JPH0298685A - 距離測定装置 - Google Patents

距離測定装置

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JPH0298685A
JPH0298685A JP63250784A JP25078488A JPH0298685A JP H0298685 A JPH0298685 A JP H0298685A JP 63250784 A JP63250784 A JP 63250784A JP 25078488 A JP25078488 A JP 25078488A JP H0298685 A JPH0298685 A JP H0298685A
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章生 長棟
Koichi Tezuka
浩一 手塚
Yoshiyuki Kanao
金尾　義行
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は溶融還元炉又は転炉等におけるスラグレベル
又は溶鋼レベル等のレベル測定及び一般的な対象物まで
の距離を測定する方法及びその装置、特に擬似ランダム
信号により搬送波を変調したスペクトル拡散信号を送信
し、測定対象物よりの反射波を受信して該測定対象物ま
での距離を測定する方法及びその装置に関するものであ
る。
［従来の技術］ 従来溶融還元炉や転炉等におけるスラグレベルや溶鋼レ
ベル等のレベル計測方法及び対象物の位置計測方法とし
ては、大別すると接触方式と非接触方式がある。
接触方式には電気的導通検知方式として、例えば実公昭
６１−１２９８５８号公報に示されるように、炉頂から
少なくとも２つの電極を昇降し、その電極間に電圧を印
加し、その電極位置にスラグが存在することを電気的導
通により検出し、その電極位置によりスラグレベルを計
８Ｐ１する装置が考案されている。
また接触方式のうちの温度分布測定方式として、例えば
特公昭６１−２１７５１８号公報に示されたように、転
炉のランスに適宜間隔で多数の温度センサを埋込み、該
温度センサにより炉内温度分布を連続的に測定し、その
温度分布の特徴からスラグレベルを計測する装置が発明
されている。
非接触方式にはマイクロ波ＦＭＣＷ方式として、例えば
特公昭Ｈ−２１５８４号公報又は特公昭８１−５７８７
５号公報に示されたように、周波数が１０ＧＨｚ近傍の
マイクロ連続波をＦＭ変調し、アンテナから被測定面へ
向は送信し、この送信信号と被測定面からの反射波を混
合して得られるビート周波数を計数し、被測定面のレベ
ルを計測する方法が発明されている。この方法はマイク
ロ波がアンテナから対象物までの距離を往復する伝播所
要時間と前記ビート周波数が対応することにより距離が
計測できる。
またマイクロ波パルス変調方式として、通常の飛翔体検
知用レーダの如く、周波数１０〜２０　Ｇ　Ｈｚ程度の
マイクロ波をパルス変調して送信し、対象物から反射波
を受信するまでの電波伝播所要時間が対象物までの距離
に比例することにより距離を計測する方法がある。
さらにマイクロ波パルス圧縮レーダ方式として、例えば
文献「ランダム系列を用いたパルス圧縮レーダの実験的
検討」　（四本、電子情報通信学会、技術研究会報告Ｓ
　Ａ　Ｎ　Ｅ　８５−２９．１９８５年９月）で示され
たように、Ｍ系列信号の如き擬似ランダム信号で周波数
１〜数ＬＯＧ）Ｉｚの搬送波を変調して対象物へ送信し
、反射波を受信して、復調系にタツブ付遅延線と重み付
き加算器を組み合わせた最適マツチドフィルタを用いて
、パルス圧縮を行ない分解能と感度を向上させたレーダ
による計測方法がある。
［発明が解決しようとする課題］ 上記のような従来のレベル計測方法又は対象物の距離計
測方法において、接触方式の場合はいずれも炉内のスラ
グや溶鋼との接触部の耐久性が劣り破損しやすい。電気
的導通検知方式の場合は、炉内の粉塵や溶鋼スプラッシ
ュによる電気的絶縁部の絶縁不良のため誤信号が発生し
たり、電極の昇降による検知のため連続測定ができない
等の問題点があった。
また接触方式の温度分布測定方式の場合は、水冷されて
いるランスに温度センサを埋込むためその伝熱特性から
温度センサの応答性が悪い。また測定精度を向上させる
ため温度センサを増設する際にセンサへの配線の空間的
、温度的な制約が多い等の間躍点があった。
非接触方式のマイクロ波ＦＭＣＷ方式の場合は、炉内は
狭い空間でランスや炉口等の電波反射物が存在するため
、炉内にマイクロ波を送信するとマルチパス反射波を含
む不要な反射波が発生し、この不要反射信号を除去して
目的とする対象物からの反射信号のみを正確に計測する
のが困難であるという問題点があった。
また非接触方式のマイクロ波パルス変１週の場合は、通
常パルス変調波の送信終了後に受信を行なうので、マイ
クロ波の伝播速度を考慮すると、短距離測定用レーダと
してはきわめて時間幅の小さいパルスで変調したピーク
送信電力の比較的大きいマイクロ波を送信し、近距離物
標から反射される受信信号が得られるまでの微小時間を
測定する必要があり、これらを技術的に実現することが
困難なため、炉内のレベル計Δ−１のような近距Ｍ　Ｊ
ＰＪ定用には適さない等の問題点があった。
また被接触方式のマイクロ波パルス圧縮レーダ方式の場
合には、受信後の復調系によりパルス幅を圧縮し受信電
力を増大し、分解能と感度は向上するが、復調系に要す
るタップ付遅延線と重み付き加算器を組み合せたマツチ
ドフィルタの構造が複雑であり、特に高感度とするため
擬似ランダム信号長を大きくする（例えば２〜２２０）
と、装置の複雑化、大型化を招き高価になるという問題
点があった。また各タップ間の遅延時間の調整や遅延線
伝播中の波形歪の補正のための調整等も繁雑な作業とし
て問題があった。さらに上記のマツチドフィルタの機能
をディジタル信号処理により行なう場合にも、高速Ａ−
Ｄ変換器や高速演算器が必要となり、同様に装置の複雑
化、大型化を招き高価になるという問題点があった。
この発明はかかる問題点を解決するためになされたもの
で、粉塵等の存在する計測環境に影響されずに、安価な
装置により非接触で連続的に対象物のレベル位置又は対
象物までの距離を短距離から精度良く測定できる距離測
定方法及びその装置を得ることを目的とする。
［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するために、本発明の距離計測方法にお
いては、第１の擬似ランダム信号及び該第１の擬似ラン
ダム信号と同一パターンで周波数のわずかに異なる第２
の擬似ランダム信号とをそれぞれ発生し、前記第１の擬
似ランダム信号と第２の擬似ランダム信号とを乗算して
乗算値の時系列パターンを発生し、また前記第１の擬似
ランダム信号により搬送波を変調して対象物に向けて送
信し、前記対象物からの反射信号を受信した受信信号と
、前記第２の擬似ランダム信号とを乗算して得られた搬
送波を検波し、被検波信号の時系列パターンを発生し、
前記乗算値の時系列パターンと被検波信号の時系列パタ
ーンとの時間差を７１Ｐｊ定することにより前記対象物
との距離を測定するようにしたものである。
また本発明の距離測定装置においては、第１の擬似ラン
ダム信号発生手段と、該第１の擬似ランダム信号発生手
段の出力信号と同一パターンで周波数のわずかに異なる
第２の擬似ランダム信号発生手段と、前記第１の擬似ラ
ンダム信号発生手段の出力と前記第２の擬似ランダム信
号発生手段の出力との乗算を行なう第１の乗算器と、搬
送波発生芋段と、前記第１の擬似ランダム信号発生手段
の出力により前記搬送波発生手段の出力信号を変調した
信号を送信信号として対象物に送信する送信手段と、前
記対象物からの反射信号を受信し受信信号を得る受信手
段と、該受信手段の出力と前記第２の擬似ランダム信号
発生手段の出力との乗算を行なう第２の乗算器と、該第
２の乗算器より出力される搬送波を検波する検波手段と
、該検波手段より出力される被検波信号の時系列パター
ンと前記第１の乗算器より出力される乗算値の時系列パ
ターンとの時間差を測定する手段とを備えたものである
。
また本発明の距離測定装置においては、前記第２の乗算
器より出力される搬送波を検波する検波手段として、前
記搬送波発生手段の出力の一部を取り出す第１の分配器
と、該第１の分配器の出力を入力し２つの互いに位相が
直交する同相成分（Ｉ信号）及び直角成分（Ｑ信号）と
に変換出力するハイブリット結合器と、前記第２の乗算
器の出力をＲ信号とＲ２信号の２信号に分配する第２の
分配器と、前記ハイブリット結合器の出力のＩ信号と前
記第２の分配器の出力のＲ１信号とを乗算する第３の乗
算器と、前記ハイブリット結合器の出力のＱ信号と前記
第２の分配器の出力のＲ２信号とを乗算する第４の乗算
器とを備えたものである。
また本発明の距離測定装置においては、前記乗算値の時
系列パターンと被検波信号の時系列パターンの時間差を
測定する手段として、前記ｔＪ１の乗算器の出力を入力
し帯域制限を行なう第１のローパスフィルタと、前記第
３の乗算器及び第４の乗算器のそれぞれの出力を入力し
個別に帯域制限を行なう第２のローパスフィルタ及び第
３のローパスフィルタと、該第２のローパスフィルタ及
び第３のローパスフィルタのそれぞれの出力を入力し個
別に２乗演算を行なう第１の２乗器及び第２の２乗器と
、該第１の２乗器及び第２の２乗器の出力を加算する加
算器と、前記第１のローパスフィルタの出力信号の最大
値が生ずる時刻と前記加算器の出力信号の最大値が生ず
る時刻との間の時間を計測する時間計測器とを備えたも
のである。
さらに本発明の距離測定装置は、溶融還元炉、転炉及び
高炉のうちいずれかの炉の上部に設置し、炉内のスラグ
レベル、溶鋼レベル及び挿入原料レベルのうちいずれか
のレベルを計測するレベル測定装置として使用できるよ
うにしたものである。
〔作用］ この発明における距離測定方法及びその装置においては
、次の如く作用する。第１の擬似ランダム信号及び該第
１の擬似ランダム信号と同一パターンで周波数のわずか
に異なる第２の擬似ランダム信号とをそれぞれ第１の擬
似ランダム信号発生手段及び第２の擬似ランダム信号発
生手段により発生し、前記第１の擬似ランダム信号によ
り搬送波を位相変調したスペクトル拡散信号を対象物に
向けて送信手段により送信し、前記対象物よりの反射波
を受信手段により受信して得られる受信信号と前記第２
の擬似ランダム信号との乗算を第２の乗算器により行な
う。この第２の乗算器の出力として得られる乗算結果は
、前記第１の擬似ランダム信号で位相変調された受信信
号の被変調位相と、第２の擬似ランダム信号の位相が一
致している場合には、位相の揃った搬送波となり、後段
のコヒーレント検波手段により同期検波される。この被
検波出力はさらに１対のローパスフィルタ及び２乗器並
びに加算器より構成される検出信号発生手段を介して、
パルス状の対象物検出信号として出力される。
しかし第１及び第２の擬似ランダム信号は同一パターン
の符号であるが信号発生手段の周波数がわずかに異って
いるため、両信号の位相が一致している（即ち両信号の
相関出力が最大となる）時から、時間が経過するにつれ
て位相がずれ、１符号以上ずれると２つの擬似ランダム
信号の相関がなくなる。この状態においては前記受信信
号と第２の擬似ランダム信号との乗算の結果得られる搬
送波の位相はランダムとなるため、後段のコヒーレント
検波手段による同期検波後通過するローパスフィルタで
周波数帯域が制限され対象物検出信号は得られない。
さらに時間が経過して、第１及び第２の擬似ランダム信
号間の位相が、丁度一方の擬似ランダム信号の１周期分
だけずれると再び位相が一致する状態となり、両信号の
相関出力が最大となるため、再びコヒーレント検波手段
及び前記検出信号発生手段を介してパルス状の対象物検
出信号が得られる。従ってこの現象が一定期間毎に繰り
返され、対象物検出信号としては周期的なパルス状信号
が得られる。
一方受信信号から対象物検出信号を得た時刻を計測する
ため基準時刻を設定する必要があり、この時刻基準信号
を次のようにして発生させる。時刻基準信号は第１の擬
似ランダム信号と第２の擬似ランダム信号を第１の乗算
器により直接乗算し、その乗算結果である時系列パター
ンをローパスフィルタを介して採り出すことにより、前
記対象物検出信号と同一周期のパルス状信号が得られる
。
従ってこの時刻基準信号の発生時刻から受信信号から得
られた対象物検出信号の発生時刻までの時間が、送受信
アンテナと対象物との間を電磁波が往復する伝播時間に
比例するから、この２つの信号間の時間から送受信アン
テナと対象物間との距離が換算される。
本発明の作用は次の様に定式化される。
第１の擬似ランダム信号の繰り返し周波数をｆｌ、第２
の擬似ランダム信号の繰り返し周波数をｆ２とし、各々
の擬似ランダム信号のパターンは同一とする。ここでｆ
ｌ＞ｆ２とする。
送信される第１の擬似ランダム信号と第２の擬似ランダ
ム信号との相関をとって得られる基準信号が最大値とな
る周期をＴＢとすると、この１３間に含まれる第１の擬
似ランダム信号と第２の擬似ランダム信号の波数の差が
ちょうど１周期の波数、即ち１２７になる。
即ち　　Ｔ　　−ｆ　　−Ｔ　　−ｆ　　＋１２７ＩＢ
２ 上式を整理するとＴＢは次の（１）式で与えられる。
Ｔ　　　−１２７／（ｆ　　　−ｆ　　　）　　　　　
・・・（１）Ｂ　　　　　　　　　　　　１２ 即ち２つのクロック周波数の差が小さいほど、基準信号
が最大値となる周期ＴＢは大きくなる。
次に、第１の擬似ランダム信号で位相変調された搬送波
が送信され、対象物で反射し、再び受信されるまでの伝
播時間をτとし、この受信信号を第２の擬似ランダム信
号で復調し、コヒーレント検波して得られる対象物検出
信号のパルス状信号が発生する時刻を、基準信号のパル
ス状信号発生時刻から計測した時間差をＴ、とすると、
Ｔｏ間に発生する第２の擬似ランダム信号の波数は、Ｔ
Ｄ間に発生する第１の擬似ランダム信号の波数より、１
時間に発生する第１の擬似ランダム信号の波数だけ少な
いので、次式が成立する。
ＴＤ−ｆ　　−Ｔ　　すｆ　−τ−ｆ。
ＤＩ 上式を整理するとＴ、は次の（２）式で与えられる。
Ｔ　−τ・ｆ１／　（ｆｌ−ｆ２）　　・・・（２）即
ち、伝播時間τは、ｆ　　／（ｆｌ−ｆ２）倍■ だけ時間的に拡大され、あるいは低速化されたＴ、とし
て計測される。この計測時間の拡大されることにより、
本発明は本質的に規矩Ｍ測定に適した距Ｍ測定方法及び
装置であるといえる。
ここで伝播時間τは、伝播速度を■、対象物までの距離
をＸとすると τ−２Ｘ　／　Ｖ であるから、（２）式により次の（３）式を得る。
（３）式により時間差Ｔ、を計測することにより、距離
Ｘを計測することができる。
この発明に係る距離ｉ１！１定装置における搬送波のコ
ヒーレント検波手段は、送信用搬送波発生手段の出力の
一部を第１の分配器により取り出し、これをハイブリッ
ト結合器により同相成分（ｉ　ｎ−ｐｈａｓ８　ｃｏｓ
ｐｏｎｅｎｔ）　Ｉと直角成分（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ
　ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ）Ｑとに変換し、前記第２の乗算
器から出力される搬送波を第２の分配器により信号Ｒ１
及びＲ２に分配し、前記信号Ｉと信号Ｒ１とを第３の乗
算器により乗算した乗算値■・Ｒ１と、前記信号Ｑと信
号Ｒ２とを第４の乗算器により乗算した乗算値Ｑ−Ｒ２
とをそれぞれ被検波信号として得るようにしたものであ
る。
この発明に係る距Ｍ測定装置における前記第１の乗算器
の乗算値の時系列パターンと前記被検波信号の時系列パ
ターンの時間差測定手段は、前記第１の乗算器の出力を
第１のローパスフィルタにより帯域制限して得られるパ
ルス状基準信号の最大値発生時刻と、前記第３及び第４
の乗算器の乗算値１−Ｒ及びＱ−Ｒ２を第２及び第３の
ローパスフィルタにより、それぞれ帯域制限して得られ
る信号を第１及び第２の２乗器によりそれぞれ２乗演算
し、この演算結果の２乗値の和を加算器により求めるこ
とにより得られたパルス状検出信号の最大値発生時刻と
の間の時間を時間計測器によりＪＪ定するものである。
この発明に係る距離ｆｉＰｊ定装置は、本装置を溶融還
元炉又は転炉又は高炉上に設置し、導波管を介して送信
及び受信アンテナを炉内に挿入し電磁波の送受信を行な
うことにより、炉内のスラグレベル又は溶鋼レベル又は
挿入原料レベル等のレベル計′Ａ１）を可能とするもの
である。
〔実施例〕
第１図はこの発明の一実施例を示すブロック図であり、
１，２はクロック発生器、３．４は擬似ランダム信号発
生器、５〜９はそれぞれ乗算器で例えばダブルバランス
ドミクサにより構成される。
１０〜１２はそれぞれローパスフィルタ、１３．１４は
分配器、１５．１６は２乗器、１７は加算器、１８は時
間計測器、１９は搬送波発振器、２０はハイブリッド結
合器、２１は送信器、２２は受信器、２３は送信アンテ
ナ、２４は受信アンテナ、２５はターゲットである。
第２図は第１図の動作を説明するための波形図である。
第３図は７ビツトのＭ系列信号発生器の構成図であり、
３０は７段構成のシフトレジスタ、３１は排他的論理和
回路である。
第２図及び第３図を参照しながら第１図の動作を説明す
る。擬似ランダム信号発生器３，４は例えばＭ系列信号
発生器が使用できる。第３図は７ビツトのＭ系列信号発
生器の構成を示しており、例えばＥＣＬ　（エミッタφ
カップル・ロジック）素子による７段構成のシフトレジ
スタと排他的論理和回路３１により構成される。Ｍ系列
信号は符号の１″　（正電圧の＋Ｅが対応する）と“０
゛（負電圧の−Ｅが対応する）の組み合せによる周期性
循環信号であり、本例の７ビツトの場合２７−１−１２
７個（Ｉ２７チツプともいう）の信号を発生すると１周
期が完了し、この周期を繰り返した循環信号を発生する
。疑似ランダム信号発生器３゜４は同一回路で構成され
るため、両者の出力信号は全く同一パターンの信号とな
る。但し供給されるクロック周波数がわずかに異なるた
めその１周期もわずかに異っている。また擬似ランダム
信号としてはＭ系列信号以外にも、ゴールド系列信号、
ＪＰＬ系列信号を使用することができる。クロック発生
器１，２は共に水晶発振子を内蔵し、十分周波数の安定
したクロック信号を発生するが、その発生周波数がわず
かに異っている。本実施例ではクロック発生器１の発生
周波数【１は１００．００４Ｍ１ｌｚ　ｓクロック発生
器２の発生周波数ｆ２は９９．９９８Ｍｌ１ｚとし、そ
の周波数差はｆｌ−ｆ２−８ＫＨｚとしている。クロッ
ク発生８１及び２からそれぞれ出力されるクロック信号
ｆ１及びｆ２は、それぞれ擬似ランダム信号発生器３及
び４に供給される。擬似ランダム信号発生５３及び４は
、駆動用クロック信号の周波数差によりそれぞれの１周
期がわずかに異なるが同一パターンのＭ系列信号Ｍ１及
びＭ２を出力する。いま２つのＭ系列信号Ｍ　及びＭ２
の周期を求めると、 Ｍｌの周期−１２７Ｘ　１．／Ｉ００．００４ＭＨｚ”
＝　１２８９．９４９２ｎｓＭ２の周期−１２７ｘｌ／
　９９．９９８Ｍ１１ｚ！：１２７（１，０５１）８ｒ
＋ｓとなる。即ち２つのＭ系列信号Ｍ　及びＭ２は約■ １２７０ｎｓ　（１０−９秒）の周期を有すが、両者の
周期には約０．Ｉｎｓの時間差がある。それ故この２つ
のＭ系列信号Ｍ１及びＭ２を循環して発生させ、ある時
刻ｔ　で２つのＭ系列信号のパターンが一致したとする
と、１周期の時間経過毎に０．Ｉｎｓのずれが両信号間
に生じ、１（１（Ｉ　８期後にはＬＯｎｓのずれが両信
号間に生ずる。ここでＭ系列信号は１ｆｆｗＪ１２７０
ｎｓに１２７個の信号を発生するので、１信号の発生時
間は１０ｎｓである。従って２つのＭ系列信号Ｍ１及び
Ｍ２間に１（ｉｎｓのずれが生ずるこということは、Ｎ
１系列信号が１個分ずれたことに相当する。
擬似ランダム信号発生器３の出力Ｍ１は乗算器５及び６
に、また擬似ランダム信号発生器４の出力Ｍ２は乗算器
５及び７にそれぞれ供給される。
搬送波発生器Ｉ９は例えば周波数約１０ＧＨｚのマイク
ロ波を発振し、その出力信号は分配器１３により分配さ
れ、乗算器６及びハイブリッド結合器２０に供給される
。乗算器６は例えばダブルバランスドミクサにより構成
され、分配器１３より入力される周波数約ＩＱＧＨｚの
搬送波と擬似ランダム信号発生器３より入力されるＭ系
列信号Ｍ１との乗算を行ない、搬送波を位相変調したス
ペクトル拡散信号を出力し送信器２１へ供給する。送信
器２１は入力されたスペクトル拡散信号を電力増幅し、
送信アンテナ２３を介して電磁波に変換しターゲット２
５に向けて放射する。ここで周波数１０Ｇｌｌｚの電磁
波の空中での波長は３工であり、例えば製鉄用炉内の粉
塵の大きさ（直径）に比べて十分に大きいので、粉塵等
の影響を受けにくい。また送信アンテナ２３及び受信ア
ンテナ２４は例えばホーンアンテナを用い、指向性を鋭
く絞ることにより測定対象物以外からの反射電力を可及
的に小さ（している。またアンテナゲインは例えばいず
れも約２０ｄＢ程度である。送信アンテナ２３からター
ゲット２５に向けて放射された電磁波は、ターゲット２
５で反射され受信アンテナ２４を介して電気信号に変換
され受信器２２へ入力される。受信器２２へ入力信号が
供給されるタイミングは、当然送信アンテナ２３から電
磁波が放射されたタイミングから電磁波がターゲット２
５までの距離を往復し受信アンテナ２４に到達するまで
の電磁波の伝播時間だけ遅延している。受信器２２は入
力信号を増幅し乗算器７へ供給する。
−万乗算器５に擬似ランダム信号発生器３及び４からそ
れぞれ入力されたＭ系列信号Ｍ１及びＭ２は乗算され、
その乗算値の時系列信号はローパスフィルタ１０へ供給
される。第２図の（ア）はこのローパスフィルタ１０へ
の入力信号、即ち乗算器５の乗算値である時系列信号を
示した波形であり、乗算器５へ入力される２つの擬似ラ
ンダム信号の位相が一致している場合は＋Ｅの出力電圧
が継続するが、両信号の位相が一致していない場合は＋
Ｅと−Ｅの出力電圧がランダムに発生する。
ローパスフィルタ１０〜１２は周波数の帯域制限を行な
うことにより、一種の積分機能を有し両信号の相関演算
値の積分信号として、両信号の位相が一致している場合
には、第２図の（イ）に示されるようなパルス状信号を
出力する。また両信号の位相が不一致の場合には出力は
零となる。従ってローパスフィルターロの出力には周期
的にパルス状信号が発生する。このパルス状信号は時刻
の基準信号として時間計測器１８へ供給される。この基
準信号の周期ＴＢは前述の（１）式により算出すると、
本例の場合はｆ−１００，００４ＭＩＩｚ、　ｆ　２−
９９．９９６Ｍ！ｌｚであるのでＴ　Ｂ−１５，８７５
ｍ５となる。この基準信号とその周期ＴＢ第２図の（１
）に示される。
また乗算器７へは受信器２２からの受信信号と疑似ラン
ダム信号発生器４からのＭ系列信号Ｍ２が入力され、両
信号の乗算が行なわれる。この乗算器７の乗算結果は、
第１のＭ系列信号Ｍ１により送信用搬送波が位相変調さ
れる受信信号の被変調位相と、第２のＭ系列信号Ｍ２の
位相が一致している場合は位相の揃った搬送波信号とし
出力され、受信信号の被変調位相とＭ系列信号Ｍ２の位
相が異なるときには位相のランダムな搬送波として出力
され分配器１４へ供給される。分配器１４は入力信号を
２つに分配し、その分配出力Ｒ及びＲ２をそれぞれ乗算
器８及び９へ供給する。分配器Ｉ３より送信用搬送波の
一部が供給されたハイブリッド結合器２０は、入力信号
に対して同相成分の（位相０度の）信号Ｉと直角成分の
（位相９０度の）信号Ｑとを出力し、それぞれ乗算器８
及び９へ供給する。乗算器８はハイブリッド結合器２０
より入力する信号Ｉ　（即ち搬送波発振器１９の出力と
同相のｌ１号）と分配器Ｉ４より入力する前記信号Ｒ１
との乗算を行ない、同様に乗算器９は入力する信号Ｑ（
即ち搬送波発振器Ｉ９の出力と９０度位相の異なる信号
）と前記信号Ｒ２との乗算を行ない、それぞれ受信信号
中の位相Ｏ皮酸分（１・Ｒ１）と位相９０度成分（Ｑ−
Ｒ２）とを抽出し、被検波信号として出力する。この被
検波信号としての信号１−ＲとＱ−Ｒ２はそれぞれロー
パスフィルタ１１及び１２へ供給される。ローパスフィ
ルターＩ及び１２は周波数の帯域制限を行なうことによ
り積分機能を有し、２信号の相関演算値の積分を行なう
。
即ち乗算器７の出力より分配器■４を介して乗算器８に
人力される前記信号Ｒ１とハイブリッド結合器２０より
乗算器８に入力される前記信号Ｉの位相が一致したとき
、同様に乗算器９に入力される前記信号Ｒ２と信号Ｑの
位相が一致したとき、乗算器８及び９の出力信号はそれ
ぞれ一定極性のパルス信号（電圧＋Ｅのパルス信号）と
なり、この信号をｆｉｔ　分したローパスフィルターｌ
及びＩ２の出力には大きな正電圧が得られる。また前記
信号Ｒ１と信号Ｉの位相の不一致のとき、及び前記信号
Ｒ２と信号Ｑの位相の不一致のとき、乗算器８及び９の
出力信号は、それぞれランダムに変化する正負両極性の
パルス信号（即ち電圧＋Ｅと−Ｅのパルス信号）となり
、この信号を積分したローパスフィルターＩ及び１２の
出力は零となる。ローパスフィルター１及び１２により
上記の如く積分処理された位相０変成分と位相９０度成
分の信号はそれぞれ２乗器１５及び１６に供給される。
２乗器１５及び１６はそれぞれ入力信号の振巾を２乗演
算し、その演算結果の出力信号を加算器１７に供給する
。加算器１７は両人力信号を加算して第２図の（つ）に
示されるようなパルス状検出力信号を出力し、時間ｎ１
定器１８に供給する。いまこの検出信号の最大値発生時
刻をｔ、とする。このように受信信号とＭ系列信号Ｍ２
との相関処理により得られた信号から送信用搬送波の位
相０変成分と位相９０度成分をそれぞれ検波し、この被
検波信号をそれぞれ積分処理後２乗演算し、この１対の
２乗値の和として対象物検出信号を得る方式は構成が多
少複雑であるが、高感度の対象物検出信号を得ることが
できる。またＭ系列信号のような疑似ランダム信号の相
関出力を得るようにしているので雑音の影響を低減し信
号を強調するため、信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）の高い計測
システムを実現することができる。勿論搬送波の検波方
式としては、クリスタルを用いた検波方式があり、感度
は低下するが、構成が単純化されるので、仕様及びコス
トによりこの方式を採用することもできる。
時間ｄａ）定器Ｉ８はローパスフィルタから入力される
基準信号の最大値の発生時刻ｔ　と加算器１７から入力
される検出信号の最大値の発生時刻ｔｂとの間の時間Ｔ
Ｄを４ｔ１定する。このため時間測定器１８は２つの入
力信号の最大値発生時刻を検出する機能を有する。例え
ば入力電圧値をクロック信号により逐次サンプルホール
ドして、現在のクロック信号によるサンプル値とクロッ
ク信号の１つ前のサンプル値とを電圧比度器により逐次
比較して、入力信号の時間に対する増加状態から減少状
態に反転する時刻を検出することにより、入力信号の最
大値発生時刻を検出することができる。前記時間Ｔ、は
第２図（１）に示される基準信号の最大値発生時刻ｔ　
と（つ）に示される検出信号の最大値発生時刻ｔ、との
間の時間として示される。
この時間Ｔ、は前述の（２）式に示されるように実際に
電磁波が送信及び送信アンテナ２３及び２４とターゲッ
ト２５０間の距離を往復する伝播時間τのｆ　　／（ｆ
　　−ｆ２）倍だけ時間的に拡大されて得られる。本例
の場合ｆ　　−１００，００４，ＭＩｌｚ、　　ｆ　２
−９９．９９８Ｍ）Ｉｚであるので、１２，５００倍に
時間が拡大され（３）式が得られる。
Ｔ　Ｄ−１２，５００τ　　　　　　　　　　・・・（
３）また（３）式の時間Ｔ、は前記基準信号の周期ＴＢ
ごとに得られる。
このように本発明は計測時間がきわめて大きく拡大され
ているので、対象物の距離を短距離から精度良く計測す
ることが可能である。従って炉内のスラグレベルや溶鋼
レベル等の短距離のレベル計測装置としても適している
といえる。
従って送信及び受信アンテナ２３及び２４からターゲッ
ト２５までの距ＭＸメートルを（３）式により求めると
（４）式が得られる。
ｘ−（ｆ　−ｒ　）／２ｆ　Φｖ争ＴＤ−１．２　ＸＩ
Ｏ’　　・Ｔ ９　　　　　　　・・・（４） 第４図はこの発明を熔融還元炉内のスラグレベル計測装
置に適用した説明図であり、図において４０は熔融還元
炉、４１はレベル計測装置本体、４２は送信アンテナ、
４３は受信アンテナ、４４は導波管、４５はスラグであ
る。
第４図の説明をする。炉内に設置する送信及び受信アン
テナ４２及び４３は水冷したホーンアンテナを用い、導
波管４４により熔融還元炉４０の炉頂に設置されたレベ
ル計測装置４１に接続される。炉内のスラグ４５のレベ
ルはレベル計測装置４１より導波管４４及び送信アンテ
ナ４２を介して送信された電磁波がスラグ４５の表面よ
り反射され、受信アンテナ４３及び導波管４４を介して
受信され、前述の計測時間Ｔ、を（４）式に代入し演算
することにより得られる。実際に本発明のレベル計測装
置による計測値と、サブランスへのフラグ付着位置の測
定による検尺との比較は良好な一致結果を示した。
また炉内のような狭い空間で不要な反射波の発生しやす
い計測環境においては、本発明による対象物の距離を計
＋１１１する時間が大きく拡大されている利点を活用し
て、所望の反射波による検出信号のみを時間ゲート回路
を介して取り出し、不要な反射波による検出信号を除去
して安定にレベル位置又は距離のＩｐｊ定を行なうこと
が可能である。
本実施例においては送信アンテナと受信アンテナを分離
して２つのアンテナを設ける構成について説明したが、
本発明はこれに限定されるものではなく、１つのアンテ
ナを送受信共用とし、方向性結合器又は送受切換器を付
加して、送信と受信の信号を分離する方式をアンテナ系
に採用してもよい。
また本発明がレベル計ｎ１に適用される実施例を説明し
たが、２つの疑似ランダム信号を発生させるクロック周
波数を適宜設定し、長距離までの一般的な物標の距離測
定、例えば飛翔体、船舶、自動車等の距離又は位置ｎ１
定にも十分適用が可能である。
また本実施例においては、搬送波として１０　Ｇ　Ｈｚ
程度のマイクロ波の例を示したが、さらにミリ波等の電
磁波は勿論のこと、光、音波、超音波等の電磁波を搬送
波として使用することも可能である。
さらにまた本装置に時計を付加し、対象物の単位時間に
おける測定距離の変化を演算することにより、対象物の
速度を計ａＰＪすることもできる。
［発明の効果］ 以上のようにこの発明によれば、第１の疑似ランダム信
号により位相変調された搬送波を対象物に向けて送信し
、前記対象物から反射して得られた受信信号と第２の疑
似ランダム信号を乗算して得られた搬送波を検波して得
られた被検波信号の時系列パターンと、前記第１及び第
２の疑似ランダム信号を直接乗算して得られた乗算値の
時系列パターンとの時間差を測定して前記対象物との距
離を測定するので次の効果が得られる。
（１）非接触針ｌＦＩであるため、アンテナ等のセンサ
部分の耐久性が確保でき、装置の取付けも容易で保守も
簡単となる。
（２）連続測定であるため、応答性が速い計測が可能と
なる。
（３）疑似ランダム信号を用いたスペクトル拡散信号を
使用しており、受信部で基準用の疑似ランダム信号との
相関処理を施すことによりノイズが低減され信号が強調
されるので、反射率の低い対象物からの反射波でも感度
よく検知でき、適用範囲の広い計測が可能となる。
（４）従来高速信号を使用した計かｊが本発明により比
較的簡単な構成の回路により低速信号へ変換されるため
安価で小型の装置が実現できる。また、調整も容易とな
る。
またこの発明によれば、対象物から反射され受信後相関
処理の施された搬送波を検波し検出信号を得る手段とし
て、前記相関処理後の搬送波から送信用搬送波との同相
成分と直角成分を取り出し、それぞれローパスフィルタ
を介して２乗演算後加算して検出信号を得るので、きわ
めて高感度の物標検出ができる効果がある。
またこの発明によれば、第１の擬似ランダム信号によっ
て位相変調された搬送波を送信し、対象物から反射され
た受信信号は、前記第１の擬似ランダム信号と同一パタ
ーンで周波数の近接した第２の擬似ランダム信号により
相関処理した搬送波を得る方法により、対象物からの検
出信号と基準信号との間の計測時間を時間軸上できわめ
て太きく拡大した（本実施例では１２，５００倍にも拡
大した）ので、対象物の距離を短距離から精度良く計測
できるのみならず、目的とする対象物からの所望反射信
号と対象範囲外からの不要反射信号は、検出信号の発生
時間軸上で明確に区別し分離することができる。従って
炉内のレベルを計測する場合に、炉内のような狭い空間
で不要な反射波の発生しやすい計ａ１１環境においても
、不要反射波を除去し安定にレベルの計測ができる効果
を有する。
【図面の簡単な説明】
第１図は発明の一実施例を示すブロック図、第２図は第
１図の動作を説明するための波形図、第３図は７ビツト
のＭ系列信号発生器の構成図、第４図はこの発明を溶融
還元炉内のスラグレベル計測装置に適用した説明図であ
る。 図において、１，２はクロック発生器、３，４は擬似ラ
ンダム信号発生器、５〜９はそれぞれ乗算器、１０〜１
２はそれぞれローパスフィルタ、１３゜１４は分配器、
１５．１６は２乗器、１７は加算器、１８は時間計測器
、１９は搬送波発振器、２０はハイブリッド結合器、２
１は送信器、２２は受信器、２３は送信アンテナ、２４
は受信アンテナ、２５はターゲット、３０はシフトレジ
スタ、３Ｉは排他的論理和回路、４０は溶融還元炉、４
１はレベル計測装置本体、４２は送信アンテナ、４３は
受信アンテナ、４４は導波管、４５はスラグである。 代理人　弁理士　佐々木　宗　治 手 続 ン「１７ 正 書 （自発）

Claims (5)

    【特許請求の範囲】
  1. （１）第１の擬似ランダム信号及び該第１の擬似ランダ
    ム信号と同一パターンで周波数のわずかに異なる第２の
    擬似ランダム信号とをそれぞれ発生し、前記第１の擬似
    ランダム信号と第２の擬似ランダム信号とを乗算して乗
    算値の時系列パターンを発生し、また前記第１の擬似ラ
    ンダム信号により搬送波を変調して対象物に向けて送信
    し、前記対象物からの反射信号を受信した受信信号と、
    前記第２の擬似ランダム信号とを乗算して得られた搬送
    波を検波し、被検波信号の時系列パターンを発生し、前
    記乗算値の時系列パターンと被検波信号の時系列パター
    ンとの時間差を測定することにより前記対象物との距離
    を測定する方法。
  2. （２）第１の擬似ランダム信号発生手段と、該第１の擬
    似ランダム信号発生手段の出力信号と同一パターンで周
    波数のわずかに異なる第２の擬似ランダム信号発生手段
    と、前記第１の擬似ランダム信号発生手段の出力と前記
    第２の擬似ランダム信号発生手段の出力との乗算を行な
    う第１の乗算器と、搬送波発生手段と、前記第１の擬似
    ランダム信号発生手段の出力により前記搬送波発生手段
    の出力信号を変調した信号を送信信号として対象物に送
    信する送信手段と、前記対象物からの反射信号を受信し
    受信信号を得る受信手段と、該受信手段の出力と前記第
    ２の擬似ランダム信号発生手段の出力との乗算を行なう
    第２の乗算器と、該第２の乗算器より出力される搬送波
    を検波する検波手段と、該検波手段より出力される被検
    波信号の時系列パターンと前記第１の乗算器より出力さ
    れる乗算値の時系列パターンとの時間差を測定する手段
    とを備えた距離測定装置。
  3. （３）前記第２の乗算器より出力される搬送波を検波す
    る検波手段として、前記搬送波発生手段の出力の一部を
    取り出す第１の分配器と、該第１の分配器の出力を入力
    し２つの互いに位相が直交する同相成分（Ｉ信号）及び
    直角成分（Ｑ信号）とに変換出力するハイブリット結合
    器と、前記第２の乗算器の出力をＲ＿１信号とＲ＿２信
    号の２信号に分配する第２の分配器と、前記ハイブリッ
    ト結合器の出力のＩ信号と前記第２の分配器の出力のＲ
    ＿１信号とを乗算する第３の乗算器と、前記ハイブリッ
    ト結合器の出力のＱ信号と前記第２の分配器の出力のＲ
    ＿２信号とを乗算する第４の乗算器とを備えた請求項２
    記載の距離測定装置。
  4. （４）前記乗算値の時系列パターンと被検波信号の時系
    列パターンの時間差を測定する手段として、前記第１の
    乗算器の出力を入力し帯域制限を行なう第１のローパス
    フィルタと、前記第３の乗算器及び第４の乗算器のそれ
    ぞれの出力を入力し個別に帯域制限を行なう第２のロー
    パスフィルタ及び第３のローパスフィルタと、該第２の
    ローパスフィルタ及び第３のローパスフィルタのそれぞ
    れの出力を入力し個別に２乗演算を行なう第１の２乗器
    及び第２の２乗器と、該第１の２乗器及び第２の２乗器
    の出力を加算する加算器と、前記第１のローパスフィル
    タの出力信号の最大値が生ずる時刻と前記加算器の出力
    信号の最大値が生ずる時刻との間の時間を計測する時間
    計測器とを備えた請求項２又は請求項３記載の距離測定
    装置。
  5. （５）前記請求項２、請求項３及び請求項４のうちいず
    れかの距離測定装置を溶融還元炉、転炉及び高炉のうち
    いずれかの炉の上部に設置し、炉内のスラグレベル、溶
    鋼レベル及び挿入原料レベルのうちいずれかのレベルを
    計測することを特徴とする距離測定装置。
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