실시 예들은 본 발명에 따라 이 될 수 있거나 실질적으로 동일한 결과를 달성한다. 따라서, 첨부된 청구항들은 그 범위 내에 이러한 공정, 기계, 제조, 물질의 조성, 수단, 방법 또는 단계를 포함하도록 의도된다.

Claims (21)

  1. 컨버터로서,
    파워 소스에 연결된 입력 스테이지 - 상기 입력 스테이지는 복수의 파워 스위치를 포함함 -;
    상기 복수의 파워 스위치에 연결된 공진 탱크;
    상기 공진 탱크에 연결된 변압기;
    상기 변압기에 연결된 출력 스테이지;
    상기 컨버터에 연결된 효율점 추적 지시자 - 상기 효율점 추적 지시자는 상기 변압기에 연결된 공통 모드 커패시터를 통해 흐르는 전류임 -:
    상기 효율점 추적 지시자에 연결된 감지기; 및
    상기 감지기로부터 효율점 추적 신호를 수신하고 상기 효율점 추적 신호에 기초하여 상기 복수의 파워 스위치의 스위칭 주파수를 조정하도록 구성된 제어 회로
    를 포함하고,
    상기 공통 모드 커패시터는, 상기 변압기의 2차측의 중간점에 연결되고 저항기를 통해 그라운드에 연결되며,
    상기 감지기는 상기 저항기의 양단에 걸리는 전압을 감지함으로써 상기 공통 모드 커패시터를 통해 흐르는 전류를 감지하도록 구성된, 컨버터.
  2. 삭제
  3. 삭제
  4. 삭제
  5. 제1항에 있어서,
    상기 감지기는,
    직류 차단 커패시터;
    상기 직류 차단 커패시터에 연결된 정류기;
    부하 저항기; 및
    상기 정류기에 연결된 전압 분배기를 포함하고,
    상기 정류기는 교류 신호를 직류 신호로 변환하도록 구성된, 컨버터.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 정류기는,
    직렬로 연결된 제1 커패시터 및 제2 커패시터; 및
    직렬로 연결된 제1 다이오드 및 제2 다이오드
    를 포함하고,
    상기 부하 저항기는 상기 제1 커패시터와 제2 커패시터의 공통 노드 및 제1 다이오드와 제2 다이오드의 공통 노드 사이에 연결된, 컨버터.
  7. 제5항에 있어서,
    상기 정류기는 다이오드 및 커패시터를 포함하고,
    상기 다이오드는 상기 정류기의 입력 노드 및 출력 노드 사이에 연결되고,
    상기 커패시터는 상기 정류기의 출력 노드 및 그라운드 사이에 연결되며,
    상기 부하 저항기는 상기 정류기의 입력 노드 및 그라운드 사이에 연결된, 컨버터.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 제어 회로는, 상기 감지기로부터의 효율점 추적 신호의 크기가 미리 설정된 임계값보다 작을 때까지, 상기 복수의 파워 스위치의 스위칭 주파수를 조정하도록 구성된, 컨버터.
  9. 공진 컨버터를 제공하는 단계;
    상기 공진 컨버터의 소프트 스위칭 프로세스(soft switching process)를 나타내는 신호를 감지하는 단계; 및
    제어 회로에 의해, 상기 신호의 크기가 미리 설정된 임계값보다 작을 때까지, 상기 공진 컨버터의 스위칭 주파수를 조정하는 단계
    를 포함하고,
    상기 공진 컨버터는,
    파워 소스에 연결된 입력 스테이지-상기 입력 스테이지는 복수의 파워 스위치를 포함함-;
    상기 복수의 스위치에 연결된 공진 탱크;
    상기 공진 탱크에 연결된 변압기; 및
    상기 변압기에 연결된 출력 스테이지를 포함하는, 방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 공진 컨버터의 소프트 스위칭 프로세스를 나타내는 신호로서, 상기 공진 탱크의 인덕터 양단에 걸리는 전압에 비례하는 신호를 감지하는 단계를 더 포함하는 방법.
  11. 제10항에 있어서,
    신호 변압기를 통해, 상기 공진 인덕터 양단에 걸리는 전압에 비례하는 교류 신호를 수신하는 단계;
    정류기를 통해, 상기 교류 신호를 직류 신호로 변환하는 단계 및
    분배기 회로를 통해, 상기 직류 신호를 상기 제어 회로에 적합한 레벨로 스케일링 다운(scaling down)하는 단계
    를 더 포함하는 방법.
  12. 제9항에 있어서,
    부하의 증가에 응답하여, 높은 게이트 드라이버 전압을 상기 복수의 파워 스위치에 인가하는 단계; 및
    부하의 감소에 응답하여, 낮은 게이트 드라이버 전압을 상기 복수의 파워 스위치에 인가하는 단계를 더 포함하는 방법.
  13. 제9항에 있어서,
    상기 공진 컨버터의 소프트 스위칭 프로세스를 나타내는 신호로서, 상기 변압기의 2차 권선의 중간점에 연결된 공통 모드 커패시터를 통해 흐르는 전압에 비례하는 신호를 감지하는 단계를 더 포함하는 방법.
  14. 제9항에 있어서,
    상기 공진 컨버터의 소프트 스위칭 프로세스를 나타내는 신호를 감지하는 단계에서, 상기 신호는 상기 변압기의 1차 권선의 중간점에 연결된 공통 모드 커패시터를 통해 흐르는 전압에 비례하는, 방법.
  15. 제1 공진 컨버터를 제공하는 단계;
    상기 제1 공진 컨버터의 소프트 스위칭 프로세스(soft switching process)를 나타내는 신호를 감지하는 단계;
    상기 제1 공진 컨버터의 부하 전류를 감지하는 단계; 및
    상기 제1 공진 컨버터의 스위칭 주파수를 구성하는 단계
    를 포함하고,
    상기 제1 공진 컨버터는 파워 스테이지 및 제어 회로를 포함하며,
    상기 파워 스테이지는,
    파워 소스에 연결된 입력 스테이지-상기 입력 스테이지는 복수의 파워 스위치를 포함함-;
    상기 복수의 파워 스위치에 연결된 공진 탱크;
    상기 공진 탱크에 연결된 분리 장치; 및
    정류기를 통해 상기 분리 장치에 연결된 출력 스테이지
    를 포함하고,
    상기 제어 회로는, 상기 복수의 파워 스위치에 연결되고, 상기 복수의 파워 스위치의 게이트 드라이버 신호를 생성하며,
    상기 제1 공진 컨버터의 스위칭 주파수를 구성하는 단계는,
    상기 부하 전류가 미리 설정된 부하 레벨보다 클 때, 상기 신호의 크기가 미리 설정된 임계 값보다 작을 때까지 상기 스위칭 주파수를 조정하는 단계; 및
    상기 부하 전류가 상기 미리 설정된 부하 레벨보다 작을 때, 상기 제1 공진 컨버터의 출력 전압이 미리 설정된 조절 범위 내에 있을 때까지, 상기 스위칭 주파수를 높이는 단계로 이루어지는, 방법.
  16. 제15항에 있어서,
    제2 공진 컨버터를 제공하는 단계를 더 포함하고,
    상기 제1 공진 컨버터 및 상기 제2 공진 컨버터는 병렬로 연결되고, 상기 제2 공진 컨버터는 상기 제1 공진 컨버터와 동일한 구조인, 방법.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 제1 공진 컨버터의 스위칭 주파수가 상기 제1 공진 컨버터의 공진 주파수와 동일하게 될 때까지 제1 공진 컨버터의 스위칭 주파수를 조정하는 단계; 및
    상기 제2 공진 컨버터의 스위칭 주파수가 상기 제2 공진 컨버터의 공진 주파수와 동일하게 될 때까지 제2 공진 컨버터의 스위칭 주파수를 조정하는 단계를 더 포함하는 방법.
  18. 제15항에 있어서,
    상기 부하 전류가 상기 미리 설정된 부하 레벨보다 클 때, 상기 제1 공진 컨버터의 게이트 바이어스 전압을 올리는 단계; 및
    상기 부하 전류가 상기 미리 설정된 부하 레벨보다 작을 때, 상기 제1 공진 컨버터의 게이트 바이어스 전압을 내리는 단계
    를 더 포함하고,
    상기 제1 공진 컨버터의 게이트 드라이버는 무손실 게이트 드라이버인, 방법.
  19. 제15항에 있어서,
    상기 부하 전류가 상기 미리 설정된 부하 레벨보다 클 때, 상기 제1 공진 컨버터의 듀티 사이클을 증가시키는 단계; 및
    상기 부하 전류가 상기 미리 설정된 부하 레벨보다 작을 때, 상기 제1 공진 컨버터의 듀티 사이클을 감소시키는 단계
    를 더 포함하고,
    상기 제1 공진 컨버터의 게이트 드라이버는 PWM 게이트 드라이버인, 방법.
  20. 제15항에 있어서,
    상기 복수의 게이트 드라이버 신호는 복수의 게이트 드라이버를 통해 상기 복수의 파워 스위치에 전달되고,
    상기 복수의 게이트 드라이버는 무손실 게이트 드라이버인, 방법.
  21. 제15항에 있어서,
    입력 전압 변화에 응답하여, 상기 제1 공진 컨버터의 출력 전압이 미리 설정된 제2 조절 범위 내에 있을 때까지, 상기 스위칭 주파수를 조정하는 단계를 더 포함하는 방법.
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