JPH10308717A

JPH10308717A - 受信装置および受信方法

Info

Publication number: JPH10308717A
Application number: JP9114714A
Authority: JP
Inventors: Takahiro Okada; 隆宏岡田; Yasu Ito; 鎮伊藤; Tamotsu Ikeda; 保池田
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1997-05-02
Filing date: 1997-05-02
Publication date: 1998-11-17
Also published as: US6169768B1; AU6363898A; AU734184B2; EP0878933A1

Abstract

(57)【要約】【課題】直交変調された情報系列を受信する受信装置
から乗算回路を除外する。【解決手段】周波数領域に変換された伝送パラメータ
の実数部と虚数部は、それぞれ硬判定回路１４３，１４
４に入力される。硬判定回路１４３，１４４は、それぞ
れの成分を所定の閾値に応じて、１ビットデータに変換
する。差動復号回路１４５，１４６は、１ビットのデー
タに変換された実数部と虚数部をそれぞれ差動復号し、
得られたデータを累積加算回路１４７，１４８に出力す
る。累積加算回路１４７，１４８は、差動復調されたデ
ータを累積加算して、それぞれ識別距離測定回路１４
９，１５０に供給するとともに、セレクタ１５２に供給
する。識別距離測定回路１４９，１５０は識別距離を判
定し、その距離が長い方の成分をセレクタ１５２に選択
させ、多数決判定回路１５３に供給させる。多数決判定
回路１５３は、セレクタ１５２により選択されたデータ
を多数決判定する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、受信装置および受
信方法に関し、特に、直交変調された情報系列を受信す
る受信装置および受信方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】ディジタル変調方式としては、位相や振
幅に情報を割り当てるＰＳＫ（PhaseShift Keying）や
ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）などが頻
用されている。

【０００３】ところで、これらのディジタル変調方式に
は、単一の搬送波を前述のような方法により変調して伝
送するシングルキャリア方式と、複数の搬送波を変調し
て伝送するマルチキャリア方式とがある。

【０００４】シングルキャリア伝送方式では、単一の搬
送波をＰＳＫやＱＡＭなどにより変調して伝送する。こ
れに対し、マルチキャリア伝送では、狭帯域化した複数
の搬送波を前述のＰＳＫやＱＡＭなどにより変調して伝
送する。マルチキャリア伝送方式では各搬送波の帯域幅
がシングルキャリア伝送方式に比べて狭いので、周波数
選択性フェージングを有する環境下においても、各搬送
波帯域内の振幅や遅延偏差を小さく抑えることができる
ので、ビット誤り率の悪化を抑制することができる。

【０００５】図９はマルチキャリア伝送方式の送信装置
の構成例である。シリアルパラレル（以下、Ｓ／Ｐと記
述する）変換回路２は、入力されたシリアルデータ（伝
送しようとするデータ）１をパラレルデータに変換す
る。Ｄ／Ａ（Digital to analogu）変換回路３乃至６
は、Ｓ／Ｐ変換回路２の出力データを対応するアナログ
信号に変換する。

【０００６】ＬＰＦ（Low Pass Filter）７乃至１０
は、Ｄ／Ａ変換回路３乃至６の出力に含まれている不要
な高周波成分を除去する。直交変換回路１１乃至１４
は、局部発振回路１５乃至１８が出力する周波数ｆ₁乃
至ｆ₄信号により、ＬＰＦ７乃至１０の出力をそれぞれ
直交変換する。

【０００７】局部発振回路１５乃至１８は、それぞれ、
ｆ₁乃至ｆ₄の周波数の信号を出力し、直交変換回路１１
乃至１４に供給する。ＢＰＦ（Band Pass Filter）１９
乃至２２は、それぞれ、直交変換回路１１乃至１４の出
力に対して帯域制限を施し、得られた信号を加算回路２
３に供給する。加算回路２３は、ＢＰＦ１９乃至２２の
出力を加算して、マルチキャリア信号を生成する。

【０００８】ＢＰＦ２４は、加算回路２３の出力信号の
スペクトラムを適宜成形した後、ＲＦコンバータ２５に
出力する。ＲＦコンバータ２５は、ＢＰＦ２４から出力
されたマルチキャリア信号の周波数帯域をＲＦ帯域に変
換した後、アンテナ２６から送出する。

【０００９】図１０は、マルチキャリア伝送方式の受信
装置の構成例を示す図である。この図において、アンテ
ナ３２は、図９に示す送信装置のアンテナ２６から送信
されたＲＦ信号を受信する。ＩＦコンバータ３３は、ア
ンテナ３２により受信されたＲＦ信号をＩＦ（中間帯
域）信号に変換する。

【００１０】分波回路３４は、ＩＦ信号から各搬送波を
分離抽出する。ＢＰＦ３５乃至３８は、分波回路３４か
ら出力された各搬送波に対して帯域制限を施し、中心周
波数がそれぞれｆ₁乃至ｆ₄の搬送波を抽出する。

【００１１】直交復調回路３９乃至４２は、局部発振回
路４３乃至４６から出力される信号とＢＦＰ３５乃至３
８から出力される信号をそれぞれ乗算し、ベースバンド
信号に復調する。局部発振回路４３乃至４６は、ｆ₁乃
至ｆ₄の周波数の信号を発生し、それぞれ直交復調回路
３９乃至４２に供給する。

【００１２】ＬＰＦ４７乃至５０は、直交復調回路３９
乃至４２から出力されたベースバンド信号から不要な高
周波成分を除去する。Ａ／Ｄ（Analogu to Digital）変
換回路５１は、ＬＰＦ４７乃至５０の出力信号を対応す
るディジタル信号に変換する。

【００１３】パラレルシリアル（以下、Ｐ／Ｓと記述す
る）変換回路５５は、Ａ／Ｄ変換回路５１乃至５４から
出力されたパラレル信号をシリアル信号に変換し、受信
ディジタル信号５６として出力する。

【００１４】以上のようなマルチキャリア伝送方式で
は、１つの周波数に対しては、１つの搬送波（キャリ
ア）のみが割り当てられている。しかし、周波数の利用
効率を向上させるために、各キャリアを位相の異なる
（周波数軸上で直交する）２つのサブキャリアにより構
成する方法が提案されている。

【００１５】図１１は、マルチキャリア伝送方式におい
て、サブキャリアを周波数軸上で直交するように配置し
た、いわゆるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Divison
Multiplexing）方式に基づく送信装置である。

【００１６】この図において、マッピング回路６２は、
ディジタル入力信号６１をＱＰＳＫや１６ＱＡＭなどの
変調方式に従って、対応する同相（Ｉ）成分と直交
（Ｑ）成分とに変換する。ＩＤＦＴ（Inverse Descrete
Fourier Transform）回路６３は、マッピング回路６２
により所定の信号点に変換されたデータを時間領域の信
号に変換する。

【００１７】メモリ６４，６５は、ＩＤＦＴ回路６３か
ら出力される時間領域の信号に対して、各シンボルの始
まりと終わりを示すガードインターバルを付加する。Ｄ
／Ａ変換回路６６，６７は、ガードインターバルが付加
された時間領域の信号を対応するディジタル信号に変換
する。

【００１８】ＬＰＦ６８，６９は、Ｄ／Ａ変換により生
じた折り返し成分（高周波成分）を除去した後、直交変
調回路７０に出力する。直交変調回路７０は、局部発振
回路７１から供給される周波数ｆ₁の信号によりＬＰＦ
６８，６９の出力信号を直交変調する。

【００１９】ＢＰＦ７２は、直交変調回路７０の出力信
号から中間周波数（ＩＦ）帯域の信号のみを抽出してＲ
Ｆコンバータ７３に供給する。ＲＦコンバータ７３は、
ＩＦ帯域の信号をＲＦ帯域の信号に変換した後、アンテ
ナ７４より送信する。

【００２０】図１２は、図１１に示すＯＦＤＭ方式の送
信装置から送信された情報を受信する受信装置の構成例
を示す図である。

【００２１】この図において、ＩＦコンバータ８３は、
アンテナ８２により受信されたＲＦ帯域の信号をＩＦ帯
域の信号に周波数変換する。直交復調回路８４は、局部
発振回路８５から供給される周波数ｆ₁の信号により、
ＩＦコンバータ８３から出力された信号を直交復調す
る。

【００２２】ＬＰＦ８６，８７は、直交復調回路８４の
出力信号に含まれている不要な高周波成分を除去する。
Ａ／Ｄ変換回路８８，８９は、ＬＰＦ８６，８７から出
力される信号を対応するディジタル信号に変換し、ＤＦ
Ｔ（Digital Fourier Transform）９０に供給する。

【００２３】ＤＦＴ９０は、Ａ／Ｄ変換回路８８，８９
から出力されたディジタル信号を周波数領域の信号に変
換し、デマッピング回路９１に出力する。

【００２４】デマッピング回路９１は、周波数領域に変
換されたＩ成分とＱ成分からもとのディジタルデータを
再生し、受信データ９２として出力する。

【００２５】以上のようなＯＦＤＭ方式では、各搬送波
が直交する２つのサブキャリアにより構成されているの
で、周波数利用効率を向上させることが可能となる。

【００２６】ところで、通信形態や放送形態の種類の増
加に伴って、伝送する情報の量や質に応じて、変調方式
や誤り訂正方式を適宜変更することが可能な伝送方式が
提案されるようになった。そのような方式においては、
使用する変調方式や誤り訂正方式を記述した伝送パラメ
ータをデータと共に送信し、受信側においてこの伝送パ
ラメータに応じて適切な変調や誤り訂正などを行うこと
が一般的である。

【００２７】図１３は、ＯＦＤＭ方式において使用され
ている伝送パラメータの一例を示している。この図に示
すように、１ＯＦＤＭシンボルを構成する合計２５本の
有効搬送波のうち、第０番目、第５番目、第１０番目、
第１５番目、および、第２０番目の合計５本の搬送波に
伝送パラメータを割り当て、それ以外の搬送波に送信デ
ータを割り当てている。受信側では、伝送パラメータに
応じてデータ搬送波の復調方式を決定するので、伝送パ
ラメータ搬送波はデータ搬送波よりも高い耐雑音性が要
求される。

【００２８】図１４は、伝送パラメータを伝送すること
が可能なＯＦＤＭ方式の送信装置の構成例を示すブロッ
ク図である。この例では、伝送パラメータは差動ＢＰＳ
Ｋ（Binary Phase Shift Keying）で変調されており、
また、伝送パラメータ搬送波はすべて同じ情報を伝送し
ている。このような方法は、欧州デジタル地上波放送に
おいても用いられている。なお、この図において、図１
１と対応する部分には対応する符号が付してあるので、
その説明は省略する。

【００２９】この図においては、図１１の場合と比較し
て、差動変調回路１０２とマルチプレクサ（以下、ＭＵ
Ｘと記述する）が新たに追加されている。その他の構成
は、図１１の場合と同様である。

【００３０】差動変調回路１０２は、入力された伝送パ
ラメータ１０１に対して差動変調を施す。即ち、差動変
調回路１０２は、入力された伝送パラメータ１０１の持
つ情報を、現在のデータと１ＯＦＤＭシンボル前のデー
タの位相差として割り当てる。

【００３１】ＭＵＸ１０３は、マッピング回路６２の出
力または差動変調回路１０２の出力の何れかを選択し
て、サブキャリアに割り当てる。

【００３２】ＭＵＸ１０３により生成されたデータは、
ＩＤＦＴ６３に供給され、そこで、時間領域の信号に変
換される。それ以降の処理は、図１１の場合と同様であ
るのでその説明は省略する。

【００３３】図１５は、図１４に示す送信装置に対応す
る受信装置の構成例を示すブロック図である。なお、こ
の図において、図１２と対応する部分には対応する符号
を付してあるので、その説明は適宜省略する。

【００３４】この図においては、図１２の場合と比較し
て、デマルチプレクサ（以下、ＤＭＵＸと記述する）、
差動復調回路１１２、および、多数決判定回路１１３が
新たに付加されている。その他の構成は、図１２に示す
場合と同様である。

【００３５】ＤＭＵＸ１１１は、ＤＦＴ９０により離散
フーリエ変換されたＯＦＤＭ信号から、送信データと伝
送パラメータとを分離抽出し、デマッピング回路９１と
差動復調回路１１２にそれぞれ供給する。

【００３６】差動復調回路１１２は、ＤＭＵＸ１１１か
ら出力された伝送パラメータに対して差動復調を施し、
得られたデータを多数決判定回路１１３に出力する。即
ち、差動復調回路１１２は、ＤＭＵＸ１１１から新たに
出力された伝送パラメータと、１ＯＦＤＭシンボル前に
出力された伝送パラメータとの間の位相差を算出して出
力する。

【００３７】図１６は、差動復調回路１１２の詳細な構
成例を示している。この図において、遅延回路１２３
は、ＤＭＵＸ１１１から出力された伝送パラメータを構
成する実数部（Ｒｅ）１２１と虚数部（Ｉｍ）１２２と
を、１ＯＦＤＭシンボル分だけ遅延して出力する。

【００３８】乗算回路１２４は、ＤＭＵＸ１１１から新
たに出力された伝送パラメータの実数部１２１と、遅延
回路１２３により１ＯＦＤＭシンボル分だけ遅延された
実数部１２１とを乗算して加算回路１２６に出力する。

【００３９】乗算回路１２５は、ＤＭＵＸ１１１から新
たに出力された伝送パラメータの虚数部１２２と、遅延
回路１２３により１ＯＦＤＭシンボル分だけ遅延された
虚数部とを乗算して加算回路１２６に出力する。

【００４０】加算回路１２６は、乗算回路１２４，１２
５の出力を加算して差動復調出力１２７として出力す
る。その結果、加算回路１２６からは、遅延回路１２３
により遅延された１ＯＦＤＭシンボル前のデータと、Ｄ
ＭＵＸ１１１から新たに出力されたデータを複素乗算し
た結果のうち、実数部のみが出力される。

【００４１】図１５に戻って、多数決判決回路１１３
は、差動復調回路１１２から出力された各搬送波の差動
復調結果を多数決判定し、その結果を伝送パラメータ１
１４として出力する。

【００４２】このように、送信側において差動変調を行
い、受信側において受信したデータに差動復調を行うよ
うにすることにより、隣接する２つのＯＦＤＭシンボル
間の相対的な差異に基づいて情報が再生されるので、例
えば、再生搬送波が送信側と受信側の間でずれを生じて
いるような場合においても、元の情報を正確に再生する
ことが可能となる。

【００４３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、差動復調を
行うためには、乗算回路１２４，１２５が必要となる。
このような乗算回路をディジタル回路により構成するに
は多くの回路資源が必要となるので、その結果、回路の
規模が大きくなるとともに、開発のためのプロセスが煩
雑化するという課題があった。

【００４４】本発明は、以上のような状況に鑑みてなさ
れたものであり、伝送シンボルを含む情報を受信するＯ
ＦＤＭ受信装置の回路規模を縮小するとともに、開発の
ためのプロセスを簡易化することを目的とするものであ
る。

【００４５】

【課題を解決するための手段】請求項１に記載の受信装
置は、直交変調された情報系列を受信する受信手段と、
受信手段により受信された情報系列を所定の直交軸に応
じて直交復調する復調手段と、復調手段により復調され
た情報系列に含まれている各軸の成分を参照して、最も
尤度の高い軸を選択する選択手段と、選択手段により選
択された軸に対応する成分を用いて情報系列を再生する
再生手段とを備えることを特徴とする。

【００４６】請求項６に記載の受信方法は、直交変調さ
れた情報系列を受信する受信ステップと、受信ステップ
により受信された情報系列を所定の直交軸に応じて直交
復調する復調ステップと、復調ステップにより復調され
た情報系列に含まれている各軸の成分を参照して、最も
尤度の高い軸を選択する選択ステップと、選択ステップ
により選択された軸に対応する成分を用いて情報系列を
再生する再生ステップとを備えることを特徴とする。

【００４７】請求項１に記載の受信装置においては、直
交変調された情報系列を受信手段が受信し、受信手段に
より受信された情報系列を所定の直交軸に応じて復調手
段が直交復調し、復調手段により復調された情報系列に
含まれている各軸の成分を参照して、最も尤度の高い軸
を選択手段が選択し、選択手段により選択された軸に対
応する成分を用いて情報系列を再生手段が再生する。例
えば、ＢＰＳＫ方式に基づいて変調された情報系列を受
信手段が受信し、受信手段が受信した情報系列をＩ軸お
よびＱ軸からなる直交軸に応じて復調手段が直交復調
し、直交復調された情報系列に含まれているＩ軸成分と
Ｑ軸成分とを参照して、最も尤度が高い軸を選択手段が
選択し、選択手段により選択された軸に対応する成分を
用いて、もとの情報系列を再生手段が再生する。

【００４８】請求項６に記載の受信方法においては、直
交変調された情報系列を受信ステップが受信し、受信ス
テップにより受信された情報系列を所定の直交軸に応じ
て復調ステップが直交復調し、復調ステップにより復調
された情報系列に含まれている各軸の成分を参照して、
最も尤度の高い軸を選択ステップが選択し、選択ステッ
プにより選択された軸に対応する成分を用いて情報系列
を再生ステップが再生する。例えば、ＢＰＳＫ方式に基
づいて変調された情報系列を受信ステップが受信し、受
信ステップが受信した情報系列をＩ軸およびＱ軸からな
る直交軸に応じて復調ステップが直交復調し、直交復調
された情報系列に含まれているＩ軸成分とＱ軸成分とを
参照して、最も尤度が高い軸を選択ステップが選択し、
選択ステップにより選択された軸に対応する成分を用い
て、もとの情報系列を再生ステップが再生する。

【００４９】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施の形態の構
成例を示すブロック図である。この図において、図１５
と対応する部分には同一の符号を付してあるのでその説
明は適宜省略する。なお、この実施例に対応する送信装
置の構成は、図１４と同様であるのでその説明は省略す
る。また、伝送パラメータは、第０番目、第５番目、第
１０番目、第１５番目、および、第２０番目に割り当て
られている。即ち、これら５種類の搬送波は、同一の伝
送パラメータが差動ＢＰＳＫで符号化されたものにより
構成されている。

【００５０】この実施の形態においては、図１５に示す
構成例から、差動復調回路１１２および多数決判定回路
１１３が除外されており、その代わりにＤＡＭＤ（Doub
le Axis Majority Decision：２軸多数決回路）１３１
が新たに付加されている。その他の構成は、図１５にお
ける場合と同様である。

【００５１】図２は、ＤＭＡＤ回路１３１の詳細な構成
例を示している。この図において、硬判定回路１４３，
１４４は、ＤＭＵＸ１１１から出力された伝送パラメー
タの実数部１４１と虚数部１４２をそれぞれ入力して硬
判定を行い（入力された値に対して所定の閾値を適用
し、１または０の何れかであるかの判定を行い）、得ら
れた結果を１ビットデータとして差動復号回路１４５，
１４６（復号手段）にそれぞれ供給する。

【００５２】差動復号回路１４５，１４６は、硬判定回
路１４３，１４４による硬判定の結果得られたデータに
対して差動復号を施す。即ち、差動復号回路１４５，１
４６は、１ＯＦＤＭシンボル前のデータと現在のデータ
を比較して、これらが互いに異なる場合には値“１”を
出力し、また、互いに等しい場合には値“０”を出力す
る。

【００５３】図３は、差動復号回路１４５，１４６の詳
細な構成例を示している。この図において、遅延回路１
７２は、硬判定回路１４３，１４４から出力されたデー
タを１ＯＦＤＭシンボル分だけ遅延して出力するように
なされている。排他的論理和回路１７３は、硬判定回路
１４３または１４４から出力されたデータと、遅延回路
１７２により１ＯＦＤＭシンボル分だけ遅延されたデー
タとの間の排他的論理和を演算して出力する。即ち、排
他的論理和回路１７３は、入力された２つのデータの値
が異なる場合には値“１”を出力し、２つのデータの値
が等しい場合には値“０”を出力する。

【００５４】図２に戻って、累積加算回路１４７，１４
８は、差動復号回路１４５，１４６から出力されるデー
タを１ＯＦＤＭシンボルに亘って累積加算するようにな
されている。識別距離測定回路１４９，１５０（算出手
段）は、累積加算回路１４７，１４８の出力値のうちで
尤度が高い方を選択するためのデータ（識別距離）を生
成するようになされている。

【００５５】図４は、識別距離測定回路１４９，１５０
の詳細な構成例を示している。この図に示すように、識
別距離測定回路１４９，１５０の入力ｘと出力ｙの間に
は以下の関係がある。なお、ここで、ＡＢＳ（）は、括
弧内の絶対値を求める関数である。

【００５６】ｙ＝ＡＢＳ（ｘ×２−５）・・・（１）

【００５７】比較回路１５１は、識別距離測定回路１４
９，１５０からそれぞれ出力された値を比較し、識別距
離測定回路１４９の出力が識別距離測定回路１５０の出
力よりも大きいか、または、これらが等しい（Ｉ≧Ｑ）
場合には、値“１”をセレクタ１５２（選択手段）に対
して出力する。一方、識別距離測定回路１４９の出力が
識別距離測定回路１５０の出力よりも小さい（Ｉ＜Ｑ）
場合には、値“０”をセレクタ１５２に対して出力す
る。

【００５８】セレクタ１５２は、比較回路１５１の出力
が“１”の場合（Ｉ≧Ｑの場合）には、累積加算回路１
４７から出力されるデータを選択して多数決判定回路１
５３（再生手段、判定手段）に供給する。また、比較回
路１５１の出力が“０”の場合（Ｉ＜Ｑの場合）には、
累積加算回路１４８の出力を選択して多数決判定回路１
５３に出力するようになされている。

【００５９】多数決判定回路１５３は、セレクタ１５２
の出力を参照して、求めようとする値が“０”である
か、または、“１”であるかを判定し、判定結果を出力
する。

【００６０】次に、以上の実施の形態の動作について説
明する。

【００６１】送信側から伝送されてきたＲＦ信号は、ア
ンテナ８２（受信手段）により受信され、ＩＦコンバー
タ８３により中間帯域の信号に変換される。そして、直
交復調回路８４（復調手段）により直交復調され、Ｉ軸
およびＱ軸成分が抽出される。Ｉ軸成分とＱ軸成分は、
Ａ／Ｄ変換回路８８，８９によりディジタル信号に変換
された後、ＤＦＴ９０により離散フーリエ変換が施され
て周波数領域の信号に変換され、ＤＭＵＸ１１１に供給
される。

【００６２】ＤＭＵＸ１１１より出力された伝送パラメ
ータの実数部１４１と虚数部１４２は、硬判定回路１４
３，１４４にそれぞれ供給される。硬判定回路１４３，
１４４は、所定の値（例えば、０．５など）を閾値とし
て、入力されたデータが“０”であるかまたは“１”で
あるかを判定（硬判定）し、判定結果を１ビットデータ
として差動復号回路１４５，１４６にそれぞれ出力す
る。

【００６３】差動復号回路１４５，１４６は、遅延回路
１７２により遅延された１ＯＦＤＭシンボル前のデータ
と、硬判定回路１４３または硬判定回路１４４の出力と
の間で排他的論理和回路１７３により排他的論理和を演
算して得られた結果を出力する。その結果、これら２つ
のデータが等しい場合には値“０”が出力され、また、
２つのデータが等しくない場合には値“１”が出力され
ることになる。

【００６４】累積加算回路１４７，１４８は、それぞれ
差動復号回路１４５，１４６の出力を１ＯＦＤＭ期間に
亘って累積加算し、得られた値をそれぞれ識別距離測定
回路１４９，１５０に出力するとともに、セレクタ１５
２に出力する。

【００６５】識別距離測定回路１４９，１５０は、累積
加算回路１４７，１４８の出力のうち、尤度が高い方を
選択するためのデータをそれぞれ生成する。即ち、累積
加算回路１４７，１４８から出力されるデータは、それ
ぞれ、５つの搬送波のデータ（１ビットデータ）を累積
加算したものであるので、その閾値は２．５となる。と
ころで、伝送パラメータは、伝送路の状態などにより、
位相平面上において所定の方向に回転されている場合が
あり、その場合には基準とする軸を特定しなければ元の
データを正確に復元することはできない。そこで、本実
施の形態においては、累積加算回路１４７，１４８の出
力の前述の閾値からの距離を識別距離とし、識別距離の
大きい方の軸を基準となる軸として選択する。

【００６６】いま、例えば、累積加算回路１４７から値
“４”が出力されており、また、累積加算回路１４８か
ら値“２”が出力されているとすると、これらの値を式
（１）のｘに代入すると、識別距離ｙとしてそれぞれ
“３”，“１”を得る。従って、その場合、累積加算回
路１４７の出力の方が大きいので（識別距離が大きいの
で）、比較回路１５１は、値“１”を出力する。その結
果、セレクタ１５２は、累積加算回路１４７の出力値を
選択して多数決判定回路１５３に供給する。

【００６７】多数決判定回路１５３は、所定の閾値（例
えば、２．５）を基準として、セレクタ１５２から出力
される値を１ビットのデータに変換して出力する。先ほ
どの例では、セレクタ１５２からは、値“４”が出力さ
れているので、４＞２．５であることから値“１”が出
力される。逆に、セレクタ１５２の出力が値“２．５”
よりも小さい場合には、多数決判定回路１５３は値
“０”を出力する。

【００６８】以上の実施の形態によれば、伝送パラメー
タの実数部または虚数部をそれぞれ硬判定した後、差動
復号し、得られたデータの累積加算を求め、識別距離が
大きい方のデータを尤度が高いデータとして選択し、多
数決判定を行うようにしたので、乗算回路を省略するこ
とができ、その結果、従来の場合に比べて回路規模を縮
小することが可能となる。

【００６９】図５は、本発明の受信装置の第２の実施の
形態に対応する送信装置の構成例を示すブロック図であ
る。この実施の形態では、シングルキャリア伝送方式
（単一の搬送波を用いて情報を伝送する方式）に基づい
て情報を送信するようになされている。なお、この図に
おいて、図１４と対応する部分には同一の符号を付して
あるので、その説明は省略する。

【００７０】図５に示す実施の形態では、図１４に示す
構成からＩＤＦＴ６３、メモリ６４，６５、および、差
動変調回路１０２が除外され、繰り返し符号化回路２０
４、差動変調回路２０５が新たに付加されている。な
お、その他の構成は図１４に示す場合と同様である。

【００７１】繰り返し符号化回路２０４は、入力された
伝送パラメータを繰り返して符号化するようになされて
いる。なお、この例では、繰り返し回数は５回に設定し
てある。

【００７２】差動変調回路２０５は、繰り返し符号化回
路２０４により繰り返し符号化された伝送パラメータ
を、差動ＢＰＳＫの信号点に割り振るようになされてい
る。

【００７３】図６は、差動変調回路２０５の主要部分の
構成例を示す回路図である。この図に示すように、差動
変調回路２０５は、Ｔ（Trigger）フリップフロップに
より構成されている。繰り返し符号化回路２０４の出力
は、Ｔ端子２１０に入力され、クロック信号端子２１１
に印加されているクロック信号に同期して、出力端子２
１２から差動変調されたデータが出力される。なお、図
６の回路の動作を表（１）に示す。

【００７４】

【表１】

【００７５】この表に示すように、Ｔ端子２１０に入力
されている値が“１”である場合に、クロック端子２１
１に入力されているクロック信号が、例えば、立ち上が
ると、出力端子２１２の出力は、前回の出力値Ｑ（ｎ−
１）を反転したものとなる。また、Ｔ端子２１０に入力
されている値が“０”である場合、クロック端子２１１
に入力されているクロック信号が、立ち上がると、出力
端子２１２の出力は、前回の出力値Ｑ（ｎ−１）と同一
の値となる。なお、この例では、差動ＢＰＳＫ変調であ
るのでＱ軸成分は常に“０”とする。

【００７６】ＭＵＸ１０３は、マッピング回路６２によ
り、例えば、１６ＱＡＭなどの信号点にマッピングされ
たデータと、差動変調回路２０５から出力されたデータ
とをフレーム構造に従って時間軸上に配置していく（詳
細は後述する）。

【００７７】Ｄ／Ａ変換回路６６，６７は、ＭＵＸ１０
３より出力されたＩ軸とＱ軸のデータを対応するアナロ
グ信号に変換して出力するようになされている。ＬＰＦ
６８，６９は、Ｄ／Ａ変換回路６６，６７の出力に含ま
れている折り返し成分を除去するようになされている。

【００７８】直交変調回路７０は、ＬＰＦ６８，６９の
出力と、局部発振回路７１から出力される周波数ｆ₁の
信号とを乗算して出力する。ＢＰＦ７２は、直交変調回
路７０の出力のうち、所定の周波数帯域の信号だけを選
択的に通過させるようになされている。ＲＦコンバータ
７３は、ＢＰＦ７２の出力信号をＲＦ帯域の信号に変換
するようになされている。アンテナ７４は、ＲＦコンバ
ータ７３の出力を、送信するようになされている。

【００７９】次に、以上の実施の形態の動作について説
明する。

【００８０】マッピング回路６２に入力されたディジタ
ル入力信号６１は、例えば、１６ＱＡＭなどの多値変調
方式の信号点に割り振られる。そして得られたＩ軸とＱ
軸データはＭＵＸ１０３に供給される。

【００８１】一方、繰り返し符号化回路２０４に入力さ
れた伝送パラメータ２０３は、５回繰り返して符号化さ
れ、得られたデータは差動変調回路２０５に入力され
る。

【００８２】差動変調回路２０５では、新たに出力する
データと前回出力したデータの差分値が、繰り返し符号
化回路２０４から出力される値に対応するように符号化
を行う。即ち、入力されたデータが“０”である場合に
は、前回出力したデータと同値のデータを出力し、ま
た、入力されたデータが“１”である場合には、前回出
力したデータとは異なるデータ（例えば、前回“０”が
出力された場合では“１”）を出力する。

【００８３】ＭＵＸ１０３は、データのフレーム構造に
従って、マッピング回路６２の出力と差動変調回路２０
５の出力とを時間軸上に配置していく。図７は、ＭＵＸ
１０３から出力されるデータのフレーム構造を示してい
る。この図に示すように、１フレームの先頭には同一の
伝送パラメータが繰り返し５個配置されており、その後
に続いて情報データが配置されている。

【００８４】Ｄ／Ａ変換回路６６，６７は、ＭＵＸ１０
３から出力されるＩ軸データとＱ軸データとを対応する
アナログ信号にそれぞれ変換する。そして、Ｄ／Ａ変換
回路６６，６７の出力信号は、ＬＰＦ６８，６９により
折り返し成分が除去された後、直交変調回路７０に入力
される。

【００８５】直交変調回路７０は、ＬＰＦ６８，６９の
出力と、局部発振回路７１から出力される周波数ｆ₁の
信号とを乗算して直交変調して出力する。ＢＰＦ７２
は、直交変調回路７０の出力信号のうち、所定の周波数
帯域の信号のみを通過させ、ＲＦコンバータ７３に供給
する。ＲＦコンバータ７３は、ＢＰＦ７２から出力され
た信号をＲＦ帯域の信号に変換してアンテナ７４を介し
て送信する。

【００８６】図８は、本発明の受信装置の第２の実施の
形態の構成例を示すブロック図である。

【００８７】この図において、図１と対応する部分には
対応する符号が付してあるのでその説明は適宜省略す
る。この実施の形態では、図１の場合と比較してＤＦＴ
９０が除外されている。その他の構成は図１に示す場合
と同様である。

【００８８】次に、図８に示す実施の形態の動作につい
て説明する。

【００８９】アンテナ８１により受信されたＲＦ信号
は、ＩＦコンバータ８３により中間周波数帯域の信号に
変換されて出力される。直交復調回路８４は、ＩＦコン
バータ８３から出力される中間周波数帯域の信号に、周
波数ｆ₁の信号を乗算して直交復調し、その結果得られ
るＩ軸成分とＱ軸成分の信号を、ＬＰＦ８６，８７にそ
れぞれ出力する。

【００９０】ＬＰＦ８６，８７は、Ｉ軸成分とＱ軸成分
に含まれている高域成分を除去してＡ／Ｄ変換回路８
８，８９に供給する。Ａ／Ｄ変換回路８８，８９は、Ｌ
ＰＦ８６，８７の出力信号を対応するディジタルデータ
に変換して、ＤＭＵＸ１１１に供給する。

【００９１】ＤＭＵＸ１１１は、Ａ／Ｄ変換回路８８，
８９から出力されたＩ軸データとＱ軸データから、送信
データと伝送パラメータとを分離抽出し、送信データは
デマッピング回路９１に、また、伝送パラメータはＤＡ
ＭＤ回路１３１に供給する。

【００９２】デマッピング回路９１は、ＭＵＸ１１１か
ら出力されたＩ軸およびＱ軸データをデマッピング（受
信点識別）することにより、送信データを再生する。

【００９３】ＤＡＭＤ回路１３１は、ＤＭＵＸ１１１か
ら出力された伝送パラメータのＩ軸データとＱ軸データ
を、それぞれ、硬判定回路１４３，１４４により１タイ
ムスロット毎に硬判定して１ビットデータに変換し、差
動復調回路１４５，１４６により差動復調する。

【００９４】差動復調されたデータは、累積加算回路１
４７，１４８により、１ＯＦＤＭシンボルに亘って累積
加算され、識別距離測定回路１４９，１５０にそれぞれ
供給されるとともに、セレクタ１５２に供給される。

【００９５】識別距離測定回路１４９，１５０は、累積
加算回路１４７，１４８の出力の識別距離をそれぞれ測
定し、得られた値を比較回路１５１に出力する。比較回
路１５１は、識別距離測定回路１４９，１５０の出力を
比較して、識別距離測定回路１４９の出力が識別距離判
定回路１５０の出力よりも大きいかまたはこれらが等し
い場合（Ｉ≧Ｑの場合）は、値“１”を出力し、また、
識別距離測定回路１４９の出力が識別距離判定回路１５
０の出力よりも小さい場合（Ｉ＜Ｑの場合）には、値
“０”を出力する。

【００９６】セレクタ１５２は、比較回路１５１の出力
が“１”の場合（Ｉ≧Ｑの場合）は、累積加算回路１４
７から出力される実数成分（Ｉ軸成分）を選択して多数
決判定回路１５３に出力する。また、比較回路１５１の
出力が“０”の場合（Ｉ＜Ｑの場合）には、累積加算回
路１４８から出力される虚数成分（Ｑ軸成分）を選択し
て多数決判定回路１５３に出力する。

【００９７】多数決判定回路１５３は、セレクタ１５２
から出力されるデータを多数決判定して、伝送パラメー
タを再生する。

【００９８】以上の実施の形態によれば、乗算回路が不
要となるので、回路規模を縮小することが可能となる。

【００９９】また、受信側において、送信側の搬送波と
異なる位相の搬送波により直交復調を行うと、受信信号
点は複素平面上で位相回転を起こし、正確なデータが再
生できなくなるが、本実施の形態では、複数の直交軸の
中で繰り返し符号の識別点からの距離の大きいものを選
び、多数決判定して復号するので、そのような場合にお
いてもデータを正確に再生することができる。

【０１００】

【発明の効果】請求項１に記載の受信装置および請求項
６に記載の受信方法によれば、直交変調された情報系列
を受信し、受信された情報系列を所定の直交軸に応じて
直交復調し、復調された情報系列に含まれている各軸の
成分を参照して、最も尤度の高い軸を選択し、選択され
た軸に対応する成分を用いて情報系列を再生するように
したので、乗算回路を削減することが可能となり、その
結果、回路規模を縮小することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本実施の形態の構成例を説明するブロック図で
ある。

【図２】図１に示すＤＭＡＤの詳細な構成例を説明する
ブロック図である。

【図３】図２に示す差動復号回路の詳細な構成例を示す
ブロック図である。

【図４】図２に示す識別距離測定回路の詳細な構成例を
示すブロック図である。

【図５】本発明の受信装置の第２の実施の形態に対応す
る送信装置の詳細な構成例を示すブロック図である。

【図６】図５に示す差動変調回路の詳細な構成例を示す
ブロック図である。

【図７】図５に示すＭＵＸから出力されるデータのフレ
ーム構造を示す図である。

【図８】本発明の受信装置の第２の実施の形態の構成例
を示すブロック図である。

【図９】従来のマルチキャリア送信装置の構成例を示す
ブロック図である。

【図１０】従来のマルチキャリア受信装置の構成例を示
すブロック図である。

【図１１】従来のＯＦＤＭ送信装置の構成例を示すブロ
ック図である。

【図１２】従来のＯＦＤＭ受信装置の構成例を示すブロ
ック図である。

【図１３】伝送パラメータが挿入されたサブキャリアの
構成例を説明する図である。

【図１４】伝送パラメータを含むＯＦＤＭ送信装置の構
成例を示すブロック図である。

【図１５】伝送パラメータを含むＯＦＤＭ受信装置の構
成例を示すブロック図である。

【図１６】図１５に示す差動復調回路の構成例を示すブ
ロック図である。

【符号の説明】

８２アンテナ（受信手段），８４直交復調回路
（復調手段），１４５，１４６差動復号回路（復号
手段），１４９，１５０識別距離測定回路（算出手
段），１５２セレクタ（選択手段），１５３多
数決判定回路（再生手段、判定手段）

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直交変調された情報系列を受信する受信
装置において、前記直交変調された情報系列を受信する受信手段と、前記受信手段により受信された前記情報系列を所定の直
交軸に応じて直交復調する復調手段と、前記復調手段により復調された情報系列に含まれている
各軸の成分を参照して、最も尤度の高い軸を選択する選
択手段と、前記選択手段により選択された軸に対応する成分を用い
て前記情報系列を再生する再生手段とを備えることを特
徴とする受信装置。
【請求項２】前記情報系列は繰り返し符号化されてお
り、前記繰り返し符号化された情報を復号化する際に用いる
閾値と前記情報系列との距離を各軸毎に算出する算出手
段を更に備え、前記選択手段は、前記算出手段により算出された前記各
軸毎の前記閾値と前記情報系列との距離を尤度として、
最も尤度が高い軸を選択することを特徴とする請求項１
に記載の受信装置。
【請求項３】前記情報系列は複数のサブキャリアに同
じ情報が付加され、マルチキャリア伝送に基づいて繰り
返し符号化されていることを特徴とする請求項２に記載
の受信装置。
【請求項４】前記情報系列は複数のタイムスロットに
同じ情報が付加されて繰り返し符号化されていることを
特徴とする請求項２に記載の受信装置。
【請求項５】前記情報系列は差動変調されており、前記復調手段により復調された情報系列に含まれている
各軸の成分を、それぞれの軸毎に差動復号する復号手段
と、前記復号手段により差動復号された情報のうち、前記選
択手段により選択された軸に対応する情報を多数決判定
する判定手段とを更に備えることを特徴とする請求項２
に記載の受信装置。
【請求項６】直交変調された情報系列を受信する受信
方法において、前記直交変調された情報系列を受信する受信ステップ
と、前記受信ステップにより受信された前記情報系列を所定
の直交軸に応じて直交復調する復調ステップと、前記復調ステップにより復調された情報系列に含まれて
いる各軸の成分を参照して、最も尤度の高い軸を選択す
る選択ステップと、前記選択ステップにより選択された軸に対応する成分を
用いて前記情報系列を再生する再生ステップとを備える
ことを特徴とする受信方法。