JPH0746208A - ディジタル変調装置および復調装置 - Google Patents
ディジタル変調装置および復調装置Info
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- JPH0746208A JPH0746208A JP5184243A JP18424393A JPH0746208A JP H0746208 A JPH0746208 A JP H0746208A JP 5184243 A JP5184243 A JP 5184243A JP 18424393 A JP18424393 A JP 18424393A JP H0746208 A JPH0746208 A JP H0746208A
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- Japan
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- signal
- circuit
- time window
- phase
- dft
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 直交周波数多重信号を復調するために使用す
る正確なクロック信号およびDFT時間窓信号を得るこ
とが可能な同期回路を提供することを目的とする。 【構成】 DFT時間窓信号の位相をシフトしながら送
信側で振幅が0になるように設定した周波数成分を評価
し、所定の周波数成分の2乗の総和または絶対値の総和
が最小になる位相を求めることによりDFT時間窓信号
の同期を確定する。加算回路1273においてDFT回
路121から出力される各係数成分の瞬時エネルギ−を
算出し、所定の周波数成分についてのエネルギ−をシン
ボルごとに計算する。減算回路1277は、該時点です
でにレジスタ1276に格納されている前のシンボルに
ついての累積和と新たな累積和との差を計算する。減算
回路1277の減算結果が正である場合、DFT時間窓
信号の位相を反対方向にシフトするようにT型フリップ
フロップ1278を制御して状態を逆転させる。逆に減
算結果が負である場合、位相シフトの方向を変えずにD
FT時間窓信号の位相をシフトする。
る正確なクロック信号およびDFT時間窓信号を得るこ
とが可能な同期回路を提供することを目的とする。 【構成】 DFT時間窓信号の位相をシフトしながら送
信側で振幅が0になるように設定した周波数成分を評価
し、所定の周波数成分の2乗の総和または絶対値の総和
が最小になる位相を求めることによりDFT時間窓信号
の同期を確定する。加算回路1273においてDFT回
路121から出力される各係数成分の瞬時エネルギ−を
算出し、所定の周波数成分についてのエネルギ−をシン
ボルごとに計算する。減算回路1277は、該時点です
でにレジスタ1276に格納されている前のシンボルに
ついての累積和と新たな累積和との差を計算する。減算
回路1277の減算結果が正である場合、DFT時間窓
信号の位相を反対方向にシフトするようにT型フリップ
フロップ1278を制御して状態を逆転させる。逆に減
算結果が負である場合、位相シフトの方向を変えずにD
FT時間窓信号の位相をシフトする。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は直交周波数多重方式によ
り変調された信号を受信して復調する際に行う離散的フ
ーリエ変換の時間窓の制御を行うディジタル変調装置お
よび復調装置に関する。
り変調された信号を受信して復調する際に行う離散的フ
ーリエ変換の時間窓の制御を行うディジタル変調装置お
よび復調装置に関する。
【0002】
【従来の技術】デジタル形式の信号を伝送する場合、単
一周波数の搬送波信号をディジタル信号に基づいて位相
変調および振幅変調する方法が一般的に用いられてい
る。このような変調方式としては、位相のみを変化させ
る位相変調(PSK)が、また、位相と振幅の両方を変
化させる直交変調(QAM)がよく用いられる。上述の
各変調方式のように、従来は単一周波数の搬送波信号を
伝送帯域におさまる程度の占有帯域幅を有するように変
調していた。一方、最近では新たな変調方式として、直
交周波数多重方式(OFDM)と呼ばれる変調方式が提
案されている。
一周波数の搬送波信号をディジタル信号に基づいて位相
変調および振幅変調する方法が一般的に用いられてい
る。このような変調方式としては、位相のみを変化させ
る位相変調(PSK)が、また、位相と振幅の両方を変
化させる直交変調(QAM)がよく用いられる。上述の
各変調方式のように、従来は単一周波数の搬送波信号を
伝送帯域におさまる程度の占有帯域幅を有するように変
調していた。一方、最近では新たな変調方式として、直
交周波数多重方式(OFDM)と呼ばれる変調方式が提
案されている。
【0003】この直交周波数多重方式は、伝送帯域内に
複数の直交する搬送波信号を発生させ、伝送帯域を分割
し、それぞれの搬送波信号をディジタル信号により位相
変調(PSK)や直交変調(QAM)する変調方式であ
る。複数の搬送波信号により伝送帯域を分割するので1
つの搬送波信号当たりの帯域は狭くなるので、1つの搬
送波信号当たりの変調速度は遅くなる。しかし伝送帯域
が同一である場合、複数の搬送波信号をそれぞれ変調し
た結果得られる総合的な伝送速度は従来の変調と変わら
ない。この方式では多数の搬送波信号が並列に伝送され
るので、シンボル当たりの速度は遅くなるため、いわゆ
るマルチパス妨害の存在する伝送路では、シンボルの時
間長に対する相対的なマルチパス妨害波の遅延時間を小
さくすることが可能である。従って、この方式はマルチ
パス妨害の影響を受けにくく、この特徴により地上波に
よるデジタル信号の伝送に対して特に注目されている。
複数の直交する搬送波信号を発生させ、伝送帯域を分割
し、それぞれの搬送波信号をディジタル信号により位相
変調(PSK)や直交変調(QAM)する変調方式であ
る。複数の搬送波信号により伝送帯域を分割するので1
つの搬送波信号当たりの帯域は狭くなるので、1つの搬
送波信号当たりの変調速度は遅くなる。しかし伝送帯域
が同一である場合、複数の搬送波信号をそれぞれ変調し
た結果得られる総合的な伝送速度は従来の変調と変わら
ない。この方式では多数の搬送波信号が並列に伝送され
るので、シンボル当たりの速度は遅くなるため、いわゆ
るマルチパス妨害の存在する伝送路では、シンボルの時
間長に対する相対的なマルチパス妨害波の遅延時間を小
さくすることが可能である。従って、この方式はマルチ
パス妨害の影響を受けにくく、この特徴により地上波に
よるデジタル信号の伝送に対して特に注目されている。
【0004】ここで、直交多重周波数多重方式の信号処
理には離散的フーリエ変換および離散的逆フーリエ変換
を高速に行う必要がある。しかし、最近の半導体技術の
進歩により、従来困難であったハードウェア的な処理に
よる離散的フ−リエ変換や離散的逆フ−リエ変換を実行
可能な半導体素子が供給されるようなってきており、従
って、このような素子を用いて簡単に直交周波数多重方
式の変調を行う、あるいは、この変調方式により変調さ
れた信号を復調することができる。このような半導体技
術の進歩もこの直交周波数多重方式が注目されている理
由の一つである。
理には離散的フーリエ変換および離散的逆フーリエ変換
を高速に行う必要がある。しかし、最近の半導体技術の
進歩により、従来困難であったハードウェア的な処理に
よる離散的フ−リエ変換や離散的逆フ−リエ変換を実行
可能な半導体素子が供給されるようなってきており、従
って、このような素子を用いて簡単に直交周波数多重方
式の変調を行う、あるいは、この変調方式により変調さ
れた信号を復調することができる。このような半導体技
術の進歩もこの直交周波数多重方式が注目されている理
由の一つである。
【0005】以下、一般的な直交周波数多重方式につい
て説明する。直交周波数多重方式の特徴は、伝送チャン
ネル(伝送帯域)を分割した所定の帯域幅ごとに直交す
る搬送波信号を発生し、変調後の信号がそれぞれの帯域
幅に納まる程度の低いデータ速度のディジタル信号で各
搬送波信号のそれぞれをディジタル信号で変調するので
はなく、全ての搬送波信号の変調を離散的逆フ−リエ変
換(IDFT)により一括して行う点にある。
て説明する。直交周波数多重方式の特徴は、伝送チャン
ネル(伝送帯域)を分割した所定の帯域幅ごとに直交す
る搬送波信号を発生し、変調後の信号がそれぞれの帯域
幅に納まる程度の低いデータ速度のディジタル信号で各
搬送波信号のそれぞれをディジタル信号で変調するので
はなく、全ての搬送波信号の変調を離散的逆フ−リエ変
換(IDFT)により一括して行う点にある。
【0006】以下、図8を参照して直交周波数多重方式
の動作を説明する。図8は、直交周波数多重方式の各搬
送信号による情報伝達を説明する図である。図8におい
て、#k(kは整数)に示す信号は、それぞれ時間区間
(シンボル区間)Ts において、周期Ts /kの搬送波
信号波形を示し、(a),(b)はそれぞれ伝送すべき
情報の値1,0の場合の搬送波信号波形を示す。
の動作を説明する。図8は、直交周波数多重方式の各搬
送信号による情報伝達を説明する図である。図8におい
て、#k(kは整数)に示す信号は、それぞれ時間区間
(シンボル区間)Ts において、周期Ts /kの搬送波
信号波形を示し、(a),(b)はそれぞれ伝送すべき
情報の値1,0の場合の搬送波信号波形を示す。
【0007】所定のある時間区間Ts をシンボル時間と
する。図8の#1〜#nには、それぞれ周期Ts 〜周期
Ts /nの搬送波信号#1〜#nの集合が示してある。
このような搬送波信号#1〜#nが順番に並んでいると
して、これらの各搬送波信号の振幅及び位相を伝送すべ
き情報で規定すると、シンボルの波形を伝送すべき情報
(ディジタル信号)で規定することができる。例えば図
8(a)に示す各搬送波信号波形と、(b)に示す搬送
波信号波形を定義する。受信機が図8(a)に示す波形
の信号を論理値1に対応付け、図8(b)に示す波形の
信号を論理値0に対応付けることにより、各搬送波信号
ごとに情報(ディジタル信号)を伝送することができ
る。
する。図8の#1〜#nには、それぞれ周期Ts 〜周期
Ts /nの搬送波信号#1〜#nの集合が示してある。
このような搬送波信号#1〜#nが順番に並んでいると
して、これらの各搬送波信号の振幅及び位相を伝送すべ
き情報で規定すると、シンボルの波形を伝送すべき情報
(ディジタル信号)で規定することができる。例えば図
8(a)に示す各搬送波信号波形と、(b)に示す搬送
波信号波形を定義する。受信機が図8(a)に示す波形
の信号を論理値1に対応付け、図8(b)に示す波形の
信号を論理値0に対応付けることにより、各搬送波信号
ごとに情報(ディジタル信号)を伝送することができ
る。
【0008】図8に示した例においては、各搬送波信号
を2つの位相状態で規定したいわゆるBPSKで変調
し、各搬送波信号ごとに1ビットの情報を伝送している
が、各搬送波信号ごとにより多くの位相および振幅を定
義し、多値化して伝送することも可能である。すなわ
ち、各搬送波信号の振幅及び位相を規定することによっ
てその波形を得る。この波形を得るための処理動作はい
わゆる逆フ−リエ変換となる。従って、直交周波数多重
方式においては、離散的逆フ−リエ変換回路を用いて直
交周波数多重信号を得ることができる。また、以上のよ
うにして得られた直交周波数多重信号の復調は、離散的
フーリエ変換回路を用いて行うことができる。
を2つの位相状態で規定したいわゆるBPSKで変調
し、各搬送波信号ごとに1ビットの情報を伝送している
が、各搬送波信号ごとにより多くの位相および振幅を定
義し、多値化して伝送することも可能である。すなわ
ち、各搬送波信号の振幅及び位相を規定することによっ
てその波形を得る。この波形を得るための処理動作はい
わゆる逆フ−リエ変換となる。従って、直交周波数多重
方式においては、離散的逆フ−リエ変換回路を用いて直
交周波数多重信号を得ることができる。また、以上のよ
うにして得られた直交周波数多重信号の復調は、離散的
フーリエ変換回路を用いて行うことができる。
【0009】以下、図9を参照して直交周波数多重変調
を行う変調装置の構成を説明する。図9は、従来の直交
周波数多重変調装置80の構成を示す図である。直交周
波数多重変調装置80は、シリアル/パラレル変換回路
803、804、離散的逆フ−リエ変換回路(IDF
T)805、パラレル/シリアル変換回路(P/S)8
06、806、バッファメモリ(BM)808、80
9、D/A変換回路(D/A)810、811、ロ−パ
スフィルタ(LPF)812、813、乗算回路81
4、815、局部発振器816、90゜移相回路(H)
817、加算回路818、バンドパスフィルタ(BP
F)819、RFコンバ−タ820、および、送信アン
テナ821から構成される。また、Iチャネル信号80
1およびQチャネル信号802は、それぞれ伝送される
べき直交周波数多重変調されるべきディジタル信号であ
り、送信信号822は、直交周波数多重変調装置80に
よる処理により生成され、送信アンテナ821から送出
される電波信号である。
を行う変調装置の構成を説明する。図9は、従来の直交
周波数多重変調装置80の構成を示す図である。直交周
波数多重変調装置80は、シリアル/パラレル変換回路
803、804、離散的逆フ−リエ変換回路(IDF
T)805、パラレル/シリアル変換回路(P/S)8
06、806、バッファメモリ(BM)808、80
9、D/A変換回路(D/A)810、811、ロ−パ
スフィルタ(LPF)812、813、乗算回路81
4、815、局部発振器816、90゜移相回路(H)
817、加算回路818、バンドパスフィルタ(BP
F)819、RFコンバ−タ820、および、送信アン
テナ821から構成される。また、Iチャネル信号80
1およびQチャネル信号802は、それぞれ伝送される
べき直交周波数多重変調されるべきディジタル信号であ
り、送信信号822は、直交周波数多重変調装置80に
よる処理により生成され、送信アンテナ821から送出
される電波信号である。
【0010】以下、図10を参照して、直交周波数多重
方式により変調された信号を受信、復調する従来の直交
周波数多重復調装置85の構成を説明する。図10は、
従来の直交周波数多重復調装置85の構成を示す図であ
る。直交周波数多重復調装置85は、受信アンテナ85
1は、チュ−ナ(Tu)852、乗算回路853、85
4、局部発振器855、90゜移相回路856、ロ−パ
スフィルタ857、858、A/D変換回路861、8
62、シリアル/パラレル変換回路859、860、離
散的フ−リエ変換回路(DFT)863、パラレル/シ
リアル変換回路864、865、バッファメモリ86
6、867、搬送波信号再生回路868、および、クロ
ック再生回路(BTR)869から構成される。
方式により変調された信号を受信、復調する従来の直交
周波数多重復調装置85の構成を説明する。図10は、
従来の直交周波数多重復調装置85の構成を示す図であ
る。直交周波数多重復調装置85は、受信アンテナ85
1は、チュ−ナ(Tu)852、乗算回路853、85
4、局部発振器855、90゜移相回路856、ロ−パ
スフィルタ857、858、A/D変換回路861、8
62、シリアル/パラレル変換回路859、860、離
散的フ−リエ変換回路(DFT)863、パラレル/シ
リアル変換回路864、865、バッファメモリ86
6、867、搬送波信号再生回路868、および、クロ
ック再生回路(BTR)869から構成される。
【0011】また、図10において、RF入力信号85
0は、例えば直交周波数多重変調装置80により生成さ
れ、送出された信号(送信信号822)であり、Iチャ
ネル信号871およびQチャネル信号872は、直交周
波数多重復調装置85が直交周波数多重復調装置850
を復調した結果として得られるディジタル形式の信号で
ある。
0は、例えば直交周波数多重変調装置80により生成さ
れ、送出された信号(送信信号822)であり、Iチャ
ネル信号871およびQチャネル信号872は、直交周
波数多重復調装置85が直交周波数多重復調装置850
を復調した結果として得られるディジタル形式の信号で
ある。
【0012】ところで、受信側で受信した直交周波数多
重信号を正しく復調するには、搬送波信号およびシンボ
ルクロックを正しく再生するとともに、DFT処理に使
用するDFT時間窓も正しく再生する必要がある。従
来、受信側でDFT時間窓を正しく再生可能とするため
に、送信側で直交周波数多重信号のフレ−ムの先頭に無
信号の同期信号シンボルを設けて送信し、受信側ではこ
の同期信号シンボルを検出してPLL回路の同期をと
り、シンボルクロックを再生し、また、DFT時間窓の
同期をとるための参照信号として使用していた。
重信号を正しく復調するには、搬送波信号およびシンボ
ルクロックを正しく再生するとともに、DFT処理に使
用するDFT時間窓も正しく再生する必要がある。従
来、受信側でDFT時間窓を正しく再生可能とするため
に、送信側で直交周波数多重信号のフレ−ムの先頭に無
信号の同期信号シンボルを設けて送信し、受信側ではこ
の同期信号シンボルを検出してPLL回路の同期をと
り、シンボルクロックを再生し、また、DFT時間窓の
同期をとるための参照信号として使用していた。
【0013】以下、図11および図12を参照して従来
の直交周波数多重信号のフレーム構成、および、クロッ
ク再生回路869の構成と動作を説明する。図11は、
従来の直交周波数多重信号のフレーム構成を例示する図
である。図11に示すように、直交周波数多重信号のフ
レーム構成において、同期シンボルは第1シンボルに前
置される。図12は、図10に示したクロック再生回路
869の構成を示す図である。図12において、同期シ
ンボル検出回路880は、直交周波数多重復調装置85
のローパスフィルター875、876の出力信号から図
11に示す同期シンボルを検出する。同期シンボル検出
回路880は、2乗回路881、882、振幅比較回路
883、884、参照値回路885、AND回路88
6、および、パルスキャンセル回路887から構成され
る。PLL回路890は、同期シンボル検出回路880
から出力される同期シンボル検出信号に基づいてクロッ
ク信号(CK)およびDFT時間窓信号を生成する。P
LL回路890は、位相比較器891、ロ−パスフィル
タ892、電圧制御発振回路893、M分周回路89
4、および、N分周回路895から構成される。
の直交周波数多重信号のフレーム構成、および、クロッ
ク再生回路869の構成と動作を説明する。図11は、
従来の直交周波数多重信号のフレーム構成を例示する図
である。図11に示すように、直交周波数多重信号のフ
レーム構成において、同期シンボルは第1シンボルに前
置される。図12は、図10に示したクロック再生回路
869の構成を示す図である。図12において、同期シ
ンボル検出回路880は、直交周波数多重復調装置85
のローパスフィルター875、876の出力信号から図
11に示す同期シンボルを検出する。同期シンボル検出
回路880は、2乗回路881、882、振幅比較回路
883、884、参照値回路885、AND回路88
6、および、パルスキャンセル回路887から構成され
る。PLL回路890は、同期シンボル検出回路880
から出力される同期シンボル検出信号に基づいてクロッ
ク信号(CK)およびDFT時間窓信号を生成する。P
LL回路890は、位相比較器891、ロ−パスフィル
タ892、電圧制御発振回路893、M分周回路89
4、および、N分周回路895から構成される。
【0014】図10に示した直交周波数多重復調装置8
5のローパスフィルタ857、858の出力信号は、そ
れぞれ同期シンボル検出回路880の2乗回路881、
882に入力される。2乗回路881、882において
ローパスフィルタ857、859の出力信号の振幅電圧
の2乗値が算出され、振幅比較器883、884に入力
される。振幅比較器883、884において、それぞれ
の2乗値は参照値回路885から出力される参照値と比
較され、2乗値が参照値よりも低い場合に論理値1が出
力される。つまり、同期シンボルの期間ではローパスフ
ィルタ857、858の出力信号は無信号(0V)とな
るので、振幅比較器883、884の両方から論理値1
が出力される。振幅比較器883、884の出力信号は
AND回路886で論理和がとられ、パルスキャンセル
回路887に入力される。従って、同期シンボルが同期
シンボル検出回路880に入力される場合にのみAND
回路886の出力信号が論理値1となる。しかし、図1
1に示した第1シンボルから第(N−1)シンボルまで
のデ−タ期間においてもAND回路886の出力値が瞬
間的に論理値1となる場合があり得る。パルスキャンセ
ル回路887は、同期シンボルの期間以外でAND回路
886の出力信号が瞬間的に論理値1となって発生する
パルスを排除して正確に同期シンボルのみを検出し、同
期シンボル検出信号としてPLL回路890に入力す
る。パルスキャンセル回路887は、例えばロ−パスフ
ィルタと波形整形回路を組み合わせた回路等により構成
される。
5のローパスフィルタ857、858の出力信号は、そ
れぞれ同期シンボル検出回路880の2乗回路881、
882に入力される。2乗回路881、882において
ローパスフィルタ857、859の出力信号の振幅電圧
の2乗値が算出され、振幅比較器883、884に入力
される。振幅比較器883、884において、それぞれ
の2乗値は参照値回路885から出力される参照値と比
較され、2乗値が参照値よりも低い場合に論理値1が出
力される。つまり、同期シンボルの期間ではローパスフ
ィルタ857、858の出力信号は無信号(0V)とな
るので、振幅比較器883、884の両方から論理値1
が出力される。振幅比較器883、884の出力信号は
AND回路886で論理和がとられ、パルスキャンセル
回路887に入力される。従って、同期シンボルが同期
シンボル検出回路880に入力される場合にのみAND
回路886の出力信号が論理値1となる。しかし、図1
1に示した第1シンボルから第(N−1)シンボルまで
のデ−タ期間においてもAND回路886の出力値が瞬
間的に論理値1となる場合があり得る。パルスキャンセ
ル回路887は、同期シンボルの期間以外でAND回路
886の出力信号が瞬間的に論理値1となって発生する
パルスを排除して正確に同期シンボルのみを検出し、同
期シンボル検出信号としてPLL回路890に入力す
る。パルスキャンセル回路887は、例えばロ−パスフ
ィルタと波形整形回路を組み合わせた回路等により構成
される。
【0015】PLL回路890においては、同期シンボ
ル検出回路880から入力される同期シンボル検出信号
は、位相比較回路891に入力され、N分周回路895
から出力される信号と位相が比較される。位相比較回路
(φ)891から出力される移相誤差はローパスフィル
タ(LPF)892でフィルタリングされ、電圧制御発
振回路(VCO)893を制御する。電圧制御発振回路
893は、ローパスフィルタ892の出力信号電圧に対
応する周波数のクロック信号CKを生成する。このクロ
ック信号CKはM分周回路894により1/Mの周波数
に分周され、DFT時間窓信号として離散的フ−リエ変
換回路863に入力され、さらにN分周回路895によ
り1/Nの周波数に分周されて位相比較回路891に入
力される。ここでN分周回路895の分周比Nは、図1
1に示した直交周波数多重信号のフレーム内の同期シン
ボルを含めたシンボル数Nと一致し、このフレーム構成
が変更された場合にはそれに応じて変更される。
ル検出回路880から入力される同期シンボル検出信号
は、位相比較回路891に入力され、N分周回路895
から出力される信号と位相が比較される。位相比較回路
(φ)891から出力される移相誤差はローパスフィル
タ(LPF)892でフィルタリングされ、電圧制御発
振回路(VCO)893を制御する。電圧制御発振回路
893は、ローパスフィルタ892の出力信号電圧に対
応する周波数のクロック信号CKを生成する。このクロ
ック信号CKはM分周回路894により1/Mの周波数
に分周され、DFT時間窓信号として離散的フ−リエ変
換回路863に入力され、さらにN分周回路895によ
り1/Nの周波数に分周されて位相比較回路891に入
力される。ここでN分周回路895の分周比Nは、図1
1に示した直交周波数多重信号のフレーム内の同期シン
ボルを含めたシンボル数Nと一致し、このフレーム構成
が変更された場合にはそれに応じて変更される。
【0016】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た直交周波数多重信号を電波信号の形式で伝送した場合
その伝送路において、例えばマルチパス妨害あるいは大
きな雑音等の外乱の影響を受けることがあり得る。この
ような外乱の生じる伝送路においては、同期シンボルに
隣接するシンボルの成分が漏れ込んでくる、あるいは、
雑音が同期シンボル期間に混入してしまうために、受信
側において、受信信号に含まれる同期シンボルを正確に
検出することが困難であるという問題点がある。また情
報伝送の効率の観点からは上述の同期シンボルは、同期
シンボルの期間には実効的な情報を伝送することができ
ないために、極力少なくすることが望ましいという要請
がある。しかし逆に、受信側の装置の動作タイミングを
規定するPLL回路の安定性の観点からは同期シンボル
の期間を少なくすることは、PLL回路の同期をとるた
めの参照信号が少なくなることに相当し、好ましくない
という問題がある。
た直交周波数多重信号を電波信号の形式で伝送した場合
その伝送路において、例えばマルチパス妨害あるいは大
きな雑音等の外乱の影響を受けることがあり得る。この
ような外乱の生じる伝送路においては、同期シンボルに
隣接するシンボルの成分が漏れ込んでくる、あるいは、
雑音が同期シンボル期間に混入してしまうために、受信
側において、受信信号に含まれる同期シンボルを正確に
検出することが困難であるという問題点がある。また情
報伝送の効率の観点からは上述の同期シンボルは、同期
シンボルの期間には実効的な情報を伝送することができ
ないために、極力少なくすることが望ましいという要請
がある。しかし逆に、受信側の装置の動作タイミングを
規定するPLL回路の安定性の観点からは同期シンボル
の期間を少なくすることは、PLL回路の同期をとるた
めの参照信号が少なくなることに相当し、好ましくない
という問題がある。
【0017】本発明は上述した従来技術の問題点に鑑み
てなされたものであり、外乱の多い伝送路を経た直交周
波数多重信号から正確に同期シンボルを検出することが
可能であり、このシンボルに基づいて正確なDFT時間
窓信号を得ることが可能なディジタル変調装置および復
調装置を提供することを目的とする。また、伝送効率の
向上およびクロック信号再生動作の安定という矛盾する
要請を同時に満足するディジタル変調装置および復調装
置を提供することを別の目的とする。
てなされたものであり、外乱の多い伝送路を経た直交周
波数多重信号から正確に同期シンボルを検出することが
可能であり、このシンボルに基づいて正確なDFT時間
窓信号を得ることが可能なディジタル変調装置および復
調装置を提供することを目的とする。また、伝送効率の
向上およびクロック信号再生動作の安定という矛盾する
要請を同時に満足するディジタル変調装置および復調装
置を提供することを別の目的とする。
【0018】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明のディジタル変調装置は、所定の周波数成分を
除いた直交周波数多重信号を生成する直交周波数多重信
号生成手段を有することを特徴とする。また好適には、
前記直交周波数多重信号生成手段は、伝送すべきデータ
を周波数領域から時間領域に変換し、該変換の結果の
内、前記所定の周波数成分に対応する変換係数を所定の
固定値として前記所定の周波数成分を除くことを特徴と
する。また好適には、前記周波数領域から時間領域への
変換は、離散的逆フーリエ変換であることを特徴とす
る。
に本発明のディジタル変調装置は、所定の周波数成分を
除いた直交周波数多重信号を生成する直交周波数多重信
号生成手段を有することを特徴とする。また好適には、
前記直交周波数多重信号生成手段は、伝送すべきデータ
を周波数領域から時間領域に変換し、該変換の結果の
内、前記所定の周波数成分に対応する変換係数を所定の
固定値として前記所定の周波数成分を除くことを特徴と
する。また好適には、前記周波数領域から時間領域への
変換は、離散的逆フーリエ変換であることを特徴とす
る。
【0019】また、本発明のディジタル復調装置は、直
交周波数多重信号復調手段と、信号強度算出手段と、時
間窓信号を生成する時間窓信号生成手段とを有し、前記
直交周波数多重信号復調手段は、所定の周波数成分を除
いた直交周波数多重信号を受信し、前記時間窓信号に基
づいて該直交周波数多重信号の有効部分を取り出して復
調し、前記信号強度算出手段は、該直交周波数多重信号
の復調結果の内の前記所定の周波数成分の強度を算出
し、前記時間窓信号生成手段は、前記所定の周波数成分
の強度が所定の範囲内になるように前記時間窓信号の位
相を制御する。また好適には、前記直交周波数多重信号
復調手段は、前記直交周波数多重信号を時間領域から周
波数領域へ変換して復調することを特徴とする。また好
適には、前記時間領域から周波数領域への変換は、離散
的フーリエ変換であることを特徴とする。また好適に
は、前記信号強度算出手段は、ある時点の前記フーリエ
変換の結果の内、前記所定の周波数成分に対応する係数
を順次2乗し、該2乗の値を順次累加算して当該シンボ
ルに対応する2乗の値の総和を算出し、前記所定の周波
数成分の強度を算出することを特徴とする。また好適に
は、前記信号強度算出手段は、ある時点の前記フーリエ
変換の結果の内、前記所定の周波数成分に対応する係数
の絶対値を算出し、該絶対値を順次累加算して当該シン
ボルに対応する絶対値の総和を算出し、前記所定の周波
数成分の強度を算出することを特徴とする。また好適に
は、前記信号強度算出手段は、算出された前記所定の周
波数成分の強度を順次記憶し、前記時間窓信号生成手段
は、あるシンボルの前記所定の周波数成分の強度、およ
び、該シンボル以前のシンボルの前記所定の周波数成分
の強度を比較し、該シンボルの前記所定の周波数成分の
強度が増加した場合には位相シフトの方向を逆転させて
前記時間窓信号を移相し、該シンボルの前記所定の周波
数成分の強度が減少した場合にはその時点の位相シフト
の方向のまま前記窓信号を移相する位相シフト手段とを
有することを特徴とする。また好適には、前記時間窓信
号生成手段は、前記所定の周波数成分の強度の増減が所
定の範囲内である場合には、前記時間窓信号の位相を行
わないことを特徴とする。
交周波数多重信号復調手段と、信号強度算出手段と、時
間窓信号を生成する時間窓信号生成手段とを有し、前記
直交周波数多重信号復調手段は、所定の周波数成分を除
いた直交周波数多重信号を受信し、前記時間窓信号に基
づいて該直交周波数多重信号の有効部分を取り出して復
調し、前記信号強度算出手段は、該直交周波数多重信号
の復調結果の内の前記所定の周波数成分の強度を算出
し、前記時間窓信号生成手段は、前記所定の周波数成分
の強度が所定の範囲内になるように前記時間窓信号の位
相を制御する。また好適には、前記直交周波数多重信号
復調手段は、前記直交周波数多重信号を時間領域から周
波数領域へ変換して復調することを特徴とする。また好
適には、前記時間領域から周波数領域への変換は、離散
的フーリエ変換であることを特徴とする。また好適に
は、前記信号強度算出手段は、ある時点の前記フーリエ
変換の結果の内、前記所定の周波数成分に対応する係数
を順次2乗し、該2乗の値を順次累加算して当該シンボ
ルに対応する2乗の値の総和を算出し、前記所定の周波
数成分の強度を算出することを特徴とする。また好適に
は、前記信号強度算出手段は、ある時点の前記フーリエ
変換の結果の内、前記所定の周波数成分に対応する係数
の絶対値を算出し、該絶対値を順次累加算して当該シン
ボルに対応する絶対値の総和を算出し、前記所定の周波
数成分の強度を算出することを特徴とする。また好適に
は、前記信号強度算出手段は、算出された前記所定の周
波数成分の強度を順次記憶し、前記時間窓信号生成手段
は、あるシンボルの前記所定の周波数成分の強度、およ
び、該シンボル以前のシンボルの前記所定の周波数成分
の強度を比較し、該シンボルの前記所定の周波数成分の
強度が増加した場合には位相シフトの方向を逆転させて
前記時間窓信号を移相し、該シンボルの前記所定の周波
数成分の強度が減少した場合にはその時点の位相シフト
の方向のまま前記窓信号を移相する位相シフト手段とを
有することを特徴とする。また好適には、前記時間窓信
号生成手段は、前記所定の周波数成分の強度の増減が所
定の範囲内である場合には、前記時間窓信号の位相を行
わないことを特徴とする。
【0020】また、本発明の通信システムは、上述した
ディジタル変調装置のいずれかにより直交周波数多重信
号を生成して伝送し、上述したディジタル復調装置のい
ずれかにより該直交周波数多重信号を受信して復調す
る。
ディジタル変調装置のいずれかにより直交周波数多重信
号を生成して伝送し、上述したディジタル復調装置のい
ずれかにより該直交周波数多重信号を受信して復調す
る。
【0021】
【作用】送信側においては、送信すべき全てのシンボル
に対して、特定の周波数成分(搬送波信号)については
予めその振幅を常に0と設定して離散的逆フ−リエ変換
を行って直交周波数多重信号を得る。受信側において
は、受信信号を離散的フ−リエ変換して各周波数成分に
分離するとともに、送信側で振幅が0に設定された周波
数成分絶対値の和あるいは2乗和が最小となるように離
散的フ−リエ変換の時間窓(DFT時間窓)を制御す
る。
に対して、特定の周波数成分(搬送波信号)については
予めその振幅を常に0と設定して離散的逆フ−リエ変換
を行って直交周波数多重信号を得る。受信側において
は、受信信号を離散的フ−リエ変換して各周波数成分に
分離するとともに、送信側で振幅が0に設定された周波
数成分絶対値の和あるいは2乗和が最小となるように離
散的フ−リエ変換の時間窓(DFT時間窓)を制御す
る。
【0022】送信側で上述のような処理を行い、受信側
で離散的フ−リエ変換して復調すると、DFT時間窓の
同期がとれている場合、送信側で振幅を0に設定した特
定の周波数成分の離散的フ−リエ変換出力は0となる。
しかしこの際、DFT時間窓のがとれていない場合に
は、この特定の周波数成分の離散的フ−リエ変換出力は
0とはならない。したがって、離散的フ−リエ変換の結
果の内、送信側で振幅が0になるように設定した特定の
周波数成分を監視し、その絶対値の和あるいは2乗和が
最小となるようにDFT時間窓の生成を制御することに
より、DFT時間窓の同期を確立することができる。
で離散的フ−リエ変換して復調すると、DFT時間窓の
同期がとれている場合、送信側で振幅を0に設定した特
定の周波数成分の離散的フ−リエ変換出力は0となる。
しかしこの際、DFT時間窓のがとれていない場合に
は、この特定の周波数成分の離散的フ−リエ変換出力は
0とはならない。したがって、離散的フ−リエ変換の結
果の内、送信側で振幅が0になるように設定した特定の
周波数成分を監視し、その絶対値の和あるいは2乗和が
最小となるようにDFT時間窓の生成を制御することに
より、DFT時間窓の同期を確立することができる。
【0023】
【実施例】実施例の説明に先立ち、直交周波数多重(O
FDM)信号を数式を用いて説明する。直交周波数多重
信号は、一般の64QAM等の多値変調が単一の搬送波
信号を振幅変調および位相変調して所定の帯域内で情報
の伝送を行うのに対し、複数の搬送波信号をそれぞれ、
単一の搬送波信号を使用した変調方式に比べて低い情報
速度(ビットレート)で変調して所定の帯域内で情報の
伝送を行う変調方式である。直交周波数多重信号の搬送
波信号数がNであって、各搬送波信号についてQAM変
調した場合、直交周波数多重信号のm番目のシンボルf
m (t)は、次式で表される。
FDM)信号を数式を用いて説明する。直交周波数多重
信号は、一般の64QAM等の多値変調が単一の搬送波
信号を振幅変調および位相変調して所定の帯域内で情報
の伝送を行うのに対し、複数の搬送波信号をそれぞれ、
単一の搬送波信号を使用した変調方式に比べて低い情報
速度(ビットレート)で変調して所定の帯域内で情報の
伝送を行う変調方式である。直交周波数多重信号の搬送
波信号数がNであって、各搬送波信号についてQAM変
調した場合、直交周波数多重信号のm番目のシンボルf
m (t)は、次式で表される。
【0024】
【数1】
【0025】式1において、Δφmnは、後述するガード
インターバルによるシンボルの位相回転を補正する項で
あり、次式で表される。
インターバルによるシンボルの位相回転を補正する項で
あり、次式で表される。
【0026】
【数2】
【0027】式1、および、式2より、直交周波数多重
信号は次式で定式化される。
信号は次式で定式化される。
【0028】
【数3】
【0029】以下、直交周波数多重信号の電力スペクト
ラムを定式化する。式1で表された第m番目のシンボル
の時間幅T’の第m番目のシンボルfm (t)のフーリ
エ積分は次式のように表される。
ラムを定式化する。式1で表された第m番目のシンボル
の時間幅T’の第m番目のシンボルfm (t)のフーリ
エ積分は次式のように表される。
【0030】
【数4】
【0031】式4より、この区間におけるエネルギース
ペクトラムは、次式で表される通りとなる。
ペクトラムは、次式で表される通りとなる。
【0032】
【数5】
【0033】式5第2項において、
【0034】
【数6】
【0035】は、第m番目と第k番目の搬送波信号の変
調波の相関関数であり、情報に相関がないことを仮定す
ると、式6は0となる。従って、式3は次式のように変
形される。
調波の相関関数であり、情報に相関がないことを仮定す
ると、式6は0となる。従って、式3は次式のように変
形される。
【0036】
【数7】
【0037】受信側においては、受信した直交多重周波
数多重信号をフーリエ変換して復調を行う。この際、時
間窓により直交周波数多重信号を切り出してからフーリ
エ変換を行う。この時間窓のタイミングと復調出力との
関係を説明する。以下説明の簡略化のために、上記各式
においてm=0である場合について説明する。従って、
式1は次式のようになる。
数多重信号をフーリエ変換して復調を行う。この際、時
間窓により直交周波数多重信号を切り出してからフーリ
エ変換を行う。この時間窓のタイミングと復調出力との
関係を説明する。以下説明の簡略化のために、上記各式
においてm=0である場合について説明する。従って、
式1は次式のようになる。
【0038】
【数8】
【0039】まず、ガードインターバルがない(T=
T’)場合を説明する。時間窓がτo だけずれた場合、
積分期間〔−T/2,T/2〕には、m=0,−1の2
つのシンボルが存在する。このフーリエ積分Fo ’
(ω)は次式で表される。
T’)場合を説明する。時間窓がτo だけずれた場合、
積分期間〔−T/2,T/2〕には、m=0,−1の2
つのシンボルが存在する。このフーリエ積分Fo ’
(ω)は次式で表される。
【0040】
【数9】
【0041】ここで、式9の第2項は時間窓がずれたた
めに隣接のシンボルから漏れた妨害成分である。
めに隣接のシンボルから漏れた妨害成分である。
【0042】式9から2N点の離散的フーリエ変換(D
FT)に対する係数Fok’を求めると次式のようにな
る。
FT)に対する係数Fok’を求めると次式のようにな
る。
【0043】
【数10】
【0044】式9の〔 〕内の第1項は信号成分、第2
項は他の搬送波信号からの漏洩信号成分、第3項は隣接
シンボルからの漏洩信号成分を表す。また係数は、全体
の振幅および位相の変化を表す。
項は他の搬送波信号からの漏洩信号成分、第3項は隣接
シンボルからの漏洩信号成分を表す。また係数は、全体
の振幅および位相の変化を表す。
【0045】以上より、k番目の搬送波信号における信
号電力Sk に対する漏洩信号成分による妨害電力Ik の
比は、次式で表される。
号電力Sk に対する漏洩信号成分による妨害電力Ik の
比は、次式で表される。
【0046】
【数11】
【0047】以下、ガードインターバルがある場合を説
明する。まず、時間窓のずれτo が小さく、積分期間が
同一シンボル内(τo ≦Tg /2)である場合のフーリ
エ積分Fo ”(ω)は次式で表される。
明する。まず、時間窓のずれτo が小さく、積分期間が
同一シンボル内(τo ≦Tg /2)である場合のフーリ
エ積分Fo ”(ω)は次式で表される。
【0048】
【数12】
【0049】式12から、L点DFTに対する係数
Fok”を求めて次式を得る。
Fok”を求めて次式を得る。
【0050】
【数13】
【0051】式13には信号成分しか存在しない。従っ
て、式13より信号移相は搬送波信号によって回転して
いることがわかる。
て、式13より信号移相は搬送波信号によって回転して
いることがわかる。
【0052】次に、時間窓のずれτo が大きく、積分区
間が隣接シンボルにかかる場合を説明する。この場合、
ガードインターバルがない場合のモデルと同様となるの
で、フーリエ積分、DFT、および、信号電力対妨害電
力比Sk /Ik はそれぞれ式9〜式11と同一となる。
間が隣接シンボルにかかる場合を説明する。この場合、
ガードインターバルがない場合のモデルと同様となるの
で、フーリエ積分、DFT、および、信号電力対妨害電
力比Sk /Ik はそれぞれ式9〜式11と同一となる。
【0053】次にガードインターバルとして無信号を割
り当てた場合について説明する。時間窓のずれτo に比
べてガードインターバルとしての無信号期間が充分長い
場合、そのフーリエ積分Fo "'(ω)は次式のように表
される。
り当てた場合について説明する。時間窓のずれτo に比
べてガードインターバルとしての無信号期間が充分長い
場合、そのフーリエ積分Fo "'(ω)は次式のように表
される。
【0054】
【数14】
【0055】式14は、式9の第1項のみとなる。この
理由は、時間窓のずれτo が無信号期間の積分となるた
めに0となり、ガードインターバルがない場合に生じる
隣接シンボルからの信号成分の漏洩がなくなるためであ
る。
理由は、時間窓のずれτo が無信号期間の積分となるた
めに0となり、ガードインターバルがない場合に生じる
隣接シンボルからの信号成分の漏洩がなくなるためであ
る。
【0056】式14から、2N点の離散的フーリエ変換
を行った場合の係数Fok"'を求めると次式のようにな
る。
を行った場合の係数Fok"'を求めると次式のようにな
る。
【0057】
【数15】
【0058】式15の〔 〕内の第1項は信号成分であ
り、第2項は他の搬送波信号からの漏洩信号成分を表し
ている。信号電力対妨害電力比Sk /Ik は、次式の通
りとなる。
り、第2項は他の搬送波信号からの漏洩信号成分を表し
ている。信号電力対妨害電力比Sk /Ik は、次式の通
りとなる。
【0059】
【数16】
【0060】以下本発明の第1の実施例を説明する。本
発明の直交周波数多重復調装置2は、例えばディジタル
映像信号を伝送する電波形式の周波数多重信号を復調す
るために使用される装置である。
発明の直交周波数多重復調装置2は、例えばディジタル
映像信号を伝送する電波形式の周波数多重信号を復調す
るために使用される装置である。
【0061】以下、直交周波数多重復調装置の各部分の
構成を説明する。図1は、本発明の直交周波数多重復調
装置2の構成を示す図である。直交周波数多重復調装置
2は、2種類の搬送波信号および2種類の基底帯域信号
(Iチャネル信号およびQチャネル信号)を用いた直交
周波数多重方式の信号を復調する。直交周波数多重復調
装置2において、受信アンテナ101は、例えば従来の
技術として示した直交周波数多重変調装置80により直
交周波数多重されて電波信号として送出された受信信号
を補足する。チューナ102は、受信アンテナ101に
より補足された受信信号を所定の中間周波数帯に変換
し、増幅して復調装置に入力する。復調回路109は、
チューナ102から入力される受信信号から2種類の基
底帯域信号(信号Io と信号Qo )を復調する。
構成を説明する。図1は、本発明の直交周波数多重復調
装置2の構成を示す図である。直交周波数多重復調装置
2は、2種類の搬送波信号および2種類の基底帯域信号
(Iチャネル信号およびQチャネル信号)を用いた直交
周波数多重方式の信号を復調する。直交周波数多重復調
装置2において、受信アンテナ101は、例えば従来の
技術として示した直交周波数多重変調装置80により直
交周波数多重されて電波信号として送出された受信信号
を補足する。チューナ102は、受信アンテナ101に
より補足された受信信号を所定の中間周波数帯に変換
し、増幅して復調装置に入力する。復調回路109は、
チューナ102から入力される受信信号から2種類の基
底帯域信号(信号Io と信号Qo )を復調する。
【0062】図2は、図1に示した復調回路109の構
成を示す図である。従来の技術として示した直交周波数
多重復調装置85と復調回路109の異なる点は、クロ
ック再生回路127においてクロック信号CKとDFT
時間窓信号の両方を生成するのではなく、クロック再生
回路127においてクロック信号CKのみを生成し、さ
らにDFT時間窓同期回路128を設け、DFT時間窓
同期回路128においてDFT時間窓信号を生成するよ
うに構成されていることである。
成を示す図である。従来の技術として示した直交周波数
多重復調装置85と復調回路109の異なる点は、クロ
ック再生回路127においてクロック信号CKとDFT
時間窓信号の両方を生成するのではなく、クロック再生
回路127においてクロック信号CKのみを生成し、さ
らにDFT時間窓同期回路128を設け、DFT時間窓
同期回路128においてDFT時間窓信号を生成するよ
うに構成されていることである。
【0063】復調回路109の各部分の内、乗算回路1
11、112は、それぞれチューナ102から入力され
た中間周波数帯域の受信信号と、局部発振器(LO)1
13の出力信号、および、局部発振器113の出力信号
を90゜移相回路116により90°移相した信号とを
乗算してローパスフィルター(LFP)115、116
に入力する。ローパスフィルター115、116は、そ
れぞれ乗算回路111、112の出力信号の内、所定の
高域遮断周波数以下の成分を通過させ、不要な周波数成
分を取り除き、アナログ/ディジタル変換回路(A/
D)117、118、および、クロック再生回路127
に入力する。
11、112は、それぞれチューナ102から入力され
た中間周波数帯域の受信信号と、局部発振器(LO)1
13の出力信号、および、局部発振器113の出力信号
を90゜移相回路116により90°移相した信号とを
乗算してローパスフィルター(LFP)115、116
に入力する。ローパスフィルター115、116は、そ
れぞれ乗算回路111、112の出力信号の内、所定の
高域遮断周波数以下の成分を通過させ、不要な周波数成
分を取り除き、アナログ/ディジタル変換回路(A/
D)117、118、および、クロック再生回路127
に入力する。
【0064】アナログ/ディジタル変換回路117、1
18は、それぞれローパスフィルター115、116か
ら入力されるアナログ形式の信号をディジタル形式の信
号に変換する。シリアル/パラレル変換回路(S/P)
119、120は、それぞれアナログ/ディジタル変換
回路117、118から入力される直列(シリアル)形
式のディジタル信号を並列(パラレル)形式の信号に変
換してDFT回路121に入力する。DFT回路121
は、シリアル/パラレル変換回路119、120から入
力されるディジタル信号を時間領域から周波数領域に変
換(離散的フ−リエ変換(DFT))してパラレル/シ
リアル変換回路(P/S)122、123に入力する。
DFT演算は次式で表される。
18は、それぞれローパスフィルター115、116か
ら入力されるアナログ形式の信号をディジタル形式の信
号に変換する。シリアル/パラレル変換回路(S/P)
119、120は、それぞれアナログ/ディジタル変換
回路117、118から入力される直列(シリアル)形
式のディジタル信号を並列(パラレル)形式の信号に変
換してDFT回路121に入力する。DFT回路121
は、シリアル/パラレル変換回路119、120から入
力されるディジタル信号を時間領域から周波数領域に変
換(離散的フ−リエ変換(DFT))してパラレル/シ
リアル変換回路(P/S)122、123に入力する。
DFT演算は次式で表される。
【0065】
【数17】
【0066】パラレル/シリアル変換回路122、12
3は、DFT回路121から入力されたパラレル形式の
ディジタル信号をシリアル形式の信号に変換し、バッフ
ァメモリ(B/M)124、125、および、搬送波信
号再生回路126に入力する。
3は、DFT回路121から入力されたパラレル形式の
ディジタル信号をシリアル形式の信号に変換し、バッフ
ァメモリ(B/M)124、125、および、搬送波信
号再生回路126に入力する。
【0067】バッファメモリ124、125は、パラレ
ル/シリアル変換回路122、123から入力される信
号についてガードインターバルの除去等の処理を行い、
信号Io および信号Qo として出力する。搬送波信号再
生回路(CR)126は、例えばコスタスループ回路等
により構成され、パラレル/シリアル変換回路122、
123の出力信号に基づいて局部発振器113を制御し
て所定の周波数の局部周波数信号を発生させる。局部発
振器113は、例えば電圧制御発信回路(VCO)であ
り、搬送波信号再生回路126の制御により所定の周波
数の局部信号を発生する。90°位相回路114は、局
部発振器113の出力信号の位相を90°移相させ、位
置制御部112に入力する。クロック再生回路127
は、ローパスフィルター115、116から入力される
信号に基づいてクロック信号(CK)を生成する。DF
T時間窓同期回路128は、パラレル/シリアル変換回
路122、123から入力される信号に基づいてDFT
時間窓信号を生成するとともに、DFT時間窓信号と受
信信号に含まれる同期シンボルとの同期をとり、DFT
回路121に入力する。
ル/シリアル変換回路122、123から入力される信
号についてガードインターバルの除去等の処理を行い、
信号Io および信号Qo として出力する。搬送波信号再
生回路(CR)126は、例えばコスタスループ回路等
により構成され、パラレル/シリアル変換回路122、
123の出力信号に基づいて局部発振器113を制御し
て所定の周波数の局部周波数信号を発生させる。局部発
振器113は、例えば電圧制御発信回路(VCO)であ
り、搬送波信号再生回路126の制御により所定の周波
数の局部信号を発生する。90°位相回路114は、局
部発振器113の出力信号の位相を90°移相させ、位
置制御部112に入力する。クロック再生回路127
は、ローパスフィルター115、116から入力される
信号に基づいてクロック信号(CK)を生成する。DF
T時間窓同期回路128は、パラレル/シリアル変換回
路122、123から入力される信号に基づいてDFT
時間窓信号を生成するとともに、DFT時間窓信号と受
信信号に含まれる同期シンボルとの同期をとり、DFT
回路121に入力する。
【0068】以下、DFT時間窓同期回路128の構成
を図3を参照して説明する。図3は、図2に示したDF
T時間窓同期回路128の構成を示す図である。なお図
3においては、各部分の処理に復調回路109のクロッ
ク再生回路127で生成されたクロック信号CKが使用
されるが、図示の簡略化のためにその接続を省略してい
る。図3において、2乗回路1271、1272は、そ
れぞれ入力される復調回路109の出力信号の振幅を2
乗して2乗値として加算回路1273に入力する。加算
回路1273は、2乗回路1271、1272でそれぞ
れ算出された2乗値を加算して加算回路1274に入力
する。加算回路1274は、加算回路1273の出力信
号、および、レジスタ1275でDFT時間窓同期回路
128の1動作周期分の遅延が与えられた加算回路12
74自身の出力信号を加算してレジスタ1275、12
76、および、減算回路1277に入力する。レジスタ
1275、1276は、それぞれ加算回路1274の出
力信号をDFT時間窓同期回路128の1動作周期分遅
延させる。
を図3を参照して説明する。図3は、図2に示したDF
T時間窓同期回路128の構成を示す図である。なお図
3においては、各部分の処理に復調回路109のクロッ
ク再生回路127で生成されたクロック信号CKが使用
されるが、図示の簡略化のためにその接続を省略してい
る。図3において、2乗回路1271、1272は、そ
れぞれ入力される復調回路109の出力信号の振幅を2
乗して2乗値として加算回路1273に入力する。加算
回路1273は、2乗回路1271、1272でそれぞ
れ算出された2乗値を加算して加算回路1274に入力
する。加算回路1274は、加算回路1273の出力信
号、および、レジスタ1275でDFT時間窓同期回路
128の1動作周期分の遅延が与えられた加算回路12
74自身の出力信号を加算してレジスタ1275、12
76、および、減算回路1277に入力する。レジスタ
1275、1276は、それぞれ加算回路1274の出
力信号をDFT時間窓同期回路128の1動作周期分遅
延させる。
【0069】減算回路1277は、加算回路1274の
出力信号からレジスタ1276の出力信号を減算し、減
算結果をT型フリップフロップ1278、および、比較
回路(COMP)1279に入力する。T型フリップフ
ロップ1278は、減算回路1277の出力信号の論理
値が0から1に変化する際に出力信号の論理値を反転さ
せ、マルチプレクサ1284に入力する。比較回路12
79は、加算回路1274の出力信号を参照値発生回路
(REF)1282から出力されるディジタル形式の第
1の比較電圧信号(REF1)と比較し、この比較結果
をAND回路1281に入力する。比較回路1280
は、減算回路1277の出力信号および参照値発生回路
1282から出力される参照値信号(REF2、およ
び、−REF2)と比較し、比較結果をAND回路12
81に入力する。
出力信号からレジスタ1276の出力信号を減算し、減
算結果をT型フリップフロップ1278、および、比較
回路(COMP)1279に入力する。T型フリップフ
ロップ1278は、減算回路1277の出力信号の論理
値が0から1に変化する際に出力信号の論理値を反転さ
せ、マルチプレクサ1284に入力する。比較回路12
79は、加算回路1274の出力信号を参照値発生回路
(REF)1282から出力されるディジタル形式の第
1の比較電圧信号(REF1)と比較し、この比較結果
をAND回路1281に入力する。比較回路1280
は、減算回路1277の出力信号および参照値発生回路
1282から出力される参照値信号(REF2、およ
び、−REF2)と比較し、比較結果をAND回路12
81に入力する。
【0070】AND回路1281は、比較回路127
9、1280の出力信号の論理積をとり、マルチプレク
サ1284に入力する。参照値発生回路1282は、比
較回路1279、1280で使用される参照値信号(R
EF1、REF2、および、−REF2)を発生する。
マルチプレクサ1283は、T型フリップフロップ12
78の出力信号に基づいて、デコーダ1285から入力
されるカウント値Mおよびカウント値M−2の内からい
ずれか一方を選択してマルチプレクサ1284に入力す
る。マルチプレクサ1284は、マルチプレクサ128
3で選択されたカウント値Mとカウント値M−2の内の
いずれか、および、デコーダ1285から出力されるカ
ウント値M−1の内からいずれかを選択し、制御回路1
286に入力する。カウンタ1286は、マルチプレク
サ1284から入力される信号CLEARを用いてクロ
ック信号をカウントし、カウント値をデコーダ1285
に入力する。デコーダ1285は、カウンタ1286の
カウント値をデコードし、カウント値M〜M−2を検出
してそて検出信号を生成(アサート)してマルチプレク
サ1283、1285に入力するとともに、制御回路1
286の制御に基づいてDFT時間窓信号、および、復
調回路109の各部分の制御を行う制御信号(CNTR
L)を生成して出力する。デコーダ1286から出力さ
れるカウント値とは、デコーダ1285で生成される検
出信号をさす。
9、1280の出力信号の論理積をとり、マルチプレク
サ1284に入力する。参照値発生回路1282は、比
較回路1279、1280で使用される参照値信号(R
EF1、REF2、および、−REF2)を発生する。
マルチプレクサ1283は、T型フリップフロップ12
78の出力信号に基づいて、デコーダ1285から入力
されるカウント値Mおよびカウント値M−2の内からい
ずれか一方を選択してマルチプレクサ1284に入力す
る。マルチプレクサ1284は、マルチプレクサ128
3で選択されたカウント値Mとカウント値M−2の内の
いずれか、および、デコーダ1285から出力されるカ
ウント値M−1の内からいずれかを選択し、制御回路1
286に入力する。カウンタ1286は、マルチプレク
サ1284から入力される信号CLEARを用いてクロ
ック信号をカウントし、カウント値をデコーダ1285
に入力する。デコーダ1285は、カウンタ1286の
カウント値をデコードし、カウント値M〜M−2を検出
してそて検出信号を生成(アサート)してマルチプレク
サ1283、1285に入力するとともに、制御回路1
286の制御に基づいてDFT時間窓信号、および、復
調回路109の各部分の制御を行う制御信号(CNTR
L)を生成して出力する。デコーダ1286から出力さ
れるカウント値とは、デコーダ1285で生成される検
出信号をさす。
【0071】以下、直交周波数多重復調装置2の動作を
説明する。受信信号は受信アンテナ101で補足され、
チュ−ナ102に入力される。チュ−ナ102では受信
信号を周波数変換して中間周波数帯の信号として復調回
路109の乗算回路111、112に入力する。乗算回
路111、112には、それぞれ局部発振器113の出
力信号、および、局部発振器113の出力信号が90゜
移相回路114により90°移相された信号が入力され
ており、これらの信号とチュ−ナ102の出力信号とを
乗算し、チュ−ナ102から出力される中間周波数帯の
信号を基底帯域信号に変換する。これらの基底帯域信号
は、ローパスフィルタ115、116により、それぞれ
不要の高調波成分が除去され、A/D変換回路117、
118に入力される。
説明する。受信信号は受信アンテナ101で補足され、
チュ−ナ102に入力される。チュ−ナ102では受信
信号を周波数変換して中間周波数帯の信号として復調回
路109の乗算回路111、112に入力する。乗算回
路111、112には、それぞれ局部発振器113の出
力信号、および、局部発振器113の出力信号が90゜
移相回路114により90°移相された信号が入力され
ており、これらの信号とチュ−ナ102の出力信号とを
乗算し、チュ−ナ102から出力される中間周波数帯の
信号を基底帯域信号に変換する。これらの基底帯域信号
は、ローパスフィルタ115、116により、それぞれ
不要の高調波成分が除去され、A/D変換回路117、
118に入力される。
【0072】不要な高調波成分が除去された基底帯域信
号は、それぞれA/D変換回路117、118によりデ
ィジタル形式の信号に変換され、さらにそれぞれシリア
ル/パラレル変換回路119、120により並列(パラ
レル)形式の信号に変換され、DFT回路121に入力
される。ディジタル形式の信号に変換されたこれらの信
号は、DFT回路121においてクロック再生回路12
7から出力されるDFT時間窓に基づいて切り取られ、
離散的フーリエ変換(DFT)され、さらにパラレル/
シリアル変換回路122、123によりシリアル形式の
信号に変換され、バッファメモリ124、125に入力
される。
号は、それぞれA/D変換回路117、118によりデ
ィジタル形式の信号に変換され、さらにそれぞれシリア
ル/パラレル変換回路119、120により並列(パラ
レル)形式の信号に変換され、DFT回路121に入力
される。ディジタル形式の信号に変換されたこれらの信
号は、DFT回路121においてクロック再生回路12
7から出力されるDFT時間窓に基づいて切り取られ、
離散的フーリエ変換(DFT)され、さらにパラレル/
シリアル変換回路122、123によりシリアル形式の
信号に変換され、バッファメモリ124、125に入力
される。
【0073】シリアル形式の信号に変換されたこれらの
信号は、バッファメモリ124、125により、変調時
に付加されたガ−ドインタバルの除去等の処理を受け、
ディジタル形式の信号Io および信号Qo として補正回
路140に入力される。局部発振器113は、パラレル
/シリアル変換回路122、123によるDFT処理後
の信号に基づいて、搬送波再生回路126の、例えばコ
スタスル−プによる制御を受けて搬送波信号を再生す
る。
信号は、バッファメモリ124、125により、変調時
に付加されたガ−ドインタバルの除去等の処理を受け、
ディジタル形式の信号Io および信号Qo として補正回
路140に入力される。局部発振器113は、パラレル
/シリアル変換回路122、123によるDFT処理後
の信号に基づいて、搬送波再生回路126の、例えばコ
スタスル−プによる制御を受けて搬送波信号を再生す
る。
【0074】以下、DFT時間窓同期回路128の動作
を説明する。DFT時間窓信号は、カウンタ1286の
出力をデコーダ1285がデコ−ドすることにより生成
される。すなわち、1シンボルの長さがクロック信号C
KのMクロック分である場合、デコーダ1285におい
て、デコーダ1286から入力されるカウント値がM−
1になるとことを検出して検出信号を生成(アサート)
する。この検出信号はマルチプレクサ1284を介して
信号CLEARとしてカウンタ1286に入力され、デ
コーダ1286を初期化(クリア)する。この動作によ
り、デコーダ1285は0〜M−1のM個のクロック信
号CKををカウントする。デコーダ1286は、デコー
ダ1286から入力されるカウント値が所定の値となっ
た際にDFT時間窓信号を生成(アサート)し、DFT
回路121に入力する。
を説明する。DFT時間窓信号は、カウンタ1286の
出力をデコーダ1285がデコ−ドすることにより生成
される。すなわち、1シンボルの長さがクロック信号C
KのMクロック分である場合、デコーダ1285におい
て、デコーダ1286から入力されるカウント値がM−
1になるとことを検出して検出信号を生成(アサート)
する。この検出信号はマルチプレクサ1284を介して
信号CLEARとしてカウンタ1286に入力され、デ
コーダ1286を初期化(クリア)する。この動作によ
り、デコーダ1285は0〜M−1のM個のクロック信
号CKををカウントする。デコーダ1286は、デコー
ダ1286から入力されるカウント値が所定の値となっ
た際にDFT時間窓信号を生成(アサート)し、DFT
回路121に入力する。
【0075】DFT時間窓同期回路128の同期引き込
み動作について説明する。はじめに、カウンタ128
6、デコーダ1285、および、マルチプレクサ128
3、1284は、全体として(M+1)個、または、
(M−1)個のクロック信号CKをカウントするように
設定される。この設定により、DFT時間窓信号の位相
は1シンボルごとに前後に1クロックずつ順次シフトす
る。DFT時間窓信号の位相をシフトしながら送信側で
振幅が0になるように設定した周波数成分(所定の周波
数成分)を評価し、所定の周波数成分の2乗の総和また
は絶対値の総和が最小になる位相を求めることによりD
FT時間窓信号の同期を確定する。DFT回路121に
おいてDFTされ、パラレル/シリアル変換回路12
2、123においてシリアル形式の信号に変換されたI
チャネル信号およびQチャネル信号は、それぞれ2乗回
路1271、1272において2乗され、さらに加算回
路1273においてこの2つの2乗値が加算される。加
算回路1273での加算結果は、DFT回路121から
出力される各係数成分の瞬時エネルギ−に相当する。
み動作について説明する。はじめに、カウンタ128
6、デコーダ1285、および、マルチプレクサ128
3、1284は、全体として(M+1)個、または、
(M−1)個のクロック信号CKをカウントするように
設定される。この設定により、DFT時間窓信号の位相
は1シンボルごとに前後に1クロックずつ順次シフトす
る。DFT時間窓信号の位相をシフトしながら送信側で
振幅が0になるように設定した周波数成分(所定の周波
数成分)を評価し、所定の周波数成分の2乗の総和また
は絶対値の総和が最小になる位相を求めることによりD
FT時間窓信号の同期を確定する。DFT回路121に
おいてDFTされ、パラレル/シリアル変換回路12
2、123においてシリアル形式の信号に変換されたI
チャネル信号およびQチャネル信号は、それぞれ2乗回
路1271、1272において2乗され、さらに加算回
路1273においてこの2つの2乗値が加算される。加
算回路1273での加算結果は、DFT回路121から
出力される各係数成分の瞬時エネルギ−に相当する。
【0076】この瞬時エネルギ−の内、所定の周波数成
分についてのエネルギ−をシンボルごとに計算する。つ
まり、レジスタ1275は、デコーダ1285からの制
御信号CNTRLによりDFT時間窓信号がアサートさ
れる直前にクリアされ、DFT回路121の係数の内、
送信側で所定の周波数成分に対応する係数成分のみを加
算回路1274で累加算する。これらの制御はデコーダ
1285からの制御信号CNTRLにより行われる。一
つのシンボルについて計算された累積和は、レジスタ1
276に格納される。減算回路1277は、該時点です
でにレジスタ1276に格納されている前のシンボルに
ついての累積和と新たな累積和との差を計算する。減算
回路1277の減算結果が正である場合、本来0である
べき最新のシンボルの所定の周波数成分の振幅が0でな
く、しかも一つ前のシンボルの所定の周波数成分の振幅
よりも大きくなっていることを意味する。従って、DF
T時間窓信号の位相をシフトした方向が逆であったとこ
とを意味するので、DFT時間窓信号の位相を反対方向
にシフトするようにT型フリップフロップ1278を制
御して状態を逆転させる。
分についてのエネルギ−をシンボルごとに計算する。つ
まり、レジスタ1275は、デコーダ1285からの制
御信号CNTRLによりDFT時間窓信号がアサートさ
れる直前にクリアされ、DFT回路121の係数の内、
送信側で所定の周波数成分に対応する係数成分のみを加
算回路1274で累加算する。これらの制御はデコーダ
1285からの制御信号CNTRLにより行われる。一
つのシンボルについて計算された累積和は、レジスタ1
276に格納される。減算回路1277は、該時点です
でにレジスタ1276に格納されている前のシンボルに
ついての累積和と新たな累積和との差を計算する。減算
回路1277の減算結果が正である場合、本来0である
べき最新のシンボルの所定の周波数成分の振幅が0でな
く、しかも一つ前のシンボルの所定の周波数成分の振幅
よりも大きくなっていることを意味する。従って、DF
T時間窓信号の位相をシフトした方向が逆であったとこ
とを意味するので、DFT時間窓信号の位相を反対方向
にシフトするようにT型フリップフロップ1278を制
御して状態を逆転させる。
【0077】T型フリップフロップ1278はマルチプ
レクサ1283を制御しており、デコーダ1285から
の出力デコ−ド値(M−2)とMを切り替えている。す
なわち、最初デコーダ1285のカウント値(M−2)
を選択していた場合において、マルチプレクサ1283
はマルチプレクサ1284を介してカウンタ1286を
クロック信号CK(M−1)クロックごとにクリアす
る。従って、DFT時間窓信号の位相は1シンボルごと
に1クロック位相が進む。ここで、T型フリップフロッ
プ109の状態が逆転するとマルチプレクサ1283は
デコーダ1285のデコ−ド値Mを選択し、さらにマル
チプレクサ1284を介してカウンタ1286を(M+
1)クロックごとにクリアする動作をする。従って、D
FT時間窓信号の位相を1シンボルごとに1クロックず
つ遅らせるようになる。
レクサ1283を制御しており、デコーダ1285から
の出力デコ−ド値(M−2)とMを切り替えている。す
なわち、最初デコーダ1285のカウント値(M−2)
を選択していた場合において、マルチプレクサ1283
はマルチプレクサ1284を介してカウンタ1286を
クロック信号CK(M−1)クロックごとにクリアす
る。従って、DFT時間窓信号の位相は1シンボルごと
に1クロック位相が進む。ここで、T型フリップフロッ
プ109の状態が逆転するとマルチプレクサ1283は
デコーダ1285のデコ−ド値Mを選択し、さらにマル
チプレクサ1284を介してカウンタ1286を(M+
1)クロックごとにクリアする動作をする。従って、D
FT時間窓信号の位相を1シンボルごとに1クロックず
つ遅らせるようになる。
【0078】すなわち、上述の回路動作により、DFT
時間窓信号の位相が図5を参照して後述するΣDの底の
部分を行ったり来たりしている状態になる。これは、D
FT時間窓位相がΣDの底の部分になるようにする制御
に相当し、DFT時間窓信号の位相は常に底の部分を移
動しており、安定して止まることはない。このように、
DFT時間窓信号の位相が動いていると安定した復調を
行うことができない。従って、DFT時間窓信号の位相
をΣDの底のどこかに安定に止めておく必要がある。そ
こで、比較回路1279、1280およびAND回路1
281からなる回路でこの状態を検出し、マルチプレク
サ1284がデコーダ1285のカウント値(M−1)
側を選択するように設定し、カウンタ1286のカウン
ト数をMに設定し、DFT時間窓信号の位相のシフトを
停止する。
時間窓信号の位相が図5を参照して後述するΣDの底の
部分を行ったり来たりしている状態になる。これは、D
FT時間窓位相がΣDの底の部分になるようにする制御
に相当し、DFT時間窓信号の位相は常に底の部分を移
動しており、安定して止まることはない。このように、
DFT時間窓信号の位相が動いていると安定した復調を
行うことができない。従って、DFT時間窓信号の位相
をΣDの底のどこかに安定に止めておく必要がある。そ
こで、比較回路1279、1280およびAND回路1
281からなる回路でこの状態を検出し、マルチプレク
サ1284がデコーダ1285のカウント値(M−1)
側を選択するように設定し、カウンタ1286のカウン
ト数をMに設定し、DFT時間窓信号の位相のシフトを
停止する。
【0079】図5における底の部分ではΣDは十分小さ
いので、比較回路1279で加算回路1274から出力
される累積瞬時エネルギ−の値を参照値REF1と比較
する。ここで、累積瞬時エネルギーが基準電圧REF1
よりも小さい場合、比較回路1279が論理値1を出力
する。また、ΣDの底の部分ではDFT時間窓信号の位
相が1クロック程度ずれてもΣDの変化はごく小さいの
で、減算回路1277出力信号を比較回路1280で比
較する。ずなわち、比較回路1280は、減算回路12
77出力信号の値が参照値−REF2〜参照値REF2
の範囲内にある場合に論理値1を出し、この比較回路1
279、1280の比較結果をAND回路1281で論
理積をとり、マルチプレクサ1284を制御する。以上
でDFT時間窓同期回路128のDFT時間窓同期位相
の引き込み動作は完了する。
いので、比較回路1279で加算回路1274から出力
される累積瞬時エネルギ−の値を参照値REF1と比較
する。ここで、累積瞬時エネルギーが基準電圧REF1
よりも小さい場合、比較回路1279が論理値1を出力
する。また、ΣDの底の部分ではDFT時間窓信号の位
相が1クロック程度ずれてもΣDの変化はごく小さいの
で、減算回路1277出力信号を比較回路1280で比
較する。ずなわち、比較回路1280は、減算回路12
77出力信号の値が参照値−REF2〜参照値REF2
の範囲内にある場合に論理値1を出し、この比較回路1
279、1280の比較結果をAND回路1281で論
理積をとり、マルチプレクサ1284を制御する。以上
でDFT時間窓同期回路128のDFT時間窓同期位相
の引き込み動作は完了する。
【0080】この実施例ではカウンタを(M−1)或い
は(M+1)に設定することで1シンボルで1クロック
ずつのDFT時間窓のシフトを行っていたが、カウンタ
のカウント値をさらに変更できるように構成し、減算回
路1277の出力信号に従ってシフト量を変更してもよ
い。また、引き込み動作の完了は実施例では比較回路1
279、1280の出力をアンドゲ−ト回路116で単
純に論理演算して判断しているが、マイクロコンピュ−
タを用いてもっと複雑な論理で引き込み制御を行っても
よい。
は(M+1)に設定することで1シンボルで1クロック
ずつのDFT時間窓のシフトを行っていたが、カウンタ
のカウント値をさらに変更できるように構成し、減算回
路1277の出力信号に従ってシフト量を変更してもよ
い。また、引き込み動作の完了は実施例では比較回路1
279、1280の出力をアンドゲ−ト回路116で単
純に論理演算して判断しているが、マイクロコンピュ−
タを用いてもっと複雑な論理で引き込み制御を行っても
よい。
【0081】図6は、上述したDFT時間窓同期回路1
28の処理を示すフローチャートである。図6におい
て、ステップ61(S61)において、DFT時間窓同
期回路128はそのシンボルにおける瞬時エネルギーを
算出する。ステップ62(S62)において、DFT時
間窓同期回路128は、瞬時エネルギーの総和を算出し
て所定の周波数成分(無信号成分)のエネルギーを計算
する。ステップ63(S63)において、DFT時間窓
同期回路128は、算出された無信号成分のエネルギー
をレジスタに記憶する。ステップ64(S64)におい
て、DFT時間窓同期回路128は、その時点での無信
号成分のエネルギーとその前のシンボルの無信号成分と
を比較し、このその時点での無信号成分のエネルギーが
増加している場合S65の処理に進み、減少している場
合、S66の処理に進む。その時点での無信号成分の増
減が所定の範囲内であれば、S61の処理に進む。ステ
ップ65(S65)において、DFT時間窓同期回路1
28は、DFT時間窓信号の位相をそれまでと逆の方向
にシフトする。ステップ66(S66)において、DF
T時間窓同期回路128は、DFT時間窓信号の位相を
それまでと同じ方向にシフトする。
28の処理を示すフローチャートである。図6におい
て、ステップ61(S61)において、DFT時間窓同
期回路128はそのシンボルにおける瞬時エネルギーを
算出する。ステップ62(S62)において、DFT時
間窓同期回路128は、瞬時エネルギーの総和を算出し
て所定の周波数成分(無信号成分)のエネルギーを計算
する。ステップ63(S63)において、DFT時間窓
同期回路128は、算出された無信号成分のエネルギー
をレジスタに記憶する。ステップ64(S64)におい
て、DFT時間窓同期回路128は、その時点での無信
号成分のエネルギーとその前のシンボルの無信号成分と
を比較し、このその時点での無信号成分のエネルギーが
増加している場合S65の処理に進み、減少している場
合、S66の処理に進む。その時点での無信号成分の増
減が所定の範囲内であれば、S61の処理に進む。ステ
ップ65(S65)において、DFT時間窓同期回路1
28は、DFT時間窓信号の位相をそれまでと逆の方向
にシフトする。ステップ66(S66)において、DF
T時間窓同期回路128は、DFT時間窓信号の位相を
それまでと同じ方向にシフトする。
【0082】以下、上述したDFT時間窓信号の引き込
み動作の原理を説明する。送信側で直交周波数多重信号
の所定の周波数成分の振幅が0になるように離散的逆フ
−リエ変換して変調を行い、このように生成された直交
周波数多重信号を受信側で離散的フ−リエ変換して復調
する場合、DFT時間窓信号の同期が確立していれば所
定の周波数成分の離散的フ−リエ変換係数は0となる。
一方、DFT時間窓の同期が確立していない場合には該
所定の周波数成分の離散的フ−リエ変換係数は0とはな
らない。そこで離散的フ−リエ変換器出力のうち、この
送信側で設定した特定搬送波を監視し、その絶対値和あ
るいは2乗和を最小となるように制御することで窓の同
期を確立することができる。
み動作の原理を説明する。送信側で直交周波数多重信号
の所定の周波数成分の振幅が0になるように離散的逆フ
−リエ変換して変調を行い、このように生成された直交
周波数多重信号を受信側で離散的フ−リエ変換して復調
する場合、DFT時間窓信号の同期が確立していれば所
定の周波数成分の離散的フ−リエ変換係数は0となる。
一方、DFT時間窓の同期が確立していない場合には該
所定の周波数成分の離散的フ−リエ変換係数は0とはな
らない。そこで離散的フ−リエ変換器出力のうち、この
送信側で設定した特定搬送波を監視し、その絶対値和あ
るいは2乗和を最小となるように制御することで窓の同
期を確立することができる。
【0083】上述の原理を図4および図5を参照して説
明する。図4は、図1に示した受信信号のフレーム構成
の一部を示す図である。図5は、送信側で振幅が0にな
るように設定した周波数成分のDFT出力の絶対値和あ
るいは2乗和をΣDとし、DFT時間窓の位相誤差をΔ
φとしてそれらの関係を示すグラフである。図4に示す
ような直交周波数多重信号を考える。ここで、送信側で
の離散的逆フ−リエ変換の時間窓をTa 、ガ−ドインタ
バルをTg 、シンボル時間をTs とする。受信側でのD
FT時間窓がひとつのシンボル内にある場合は、所定の
周波数成分のDFT係数は0となるが、DFT時間窓が
ふたつのシンボルにまたがるときはこの送信側で設定し
た周波数成分は0にはならない。すなわち図5に示すよ
うに、移相誤差Δφが0でなくとも、その前後のある程
度の範囲にΔφの値が入っていればDFT出力の絶対値
和または2乗和ΣDが0になる。これは、ガ−ドインタ
バルの効果のためである。図5においては、DFT出力
の絶対値和または2乗和ΣDはある範囲で0となるが、
実際の伝送系においては、伝送途中で雑音やマルチパス
等の各種の妨害が付加される。従って、必ずしもΣDは
0になるとは限らない。しかしながらDFT時間窓信号
の位相の同期が取れていれば、DFT出力の絶対値和ま
たは2乗和ΣDは最小になるはずである。よって、この
DFT出力の絶対値和または2乗和ΣDを最小にするよ
うにDFT時間窓信号の位相を制御することによって、
DFT時間窓信号の位相の同期を確立することができ
る。
明する。図4は、図1に示した受信信号のフレーム構成
の一部を示す図である。図5は、送信側で振幅が0にな
るように設定した周波数成分のDFT出力の絶対値和あ
るいは2乗和をΣDとし、DFT時間窓の位相誤差をΔ
φとしてそれらの関係を示すグラフである。図4に示す
ような直交周波数多重信号を考える。ここで、送信側で
の離散的逆フ−リエ変換の時間窓をTa 、ガ−ドインタ
バルをTg 、シンボル時間をTs とする。受信側でのD
FT時間窓がひとつのシンボル内にある場合は、所定の
周波数成分のDFT係数は0となるが、DFT時間窓が
ふたつのシンボルにまたがるときはこの送信側で設定し
た周波数成分は0にはならない。すなわち図5に示すよ
うに、移相誤差Δφが0でなくとも、その前後のある程
度の範囲にΔφの値が入っていればDFT出力の絶対値
和または2乗和ΣDが0になる。これは、ガ−ドインタ
バルの効果のためである。図5においては、DFT出力
の絶対値和または2乗和ΣDはある範囲で0となるが、
実際の伝送系においては、伝送途中で雑音やマルチパス
等の各種の妨害が付加される。従って、必ずしもΣDは
0になるとは限らない。しかしながらDFT時間窓信号
の位相の同期が取れていれば、DFT出力の絶対値和ま
たは2乗和ΣDは最小になるはずである。よって、この
DFT出力の絶対値和または2乗和ΣDを最小にするよ
うにDFT時間窓信号の位相を制御することによって、
DFT時間窓信号の位相の同期を確立することができ
る。
【0084】以下、本発明の第2の実施例を説明する。
図7は、本発明の直交周波数多重変調装置3の構成を示
す図である。本発明の直交周波数多重変調装置3は、従
来の技術として示した直交周波数多重復調装置85と同
一の構成を有するが、離散的逆フ−リエ変換回路303
で行う処理内容が異なっている。図7において、シリア
ル/パラレル変換回路301、302は、入力されるデ
ィジタル形式のIチャネル信号およびQチャネル信号を
シリアル/パラレル変換して離散的逆フ−リエ変換回路
303に入力する。離散的逆フ−リエ変換回路(IDF
T)303は、シリアル/パラレル変換回路301、3
02から入力されるIチャネル信号およびQチャネル信
号を周波数領域から時間領域に変換(IDFT)し、パ
ラレル/シリアル変換回路304、305に入力する。
IDFTの演算は次式で表される。
図7は、本発明の直交周波数多重変調装置3の構成を示
す図である。本発明の直交周波数多重変調装置3は、従
来の技術として示した直交周波数多重復調装置85と同
一の構成を有するが、離散的逆フ−リエ変換回路303
で行う処理内容が異なっている。図7において、シリア
ル/パラレル変換回路301、302は、入力されるデ
ィジタル形式のIチャネル信号およびQチャネル信号を
シリアル/パラレル変換して離散的逆フ−リエ変換回路
303に入力する。離散的逆フ−リエ変換回路(IDF
T)303は、シリアル/パラレル変換回路301、3
02から入力されるIチャネル信号およびQチャネル信
号を周波数領域から時間領域に変換(IDFT)し、パ
ラレル/シリアル変換回路304、305に入力する。
IDFTの演算は次式で表される。
【0085】
【数18】
【0086】この際、離散的逆フ−リエ変換回路303
は、予め直交周波数多重復調装置2との間で取り決めら
れた所定の周波数成分に相当する離散的逆フーリエ変換
(IDFT)係数が0になるようにIDFTを行う。
は、予め直交周波数多重復調装置2との間で取り決めら
れた所定の周波数成分に相当する離散的逆フーリエ変換
(IDFT)係数が0になるようにIDFTを行う。
【0087】パラレル/シリアル変換回路(P/S)3
04、305は、離散的逆フ−リエ変換回路303の出
力信号(係数)をパラレル/変換し、バッファメモリ3
06、307に入力する。バッファメモリ(BM)30
6、307は、パラレル/シリアル変換回路304、3
05から入力される信号にガードインターバルを付加す
る等の処理を行い、D/A変換回路308、309に入
力する。D/A変換回路308、309は、バッファメ
モリ306、307から入力されるディジタル形式の信
号をアナログ形式の信号に変換してローパスフィルタ3
10、312に入力する。乗算回路312、313は、
それぞれ局部発振器314から入力される搬送波信号、
および、この搬送波信号が90°移相回路315で90
°移相された信号とロ−パスフィルタ310、311の
出力信号を乗算し、加算回路316に入力する。局部発
振器314は、搬送波信号を生成して、乗算回路312
および90°移相回路315に入力する。90゜移相回
路(H)315は、局部発振器316から入力される搬
送波信号を90°移相し、乗算回路313に入力する。
バンドパスフィルタ(BPF)317は、加算回路31
6の出力信号を所定の帯域幅に制限してRFコンバ−タ
318に入力する。RFコンバ−タ318は、バンドパ
スフィルタ317の出力信号を送信周波数に変換し、送
信アンテナ319から送信信号として送出する。
04、305は、離散的逆フ−リエ変換回路303の出
力信号(係数)をパラレル/変換し、バッファメモリ3
06、307に入力する。バッファメモリ(BM)30
6、307は、パラレル/シリアル変換回路304、3
05から入力される信号にガードインターバルを付加す
る等の処理を行い、D/A変換回路308、309に入
力する。D/A変換回路308、309は、バッファメ
モリ306、307から入力されるディジタル形式の信
号をアナログ形式の信号に変換してローパスフィルタ3
10、312に入力する。乗算回路312、313は、
それぞれ局部発振器314から入力される搬送波信号、
および、この搬送波信号が90°移相回路315で90
°移相された信号とロ−パスフィルタ310、311の
出力信号を乗算し、加算回路316に入力する。局部発
振器314は、搬送波信号を生成して、乗算回路312
および90°移相回路315に入力する。90゜移相回
路(H)315は、局部発振器316から入力される搬
送波信号を90°移相し、乗算回路313に入力する。
バンドパスフィルタ(BPF)317は、加算回路31
6の出力信号を所定の帯域幅に制限してRFコンバ−タ
318に入力する。RFコンバ−タ318は、バンドパ
スフィルタ317の出力信号を送信周波数に変換し、送
信アンテナ319から送信信号として送出する。
【0088】以下、直交周波数多重変調装置3の動作を
説明する。Iチャネル信号およびQチャネル信号は、そ
れぞれシリアル/パラレル変換回路301、302に入
力される。なお、Iチャネル信号およびQチャネル信号
には、後述の離散的フーリエ変換(DFT)処理に必要
な時間窓信号の生成および同期のために使用される同期
信号が付加されている。シリアル/パラレル変換回路3
01、302は、Iチャネル信号およびQチャネル信号
をシリアル/パラレル変換してこれらの並列デ−タを生
成し、離散的逆フ−リエ変換回路303に入力する。離
散的逆フ−リエ変換回路303は、並列形式のIチャネ
ル信号およびQチャネル信号を離散的逆フ−リエ変換
(IDFT)して時間領域の信号に変換する。ここで、
離散的逆フ−リエ変換回路305においては、上述した
所定の周波数成分が0になるように演算が行われる。
説明する。Iチャネル信号およびQチャネル信号は、そ
れぞれシリアル/パラレル変換回路301、302に入
力される。なお、Iチャネル信号およびQチャネル信号
には、後述の離散的フーリエ変換(DFT)処理に必要
な時間窓信号の生成および同期のために使用される同期
信号が付加されている。シリアル/パラレル変換回路3
01、302は、Iチャネル信号およびQチャネル信号
をシリアル/パラレル変換してこれらの並列デ−タを生
成し、離散的逆フ−リエ変換回路303に入力する。離
散的逆フ−リエ変換回路303は、並列形式のIチャネ
ル信号およびQチャネル信号を離散的逆フ−リエ変換
(IDFT)して時間領域の信号に変換する。ここで、
離散的逆フ−リエ変換回路305においては、上述した
所定の周波数成分が0になるように演算が行われる。
【0089】離散的逆フ−リエ変換回路303において
得られた2つの並列形式の時間領域の信号はそれぞれ、
パラレル/シリアル変換回路304、305で時間的に
より直列の信号に変換され、さらにバッファメモリ30
6、307に上述のガ−ドインターバルが付加され、D
/A変換回路308、309に入力される。ガードイン
ターバルが付加されたこれらの信号は、D/A変換回路
308、309によりアナログ形式の信号に変換され、
ロ−パスフィルタ310、311に入力される。アナロ
グ形式の信号に変換されたこれらの信号は、ロ−パスフ
ィルタ310、311によりフィルタリングされて折り
返し信号成分が除去され、乗算回路312、313に入
力される。
得られた2つの並列形式の時間領域の信号はそれぞれ、
パラレル/シリアル変換回路304、305で時間的に
より直列の信号に変換され、さらにバッファメモリ30
6、307に上述のガ−ドインターバルが付加され、D
/A変換回路308、309に入力される。ガードイン
ターバルが付加されたこれらの信号は、D/A変換回路
308、309によりアナログ形式の信号に変換され、
ロ−パスフィルタ310、311に入力される。アナロ
グ形式の信号に変換されたこれらの信号は、ロ−パスフ
ィルタ310、311によりフィルタリングされて折り
返し信号成分が除去され、乗算回路312、313に入
力される。
【0090】折り返し信号成分が除去されたこれらの信
号は、乗算回路312、313により、それぞれ局部発
振器314から出力される搬送波信号、および、この搬
送波信号が90°移相回路315により90°移相され
た搬送波信号と乗算される。乗算回路312、313に
より変調されたそれぞれの搬送波信号は加算回路316
により加算され、合成される。加算回路316により合
成された信号は、バンドパスフィルタ317により所定
の帯域幅に制限され、RFコンバ−タ318に入力され
る。加算回路316により帯域制限された信号は、RF
コンバ−タ318により所望の周波数に周波数変換さ
れ、送信アンテナ319より送信信号として出力され
る。本発明の同調回路は上述した各実施例に示すほか、
例えば実施例中に変形例として示したように、種々の構
成をとることができる。
号は、乗算回路312、313により、それぞれ局部発
振器314から出力される搬送波信号、および、この搬
送波信号が90°移相回路315により90°移相され
た搬送波信号と乗算される。乗算回路312、313に
より変調されたそれぞれの搬送波信号は加算回路316
により加算され、合成される。加算回路316により合
成された信号は、バンドパスフィルタ317により所定
の帯域幅に制限され、RFコンバ−タ318に入力され
る。加算回路316により帯域制限された信号は、RF
コンバ−タ318により所望の周波数に周波数変換さ
れ、送信アンテナ319より送信信号として出力され
る。本発明の同調回路は上述した各実施例に示すほか、
例えば実施例中に変形例として示したように、種々の構
成をとることができる。
【0091】
【発明の効果】以上述べたように本発明のディジタル変
調装置および復調装置によれば、外乱の多い伝送路を経
た直交周波数多重信号から正確に同期シンボルを検出す
ることが可能である。また、このシンボルに基づいて正
確なDFT時間窓信号を得ることが可能である。また、
伝送効率の向上およびクロック信号再生動作の安定とい
う矛盾する要請を同時に満足するディジタル変調装置お
よび復調装置を提供することができる。
調装置および復調装置によれば、外乱の多い伝送路を経
た直交周波数多重信号から正確に同期シンボルを検出す
ることが可能である。また、このシンボルに基づいて正
確なDFT時間窓信号を得ることが可能である。また、
伝送効率の向上およびクロック信号再生動作の安定とい
う矛盾する要請を同時に満足するディジタル変調装置お
よび復調装置を提供することができる。
【図1】本発明の直交周波数多重復調装置の構成を示す
図である。
図である。
【図2】図1に示した復調回路の構成を示す図である。
【図3】図2に示したDFT時間窓同期回路の構成を示
す図である。
す図である。
【図4】図1に示した受信信号のフレーム構成の一部を
示す図である。
示す図である。
【図5】送信側で振幅が0になるように設定した周波数
成分のDFT出力の絶対値和あるいは2乗和をΣDと
し、DFT時間窓の位相誤差をΔφとしてそれらの関係
を示すグラフである。
成分のDFT出力の絶対値和あるいは2乗和をΣDと
し、DFT時間窓の位相誤差をΔφとしてそれらの関係
を示すグラフである。
【図6】図2に示したDFT時間窓同期回路の処理を示
すフローチャートである。
すフローチャートである。
【図7】本発明の直交周波数多重変調装置の構成を示す
図である。
図である。
【図8】直交周波数多重方式の各搬送信号による情報伝
達を説明する図であって、#k(kは整数)に示す信号
は、それぞれ時間区間(シンボル区間)Ts において、
周期Ts /kの搬送波信号波形を示し、(a),(b)
はそれぞれ伝送すべき情報の値1,0の場合の搬送波信
号波形を示す。
達を説明する図であって、#k(kは整数)に示す信号
は、それぞれ時間区間(シンボル区間)Ts において、
周期Ts /kの搬送波信号波形を示し、(a),(b)
はそれぞれ伝送すべき情報の値1,0の場合の搬送波信
号波形を示す。
【図9】従来の直交周波数多重変調装置の構成を示す図
である。
である。
【図10】従来の直交周波数多重復調装置の構成を示す
図である。
図である。
【図11】従来の直交周波数多重信号のフレーム構成を
例示する図である。
例示する図である。
【図12】図10に示したクロック再生回路の構成を示
す図である。
す図である。
2・・・直交周波数多重復調装置、101・・・受信ア
ンテナ、102・・・チューナ、109・・・復調回
路、111,112・・・乗算回路、113・・・局部
発振器、114・・・90°位相回路、115,116
・・・ローパスフィルター、117,118・・・アナ
ログ/ディジタル変換回路、119,120・・・シリ
アル/パラレル変換回路,121・・・DFT回路、1
22,123・・・パラレル/シリアル変換回路、12
4,125・・・バッファメモリ、126・・・搬送波
信号再生回路、127・・・クロック再生回路、128
・・・DFT時間窓同期回路、1271,1272・・
・2乗回路、1273,1274・・・加算回路、12
75,1276・・・レジスタ、1278・・・T型フ
リップフロップ、1279,1280・・・比較回路、
1281・・・AND回路、1282・・・参照値発生
回路、1283,1284・・・マルチプレクサ、12
85・・・デコーダ、1286・・・カウンタ、3・・
・直交周波数多重変調装置、301,302・・・シリ
アル/パラレル変換回路、303・・・離散的逆フ−リ
エ変換回路、304,305・・・パラレル/シリアル
変換回路、306,307・・・バッファメモリ、31
0,311・・・ロ−パスフィルタ、312,313・
・・乗算回路、316・・・加算回路、317・・・バ
ンドパスフィルタ、318・・・RFコンバ−タ、31
9・・・送信アンテナ
ンテナ、102・・・チューナ、109・・・復調回
路、111,112・・・乗算回路、113・・・局部
発振器、114・・・90°位相回路、115,116
・・・ローパスフィルター、117,118・・・アナ
ログ/ディジタル変換回路、119,120・・・シリ
アル/パラレル変換回路,121・・・DFT回路、1
22,123・・・パラレル/シリアル変換回路、12
4,125・・・バッファメモリ、126・・・搬送波
信号再生回路、127・・・クロック再生回路、128
・・・DFT時間窓同期回路、1271,1272・・
・2乗回路、1273,1274・・・加算回路、12
75,1276・・・レジスタ、1278・・・T型フ
リップフロップ、1279,1280・・・比較回路、
1281・・・AND回路、1282・・・参照値発生
回路、1283,1284・・・マルチプレクサ、12
85・・・デコーダ、1286・・・カウンタ、3・・
・直交周波数多重変調装置、301,302・・・シリ
アル/パラレル変換回路、303・・・離散的逆フ−リ
エ変換回路、304,305・・・パラレル/シリアル
変換回路、306,307・・・バッファメモリ、31
0,311・・・ロ−パスフィルタ、312,313・
・・乗算回路、316・・・加算回路、317・・・バ
ンドパスフィルタ、318・・・RFコンバ−タ、31
9・・・送信アンテナ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 宮戸 良和 東京都品川区北品川6丁目7番35号 ソニ ー株式会社内
Claims (11)
- 【請求項1】所定の周波数成分を除いた直交周波数多重
信号を生成する直交周波数多重信号生成手段を有するこ
とを特徴とするディジタル変調装置。 - 【請求項2】前記直交周波数多重信号生成手段は、伝送
すべきデータを周波数領域から時間領域に変換するにあ
たり、前記周波数領域の所定の周波数成分を所定の固定
値として前記所定の周波数成分を除くことを特徴とする
請求項1に記載のディジタル変調装置。 - 【請求項3】前記周波数領域から時間領域への変換は、
離散的逆フーリエ変換であることを特徴とする請求項2
に記載のディジタル変調装置。 - 【請求項4】直交周波数多重信号復調手段と、 信号強度算出手段と、 時間窓信号を生成する時間窓信号生成手段とを有し、 前記直交周波数多重信号復調手段は、所定の周波数成分
を除いた直交周波数多重信号を受信し、前記時間窓信号
に基づいて該直交周波数多重信号の有効部分を取り出し
て復調し、 前記信号強度算出手段は、該直交周波数多重信号の復調
結果の内の前記所定の周波数成分の強度を算出し、 前記時間窓信号生成手段は、前記所定の周波数成分の強
度が所定の範囲内になるように前記時間窓信号の位相を
制御するディジタル復調装置。 - 【請求項5】前記直交周波数多重信号復調手段は、前記
直交周波数多重信号を時間領域から周波数領域へ変換し
て復調することを特徴とする請求項4に記載のディジタ
ル復調装置。 - 【請求項6】前記時間領域から周波数領域への変換は、
離散的フーリエ変換であることを特徴とする請求項5に
記載のディジタル復調装置。 - 【請求項7】前記信号強度算出手段は、ある時点の前記
フーリエ変換の結果の内、前記所定の周波数成分に対応
する係数を順次2乗し、該2乗の値を順次累加算して当
該シンボルに対応する2乗の値の総和を算出し、前記所
定の周波数成分の強度を算出することを特徴とする請求
項6に記載のディジタル復調装置。 - 【請求項8】前記信号強度算出手段は、ある時点の前記
フーリエ変換の結果の内、前記所定の周波数成分に対応
する係数の絶対値を算出し、該絶対値を順次累加算して
当該シンボルに対応する絶対値の総和を算出し、前記所
定の周波数成分の強度を算出することを特徴とする請求
項6に記載のディジタル復調装置。 - 【請求項9】前記信号強度算出手段は、算出された前記
所定の周波数成分の強度を順次記憶し、 前記時間窓信号生成手段は、あるシンボルの前記所定の
周波数成分の強度、および、該シンボル以前のシンボル
の前記所定の周波数成分の強度を比較し、該シンボルの
前記所定の周波数成分の強度が増加した場合には位相シ
フトの方向を逆転させて前記時間窓信号を移相し、該シ
ンボルの前記所定の周波数成分の強度が減少した場合に
はその時点の位相シフトの方向のまま前記窓信号を移相
する位相シフト手段とを有することを特徴とする請求項
7または8に記載のディジタル復調装置。 - 【請求項10】前記時間窓信号生成手段は、前記所定の
周波数成分の強度の増減が所定の範囲内である場合に
は、前記時間窓信号の移相を行わないことを特徴とする
請求項9に記載のディジタル復調装置。 - 【請求項11】請求項1〜3のいずれかに記載のディジ
タル変調装置により直交周波数多重信号を生成して伝送
し、 請求項4〜10のいずれかに記載のディジタル復調装置
により該直交周波数多重信号を受信して復調するディジ
タル通信システム。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5184243A JPH0746208A (ja) | 1993-07-26 | 1993-07-26 | ディジタル変調装置および復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5184243A JPH0746208A (ja) | 1993-07-26 | 1993-07-26 | ディジタル変調装置および復調装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0746208A true JPH0746208A (ja) | 1995-02-14 |
Family
ID=16149894
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP5184243A Pending JPH0746208A (ja) | 1993-07-26 | 1993-07-26 | ディジタル変調装置および復調装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0746208A (ja) |
-
1993
- 1993-07-26 JP JP5184243A patent/JPH0746208A/ja active Pending
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