TWI666861B - 降低llc諧振轉換器之輕載與空載損耗的控制電路 - Google Patents

降低llc諧振轉換器之輕載與空載損耗的控制電路 Download PDF

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Abstract

習知技術無法有效率地解決LLC串聯諧振轉換器操作於輕載及空載時的切換損失；有鑑於此，本發明提出了能夠有效降低LLC諧振轉換器之輕載與空載損耗的一種控制電路，其僅由一訊號檢出單元與一控制器單元組成。其中，訊號檢出單元用以自LLC諧振轉換器的變壓器單元檢出一次側電流，而後將該一次側電流轉換成一參考電壓訊號。如此，根據所述參考電壓訊號的一準位變化，控制器單元便可基於一占空比調降比例而適當地調降用以輸入至LLC諧振轉換器的功率開關單元的至少一控制訊號之占空比，藉此減輕LLC諧振轉換器操作於輕載與空載操作下的功率損耗並同時降低所述功率開關單元的工作溫度。

Description

降低LLC諧振轉換器之輕載與空載損耗的控制電路
本發明係關於電子電路之技術領域，尤指能夠有效降低操作於輕載或空載的LLC諧振轉換器之切換損失的一種控制電路。
切換式電源轉換器(Switching-mode power supply, SMPS)的技術已被廣泛地應用於製作各式電機與電子產品的電源供應器。並且，隨著電子產品朝向輕薄短小的趨勢發展，必須透過提升切換頻率的方式來增加切換式電源轉換器的功率密度，才能夠有效地縮小切換式電源轉換器的機構體積。可惜的是，實務上發現，提升切換頻率雖然可以令切換式電源轉換器搭載體積小的磁性元件與電容器，但是卻反而增加功率開關元件的切換損失並導致切換式電源轉換器易受電磁干擾。
有鑑於此，具零電壓切換(Zero voltage switching, ZVS)與零電流切換(Zero current switching, ZCS)特色的LLC諧振轉換器(LLC resonant converter)於是被提出。請參閱圖1，係顯示習知的一種LLC串聯諧振轉換器的電路架構圖。如圖1所示，習知的LLC串聯諧振轉換器2’係包括：耦接直流電源VDC ’的一功率開關單元23’、一諧振單元24’、 一變壓器單元25’、一輸出整流單元26’、以及一低通濾波單元27’。值得注意的是，一閉環控制模組1’係連接於該LLC串聯諧振轉換器2’的輸出端與該功率開關單元23’之間。並且，由圖1可以得知所述閉環控制模組1’主要包括一訊號檢出單元11’、一控制器單元12’、與一驅動單元13’。
為了控制LLC串聯諧振轉換器2’提供穩定輸出至負載3’，閉環控制模組1’係根據輸出電流與/或輸出電壓而交替且對應地輸入一第一控制訊號與一第二控制訊號至功率開關單元23’內部的一第一功率開關與一第二功率開關。值得說明的是，兩個控制訊號之間具有一間隔時間，稱為死區時間(dead time)。並且，當LLC串聯諧振轉換器2’操作於輕載時，閉環控制模組1’通常藉由提升功率開關單元23’的切換頻率來穩定LLC串聯諧振轉換器2’的輸出電流/電壓；然而，當功率開關單元23’進行高頻切換時，LLC串聯諧振轉換器2’的輸出電壓會受到雜散電容效應的影響而升高。因此，為了解決LLC串聯諧振轉換器2’操作於輕載或空載所衍生的切換損失之問題，一些學者及電源轉換器製造商提出了幾種改善方法。
第一種方法是當LLC串聯諧振轉換器2’操作在輕載或空載時，增加一個假負載(dummy load)以減緩雜散電容效應。可惜的是，額外增加的負載不僅降低了LLC串聯諧振轉換器2’的轉換效率，同時也導致LLC串聯諧振轉換器2’的整體體積之增加。另一方面，第二種方法是於變壓器單元25’一次側加裝一個叢發模式控制器(burst mode controller)，用以控制處於輕載狀態下的LLC串聯諧振轉換器2’操作於叢發模式。值得說明的是，透過特殊設計使得一個週期性的控制訊號同時包括長的閒置區間(long idle periods)與高頻切換區間，使得功率開關於所述長的閒置時間內進入關閉狀態(OFF state)，並於所述高頻切換區間執行接近定頻的高頻切換。透過這樣的特殊設計，使得功率開關的「平均切換頻率」被合理地降低，進而能夠有效地減少切換損失(switching loss)。
然而，第二種方法仍舊具有以下缺點：當功率開關單元23’根據叢發模式控制器的控制而操作於叢發模式時，LLC串聯諧振轉換器2’會同時產生接近於音頻 (audio frequency) 的噪音汙染。再者，第三種方法係利用閉環控制模組1’對輸出至功率開關單元23’的第一控制訊號與第二控制訊號採取變頻(Variable-frequency, VF)與相移(Phase-shift, PS)控制；可想而知，為了達成第三種方法，控制器單元12’必須同時包含多種電路晶片，因此增加了閉環控制模組1’的線路複雜度與電路成本。
由上述說明可以得知，目前並不存在理想的改善方案能夠有效率地解決LLC串聯諧振轉換器操作於輕載及空載時所衍生的問題；有鑑於此，本案之發明人係極力加以研究發明，而終於研發完成本發明之一種降低LLC諧振轉換器之輕載與空載損耗的控制電路。
有鑑於前述說明指出習知技術無法有效率地解決LLC串聯諧振轉換器操作於輕載及空載時所衍生的問題，本發明之主要目的在於提供能夠降低LLC諧振轉換器之輕載與空載損耗的一種控制電路，其僅由一訊號檢出單元與一控制器單元組成。其中，訊號檢出單元用以自LLC諧振轉換器的變壓器單元檢出一次側電流，而後將該一次側電流轉換成一參考電壓訊號。如此，根據所述參考電壓訊號的一準位變化，控制器單元便可基於一占空比調降比例而適當地調降用以輸入至LLC諧振轉換器的功率開關單元的至少一控制訊號之占空比，藉此減輕LLC諧振轉換器操作於輕載與空載操作下的功率損耗並同時降低所述功率開關單元的工作溫度。
為了達成上述本發明之主要目的，本案之發明人係提供所述控制電路的一實施例，係應用至一LLC諧振轉換器，其中該LLC諧振轉換器至少包括：一功率開關單元、一諧振單元、一變壓器單元、一輸出整流單元、與一低通濾波單元；並且，所述控制電路係包括： 一訊號檢出單元，係電性連接至該變壓器單元的一次側，用以檢出一電流採樣訊號，並對應地輸出一參考電壓訊號；以及 一控制器單元，係電性連接至該訊號檢出單元以接收該參考電壓訊號；並且，該控制器單元係輸出至少一控制訊號至該功率開關單元； 其中，根據所述參考電壓訊號的一準位變化，控制器單元係基於一第一比例而適當地調降所述控制訊號的占空比(duty cycle)，且該第一比例為一輕載占空比與一基礎占空比的比值。
為了能夠更清楚地描述本發明所提出的一種降低LLC諧振轉換器之輕載與空載損耗的控制電路(下簡稱“控制電路”)，以下將配合圖式，詳盡說明本發明之較佳實施例。
第一實施例
請同時參閱圖2，係顯示包含有本發明之一種控制電路的一LLC諧振轉換器的電路方塊圖。如圖2所示，LLC諧振轉換器2通常包括：耦接至一直流電源VDC 的一功率開關單元23、一諧振單元24、一變壓器單元25、至少一輸出整流單元26、與至少一低通濾波單元27，其中，該功率開關單元23係控制該諧振單元24以及該變壓器單元25傳遞能量。本發明所提出的控制電路1即設置於該LLC諧振轉換器2之中，用以根據LLC諧振轉換器2的負載狀況而對應地輸出一第一控制訊號與一第二控制訊號至功率開關單元23。請同時參閱圖3，係顯示本發明之控制電路的第一實施例的電路架構圖。如圖2與圖3所示，此控制電路1主要包括：一訊號檢出單元11與一控制器單元12。
特別地，本發明係以一比流器111、一全波整流單元112與一電流-電壓轉換單元113構成所述訊號檢出單元11。其中，該比流器111係電性連接至變壓器單元25的一次側，用以檢出一次側電流，進而依照一縮小比例(例如1:100)將所述一次側電流縮成一電流採樣訊號。並且，該全波整流單元112係電性連接至該比流器111，用以對比流器111所檢出的電流採樣訊號進行一全波整流處理。最終，電性連接至全波整流單元112的該電流-電壓轉換單元113則用以將完成所述全波整流處理的電流採樣訊號轉換成一參考電壓訊號VREF 。並且，所述電流-電壓轉換單元113的最簡單的實施態樣為一電阻組。
繼續地參閱圖2與圖3。於本發明中，控制器單元12係電性連接至該訊號檢出單元11以接收該參考電壓訊號VREF 。如此，根據所接收的參考電壓訊號VREF 的一準位變化，控制器單元12便可基於一第一比例而適當地調降所述控制訊號的占空比(duty cycle)，藉此減輕LLC諧振轉換器2操作於輕載或空載時所衍生的損耗。相反地，當LLC諧振轉換器2操作於正常負載時，控制器單元12則基於一第二比例而適當地調升所述控制訊號的占空比，藉此使得LLC諧振轉換器2提供穩定輸出。
為了更加清楚地解釋本發明之控制電路1如何透過調降所述控制訊號之占空比的方式達到減輕輕載/空載損耗之功效，下文將藉由實驗數據的輔助來詳加說明之。請參閱圖4，係顯示參考電壓訊號之準位相對於占空比的曲線圖。值得注意的是，曲線圖內包含4個區間(I, II, III, IV)，每一個區間所表示的意義則被整理於下表(1)之中。根據表(1)與圖4可以得知，當LLC諧振轉換器2操作於正常負載時(亦即，非輕載操作)，參考電壓訊號VREF 的準位會高於或等於180mV。因此，當參考電壓訊號VREF 的準位小於180mV之時，表示LLC諧振轉換器2進入輕載操作，控制器單元12便會立即地將控制訊號的占空比自45%調降至42%，占空比的調降比例為93.3%。 表(1)
於此測試實驗中，42%被視為一輕載佔空比。值得注意的是，在理想狀態下，控制器單元12輸出基礎占空比為50%的控制訊號至功率開關單元23，以操作於正常負載的LLC諧振轉換器2提供穩定輸出至後端的負載3。然而，考慮到控制器單元12的精密度與LLC諧振轉換器2所搭載的其它電子零件的靈敏度皆有所不同，本發明的實驗例係以45%作為基礎占空比。簡單的說，隨著LLC諧振轉換器2的電路組成上的差異，基礎占空比不會是定值，其可能會介於45%至50%之間；同樣地，隨著LLC諧振轉換器2的電路組成上的差異，輕載占空比也不會是定值，但必須小於基礎占空比。因此，本發明特別令所述占空比的調降比例(亦即，第一比例)介於88%至99%之間。
特別說明的是，透過訊號檢出單元11提供的該參考電壓訊號VREF ，控制器單元12至少能判斷LLC諧振轉換器2係操作於滿載與/或輕載。所謂的輕載可以為滿載（Full Load）的70%以下為輕載。另外，值得一提的是，實驗過程中LLC諧振轉換器2操作在定頻模式下；並且，在控制器單元12偵測到LLC諧振轉換器2操作輕載的狀況時，立即依據第一比例將控制訊號的占空比調整至所謂的輕載占空比。
下表(2)記載了具有本發明之控制電路1的LLC諧振轉換器2於輕載操作下的功率損耗及其功率開關單元23的溫度。如表(2)所示，當LLC諧振轉換器2進入輕載操作且功率開關單元23的控制訊號的占空比為45%(即，實驗例所設定的基礎占空比)，功率開關單元23的工作溫度急遽上升至100o C；此時，LLC諧振轉換器2因為功率開關單元23的切換損失(switching loss)所造成的功率損耗(power consumption)為19.8W。值得注意的是，當控制器單元12將控制訊號的占空比調降至42% (即，輕載占空比)之後，功率開關單元23的工作溫度便自100o C大幅地下降至40o C，同時LLC諧振轉換器2的功率損耗也自19.8W下降至9.2W。因此，實驗數據係證實本發明之控制電路1的確能夠有效地降低LLC諧振轉換器2之輕載與空載損耗。 表(2)
繼續參閱圖5，係顯示參考電壓訊號之準位相對於占空比的曲線圖。值得注意的是，曲線圖內包含4個區間(I’, II’, III’, IV’)，每一個區間所表示的意義則被整理於下表(3)之中。根據表(3)與圖5可以得知，當LLC諧振轉換器2操作於空載時，參考電壓訊號VREF 的準位會低於40mV，此時占空比被設為0。並且，當參考電壓訊號VREF 的準位大於或等於40mV時，表示LLC諧振轉換器2進入輕載操作，控制器單元12便會立即地將控制訊號的占空比自0調升至42%。值得注意的是，當參考電壓訊號VREF 的準位大於或等於450mV時，表示LLC諧振轉換器2進入正常負載操作，控制器單元12便會立即地將控制訊號的占空比自42%調升至45%，占空比的調升比例為107%。同樣地，隨著LLC諧振轉換器2的電路組成上的差異，所述占空比的調升比例(亦即，第二比例)介於102%至112%之間。 表(3)
第二實施例
請參閱圖6，係顯示本發明之控制電路的第二實施例的電路架構圖。比較圖3與圖6可以得知，藉由增加一隔離變壓器單元13至本發明之控制電路1的第一實施例之中，便能夠獲得該控制電路1的第二實施例。如圖6所示，所述隔離變壓器單元13係電性連接於該控制器單元12與該功率開關單元23之間，以保護控制器單元12，避免控制器單元12因為直流電源VDC 而造成損壞。
第三實施例
請繼續參閱圖7，係顯示本發明之控制電路的第三實施例的電路架構圖。比較圖6與圖7可以得知，第三實施例之中的LLC諧振轉換器2具有多路輸出，具體的實現方式是令變壓器單元25的繞線組包括一主繞線組與複數個次(副)繞線組。並且，如圖7所示，變壓器單元25的每一個次繞線組皆連接有一組輸出整流單元26與一組低通濾波單元27。值得說明的是，基於變壓器單元25為模組化，該輸出整流單元26與該低通濾波單元27也可以與用以連接負載3的電連接器一同被模組化。並且，輸出整流單元26、低通濾波單元27與用以連接負載3的電連接器的模組被稱為電源輸出模塊(power module)。特別地，透過電源輸出模塊(power module)的應用有助於提升LLC諧振轉換器2在輸出通道增/減上的便利性。另外，在低通濾波單元27以及負載3之間，可以增加DC/DC轉換器線路，例如Buck、Boost或者Buck/Boost，以求LLC諧振轉換器2的穩定輸出。負載3可以是LED。
如此，上述係已完整且清楚地說明本發明所揭示的一種降低LLC諧振轉換器之輕載與空載損耗的控制電路；並且，經由上述，吾人可以得知本發明係具有下列之優點：
(1)習知技術無法有效率地解決LLC串聯諧振轉換器操作於輕載及空載時所衍生的問題；有鑑於此，本發明提出了能夠有效降低LLC諧振轉換器2之輕載與空載損耗的一種控制電路，其僅由一訊號檢出單元11與一控制器單元12組成。其中，訊號檢出單元11用以自LLC諧振轉換器2的變壓器單元25檢出一次側電流，而後將該一次側電流轉換成一參考電壓訊號VREF 。如此，根據所述參考電壓訊號VREF 的一準位變化，控制器單元12便可基於一占空比調降比例而適當地調降用以輸入至LLC諧振轉換器2的功率開關單元23的至少一控制訊號的占空比(duty cycle)，藉此減輕LLC諧振轉換器2操作於輕載或空載操作下的功率損耗並降低所述功率開關單元23的工作溫度。
(2)另一方面，除了控制器單元12屬於微電路晶片以外，本發明僅以基礎電子零件組成控制電路1的電路單元；因此，相對於習知技術所使用的閉環控制電路同時包括多個微電路晶片，本發明之控制電路1顯示出簡單拓樸(simple topology)與低製造成本的優勢。
必須加以強調的是，上述之詳細說明係針對本發明可行實施例之具體說明，惟該實施例並非用以限制本發明之專利範圍，凡未脫離本發明技藝精神所為之等效實施或變更，均應包含於本案之專利範圍中。
＜本發明＞
2‧‧‧LLC諧振轉換器
23‧‧‧功率開關單元
VDC‧‧‧直流電源
24‧‧‧諧振單元
25‧‧‧變壓器單元
26‧‧‧輸出整流單元
27‧‧‧低通濾波單元
1‧‧‧控制電路
11‧‧‧訊號檢出單元
12‧‧‧控制器單元
111‧‧‧比流器
112‧‧‧全波整流單元
113‧‧‧電流-電壓轉換單元
14‧‧‧參考電壓產生單元
VREF‧‧‧參考電壓訊號
3‧‧‧負載
I, II, III, IV‧‧‧區間
I’, II’, III’, IV’‧‧‧區間
13‧‧‧隔離變壓器單元
＜習知＞
2’‧‧‧LLC串聯諧振轉換器
VDC’‧‧‧直流電源
23’‧‧‧功率開關單元
24’‧‧‧諧振單元
25’‧‧‧變壓器單元
26’‧‧‧輸出整流單元
27’‧‧‧低通濾波單元
1’‧‧‧閉環控制模組
11’‧‧‧訊號檢出單元
12’‧‧‧控制器單元
13’‧‧‧驅動單元
3’‧‧‧負載
圖1係顯示習知的一種LLC串聯諧振轉換器的電路架構圖； 圖2係顯示包含有本發明之一種控制電路的一LLC諧振轉換器的電路方塊圖； 圖3係顯示本發明之控制電路的第一實施例的電路架構圖； 圖4係顯示參考電壓訊號之準位相對於占空比的曲線圖； 圖5係顯示參考電壓訊號之準位相對於占空比的曲線圖； 圖6係顯示本發明之控制電路的第二實施例的電路架構圖； 圖7係顯示本發明之控制電路的第三實施例的電路架構圖。

Claims (9)

  1. 一種控制電路，係應用至一LLC諧振轉換器，其中該LLC諧振轉換器至少包括：一功率開關單元、一諧振單元、一變壓器單元，其中，該功率開關單元係控制該諧振單元以及該變壓器單元傳遞能量；並且，所述控制電路係包括：一訊號檢出單元，係包括：一比流器，係電性連接至該變壓器單元的一次側，用以檢出一電流採樣訊號；一全波整流單元，係電性連接至該比流器的二次側，用以對該比流器所檢出的該電流採樣訊號進行一全波整流處理；及一電流-電壓轉換單元，係電性連接至該全波整流單元，用以將完成所述全波整流處理的該電流採樣訊號轉換成一參考電壓訊號；以及一控制器單元，係電性連接至該訊號檢出單元以接收該參考電壓訊號；並且，該控制器單元係輸出至少一控制訊號至該功率開關單元；其中，根據所述參考電壓訊號的一準位變化，控制器單元係基於一第一比例而適當地調降所述控制訊號的占空比(duty cycle)，且該第一比例為一輕載占空比與一基礎占空比的比值。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之控制電路，其中，根據所述參考電壓訊號的該準位變化，控制器單元係基於一第二比例而適當地調升所述控制訊號的占空比，藉此使得所述LLC諧振轉換器操作於正常負載時提供穩定輸出；並且，所述第二比例為該基礎占空比與該輕載占空比的比值。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之控制電路，其中，該輕載占空比係小於該基礎占空比。
  4. 如申請專利範圍第2項所述之控制電路，其中，該第一比例係介於88%至99%之間，且該第二比例係介於102%至112%之間。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之控制電路，係更包括：一隔離變壓器單元，係電性連接於該控制器單元與該功率開關單元之間。
  6. 如申請專利範圍第1項所述之控制電路，其中，該LLC諧振轉換器係工作在定頻模式。
  7. 如申請專利範圍第1項所述之控制電路，其中，透過該訊號檢出單元所提供的該參考電壓訊號，該控制器單元至少能判斷該LLC諧振轉換器係操作於滿載與/或輕載，所述輕載為所述滿載的70%以下。
  8. 如申請專利範圍第1項所述之控制電路，其中，LLC諧振轉換器可連接複數個輸出整流單元。
  9. 如申請專利範圍第8項所述之控制電路，其中，該變壓器單元具有一主繞線組與複數個次繞線組，且每一個次繞線組皆連接有一組輸出整流單元。
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