JPS61234380A - 距離追尾パルスレ−ダ - Google Patents
距離追尾パルスレ−ダInfo
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- JPS61234380A JPS61234380A JP7442085A JP7442085A JPS61234380A JP S61234380 A JPS61234380 A JP S61234380A JP 7442085 A JP7442085 A JP 7442085A JP 7442085 A JP7442085 A JP 7442085A JP S61234380 A JPS61234380 A JP S61234380A
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
- G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
(本発明の属する技術の分野)
本発明は、航空機、飛しょう体、あるいは車両などの目
標に電波を照射し、それらの目標から反射して米る電波
を媒体として目標の距離を追尾するパルス方式の距離追
尾レーダにおいて、照射する電波を秘とく性の高い広帯
域変調形式で送信して、目標からの反射波を狭帯域受信
機で受信し、距離追尾レーダから目標までの距離を自動
的に追尾する距離追尾レーダの改良に関するものである
。
標に電波を照射し、それらの目標から反射して米る電波
を媒体として目標の距離を追尾するパルス方式の距離追
尾レーダにおいて、照射する電波を秘とく性の高い広帯
域変調形式で送信して、目標からの反射波を狭帯域受信
機で受信し、距離追尾レーダから目標までの距離を自動
的に追尾する距離追尾レーダの改良に関するものである
。
(本発明の背′JJ)
従来の測距レーダには、大別して、パルス方式と連続波
方式があるが、連続波方式はレーダ自身が目標に照射す
る電波が常にレーダ自身内にある受信機に漏れ込んでし
まうため、受信機を高感度にすることは難しかった。そ
のために測距レーダはパルス方式が比較的良く使用され
ている。
方式があるが、連続波方式はレーダ自身が目標に照射す
る電波が常にレーダ自身内にある受信機に漏れ込んでし
まうため、受信機を高感度にすることは難しかった。そ
のために測距レーダはパルス方式が比較的良く使用され
ている。
パルス方式のレーダは使用するパルス変調形式から、受
信機の帯域幅は広く取る必要があり、受信機雑音が多く
なるために感度はあまり良くない。
信機の帯域幅は広く取る必要があり、受信機雑音が多く
なるために感度はあまり良くない。
その上、受信機帯域幅が広いため目標側が行なう電波妨
害にも弱いという重大な欠点がある。 、対電波妨害
に関するレーダ技術については、これまでさまざまな方
法が提案されているが、レーダ自身が目標に向けて照射
する電波の周波数及び形式が目標側に察知されないよろ
な電波形式の電波を目標に照射することができれば、対
電波妨害の根本的な解決の一つになるはずである。
害にも弱いという重大な欠点がある。 、対電波妨害
に関するレーダ技術については、これまでさまざまな方
法が提案されているが、レーダ自身が目標に向けて照射
する電波の周波数及び形式が目標側に察知されないよろ
な電波形式の電波を目標に照射することができれば、対
電波妨害の根本的な解決の一つになるはずである。
上で述べた理由によってこれからの測距レーダの進むべ
き一つの方向け、 (ア)連続波方式では、送信出力の受信機への漏れ込み
によって受信機の感度が劣化するので、変調形式をパル
ス方式にして送信と受信を切り換え、さらにパルス繰り
返し周波数を可変にすることによって送信パルスと受信
反射波パルスの一致を防ぎ、受信電力の低下を防ぐ、 (イ)送信する電波の形式はできるだけ広いスペクトル
を使用し、かつ、秘とく性の高い変調形式(つ)受信機
の前段において帯域幅はできるだけ狭くすることにより
、混変調妨害を減少させ、対電波妨害能力を向上させ、
あわせて、高感度化をはかる、 などでありこれらの同時実現が強く要望されている。
き一つの方向け、 (ア)連続波方式では、送信出力の受信機への漏れ込み
によって受信機の感度が劣化するので、変調形式をパル
ス方式にして送信と受信を切り換え、さらにパルス繰り
返し周波数を可変にすることによって送信パルスと受信
反射波パルスの一致を防ぎ、受信電力の低下を防ぐ、 (イ)送信する電波の形式はできるだけ広いスペクトル
を使用し、かつ、秘とく性の高い変調形式(つ)受信機
の前段において帯域幅はできるだけ狭くすることにより
、混変調妨害を減少させ、対電波妨害能力を向上させ、
あわせて、高感度化をはかる、 などでありこれらの同時実現が強く要望されている。
(従来技術とその一般的問題点)
第5図のブロック線図と第6図のタイムチャートを用い
て、距離追尾レーダの従来例について説明する。
て、距離追尾レーダの従来例について説明する。
基準パルス発生器57の出力である基準パルス発生器出
力29は整形回路58で所定のパルス幅のパルスに波形
整形されて基準パルス23になる。
力29は整形回路58で所定のパルス幅のパルスに波形
整形されて基準パルス23になる。
送信源59で作られる送信源出力15は、前記基準パル
ス23が加えられたパルス変調器60によってパルス変
調されて、パルス変調器出力24になり、電力増幅器6
1によって増幅されて、電力増幅器出力47になり、送
信アンテナ50によって、送信出力18として目標に向
けて送信される。
ス23が加えられたパルス変調器60によってパルス変
調されて、パルス変調器出力24になり、電力増幅器6
1によって増幅されて、電力増幅器出力47になり、送
信アンテナ50によって、送信出力18として目標に向
けて送信される。
目標からの反射波は送信からT(秒)だけ遅れて、受信
人力1として受信アンテナ51にて受信されて、受信ア
ンテナ出力2になる。局部発振器56で作られる局部発
振器出力13は混合器52によって受信アンテナ出力2
とともに混合されて、混合器出力36になり、中間周波
増幅器53によって増幅されて中間周波増幅器出力37
になって、振幅検波器54によって振幅検波されて振幅
検波器出力10になる。表示器55では、前記基準パル
ス23を基準にして、振幅検波器出力10より得た距離
演算出力26を表示することによって、レーダから目標
までの距離は求められる。
人力1として受信アンテナ51にて受信されて、受信ア
ンテナ出力2になる。局部発振器56で作られる局部発
振器出力13は混合器52によって受信アンテナ出力2
とともに混合されて、混合器出力36になり、中間周波
増幅器53によって増幅されて中間周波増幅器出力37
になって、振幅検波器54によって振幅検波されて振幅
検波器出力10になる。表示器55では、前記基準パル
ス23を基準にして、振幅検波器出力10より得た距離
演算出力26を表示することによって、レーダから目標
までの距離は求められる。
(従来技術の具体的問題点)
目標を捜索し検知して追尾する追尾レーダでは目標を正
確に追尾すること6′!−ることなから、目標側から妨
害を受けてもなおかつ目標を正確に追尾できる性能が重
要である。
確に追尾すること6′!−ることなから、目標側から妨
害を受けてもなおかつ目標を正確に追尾できる性能が重
要である。
いま第5図の距離追尾レーダの送信出力18を818と
すると S、、=P(sinωpt)cosωt
・(1)の信号が目標に照射される。ただし、P (s
inωpt)は第6図の送信出力18のパルス振幅変調
信号であり、ωpはパルス繰り返しの角周波数である。
すると S、、=P(sinωpt)cosωt
・(1)の信号が目標に照射される。ただし、P (s
inωpt)は第6図の送信出力18のパルス振幅変調
信号であり、ωpはパルス繰り返しの角周波数である。
この場合、目標は角周波数ωの信号がレーダから照射さ
れていることを周波数ガウンタあるいは周波数分析器に
よって察知し、レーダに対して角周波数ωの周波数の信
号あるいは中心角周波数がωの雑音変調信号を容易に送
り返すことができ、相手側レーダの目標追尾に容易に妨
害をかけることができる。
れていることを周波数ガウンタあるいは周波数分析器に
よって察知し、レーダに対して角周波数ωの周波数の信
号あるいは中心角周波数がωの雑音変調信号を容易に送
り返すことができ、相手側レーダの目標追尾に容易に妨
害をかけることができる。
目標からの反射波である受信人力1、すなわち受信信号
S1は S、=q[sinωp(t−T)]eos(a+(t−
T)] −(2)である。ただしTはレーダから目標
までの往復の時間であり、q[sinωp(t−T )
]は受信信号のパルス変調層である(従って、関数q[
5ina+ p(t −T )]は関数p[sinωp
(t−T)]を含んでいる。)。
S1は S、=q[sinωp(t−T)]eos(a+(t−
T)] −(2)である。ただしTはレーダから目標
までの往復の時間であり、q[sinωp(t−T )
]は受信信号のパルス変調層である(従って、関数q[
5ina+ p(t −T )]は関数p[sinωp
(t−T)]を含んでいる。)。
時間Tを知れば、目標までの距離は1マイクロ秒=15
On+の関係から求まる。しかし、レーダから目標まで
の距離を求めるためには、広帯域信号であるq[sin
ωp(t−T)1を復調する必要があり、受信機は当然
広帯域になり、妨害を受けやすくなる。したがうて距離
追尾レーダの送信信号を目標側に知られないようにする
ことが匪離迫尾レーダの対電波妨害の立場からは根本的
解決の一方法である。
On+の関係から求まる。しかし、レーダから目標まで
の距離を求めるためには、広帯域信号であるq[sin
ωp(t−T)1を復調する必要があり、受信機は当然
広帯域になり、妨害を受けやすくなる。したがうて距離
追尾レーダの送信信号を目標側に知られないようにする
ことが匪離迫尾レーダの対電波妨害の立場からは根本的
解決の一方法である。
(本発明の目的)
本発明は、追尾レーダの送信電波の変調形式を、目標側
において容易にレーダの使用周波数を察知されないよう
にOとπ(円周率)の2位相の位相変調となし、0とπ
(円周率)の2位相で位相変調された広帯域のパルス波
を目標に向け照射し、目標からの広帯域信号を狭帯域の
中間周波数で受信が可能な、極めて電波的に秘とく性の
高い、そして対電波妨害能力の高い2位相変調の距離追
尾パルスレーダを提供することを目的とする。
において容易にレーダの使用周波数を察知されないよう
にOとπ(円周率)の2位相の位相変調となし、0とπ
(円周率)の2位相で位相変調された広帯域のパルス波
を目標に向け照射し、目標からの広帯域信号を狭帯域の
中間周波数で受信が可能な、極めて電波的に秘とく性の
高い、そして対電波妨害能力の高い2位相変調の距離追
尾パルスレーダを提供することを目的とする。
(本発明構成の要点)
第1図の実施例を詳細に説明するに先立って、第2図及
びtA3図のタイムチャートを用いて本発明の詳細な説
明をする。
びtA3図のタイムチャートを用いて本発明の詳細な説
明をする。
第2図において、パルス変調のための信号(パルス整形
回路出力)22に同期した送信出力18は、ωを搬送波
の角周波数とすると、CO8ωtと−cosωtの信号
を交互に送信する。したがって、受信機は、レーダと目
標までの距離に相当する時間T(秒)だけ遅れで目標か
らの反射波である受信人力1を受信する。受信人力1は
送信出力18と同様に(cosω(t ’r)、−c
osa+(t−T)]のペアで受信されるので(受信ア
ンテナ出力2も同様である)、中間周波増幅器の帯域幅
を狭くして受信する狭帯域受信機では、[cosω(t
−T)とeO8ω(t−T月のベアは狭帯域フィルタに
よっでろ波されて、出力はほとんどゼロになってしまう
。
回路出力)22に同期した送信出力18は、ωを搬送波
の角周波数とすると、CO8ωtと−cosωtの信号
を交互に送信する。したがって、受信機は、レーダと目
標までの距離に相当する時間T(秒)だけ遅れで目標か
らの反射波である受信人力1を受信する。受信人力1は
送信出力18と同様に(cosω(t ’r)、−c
osa+(t−T)]のペアで受信されるので(受信ア
ンテナ出力2も同様である)、中間周波増幅器の帯域幅
を狭くして受信する狭帯域受信機では、[cosω(t
−T)とeO8ω(t−T月のベアは狭帯域フィルタに
よっでろ波されて、出力はほとんどゼロになってしまう
。
これまで、送信ごとにeO8ωt、−cosωtを切り
換える場合について説明したが必ずしもそうである必要
はなく0相とπ相の出現回数がほぼ同数であれば良い。
換える場合について説明したが必ずしもそうである必要
はなく0相とπ相の出現回数がほぼ同数であれば良い。
さて、送信源出力15(S1s)を次のように定める。
Sls = S!nωt
・(3)ただし、ωは送信源出力15の搬送波の角周波
数である。
・(3)ただし、ωは送信源出力15の搬送波の角周波
数である。
w&3位相変調器出力16(31g)はS +5=si
n[ωt+−8ign(sina+st)] −(4
)となる。ただし、ωSは信号発生器出力20の角周波
数で為る。さらに である。
n[ωt+−8ign(sina+st)] −(4
)となる。ただし、ωSは信号発生器出力20の角周波
数で為る。さらに である。
パルス変調器出力24、電力増幅器出力47及び送信出
力18(S18)は同じ表現が可能であり、次のように
なる。
力18(S18)は同じ表現が可能であり、次のように
なる。
!31.=P(sinalpt)sin[a+t+
Sign(sina+st)]= P (sinωp
t)sin[−S ign(sinωst)]cosω
t・・・(6) となる、ただし S22 = P(sinalpt)
−(7)である。この式(7)はパルス整形回路出力
22を示すものである。
Sign(sina+st)]= P (sinωp
t)sin[−S ign(sinωst)]cosω
t・・・(6) となる、ただし S22 = P(sinalpt)
−(7)である。この式(7)はパルス整形回路出力
22を示すものである。
式(6)の送信出力18の場合、目標からの反射波であ
る受信人カーの距離情報を復調する原理を説明する。受
信人カー (S +)はTだけ送信より遅れて受信され
るので S + = q[5ina+ p(t −T )]X
5in(−8iHn[sinωs(t T)]1co
sω(t−T)・・・(8) となる。
る受信人カーの距離情報を復調する原理を説明する。受
信人カー (S +)はTだけ送信より遅れて受信され
るので S + = q[5ina+ p(t −T )]X
5in(−8iHn[sinωs(t T)]1co
sω(t−T)・・・(8) となる。
受信人カー(Sl)を中間周波数に落とすために、2個
の互いに直交した第1位相変調器出方7(Sy)及び第
2位相変調器出力8(S、)を用いて第1混合器62及
び第2混合器63へのスイッチング信号とする。ここで
、第1位相変調器出方7 (S ?)は S 7 = 5ini−S iHn[sin ω5(t
−r )月Xcos[ωバ七−τ月 ・・・
(9)とする。ただし、τは遅延量である。第2位相変
調器出力8(sa)は S 5=sin(−8ign[cosωs(t −r
)]1Xcos[ω1(1−τ)] −(1
0)とする。また、次の関係式、式(11)、(12)
sinl −S ign[sinω5(t−T )]1
X5ini−8ign[sinωs(を−τ)])?c
osa+5(T−r ) ・”(1
1)sini−3ign[5ina+ s(t −T
)])X 5in(−8ign[cosal 5(t−
τ)])′、sinωs(T T )
−(12)が成立する。ただし、−は−周期の平
均である。
の互いに直交した第1位相変調器出方7(Sy)及び第
2位相変調器出力8(S、)を用いて第1混合器62及
び第2混合器63へのスイッチング信号とする。ここで
、第1位相変調器出方7 (S ?)は S 7 = 5ini−S iHn[sin ω5(t
−r )月Xcos[ωバ七−τ月 ・・・
(9)とする。ただし、τは遅延量である。第2位相変
調器出力8(sa)は S 5=sin(−8ign[cosωs(t −r
)]1Xcos[ω1(1−τ)] −(1
0)とする。また、次の関係式、式(11)、(12)
sinl −S ign[sinω5(t−T )]1
X5ini−8ign[sinωs(を−τ)])?c
osa+5(T−r ) ・”(1
1)sini−3ign[5ina+ s(t −T
)])X 5in(−8ign[cosal 5(t−
τ)])′、sinωs(T T )
−(12)が成立する。ただし、−は−周期の平
均である。
したがって、第1混合器出力3(83)はSz = q
[sinωp(t−T)]cosωs(T T)Xc
os[t(ω−ωQ)−(ωT−ω4τ)]・・・(1
3) となり、同期検波器67の基準信号となる。第2混合器
出力4 (S 、)は S4 = q[sinωp(t−T)sina+5(T
−r )X cos[t(ω−ω1)−(ωT−ωτ)
]・・・(14) となる。
[sinωp(t−T)]cosωs(T T)Xc
os[t(ω−ωQ)−(ωT−ω4τ)]・・・(1
3) となり、同期検波器67の基準信号となる。第2混合器
出力4 (S 、)は S4 = q[sinωp(t−T)sina+5(T
−r )X cos[t(ω−ω1)−(ωT−ωτ)
]・・・(14) となる。
振幅制限器出力25 (S 25)は
1coscc+5(T−r)l >o =・
(15)とすると、両側帯波q[5in(aJ p(t
T )]は除かれて、式(13)の信号は 825 = cos[t(ω−ωI)−(ωT−ωlτ
)]・・・(16) となり、同期検波器67への基準信号となる。
(15)とすると、両側帯波q[5in(aJ p(t
T )]は除かれて、式(13)の信号は 825 = cos[t(ω−ωI)−(ωT−ωlτ
)]・・・(16) となり、同期検波器67への基準信号となる。
同様に第2中間i波増幅器出力6 (S 、)は、両側
帯波は除かれて S、 = sinω5(T−τ)cos[t(ω−
&Jr)−(ωT−ωeτ月 ・・・(17)
となる。同期検波器出力9(St)は S、= S2.・S6 = sinωs(T t ) =・(18
)となり、式(18)はOを中心に正負の値をとり得る
ので、同期検波器67の出力として望ましいことを示し
ている。
帯波は除かれて S、 = sinω5(T−τ)cos[t(ω−
&Jr)−(ωT−ωeτ月 ・・・(17)
となる。同期検波器出力9(St)は S、= S2.・S6 = sinωs(T t ) =・(18
)となり、式(18)はOを中心に正負の値をとり得る
ので、同期検波器67の出力として望ましいことを示し
ている。
したがって、距離レーダのなかで、レーダから目標まで
の距離Tに相当する信号を自由に発生できれば、 T = τ ・・・(19
)となって、式(18)を常にOにすることにより、レ
ーダが目標を追尾することがでさるとともに、既知量τ
から目標までの距離を求めることができる。
の距離Tに相当する信号を自由に発生できれば、 T = τ ・・・(19
)となって、式(18)を常にOにすることにより、レ
ーダが目標を追尾することがでさるとともに、既知量τ
から目標までの距離を求めることができる。
これまで説明してきた構成により、相離が測定できるこ
とがわかったので、距離情報(信号)を使って、目標の
捜索及び追尾時において、送信出力18と受信人力1(
目標からの反射波)との重なりを防ぐ方法について述べ
る。
とがわかったので、距離情報(信号)を使って、目標の
捜索及び追尾時において、送信出力18と受信人力1(
目標からの反射波)との重なりを防ぐ方法について述べ
る。
第3図において、送信出力18の送信パルス幅、すなわ
ち第3図Aのパルス整形回路出力22のパルス幅をγ、
第3図Bのように送信パルス信号の後縁から受信人力1
の受信パルス信号(すなわち受信アンテナ出力2)の前
縁までの時間をαとする。受信パルス幅は、小さな目標
を考えると、はぼ送信パルス幅になるので受信パルス幅
γ、受信パルス信号の後縁から次の送信パルス信号の前
縁までの時間をβとする。ここで、αとβは最小限必要
な時間という意味である。
ち第3図Aのパルス整形回路出力22のパルス幅をγ、
第3図Bのように送信パルス信号の後縁から受信人力1
の受信パルス信号(すなわち受信アンテナ出力2)の前
縁までの時間をαとする。受信パルス幅は、小さな目標
を考えると、はぼ送信パルス幅になるので受信パルス幅
γ、受信パルス信号の後縁から次の送信パルス信号の前
縁までの時間をβとする。ここで、αとβは最小限必要
な時間という意味である。
さて、平均受信電力の変化を少なくするようデユーティ
(パルス幅と周期との比)の変化を少なく、パルス変調
することを考える。受信パルス信号を完全な形(パルス
幅γ)で受信しようとする。そこで、まず第3図Bのご
とく受信パルス信号が送信パルス信号の直後にある場合
(n= O、ただしnは送信から受信までの間に入る送
信パルス数である)について考える。目標までの往復の
時間Tがγ+α≦Tく(2γ+α+β)+γ十α・・・
(20)のときには、送信パルスの周期t0は to=T+γ十β ・・・(21)となり、
周期し。は式(20)、(21)から(2γ十α+β)
≦し。く2(2γ+α十β)・・・(22) の間で変化する。
(パルス幅と周期との比)の変化を少なく、パルス変調
することを考える。受信パルス信号を完全な形(パルス
幅γ)で受信しようとする。そこで、まず第3図Bのご
とく受信パルス信号が送信パルス信号の直後にある場合
(n= O、ただしnは送信から受信までの間に入る送
信パルス数である)について考える。目標までの往復の
時間Tがγ+α≦Tく(2γ+α+β)+γ十α・・・
(20)のときには、送信パルスの周期t0は to=T+γ十β ・・・(21)となり、
周期し。は式(20)、(21)から(2γ十α+β)
≦し。く2(2γ+α十β)・・・(22) の間で変化する。
n=1のとき、すなわち送信から受信までの開にもう1
個の送信パルスが入る場合は (2χ+α+β)+γ+α≦T<2(2γ十α十β)+
γ+α ・・・(23)の区
間で、周期t、は、 となり、 だけ周期t1が変化する。
個の送信パルスが入る場合は (2χ+α+β)+γ+α≦T<2(2γ十α十β)+
γ+α ・・・(23)の区
間で、周期t、は、 となり、 だけ周期t1が変化する。
第3図Cに示すように送信パルス信号と受信パルス信号
の間(区間P)にn個の送信パルスが存在するときには
、 n(2γ+a+β)+γ+α≦T<(n+1)(2γ+
a十β)+γ十〇 ・・・(26)の区
間において周期tnは、 とすることにより、送信パルスと受信パルスの重なりを
防ぐことができる。さらに、 だけ周期tnは変化する。従って、式(28)かられか
るように目標の距離が遠いときにはパルス繰り返し周波
数の変化は少ないので、平均送信電力の変化は少ない。
の間(区間P)にn個の送信パルスが存在するときには
、 n(2γ+a+β)+γ+α≦T<(n+1)(2γ+
a十β)+γ十〇 ・・・(26)の区
間において周期tnは、 とすることにより、送信パルスと受信パルスの重なりを
防ぐことができる。さらに、 だけ周期tnは変化する。従って、式(28)かられか
るように目標の距離が遠いときにはパルス繰り返し周波
数の変化は少ないので、平均送信電力の変化は少ない。
目標の補足については式(27)のTを小さな値から大
きな値へ(近距離から遠距離へ)あるいはTを大きな値
から小さな値へ(遠距離から近距離へ)と、距離と繰り
返し周波数とを同時に変化させればデユーティが大きい
にもかかわらず、送信出力18と受信人力1とが重なる
ことを防ぐことができるので送信出力18の送信効率が
良くなる。
きな値へ(近距離から遠距離へ)あるいはTを大きな値
から小さな値へ(遠距離から近距離へ)と、距離と繰り
返し周波数とを同時に変化させればデユーティが大きい
にもかかわらず、送信出力18と受信人力1とが重なる
ことを防ぐことができるので送信出力18の送信効率が
良くなる。
(本発明の実施例)
第1図に示す本発明の実施例について説明する。
まず、初めに、本発明の距離追尾レーダが目標を距離追
尾している状態から説明する。
尾している状態から説明する。
信号発生器75の出力である信号発生器出力20は、第
3位相変調器71において、送信源59の出力である送
信源出力15を位相変調をして、πラジアンだけ位相差
のある2位相の位相変調をした第3位相変調器出力16
とする。
3位相変調器71において、送信源59の出力である送
信源出力15を位相変調をして、πラジアンだけ位相差
のある2位相の位相変調をした第3位相変調器出力16
とする。
距離信号発生器76で作られる、レーダーが目標に電波
を照射し、再びレーグ受M8!に反射して米るまでの時
間Tに相当する信号である距離信号発生器出力46は、
パルス基準信号発生器72に加えられ、パルス基準信号
発生器72において式(26)、(27)の演算を実施
し、目標からの反射波の到着時間が送信出力18の送信
時間と重ならないかどうかを演算されて、パルス基準信
号発生器出力21になり、パルス整形回路73で所定の
パルス幅の信号に作られてパルス整形回路出力22とな
る。
を照射し、再びレーグ受M8!に反射して米るまでの時
間Tに相当する信号である距離信号発生器出力46は、
パルス基準信号発生器72に加えられ、パルス基準信号
発生器72において式(26)、(27)の演算を実施
し、目標からの反射波の到着時間が送信出力18の送信
時間と重ならないかどうかを演算されて、パルス基準信
号発生器出力21になり、パルス整形回路73で所定の
パルス幅の信号に作られてパルス整形回路出力22とな
る。
第3位相変調器出力16はパルス変調器60において、
パルス整形回路出力22を変調信号として使うことによ
って、パルス変調器出力24になり、電力増幅器61に
よって増幅されて、電力増幅器出力47となり、送信ア
ンテナ50によって、送信出力18は目標に向けて照射
される。
パルス整形回路出力22を変調信号として使うことによ
って、パルス変調器出力24になり、電力増幅器61に
よって増幅されて、電力増幅器出力47となり、送信ア
ンテナ50によって、送信出力18は目標に向けて照射
される。
目標からの反射波である受信人力1は、受信アンテナ5
1において受信されて、受信アンテナ出力2となり、第
1混合器62及び第2混合器63のそれぞれに分岐され
、第1位相変調器出カフ及び第2位相変調器出力8をそ
れぞれ使って、第1混合器出力3及び第2混合器出力4
に周波数変換され、それぞれM&1中間周波増幅器64
及び第2中間周波増幅器65によって増幅され、第1中
間周波増幅器出力5及び第2中間周波増幅器出力6にな
る。さらに、第1中間周波増幅器出力5は振幅制限器6
6により振幅は一定にされて、振幅制限器出力25とな
り、これが同期検波器67への基準信号となる。第2中
間周波増幅器出力6は同期検波器67において同期検波
されて、同期検波器出力9となり、スイッチ85を介し
て距離信号発生器76に入力される。
1において受信されて、受信アンテナ出力2となり、第
1混合器62及び第2混合器63のそれぞれに分岐され
、第1位相変調器出カフ及び第2位相変調器出力8をそ
れぞれ使って、第1混合器出力3及び第2混合器出力4
に周波数変換され、それぞれM&1中間周波増幅器64
及び第2中間周波増幅器65によって増幅され、第1中
間周波増幅器出力5及び第2中間周波増幅器出力6にな
る。さらに、第1中間周波増幅器出力5は振幅制限器6
6により振幅は一定にされて、振幅制限器出力25とな
り、これが同期検波器67への基準信号となる。第2中
間周波増幅器出力6は同期検波器67において同期検波
されて、同期検波器出力9となり、スイッチ85を介し
て距離信号発生器76に入力される。
信号発生器出力20のもう一方の出力は、遅延器74に
おいて、距離信号発生器出力46を制御信号として、同
期検波器出力9を小さくなるように遅延量(τに相当)
を変化させた、遅延器出力19になり、さらにπ/2移
相器69によりπ/2ラジアンだけ位相変化されたπ/
2移相器出力27となる。そして、局部発振器56で作
られる局部発振器出力13は、前記π/2移相器出力2
7を受ける第1位相変調器70において、位相変調され
て前記第1混合器62に加えられる第1位相変調器出カ
フになる。一方、第2位相変調器82では、局部発振器
出力13を遅延器出力19によって位相変調して第2位
相変調器出力8を作成する。この第2位相変調器出力8
は第2混合器63に加えられる。
おいて、距離信号発生器出力46を制御信号として、同
期検波器出力9を小さくなるように遅延量(τに相当)
を変化させた、遅延器出力19になり、さらにπ/2移
相器69によりπ/2ラジアンだけ位相変化されたπ/
2移相器出力27となる。そして、局部発振器56で作
られる局部発振器出力13は、前記π/2移相器出力2
7を受ける第1位相変調器70において、位相変調され
て前記第1混合器62に加えられる第1位相変調器出カ
フになる。一方、第2位相変調器82では、局部発振器
出力13を遅延器出力19によって位相変調して第2位
相変調器出力8を作成する。この第2位相変調器出力8
は第2混合器63に加えられる。
次に、目標の距離捜索方法について述べる。目標を検知
していないときには、第1中間周波増幅器出力5を振幅
検波する第2振幅検波器84の出力である第2振幅検波
器出力40はゼロであるので、該出力で作動されるスイ
ッチ85は掃引発振器86側に導通状態となっている。
していないときには、第1中間周波増幅器出力5を振幅
検波する第2振幅検波器84の出力である第2振幅検波
器出力40はゼロであるので、該出力で作動されるスイ
ッチ85は掃引発振器86側に導通状態となっている。
掃引発振器出力42は、式(27)のTに比例する量で
あるので、掃引発振器出力42に従って近距離から遠r
離へと距離捜索し、目標があれば第2振幅検波器出力4
0に信号が出力されて、スイッチ85は同期検波器67
側に切替わり、スイッチ出力41は距離信号発生器76
に入力されて追尾状態に入る。
あるので、掃引発振器出力42に従って近距離から遠r
離へと距離捜索し、目標があれば第2振幅検波器出力4
0に信号が出力されて、スイッチ85は同期検波器67
側に切替わり、スイッチ出力41は距離信号発生器76
に入力されて追尾状態に入る。
(実施例の補足説明)
(ア) 第1図では送信アンテナと受信アンテナを別々
に構成して説明したが、送受信を同一のアンテナで構成
しても良い。
に構成して説明したが、送受信を同一のアンテナで構成
しても良い。
(イ)第1図では信号発生器75の出力を正弦波のよう
な単一スペクトルの場合について説明したが、ランダム
ノイズのような広いスペクトルを持った信号でもよい。
な単一スペクトルの場合について説明したが、ランダム
ノイズのような広いスペクトルを持った信号でもよい。
(つ) これまで第2図に示すように位相変調はパルス
繰り返しごとに実施する例について説明しで来たが、第
4図の送信源出力15及び信号発生器出力20に対応す
る送信出力18に示すようにパルス内で位相変調しても
よい。なお第4図はランダム信号を2値化して位相変調
する場合である。
繰り返しごとに実施する例について説明しで来たが、第
4図の送信源出力15及び信号発生器出力20に対応す
る送信出力18に示すようにパルス内で位相変調しても
よい。なお第4図はランダム信号を2値化して位相変調
する場合である。
これは式(18)の角周波数ωSが変化していると考え
てもよい。
てもよい。
(1)遅延時間τだけ遅れた信号を作るために第1図で
は電圧可変形の遅延器74を用いて説明したが、クロッ
クパルスによって同系列のコー)”(11号を生起する
時系列コード発生器を複数個使用して、送信に使用する
コード信号と受信に使用するコード信号の遅延量はクロ
ックパルスの個数に比例することから、遅延する側のク
ロックの数を変化させることによってコード信号の生起
する時間を変化させるディジタル方式のコード信号発生
器を用いてもよい。
は電圧可変形の遅延器74を用いて説明したが、クロッ
クパルスによって同系列のコー)”(11号を生起する
時系列コード発生器を複数個使用して、送信に使用する
コード信号と受信に使用するコード信号の遅延量はクロ
ックパルスの個数に比例することから、遅延する側のク
ロックの数を変化させることによってコード信号の生起
する時間を変化させるディジタル方式のコード信号発生
器を用いてもよい。
(本発明の効果)
(1)位相をOとπラジアンの2位相で送信するので、
電波妨害をかける立場からは、本発明の2位相信号を検
知し、周波数を解読して、妨害電波を相手レーダに送り
返すことは困難であるので、電波的に秘とく性の高い、
対電波妨害に優れた距離追尾レーダとなっている。
電波妨害をかける立場からは、本発明の2位相信号を検
知し、周波数を解読して、妨害電波を相手レーダに送り
返すことは困難であるので、電波的に秘とく性の高い、
対電波妨害に優れた距離追尾レーダとなっている。
(2)本発明の距離追尾レーダに単一周波数の妨害をか
けても、混合器の後ろに置かれる帯域通過増幅器(中間
周波増幅器)の外側にスペクトルが分散されてしまうの
で、受信機への妨害は少ない。
けても、混合器の後ろに置かれる帯域通過増幅器(中間
周波増幅器)の外側にスペクトルが分散されてしまうの
で、受信機への妨害は少ない。
(3)これまでの狭帯域受信のレーダでは精度の良い測
距は実現できなかったが、本発明によれば狭帯域受信の
測距が可能になり、送信パルスと受信パルスが一致する
ことの不都合を繰り返しパルス間隔と送信から受信まで
の遅延時間とを同期して変更する等で可能になるので、
送信出力の効率が良くなる。
距は実現できなかったが、本発明によれば狭帯域受信の
測距が可能になり、送信パルスと受信パルスが一致する
ことの不都合を繰り返しパルス間隔と送信から受信まで
の遅延時間とを同期して変更する等で可能になるので、
送信出力の効率が良くなる。
(4)帯域通過増幅器の周波数帯域幅を狭くすることが
できるので、避けることのできない受信機にある固有の
雑音を減らすことができ、極めて高感度の距離追尾レー
ダになっている。
できるので、避けることのできない受信機にある固有の
雑音を減らすことができ、極めて高感度の距離追尾レー
ダになっている。
(5)本発明の測距レーダは狭帯域受信方式のモノパル
ス角度追尾レーダとの組み合わせで使用するのに同じ電
波形式で使用できるので、本装置を単独に使用するので
なく、モノパルス追尾レーダと組み合わせて使用するこ
ともできる。
ス角度追尾レーダとの組み合わせで使用するのに同じ電
波形式で使用できるので、本装置を単独に使用するので
なく、モノパルス追尾レーダと組み合わせて使用するこ
ともできる。
(6)パルスレーダの受信機では送信出力18の漏れ込
みを防ぐための送受切り換え回路や、デート回路などで
、送信信号により受信機の飽和を防いでいるが、特に第
4図のように高い周波数で位相変調をしたときには、送
信信号と局部発振器出力との周波数差から送信信号の受
信機への直接の漏れ込みは極めて少なくなる。
みを防ぐための送受切り換え回路や、デート回路などで
、送信信号により受信機の飽和を防いでいるが、特に第
4図のように高い周波数で位相変調をしたときには、送
信信号と局部発振器出力との周波数差から送信信号の受
信機への直接の漏れ込みは極めて少なくなる。
(7)送信パルス幅と繰り返し周期の比の大きな高繰り
返しレーダであるにもかかわらず、パルス繰り返し周期
を目標の距離信号と同期して可変にしており、ブライン
ド距離なしに全匪離にわたって捜索することが可能であ
るので、狭帯域の連続波信号の受信機の良い性質を持ち
ながら、ノンコヒレントのパルスレーダの距離ゲートを
持った目標捜索機能のよさに匹敵する距離分解能を合わ
せ持っている。
返しレーダであるにもかかわらず、パルス繰り返し周期
を目標の距離信号と同期して可変にしており、ブライン
ド距離なしに全匪離にわたって捜索することが可能であ
るので、狭帯域の連続波信号の受信機の良い性質を持ち
ながら、ノンコヒレントのパルスレーダの距離ゲートを
持った目標捜索機能のよさに匹敵する距離分解能を合わ
せ持っている。
(8)シたがって同じ距離を追尾する測距レーダにとっ
て、第5図の従来例で示したパルス方式の測距レーダと
比較したときには、経済的にみて、格段に低価格である
。
て、第5図の従来例で示したパルス方式の測距レーダと
比較したときには、経済的にみて、格段に低価格である
。
第1図は本発明に係る距離追尾パルスレーダの実施例を
示すブロック線図、第2図乃至第4図はは実施例を説明
するためのタイムチャート、第5図は従来の距離追尾パ
ルスレーダを示すブロック線図、第6図はtJfJS図
の従来例を説明するためのタイムチャートである。 1・・・受信入力、2・・・受信アンテナ出力、3・・
・第1混合器出力、4・・・第2混合器出力、5・・・
第1中間周波増幅器出力、6・・・第2中間周波増幅器
出力、7・・・第1位相変調器出力、8・・・第2位相
変調器出力、9・・・同期検波器出力、10・・・振幅
検波器出力、13・・・局部発振器出力、15・・・送
信源出力、16・・・第3位相変調器出力、18・・・
送信出力、19・・・遅延器出力、20・・・信号発生
器出力、21・・・パルス基準信号発生器出力、22・
・・パルス整形回路出力、23・・・基準パルス、24
・・・パルス変調器出力、25・・・振幅制限器出力、
26・・・距離演算器出力、27・・・π/2移相器出
力、28・・・電圧制御発振器出力、29・・・基準パ
ルス発生器出力、36・・・混合器出力、37・・・中
間周波増幅器出力、40・・・第2振幅検波器出力、4
1・・・スイッチ出力、42・・・掃引発振器出力、4
6・・・距離信号発生器出力、47・・・電力増幅器出
力、50・・・送信アンテナ、51・・・受信アンテナ
、52・・・混合器、53・・・中間周波増幅器、54
・・・振幅検波器、55・・・表示器、56・・・局部
発振器、57・・・基準パルス発生器、58・・・整形
回路、59・・・送信源、60・・・パルス変調器、6
1・・・電力増幅器、62・・・第1混合器、63・・
・第2混合器、64・・・tpJ1中間周波増幅器、6
5・・・第2中間周波増幅器、66・・・振幅制限器、
67・・・同期検波器、69・・・π/2移相器、70
・・・第1位相変調器、71・・・第3位相変調器、7
2・・・パルス基準信号発生器、73・・・パルス整形
回路、74・・・遅延器、75・・・信号発生器、76
・・・距離信号発生器、82・・・第2位相変調器、8
4・・・#+2振幅検波器、85・・・スイッチ、86
・・・掃引発振器。
示すブロック線図、第2図乃至第4図はは実施例を説明
するためのタイムチャート、第5図は従来の距離追尾パ
ルスレーダを示すブロック線図、第6図はtJfJS図
の従来例を説明するためのタイムチャートである。 1・・・受信入力、2・・・受信アンテナ出力、3・・
・第1混合器出力、4・・・第2混合器出力、5・・・
第1中間周波増幅器出力、6・・・第2中間周波増幅器
出力、7・・・第1位相変調器出力、8・・・第2位相
変調器出力、9・・・同期検波器出力、10・・・振幅
検波器出力、13・・・局部発振器出力、15・・・送
信源出力、16・・・第3位相変調器出力、18・・・
送信出力、19・・・遅延器出力、20・・・信号発生
器出力、21・・・パルス基準信号発生器出力、22・
・・パルス整形回路出力、23・・・基準パルス、24
・・・パルス変調器出力、25・・・振幅制限器出力、
26・・・距離演算器出力、27・・・π/2移相器出
力、28・・・電圧制御発振器出力、29・・・基準パ
ルス発生器出力、36・・・混合器出力、37・・・中
間周波増幅器出力、40・・・第2振幅検波器出力、4
1・・・スイッチ出力、42・・・掃引発振器出力、4
6・・・距離信号発生器出力、47・・・電力増幅器出
力、50・・・送信アンテナ、51・・・受信アンテナ
、52・・・混合器、53・・・中間周波増幅器、54
・・・振幅検波器、55・・・表示器、56・・・局部
発振器、57・・・基準パルス発生器、58・・・整形
回路、59・・・送信源、60・・・パルス変調器、6
1・・・電力増幅器、62・・・第1混合器、63・・
・第2混合器、64・・・tpJ1中間周波増幅器、6
5・・・第2中間周波増幅器、66・・・振幅制限器、
67・・・同期検波器、69・・・π/2移相器、70
・・・第1位相変調器、71・・・第3位相変調器、7
2・・・パルス基準信号発生器、73・・・パルス整形
回路、74・・・遅延器、75・・・信号発生器、76
・・・距離信号発生器、82・・・第2位相変調器、8
4・・・#+2振幅検波器、85・・・スイッチ、86
・・・掃引発振器。
Claims (2)
- (1)送信アンテナ、受信アンテナ、混合器、局部発振
器、中間周波増幅器、同期検波器、遅延器、及び信号発
生器を具備した距離追尾パルスレーダであって、前記信
号発生器の出力信号を用いて、送信源出力を位相変調し
た送信信号を、前記送信アンテナにより目標に向け照射
し、前記受信アンテナにより目標よりの反射波を受信し
た受信信号を前記混合器に加え、前記信号発生器の出力
を前記遅延器を用いて目標への送信から受信までの伝播
時間に相当する時間だけ遅延し互いに直交化した信号と
なし、該直交化した信号を用いて前記局部発振器の出力
をそれぞれ位相変調した信号をスイッチング信号として
用い、前記混合器により前記受信信号をそれぞれ2つの
中間周波数に落とすことによって不要信号を減少させ、
必要な信号については、前記中間周波増幅器によって増
幅し、前記同期検波器によって同期検波して得られる信
号を用いて、目標の位置を検出するとともに、送信から
反射波の受信までの遅延時間Tが次式n(2γ+α+β
)+γ+α≦T<(n+1)(2γ+α+β)+γ+α (但し、γ:送信パルス幅、α:送信パルス後縁から受
信パルス前縁まで最小限必要とされる時間、β:受信パ
ルス後縁から次の送信パルス前縁まで最小限必要とされ
る時間、n:送信から受信までの間に入る送信パルス数
) で表される区間において前記送信信号のパルス繰り返し
周期tnを tn=(T+γ+β)/(n+1) に設定して、前記パルス繰り返し周期tnと前記遅延器
の遅延量を制御する距離信号とを同時に変化させて前記
送信信号と目標からの受信信号との重なりを減らし目標
を追尾することを特徴とする距離追尾パルスレーダ。 - (2)送信アンテナ、受信アンテナ、混合器、局部発振
器、中間周波増幅器、振幅検波器、遅延器、及び信号発
生器を具備した距離追尾パルスレーダであって、前記信
号発生器の出力信号を用いて、送信源出力を位相変調し
た送信信号を、前記送信アンテナにより目標に向け照射
し、前記受信アンテナにより目標よりの反射波を受信し
た受信信号を前記混合器に加え、前記信号発生器の出力
を前記遅延器を用いて目標への送信から受信までの伝播
時間に相当する時間だけ遅延し互いに直交化した信号と
なし、該直交化した信号を用いて前記局部発振器の出力
をそれぞれ位相変調した信号をスイッチング信号として
用い、前記混合器により前記受信信号をそれぞれ2つの
中間周波数に落とすことによって不要信号を減少させ、
必要な信号については、前記中間周波増幅器によって増
幅し、前記振幅検波器により振幅検波して目標の存在を
示す信号を検知するときに、送信から反射波の受信まで
の遅延時間Tが次式 n(2γ+α+β)+γ+α≦T<(n+1)(2γ+
α+β)+γ+α (但し、γ:送信パルス幅、α:送信パルス後縁から受
信パルス前縁まで最小限必要とされる時間、β:受信パ
ルス後縁から次の送信パルス前縁まで最小限必要とされ
る時間、n:送信から受信までの間に入る送信パルス数
) で表される区間において前記送信信号のパルス繰り返し
周期tnを tn=T+γ+β/n+1 に設定して、前記パルス繰り返し周期tnと前記遅延器
の遅延量を制御する距離信号とを同時に変化させて、前
記送信信号と目標からの受信信号との重なりを減らして
目標を捕捉することを特徴とする距離追尾パルスレーダ
。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7442085A JPS61234380A (ja) | 1985-04-10 | 1985-04-10 | 距離追尾パルスレ−ダ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7442085A JPS61234380A (ja) | 1985-04-10 | 1985-04-10 | 距離追尾パルスレ−ダ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS61234380A true JPS61234380A (ja) | 1986-10-18 |
JPH0410993B2 JPH0410993B2 (ja) | 1992-02-27 |
Family
ID=13546683
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP7442085A Granted JPS61234380A (ja) | 1985-04-10 | 1985-04-10 | 距離追尾パルスレ−ダ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS61234380A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2003515974A (ja) * | 1999-11-29 | 2003-05-07 | マルチスペクトラル・ソリューションズ・インコーポレイテッド | 超広帯域データ伝送システム |
-
1985
- 1985-04-10 JP JP7442085A patent/JPS61234380A/ja active Granted
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2003515974A (ja) * | 1999-11-29 | 2003-05-07 | マルチスペクトラル・ソリューションズ・インコーポレイテッド | 超広帯域データ伝送システム |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0410993B2 (ja) | 1992-02-27 |
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EXPY | Cancellation because of completion of term |