JPH0477006A - Ａｂ級プッシュプルドライブ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はオーディオ回路等に用いられるＡＢ級プッシ
ュプルドライブ回路に関し、特にその出力電圧の動作範
囲の拡大に関する。

Ｃ従来の技術〕 第３図は従来のブソ／ニブルドライブ回路を示す回路図
である。図示のように、入力端一１はＮチャネルＭＯＳ
トランンスタＱ１ｏのケートに接続されている。トラン
ジスタＱ１ｏのソースは接地され、ドレインはＰチャネ
ルＭＯＳトランンスタＱｌのゲートに接続されるととも
に、ゲート・トレイン共通のＰチャネルＭＯＳトランジ
スタＱ９のトレインに接続されている。トランジスタＱ
９のソースはＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ８のソー
スに接続されている。トランジスタＱＢのドレインはＮ
チャネルＭＯ５）ランジスタＱ２のゲートに接続される
とともに抵抗Ｒ３の一端に接続され、ゲートは抵抗Ｒ３
の他端に接続されている。

抵抗Ｒ３の他端は定電流源Ｉ４を介して直流電源３の正
側に接続されている。直流電源３の負側は接地されてい
る。トランジスタＱ、のソースは出力端子２に接続され
、ドレインは接地されている。

またトランジスタＱ２のソースは出力端子２に接続され
、ドレインは直流電源３の正側に接続されている。

いま、トランジスタＱ８のゲート・ソース間電圧をＶ　
　、トランジスタＱ９のケート・ソースＳ８ 間電圧を■　　、トランジスタＱ　　、Ｑ　　のトレＧ
Ｓ９　　　　　　　　８　　９ イン電流をＩ　１　！・ランジスタＱ２のゲート・ソ−
ス間電圧をｖ　　１　ドレイン電流を１１　トラＧＳ２
　　　　　　　　　　　Ｄ２ ンジスタＱ　のケート・ソース間電圧をｖＧｓドレイン
電流をＩＤ１とすれは、次式が成立する。

ここで、 β８　；トランジスタＱ８の形状で決まる足数β９　；
トランジスタＱ９の形状で決まる定数β　：トラン７ス
タＱ２の形状で決まる定表２βｌ　；トランジスタＱ１
の形状で決まる定（ＱＶＴＩＩＯＮ　”チャネルトラン
シフ　９　）閾（１’ｉ’Ｈ電ＩＩＶＴＩＩＯｒ”　”
チャネルトランジスタの閾１１ｒＩ屯圧である。

また、トランジスタＱ　のケ゛−トと１へラシースりＱ
３のケート間の電位差に関し次のｌｊ程式か成立する。

Ｖ　　　　　＋Ｖ　　　　　＝Ｖ＋Ｖ　　　　　−ＲＩ
ＧＳ２　　　　　ＧＳＩ　　　　　　ＧＳ８　　　　　
ＧＳ９　　　　３　　　８４・・（５） なお、Ｒは抵抗Ｒの抵抗値、１１１４は定電流１９、Ｉ
４からのバイアス電流である。

（５）式および（＋）、（２）式より明らかなように、
Ｒ３’Ｂ４を適当に設定することにより、トランジスタ
Ｑ　　、Ｑ　　のゲート間電位差は當に一定値に保たれ
る。

（＋）、（２）、（３）、（４）式を　（５）式に代入
すると次式か成立する。

たかって次式の様に表イ〕される。

出力端子２に負荷電流か流れていない１１１ｊに、トラ
ンジスタＱ　のトレインから１〜ラシ、スタＱのトレイ
ンに向かって流れる電流を１　　＜！：ずれｉ　ｄ　Ｉ
　（！ ば、この時１＝Ｉ＝Ｉ　　であるから次式か１ｄｌｅ　
　　！Ｎ　　　１）２ （６）式において、Ｉ　は定電流源Ｉ３から供給される
一定のバイアス電流である。よって　（６）式の右辺は
出力段のトランジスタＱ　　、、Ｑ２のドレイン電流１
　　、Ｉ　　に依存しない一定値となる。しＩＮ　　　
　　ｌ）２ 二の電流値は抵抗値Ｒ３を大きくする二とによ−。

て十分少さな値に押さえることかできる。

一方、出力端子−２に０鈴；Ｊか接続され、流出屯ｒＡ
εｌ　　　かある時（こは、トランジスタＱ２のメＩ０
Ｕｒｅｅ ト・ソース間電圧■　　か大きくなる。二の場自Ｓ２ でも、　（５）式に示すように、トラン７スタＱ２のゲ
ートとトランジスタＱ１の）ｙ”　　ｌ・間の電圧＋、
ｒ　−定であるから、トランジスタＱ１のケート・ラス
間電圧Ｖ　　は小さくなり、結果として、トラＳＩ ン／スタＱ　のトレイン電流ＩＤ１は小さくなる。

この状態て、トランジスタＱ１のドレイン電流■１，１
を無視して、出力端子２の上昇し得る最高電圧■　　を
求めると、次の様になる。

ｍａｘ Ｖ　　　＝Ｅ−Ｖ　　　−ＲＩ　　　　　・・・（９）
２ｍａｘ　　　　　Ｇ３２　　３　　Ｂ４なお、Ｅは直
流電源３のに電圧値である。

ところで、通常のエンハンスメントラ４１０ＭＯ８構造
では、■　　は０．８Ｖ程度である。またｌ０Ｎ ｒ扉】Ｔは、トランジスタＱ２に充分 な電流を流そうとすれば、０．５Ｖ程度は必要である。

したかって、（ｌＯ）式より、出力端子２の上昇し得る
最高電圧Ｖ　　は、電源電圧Ｅより１．３■ｍａｘ 差し引いた値以下の電圧となってしまう。

また、出力端子２に負荷か接続され、流入電流■　　か
ある時には、トランジスタＱ１のケートｓ＋ｎｋ ・ソース間電圧Ｖ　　か大きくなる。この場合でＧＳＩ も、　（５）式に示すように、トランジスタＱ２のノｒ
トとトランジスタＱ、のケート間の電圧は一定であるか
ら、トランジスタＱ２のケート・ソース間電圧Ｖ　　は
小さくなり、結果として、トランＳ２ ンスタＱ　のトレイ−電流］Ｄ２は小さくなる。

この状態で、トランジスタＱ２のトレイン電流’　Ｄ２
を無視して、出力端子２のドかり１１１る最低電圧Ｖ　
、を求めると、次の様になる。

２ｍ＋ｎ ■２ｍ１ｎ＝　”　ＧＳＩ　　　　　　　　　　　　”
’　”〉ところで、通常のエンハンスメントタイプＣλ
１Ｏ８構造では、■　　は０．８　Ｖ程度である。また
Ｔ　１１０　Ｐ ハ］ｉｎｋ”　１は、トラン、スタＱ１に充分な電流を
流そうとすれば、０．５　Ｖ程度は必要である。

したかって、（１２）式より、出力端子２のドか！Ｉ　
ｉ’、ｊる最低電圧Ｖ　、は、１．３■以上の電圧とな
って２ｎ＋＋ｎ しまう。

〔発明か解決しようとする課題〕

従来のＡＢ級ブッンユブルトライブ回路は以上のように
（１〃成されており、出力端子２からの出力電圧のとり
１１する最大価か（Ｅ−１，３）Ｖ、最小値か１．３　
Ｖとなり、出力電圧の動作範囲か狭いという問題点かあ
った。

この発明は」−５己のような問題点を解消するｊ：めこ
なされたちので、出力電圧の動作範囲の広いＡＢ級ブノ
ンユブルトライブ回路を得ることを１−１的とする。

〔課題を解決するための手段〕

この発明に係るＡＢ級ブノンユプルトライブ回路は、異
なる第１．第２の電源電位をそれぞれｌｊ。

える第１．第２の電源端子と、入力および出力信号がそ
れぞれりえられる入力および出力端子と、一方電極か出
力端子、他方電極が第１の電源端子に接続されるととも
に、制御電極が入力端子に連結されて該制御電極に入力
信号の電圧に応じた電圧かｌｊえられ、制御電極・他方
電極間の電位差に応じてその導通か制御される第１のト
ランジスタと、一方電極か出力端ｒ、他方電極か第２の
電源端子に接続され、制御電極・他Ｊｊ電極間の電位差
に応じてその導通か制御される第１のトランジスタと反
λｊ極性の第２のトランジスタと、入力端ｒに連結され
、入力信号の電圧に応じた電流を生成する電圧−電流変
換回路と、この電圧−電流変換回路の出力と第２のトラ
ンジスタの制御電極との間に接続され、前記電流を電圧
に変換して第２のトランジスタの制御電極に与える電流
−”ＩＪ圧変換回路とを備え、電圧−電流変換回路およ
び電流−電圧変換回路の変換特性は、第１．第２のトラ
ンジスタの制御電極間の電位差か入力信号の電圧にかか
わらず一定となるように設定されて構成されている。

〔作用〕

この発明における第１．第２のトランジスタは互いに反
対極性で、制御電極・他方電極間の電位差に応じてその
導通か制御され、かつ各他力電極は第１．第２の電源端
ｒ−に接続されているので、第１．第２のトランジスタ
導通時の出力端ｒの電位のｎ上り、沈み込みが少なくて
済む。また電圧−電流変換回路、電流−電圧変換回路の
変換特性は、第１．第２のトランジスタの制御電極間の
電位差が入力信号の電圧にかかわらず一定となるように
設定されているので、入力信号に応し第１゜第２のトラ
ンジスタによるプッシュプルドライブ動作が実現される
。

〔実施例〕

第１図は、この発明によるＡＢ級プッシュプルドライブ
回路の一実施例を示す回路図である。このＡＢ級プッシ
ュプルドライブ回路は、バッファ回路］１．−電圧一電
流変換回路１２および電流電圧変換回路１３を含む。

バッファ回路１１は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ
　　、ＰチャネルＭＯ５Ｉ−ランジスタＱ４および定電
流源Ｉ　より成る。トランジスタＱ３のゲートは入力端
子１に接続され、ソースはトランジスタＱ４のソースに
接続され、トレインは直流電源３の正側に接続されてい
る。トランジスタＱ４のケーＩ・・ドレインは共通に接
地され、その共・通のゲート・ドレインはＮチャネルＭ
Ｏ５）ランジスタＱ１□のゲートに接続されるとともに
、定電流源１．を介して接地されている。

電流−電圧変換回路］２は、ＮチャネルＮＩ　ＯＳトラ
ンジスタＱ　および抵抗Ｒ１より成る。トランジスタＱ
　のゲートはハノ７ア回路］１内のトランジスタＱ３の
ソースに接続され、ソース１は抵抗Ｒ，を介して接地さ
れている。

電流−電圧変換回路］３は、ＰチャネルλＩＯＳトラン
ジスタＱ　　、Ｑ　　、定電流１９、■２および抵抗Ｒ
より成る。トランジスタＱ６のソースは直流電源３の正
側に接続され、ドレインはＰチ→、ネルＭＯＳトランジ
スタＱ１２のケートおよび抵抗Ｒ２の一端に接続されて
いる。抵抗Ｒ２の他端は、トランジスタＱ７のケートお
よび電圧−電流Ａ換回路１２内のトランジスタＱ５のト
レインに接続されるとともに、定電流源Ｉ３を介して接
地されている。トランジスタＱ７のソースはトランジス
タＱ６のケートに接続されるとともに、定電流源Ｉ２を
介して直流電源３の正側に接続され、トレインは接地さ
れている。

トランジスタＱＩｔのドレインは出力端ｒ２に接続され
、ソースは接地されている。またトランジスタＱ１２の
トレインは出力端子２に接続され、ソスは直流電源３の
正側に接続されている。直流電源３の負側は接地されて
いる。

この実施例では、出力段のドライブトランジスタとして
、出力端子２と直流電源３の間にＰチャネル型のトラン
ジスタＱ１２を設けるとともに、出力端子２と接地間に
はＮチャネル型のトランジスタＱｌｌを設けている。そ
して、入力端子１の入力端子にかかわらず、トランジス
タＱ　　、Ｑ　　のべＩＩ　　　′＋２ 一ス間電位差か常に一定になるように、バッファ回路１
１．電圧−電流変換回路１２および電流電圧変換回路１
３を設けている。すなわち、バッファ回路］コは高イン
ピーダンスの入力信号を低インピーダンスの信号に変換
し、トランジスタＱ１１のケートには、入力端子１の入
力電圧に応じた電圧かバッファ回路１１から与えられる
。一方、電流−電圧変換回路１２は、入力端子に応じた
電流をイ１成する。この電流は、電流−電圧変換回路１
３で１与び電圧に変換されるか、その際、電流電圧変換
回路１３は、入力端子か土ｈ’（Ｆ降）シ。

Ｉ・ランジスタＱ　のケート・ソース間電圧ｖＧＳＩＩ
Ｉ が大きく　（小さく）なった上さ、これに応してトラン
ジスタＱ　のケート・ソース間；−ｈ　圧〜’ヲ１２　
　　　　　　　　　　　　Ｇ５１２小さく　（大ぎく）
するような電圧を出力する。これにより、（ｖＧＳＩＩ
＋ｖＧＳ１２’は常に一定に保たれ、トランジスタＱＱ
　　のケート間電位差ＩＩ’　　１２ （すなわちＥ−（ＶＧｓ１１Ｇｓ１２））も１１：５に
一電子　■ に保たれる。

いま、トランジスタＱ４のケート・ソース間電圧をｖ　
　１　ドレイン電流をＩＢ、（定電流Ｊ１；ｊ　Ｉ　。

Ｓ４ からのバイアス電流）、トランジスタＱＩ＋のケト・ソ
ース間電圧をｖ　　、トレイン電流をＳ１１ ■　　　トランジスタＱ５のケート・ソース間車Ｉ４ 圧をｖ　　１　トレイン電流をＩ　　、ｌ・ランノスタ
Ｇ　Ｓ　５　　　　　　　　　　＋１５Ｑ　のゲート・
ソース間電圧をＶ　　、］・レイシフ　　　　　　　　
　　　　　　　ＧＳ７電流をＩ　　（定電流源Ｉ２から
のバイアス電流〕トランジスタＱ６のケート・ソース間
電圧をｖ　　１　トレイン電流をＩ　、トランジスタＱ
１２Ｇ　Ｓ　６　　　　　　　　　　　　　　　　　　
１）　６のゲート・ソース間電圧をＶ　　　トレイン電
流Ｇ５Ｉ２ゝ をＩ　　とし、トランジスタＱ５のケート電位を■　、
定電流源■　からのバイアス電流をＩ。３とすると、次
式か成立する。

■ＤＢ””　Ｄ５＋’　Ｇ３ Ｖ＝Ｖ＋Ｖ　　　　　　　　　　　　　　　・　（１９
）＾　　　　ＧＳ４　　　　　Ｇ５１１ ＝Ｖ　　　十ＲＩ ＧＳ５　　　　　　１　　　　　Ｄ５　　　　　　　　
　　　　　　　”’（２０）ここで、 β　：トランジスタＱ４の形状で決まる定数β　；トラ
ンジスタＱＩＩの形状で決まる定数β　；トランジスタ
Ｑ５の形状で決まる定数β　、トランジスタＱ６の形状
で決まる定数β　、トランジスタＱ７の形状で決まる定
数β　：トランジスタＱ１２の形状で決まる定数ｖＴＩ
ＩＯＮ　”チャネルトランジスタの閾値電圧■ＴＩＩｏ
Ｐ：Ｐチャネルトラン、スタの閾値電圧である。

（＋９）、（２０）式より次式か成立する。

Ｒ６ ＝　−（ｖＧＳ６ Ｖ　　　　） ｌｌ０Ｐ （］Ｇ６ また、 ｖ　　　　＝ｖ　　　　＋ｖ　　　　−ＲＩ　　　　−
（２２）ＧＳＩ２　　　　ＧＳ６　　　　　ＧＳ７　　
　　２　　　１）６である。なお、Ｒ，Ｒ２はそれぞれ
抵抗ＲＲ２の抵抗値である。

ここで、１Ｄ６−■Ｄ５＋■Ｂ３であるから、（２１）
（２２）式より次式か成立する。

ｖ　　　＝ｖ　　　→−ｖ　　　−（Ｒ２／Ｒ）ＧＳＩ
２　　　ＧＳ６　　　Ｇ５７ （Ｖ　　　４−Ｖ　　　−Ｖ　　　）−Ｒ２１１（３Ｇ
ＳＩＩ　　　ＧＳ４　　　ＧＳ５ ・−（２３） 一方、（１３）〜（１８）式を変形すると次式となる。

ここて、筒中のため、Ｒ，＝Ｒ２とおくと、（２３）式
は次式のように変形できる。

ｖ　　　＋ｖ　　　＝ｖ　　　＋ｖ　　　−ｖＧＳＩＩ
　　　Ｇ５Ｉ２　　　ＧＳ６　　　ＧＳ７　　　ＧＳ４
＋Ｖ　　〜Ｒ１・　（３０） ５５２ｎ３ １　　、ｌ　　はそれぞれ定電流源１．１２がら供旧　
　　１１２　　　　　　　　　　　　　　　　＋給され
る一定のバイアス電流であるので、上記（２４）、　（
２ｇ＞式よりＶ　　　、Ｖ　　　は一定である。まＧＳ
４　　　　　　ＧＳ７ たｌｌ）５の変化か小さいと仮定すれば、（２Ｂ）、　
（２７）式よりＶ　　、■　　ちほぼ一定となる。よっ
て、ＧＳ５　　　　　　ＧＳＦｉ Ｒ２Ｉｎ２を適当に設定することにより、（■Ｇ５１１
＋ｖＧｓ１２）を常に一定に保つことができる。トラン
ジスタＱ　　、Ｑ　　の／ｒ−ト間電位差はＥＧＳＩＩ
　　　Ｇ５ｌ２）であるので、（Ｖ　　　＋（Ｖ　　　
＋Ｖ　　　　　　　　　　　　ＧＳＩＩ■Ｇ５１２）を
一定に保つことにより、トランジスタＱ、Ｑ、□のケー
ト間電位差を常に一定に保っこ＋１ とかできる。

一方、上記（２４）〜（２９）式を（１乃式に代入する
と、次式が成立する。

したがって、 Ｒ２’Ｂ３　　　　　　　　　　　・・・（３［）ここ
で、簡単のため前述のように、Ｒ，−Ｒ２とすれば、次
式が成立する。

−Ｒ２’ＢＳ ・・・（３２） となる。前述のようにＩＤ５の変化か小さいとすれば、
（３３）式の右辺はほぼ一定であるので、とおくことか
できる。

いま、出力端子２に負荷電流か流れていない口ＩＪに、
トランジスタＱ２のドレインからトランジスタＱ　のト
レインに向かって流れる電流を’ｉｄｌ＋、＝１　　−
１　　　である とすれｉｆ・この０与ｌ１ｄｌｅ　　　１０１　　　Ｄ
Ｉ２から、（３３）式により次式か成立する。

（以）−余白） ｄｌｅ 二の電流値は、Ｒ２’Ｂ３を大きくすることによって十
分少さな値に押さえることができる。

一方、出力端子２に負荷が接続され、流出電流’　５ｏ
ｕｒ。８かある時には、トランジスタＱ１２のケート・
ソース間電圧■Ｇ５Ｉ２が大きくなる。この場合、（３
０）式に示すように、トランジスタＱ　　、Ｑ　　の月
　　　１２ ゲート間電位差はほぼ一定であるから、トランジスタＱ
ｌｌのケート・ソース間電圧ＶＧｓｌｌは小さくなり、
結果としてトランジスタトランジスタＱ１１のドレイン
電流Ｉ　　は小さくなる。

Ｄｌ＋ この状態で、出力端子２の上Ｈしうる最高電圧Ｖ２１１
１ａＸは、次式の様になる。

■２ｍａｘ＝　Ｅ’　１２ｓ＾Ｔ　　　　　　　’・・
（３６）ここて”　１２ＳＡＴはトランジスタＱＩ２の
飽和電圧である。このＶ１２ＳＡＴは、十分少さな値（
例えば０．２Ｖ以下）とすることかｉｉＪ能である。し
たかって、本実施例のドライブ回路によれば、（１０）
式で示される第３図の従来回路の最高電圧よりも、かな
り高い電圧まで動作させることかできる。

一方、…力端子２に負荷か接続され、流入電流Ｉ　、　
がある時１こは、トランン・スタＱＩＩの／ｙ’−トｓ
＋ｎｋ ・ソースｍ１電圧Ｖ　　か大きくなる。この場合、５Ｉ
Ｉ （３０）式に示すように、トランジスタＱＱ　　の＋＋
’　　　＋２ ゲート間電位差はほぼ一定であるから、トラン。

スタＱ　のゲート・ソース間電圧■　　は小さく１２　
　　　　　　　　　　　　Ｇ５Ｉ２なり、結果としてト
ランジスタＱ１２のトレイン電流Ｉ　　　は小さくなる
。

この状態で、出力端１″２のドかり得る最低７ｈ圧■　
、は、次式の様になる。

２ｍ＋ｎ ｖ２ｍｉｎ＝　ＶＩＩｓＡＴ　　　　　　　　　　’・
（３７）ここで、■　　　はトランジスタＱ１１の飽和
電圧１ｓＡＴ である。この■　　　は、十分少さな値（例えは１ｓＡ
Ｔ ０．２Ｖ以下）とすることか可能である。したかって、
本実施例のドライブ回路によれば、（１２）式で示され
る第３図の従来回路の最低電圧よりも、かなり低い電圧
まで動作させることかできる。

このように、本実施例によれば、出力端子２の出力電圧
のとり得る最大値か（Ｅ−０，２）　Ｖ、最小値か０．
２Ｖとなり、出力電圧の動作範囲か従来回路に比−・て
十分に広くなるという利点かある。

第２図は、この発明によるＡＢ級ブツンユブルトライブ
回路の他の実施例を示す回路図である。

この実施例において、電圧−電流変換回路１２は、Ｎチ
ャネルｈ、１０　Ｓ　トランジスタＱ　　、Ｑ　　より
成るカレントミラー回路および抵抗Ｒ−Ｒ６から構成さ
れている。トランジスタＱ２１のケート・１−レインは
共通接続され、その共通接続点は抵抗Ｒ６を介してハソ
ファ回路］１内のトランジスタＱ３のソースに接続され
ている。トランジスタＱ　のソースは抵抗Ｒ４を介して
接地されている。

トランジスタＱ　のケートはトランジスタＱ２１のケー
トに接続され、トレインは電流−電圧変換回路］３内の
抵抗ＲとトランジスタＱ７のケートとの共通接続点に接
続され、ソースは抵抗Ｒ５を介して接地されている。他
の構成は第１図の回路と同様である。

この実施例によれは、電流−電圧変換回路］゛３に接続
されているトランジスタＱ２２か、第１図の回路のトラ
ンジスタＱ５と比べて、より低い電源電圧で動作可能な
ように、トランジスタＱ２２のケト電圧を低くてきるよ
うな回路構成となっている。

なお、上記実施例では、入力電圧か上昇（下降）すると
電圧−電流変換回路１２の電流か大きく（小さく）なり
、その電流を受ける電流−電１１’変換回路１３の出力
電圧によりトランジスタＱ１２のケート・ソース間電圧
Ｖ　　か小さく　（大きく）Ｓ１２ なるように、電圧−電流変換回路１２．電流−電圧変換
回路１３の変換特性を設定したか、入力端子か上昇（下
降）すると電圧−電流変換回路１２の電流が小さく　（
大きく）なり、その電流を受ける電流−電圧変換回路１
３の出力電圧によりトランジスタＱ　のケート・ソース
間電圧■　　か小１２　　　　　　　　　　　　　Ｇ５
Ｉ２さく　（大きく）なるように、電圧−電流変換回路
１２、電流−電圧変換回路１３の変換特性を設定しても
よい。

また、上記実施例において、直流型ｉｆ、　３の電位Ｅ
と接地電位とを逆転することにより、各トラン７スタＱ
−Ｑ、Ｑ、Ｑ　　　Ｑ、Ｑ　　のＰ３　　７　　　ＩＩ
　　　１２’　　２１　　２２チヤネル７　Ｎチャネル
の極性を逆転してドライブ回路を構成することもｉｊＪ
能である。

〔発明の効果〕

以上説明したように、この発明によれば、−ツノ電極か
出力端ｒ、他方電極か第１の電１ＩｉＩ端Ｊ−に接続さ
れるとともに、制御電極か入力端ｒに連結されて該制御
電極に入力信号の電圧に応【、た電圧かｔｊえられ、制
御電極・他方電極間の電位差に応じてその導通か制御さ
れる第１の］・ランシスタと、方電極か出力端子、他方
電極か第２の電源端子こ接続され、制御電極・他方電極
間の電位差に応じてその導通か制御される第１のトラン
ジスタと反対極性の第２のトランジスタと、入力端子に
連結され、入力信号の電圧に応じた電流を生成する電圧
−電流変換回路と、この電圧−電流変換回路の出力と第
２のトランジスタの制御電極との間に接続され、前記電
流を電圧に変換して第２のトランジスタの制？８電極に
ｔｊえる電流−ｒａ　ｕ：変換回路とを設け、電圧−７
ｈ流電変換路および電流−電圧変換回路の変換特性を、
第１．第２のトランジスタの制御電極間の電位差か入力
信号の電圧にかかわらず一定となるように設定したので
、第１．第２のトランジスタ導通時の出力端子の電位の
ｌデ上り、沈み込みか少なくて済み、出力電圧の動ｆ′
［範囲の広いＡＢ級ブッンユブルトライブ回路を得るこ
とかできるという効果かある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明によるＡＢ級プッシュプルドライブ回
路の一実施例を示す回路図、第２図はこの発明によるＡ
Ｂ８級プッシュプルトライブ路の他の実施例を示す１１
ｊ１路図、第３図は従来のＡＢ級プッシュプルドライブ
回路を示す回路図である。 図において、］は入力端子、２は出力端子、３は直流電
源、１］はバッファ回路、１２は電圧電流変換回路、１
３は電流−電圧変換回路、ＱｌｌはＰチャネルＭＯＳト
ランンスタ、Ｑ１２はＮチャネルＭＯＳ トランジスタである。 なお、 各図中同一符号は同一または相当部分を示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）異なる第１、第２の電源電位をそれぞれ与える第
   １、第２の電源端子と、 入力および出力信号がそれぞれ与えられる入力および出
   力端子と、 一方電極が前記出力端子、他方電極が前記第１の電源端
   子に接続されるとともに、制御電極が前記入力端子に連
   結されて該制御電極に前記入力信号の電圧に応じた電圧
   が与えられ、制御電極・他方電極間の電位差に応じてそ
   の導通が制御される第１のトランジスタと、一方電極が
   前記出力端子、他方電極が前記第２の電源端子に接続さ
   れ、制御電極・他方電極間の電位差に応じてその導通が
   制御される前記第１のトランジスタと反対極性の第２の
   トランジスタと、前記入力端子に連結され、前記入力信
   号の電圧に応じた電流を生成する電圧−電流変換回路と
   、前記電圧−電流変換回路の出力と前記第２のトランジ
   スタの制御電極との間に接続され、前記電流を電圧に変
   換して前記第２のトランジスタの制御電極に与える電流
   −電圧変換回路とを備え、前記電圧−電流変換回路およ
   び前記電流−電圧変換回路の変換特性は、前記第１、第
   ２のトランジスタの制御電極間の電位差が前記入力信号
   の電圧にかかわらず一定となるように設定されるＡＢ級
   プッシュプルドライブ回路。