DE19738780A1

DE19738780A1 - Verfahren und Schaltungsanordnung zur Korrektur von Phasen- und/oder Frequenzfehlern digitaler Multicarrier-Signale

Info

Publication number: DE19738780A1
Application number: DE19738780A
Authority: DE
Inventors: Claus Dipl Ing Muschallik; Veit Dipl Ing Armbruster
Original assignee: Deutsche Thomson Brandt GmbH
Current assignee: Deutsche Thomson Brandt GmbH
Priority date: 1997-09-04
Filing date: 1997-09-04
Publication date: 1999-03-11
Also published as: CN1136700C; DE69818933T2; CN1213920A; JPH11154926A; EP0901259A2; JP4149044B2; US6304545B1; EP0901259B1; EP0901259A3; DE69818933D1

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zur Korrektur von Phasen- und/oder Frequenzfehlern digitaler Multicarrier-Signale, die insbesondere gemäß dem OFDM-Verfahren übertragen worden sind.

Stand der Technik

Für die Übertragung digital terrestrischer Rundfunk- und Fernsehsignale z. B. gemäß der DAB- oder DVB-T-Norm findet das sogenannte OFDM (Orthogonaly Frequency Division Multiplexing) Modulationsverfahren Anwendung. Bei diesem Verfahren wird eine Vielzahl modulierter Träger verwendet, die im Frequenzmultiplex übertragen werden. Dieses bringt verschiedene Vorteile mit sich, wie z. B. eine verbesserte Bandbreitenausnutzung oder eine Verminderung von Störeffekten durch Mehrwegeempfang. Ein Nachteil von dem OFDM-Verfahren gegenüber Einträger-Modulationsverfahren ist jedoch die Notwendigkeit einer genauen Wiederherstellung der ursprünglich übertragenen Trägersignale in Frequenz und Phase. Dieses verursacht eine erhöhte Empfindlichkeit gegenüber Frequenzabweichungen und Phasenrauschen und stellt damit härtere Anforderungen an die Frequenz- und Phasenreinheit der im Empfänger für die Frequenzumsetzung verwendeten Oszillatoren.

Die Phasen- bzw. Frequenzfehler können in zwei Anteile getrennt werden. Der sogenannte Eigenrauschanteil stellt hierbei den Rauschanteil des jeweiligen Trägers dar, der von ihm selber verursacht und auf sich selbst abgebildet wird. Der sogenannte Fremdrauschanteil beruht dagegen auf Nachbarträgerstörungen durch den sogenannten Leckeffekt der im Empfänger zur Demodulation eingesetzten Fast-Fourier- Transformation (FFT).

Aus Robertson P., Kaiser S.: "Analysis of the Effects of Phase-Noise in Orthogonal Frequency Division Multiplex (OFDM) Systems", ICC 1995, Seiten 1652-1657 ist ein Verfahren bekannt, mit dem der Eigenrauschanteil des Fehlers abgeschätzt und korrigiert werden kann. Im Empfänger wird hierbei nach der FFT durch eine Mittelwertbildung aller Träger eine gemeinsame Rotationsphase ϕ_e ermittelt. Anschließend werden alle Träger durch Multiplikation mit dem Faktor e⁻^jϕe um diesen auch Common Phase Error (CPE) genannten Fehler zurückgedreht. Dadurch wird der Eigenrauschanteil vollständig oder doch zumindest teilweise korrigiert. Der Fremdrauschanteil kann jedoch weder mit dieser noch mit anderen bekannten Methoden korrigiert werden, ist aber zur Verbesserung des Störabstandes sehr wünschenswert.

Erfindung

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zur Korrektur von Phasen- und/oder Frequenzfehlern digitaler Multicarrier-Signale anzugeben, welches eine Abschätzung und Korrektur des gesamten Phasenfehlers, der sich aus den Eigen- und Fremdrauschanteilen ergibt, ermöglicht. Diese Aufgabe wird durch das in Anspruch 1 angegebene Verfahren gelöst.

Der Erfindung liegt die weitere Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung zur Anwendung des erfindungsgemäßen Verfahrens anzugeben. Diese Aufgabe wird durch die in Anspruch 10 angegebene Schaltungsanordnung gelöst.

Die Korrektur des CPE kann durch

X _OFDM,CPE(n) = FFT{x _OFDM,CPE(k)} = X _OFDM(n).e^-jϕ_e (1)

mit
X(n): Träger
x(k): Abtastwert
ausgedrückt werden. Unter der Voraussetzung eines kleinen Winkels ϕ_e gilt näherungsweise

Aus Gl. (2) ist ersichtlich, daß eine Korrektur des CPE, die nach der FFT erfolgt (Frequenzbereich, Laufvariable n), näherungsweise einer Korrektur vor der FFT entspricht (Zeitbereich, Laufvariable k). Aus diesem Grund kann die CPE-Korrektur nach der FFT durchgeführt werden, wie bei Robertson et al. beschrieben.

Soll nicht der CPE ϕ_e korrigiert werden, sondern der mittlere Frequenzfehler, so läßt sich dieser aus der Integration von ϕ_e ermitteln. Diese erfindungsmäßige Korrektur wird im folgenden "Common Frequency Error", oder kurz CFE-Korrektur genannt. Die CFE-Korrektur lautet

Sie muß, wie aus Gl. (3) ersichtlich, vor der FFT durchgeführt werden. Der Phasenfehler wird dann bei der CFE-Korrektur zumindest theoretisch vollständig unterdrückt, so daß das empfangene Signal ideal kompensiert wird.

Im Prinzip besteht das erfindungsgemäße Verfahren zur Korrektur von Phasen- und/oder Frequenzfehlern digitaler Multicarrier-Signale nun darin, daß durch eine weitere Fouriertransformation die Abschätzung des Eigenrauschanteils durchgeführt wird und in Abhängigkeit von dem abgeschätzten Eigenrauschanteil eine Korrektur der digitalen Signale erfolgt.

Diese Korrektur bringt einen zusätzlichen Rechen- bzw. Arbeitsaufwand mit sich, weil zweimal eine FFT durchgeführt werden muß. Dennoch ist dieser Mehraufwand vertretbar, da mit der erfindungsgemäßen Reduzierung des Phasenrauschens die Wiedergabe von OFDM-übertragenen Signalen auch mit solchen Empfangsgeräten möglich wird, die ein vergleichsweise schlechtes Phasenrauschverhalten aufweisen, wie z. B. PAL-Fernsehempfängern.

Vorzugsweise wird die Fouriertransformation zur Fehlerbehandlung vor der Fouriertransformation zur Demodulation durchgeführt. Dieses ermöglicht eine besonders gute Wiederherstellung der Trägerorthogonalität und damit eine besonders deutliche Verbesserung des Übersprechverhaltens.

Vorteilhaft ist, daß die Länge der Fouriertransformation zur Fehlerbehandlung kleiner als die hänge der Fouriertransformation zur Demodulation ist, da dieses für die Abschätzung des Eigenrauschanteils ausreicht und den zusätzlichen Rechenaufwand reduziert.

Vorteilhaft ist weiter, daß die hänge der Fouriertransformation zur Demodulation N beträgt und die Länge der Fouriertransformation zur Fehlerbehandlung N/M beträgt, wobei M eine Zweierpotenz sein kann.

Besonders vorteilhaft ist es hierbei, daß der Aufwand für die Fouriertransformation zur Fehlerbehandlung durch einen 2M-Radix-Algorithmus reduziert wird.

Ferner werden die digitalen Signale vorzugsweise verzögert, bevor sie der Fouriertransformation zur Demodulation zugeführt werden, um die Berechnungszeit der Fouriertransformation zur Abschätzung des Eigenrauschanteils zu kompensieren.

Vorteilhaft ist es weiterhin, daß in Abhängigkeit von dem abgeschätzten Eigenrauschanteil entweder eine Korrektur des gesamten Phasenfehlers oder nur des Eigenrauschanteils erfolgt.

Ebenso kann es von Vorteil sein, daß in der Fouriertransformation zur Demodulation eine weitere Korrektur des Eigenrauschanteils erfolgt.

Schließlich ist es besonders vorteilhaft, die Abtastwerte für eine Korrektur des Eigenrauschanteils mit dem komplexen Vektor e⁻^{j[(2πf_abwkT_a)+ϕ_e]} oder für eine Korrektur des gesamten Phasenfehlers mit e⁻^{j[(2πf_abwkT_a)+2kϕ_e/N]} zu multiplizieren,

- wobei f_abw die Frequenzabweichung des Oszillators von der idealen Sollfrequenz,
- N die Anzahl der OFDM-Träger,
- k eine diskrete Zeitvariable mit k = 1, 2, 3, . . ., N und
- T_a die Abtastperiode ist.

Im Prinzip besteht die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung für ein Verfahren zur Korrektur von Phasen- und/oder Frequenzfehlern digitaler Multicarrier-Signale, in

- Mitteln zur Abschätzung des Eigenrauschanteils die ein Korrektursignal für die digitalen Multicarrier-Signale liefern;
- einer Verzögerungsstufe, der Abtastwerte der digitalen Multicarrier-Signale zugeführt werden, um diese zur Kompensation der Berechnungszeit der Mittel zur Abschätzung des Eigenrauschanteils zu verzögern;
- einer Frequenzmischungseinheit, mit der aus den verzögerten Abtastwerten mit Hilfe des Korrektursignals phasen- bzw. frequenzangepaßte Signale erzeugt werden;
- Transformation-Mittel, denen für einen ersten Transformationsschritt die Abtastwerte der digitalen Multicarrier-Signale zugeführt werden, wobei die mittels des ersten Transformationsschrittes transformierten Signale den Mitteln zur Abschätzung des Eigenrauschanteils zugeführt wird, und denen für einen zweiten Transformationsschritt die phasen- bzw. frequenzangepaßten Signale zugeführt werden, aus denen mittels des zweiten Transformationsschrittes komplexe Koeffizienten der Träger demoduliert werden.

Vorzugsweise weisen die Transformation-Mittel Mittel zur Durchführung einer Fouriertransformation zur Ermittelung eines Korrektursignal und Mittel zur Durchführung einer weiteren Fouriertransformation zur Demodulation der phasen- bzw. frequenzangepaßten Signale auf.

Vorteilhaft werden weiterhin den Mitteln zur Abschätzung des Eigenrauschanteils für die Ermittlung des Korrekturwertes von einer Kanalschätzungseinheit Informationen über vorhergehende Symbole zugeführt.

Besonders vorteilhaft ist es, wenn die Mittel zur Abschätzung des Eigenrauschanteils zunächst einen ersten Phaseninformationswert, der dem abgeschätzten Wert des Eigenrauschanteils entspricht, und einen Kanalkorrekturwert liefern und ferner folgende Mittel aufweisen:

- eine Multiplikationseinheit, mit der der abgeschätzte Wert des Eigenrauschanteils mit einer kaufzeitvariable multipliziert wird, um einen zweiten Phaseninformationswert zu erzeugen;
- eine Schalteinheit, mit der zwischen dem ersten Phaseninformationswert und dem zweiten Phaseninformationswert umgeschaltet werden kann;
- eine Modulationseinheit, die einen komplexen Vektor der hänge 1 mit dem ersten oder zweiten Phaseninformationswert moduliert;
- eine zweite Multiplikationseinheit, die aus dem Kanalkorrekturwert und dem modulierten komplexen Vektor den Korrekturwert ermittelt, welcher der Frequenzmischungs einheit zugeführt wird.

Zeichnungen

Anhand der Zeichnungen werden Ausführungsbeispiele der Erfindung beschrieben. Diese zeigen in:

Fig. 1 die Phasenstörung und I-Q-Konstellation eines OFDM-Signals, und zwar

a) unkorrigiert,
b) gemäß dem Stand der Technik korrigiert,
c) gemäß der Erfindung korrigiert;

Fig. 2 ein Blockschaltbild einer ersten erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zur Phasenfehlerkorrektur;

Fig. 3 ein Blockschaltbild einer zweiten erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;

Fig. 4 die Vereinfachung einer N-FFT zu einer N/2-FFT mit einem 2-radix Algorithmus.

Ausführungs-Beispiel

In Fig. 1a ist die Auswirkung eines Phasenfehlers auf ein OFDM-Signal in einem analogen Fernsehempfänger bei einer Quadratur-Amplituden-Modulation 16-QAM mit N = 2048 Trägern dargestellt. Im linken Koordinatensystem ist die vorhandene Phasenstörung ϕ(t) in Abhängigkeit von der Zeit t, normiert auf die Symbolperiode Tu, gezeigt. Die Phasenstörung ist zwar i. A. nicht bekannt, ist aber dennoch hier angegeben, um im folgenden den Korrekturvorgang deutlicher zu machen. Neben einer einem Frequenzfehler entsprechenden kontinuierlichen Phasendrift sind hierbei auch kurzfristige Phasensprünge zu erkennen. Im rechten Graph ist die Anordnung der einzelnen Träger in einem I-Q-Diagramm gezeigt, wobei die I (In-Phase)- und Q (Quadratur)- Komponente die zwei um 90° zueinander phasenverschobenen Komponenten der jeweiligen Trägerschwingung sind. Die Auswirkung des Phasenfehlers beinhaltet nun eine gemeinsame Rotation aller Signalraumpunkte verursacht durch den Eigenrauschanteil und eine stochastische Aufblähung der Signalraumpunkte bedingt durch den Fremdrauschanteil.

In Fig. 1b ist die Korrektur des Signals gemäß dem Stand der Technik dargestellt. Der CPE ϕ_e wird durch Mittelwertbildung aus dem OFDM-Signal bestimmt, das dann zur Korrektur mit dem Faktor e⁻^jϕe multipliziert wird. Dieses entspricht einer Verschiebung des Phasenfehlers ϕ(t) um den Winkel ϕ_e (im vorliegenden Fall mit einem Wert von etwa 0,35 rad) wie im linken Koordinatensystem gezeigt. Die Korrektur des CPE dreht die gesamte Trägerkonstellation in ihre ursprüngliche rage zurück (rechter Graph), der Fehler durch Fremdanteile, d. h. die Aufblähung der Signalraumpunkte, bleibt hierbei jedoch erhalten.

In Fig. 1c ist nun das Ergebnis der erfindungsgemäßen CFE- Korrektur wiedergegeben. Der Phasenfehler ist hier deutlich reduziert, da durch eine Integration der Phasenänderungen die kontinuierliche Phasendrift unterdrückt wird und nur die kurzfristigen Phasensprünge verbleiben. Sowohl die gemeinsame Rotation als auch ein Teil der Aufblähung der Signalraumpunkte wird daher kompensiert.

Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zur Phasenfehlerkorrektur. Im OFDM- Empfänger wird das Signal nach einer Frequenzumsetzung der übertragenen OFDM-Signale in das Basisband in einem A/D- Wandler mit der Abtastperiode T_a abgetastet. Dieses abgetastete Signal ist u. a. mit einem Phasen- und Frequenzfehler versehen, der durch die Hochfrequenzoszillatoren zur Frequenzumsetzung verursacht wurde. Aus dem abgetasteten Signal werden Blöcke von N Abtastwerten x_OFDM(k) (k = 1, 2, 3, . . ., N) gebildet. Diese werden nun zunächst durch eine Verzögerungsstufe T verzögert, um die Berechnungszeit der im folgenden beschriebenen FFT-Einheit FFT1 zu kompensieren. Dann erfolgt mit Hilfe einer Frequenzmischungseinheit M1 die Phasen- bzw. Frequenzanpassung der Signale. Die korrigierten Signale x_OFDMC werden dann sequentiell einer FFT-Einheit FFT2 zugeführt, in der eine FFT zur Demodulation durchgeführt wird. Die FFT hat hierbei üblicherweise die Länge N, wobei N die Anzahl der OFDM- Träger ist. Nach der FFT erhält man dann N komplexe Koeffizienten X_C mit der Information jedes einzelnen Trägers. Die Länge der FFT kann ebenso auch größer N, z. B. ein Vielfaches von N, sein, falls empfangsseitig zusätzlich eine Überabtastung durchgeführt wurde, um die Trägertrennung und damit das Empfangsverhalten zu verbessern.

Die Abtastwerte x_OFDM werden außerdem der weiteren FFT- Einheit FFT1 zur Bestimmung des CPE zugeführt. Für die Abschätzung des CPE werden hierbei nicht alle Träger benötigt. Statt dessen reicht eine geringere Anzahl der Koeffizienten aus, um den Mittelwert des gemeinsamen Phasenfehlers zu berechnen. Daher kann diese FFT eine Länge N/M aufweisen, so daß der Aufwand ihrer Realisierung deutlich reduziert wird. Sinnvolle Werte sind hierbei z. B. eine Demodulator-FFT der Länge S K (8192) und eine FFT zur Fehlerbehandlung der Länge 512. Zur Ermittlung des Korrekturwertes CORR in der FFT-Einheit FFT1 können dieser ferner aus der Kanalschätzung, die bei diesem Ausführungsbeispiel in der FFT-Einheit FFT2 durchgeführt wird, Informationen über vorhergehende Symbole zugeführt werden. Schließlich wird das Korrektursignal CORR dann der Frequenzmischungseinheit M1 zur Phasen- bzw. Frequenzanpassung zugeführt.

In Fig. 3 ist eine weitere erfindungsgemäße Schaltungsanordnung dargestellt, bei der nach der Abschätzung des CPE ϕ_e entschieden werden kann, ob eine CPE- oder eine CFE-Korrektur durchgeführt wird. Nach der verkürzten FFT in der FFT-Einheit FFT1' wird hier in einem weiteren Block EST eine grobe Kanalabschätzung sowie die Bestimung des CPE durchgeführt. Die Kanalabschätzung liefert einen Wert für die Frequenzabweichung f_abw des Oszillators von der idealen Sollfrequenz. Dieser Wert wird verwendet, um einen Korrekturwert CH in Form eines komplexen Vektors CH = e⁻^{j2πf_abwKT_a} zu ermitteln, der einer Multiplikationseinheit M2 zugeführt wird. Für die CFE- Korrektur wird durch eine Multiplikationseinheit M3 der erhaltene Wert des CPE ϕ_e mit der Laufvariable 2k/N multipliziert, wobei k die diskrete Zeitvariable und N die Anzahl der OFDM-Träger ist. Dieses entspricht einer Integration des CPE über der Zeit. Mit der erhaltenen Phaseninformation, d. h. ϕ_e für CPE oder 2kϕ_e/N für CFE wird dann ein komplexer Vektor der Länge 1 in der Modulationseinheit EXP moduliert, der dann ebenfalls der Multiplikationseinheit M2 zugeführt wird. Der resultierende Vektor, d. h. e⁻^{j[(2πf_abwkT_a)+ϕ_e]} für CPE oder e⁻^{j[(2πf_abwkT_a)+2kϕ_e/N]} für CFE wird der Frequenzmischungseinheit M1 zugeführt und zur Korrektur des verzögerten OFDM-Signals verwendet. Das auf diese Weise korrigierte OFDM-Signal ist dann frei von dem CPE und weist im Falle einer CFE ein deutlich verbessertes Verhalten gegenüber Frequenzabweichungen auf. Schließlich wird, wie bereits im vorigen Ausführungsbeispiel, im zweiten FFT- Block FFT2 die OFDM-Demodulation aller Träger durchgeführt. Eine ebenfalls in diesem Block durchgeführte feine Kanalabschätzung liefert ein Kriterium dafür, ob die CPE- oder die CFE-Korrektur zu benutzen ist, wobei sich die Wahl der Korrektur nach den Phasenrauscheigenschaften der Oszillatoren im Tuner richtet.

Um den Aufwand der FFT zur Phasenfehlerabschätzung zu verringern sind Radix-2M-Algorithmen besonders geeignet.

Dabei wird nur jeder M-te Koeffizient der FFT berechnet. Fig. 4 zeigt die Schematik einer solchen Reduktion im Frequenzbereich für ein einfaches Beispiel von 8 Abtastwerten b(n) im Zeitbereich, die mit der FFT in den Frequenzbereich a(n) transformiert werden, wobei nur der durch die gestrichelte Linie abgegrenzte Bereich, d. h. die ungeraden Koeffizienten, berechnet wird. Die durch einen Punkt gekennzeichneten Knotenpunkte der Pfeile entsprechen hierbei komplexen Multiplikationen. Für eine detaillierte Erläuterung der verwendeten Notation sowie von Radix- Algorithmen allgemein sei auf Kammeyer K. D., Kroschel K.: Digitale Signalverarbeitung, Teubner Studienbücher Elektrotechnik, Stuttgart, 1992 verwiesen.

Die Erfindung kann bei jeder Form der OFDM-Übertragung, insbesondere aber in OFDM-Empfängern für digital terrestrisches Fernsehen oder DAB verwendet werden.

Claims

1. Verfahren zur Korrektur von Phasen- und/oder Frequenzfehlern digitaler Multicarrier-Signale, die auf N verschiedenen Trägern übertragen und in einem Empfänger einer Fouriertransformation (FFT2) zur Demodulation unterzogen werden, wobei das Phasenrauschen sich aus einem Eigenrauschanteil und einem Fremdrauschanteil zusammensetzt und der Eigenrauschanteil den Rauschanteil darstellt, der von einem Träger selber verursacht und auf sich selbst abgebildet wird, und der Fremdrauschanteil auf Nachbarträgerstörungen beruht, dadurch gekennzeichnet, daß durch eine weitere Fouriertransformation (FFT1) die Abschätzung des Eigenrauschanteils (ϕ_e) durchgeführt wird und in Abhängigkeit von dem abgeschätzten Eigenrauschanteil eine Korrektur der digitalen Signale erfolgt.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Fouriertransformation (FFT1) zur Abschätzung des Eigenrauschanteils vor der Fouriertransformation (FFT2) zur Demodulation durchgeführt wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Länge der Fouriertransformation (FFT1) zur Abschätzung des Eigenrauschanteils kleiner als die Länge der Fouriertransformation (FFT2) zur Demodulation sein kann.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Länge der Fouriertransformation (FFT2) zur Demodulation N beträgt und die Länge der Fouriertransformation (FFT1) zur Abschätzung des Eigenrauschanteils N/M beträgt, wobei M eine Zweierpotenz sein kann.

5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Aufwand für die Fouriertransformation (FFT1) zur Abschätzung des Eigenrauschanteils durch einen 2M-Radix-Algorithmus reduziert wird.

6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die digitalen Signale verzögert werden bevor sie der Fouriertransformation (FFT2) zur Demodulation zugeführt werden, um die Berechnungszeit der Fouriertransformation (FFT1) zur Abschätzung des Eigenrauschanteils zu kompensieren.

7. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß in Abhängigkeit von dem abgeschätzten Eigenrauschanteil entweder eine Korrektur des gesamten Phasenfehlers oder nur des Eigenrauschanteils erfolgt.

8. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß mit der Fouriertransformation (FFT2) zur Demodulation eine zusätzliche Korrektur des Eigenrauschanteils erfolgt.

9. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastwerte für eine Korrektur des Eigenrauschanteils mit dem komplexen Vektor e⁻^{j[(2πf_abwkT_a)+ϕ_e]} oder für eine Korrektur des gesamten Phasenfehlers mit e⁻^{j[(2πf_abwkT_a)+2kϕ_e/N]} multipliziert werden,

10. Schaltungsanordnung zur Korrektur von Phasen- und/oder Frequenzfehlern digitaler Multicarrier- Signale nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 9, gekennzeichnet durch

- Mittel (EST) zur Abschätzung des Eigenrauschanteils, die ein Korrektursignal (CORR) für die digitalen Multicarrier-Signale liefern;
- eine Verzögerungsstufe (T), der Abtastwerte (x_OFDM) der digitalen Multicarrier-Signale zugeführt werden, um diese zur Kompensation der Berechnungszeit der Mittel (EST) zur Abschätzung des Eigenrauschanteils zu verzögern;
- eine Frequenzmischungseinheit (M1), mit der aus den verzögerten Abtastwerten (x_OFDM) mit Hilfe des Korrektursignals (CORR) phasen- bzw. frequenzangepaßte Signale (x_OFDMC) erzeugt werden;
- Transformation-Mittel (FFT1, FFT1', FFT2), denen für einen ersten Transformationsschritt die Abtastwerte (x_OFDM) der digitalen Multicarrier-Signale zugeführt werden, wobei die mittels des ersten Transformationsschrittes transformierten Signale den Mitteln (EST) zur Abschätzung des Eigenrauschanteils zugeführt wird, und denen für einen zweiten Transformationsschritt die phasen- bzw. frequenzangepaßten Signale (x_OFDMC) zugeführt werden, aus denen mittels des zweiten Transformationsschrittes komplexe Koeffizienten (Xc) der Träger demoduliert werden.

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Transformation-Mittel (FFT1, FFT1', FFT2) Mittel (FFT1, FFT1') zur Durchführung einer Fouriertransformation zur Ermittelung des Korrektursignals (CORR) und Mittel (FFT2) zur Durchführung einer weiteren Fouriertransformation zur Demodulation der phasen- bzw. frequenzangepaßten Signale aufweisen.

12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, daß den Mitteln (FFT1) zur Abschätzung des Eigenrauschanteils für die Ermittlung des Korrekturwertes (CORR) von einer Kanalschätzungseinheit (FFT2) Informationen über vorhergehende Symbole zugeführt werden.

13. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 10 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel (FFT1) zur Abschätzung des Eigenrauschanteils zunächst einen ersten Phaseninformationswert (CPE), der dem abgeschätzten Wert des Eigenrauschanteils (ϕ_e) entspricht, und einen Kanalkorrekturwert (CH) liefern und ferner folgende Mittel aufweisen:

- eine Multiplikationseinheit (M3), mit der der abgeschätzte Wert des Eigenrauschanteils (ϕ_e) mit einer zeitlichen Laufvariabel multipliziert wird, um einen zweiten Phaseninformationswert (CFE) zu erzeugen;
- eine Schalteinheit, mit der zwischen dem ersten Phaseninformationswert (CPE) und dem zweiten Phaseninformationswert (CFE) umgeschaltet werden kann;
- eine Modulationseinheit (EXP), die einen komplexen Vektor der Länge 1 mit dem ersten oder zweiten Phaseninformationswert moduliert;
- eine zweite Multiplikationseinheit (M2), die aus dem Kanalkorrekturwert (CH) und dem modulierten komplexen Vektor den Korrekturwert (CORR) ermittelt, welcher der Frequenzmischungseinheit (M1) zugeführt wird.