JPH0746217A

JPH0746217A - ディジタル復調装置

Info

Publication number: JPH0746217A
Application number: JP5184251A
Authority: JP
Inventors: Yasunari Ikeda; 康成池田
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1993-07-26
Filing date: 1993-07-26
Publication date: 1995-02-14
Also published as: KR950004790A; US5471464A

Abstract

(57)【要約】【目的】正確なＤＦＴ時間窓信号の位相を得ることが
可能な直交周波数変調用のディジタル変調装置および復
調装置を提供することを目的とする。【構成】離散的フ−リエ変換回路１２１は、受信した
直交周波数多重信号を離散的フ−リエ変換して復調す
る。離散的フ−リエ変換回路１７１は、時間窓信号生成
専用に設けられたものであり、離散的フ−リエ変換回路
１２１と同様な機能を有する。時間窓信号生成回路１７
４は、離散的フ−リエ変換回路１７１の変換結果に基づ
いて、離散的フ−リエ変換回路１２１への時間窓信号Ｄ
ＦＴ１、および、離散的フ−リエ変換回路１７１への時
間窓信号ＤＦＴ２を生成する。時間窓信号ＤＦＴ１の位
相を変化させて時間窓信号生成回路１７４により、時間
窓信号の位相の最適値を常に求め、時間窓信号ＤＦＴ１
が適正な位相から外れた場合に時間窓信号ＤＦＴ２に合
わせることにより、不要に時間窓信号ＤＦＴ１の位相変
化を与えることなしに該信号の位相を常に適正な値に保
つ。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は所定の周波数成分の振幅
を０とした直交周波数多重信号を復調するディジタル復
調装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】デジタル形式の信号を伝送する場合、単
一周波数の搬送波信号をディジタル信号に基づいて位相
変調および振幅変調する方法が一般的に用いられてい
る。このような変調方式としては、位相のみを変化させ
る位相変調（ＰＳＫ）が、また、位相と振幅の両方を変
化させる直交変調（ＱＡＭ）がよく用いられる。上述の
各変調方式のように、従来は単一周波数の搬送波信号を
伝送帯域におさまる程度の占有帯域幅を有するように変
調していた。一方、最近では新たな変調方式として、直
交周波数多重方式（ＯＦＤＭ）と呼ばれる変調方式が提
案されている。

【０００３】この直交周波数多重方式は、伝送帯域内に
複数の直交する搬送波信号を発生させ、伝送帯域を分割
し、それぞれの搬送波信号をディジタル信号により位相
変調（ＰＳＫ）や直交変調（ＱＡＭ）する変調方式であ
る。複数の搬送波信号により伝送帯域を分割するので１
つの搬送波信号当たりの帯域は狭くなるので、１つの搬
送波信号当たりの変調速度は遅くなる。しかし伝送帯域
が同一である場合、複数の搬送波信号をそれぞれ変調し
た結果得られる総合的な伝送速度は従来の変調と変わら
ない。この方式では多数の搬送波信号が並列に伝送され
るので、シンボル当たりの速度は遅くなるため、いわゆ
るマルチパス妨害の存在する伝送路では、シンボルの時
間長に対する相対的なマルチパス妨害波の遅延時間を小
さくすることが可能である。従って、この方式はマルチ
パス妨害の影響を受けにくく、この特徴により地上波に
よるデジタル信号の伝送に対して特に注目されている。

【０００４】ここで、直交多重周波数多重方式の信号処
理には離散的フーリエ変換および離散的逆フーリエ変換
を高速に行う必要がある。しかし、最近の半導体技術の
進歩により、従来困難であったハードウェア的な処理に
よる離散的フ−リエ変換や離散的逆フ−リエ変換を実行
可能な半導体素子が供給されるようなってきており、従
って、このような素子を用いて簡単に直交周波数多重方
式の変調を行う、あるいは、この変調方式により変調さ
れた信号を復調することができる。このような半導体技
術の進歩もこの直交周波数多重方式が注目されている理
由の一つである。

【０００５】以下、一般的な直交周波数多重方式につい
て説明する。直交周波数多重方式の特徴は、伝送チャン
ネル（伝送帯域）を分割した所定の帯域幅ごとに直交す
る搬送波信号を発生し、変調後の信号がそれぞれの帯域
幅に納まる程度の低いデータ速度のディジタル信号で各
搬送波信号のそれぞれをディジタル信号で変調するので
はなく、全ての搬送波信号の変調を離散的逆フ−リエ変
換（ＩＤＦＴ）により一括して行う点にある。

【０００６】以下、直交周波数多重方式の概要を説明す
る。直交周波数多重方式においては、複数の搬送波信号
（＃１〜＃ｎ）についてそれぞれ伝送すべき情報の値
１，０に対応する搬送波信号の波形を規定する。伝送す
べき情報の値を示す搬送波信号＃１〜＃ｎを加算して合
成することにより、直交周波数多重信号が得られる。つ
まり、このような搬送波信号＃１〜＃ｎが周波数軸上に
順番に並んでおり、これらの各搬送波信号の振幅及び位
相を伝送すべき情報で規定すると、直交周波数多重信号
の所定の時間長内の情報（シンボル）の波形を伝送すべ
き情報（ディジタル信号）で規定することができる。

【０００７】受信側でこの直交周波数多重信号を受信し
て、その各搬送波信号それぞれの波形を識別して情報の
値に対応付けることにより、送信側から伝送されてきた
情報を各搬送波信号ごとに情報（ディジタル信号）に復
調することが可能である。直交周波数多重方式において
は、各搬送波信号を２つの位相状態で規定したいわゆる
ＢＰＳＫで変調して情報の伝送を行う他、多くの位相お
よび振幅を定義し、多値化して伝送することも可能であ
る。この搬送波信号ごとの多値化した情報の伝送は、各
搬送波信号の振幅及び位相を規定することによってその
波形を得ることにより行われる。この波形を得るための
処理動作はいわゆる逆フ−リエ変換となる。従って、直
交周波数多重方式においては、離散的逆フ−リエ変換回
路を用いて直交周波数多重信号を得ることができる。逆
に、このように離散的逆フーリエ変換により得られた直
交周波数多重信号は、受信側で離散的フーリエ変換する
ことにより復調可能である。

【０００８】以下、図１２を参照して、直交周波数多重
方式により変調された信号を受信、復調する従来の直交
周波数多重復調装置８５の構成および動作を説明する。
図１２は、従来の直交周波数多重復調装置８５の構成を
示す図である。直交周波数多重復調装置８５は、受信ア
ンテナ８５１は、チュ−ナ（Ｔｕ）８５２、乗算回路８
５３、８５４、局部発振器８５５、９０゜移相回路８５
６、ロ−パスフィルタ８５７、８５８、Ａ／Ｄ変換回路
８６１、８６２、シリアル／パラレル変換回路８５９、
８６０、離散的フ−リエ変換回路（ＤＦＴ）８６３、パ
ラレル／シリアル変換回路８６４、８６５、バッファメ
モリ８６６、８６７、搬送波信号再生回路８６８、およ
び、クロック再生回路（ＢＴＲ）８６９から構成され
る。

【０００９】また、図１２において、ＲＦ入力信号８５
０は、直交周波数多重変調信号であり、Ｉチャネル信号
８７１およびＱチャネル信号８７２は、直交周波数多重
復調装置８５が直交周波数多重復調装置８５０を復調し
た結果として得られるディジタル形式の信号である。こ
こで、ＲＦ入力信号８５０は、図１３に示すような同期
シンボルが信号中に挿入されている。図１３は、直交周
波数多重信号の信号フォーマットを示す図である。図１
３に示すように、同期シンボルは直交周波数多重信号の
フォーマットの所定の位置、例えばフォーマットの先頭
に挿入される無信号のシンボルであり、このフォーマッ
トのフレーム同期をとるため、あるいは、直交周波数多
重信号の処理のために使用されるクロック信号の再生に
使用される。この同期シンボルの挿入は、送信装置の入
力信号、例えば２値の信号であればＩチャネル信号およ
びＱチャネル信号の内の同期シンボルに対応する部分を
固定値とすることにより容易に行うことが可能である。

【００１０】以下、直交周波数多重復調装置８５の動作
を説明する。同期シンボルが挿入されたＲＦ信号入力８
５０は受信アンテナ８５１で補足され、チュ−ナ８５２
に入力される。チュ−ナ８５２ではＲＦ入力信号８５０
を周波数変換して中間周波数帯の信号とし、増幅して乗
算回路８５３、８５４に入力する。乗算回路８５３、８
５４には、それぞれ局部発振器８５５の出力信号、およ
び、局部発振器８５５の出力信号が９０゜移相回路８５
６により９０°移相された信号が入力されており、これ
らの信号とチュ−ナ８５２の出力信号とを乗算し、チュ
−ナ８５２から出力される中間周波数帯の信号を基底帯
域信号に変換する。これらの基底帯域信号は、ローパス
フィルタ８５７、８５８により、それぞれ不要の高調波
成分が除去され、Ａ／Ｄ変換回路８５９、８６０に入力
される。

【００１１】不要な高調波成分が除去された基底帯域信
号は、それぞれＡ／Ｄ変換回路８５９、８６０によりデ
ィジタル形式の信号に変換され、さらにそれぞれシリア
ル／パラレル変換回路８６１、８６２により並列（パラ
レル）形式の信号に変換され、離散的フ−リエ変換回路
８６３に入力される。ディジタル形式の信号に変換され
たこれらの信号は、離散的フ−リエ変換回路８６３によ
りクロック再生回路８６９から入力されるＤＦＴ時間窓
信号に基づいて切り取られ、この切り取られた部分につ
いて離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）され、さらにパラレ
ル／シリアル変換回路８６４、８６５により直列（シリ
アル）形式の信号に変換され、バッファメモリ８６６、
８６７、および、クロック再生回路８６９に入力され
る。クロック再生回路８６９は、入力される信号に基づ
いて離散的フ−リエ変換回路８６３等における処理のタ
イミングを規定するクロック信号ＣＫを生成するととも
に、クロック再生回路８６９へのＤＦＴ時間窓信号を生
成する。

【００１２】シリアル形式の信号に変換されたこれらの
信号は、バッファメモリ８６６、８６７により、変調時
に付加されたガ−ドインタバルの除去等の処理を受け、
ディジタル形式のＩチャネル信号８７１およびＱチャネ
ル信号８７２として出力される。局部発振器８５５は、
パラレル／シリアル変換回路８６４、８６５によるＤＦ
Ｔ処理後の信号に基づいて、搬送波再生回路８６８の、
例えばコスタスル−プによる制御を受けて搬送波信号を
再生する。

【００１３】ところで、受信側で受信した直交周波数多
重信号を正しく復調するには、搬送波信号およびシンボ
ルクロックを正しく再生するとともに、ＤＦＴ処理に使
用するＤＦＴ時間窓も正しく再生する必要がある。従
来、受信側でＤＦＴ時間窓を正しく再生可能とするため
に、送信側で直交周波数多重信号のフレ−ムの先頭に無
信号の同期信号シンボルを設けて送信し、受信側ではこ
の同期信号シンボルを検出してＰＬＬ回路の同期をと
り、シンボルクロックを再生し、また、ＤＦＴ時間窓の
同期をとるための参照信号として使用していた。

【００１４】以下、図１３および図１４を参照して従来
の直交周波数多重信号のフレーム構成、および、クロッ
ク再生回路８６９の構成と動作を説明する。図１３に示
すように、直交周波数多重信号のフレーム構成におい
て、同期シンボルは第１シンボルに前置される。図１４
は、図１２に示したクロック再生回路８６９の構成を示
す図である。図１４において、同期シンボル検出回路８
８０は、直交周波数多重復調装置８５のローパスフィル
ター８７５、８７６の出力信号から図１３に示す同期シ
ンボルを検出する。同期シンボル検出回路８８０は、２
乗回路８８１、８８２、振幅比較回路８８３、８８４、
参照値回路８８５、ＡＮＤ回路８８６、および、パルス
キャンセル回路８８７から構成される。ＰＬＬ回路８９
０は、同期シンボル検出回路８８０から出力される同期
シンボル検出信号に基づいてクロック信号（ＣＫ）およ
びＤＦＴ時間窓信号を生成する。ＰＬＬ回路８９０は、
位相比較器８９１、ロ−パスフィルタ８９２、電圧制御
発振回路８９３、Ｍ分周回路８９４、および、Ｎ分周回
路８９５から構成される。

【００１５】図１４に示した直交周波数多重復調装置８
５のローパスフィルタ８５７、８５８の出力信号は、そ
れぞれ同期シンボル検出回路８８０の２乗回路８８１、
８８２に入力される。２乗回路８８１、８８２において
ローパスフィルタ８５７、８５９の出力信号の振幅電圧
の２乗値が算出され、振幅比較器８８３、８８４に入力
される。振幅比較器８８３、８８４において、それぞれ
の２乗値は参照値回路８８５から出力される参照値と比
較され、２乗値が参照値よりも低い場合に論理値１が出
力される。つまり、同期シンボルの期間ではローパスフ
ィルタ８５７、８５８の出力信号は無信号（０Ｖ）とな
るので、振幅比較器８８３、８８４の両方から論理値１
が出力される。振幅比較器８８３、８８４の出力信号は
ＡＮＤ回路８８６で論理和がとられ、パルスキャンセル
回路８８７に入力される。従って、同期シンボルが同期
シンボル検出回路８８０に入力される場合にのみＡＮＤ
回路８８６の出力信号が論理値１となる。しかし、図１
３に示した第１シンボルから第（Ｎ−１）シンボルまで
のデ−タ期間においてもＡＮＤ回路８８６の出力値が瞬
間的に論理値１となる場合があり得る。パルスキャンセ
ル回路８８７は、同期シンボルの期間以外でＡＮＤ回路
８８６の出力信号が瞬間的に論理値１となって発生する
パルスを排除して正確に同期シンボルのみを検出し、同
期シンボル検出信号としてＰＬＬ回路８９０に入力す
る。パルスキャンセル回路８８７は、例えばロ−パスフ
ィルタと波形整形回路を組み合わせた回路等により構成
される。

【００１６】ＰＬＬ回路８９０においては、同期シンボ
ル検出回路８８０から入力される同期シンボル検出信号
は、位相比較回路８９１に入力され、Ｎ分周回路８９５
から出力される信号と位相が比較される。位相比較回路
（φ）８９１から出力される移相誤差はローパスフィル
タ（ＬＰＦ）８９２でフィルタリングされ、電圧制御発
振回路（ＶＣＯ）８９３を制御する。電圧制御発振回路
８９３は、ローパスフィルタ８９２の出力信号電圧に対
応する周波数のクロック信号ＣＫを生成する。このクロ
ック信号ＣＫはＭ分周回路８９４により１／Ｍの周波数
に分周され、ＤＦＴ時間窓信号として離散的フ−リエ変
換回路８６３に入力され、さらにＮ分周回路８９５によ
り１／Ｎの周波数に分周されて位相比較回路８９１に入
力される。ここでＮ分周回路８９５の分周比Ｎは、図１
３に示した直交周波数多重信号のフレーム内の同期シン
ボルを含めたシンボル数Ｎと一致し、このフレーム構成
が変更された場合にはそれに応じて変更される。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た直交周波数多重信号を電波信号の形式で伝送した場合
その伝送路において、例えばマルチパス妨害あるいは大
きな雑音等の外乱の影響を受けることがあり得る。この
ような外乱の生じる伝送路においては、同期シンボルに
隣接するシンボルの成分が漏れ込んでくる、あるいは、
雑音が同期シンボル期間に混入してしまうために、受信
側において、受信信号に含まれる同期シンボルを正確に
検出することが困難であるという問題点がある。また情
報伝送の効率の観点からは上述の同期シンボルは、同期
シンボルの期間には実効的な情報を伝送することができ
ないために、極力少なくすることが望ましいという要請
がある。しかし逆に、受信側の装置の動作タイミングを
規定するＰＬＬ回路の安定性の観点からは同期シンボル
の期間を少なくすることは、ＰＬＬ回路の同期をとるた
めの参照信号が少なくなることに相当し、好ましくない
という問題がある。

【００１８】本発明は上述した従来技術の問題点に鑑み
てなされたものであり、外乱の多い伝送路を経た直交周
波数多重信号を受信して正確なＤＦＴ時間窓信号の位相
の同期を得ることができるディジタル復調装置を提供す
ることを目的とする。また、伝送効率の向上およびクロ
ック信号再生動作の安定という矛盾する要請を同時に満
足するディジタル復調装置を提供することを別の目的と
する。

【００１９】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明の本発明のディジタル復調装置は、所定の周波
数成分の振幅を０として送出される直交周波数多重信号
を受信して復調する装置であって、復調手段、および、
時間窓信号生成手段とを有し、前記復調手段は、前記時
間窓信号生成手段からの時間窓信号により規定される該
直交周波数多重信号の所定の部分を復調し、前記時間窓
生成手段は、該直交周波数多重信号の所定の部分を時間
領域から周波数領域に変換し、該周波数領域への変換の
結果得られる係数の内、前記所定の周波数成分に対応す
る係数に基づいて該時間窓信号の位相を制御する。また
好適には、前記時間窓信号生成手段は、フーリエ変換を
行うことを特徴とする。また好適には、該時間窓信号生
成手段は、該所定の周波数成分に対応する係数に基づい
て該所定の周波数成分の強度を算出し、該強度が最小
に、または、所定の範囲内になるように該時間窓信号の
位相の変更し、当該時間窓信号生成手段が変換を行う直
交周波数多重信号の所定の部分を規定することを特徴と
する。また好適には、前記時間窓信号生成手段は、該所
定の周波数成分の強度を、該所定の周波数成分に対応す
る係数の絶対値の累加算値、または、２乗値の累加算値
に基づいて算出することを特徴とする。また好適には、
前記時間窓信号生成手段は、該所定の周波数成分の強度
を算出する演算制御手段を有することを特徴とする。本
発明のディジタル通信システムは、所定の周波数成分の
振幅が０である直交周波数多重信号を、上述のうちのい
ずれかのディジタル復調装置により復調する。

【００２０】

【作用】送信側において、所定の周波数成分の振幅を０
とした直交周波数多重信号を生成して伝送する。受信側
では、この所定の周波数成分の振幅を０にした直交周波
数多重信号を受信し、離散的フーリエ変換して復調し、
この復調結果の得られる係数の内の所定の周波数成分に
対応する係数に基づいて該所定の周波数成分の強度を算
出し、この強度が所定の範囲内に納まるように離散的フ
ーリエ変換の時間窓信号の位相を制御する。上述のよう
に制御することにより、直交周波数多重信号の同期シン
ボルを不要として伝送効率を向上させるとともに、好適
な時間窓信号の位相を得ることにより、伝送路上で受け
る妨害の影響を排除する。

【００２１】さらに、直交周波数多重信号を復調するた
めの第１の離散的フーリエ変換手段の他に、該所定の周
波数成分の強度を算出するために使用する第２の離散的
フーリエ変換手段を設け、第２の離散的フーリエ変換手
段により、直交周波数多重信号の復調に最適な位相の時
間窓信号を生成して第１の離散的フーリエ変換手段に供
給する。このように２つの離散的フーリエ変換手段を用
いることにより、直交周波数多重信号の復調を行うため
の離散的フーリエ変換処理を常に最適な状態にすること
が可能であり、復調結果に対する伝送路上の妨害の影響
をさらに小さくする。

【００２２】

【実施例】実施例の説明に先立ち、直交周波数多重（Ｏ
ＦＤＭ）信号を数式を用いて説明する。直交周波数多重
信号は、一般の６４ＱＡＭ等の多値変調が単一の搬送波
信号を振幅変調および位相変調して所定の帯域内で情報
の伝送を行うのに対し、複数の搬送波信号をそれぞれ、
単一の搬送波信号を使用した変調方式に比べて低い情報
速度（ビットレート）で変調して所定の帯域内で情報の
伝送を行う変調方式である。直交周波数多重信号の搬送
波信号数がＮであって、各搬送波信号についてＱＡＭ変
調した場合、直交周波数多重信号のｍ番目のシンボルｆ
_m（ｔ）は、次式で表される。

【００２３】

【数１】

【００２４】式１において、Δφ_mnは、後述するガード
インターバルによるシンボルの位相回転を補正する項で
あり、次式で表される。

【００２５】

【数２】

【００２６】式１、および、式２より、直交周波数多重
信号は次式で定式化される。

【００２７】

【数３】

【００２８】以下、直交周波数多重信号の電力スペクト
ラムを定式化する。式１で表された第ｍ番目のシンボル
の時間幅Ｔ’の第ｍ番目のシンボルｆ_m（ｔ）のフーリ
エ積分は次式のように表される。

【００２９】

【数４】

【００３０】式４より、この区間におけるエネルギース
ペクトラムは、次式で表される通りとなる。

【００３１】

【数５】

【００３２】式５第２項において、

【００３３】

【数６】

【００３４】は、第ｍ番目と第ｋ番目の搬送波信号の変
調波の相関関数であり、情報に相関がないことを仮定す
ると、式６は０となる。従って、式３は次式のように変
形される。

【００３５】

【数７】

【００３６】受信側においては、受信した直交多重周波
数多重信号をフーリエ変換して復調を行う。この際、時
間窓により直交周波数多重信号を切り出してからフーリ
エ変換を行う。この時間窓のタイミングと復調出力との
関係を説明する。以下説明の簡略化のために、上記各式
においてｍ＝０である場合について説明する。従って、
式１は次式のようになる。

【００３７】

【数８】

【００３８】まず、ガードインターバルがない（Ｔ＝
Ｔ’）場合を説明する。時間窓がτ_oだけずれた場合、
積分期間〔−Ｔ／２，Ｔ／２〕には、ｍ＝０，−１の２
つのシンボルが存在する。このフーリエ積分Ｆ_o’
（ω）は次式で表される。

【００３９】

【数９】

【００４０】ここで、式９の第２項は時間窓がずれたた
めに隣接のシンボルから漏れた妨害成分である。

【００４１】式９から２Ｎ点の離散的フーリエ変換（Ｄ
ＦＴ）に対する係数Ｆ_ok’を求めると次式のようにな
る。

【００４２】

【数１０】

【００４３】式９の〔〕内の第１項は信号成分、第２
項は他の搬送波信号からの漏洩信号成分、第３項は隣接
シンボルからの漏洩信号成分を表す。また係数は、全体
の振幅および位相の変化を表す。

【００４４】以上より、ｋ番目の搬送波信号における信
号電力Ｓ_kに対する漏洩信号成分による妨害電力Ｉ_kの
比は、次式で表される。

【００４５】

【数１１】

【００４６】以下、ガードインターバルがある場合を説
明する。まず、時間窓のずれτ_oが小さく、積分期間が
同一シンボル内（τ_o≦Ｔ_g／２）である場合のフーリ
エ積分Ｆ_o"'（ω）は次式で表される。

【００４７】

【数１２】

【００４８】式１２から、Ｌ点ＤＦＴに対する係数
Ｆ_ok"'を求めて次式を得る。

【００４９】

【数１３】

【００５０】式１３には信号成分しか存在しない。従っ
て、式１３より信号移相は搬送波信号によって回転して
いることがわかる。

【００５１】次に、時間窓のずれτ_oが大きく、積分区
間が隣接シンボルにかかる場合を説明する。この場合、
ガードインターバルがない場合のモデルと同様となるの
で、フーリエ積分、ＤＦＴ、および、信号電力対妨害電
力比Ｓ_k／Ｉ_kはそれぞれ式９〜式１１と同一となる。

【００５２】次にガードインターバルとして無信号を割
り当てた場合について説明する。時間窓のずれτ_oに比
べてガードインターバルとしての無信号期間が充分長い
場合、そのフーリエ積分Ｆ_o”（ω）は次式のように表
される。

【００５３】

【数１４】

【００５４】式１４は、式８の第１項のみとなる。この
理由は、時間窓のずれτ_oが無信号期間の積分となるた
めに０となり、ガードインターバルがない場合に生じる
隣接シンボルからの信号成分の漏洩がなくなるためであ
る。

【００５５】式１４から、２Ｎ点の離散的フーリエ変換
を行った場合の係数Ｆ_ok”を求めると次式のようにな
る。

【００５６】

【数１５】

【００５７】式１５の〔〕内の第１項は信号成分であ
り、第２項は他の搬送波信号からの漏洩信号成分を表し
ている。信号電力対妨害電力比Ｓ_k／Ｉ_kは、次式の通
りとなる。

【００５８】

【数１６】

【００５９】以下、マルチパス妨害等により発生するゴ
ーストの影響を説明する。ゴーストｇ_o（ｔ）として、
次式で表される主信号がτ_oだけ遅延し、そのレベルが
α_o、その位相がθ_oだけ回転した信号を仮定する。

【００６０】

【数１７】

【００６１】式１７において、ｅｘｐ（ｊθ_o）を仮定
したのは、Ｉ軸およびＱ軸の漏洩、すなわち直交ゴース
トをも考慮したためである。また、主信号Ｆ_okは次式で
表される。

【００６２】

【数１８】

【００６３】ガードインターバルとして無信号を割り当
てた場合、ゴースト成分のＤＦＴ係数Ｇ_okは式１５を参
照して次式で表される。

【００６４】

【数１９】

【００６５】従って、主信号にゴーストが加わった受信
信号のＤＦＴ係数Ｈ_okは次式で表される。

【００６６】

【数２０】

【００６７】式２０において、第１項は信号成分であ
り、第２項は他の搬送波信号からの漏洩信号成分であ
る。従って、この場合の信号電力対妨害電力比Ｓ_k／Ｉ
_kは次式の通りとなる。

【００６８】

【数２１】

【００６９】式２１より、信号電力対妨害電力比Ｓ_k／
Ｉ_kは次式の通りとなる。

【００７０】

【数２２】

【００７１】

【数２３】

【００７２】式２０〜式２３は、時間窓が主信号に一致
していると仮定して計算したものであり、時間窓がずれ
ている場合はさらに信号電力対妨害電力比Ｓ_k／Ｉ_kは
悪化する。

【００７３】以下、本発明の第１の実施例を説明する。
まず、図１を参照して直交周波数多重方式を説明する。
図１は、直交周波数多重方式の各搬送信号による情報伝
達を説明する図である。図１において、＃ｋ（ｋは整
数）に示す信号は、それぞれ時間区間（シンボル区間）
Ｔ_sにおいて、周期Ｔ_s／ｋの搬送波信号波形を示し、
（ａ），（ｂ）はそれぞれ伝送すべき情報の値１，０の
場合の搬送波信号波形を示す。

【００７４】所定のある時間区間Ｔ_sをシンボル時間と
する。図１の＃１〜＃ｎには、それぞれ周期Ｔ_s〜周期
Ｔ_s／ｎの搬送波信号＃１〜＃ｎの集合が示してある。
このような搬送波信号＃１〜＃ｎが順番に並んでいると
して、これらの各搬送波信号の振幅及び位相を伝送すべ
き情報で規定すると、シンボルの波形を伝送すべき情報
（ディジタル信号）で規定することができる。例えば図
１（ａ）に示す各搬送波信号波形と、（ｂ）に示す搬送
波信号波形を定義する。受信機が図１（ａ）に示す波形
の信号を論理値１に対応付け、図１（ｂ）に示す波形の
信号を論理値０に対応付けることにより、各搬送波信号
ごとに情報（ディジタル信号）を伝送することができ
る。

【００７５】図１に示した例においては、各搬送波信号
を２つの位相状態で規定したいわゆるＢＰＳＫで変調
し、各搬送波信号ごとに１ビットの情報を伝送している
が、各搬送波信号ごとにより多くの位相および振幅を定
義し、多値化して伝送することも可能である。すなわ
ち、各搬送波信号の振幅及び位相を規定することによっ
てその波形を得る。この波形を得るための処理動作はい
わゆる逆フ−リエ変換となるので、直交周波数多重方式
においては、離散的逆フ−リエ変換回路を用いて直交周
波数多重信号を得ることができ、離散的フーリエ変換回
路を用いて直交周波数多重信号を復調することができ
る。

【００７６】図２は、本発明の直交周波数多重変調装置
３の構成を示す図である。本発明の直交周波数多重変調
装置３は、直交多重周波数多重信号に含まれる搬送波信
号の所定の搬送波信号の振幅を０にして送出する装置で
ある。図１において、シリアル／パラレル変換回路３０
１、３０２は、入力されるディジタル形式のＩチャネル
信号およびＱチャネル信号をシリアル／パラレル変換し
て離散的逆フ−リエ変換回路３０３に入力する。離散的
逆フ−リエ変換回路（ＩＤＦＴ）３０３は、シリアル／
パラレル変換回路３０１、３０２から入力されるＩチャ
ネル信号およびＱチャネル信号を周波数領域から時間領
域に変換（ＩＤＦＴ）し、パラレル／シリアル変換回路
３０４、３０５に入力する。ＩＤＦＴの演算は次式で表
される。

【００７７】

【数２４】

【００７８】この際、離散的逆フ−リエ変換回路３０３
は、予め直交周波数多重復調装置２との間で取り決めら
れた所定の周波数成分に相当する離散的逆フーリエ変換
（ＩＤＦＴ）係数が０になるようにＩＤＦＴを行う。

【００７９】パラレル／シリアル変換回路（Ｐ／Ｓ）３
０４、３０５は、離散的逆フ−リエ変換回路３０３の出
力信号（係数）をパラレル形式の信号に変換し、バッフ
ァメモリ３０６、３０７に入力する。バッファメモリ
（ＢＭ）３０６、３０７は、パラレル／シリアル変換回
路３０４、３０５から入力される信号にガードインター
バルを付加する等の処理を行い、Ｄ／Ａ変換回路３０
８、３０９に入力する。Ｄ／Ａ変換回路３０８、３０９
は、バッファメモリ３０６、３０７から入力されるディ
ジタル形式の信号をアナログ形式の信号に変換してロー
パスフィルタ３１０、３１２に入力する。乗算回路３１
２、３１３は、それぞれ局部発振器３１４から入力され
る搬送波信号、および、この搬送波信号が９０°移相回
路３１５で９０°移相された信号とロ−パスフィルタ３
１０、３１１の出力信号を乗算し、加算回路３１６に入
力する。局部発振器３１４は、搬送波信号を生成して、
乗算回路３１２および９０°移相回路３１５に入力す
る。９０゜移相回路（Ｈ）３１５は、局部発振器３１６
から入力される搬送波信号を９０°移相し、乗算回路３
１３に入力する。バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３１７
は、加算回路３１６の出力信号を所定の帯域幅に制限し
てＲＦコンバ−タ３１８に入力する。ＲＦコンバ−タ３
１８は、バンドパスフィルタ３１７の出力信号を送信周
波数に変換し、送信アンテナ３１９から送信信号として
送出する。

【００８０】以下、直交周波数多重変調装置３の動作を
説明する。Ｉチャネル信号およびＱチャネル信号は、そ
れぞれシリアル／パラレル変換回路３０１、３０２に入
力される。なお、Ｉチャネル信号およびＱチャネル信号
には、後述の離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）処理に必要
な時間窓信号の生成および同期のために使用される同期
信号が付加されている。シリアル／パラレル変換回路３
０１、３０２は、Ｉチャネル信号およびＱチャネル信号
８０２をシリアル／パラレル変換してこれらの並列デ−
タを生成し、離散的逆フ−リエ変換回路３０３に入力す
る。離散的逆フ−リエ変換回路３０３は、並列形式のＩ
チャネル信号およびＱチャネル信号を離散的逆フ−リエ
変換（ＩＤＦＴ）して時間領域の信号に変換する。ここ
で、離散的逆フ−リエ変換回路３０５においては、上述
した所定の周波数成分が０になるように演算が行われ
る。つまり、離散的逆フ−リエ変換結果の内、所定の搬
送波信号に対応する係数を固定値、例えば０として、処
理の結果得られる直交周波数多重信号の該搬送波信号の
振幅を０とし、あるいは、直交周波数多重信号の該搬送
波信号の振幅が０となるようにＩチャネル信号およびＱ
チャネル信号を生成して直交周波数多重変調装置３に入
力する。

【００８１】離散的逆フ−リエ変換回路３０３において
得られた２つの並列形式の時間領域の信号はそれぞれ、
パラレル／シリアル変換回路３０４、３０５で時間的に
より直列の信号に変換され、さらにバッファメモリ３０
６、３０７に上述のガ−ドインターバルが付加され、Ｄ
／Ａ変換回路３０８、３０９に入力される。ガードイン
ターバルが付加されたこれらの信号は、Ｄ／Ａ変換回路
３０８、３０９によりアナログ形式の信号に変換され、
ロ−パスフィルタ３１０、３１１に入力される。アナロ
グ形式の信号に変換されたこれらの信号は、ロ−パスフ
ィルタ３１０、３１１によりフィルタリングされて折り
返し信号成分が除去され、乗算回路３１２、３１３に入
力される。

【００８２】折り返し信号成分が除去されたこれらの信
号は、乗算回路３１２、３１３により、それぞれ局部発
振器３１４から出力される搬送波信号、および、この搬
送波信号が９０°移相回路３１５により９０°移相され
た搬送波信号と乗算される。乗算回路３１２、３１３に
より変調されたそれぞれの搬送波信号は加算回路３１６
により加算され、合成される。加算回路３１６により合
成された信号は、バンドパスフィルタ３１７により所定
の帯域幅に制限され、ＲＦコンバ−タ３１８に入力され
る。加算回路３１６により帯域制限された信号は、ＲＦ
コンバ−タ３１８により所望の周波数に周波数変換さ
れ、送信アンテナ３１９より送信信号として出力され
る。

【００８３】以下本発明の第２の実施例を説明する。本
発明のディジタル復調装置は、直交周波数多重信号とし
て無線伝送される、例えばディジタル映像信号を受信
し、復調する装置である。図３は、本発明の直交周波数
多重復調装置２の構成を示す図である。直交周波数多重
復調装置２は、２種類の搬送波信号および２種類の基底
帯域信号（Ｉチャネル信号およびＱチャネル信号）を用
いた直交周波数多重方式の信号を復調する。直交周波数
多重復調装置２において、受信アンテナ１０１は、例え
ば従来の技術として示した直交周波数多重変調装置８０
により直交周波数多重されて電波信号として送出された
受信信号を補足する。チューナ１０２は、受信アンテナ
１０１により補足された受信信号を所定の中間周波数帯
に変換し、増幅して復調装置に入力する。復調回路１０
９は、チューナ１０２から入力される受信信号から２種
類の基底帯域信号（信号Ｉ_oと信号Ｑ_o）を復調する。

【００８４】図４は、図３に示した復調回路１０９の構
成を示す図である。従来の技術として示した直交周波数
多重復調装置８５と復調回路１０９の異なる点は、クロ
ック再生回路１２７においてクロック信号ＣＫとＤＦＴ
時間窓信号の両方を生成するのではなく、クロック再生
回路１２７においてクロック信号ＣＫのみを生成し、さ
らにＤＦＴ時間窓同期回路１２８を設け、ＤＦＴ時間窓
同期回路１２８においてＤＦＴ時間窓信号を生成するよ
うに構成されていることである。

【００８５】図４において、乗算回路１１１、１１２
は、それぞれチューナ１０２から入力された中間周波数
帯域の受信信号と、局部発振器（ＬＯ）１１３の出力信
号、および、局部発振器１１３の出力信号を９０゜移相
回路１１６により９０°移相した信号とを乗算してロー
パスフィルター（ＬＦＰ）１１５、１１６に入力する。
ローパスフィルター１１５、１１６は、それぞれ乗算回
路１１１、１１２の出力信号の内、所定の高域遮断周波
数以下の成分を通過させ、不要な周波数成分を取り除
き、アナログ／ディジタル変換回路（Ａ／Ｄ）１１７、
１１８、および、クロック再生回路１２７に入力する。

【００８６】アナログ／ディジタル変換回路１１７、１
１８は、それぞれローパスフィルター１１５、１１６か
ら入力されるアナログ形式の信号をディジタル形式の信
号に変換する。シリアル／パラレル変換回路（Ｓ／Ｐ）
１１９、１２０は、それぞれアナログ／ディジタル変換
回路１１７、１１８から入力される直列（シリアル）形
式のディジタル信号を並列（パラレル）形式の信号に変
換してＤＦＴ回路１２１に入力する。ＤＦＴ回路１２１
は、シリアル／パラレル変換回路１１９、１２０から入
力されるディジタル信号を時間領域から周波数領域に変
換（離散的フ−リエ変換（ＤＦＴ））してパラレル／シ
リアル変換回路（Ｐ／Ｓ）１２２、１２３に入力する。
ＤＦＴ演算は次式で表される。

【００８７】

【数２５】

【００８８】パラレル／シリアル変換回路１２２、１２
３は、ＤＦＴ回路１２１から入力されたパラレル形式の
ディジタル信号をシリアル形式の信号に変換し、バッフ
ァメモリ（Ｂ／Ｍ）１２４、１２５、および、搬送波信
号再生回路１２６に入力する。

【００８９】バッファメモリ１２４、１２５は、パラレ
ル／シリアル変換回路１２２、１２３から入力される信
号についてガードインターバルの除去等の処理を行い、
信号Ｉ_oおよび信号Ｑ_oとして出力する。搬送波信号再
生回路（ＣＲ）１２６は、例えばコスタスループ回路等
により構成され、パラレル／シリアル変換回路１２２、
１２３の出力信号に基づいて局部発振器１１３を制御し
て所定の周波数の局部周波数信号を発生させる。局部発
振器１１３は、例えば電圧制御発信回路（ＶＣＯ）であ
り、搬送波信号再生回路１２６の制御により所定の周波
数の局部信号を発生する。９０°位相回路１１４は、局
部発振器１１３の出力信号の位相を９０°移相させ、位
置制御部１１２に入力する。クロック再生回路１２７
は、ローパスフィルター１１５、１１６から入力される
信号に基づいてクロック信号（ＣＫ）を生成する。ＤＦ
Ｔ時間窓同期回路１２８は、パラレル／シリアル変換回
路１２２、１２３から入力される信号に基づいてＤＦＴ
時間窓信号を生成するとともに、ＤＦＴ時間窓信号と受
信信号に含まれる同期シンボルとの同期をとり、ＤＦＴ
回路１２１に入力する。

【００９０】以下、ＤＦＴ時間窓同期回路１２８の構成
を図５を参照して説明する。図５は、図４に示したＤＦ
Ｔ時間窓同期回路１２８の構成を示す図である。なお図
５においては、各部分の処理に復調回路１０９のクロッ
ク再生回路１２７で生成されたクロック信号ＣＫが使用
されるが、図示の簡略化のためにその接続を省略してい
る。図５において、２乗回路１２７１、１２７２は、そ
れぞれ入力される復調回路１０９の出力信号の振幅を２
乗して２乗値として加算回路１２７３に入力する。加算
回路１２７３は、２乗回路１２７１、１２７２でそれぞ
れ算出された２乗値を加算して加算回路１２７４に入力
する。加算回路１２７４は、加算回路１２７３の出力信
号、および、レジスタ１２７５でＤＦＴ時間窓同期回路
１２８の１動作周期分の遅延が与えられた加算回路１２
７４自身の出力信号を加算してレジスタ１２７５、１２
７６、および、減算回路１２７７に入力する。レジスタ
１２７５、１２７６は、それぞれ加算回路１２７４の出
力信号をＤＦＴ時間窓同期回路１２８の１動作周期分遅
延させる。

【００９１】減算回路１２７７は、加算回路１２７４の
出力信号からレジスタ１２７６の出力信号を減算し、減
算結果をＴ型フリップフロップ１２７８、および、比較
回路（ＣＯＭＰ）１２７９に入力する。Ｔ型フリップフ
ロップ１２７８は、減算回路１２７７の出力信号の論理
値が０から１に変化する際に出力信号の論理値を反転さ
せ、マルチプレクサ１２８４に入力する。比較回路１２
７９は、加算回路１２７４の出力信号を参照値発生回路
（ＲＥＦ）１２８２から出力されるディジタル形式の第
１の比較電圧信号（ＲＥＦ１）と比較し、この比較結果
をＡＮＤ回路１２８１に入力する。比較回路１２８０
は、減算回路１２７７の出力信号および参照値発生回路
１２８２から出力される参照値信号（ＲＥＦ２、およ
び、−ＲＥＦ２）と比較し、比較結果をＡＮＤ回路１２
８１に入力する。

【００９２】ＡＮＤ回路１２８１は、比較回路１２７
９、１２８０の出力信号の論理積をとり、マルチプレク
サ１２８４に入力する。参照値発生回路１２８２は、比
較回路１２７９、１２８０で使用される参照値信号（Ｒ
ＥＦ１、ＲＥＦ２、および、−ＲＥＦ２）を発生する。
マルチプレクサ１２８３は、Ｔ型フリップフロップ１２
７８の出力信号に基づいて、デコーダ１２８５から入力
されるカウント値Ｍおよびカウント値Ｍ−２の内からい
ずれか一方を選択してマルチプレクサ１２８４に入力す
る。マルチプレクサ１２８４は、マルチプレクサ１２８
３で選択されたカウント値Ｍとカウント値Ｍ−２の内の
いずれか、および、デコーダ１２８５から出力されるカ
ウント値Ｍ−１の内からいずれかを選択し、制御回路１
２８６に入力する。カウンタ１２８６は、マルチプレク
サ１２８４から入力される信号ＣＬＥＡＲを用いてクロ
ック信号をカウントし、カウント値をデコーダ１２８５
に入力する。デコーダ１２８５は、カウンタ１２８６の
カウント値をデコードし、カウント値Ｍ〜Ｍ−２を検出
してそて検出信号を生成（アサート）してマルチプレク
サ１２８３、１２８５に入力するとともに、制御回路１
２８６の制御に基づいてＤＦＴ時間窓信号、および、復
調回路１０９の各部分の制御を行う制御信号（ＣＮＴＲ
Ｌ）を生成して出力する。デコーダ１２８６から出力さ
れるカウント値とは、デコーダ１２８５で生成される検
出信号をさす。

【００９３】以下、直交周波数多重復調装置２の動作を
説明する。受信信号は受信アンテナ１０１で補足され、
チュ−ナ１０２に入力される。チュ−ナ１０２では受信
信号を周波数変換して中間周波数帯の信号として復調回
路１０９の乗算回路１１１、１１２に入力する。乗算回
路１１１、１１２には、それぞれ局部発振器１１３の出
力信号、および、局部発振器１１３の出力信号が９０゜
移相回路１１４により９０°移相された信号が入力され
ており、これらの信号とチュ−ナ１０２の出力信号とを
乗算し、チュ−ナ１０２から出力される中間周波数帯の
信号を基底帯域信号に変換する。これらの基底帯域信号
は、ローパスフィルタ１１５、１１６により、それぞれ
不要の高調波成分が除去され、Ａ／Ｄ変換回路１１７、
１１８に入力される。

【００９４】不要な高調波成分が除去された基底帯域信
号は、それぞれＡ／Ｄ変換回路１１７、１１８によりデ
ィジタル形式の信号に変換され、さらにそれぞれシリア
ル／パラレル変換回路１１９、１２０により並列（パラ
レル）形式の信号に変換され、ＤＦＴ回路１２１に入力
される。ディジタル形式の信号に変換されたこれらの信
号は、ＤＦＴ回路１２１においてクロック再生回路１２
７から出力されるＤＦＴ時間窓に基づいて切り取られ、
離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）され、さらにパラレル／
シリアル変換回路１２２、１２３によりシリアル形式の
信号に変換され、バッファメモリ１２４、１２５に入力
される。

【００９５】シリアル形式の信号に変換されたこれらの
信号は、バッファメモリ１２４、１２５により、変調時
に付加されたガ−ドインタバルの除去等の処理を受け、
ディジタル形式の信号Ｉ_oおよび信号Ｑ_oとして補正回
路１４０に入力される。局部発振器１１３は、パラレル
／シリアル変換回路１２２、１２３によるＤＦＴ処理後
の信号に基づいて、搬送波再生回路１２６の、例えばコ
スタスル−プによる制御を受けて搬送波信号を再生す
る。

【００９６】以下、ＤＦＴ時間窓同期回路１２８の動作
を説明する。ＤＦＴ時間窓信号は、カウンタ１２８６の
出力をデコーダ１２８５がデコ−ドすることにより生成
される。すなわち、１シンボルの長さがクロック信号Ｃ
ＫのＭクロック分である場合、デコーダ１２８５におい
て、デコーダ１２８６から入力されるカウント値がＭ−
１になるとことを検出して検出信号を生成（アサート）
する。この検出信号はマルチプレクサ１２８４を介して
信号ＣＬＥＡＲとしてカウンタ１２８６に入力され、デ
コーダ１２８６を初期化（クリア）する。この動作によ
り、デコーダ１２８５は０〜Ｍ−１のＭ個のクロック信
号ＣＫををカウントする。デコーダ１２８６は、デコー
ダ１２８６から入力されるカウント値が所定の値となっ
た際にＤＦＴ時間窓信号を生成（アサート）し、ＤＦＴ
回路１２１に入力する。

【００９７】ＤＦＴ時間窓同期回路１２８の同期引き込
み動作について説明する。はじめに、カウンタ１２８
６、デコーダ１２８５、および、マルチプレクサ１２８
３、１２８４は、全体として（Ｍ＋１）個、または、
（Ｍ−１）個のクロック信号ＣＫをカウントするように
設定される。この設定により、ＤＦＴ時間窓信号の位相
は１シンボルごとに前後に１クロックずつ順次シフトす
る。ＤＦＴ時間窓信号の位相をシフトしながら送信側で
振幅が０になるように設定した周波数成分（所定の周波
数成分）を評価し、所定の周波数成分の２乗の総和また
は絶対値の総和が最小になる位相を求めることによりＤ
ＦＴ時間窓信号の同期を確定する。ＤＦＴ回路１２１に
おいてＤＦＴされ、パラレル／シリアル変換回路１２
２、１２３においてシリアル形式の信号に変換されたＩ
チャネル信号およびＱチャネル信号は、それぞれ２乗回
路１２７１、１２７２において２乗され、さらに加算回
路１２７３においてこの２つの２乗値が加算される。加
算回路１２７３での加算結果は、ＤＦＴ回路１２１から
出力される各係数成分の瞬時エネルギ−に相当する。

【００９８】この瞬時エネルギ−の内、所定の周波数成
分についてのエネルギ−をシンボルごとに計算する。つ
まり、レジスタ１２７５は、デコーダ１２８５からの制
御信号ＣＮＴＲＬによりＤＦＴ時間窓信号がアサートさ
れる直前にクリアされ、ＤＦＴ回路１２１の係数の内、
送信側で所定の周波数成分に対応する係数成分のみを加
算回路１２７４で累加算する。これらの制御はデコーダ
１２８５からの制御信号ＣＮＴＲＬにより行われる。一
つのシンボルについて計算された累積和は、レジスタ１
２７６に格納される。減算回路１２７７は、該時点です
でにレジスタ１２７６に格納されている前のシンボルに
ついての累積和と新たな累積和との差を計算する。減算
回路１２７７の減算結果が正である場合、本来０である
べき最新のシンボルの所定の周波数成分の振幅が０でな
く、しかも一つ前のシンボルの所定の周波数成分の振幅
よりも大きくなっていることを意味する。従って、ＤＦ
Ｔ時間窓信号の位相をシフトした方向が逆であったとこ
とを意味するので、ＤＦＴ時間窓信号の位相を反対方向
にシフトするようにＴ型フリップフロップ１２７８を制
御して状態を逆転させる。

【００９９】Ｔ型フリップフロップ１２７８はマルチプ
レクサ１２８３を制御しており、デコーダ１２８５から
の出力デコ−ド値（Ｍ−２）とＭを切り替えている。す
なわち、最初デコーダ１２８５のカウント値（Ｍ−２）
を選択していた場合において、マルチプレクサ１２８３
はマルチプレクサ１２８４を介してカウンタ１２８６を
クロック信号ＣＫ（Ｍ−１）クロックごとにクリアす
る。従って、ＤＦＴ時間窓信号の位相は１シンボルごと
に１クロック位相が進む。ここで、Ｔ型フリップフロッ
プ１０９の状態が逆転するとマルチプレクサ１２８３は
デコーダ１２８５のデコ−ド値Ｍを選択し、さらにマル
チプレクサ１２８４を介してカウンタ１２８６を（Ｍ＋
１）クロックごとにクリアする動作をする。従って、Ｄ
ＦＴ時間窓信号の位相を１シンボルごとに１クロックず
つ遅らせるようになる。

【０１００】すなわち、上述の回路動作により、ＤＦＴ
時間窓信号の位相が図８を参照して後述するΣＤの底の
部分を行ったり来たりしている状態になる。これは、Ｄ
ＦＴ時間窓位相がΣＤの底の部分になるようにする制御
に相当し、ＤＦＴ時間窓信号の位相は常に底の部分を移
動しており、安定して止まることはない。このように、
ＤＦＴ時間窓信号の位相が動いていると安定した復調を
行うことができない。従って、ＤＦＴ時間窓信号の位相
をΣＤの底のどこかに安定に止めておく必要がある。そ
こで、比較回路１２７９、１２８０およびＡＮＤ回路１
２８１からなる回路でこの状態を検出し、マルチプレク
サ１２８４がデコーダ１２８５のカウント値（Ｍ−１）
側を選択するように設定し、カウンタ１２８６のカウン
ト数をＭに設定し、ＤＦＴ時間窓信号の位相のシフトを
停止する。

【０１０１】図８における底の部分ではΣＤは十分小さ
いので、比較回路１２７９で加算回路１２７４から出力
される累積瞬時エネルギ−の値を参照値ＲＥＦ１と比較
する。ここで、累積瞬時エネルギーが基準電圧ＲＥＦ１
よりも小さい場合、比較回路１２７９が論理値１を出力
する。また、ΣＤの底の部分ではＤＦＴ時間窓信号の位
相が１クロック程度ずれてもΣＤの変化はごく小さいの
で、減算回路１２７７出力信号を比較回路１２８０で比
較する。ずなわち、比較回路１２８０は、減算回路１２
７７出力信号の値が参照値−ＲＥＦ２〜参照値ＲＥＦ２
の範囲内にある場合に論理値１を出し、この比較回路１
２７９、１２８０の比較結果をＡＮＤ回路１２８１で論
理積をとり、マルチプレクサ１２８４を制御する。以上
でＤＦＴ時間窓同期回路１２８のＤＦＴ時間窓同期位相
の引き込み動作は完了する。

【０１０２】この実施例ではカウンタを（Ｍ−１）或い
は（Ｍ＋１）に設定することで１シンボルで１クロック
ずつのＤＦＴ時間窓のシフトを行っていたが、カウンタ
のカウント値をさらに変更できるように構成し、減算回
路１２７７の出力信号に従ってシフト量を変更してもよ
い。また、引き込み動作の完了は実施例では比較回路１
２７９、１２８０の出力をアンドゲ−ト回路１１６で単
純に論理演算して判断しているが、マイクロコンピュ−
タを用いてもっと複雑な論理で引き込み制御を行っても
よい。

【０１０３】図６は、上述したＤＦＴ時間窓同期回路１
２８の処理を示すフローチャートである。図６におい
て、ステップ６１（Ｓ６１）において、ＤＦＴ時間窓同
期回路１２８はそのシンボルにおける瞬時エネルギーを
算出する。ステップ６２（Ｓ６２）において、ＤＦＴ時
間窓同期回路１２８は、瞬時エネルギーの総和を算出し
て所定の周波数成分（無信号成分）のエネルギーを計算
する。ステップ６３（Ｓ６３）において、ＤＦＴ時間窓
同期回路１２８は、算出された無信号成分のエネルギー
をレジスタに記憶する。ステップ６４（Ｓ６４）におい
て、ＤＦＴ時間窓同期回路１２８は、その時点での無信
号成分のエネルギーとその前のシンボルの無信号成分と
を比較し、このその時点での無信号成分のエネルギーが
増加している場合Ｓ６５の処理に進み、減少している場
合、Ｓ６６の処理に進む。その時点での無信号成分の増
減が所定の範囲内であれば、Ｓ６１の処理に進む。ステ
ップ６５（Ｓ６５）において、ＤＦＴ時間窓同期回路１
２８は、ＤＦＴ時間窓信号の位相をそれまでと逆の方向
にシフトする。ステップ６６（Ｓ６６）において、ＤＦ
Ｔ時間窓同期回路１２８は、ＤＦＴ時間窓信号の位相を
それまでと同じ方向にシフトする。

【０１０４】以下、上述したＤＦＴ時間窓信号の引き込
み動作の原理を説明する。送信側で直交周波数多重信号
の所定の周波数成分の振幅が０になるように離散的逆フ
−リエ変換して変調を行い、このように生成された直交
周波数多重信号を受信側で離散的フ−リエ変換して復調
する場合、ＤＦＴ時間窓信号の同期が確立していれば所
定の周波数成分の離散的フ−リエ変換係数は０となる。
一方、ＤＦＴ時間窓の同期が確立していない場合には該
所定の周波数成分の離散的フ−リエ変換係数は０とはな
らない。そこで離散的フ−リエ変換器出力のうち、この
送信側で設定した特定搬送波を監視し、その絶対値和あ
るいは２乗和を最小となるように制御することで窓の同
期を確立することができる。

【０１０５】上述の同期確立の原理を図７および図８を
参照して説明する。図７は、受信信号のフレーム構成の
一部を示す図であって、（Ａ）はＤＦＴ時間窓信号が同
一シンボル内に納まっている場合を示し、（Ｂ）はＤＦ
Ｔ時間窓信号が２つのシンボルにまたがる場合を示す。
図８は、送信側で振幅が０になるように設定した周波数
成分のＤＦＴ出力の絶対値和あるいは２乗和をΣＤと
し、ＤＦＴ時間窓の位相誤差をΔφとしてそれらの関係
を示すグラフである。図７に示すような直交周波数多重
信号を考える。ここで、送信側での離散的逆フ−リエ変
換の時間窓をＴ_a、ガ−ドインタバルをＴ_g、シンボル
時間をＴ_sとする。受信側でのＤＦＴ時間窓がひとつの
シンボル内にある場合は、所定の周波数成分のＤＦＴ係
数は０となるが、ＤＦＴ時間窓がふたつのシンボルにま
たがるときはこの送信側で設定した周波数成分は０には
ならない。すなわち図８に示すように、移相誤差Δφが
０でなくとも、その前後のある程度の範囲にΔφの値が
入っていればＤＦＴ出力の絶対値和または２乗和ΣＤが
０になる。これは、ガ−ドインタバルの効果のためであ
る。図８においては、ＤＦＴ出力の絶対値和または２乗
和ΣＤはある範囲で０となるが、実際の伝送系において
は、伝送途中で雑音やマルチパス等の各種の妨害が付加
される。従って、必ずしもΣＤは０になるとは限らな
い。しかしながらＤＦＴ時間窓信号の位相の同期が取れ
ていれば、ＤＦＴ出力の絶対値和または２乗和ΣＤは最
小になるはずである。よって、このＤＦＴ出力の絶対値
和または２乗和ΣＤを最小にするようにＤＦＴ時間窓信
号の位相を制御することによって、ＤＦＴ時間窓信号の
位相の同期を確立することができる。

【０１０６】以下、本発明の第３の実施例を説明する。
第２の実施例に示した復調回路１０９においては、上述
した時間窓信号生成回路１２８の同期確立動作により、
ＤＦＴ時間窓信号の位相は図８に示したΣＤの底の部分
を行ったり来たりする状態になる。時間窓信号生成回路
１２８は、図８に示したΣＤの底を探索するように動く
が、底は一意に決まらず、連続した広を有するのでＤＦ
Ｔ時間窓信号の位相はこのようなふるまいをすることに
なる。従って、ＤＦＴ時間窓の位相は常に止まっている
わけではなく、図８のΣＤの底の部分を行ったり来たり
する状態であるので、ＤＦＴの変換係数として得られる
復調出力信号Ｉ_o、信号Ｑ_oも位相が安定しないことに
なる。

【０１０７】そこで、図５に示した第２の実施例におけ
る本発明の復調回路１０９の時間窓信号生成回路１２８
においては、比較回路１２７９、１２８０、および、Ａ
ＮＤ回路１２８１からなる回路によりＤＦＴ時間窓の位
相がΣＤの底にある状態を検出し、マルチプレクサ１２
８４をデコーダ１２８５のカウント値（Ｍ−１）を選択
するようにしてカウンタ１２８６を初期化（クリア）す
ることによりカウント数をＭに設定してＤＦＴ時間窓信
号の位相シフトを停止するようにしていた。第１の実施
例における復調回路１０９においては、ＤＦＴ時間窓の
位相ずれの監視、および、直交周波数多重信号の復調を
同一の離散的フ−リエ変換回路１２１で行う。従って、
アルゴリズムの性格上、送信側で振幅を０に設定した搬
送波信号の強度がＤＦＴ時間窓信号の位相に対して最小
であるか否かを確認するために、ＤＦＴ時間窓信号の位
相を変化させてみることが必要となる。このように、Ｄ
ＦＴ時間窓信号の位相を最適化のために変化させると、
復調出力信号Ｉ_oおよび信号Ｑ_oの搬送波信号の位相も
変化することになり、復調が困難になる。

【０１０８】このような不具合を回避するために、時間
窓信号生成回路１２８においては、一度ＤＦＴ時間窓の
位相が確定した場合、その位相を保持し続ける。従っ
て、伝送路の状態が変化した場合、その変化に対してＤ
ＦＴ時間窓信号の位相の追従が難しく、必ずしも最適な
ＤＦＴ時間窓信号の位相を得ることができないという不
具合がある。この不具合を避けるために、比較回路１２
７９、１２８０、および、ＡＮＤ回路１２８１からなる
回路を設けているが、この回路を設けても伝送路の状態
変化に必ずしも追従できるとは限らない。

【０１０９】第３の実施例における直交周波数多重復調
装置１５は、上述した第２の実施例における復調回路１
０９の不具合を解消し、常にＤＦＴ時間窓信号の位相を
最適に保つことができ、さらに良好な復調性能を得るた
めのディジタル復調装置である。例えば第１の実施例に
示した直交周波数多重変調装置３により、あるいは、直
交周波数多重変調装置に入力する入力する信号Ｉおよび
信号Ｑを直交周波数多重信号の所定の周波数成分が振幅
０となるようにすることにより生成された直交周波数多
重信号を受信して復調し、この所定の周波数成分の強度
を検出する。この強度は図７に示したように、受信側の
ＤＦＴ時間窓信号の位相が正確に合っている場合、該強
度は０になる。しかし、ＤＦＴ時間窓信号の位相が合っ
ていない場合、所定の周波数成分（搬送波信号）の強度
は０とはならない。

【０１１０】そこで、直交周波数多重復調装置１５にお
いては、直交周波数多重信号を受信して第１の離散的フ
−リエ変換回路で復調するとともに、第２の離散的フ−
リエ変換回路により復調を行い、振幅が０となるように
設定された特定搬送波信号を監視する。つまり、特定搬
送波信号に対応する変換係数の絶対値の累加算値、ある
いは、２乗値の累加算値（強度）が最小となるＤＦＴ時
間窓信号の位相を常に探索し、マイクロコンピュ−タを
用いてこの探索結果を分析評価してＤＦＴ時間窓信号の
位相を決定し、第１の離散的フ−リエ変換回路の時間窓
を制御する。

【０１１１】従って、第２の離散的フ−リエ変換回路で
常にＤＦＴ時間窓信号の位相を変化させて図８に示した
強度ΣＤを監視し、マイクロコンピュ−タを用いて同期
状態を分析評価すると共に、この分析評価結果に基づい
て第１の離散的フ−リエ変換回路の時間窓信号の位相を
制御する。この時間窓信号の位相の制御により、時間窓
信号の位相が正確にとれて（同期して）いる場合にはＤ
ＦＴ時間窓信号の位相を動かさない。従って、常に第１
の離散的フ−リエ変換回路の時間窓の位相を最適に保つ
ことができ、かつ、復調出力の位相を無駄に変化させる
こともないので、安定した直交周波数多重信号の復調を
行うことができる。

【０１１２】以下、図９を参照して本発明の直交周波数
多重復調装置１５の構成を説明する。図９は、第２の実
施例に示す直交周波数多重変調装置１５の構成を示す図
である。直交周波数多重復調装置１５は、第２の実施例
に示した直交周波数多重復調装置２と類似の構成になっ
ており、直交周波数多重復調装置１５および直交周波数
多重復調装置２において同一符号を付した部分は相互に
同じである。直交周波数多重復調装置２と直交周波数多
重復調装置１５の異なる点は、直交周波数多重復調装置
１５が離散的フ−リエ変換回路１７１、パラレル／シリ
アル変換回路１７２、１７３、クロック／搬送波信号生
成回路１７５、および、クロック発生回路１７６を有す
る点である。離散的フ−リエ変換回路１７１は、直交周
波数多重復調装置２の離散的フ−リエ変換回路１２１と
同等の機能および動作の離散的フ−リエ変換回路であ
る。パラレル／シリアル変換回路１７２、１７３は、離
散的フ−リエ変換回路１７１の変換結果をシリアル形式
の信号に変換する。時間窓信号生成回路（ＷＮＤＷ）１
７４は、離散的フ−リエ変換回路１２１に対する時間窓
信号ＤＦＴ１および離散的フ−リエ変換回路１７１に対
する時間窓信号ＤＦＴ２を生成してそれぞれに入力す
る。クロック／搬送波信号生成回路１７５は、パラレル
／シリアル変換回路１２２、１２３の出力信号について
コスタス演算を行い、局部発振器１１３およびクロック
発生回路１７６を制御して搬送波信号およびクロック信
号を再生させる。クロック発生回路１７６は、第２の実
施例においてはクロック再生回路１２７に含まれる電圧
制御発振回路であって、クロック／搬送波信号生成回路
１７５の制御によりクロック信号ＣＫを生成する。

【０１１３】以下、時間窓信号生成回路１７４の構成を
説明する。図１０は、図９に示した時間窓信号生成回路
１７４の構成を示す図である。なお、時間窓信号生成回
路１７４の各部分の動作には、クロック信号ＣＫが使用
されるが、クロック信号ＣＫの接続は図示の簡略化のた
め省略してある。図１０において、２乗回路１７４１、
１７４２は、それぞれパラレル／シリアル変換回路１２
２、１２３から入力される信号Ｉ’および信号Ｑ’の値
を２乗して加算回路１７４３に入力する。加算回路１７
４３は、２乗回路１７４１、１７４２から入力される２
乗結果を加算する。加算回路１７４４は、加算回路１７
４３の加算結果とレジスタ１７４５にラッチされた該時
点よりも前の累加算値とを加算してレジスタ１７４５、
レジスタ１７４６、および、減算回路１７４７に入力す
る。つまり、加算回路１７４４の出力信号の値は、その
時点までの特定搬送波信号に対応する離散的フーリエ変
換係数の２乗値の累加算値となる。レジスタ１７４５
は、それぞれ入力される信号の値を時間窓信号生成回路
１７４の１動作期間の間記憶する。レジスタ１７４６
は、加算回路１７４４で計算された２乗値の累加算結果
を、次の１シンボルについての処理終了まで記憶する。
減算回路１７４７は、加算回路１７４４の加算結果から
レジスタ１７４６に記憶された該時点よりも前の２乗値
の累加算値を減算し、減算結果をマイクロプロセッサ１
７４８に入力する。減算回路１７４７の出力信号は、該
時点での２乗値の累加算値の変化量を表す。

【０１１４】マイクロプロセッサ１７４８は、減算回路
１７４７から入力される変化値に基づいて所定の処理を
行う。ここで、図中に示す信号ＯＵＴ１および信号ＯＵ
Ｔ２は、マイクロプロセッサ１７４８の出力信号であ
る。カウンタ１７４９、１７５３は、信号ＣＬを介して
のマイクロプロセッサ１７４８の制御によりクロック信
号ＣＫを計数する。デコーダ１７５０、１７５４は、そ
れぞれカウンタ１７４９、１７５３の計数値をデコード
して時間窓信号ＤＦＴ２、ＤＦＴ１を生成し、離散的フ
−リエ変換回路１７１および離散的フ−リエ変換回路１
２１に入力する。マルチプレクサ１７５１は、２入力１
出力のセレクタとして動作し、信号ＣＬを介してのマイ
クロプロセッサ１７４８の制御により、デコーダ１７５
０の２つの出力信号ａ、ｂの内の一つを選択して出力す
る。マルチプレクサ１７５２は、２入力１出力のセレク
タとして動作し、信号ＯＵＴ２の制御に従ってデコーダ
１７５４の２つの出力信号ｃ、ｄの内の一つを選択して
出力する。

【０１１５】以下、時間窓信号生成回路１７４の動作を
説明する。パラレル／シリアル変換回路１７２、１７３
から入力された、シリアル形式の離散的フ−リエ変換回
路１７１の特定搬送波信号に対応する変換結果は、２乗
回路１７４１、１７４２により２乗値が算出され、さら
に加算回路１７４４およびレジスタ１７４５により２乗
和の累加算値が計算される。ただし、レジスタ１７４５
は、直交周波数多重信号のシンボルの開始時点で初期化
（クリア）される。従って、この２乗値の累加算値はシ
ンボル単位の特定周波数の強度を示す。この２乗和の１
シンボル分の累加算値はレジスタ１７４６に記憶され、
さらに減算回路１７４７により、該シンボルにおける２
乗値の累加算値の変化が計算される。

【０１１６】ところで前述のように、特定搬送波信号の
強度とＤＦＴ時間窓信号の位相ずれは図８に示したよう
なグラフとなる。ＤＦＴ時間窓信号の位相が、図８に示
すΣＤの底の部分にある場合には離散的フ−リエ変換回
路１７１のＤＦＴ処理は、２つのシンボルにまたがらず
に行うわれていることを示している。ところが、時間窓
信号の位相が図８に示したΣＤの底にある場合には、Ｄ
ＦＴ時間窓信号の位相は進んでいるのか遅れているのか
分からない。よって、レジスタ１７４６に記憶された１
つ前のシンボルの２乗値の累加算値と該シンボルの２乗
値の累加算値を比較することにより、ＤＦＴ時間窓信号
の位相が適正な位相から離れようとしているのか、適正
な位相に近付いているのかを判断する。つまり、減算回
路１７４７の減算結果が正である場合には、ＤＦＴ時間
窓信号の位相が適正な位相から離れようとしていると判
断し、減算回路１７４７の減算結果が負である場合に
は、ＤＦＴ時間窓信号の位相が適正な位相に近付こうと
していると判断する。従って、適正な位相から離れよう
としている場合には、前のシンボルにおける位相シフト
の方向と逆の方向にＤＦＴ時間窓信号の位相を移動さ
せ、逆の場合には前のシンボルにおける位相シフトの方
向にＤＦＴ時間窓信号の位相を移動させる。

【０１１７】しかし、上述のような位相シフトの方向の
変更を単純に繰り返すと、ＤＦＴ時間窓信号の位相は図
８におけるΣＤの底の両端の間を行ったり来たりするハ
ンチング状態になる。この状態で２乗値の累加算値ΣＤ
の底の部分を確認でき、この底の部分でＤＦＴ時間窓信
号の位相を適当に固定することによって、２つのシンボ
ルにまたがることなくＤＦＴ時間窓信号の位相の同期を
とることができる。

【０１１８】しかし、実際の系では雑音やマルチパスな
どの妨害が存在し、図８に示したように累積値ΣＤの値
は０になるとは限らず、またこれらの妨害は瞬時瞬時で
異なった影響を与えるものと考えられるので、図８に示
したΣＤの底の部分を簡単には特定できない。そこで、
マイクロプロセッサ１７４８の処理により減算回路１７
４７から入力される２乗値の累加算値の変化量を評価し
てＤＦＴ時間窓信号の位相の制御を行う。すなわちマイ
クロプロセッサ１７４８は、入力された減算回路１７４
７の減算出結果に基づいて処理が行われ、マルチプレク
サ１７５１、１７５２を制御する信号ＯＵＴ１、ＯＵＴ
２が生成されて出力される。

【０１１９】制御信号ＯＵＴ１は、カウンタ１７４９、
デコーダ１７５０、および、マルチプレクサ１７５１か
ら構成される離散的フ−リエ変換回路１７１に対するＤ
ＦＴ時間窓信号ＤＦＴ２を生成するＤＦＴ２生成回路を
制御する。同様に、制御信号ＯＵＴ２は、カウンタ１７
５３、デコーダ１７５４、および、マルチプレクサ１７
５２から構成される離散的フ−リエ変換回路１２１に対
するＤＦＴ時間窓信号ＤＦＴ１を生成するＤＦＴ１生成
回路を制御する。

【０１２０】ＤＦＴ２生成回路において、カウンタ１７
４９は、１シンボルがＭクロック信号ＣＫ周期分の長さ
を有する場合に、クロック信号ＣＫを（Ｍ＋１）周期、
あるいは、（Ｍ−１）周期分計数するように設定され
る。従って、ＤＦＴ時間窓信号ＤＦＴ２は、１シンボル
ごとに１クロック信号ＣＫの周期の分位相が進み、ある
いは、遅れるように位相シフトする。離散的フ−リエ変
換回路１７１は、時間窓信号ＤＦＴ２に基づいてパラレ
ル／シリアル変換回路１２２、１２３から入力される信
号を切り取って処理を行うので、時間窓信号は常に特定
搬送波信号に対応する変換係数の強度が最小となる位相
に合わせられる。

【０１２１】このようにＤＦＴ２の時間窓信号の位相
は、累加算値ΣＤのシンボル毎の変化分を観測すること
により、常に累加算値ΣＤが最小になるようにその同期
位相がドリフトしている。しかしこのＤＦＴ２に対する
動作からマイクロプロセッサ１７４８には図８における
累加算値ΣＤの底の部分が分かるので、この間にＤＦＴ
２の時間窓信号の位相がいると判断したときには、信号
ＯＵＴ２を用いてマルチプレクサ１１３をマルチプレク
サ１１０の出力を選択するようにそのシンボルについて
のみ制御する。初期段階において、マイクロプロセッサ
１７４８は、信号ＯＵＴ２を用いてマルチプレクサ１７
５１の出力信号をマルチプレクサ１７５２が選択するよ
うに設定する。次のシンボルからは、マイクロプロセッ
サ１７４８は、デコーダ１７５４の出力信号を選択する
ように設定する。

【０１２２】ここで、ＤＦＴ１生成回路は、カウンタ１
７５３の計数値が（Ｍ−１）になると、デコーダ１７５
４が信号ｃを活性化（アサート）してカウンタ１７５３
をマルチプレクサ１７５２を介してカウンタ１７５３ク
リアするように構成されており、全体でＭ進カウンタを
構成している。つまり、一度マルチプレクサ１７５１か
らの信号によりカウンタ１７５３がクリアされた後は、
常にデコーダ１７５４からの信号でカウンタ１７５３は
されるので、ＤＦＴ１の時間窓信号の位相は固定される
ことになる。この時間窓信号の位相はＤＦＴ２の時間窓
信号の位相を常に変化させて、累加算値ΣＤの変化をマ
イクロプロセッサ１７４８で監視し、マイクロプロセッ
サ１７４８が図１１のフロ−チャ−トに示す制御手順に
従って該時点の時間窓信号ＤＦＴ１の位相が適正な位相
からずれていると判断した時にのみ、制御信号ＯＵＴ２
を介してマルチプレクサ１７５１からの出力を選択する
ように制御する。マルチプレクサ１７５１の出力信号
は、上述のように時間窓信号の位相を適正な位置にシフ
トするようにカウンタ１７５３をクリアするように生成
されているので、該時点での適正な位相に時間窓信号Ｄ
ＦＴ１も合わされることになる。

【０１２３】以上述べたように、マイクロプロセッサ１
７４８は、時間窓信号の位相の状態を常に離散的フ−リ
エ変換回路１７１を用いて監視する一方、この監視とは
別に時間窓信号ＤＦＴ１の位相は固定されており、離散
的フ−リエ変換回路１２１はこの時間窓信号ＤＦＴ１を
用いて直交周波数多重信号の復調を行う。従って、時間
窓信号の位相状態の監視のために、離散的フ−リエ変換
回路１２１への時間窓信号ＤＦＴ１の位相を通常変化さ
せるずに安定した復調を行うことができ、また復調出力
の振幅および位相の補正も安定して行うことができる。
またＤＦＴ時間窓信号の位相状態の監視を離散的フ−リ
エ変換回路１７１を占用に用いて行っているので、仮に
伝送路の状態に変化が起きてＤＦＴ時間窓信号の位相を
取り直さねばならなくなったときでも、迅速に状態の変
化を検出でき、また、対処可能である。

【０１２４】以下、上述したマイクロプロセッサ１７４
８におけるＤＦＴ時間窓信号の位相状態の監視処理を説
明する。図１１は、マイクロプロセッサ１７４８におけ
るＤＦＴ時間窓信号の位相状態の監視処理を示すフロー
チャートである。図１１において、ステップ１（Ｓ１）
において、マイクロプロセッサ１７４８は、初期設定と
してフラグＦをクリア（０に）し、また信号ＯＵＴ１お
よび信号ＯＵＴ２を０にする。ここで、信号ＯＵＴ１は
マルチプレクサ１７５１を制御しており、マルチプレク
サ１７５１は、信号ＯＵＴ１が０の場合、デコーダ１７
５０がカウンタ１７４９の計数値（Ｍ−２）でカウンタ
１７４９をクリアする出力ａを、信号ＯＵＴ２が１の場
合、デコーダ１７５０がカウンタ１７４９の計数値Ｍで
カウンタ１７４９をクリアする出力ｂを選択する。また
信号ＯＵＴ２はカウンタ１７５３はマルチプレクサ１７
５２を制御しており、カウンタ１７５３は、信号ＯＵＴ
２が０である場合、デコーダ１７５４の出力信号を、信
号ＯＵＴ２が１である場合、マルチプレクサ１７５１の
出力信号を選択する。

【０１２５】ステップ１００（Ｓ１００）においては、
以下の各処理が行われる。ステップ１０１（Ｓ１０１）
において、マイクロプロセッサ１７４８は、マルチプレ
クサ１７５１の出力信号ＣＬを判断し、信号ＣＬが論理
値１である場合、Ｓ１０２の処理に進み、論理値０であ
る場合、Ｓ１０１の処理に留まる。ステップ１０２（Ｓ
１０２）において、マイクロプロセッサ１７４８は、マ
ルチプレクサ１７５１の出力信号ＣＬを判断し、信号Ｃ
Ｌが論理値０である場合、Ｓ１０３の処理に進み、論理
値１である場合、Ｓ１０１の処理に留まる。

【０１２６】Ｓ１０１、Ｓ１０２の処理によって、マイ
クロプロセッサ１７４８は、信号ＣＬの１周期ごとにＳ
１０３以下の処理に進み、信号ＩＮ１の値を評価する。
信号ＩＮ１は、減算回路１７４７からの２乗値の累加算
値ΣＤのシンボル間差分であり、図８に示したＤＦＴ時
間窓信号の位相誤差Δφと累加算値ΣＤのグラフで累加
算値ΣＤを減じる方向に制御されているときは負にな
り、また底の部分にいるときは０となるが、累加算値Σ
Ｄが増大する方向に制御されているときは正の値にな
る。しかし、実際の系では伝送上の雑音や各種の妨害が
存在し、この影響を考慮しなければならない。従って、
ステップ１０３（Ｓ１０３）において、マイクロプロセ
ッサ１７４８は、所定の正の値のしきい値δと信号ＩＮ
１とを比較する。信号ＩＮがしきい値δよりも大きい場
合Ｓ３の処理に進み、小さい場合はＳ１０４の処理に進
む。ステップ１０４（Ｓ１０４）において、Ｋをカウン
トアップしてＫ＋１とする。時間窓信号の位相が累加算
値ΣＤを減じる状態、あるいは、累加算値ΣＤの底の部
分にある場合、Ｓ１０４の処理が実行されることにな
る。この場合以外、つまり時間窓信号の位相が累加算値
ΣＤを増加する状態にある場合は、Ｓ３の処理に進む。
以上述べたＳ１００の処理においては、処理１００では
図８に示した累加算値ΣＤの底の部分の端を探してい
る。

【０１２７】ステップ３（Ｓ３）において、マイクロプ
ロセッサ１７４８は信号ＯＵＴ１を反転させ、カウンタ
Ｋを０にする。Ｓ３における処理の意味は、Ｓ１００の
処理で図８の累加算値ΣＤの底の端を探した後、信号Ｏ
ＵＴ１を反転して時間窓信号ＤＦＴ２の位相のシフト方
向を反転してカウンタＫをクリアするということであ
る。カウンタＫの値は後述するように、累加算値ΣＤの
幅をシンボル周期を単位に表すものである。

【０１２８】ステップ２００（Ｓ２００）において、Ｓ
１００と同様な処理を行い、図８の累加算値ΣＤのもう
一方の端を探す。Ｓ１００およびＳ２００の処理に図８
の累加算値ΣＤの底の部分の大きさがカウントＫの値と
して測定できる。すなわち、処理２００におけるＫの値
が、累加算値ΣＤの底の部分の大きさと考えることがで
きる。

【０１２９】ステップ４（Ｓ４）において、信号ＯＵＴ
１の極性を反転し、Ｓ２００の処理で測定した累加算値
ΣＤに底の大きさをＫ１レジスタに格納すると共に、カ
ウンタＫをクリアする。ステップ３００（Ｓ３００）に
おいて、処理３００は時間窓信号ＤＦＴ１の位相を制御
する処理である。Ｓ４の処理によって、時間窓信号ＤＦ
Ｔ２の位相は、図８の累加算値ΣＤの底の一方の端にあ
り、この端から１シンボルごとに１クロック信号ＣＫず
つもう一方の端に向かって時間窓信号の位相をシフトす
る。従って、Ｓ２００の処理により測定した累加算値Σ
Ｄの底の大きさ、つまりカウンタＫの値の半分の位置に
時間窓信号ＤＦＴ１位相を合わせる。

【０１３０】ステップ３０１（Ｓ３０１）、および、ス
テップ３０２（Ｓ３０２）において、上述のＳ１０１お
よびＳ１０２における処理と同様に、マイクロプロセッ
サ１７４８は、信号ＣＬの１周期ごとにＳ３０３以下の
処理に進み、時間窓信号ＤＦＴ２の信号ＩＮ１の値を評
価する。ステップ３０３（Ｓ３０３）において、マイク
ロプロセッサ１７４８は、信号ＩＮ１の大きさを評価
し、信号ＩＮ１の値がしきい値δよりも小さい場合、時
間窓信号の位相が図８の累加算値ΣＤの底の部分にある
としてＳ３０４の処理に進み、信号ＩＮ１の値がしきい
値δよりも大きい場合、Ｓ３１０の処理に進む。ステッ
プ３０４（Ｓ３０４）において、マイクロプロセッサ１
７４８は、カウンタＫの値をインクリメントする。ステ
ップ３０５（Ｓ１０３）において、マイクロプロセッサ
１７４８は、カウンタＫの値が、Ｓ２００の処理におい
て測定した累加算値ΣＤの大きさレジスタＫ１に記憶さ
れた値の半分のであるか否かを判断する。半分の値でな
い場合Ｓ３０６の処理に進み、半分の値である場合Ｓ３
０７の処理に進む。

【０１３１】ステップ３０６（Ｓ３０６）において、マ
イクロプロセッサ１７４８は、信号ＯＵＴ２の値を０に
する。ステップ３０７（Ｓ３０７）において、マイクロ
プロセッサ１７４８は、フラグＦの値を評価する。フラ
グＦが０である場合にのみ信号ＯＵＴ２を１にする（Ｓ
３０８）ことにより、図１０におけるマルチプレクサ１
７５２が、マルチプレクサ１７５１のからの入力信号を
選択するように選択するように設定し、フラグＦを１に
する。フラグＦが１の場合、信号ＯＵＴ２を０とし、時
間窓信号ＤＦＴ１の位相シフトが停止させる（Ｓ３０
９）。

【０１３２】ステップ３１０（Ｓ３１０）において、伝
送路の状態変化を監視し、もし状態変化を検出したなら
ば初期状態、つまり、Ｓ１の処理に戻る。この処理を行
う理由は以下の通りである。Ｓ３０３の処理において
は、信号ＩＮ１の大きさを評価する。この際に、図８の
累加算値ΣＤの底の部分の一端から、もう一方の端に向
かって時間窓信号ＤＦＴ２の位相をシフトし、そのもう
一方の端が見つかったかどうかを判断するが、もう一方
の端が見つかった場合、通常であれば当然、Ｓ２００の
処理において測定した累加算値ΣＤの底の大きさに近い
値をとるはずであり、この時のカウンタの値はＫ１の半
分の値よりも大きいはずである。しかし、仮にこの時点
で伝送路の状態が変わり、時間窓信号の位相状態が不適
当になった場合、カウンタＫの値はレジスタＫ１に記憶
される値の半分よりも小さくなる。従って、カウンタＫ
の値により伝送路の状態の変化を検出し、変化があった
場合Ｓ１の処理に進む。変化がながった場合Ｓ３１１の
処理に進む。ステップ３１１（Ｓ３１１）において、マ
イクロプロセッサ１７４８は信号ＯＵＴ１を反転させ
る。

【０１３３】ステップ４００（Ｓ４００）において、マ
イクロプロセッサ１７４８は、Ｓ３００の処理において
時間窓信号ＤＦＴ２の位相シフトの方向をを反転したの
を受け、この時間窓信号ＤＦＴ２の位相シフトの方向で
伝送路の状態変化を監視する。ステップ４０１（Ｓ４０
１）、および、ステップ４０２（Ｓ４０２）において、
上述のＳ１０１およびＳ１０２における処理と同様に、
マイクロプロセッサ１７４８は、信号ＣＬの１周期ごと
にＳ４０３以下の処理に進み、時間窓信号ＤＦＴ２の信
号ＩＮ１の値を評価する。ステップ４０３（Ｓ４０３）
において、マイクロプロセッサ１７４８は、信号ＩＮ１
としきい値δの大きさをする。信号ＩＮ１の値がしきい
値δより小さい場合、カウンタＫの値をデクリメントし
（Ｓ４０４）し、信号ＯＵＴ１がしきい値δよりも大き
い場合、図８の累加算値ΣＤの底の端であると判断して
Ｓ４０５の処理に進む。ステップ４０５（Ｓ４０５）に
おいて、マイクロプロセッサ１７４８は、Ｓ３１０の処
理と同様に伝送路の状態変化を監視する。

【０１３４】すなわち、該時点のカウンタの値Ｋは通常
であるならばレジスタＫ１に記憶される値の半分よりも
小さくなっているはずであり、この場合は時間窓信号Ｄ
ＦＴ２の位相シフトの方向を反転するため信号ＯＵＴ１
の極性を反転する（Ｓ４０６）。一方、Ｓ４０５の処理
において、カウンタＫの値がＫ１の半分よりも大きかっ
たと場合、伝送路の状態が変化したものと判断できる。
従って、この場合は初期状態、つまり、Ｓ１の処理に戻
って再び初めからＤＦＴ時間窓信号の位相の同期引き込
み動作を始める。

【０１３５】マイクロプロセッサ１７４８の処理は通
常、Ｓ１００、Ｓ２００、Ｓ３００、および、Ｓ４００
の処理をループする。ただし、伝送路の状態が変化した
場合、この変化をＳ３１０、あるいは、Ｓ４０５の処理
により状態変化を検出し、初期状態（Ｓ１）に戻す。以
上のマイクロプロセッサ１７４８の処理により時間窓信
号生成回路１７４が制御される。

【０１３６】

【発明の効果】以上述べたように本発明のディジタル復
調装置によれば、ＤＦＴ時間窓信号の位相の監視を専用
に行う回路を設けて、この回路により直交周波数多重信
号の復調を行う離散的逆フーリエ変換回路の時間窓信号
の生成を行うので、常に時間窓信号の同期状態を監視で
きる。また、常に直交周波数多重信号の復調を行う離散
的逆フーリエ変換回路の時間窓信号の位相を最適に保つ
ことが可能なので、安定したＤＦＴ窓同期を得られ、ま
た迅速に伝送路の状態の変化に対応できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】直交周波数多重方式の各搬送信号による情報伝
達を説明する図である。

【図２】本発明の直交周波数多重変調装置の構成を示す
図である。

【図３】第２の実施例における本発明の直交周波数多重
復調装置の構成を示す図である。

【図４】図３に示した復調回路の構成を示す図である。

【図５】図４に示したＤＦＴ時間窓同期回路の構成を示
す図である。

【図６】上述したＤＦＴ時間窓同期回路の処理を示すフ
ローチャートである。

【図７】受信信号のフレーム構成の一部を示す図であっ
て、（Ａ）はＤＦＴ時間窓信号が同一シンボル内に納ま
っている場合を示し、（Ｂ）はＤＦＴ時間窓信号が２つ
のシンボルにまたがる場合を示す。

【図８】送信側で振幅が０になるように設定した周波数
成分のＤＦＴ出力の絶対値和あるいは２乗和をΣＤと
し、ＤＦＴ時間窓の位相誤差をΔφとしてそれらの関係
を示すグラフである。

【図９】第３の実施例における本発明の直交周波数多重
変調装置の構成を示す図である。

【図１０】図９に示した時間窓信号生成回路の構成を示
す図である。

【図１１】図１０に示したマイクロプロセッサにおける
ＤＦＴ時間窓信号の位相状態の監視処理を示すフローチ
ャートである。

【図１２】従来の直交周波数多重復調装置の構成を示す
図である。

【図１３】従来の直交周波数多重信号のフレーム構成を
例示する図である。

【図１４】図１２に示したクロック再生回路の構成を示
す図である。

【符号の説明】

３・・・直交周波数多重変調装置、３０１，３０２・・
・シリアル／パラレル変換回路、３０３・・・ＩＤＦＴ
回路、３０４，３０５・・・パラレル／シリアル変換回
路、３０６，３０７・・・バッファメモリ、３０８，３
０９・・・Ｄ／Ａ変換回路、３１０，３１１・・・ロー
パスフィルタ、３１２，３１３・・・乗算回路、３１４
・・・搬送波信号発生回路、３１５・・・９０°移相回
路、３１６・・・加算回路、３１７・・・バンドパスフ
ィルタ、３１８・・・ＲＦコンバータ、３１９・・・送
信アンテナ、２・・・直交周波数多重復調装置、１０１
・・・受信アンテナ、１０２・・・チューナ、１０９・
・・復調回路、１１１，１１２・・・乗算回路、１１
３，１１４・・・９０°移相回路、１１５，１１６・・
・ローパスフィルター、１１７，１１８・・・アナログ
／ディジタル変換回路、１１９，１２０・・・シリアル
／パラレル変換回路、１２１・・・離散的フ−リエ変換
回路、１２２，１２３・・・パラレル／シリアル変換回
路、１２４，１２５・・・バッファメモリ、１２６・・
・搬送波信号再生回路、１２７・・・クロック再生回
路、１２８・・・時間窓信号生成回路、１２７１，１２
７２・・・２乗回路、１２７３，１２７４・・・加算回
路、１２７５，１２７６・・・レジスタ、１２７７・・
・減算回路、１２７８・・・Ｔ型フリップフロップ、１
２７９，１２８０・・・比較回路、１２８１・・・ＡＮ
Ｄ回路、１２８２・・・基準電圧発生回路、１２８３，
１２８４・・・マルチプレクサ、１２８５・・・デコー
ダ、１２８６・・・カウンタ、１５・・・直交周波数多
重変調装置、１７１・・・離散的フ−リエ変換回路、１
７２，１７３・・・パラレル／シリアル変換回路、１７
４・・・時間窓信号生成回路、１７４１，１７４２・・
・２乗回路、１７４３，１７４４・・・加算回路、１７
４５，１７４６・・・レジスタ、１７４７・・・減算回
路、１７４８・・・マイクロプロセッサ、１７４９，１
７５３・・・カウンタ、１７５０，１７５３・・・デコ
ーダ、１７５１，１７５２・・・マルチプレクサ、１７
５・・・クロック／搬送波信号生成回路、１７６・・・
クロック発生回路

─────────────────────────────────────────────────────

【手続補正書】

【提出日】平成６年１月１２日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】図面の簡単な説明

【補正方法】変更

【補正内容】

【図面の簡単な説明】

【図４】図３に示した復調回路の構成を示す図である。

【図７】受信信号のフレーム構成の一部を示す図であっ
て、（Ａ）は受信信号の波形を示し、（Ｂ）はＤＦＴ時
間窓信号が同一シンボル内に納まっている場合を示し、
（Ｃ）はＤＦＴ時間窓信号が２つのシンボルにまたがる
場合を示す。

【符号の説明】３・・・直交周波数多重変調装置、３０１，３０２・・
・シリアル／パラレル変換回路、３０３・・・ＩＤＦＴ
回路、３０４，３０５・・・パラレル／シリアル変換回
路、３０６，３０７・・・バッファメモリ、３０８，３
０９・・・Ｄ／Ａ変換回路、３１０，３１１・・・ロー
パスフィルタ、３１２，３１３・・・乗算回路、３１４
・・・搬送波信号発生回路、３１５・・・９０°移相回
路、３１６・・・加算回路、３１７・・・バンドパスフ
ィルタ、３１８・・・ＲＦコンバータ、３１９・・・送
信アンテナ、２・・・直交周波数多重復調装置、１０１
・・・受信アンテナ、１０２・・・チューナ、１０９・
・・復調回路、１１１，１１２・・・乗算回路、１１
３，１１４・・・９０°移相回路、１１５，１１６・・
・ローパスフィルター、１１７，１１８・・・アナログ
／ディジタル変換回路、１１９，１２０・・・シリアル
／パラレル変換回路、１２１・・・離散的フ−リエ変換
回路、１２２，１２３・・・パラレル／シリアル変換回
路、１２４，１２５・・・バッファメモリ、１２６・・
・搬送波信号再生回路、１２７・・・クロック再生回
路、１２８・・・時間窓信号生成回路、１２７１，１２
７２・・・２乗回路、１２７３，１２７４・・・加算回
路、１２７５，１２７６・・・レジスタ、１２７７・・
・減算回路、１２７８・・・Ｔ型フリップフロップ、１
２７９，１２８０・・・比較回路、１２８１・・・ＡＮ
Ｄ回路、１２８２・・・基準電圧発生回路、１２８３，
１２８４・・・マルチプレクサ、１２８５・・・デコー
ダ、１２８６・・・カウンタ、１５・・・直交周波数多
重変調装置、１７１・・・離散的フ−リエ変換回路、１
７２，１７３・・・パラレル／シリアル変換回路、１７
４・・・時間窓信号生成回路、１７４１，１７４２・・
・２乗回路、１７４３，１７４４・・・加算回路、１７
４５，１７４６・・・レジスタ、１７４７・・・減算回
路、１７４８・・・マイクロプロセッサ、１７４９，１
７５３・・・カウンタ、１７５０，１７５３・・・デコ
ーダ、１７５１，１７５２・・・マルチプレクサ、１７
５・・・クロック／搬送波信号生成回路、１７６・・・
クロック発生回路 ─────────────────────────────────────────────────────

【手続補正書】

【提出日】平成６年１月１３日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００９３

【補正方法】変更

【補正内容】

【００９３】以下、直交周波数多重復調装置２の動作を
説明する。受信信号は受信アンテナ１０１で捕捉され、
チュ−ナ１０２に入力される。チュ−ナ１０２では受信
信号を周波数変換して中間周波数帯の信号として復調回
路１０９の乗算回路１１１、１１２に入力する。乗算回
路１１１、１１２には、それぞれ局部発振器１１３の出
力信号、および、局部発振器１１３の出力信号が９０゜
移相回路１１４により９０°移相された信号が入力され
ており、これらの信号とチュ−ナ１０２の出力信号とを
乗算し、チュ−ナ１０２から出力される中間周波数帯の
信号を基底帯域信号に変換する。

【手続補正２】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００９８

【補正方法】変更

【補正内容】

【００９８】この瞬時エネルギ−の内、所定の周波数成
分についてのエネルギ−をシンボルごとに計算する。つ
まり、レジスタ１２７５は、デコーダ１２８５からの制
御信号ＣＮＴＲＬによりＤＦＴ時間窓信号がアサートさ
れる直前にクリアされ、ＤＦＴ回路１２１の係数の内、
送信側で所定の周波数成分に対応する係数成分のみを加
算回路１２７４で累加算する。これらの制御はデコーダ
１２８５からの制御信号ＣＮＴＲＬにより行われる。一
つのシンボルについて計算された累加算値（累積和）
は、レジスタ１２７６に格納される。減算回路１２７７
は、該時点ですでにレジスタ１２７６に格納されている
前のシンボルについての累加算値と新たな累加算値との
差を計算する。減算回路１２７７の減算結果が正である
場合、本来０であるべき最新のシンボルの所定の周波数
成分の振幅が０でなく、しかも一つ前のシンボルの所定
の周波数成分の振幅よりも大きくなっていることを意味
する。従って、この事象はＤＦＴ時間窓信号の位相をシ
フトした方向が逆であったとことを意味するので、減算
回路１２７７はＤＦＴ時間窓信号の位相を反対方向にシ
フトするようにＴ型フリップフロップ１２７８を制御し
て状態を逆転させる。

【手続補正３】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】０１０５

【補正方法】変更

【補正内容】

【０１０５】上述の同期確立の原理を図７および図８を
参照して説明する。図７は、受信信号のフレーム構成の
一部を示す図であって、（Ａ）は受信信号の波形を示
し、（Ｂ）はＤＦＴ時間窓信号が同一シンボル内に納ま
っている場合を示し、（Ｃ）はＤＦＴ時間窓信号が２つ
のシンボルにまたがる場合を示す。図８は、送信側で振
幅が０になるように設定した周波数成分のＤＦＴ出力の
絶対値和あるいは２乗和をΣＤとし、ＤＦＴ時間窓の位
相誤差をΔφとしてそれらの関係を示すグラフである。
図７に示すような直交周波数多重信号を考える。ここ
で、送信側での離散的逆フ−リエ変換の時間窓をＴ_a、
ガ−ドインタバルをＴ_g、シンボル時間をＴ_sとする。
受信側でのＤＦＴ時間窓がひとつのシンボル内にある場
合は、所定の周波数成分のＤＦＴ係数は０となるが、Ｄ
ＦＴ時間窓がふたつのシンボルにまたがるときはこの送
信側で設定した周波数成分は０にはならない。すなわち
図８に示すように、移相誤差Δφが０でなくとも、その
前後のある程度の範囲にΔφの値が入っていればＤＦＴ
出力の絶対値和または２乗和ΣＤが０になる。これは、
ガ−ドインタバルの効果のためである。図８において
は、ＤＦＴ出力の絶対値和または２乗和ΣＤはある範囲
で０となるが、実際の伝送系においては、伝送途中で雑
音やマルチパス等の各種の妨害が付加される。従って、
必ずしもΣＤは０になるとは限らない。しかしながらＤ
ＦＴ時間窓信号の位相の同期が取れていれば、ＤＦＴ出
力の絶対値和または２乗和ΣＤは最小になるはずであ
る。よって、このＤＦＴ出力の絶対値和または２乗和Σ
Ｄを最小にするようにＤＦＴ時間窓信号の位相を制御す
ることによって、ＤＦＴ時間窓信号の位相の同期を確立
することができる。

【手続補正４】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】０１０６

【補正方法】変更

【補正内容】

【０１０６】以下、本発明の第３の実施例を説明する。
第２の実施例に示した復調回路１０９においては、上述
した時間窓信号生成回路１２８の同期確立動作により、
ＤＦＴ時間窓信号の位相は図８に示したΣＤの底の部分
を行ったり来たりする状態になる。時間窓信号生成回路
１２８は、図８に示したΣＤの底を探索するように動く
が、底は一意に決まらず、連続した底を有するのでＤＦ
Ｔ時間窓信号の位相はこのようなふるまいをすることに
なる。従って、ＤＦＴ時間窓の位相は常に止まっている
わけではなく、図８のΣＤの底の部分を行ったり来たり
する状態であるので、ＤＦＴの変換係数として得られる
復調出力信号Ｉ_o、信号Ｑ_oも位相が安定しないことに
なる。

【手続補正５】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】０１１８

【補正方法】変更

【補正内容】

【０１１８】しかし、実際の系では雑音やマルチパスな
どの妨害が存在し、図８に示したように累積値ΣＤの値
は０になるとは限らず、またこれらの妨害は瞬時瞬時で
異なった影響を与えるものと考えられるので、図８に示
したΣＤの底の部分を簡単には特定できない。そこで、
マイクロプロセッサ１７４８の処理により減算回路１７
４７から入力される２乗値の累加算値の変化量を評価し
てＤＦＴ時間窓信号の位相の制御を行う。すなわちマイ
クロプロセッサ１７４８は、入力された減算回路１７４
７の減算出結果に基づいて処理を行い、マルチプレクサ
１７５１、１７５２を制御する信号ＯＵＴ１、ＯＵＴ２
を生成して出力する。

【手続補正６】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】０１３３

【補正方法】変更

【補正内容】

【０１３３】ステップ４００（Ｓ４００）において、マ
イクロプロセッサ１７４８は、Ｓ３００の処理において
時間窓信号ＤＦＴ２の位相シフトの方向を反転したこと
を受け、この時間窓信号ＤＦＴ２の位相シフトの方向で
伝送路の状態変化を監視する。ステップ４０１（Ｓ４０
１）、および、ステップ４０２（Ｓ４０２）において、
上述のＳ１０１およびＳ１０２における処理と同様に、
マイクロプロセッサ１７４８は、信号ＣＬの１周期ごと
にＳ４０３以下の処理に進み、時間窓信号ＤＦＴ２の信
号ＩＮ１の値を評価する。ステップ４０３（Ｓ４０３）
において、マイクロプロセッサ１７４８は、信号ＩＮ１
としきい値δの大きさをする。信号ＩＮ１の値がしきい
値δより小さい場合、カウンタＫの値をデクリメントし
（Ｓ４０４）し、信号ＯＵＴ１がしきい値δよりも大き
い場合、図８の累加算値ΣＤの底の端であると判断して
Ｓ４０５の処理に進む。ステップ４０５（Ｓ４０５）に
おいて、マイクロプロセッサ１７４８は、Ｓ３１０の処
理と同様に伝送路の状態変化を監視する。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】所定の周波数成分の振幅を０として送出さ
れる直交周波数多重信号を受信して復調する装置であっ
て、復調手段、および、時間窓信号生成手段とを有し、前記復調手段は、前記時間窓信号生成手段からの時間窓
信号により規定される該直交周波数多重信号の所定の部
分を復調し、前記時間窓生成手段は、該直交周波数多重信号の所定の
部分を時間領域から周波数領域に変換し、該周波数領域
への変換の結果得られる係数の内、前記所定の周波数成
分に対応する係数に基づいて該時間窓信号の位相を制御
するディジタル復調装置。
【請求項２】前記時間窓信号生成手段は、フーリエ変換
を行うことを特徴とする請求項１に記載のディジタル復
調装置。
【請求項３】該時間窓信号生成手段は、該所定の周波数
成分に対応する係数に基づいて該所定の周波数成分の強
度を算出し、該強度が最小に、または、所定の範囲内に
なるように該時間窓信号の位相の変更し、当該時間窓信
号生成手段が変換を行う直交周波数多重信号の所定の部
分を規定することを特徴とする請求項１または２に記載
のディジタル復調装置。
【請求項４】前記時間窓信号生成手段は、該所定の周波
数成分の強度を、該所定の周波数成分に対応する係数の
絶対値の累加算値、または、２乗値の累加算値に基づい
て算出することを特徴とする請求項３に記載のディジタ
ル復調装置。
【請求項５】前記時間窓信号生成手段は、該所定の周波
数成分の強度を算出する演算制御手段を有することを特
徴とする請求項３または４に記載のディジタル復調装
置。
【請求項６】所定の周波数成分の振幅が０である直交周
波数多重信号を、請求項１〜５のいずれかに記載のディジタル復調装置に
より復調するディジタル通信システム。