JP2712706B2 - 適応位相検出同期方法 - Google Patents

適応位相検出同期方法

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JP2712706B2 JP2031444A JP3144490A JP2712706B2 JP 2712706 B2 JP2712706 B2 JP 2712706B2 JP 2031444 A JP2031444 A JP 2031444A JP 3144490 A JP3144490 A JP 3144490A JP 2712706 B2 JP2712706 B2 JP 2712706B2
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  • Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、無線回線や衛星回線等の位相変調方式にお
けるキャリア再生又はクロック再生を行う際に用いる位
相検出同期方法に関する。
（従来の技術） PSK（Phase Shift Keying）変調方式を用いたディジ
タル無線回線や衛星回線において、受信側でのPSK変調
信号の復調の際、伝送符号誤りに対するC/N（キャリア
電力対雑音電力比）特性が理論的に優れた同期検波を一
般に用いている。この同期検波方式では送信搬送波（キ
ャリア）と同一の周波数で位相同期がとれた搬送波（キ
ャリア）が復調側で必要となる。このため、PLL（Phase
Locked Loop）と呼ばれている位相検出同期方法や単同
調回路方法（Ｑを非常に高い共振回路を用いる方法）が
一般に用いられている。
この様な方法を用いて受信側でキャリアを再生する場
合には、一般に送信側から送信キャリア成分を多く持っ
たプリアンブルと呼ばれる信号を予め一定時間送信した
後、情報をPSK変調して送信する。受信側では受信され
たプリアンブルをもとにキャリア成分を抽出再生し、周
波数と位相同期をとった後、PSK変調信号を復調するこ
とになる。
しかし、移動体通信のための無線回線や衛星回線など
では、回線雑音が大きくしかも伝送系においてキャリア
周波数及び位相のオフセット（ずれ）が大きいため、又
はドプラーによる周波数ずれなどのため、キャリアの抽
出が困難となる。また、キャリアの位相同期引き込みに
時間を要し、また同期外れも起こし易い。このため、十
分なキャリア再生が出来るようにするために、送信側か
ら長いプリアンブルを送信した場合には、伝送効率が大
幅に低下する。また、同期がとれた後、雑音やフェーデ
ィングのためにキャリアが一時的に無くなり同期が外れ
た場合には、送信側からプリアンブルが伝送されないた
め、受信側ではキャリア再生が出来ず同期が外れたまま
となり、それ以降の通信が出来なくなる。
一方、低速の無線パケット伝送では伝送効率の面から
プリアンブルをつけないでパケット伝送する必要があ
る。このようなシステムでは、実用的に十分満足できる
ような引き込み時間の短いキャリア再生特性をもった位
相検出同期方法がいまだ実現されていない。
以下に、周波数逓倍法とPLLとを用いてPSK変調波のキ
ャリア再生を行う場合を例にとり、具体的に説明する。
第１図は、従来のPLLを用いたキャリア再生方式の構
成図である。入力端子１にPSK変調信号を入力し、逓倍
器２により逓倍（２相位相変調の場合は２逓倍、４相位
相変調の場合は３逓倍）してキャリア周波数の整数倍に
対応した信号成分fxを再生する。次に、バンドパスフィ
ルタ３を通してPLL入力端子４に入力し、位相検出同期
器（PLL）５を用いて雑音とジッタを取り除き前記信号
成分fxに同期した参照波をPLL出力端子６から取り出
し、これを分周器７で分周することにより出力端子８か
ら再生キャリアを抽出している。
PLL5の基本構成の一例としては、第１図のように、位
相検出器10と、ループフィルタ11と、参照周波数発生器
９（以下、「VCO」と称す）とから構成される。なお、V
CO9は、完全積分器12、自走角周波数発生器13、初期位
相発生器14、COS変換器15並びに加算器16及び17から構
成されている。
初期位相Θ０及び自走角周波数W0を持った参照周波数
発生器９（VCO;Voltage Controled Oscillator）からの
参照波と、キャリアに対応する信号成分fxを持った信号
（バンドパスフィルタ３の出力）とを乗算器からなる位
相検出器10（正弦波位相検出の場合）に入力し、参照波
との間の位相誤差又は差周波数（以下、「周波数離調」
と称す）成分を取り出して、ループフィルタ11を介して
不必要な雑音成分を抑圧するとともに、その振幅・位相
特性によってPLL5の応答特性，同期特性を決定する。VC
O9はループフィルタ11の出力の制御信号電圧によって発
振周波数が決定され、その出力は位相比較器10に加えら
れてPLLの帰還ループを形成する。これらの動作により
前記信号成分fxと周波数及び位相同期した参照波をPLL
出力端子６から抽出し、再生キャリアを得るためにこれ
を分周する。PLLは、一般に、入力信号の周波数と位相
が、自走発振状態にあるVCO9の参照波と同期関係にない
ため、まず周波数引き込み（プルイン）過程で周波数を
接近させた後、位相同期（ロックイン）過程で同期する
といった２段階の過程に分けて行っている。
ここで、入力端子１の入力信号に雑音が多い場合（キ
ャリア電力対雑音電力比:C:/Nが低い場合）、キャリア
に対応した周波数成分の再生のための逓倍器２による雑
音成分の増加（逓倍毎に6dB増加）や、位相検出器10の
乗算による非線形操作に基づく雑音の発生等により、ル
ープフィルタ11の出力だけで位相誤差と角周波数離調度
を小さく制御しようとしても、初期位相発生器14に設定
されている初期位相との差及び自走角周波数発生器13に
設定されている初期自走角周波数との差がそれぞれ大き
い場合、雑音のために同期状態に入らなかったり又は同
期状態になるまでに極めて時間がかかったりする。ま
た、同期が例え取れた場合でも、このようなときにはそ
の後に同期外れを起こしやすく、しかも再び同期しにく
い状況となり、安定したキャリア再生が出来ない。特
に、周波数オフセットが大きい場合にこの状況が著し
い。
（発明が解決しようとする課題） 一般、PLL5の同期引き込みにおける動作としては、PL
Lのループ利得を大きくして引き込みを速くした場合、
雑音に対する感度も高くなることからPLL出力端子６の
参照波に大きな位相ジッタや周波数変動が発生する。逆
に、雑音への耐久性を良くするためにPLL5のループ利得
を下げ、かつループフィルタ11の雑音帯域を狭くした場
合には、位相ジッタは減少するが、周波数離調及び初期
位相差の引き込み能力が無くなり正確なキャリア再生が
困難となる。特に、5dB以下の低C/N回線においては、従
来のPLLでは正常な動作が困難である。また、使用する
位相検出器10の種類によっては、誤動作（falseロッ
ク）の状態も発生する。
従来技術では、回線雑音や周波数及び位相オフセット
対策として、これまでループフィルタ11のフィルタ係数
やループ利得をキャリア同期引き込み時と引き込み後に
おいてそれぞれ調整する方法、線形な位相検出特性を持
つ位相検出器（鋸状波位相検出）の利用などの改善が種
々提案されている。例えば、ループフィルタ11のフィル
タ係数やループ利得を調整する方法としては、周波数オ
フセットや位相オフセットが大きい場合、ループフィル
タ11のフィルタ係数（又はループ利得）を切り替えるこ
とにより同期引き込みを行っている。
具体的には、オフセットを考慮してループフィルタ11
の伝送帯域を初期の引き込み範囲が広くなるように制御
し、一旦引き込んだ後には伝送帯域を狭くして同期外れ
が起こりにくくなるようフィルタ係数を制御する方法が
ある。
しかし、このような単なるフィルタ係数の切り替えだ
けでは不十分である。即ち、雑音が大きい場合にはルー
プフィルタ11の伝送帯域が広いと雑音によりなかなか同
期引き込み状態に入らないという問題がある。また、単
同調回路方法ではこの様なキャリアのオフセットやフェ
ージングが多い伝送系又はドララー周波数が大きい伝送
系でのキャリア抽出が困難であった。
本発明はこの様な欠点を解決し、回線雑音や周波数及
び位相オフセットに強い位相検出同期方法を提供するこ
とを目的とする。
（課題を解決するための手段） 本願の第１の発明によれば、初期位相を発生する初期
位相発生器及び自走角周波数を発生する自走角周波数発
生器を有する参照周波数発振器（VCO）で発振された参
照波と、入力した入力信号とを位相検出同期器内の位相
比較器で比較し、自走角周波数との角周波数差である角
周波数離調度及び初期位相差が小さくなるように調整し
ながら位相同期をとる位相検出同期方法において、前記
入力信号をバッファメモリに記憶し、該記憶された入力
信号と前記参照波との初期位相差及び角周波数離調度を
初期位相差推定器と角周波数離調度推定器とによりそれ
ぞれ推定する試行モード処理を繰り返して実行し、該初
期位相差の推定誤差及び角周波数離調度の推定誤差が小
さくなるように前記初期位相発生器の初期位相と前記自
走角周波数発生器の自走角周波数とを逐次調整し、前記
初期位相差推定器の初期位相差推定誤差及び前記角周波
数離調度推定器の角周波数離調度推定誤差が予め定めた
閾値以下となるか又は該試行モード処理の回数が予め定
めた回数以上となった時に前記初期位相発生器の初期位
相と、前記自走角周波数発生器の自走角周波数とに基づ
いて前記位相検出同期器により位相同期をとる通常モー
ド処理を行う適応位相検出同期方法が提供される。
本願の第２の発明によれば、前記試行モード処理が一
回終わる毎に又は試行モード処理の複数回の繰り返しが
終了した時点で、前記位相検出同期器内に備えられたロ
ーパスフィルタ及びループフィルタのうち少なくとも一
方のフィルタの帯域が狭くなるように該フィルタのフィ
ルタ係数を制御する適応位相検出同期方法が提供され
る。
本願の第３の発明によれば、単一又は複数の帯域に分
割された前記入力信号に対して複数のバンドパスフィル
タを有し、該バンドパスフィルタ毎に異なる複数個の初
期自走角周波数を用意して前記試行モード処理を行い、
該初期自走角周波数が互いに同一となるか又はその差が
最も小さくなった帯域の自走角周波数から前記入力信号
の周波数を推定し、該推定結果に基づいて前記バンドパ
スフィルタの中心周波数位置及び帯域幅のうち少なくと
も一方を調整して、前記入力信号に同期した参照波を得
ることによりキャリアを再生する適応位相検出同期方法
が提供される。
本願の第４の発明によれば、単一又は複数に分割され
た帯域の前記入力信号に対して複数のバンドパスフィル
タを有し、該バンドパスフィルタ毎に毎なる初期自走角
周波数を用意して前記試行モード処理を行い、直交位相
差成分又は同相位相差成分を互いに比較し、その差があ
る範囲内になった帯域の自走角周波数から前記入力信号
の周波数を推定し、該比較結果に基づいて前記バンドパ
スフィルタの中心周波数位置及び帯域幅のうち少なくと
も一方を調整して、前記入力信号に同期した参照波を得
ることによりキャリアを再生する適応位相検出同期方法
が提供される。
本願の第５の発明によれば、単一又は複数に分割され
た帯域の前記入力信号に対して複数のバンドパスフィル
タを有し、該バンドパスフィルタのうち少なくとも一つ
のバンドパスフィルタのスペクトル分析により検出され
た角周波数と、試行モード処理及び通常モード処理で得
られた自走角周波数とをもとに前記バンドパスフィルタ
の中心周波数位置又はさらに伝送帯域幅を制御して同期
をとる適応位相検出同期方法が提供される。
本願の第６の発明によれば、前記入力信号をフレーム
毎に分割し、各フレーム毎又は予め定めたフレーム長毎
に試行モード処理を実行する適応位相検出同期方法が提
供される。
以下に、図面を用いて本発明の要旨であるPLLについ
て詳細に説明する。ここでは、PLLへの入力信号がディ
ジタル信号であり、PLLはディジタル処理することを例
にとって説明する。なお、A/D、D/A変換については説明
を省略する。また、従来と同一構成部分には同一番号を
付与し、説明を重複を省く。
（第一の実施例） 第２図は、本発明による第１の実施例として、適応位
相検出同期器（以下、「アダプティブPLL」と称す）の
構成図を示す。
本発明の要旨であるアダプティブPLL20は、従来のPLL
5に加え、入力信号を一旦蓄えるためのバファーメモリ2
1と、入力信号内の雑音に対する耐久性を強化し、かつ
幅広い同期引き込み領域を実現するためのローパスフィ
ルタ22と、初期位相差を推定する初期位相差推定器23
と、自走角周波数と入力信号の角周波数との差、即ち角
周波数離調度を推定する角周波数離調度推定器24とを新
たに設けたものである。なお、同図に示す25は自走角周
波数出力端子である。
また、動作的には、バッファーメモリ21に記憶された
入力信号に対して上記の構成を用いてPLL処理を行いな
がら、位相オフセット及び周波数オフセット量を推定し
てアダプティブPLL20内の自走角周波数W0と初期位相Θ
０とを調整する試行モード処理を新たに設けてこの試行
モード処理を繰り返すことにあり、周波数及び位相同期
が確立できる領域内に角周波数離調度及び初期位相差が
入ればその時の自走角周波数及び初期位相を自走角周波
数発生器13及び初期位相発生器14にそれぞれ設定しなお
し、自走角周波数及び初期位相の修正を行わないで従来
の周波数引き込み過程及び位相同期過程のPLL動作を行
わせる通常モード処理によりPLL処理させ、入力信号内
のキャリアに対応した信号成分に参照波を同期させ、PL
L出力端子６から取り出すものである。
なお、PLLを従来と同様に動作させる通常モード処理
において、バッファーメモリ21は、入力信号を単に遅延
させて出力するように動作するか、又は同じ信号を使用
するためにバッファとして動作する。
次に、このアダプティブPLL（適応位相検出同期器）2
0の動作を詳細に説明する。
（１）PLL入力端子４からのディジタル入力信号は、バ
ッファーメモリ21に一旦記憶する。これは同一の入力信
号に対して角周波数離調度推定及び初期位相差推定の修
正量が予め定めた閾値以下となるか、又は所望の回数だ
け試行モード処理を繰り返すために、記憶するものであ
る。
（２）記憶されたディジタル入力信号に対し、予め定め
られた自走角周波数発生器13の初期自走角周波数W0int
と初期位相発生器14の初期位相Θ0intとを初期値とし
て、本発明の要旨である試行モード処理のPLL処理を繰
り返し行う。なお、自走角周波数発生器13の初期自走角
周波数W0の初期値W0intと初期位相発生器14の初期位相
Θ０の初期値Θ0intとしては、前回の試行モード処理に
おけるPLL処理時の自走角周波数と初期位相との最終値
を用いても良い。また、外部に線形予測によるスペクト
ル分析器等を用意し、この情報をもとに初期値を決めて
も良い。
（２−１）具体的には、バッファーメモリ21出力とCO
S変換器15からの参照波とを位相比較器10に入力して位
相差成分を検出した後、ローパルフィルタ22とループフ
ィルタ11とを介して雑音成分を抑圧する。
（２−２）次に、ループフィルタ11の出力を角周波数
離調度推定器24と初期位相差推定器23とに入力すると共
に、自走角周波数発生器13からの自走角周波数に対応し
た信号と加算器16を介して加算したのち完全積分器12に
入力する。
（２−３）さらに、完全積分器12の出力と初期位相発
生器14からの初期位相に対応した信号とを加算器17を介
して加算したのち、COS変換器15にて余弦変換して参照
波を生成する。
ここで、PLL入力端子４に入力したディジタル入力信
号のキャリアに対応した周波数成分と、PLL処理された
参照波の周波数（COS変換器15の出力）との間に周波数
離調が認められる場合、ループフィルタ11の出力には周
波数離調度に対応した直流成分が発生することから、本
発明である時間内でのこの直流成分を角周波数離調度推
定器24で検出し、角周波数離調度を推定する。また、PL
L入力端子４に入力された信号成分と参照波との間に位
相差がある場合、ループフィルタ11の出力には、アダプ
ティブPLL20が引き込み動作を開始した時刻からある時
間の範囲内で、位相差に対応したパルス状の信号成分が
発生することから（位相同期がとれるに従い振幅は次第
に小さくなる）、これを初期位相差推定器23により検出
し初期位相差を推定する。これらの推定された初期位相
差と角周波数離調度とから初期位相発生器14の初期位相
と自走角周波数発生器13の自走角周波数とをそれぞれ修
正し、再度記憶された同一の入力信号に対して同様のPL
L処理をさせ、推定を行う。これらの処理を試行モード
処理として同期状態が達成されたと見なせる回数だけ繰
り返す。
なお、上記の試行モード処理で同期状態を得た後、通
常モード処理のPLLを行うやり方としては種々の方法が
考えられる。
例えば、第１の方法としては、予め定めた特定の試行
回数を越えた場合同期していると見なし、又は初期位相
差及び角周波数離調度に対する推定誤差が与えられたス
レショールドより小さくなった時点で同期状態にあると
見なし、試行モード処理を終了し、通常モード処理のPL
L処理に切り替える。
第２の方法としては、入力信号を予め定められたフレ
ーム毎に分割し、各フレーム毎又は予め定めたフレーム
毎で試行モード処理を繰り返し実施し、自走角周波数と
初期位相とを調整した後、再び通常モード処理に切り替
える。
第３の方法として、第４図に示すように、SIN変換器2
6とローパスフィルタ28とから直交位相差成分（又は同
位相差成分）を求め、同期を判定する同期判定回路（図
示せず）を付加し、同期状態になれば通常モード処理の
PLL処理を行う。
また、第４の方法として一旦通常モード処理で非同期
状態になれば試行モード処理を再度実施してこれを繰り
返し同期状態とし、再び通常モード処理に切り替える。
第５の方法としては、単一又は帯域を分割するための
複数のバンドパスフィルタを設け、各バンドパスフィル
タ全て又は一部にアダプティブPLL20を接続し、それぞ
れの帯域内で同期引き込み動作開始時に各アダプティブ
PLL20に入力された信号に対して複数の異なる初期自走
角周波数を用意し（端子46から入力）、試行モード処理
を繰り返して行い、各自走角周波数が互いに同一となる
か又はその差が最も小さくなるとキャリア周波数に対応
している成分が有ると見なし、その帯域のPLL処理を通
常モード処理に切り替える。
なお、試行モード処理が一回終る毎又は試行モード処
理の繰り返しが終了した時点でローパスフィルタ28の伝
送帯域やループフィルタ11の伝送帯域を序々に狭く制御
して雑音特性を改善しても良い。
（３）試行モード処理の繰り返しにより、同期状態に入
る自走角周波数と初期位相とが決定されると、それらを
設定し、従来のPLLと同様の処理である通常モード処理
を行う。即ち、通常モード処理では、位相検出器10で位
相誤差及び周波数離調成分を取り出すとともに、ループ
フィルタ11を介して不必要な雑音成分を抑圧し、これを
初期位相発生器14及び自走角周波数発生器13に入力し、
ループフィルタ11のループ利得や帯域を調整しながらフ
ィードバック制御する。即ち、本発明の要旨である試行
モード処理は、初期位相差推定器23及び角周波数離調度
推定器24を動作させるのに対し、通常モード処理では初
期位相差推定器23及び角周波数離調度推定器24を動作さ
せない。
上述のように、本発明は、従来のPLL5のループフィル
タ11の出力に角周波数離調度推定器24と初期位相差推定
器23とを接続し、前記同期引き込み開始時に、入力され
た信号成分との初期位相差と角周波数離調度との推定値
を求め、PLLの自走角周波数発生器13の初期の自走角周
波数と初期位相発生器14の初期位相とをそれぞれ修正す
る機能（試行モード処理の繰り返し）を付加することに
より、回線雑音や周波数及び位相オフセットに強い位相
検出同期方式を実現したものである。
ここで、角周波数離調度推定器24による角周波数離調
度の推定方式の一例としては、後述の（１）式を用いて
実現できる。即ち、アダプティブPLL20の参照波と前記
入力された信号成分との間で周波数離調がある場合、PL
Lの同期引き込み動作の定常状態では角周波数離調度成
分は完全積分回路12の入力として直流成分になることか
ら、ループフィフタ11の出力の直流成分を特定時間領域
（系が安定状態）内で求め、角周波数離調度を推定す
る。この結果により（３）式のように自走角周波数を修
正する。これらの処理を繰り返すことにより角周波数離
調度を次第に減少させることができる。
また、初期位相差成分に対しては、初期位相差はルー
プフィルタ11の出力としてPLLの引き込み動作開始時か
らある特定時間領域（角周波数の特定時間に比べて極め
て短い時間で、例えばキックオフした直後のある特定時
間領域）内に主として現れ、しかもこの範囲では角周波
数離調度に起因した成分は小さいことに着目して、初期
位相差推定器23において特定時間領域内の直流成分を
（４）式を用いて求め、（５）式から初期位相差を推定
する。なお、PLL動作の定常状態では位相差が完全積分
回路12の出力において原理的に一定値となることから、
初期位相推定器23において積分回路を設けその出力Φを
一旦記憶しておき、前記の角周波数離調度推定誤差Δwe
を用いて（４′）式により位相差推定誤差Δθｅを求
め、（５）式により初期位相差を推定しても良い。
ここで、角周波数離調度推定器24においてｊ回目の試
行（学習）による角周波数離調度推定器をΔW0（ｊ）と
すると、 ΔW0（ｊ）＝α＊ΔW0（ｊ−１）＋β＊Δwe（ｊ） …（１） で与える。但し、ΔW0（０）＝０、α，βは０≦α，β
≦１の定数である。
角周波数離調度推定誤差Δwe（ｊ）は、 から求められる。但し、Ｎ＝N2−N1＋１、Ψ（ｉ）はｊ
回目の試行の際におけるループフィルタの出力、ｉは同
期引き込み動作開始後のサンプル時点である。
さらに、（ｊ＋１）回目の試行における自走角周波数
発生器13の自走角周波数W0（ｊ＋１）は、 W0（ｊ＋１）＝W0int＋ΔW0（ｊ） …（３） で与る。但し、W0intの推定のための試行モード処理の
際の自走角周波数発生器13の自走角周波数の初期値（初
期自走角周波数）である。W0intは予め定めた値、又は
通常モード処理でPLL処理をして得られた参照波の角周
波数さらには、外部でPLL入力信号から直接推定された
角周波数をスペクトル分析器から得て（例えば、線形予
測分析やFETにより推定できる）用いても良い。これを
初期自走角周波数入力端子46から入力すれば良い。この
様に、アダプティブPLL20が入力信号のキャリアに対応
した周波数成分に同期する領域内に入るようW0を適応的
に更新する。これにより、同期引き込み可能な自走角周
波数が得られる。
一方、ｊ回目の試行における位相差推定誤差Δθ
ｅ（ｊ）は 但し、Ｎ＝N4−N3＋１で与える。ここで、N3、N4は角周
波数離調の成分が大きくないサンプリング時点とする。
又はｊ回目の試行における位相差推定誤差Δθ
ｅ（ｊ）は 但し、Ｎ＝N2−N1＋１、Φ（ｉ）＝Φ（ｉ−１）＋Ψ
（ｉ）、Φ（０）＝０を用いてもよい。
ここで、初期位相差推定値Δθ０（ｊ）を Δθ０（ｊ）＝γ＊Δθ０（ｊ−１）＋δ＊Δθ
ｅ（ｊ） …（５） で与える。但し、γ、δは０≦γ、δ≦１の定数であ
る。
ｊ＋１回目の試行の初期位相発生器の初期位相Θ
０（ｊ＋１）は、 θ０（ｊ＋１）＝Θ0int＋Δθ０（ｊ） …（６） で与えられる。但し、Θ0intは推定のための試行モード
処理の開始の際の初期位相発生器14の初期位相の初期値
である。
このように、PLLが入力信号のキャリアに対応した信
号成分に位相同期する領域内に入るよう初期位相Θ０を
選択的に更新する。この初期値をある特定の値を用いた
り、通常モード処理でPLL処理された参照波の位相を用
いたり、さらには外部のスペクトル分析器で推定したも
のを用いても良い。
上述の説明のごとく、試行モード処理では（３）及び
（６）式により与えられた自走角周波数W0（ｊ）と初期
位相Θ０（ｊ）を各々設定し、再度前記の手順で試行モ
ード処理のPLLを行い、改めて（１）及び（５）式を用
いて推定を行う。この様な試行モード処理を繰り返すこ
とにより、同期引き込み状態になるよう自走角周波数及
び初期位相を追い込むことが出来る。この時、試行モー
ド処理が一回終るごと又は複数回の試行モード処理が終
了した時点でローパスフィルタ22の伝送帯域やループフ
ィルタ11の伝送帯域を序々に狭く制御しても良い。これ
により、雑音帯域を狭くでき自走角周波数と初期位相の
精度が向上する。なお、試行モード処理の回数ｊは一定
値とするか、Δwe（ｊ）又はΔθｅ（ｊ）がある一定値
以下になれば試行モード処理を停止してもよい。また
は、第４図のようにCOS変換と並行して後述するSIN変換
器26と乗算器等からなる直交位相比較器27とローパスフ
ィルタ28とを付加して直交位相差成分を検出するための
同期判定回路を設け、その出力がある閾値以上となれば
同期したと見なして停止してもよい。また、図示してい
ないが、位相比較器10から得られた信号をローパスフィ
ルタを通して同相位相差成分を検出し、その出力がある
閾値以下となれば同期したと見なし停止しても良い。
上述の説明のごとく、試行モード処理において角周波
数離調度推定と初期位相推定を行うPLL処理を実施し、
同期する最適な自走角周波数と初期位相を求めた後に、
これらを用いて通常モード処理としてループフィルタ11
のループ利得を小さくすると共に雑音帯域を狭くして通
常のPLL動作を行わせる。これにより雑音や周波数及び
位相オフセットに対して安定な位相検出同期器が実現で
きる。また、PLLの同期が何かの理由により外れたとき
には、前述の同期判定回路などにより同期外れを検出
し、再度上記の試行モード処理処理を行って同期引き込
みを行えばよい。
ローパスフィルタ22は対雑音特性の向上又は位相比較
器10による非線形歪の抑圧のために挿入しているが、さ
らに初期位相差及び角周波数離調度が小さくなるに応じ
てその伝送帯域を狭くすれば、前記の初期位相差推定器
23及び角周波数離調度推定器24の推定精度の向上と雑音
による同期外れの防止ができる。また、入力信号内の雑
音が余り無ければ必ずしもローパスフィルタ22は挿入し
なくてもよい。
ここで、本発明に用いるローパスフィルタ22の一構成
例を第３図に示す。図のように、ローパスフィルタ22は
フィルタ係数30a、加算器31a、１タップ遅延素子32a及
びフィルタ係数33aを１組として、複数段縦接続されて
構成してある。フィルタ係数33aを少なくとも可変する
ことにより簡単にフィルタ伝送帯域を制御できる。
なお、ここでは動作の説明を省くが、本発明のアダプ
ティブPLL20は、キャリア再生以外にクロック再生にも
適用できる。第４図は、COS変換器15以外にSIN変換器26
と、乗算器等からなる直交位相比較器27と、ローパスフ
ィルタ28とを併用し直交位相差成分を検出する本発明の
コスタス形位相検出同期器（以下「アダプティブPLL2
0′」と称す）の構成図である。これにより、アダプテ
ィブPLL20′の入力信号に対して入力電力が一定となる
ようにAGC機能を付加することも容易である。また、前
述の説明の如く、SIN変換器26側の直交位相検出成分出
力をもとに同期状態かどうかを判定してもよい。
（第２の実施例） 次に第２の実施例として、C/Nが極端に劣化するシス
テムの２相PSKは勿論のこと、４相や８相PSK変調信号な
どの高次の逓倍を必要とするシステムに、本発明のアダ
プティブPLL20を適用した場合のキャリア再生方法につ
いて説明する。
第５図は本発明による第２の実施例であり、高次のPS
K変調信号を用いたキャリア再生方法のブロック図であ
る。第１の実施例と異なる点は、前述のアダプティブPL
L20の前段に時間領域処理型のディジタルフィルタや周
波数処理型のFET等で構成される適応バンドパスフィル
ター41を配置し、アダプティブPLL20（適応位相検出同
期器）20の入力信号内からキャリアに対応した信号成分
の存在を検出すると共に、本発明の適応位相検出同期方
法により得られた自走角周波数をもとに適応バンドパス
フィルター41の中心周波数位置及び伝送帯域幅のうち少
なくとも中心周波数位置を制御するよう構成して不要な
雑音を抑圧した後、適応バンドパスフィルター41の出力
をアダプティブPLL20に入力し、参照波を同期させキャ
リアを再生することにある。なお、帯域分割する複数の
適応バンドパスフィルタと適応位相検出同期器とを組み
合わせた方法は、後述する初期のキャリアオフセットが
非常に広範囲に変化している場合に用いるものである。
まず、キャリヤに対応した信号成分の有無の識別とそ
の角周波数の検出方法として、自走角周波数比較法に説
明する。
（１）予め設定されたバンドパスフィルタ特性を有する
適応バンドパスフィルタ41から得られた信号は、PLL入
力端子４を介してアダプティブPLL20に入力する。
（２）アダプティブPLL20では、第２図の自走角周波数
発生器13の自走角周波数に関し、前述した（３）式にお
いて異った自走角周波数初期値、即ち、W0int1及びW
0int2をそれぞれ設定して、試行モード処理を実行させ
る。
（３）その結果得られた各々の自走角周波数を自走角周
波数出力端子25を介して自走角周波数比較器42を入力し
て |W01（ｍ）−W02（ｍ）｜≦τ …（７） が満足するかどうかを調べる。但し、τは定数、ｍは試
行回数、W01（ｍ）は初期値W0int1に対する自走角周波
数、W02（ｍ）は初期値W0int2に対する自走角周波数で
ある。
（４）（７）式が特定試行回数以内に成立した場合に
は、異なる自走角周波数の初期値からスタートしても同
一の自走角周波数に収斂したと見なせることから、入力
信号内に特定信号成分があると見なす。
（５）逆に、入力信号内に雑音成分しかない場合にはそ
れぞれ異なった自走角周波数となり、（７）式を満たさ
ない。この特徴を用いてキャリアに対応した信号成分の
有無を識別検出し、しかもその角周波数を参照波の自走
角周波数W01（ｍ）で検知する。
（６）これをフィルタ係数制御回路43に入力して適応バ
ンドパスフィルタ41の中心周波数位置や伝送帯域を再調
整する。即ち、キャリア周波数オフセットが推定できる
ことから、これに基づいたフィルタの中心周波数位置の
制御又はさらに伝送帯域幅の狭帯域制御（例えばフィル
タ係数制御によってディジタルフィルタのインパルスレ
スポンスを変えることにより簡単に実現できる）によっ
て不要な雑音の大幅な削減が可能となる。
（７）この適応バンドパスフィルタ41を通して雑音を処
理した後、アダプティブPLL20に入力し上記の試行モー
ド処理を繰り返すことにより、入力端子１において極端
に雑音の多い回線に対して確実に同期させてキャリア再
生を行わせることが可能である。
（第３の実施例） 次に、キャリアに対応した信号成分の有無の識別とそ
の角周波数の検出方法として、直交位相成分比較法を第
６図を用いて説明する。
第６図は、本発明による第３の実施例であり、直交位
相成分比較法を用いてキャリア再生する場合の構成図で
ある。第４図の実施例２と異なる点は、アダプティブPL
L20（適応位相検出同期器）の代わりに直交位相差成分
も出力するアダプティブPLL20′を用い、かつ直交位相
差成分の出力端子29に直交位相成分比較器44を接続し、
その出力に基づいてフィルタ係数制御回路43を制御する
ように構成したものである。なお、前述と同様に直交位
相差成分の代わりに同相位相差成分を用いても良いが、
ここでは説明を省略する。
次に、動作について説明する。
（１）予め設定されたバンドパスフィルタ特性を有する
適応バンドパスフィルタ41から得られた信号は、PLL入
力端子４を介してアダプティブPLL20′に入力する。
（２）アダプティブPLL20′では、第２図の自走角周波
数発生器13の自走角周波数に関し、前述した（３）式に
おいて異った自走角周波数初期値、即ち、W0int1及びW
0int2をそれぞれ設定して、試行モード処理を実行させ
る。ここまでは、実施例２と同じである。
（３）それぞれの試行モード処理における直交位相成分
の出力端子29の出力を直交位相成分比較器44に入力し、
次式を満足するかどうか調べる。
但し、εは定数、ｍは試行モード処理の繰し返し回
数、i1及びi2は計算領域を示す定数、AQ01（ｍ）は自走
角周波数初期値W0int1に対する直交位相成分、AQ
02（ｍ）は自走角周波数初期値W0int2に対する直交位相
成分である。
（４）（８）式が試行モード処理の１回の実施又は特定
の試行モード処理回数時に成立した場合には、異なる自
走角周波数の初期値からスタートしても同一の自走角周
波数に収斂し、直交位相成分が同一となったと見なせる
ことから、入力信号に所望の信号成分（キャリア成分）
が有りと見なす。
（５）逆に、入力信号内に雑音成分しかない場合には、
それぞれ異なった自走角周波数となることから、直交位
相成分もそれぞれ異なり（８）式を満たさない。この特
徴を用いて、前述のようにキャリアに対応した信号成分
の有無を判定し、かつその角周波数を参照波の自走角周
波数W01（ｍ）で検知でき、これらをフィルタ係数制御
回路43に入力する。
（６）フィルタ係数制御回路43は入力された情報に基づ
いて適応バンドパスフィルタ41の中心周波数位置及び帯
域幅のうち少なくとも中心周波数位置を制御する。即ち
キャリア周波数オフセットが推定できることから、これ
に基づいた中心周波数位置の制御又はさらに伝送帯域幅
の狭帯域制御（例えばフィルタ係数制御によってディジ
タルフィルタのインパルスレスポンスを変えることによ
り簡単に実現できる）によって不要な雑音の大幅な削減
が可能となる。
（７）この適応バンドパスフィルタ41を通して雑音を処
理した後、アダプティブPLL20′に入力し上記の試行モ
ード処理を繰り返すことにより、入力端子１において極
端に雑音の多い回線に対しても確実に同期させてキャリ
ア再生を行わせることが可能である。
（第４の実施例） 第７図は本発明のよる第４の実施例であり、適応位相
検出同期器（PLL）20′を用いたキャリア再生方式の構
成図である。同図のように、PLL20′内の自走角周波数
初期値を外部に設けたスペクトル分析器45で、入力信号
の角周波数から推定し、角周波数離調度推定器24に設定
して働かせることにより、前述の第３の実施例と同様に
キャリア再生を行うことができる。ここで、スペクトル
分析45としては、従来から良く知られているFETや線形
予測スペクトル分析器により実現され、スペクトル分析
器45の出力及びPLL20′からの自走角周波数出力をもと
に、前述と同様に中心周波数位置の制御又は伝送帯域幅
の制御を行う。
なお、第２〜第４の実施例において、一旦同期したの
ちキャリアがドプラー効果などにより時間的に変動する
場合には、自走角周波数出力端子25からの自走角周波数
をモニターしておき、キャリアに対応した信号成分が適
応バンドパスフィルタ41の伝送帯域から外れないように
中心周波数位置を制御することにより変動に追従でき
る。また、初期のキャリアオフセットが非常に広範囲に
変化している場合には、逓倍器２の出力に対して想定さ
れる周波数オフセット領域内をサブ帯域に分割し、分割
したそれぞれに上述のキャリア再生回路を用意し、個々
の適応バンドパスフィルタ41の初期の中心周波数位置な
らびに伝送帯域を調整して配置しておき、いずれかのキ
ャリア再生回路でキャリアに対応した信号成分を補足し
て前述の処理を行うことにより、キャリアと参照波に同
期させてキャリア再生を行うことが出来る。この時、適
応バンドパスフィルタ41、アダプティブPLL20（2
0′）、自走角周波数比較器42又は直交位相成分比較器4
4及びフィルタ係数制御回路43を、又はこれらにスペク
トル分析器45を追加した構成を複数個用意し、キャリア
に対応した信号成分に同期した参照波が存在しているサ
ブ帯域のアダプティブPLL20（20′）のみを選択して分
周器７を接続してもよい。また、複数のバンドパスフィ
ルタからなる帯域分割フィルタ群を用意して、帯域内電
力の変化（キャリアに対応した信号成分を受信すると帯
域内電力が増加する）からキャリアに対応した信号成分
がバンドパスフィルタを選択し、これをアダプティブPL
L20（20′）に接続し、前記の毎くフィルタ係数を制御
し適応バンドパスフィルタとして用いてもよい。また、
アダプティブPLL20（20′）の出力を出力端子６から取
り出し、これを分周器７に入力して再生キャリアを出力
端子８から得ているが、適応バンドパスフィルタ41を非
常に狭帯域に制御することにより適応バンドパスフィル
タ41の出力を直接分周器７に入力して再生キャリアを得
ても良い。また、上述の説明では試行モード処理を行う
PLLと通常モード処理を行うPLLとが共通のPLLを用いる
場合について述べたが、従来の通常モード処理のみを行
うPLLの他に本発明の特徴である試行モード処理を行う
アダプティブPLL20（20′）新たに追加し、試行モード
処理の結果を通常モード処理のPLLに通知して行うよう
に構成しても良い。
（発明の効果） 本発明は次のような効果がある。
（１）一旦蓄えられた入力信号に対して角周波数離調度
と初期位相差を推定し適応的に自走角周波数と初期位相
を修正する試行モード処理を行った後、従来のPLL処理
である通常モード処理を行うことにより、PLLの同期引
き込み範囲の拡大と雑音帯域の縮小とが同時に実現出来
ることから、入力信号内の雑音が大きくしかも周波数オ
フセットが大きい場合でも周期を簡単に取ることが可能
となり、しかも同期引き込み後の動作も安定したものと
することが出来る。これにより、従来困難とされていた
低C/N状態でしかもキャリアオフセットが大きい伝送系
でもキャリア再生を行う事ができる。また、従来のPLL
でハングアップと呼ばれている誤動作状態も角周波数離
調度及び初期位相差の適応的な修正機能を持たせること
により回避できる。
（２）試行モード処理が一回終わる毎又は複数回の試行
モード処理が終了した時点で、位相検出同期器内に備え
られたローパスフィルタ又はさらにループフィルタの帯
域が狭くなるようにフィルタ係数を制御することによ
り、初期位相差推定器23及び角周波数離調度推定器24の
推定精度の向上と雑音による同期外れの防止が可能とな
る。
（３）単一又は複数の帯域に分割された入力信号に対し
て複数のバンドパスフィルタを有し、バンドパスフィル
タ毎に異なる複数個の初期自走角周波数を用意して試行
モード処理を行い、自走角周波数が互いに同一となるか
又はその差が最も小さくなった自走角周波数から入力信
号の周波数を推定し、その推定結果に基づいてバンドパ
スフィルタの選択とその中心周波数位置及び帯域幅のう
ち少なくとも一方を調整することにより、入力信号に同
期した参照波を精度よく得ることができ、C/Nが悪くと
もキャリアを再生することができる。即ち、適応バンド
パスフィルタ41とアダプティブPLL20とを組み合わせ、
推定した自走角周波数に基づいて適応バンドパスフィル
タ41のフィルタ係数を制御することにより、キャリアオ
フセットが大きくしかもフェージング等により、極端に
C/Nが低い回線での４相や８相などのキャリアを安定に
抽出でき、しかもドプラ効果等による同期後のキャリア
の周波数変動に対しても迅速に対応することができる。
（４）単一又は複数に分割された帯域の前記入力信号に
対して複数のバンドパスフィルタを有し、バンドパスフ
ィルタ毎に異なる初期自走角周波数を用意して試行モー
ド処理を行い、直交位相成分を互いに比較し、その差が
ある範囲内になった帯域の自走角周波数から入力信号の
周波数を推定し、その比較結果に基づいて直交位相成分
の差が小さい帯域の自走角周波数からバンドパスフィル
タを選択し、その中心周波数位置及び帯域幅のうち少な
くとも一方を調整することにより、入力信号に同期した
参照波を精度よく得ることができ、C/Nが悪くともキャ
リアを再生することができる。即ち、適応バンドパスフ
ィルタ41とアダプティブPLL20′とを組み合わせ、推定
した自走角周波数に基づいて適応バンドパスフィルタ41
のフィルタ係数を制御することにより、（３）項の効果
を精度良く実現することができる。
（５）複数個のバンドパスフィルタのうち少なくとも一
つのバンドパスフィルタのスペクトル分析により検出さ
れた角周波数と、試行モード処理及び通常モード処理で
得られた自走角周波数とをもとにバンドパスフィルタの
中心周波数位置又はさらに伝送帯域幅を制御して同期を
取ることにより、簡単で、かつ精度良く同期を取ること
が可能となる。
（６）試行モード処理において入力信号をフレーム毎に
分割し、各フレーム毎又はあらかじめ定めたフレーム長
毎に繰り返し処理を終了することにより、伝送路状態が
悪くても同期外れを防止することができる。
（７）通常モード処理時に、同期が外れたときにこれを
検出して試行モード処理に戻り再び同期引き込みを行う
ことにより、同期外れを生じても簡単に同期を回復する
ことができる。
（８）試行モード処理における適応バンドパスフィルタ
の中心周波数位置及び帯域幅のうち少なくとも一方を調
整して同期引き込みを行った後、通常モード処理におい
ても同様に自走角周波数を用いて適応バンドパスフィル
タの中心周波数位置及び帯域幅を適応的に制御して同期
を取ることにより、入力信号に同期した参照波を精度よ
く得ることができ、C/Nが悪くともキャリアを再生する
ことができる。
（９）複数のバンドパスフィルタのうち、同期引き込み
試行開始時に電力が最も大きく変化したバンドパスフィ
ルタに信号成分が入力されたとみなし、その自走角周波
数に基づいてバンドパスフィルタの中心周波数位置又は
さらに伝送帯域幅を制御して同期を取ることにより、入
力信号に同期した参照波を精度よく得ることができ、C/
Nが悪くともキャリアを再生することができる。
従って、本発明はプリアンブルを用いることなく、し
かもPLL処理に基本的に基づいていることからハードウ
エアも簡単で、処理遅延も少なく速い同期が可能とな
り、移動無線、移動体衛星通信又は高速大容量衛星通信
等に非常に有効である。
【図面の簡単な説明】
第１図は従来のPLLによるキャリア再生方式を示す図、 第２図は本発明によるアダプティブPLL回路のブロック
図、 第３図は本発明で用いるローパスフィルタ22の構成図、 第４図は本発明による別のアダプティブPLL回路のブロ
ック図、 第５図は本発明によるキャリア再生方式を示す図、 第６図は本発明による別のキャリア再生方式を示す図、 第７図は本発明によるさらに別のキャリア再生方式を示
す図である。 １……入力端子、 ２……逓倍器、 ３……バンドパスフィルタ、 ４……PLL入力端子、 ５……位相検出同期器（PLL）、 ６……PLL出力端子、 ７……分周器、 ８……出力端子、 ９……参照周波数発振器（VCO）、 10……位相比較器、 11……ループフィルタ、 12……完全積分器、 13……自走角周波数発生器、 14……初期位相発生器、 15……COS変換器、 16、17……加算器、 20、20′……適応位相検出同期器（アダプティブPL
L）、 21……バッファメモリ、 22……ローパスフィルタ、 23……初期位相差推定器、 24……角周波数離調度推定器、 25……自走角周波数出力端子、 26……SIN変換器、 27……直交位相比較器（乗算器）、 28……ローパスフィルタ（LPF）、 29……直交位相成分出力端子、 30a〜30n、33a〜33n……フィルタ係数、 31a、31n……加算器、 32a〜32n……１タップ遅延素子、 41……適応バンドパスフィルタ、 42……自走角周波数比較器、 43……フィルタ係数制御回路、 44……直交位相成分比較器、 45……スペクトル分析器、 46……初期自走角周波数入力端子。

Claims (9)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】初期位相を発生する初期位相発生器及び自
    走角周波数を発生する自走角周波数発生器を有する参照
    周波数発振器（VCO）で発振された参照波と、入力した
    入力信号とを位相検出同期器内の位相比較器で比較し、
    自走角周波数との角周波数差である角周波数離調度及び
    初期位相差が小さくなるように調整しながら位相同期を
    とる位相検出同期方法において、 前記入力信号をバッファメモリに記憶し、 該記憶された入力信号と前記参照波との初期位相差及び
    角周波数離調度を初期位相差推定器と角周波数離調度推
    定器とによりそれぞれ推定する試行モード処理を繰り返
    して実行し、 該初期位相差の推定誤差及び角周波数離調度の推定誤差
    が小さくなるように前記初期位相発生器の初期位相と前
    記自走角周波数発生器の自走角周波数とを逐次調整し、 前記初期位相差推定器の初期位相差推定誤差及び前記角
    周波数離調度推定器の角周波数離調度推定誤差が予め定
    めた閾値以下となるか又は該試行モード処理の回数が予
    め定めた回数以上となった時に前記初期位相発生器の初
    期位相と、前記自走角周波数発生器の自走角周波数とに
    基づいて前記位相検出同期器により位相同期をとる通常
    モード処理を行うことを特徴とする適応位相検出同期方
    法。
  2. 【請求項２】前記試行モード処理が一回終わる毎に又は
    試行モード処理の複数回の繰り返しが終了した時点で、
    前記位相検出同期器内に備えられたローパスフィルタ及
    びループフィルタのうち少なくとも一方のフィルタの帯
    域が狭くなるように該フィルタ係数を制御することを特
    徴とする請求項１に記載の適応位相検出同期方法。
  3. 【請求項３】単一又は複数の帯域に分割された前記入力
    信号に対して複数のバンドパスフィルタを有し、該バン
    ドパスフィルタ毎に異なる複数個の初期自走角周波数を
    用意して前記試行モード処理を行い、該初期自走角周波
    数が互いに同一となるか又はその差が最も小さくなった
    帯域の自走角周波数から前記入力信号の周波数を推定
    し、該推定結果に基づいて前記バンドパスフィルタの中
    心周波数位置及び帯域幅のうち少なくとも一方を調整し
    て、前記入力信号に同期した参照波を得ることによりキ
    ャリアを再生することを特徴とする請求項１又は２に記
    載の適応位相検出同期方法。
  4. 【請求項４】単一又は複数に分割された帯域の前記入力
    信号に対して複数のバンドパスフィルタを有し、該バン
    ドパスフィルタ毎に異なる初期自走角周波数を用意して
    前記試行モード処理を行い、直交位相差成分又は同相位
    相差成分を互いに比較し、その差がある範囲内になった
    帯域の自走角周波数から前記入力信号の周波数を推定
    し、該比較結果に基づいて前記バンドパスフィルタの中
    心周波数位置及び帯域幅のうち少なくとも一方を調整し
    て、前記入力信号に同期した参照波を得ることによりキ
    ャリアを再生することを特徴とする請求項１又は２に記
    載の適応位相検出同期方法。
  5. 【請求項５】単一又は複数に分割された帯域の前記入力
    信号に対して複数のバンドパスフィルタを有し、該バン
    ドパスフィルタのうち少なくとも一つのバンドパスフィ
    ルタのスペクトル分析により検出された角周波数と、試
    行モード処理及び通常モード処理で得られた自走角周波
    数とをもとに前記バンドパスフィルタの中心周波数位置
    又はさらに伝送帯域幅を制御して同期をとることを特徴
    とする請求項１又は２に記載の適応位相検出同期方法。
  6. 【請求項６】前記試行モード処理が、前記入力信号をフ
    レーム毎に分割し、各フレーム毎又は予め定めたフレー
    ム長毎に実行されることを特徴とする請求項１から５の
    いずれか１項に記載の適応位相検出同期方法。
  7. 【請求項７】前記通常モード処理時に、同期が外れたと
    きにこれを検出して前記試行モード処理に戻り再び同期
    引き込みを行うことを特徴とする請求項１から６のいず
    れか１項に記載の適応位相検出同期方法。
  8. 【請求項８】前記試行モード処理における前記バンドパ
    スフィルタの中心周波数位置及び帯域幅のうち少なくと
    も一方を調整して同期引き込みを行った後、前記通常モ
    ード処理においても同様に自走角周波数を用いて前記バ
    ンドパスフィルタの中心周波数位置又はさらに伝送帯域
    幅を適応的に制御して、前記入力信号に同期した参照波
    を得ることによりキャリア再生することを特徴とする請
    求項３から５のいずれか１項に記載の適応位相検出同期
    方法。
  9. 【請求項９】前記複数のバンドパスフィルタのうち、同
    期引き込み試行開始時に電力が最も大きく変化したバン
    ドパスフィルタに信号成分が入力されたとみなし、その
    時の試行モード処理及び通常モード処理での自走角周波
    数に基づいて前記バンドパスフィルタの中心周波数位置
    又はさらに伝送帯域幅を制御して同期をとることを特徴
    とする請求項３から６のいずれか１項に記載の適応位相
    検出同期方法。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7492836B2 (en) 2003-06-05 2009-02-17 Seiko Epson Corporation Wireless data communication demodulation device and demodulation method

Families Citing this family (39)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5353311A (en) * 1992-01-09 1994-10-04 Nec Corporation Radio transmitter
US6334219B1 (en) * 1994-09-26 2001-12-25 Adc Telecommunications Inc. Channel selection for a hybrid fiber coax network
US7280564B1 (en) 1995-02-06 2007-10-09 Adc Telecommunications, Inc. Synchronization techniques in multipoint-to-point communication using orthgonal frequency division multiplexing
USRE42236E1 (en) 1995-02-06 2011-03-22 Adc Telecommunications, Inc. Multiuse subcarriers in multipoint-to-point communication using orthogonal frequency division multiplexing
JP3504470B2 (ja) * 1997-09-18 2004-03-08 日本放送協会 Ａｆｃ回路、キャリア再生回路および受信装置
JP3348661B2 (ja) * 1998-10-09 2002-11-20 双葉電子工業株式会社 キャリア位相追従装置および周波数ホッピング受信装置
US6594613B1 (en) * 1998-12-10 2003-07-15 Rosemount Inc. Adjustable bandwidth filter for process variable transmitter
GB9913154D0 (en) * 1999-06-08 1999-08-04 Pace Micro Tech Plc Frequency searching method and apparatus
US8014724B2 (en) * 1999-10-21 2011-09-06 Broadcom Corporation System and method for signal limiting
JP4488569B2 (ja) 1999-12-22 2010-06-23 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 最短時間ｐｌｌ回路
US6307411B1 (en) 2000-10-13 2001-10-23 Brookhaven Science Associates Wide tracking range, auto ranging, low jitter phase lock loop for swept and fixed frequency systems
US6993445B2 (en) * 2001-01-16 2006-01-31 Invensys Systems, Inc. Vortex flowmeter
US6696900B2 (en) * 2001-09-24 2004-02-24 Finepoint Innovations, Inc. Method for demodulating PSK modulated signals
EP1504530A4 (en) * 2002-04-10 2008-11-05 Systel Dev And Ind Ltd SYSTEM ON A CHIP FOR THE DIGITAL CONTROL OF ELECTRONIC POWER EQUIPMENT
FR2859329A1 (fr) * 2003-09-02 2005-03-04 St Microelectronics Sa Procede et dispositif de traitement du decalage frequentiel de la frequence porteuse d'un signal module avec une modulation monoporteuse continue en quadrature
US20050201230A1 (en) * 2003-09-19 2005-09-15 Shinichi Kurobe Wobble signal demodulating method, wobble signal demodulating circuit and optical disk apparatus
US7994933B2 (en) 2004-03-30 2011-08-09 Itron, Inc. Frequency shift compensation, such as for use in a wireless utility meter reading environment
US6920799B1 (en) 2004-04-15 2005-07-26 Rosemount Inc. Magnetic flow meter with reference electrode
US7398071B2 (en) * 2004-12-17 2008-07-08 Broadcom Corporation Loop filter with gear shift for improved fractional-N PLL settling time
DE602006013268D1 (de) * 2006-03-24 2010-05-12 Ics Triplex Technology Ltd Überlastungsschutzverfahren
US7747405B2 (en) * 2006-03-24 2010-06-29 Ics Triplex Technology Ltd. Line frequency synchronization
US7613974B2 (en) * 2006-03-24 2009-11-03 Ics Triplex Technology Limited Fault detection method and apparatus
US7729098B2 (en) * 2006-03-24 2010-06-01 Ics Triplex Technology Limited Overload protection method
US7476891B2 (en) * 2006-03-24 2009-01-13 Ics Triplex Technology, Ltd. Fault detection method and apparatus
US8166362B2 (en) * 2006-03-24 2012-04-24 Rockwell Automation Limited Fault detection method and apparatus for analog to digital converter circuits
US7504975B2 (en) * 2006-03-24 2009-03-17 Ics Triplex Technology Limited Method and apparatus for output current control
US7688560B2 (en) * 2006-03-24 2010-03-30 Ics Triplex Technology Limited Overload protection method
WO2008042290A2 (en) 2006-09-29 2008-04-10 Rosemount Inc. Magnetic flowmeter with verification
US7509163B1 (en) * 2007-09-28 2009-03-24 International Business Machines Corporation Method and system for subject-adaptive real-time sleep stage classification
JP5066466B2 (ja) * 2008-03-12 2012-11-07 日本電波工業株式会社 周波数シンセサイザ
TWI382673B (zh) * 2008-09-03 2013-01-11 Pixart Imaging Inc 用於一通訊接收機之中心頻率調整裝置及其相關方法
DE102009004565B4 (de) * 2009-01-14 2015-04-02 Texas Instruments Deutschland Gmbh Vorrichtung und Verfahren zum Zwischenspeichern von Daten zwischen Speichercontroller und DRAM
US8531909B2 (en) * 2010-06-18 2013-09-10 SK Hynix Inc. Delay-locked loop having loop bandwidth dependency on operating frequency
JP5761748B2 (ja) * 2011-06-08 2015-08-12 日本電気航空宇宙システム株式会社 シンボル同期捕捉システム及びその方法
US9529763B2 (en) 2013-07-02 2016-12-27 Infineon Technologies Ag Sensor systems and methods utilizing adaptively selected carrier frequencies
US9571315B2 (en) 2013-09-10 2017-02-14 Infineon Technologies Ag Sensor systems and methods utilizing band pass filter tuning
JP6756172B2 (ja) * 2016-01-06 2020-09-16 セイコーエプソン株式会社 回路装置、発振器、電子機器及び移動体
CN110011635A (zh) 2017-12-07 2019-07-12 英飞凌科技股份有限公司 声耦合谐振器陷波和带通滤波器
CN108011851B (zh) * 2017-12-19 2021-05-07 普联技术有限公司 频率同步方法、装置、终端设备及存储介质

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4461014A (en) * 1980-09-23 1984-07-17 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Carrier regenerating circuit
JPS60139029A (ja) * 1983-12-27 1985-07-23 Pioneer Electronic Corp ランダムノイズ検出方法
JPS63128842A (ja) * 1986-11-19 1988-06-01 Hitachi Ltd 適応型キヤリア位相制御装置
US4920320A (en) * 1988-12-19 1990-04-24 Motorola, Inc. Phase locked loop with optimally controlled bandwidth

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7492836B2 (en) 2003-06-05 2009-02-17 Seiko Epson Corporation Wireless data communication demodulation device and demodulation method

Also Published As

Publication number Publication date
CA2025164C (en) 1994-04-05
JPH03236652A (ja) 1991-10-22
US5128625A (en) 1992-07-07
CA2025164A1 (en) 1991-08-15

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