JPS61234380A - 距離追尾パルスレ−ダ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （本発明の属する技術の分野） 本発明は、航空機、飛しょう体、あるいは車両などの目
標に電波を照射し、それらの目標から反射して米る電波
を媒体として目標の距離を追尾するパルス方式の距離追
尾レーダにおいて、照射する電波を秘とく性の高い広帯
域変調形式で送信して、目標からの反射波を狭帯域受信
機で受信し、距離追尾レーダから目標までの距離を自動
的に追尾する距離追尾レーダの改良に関するものである
。

（本発明の背′ＪＪ） 従来の測距レーダには、大別して、パルス方式と連続波
方式があるが、連続波方式はレーダ自身が目標に照射す
る電波が常にレーダ自身内にある受信機に漏れ込んでし
まうため、受信機を高感度にすることは難しかった。そ
のために測距レーダはパルス方式が比較的良く使用され
ている。

パルス方式のレーダは使用するパルス変調形式から、受
信機の帯域幅は広く取る必要があり、受信機雑音が多く
なるために感度はあまり良くない。

その上、受信機帯域幅が広いため目標側が行なう電波妨
害にも弱いという重大な欠点がある。　　、対電波妨害
に関するレーダ技術については、これまでさまざまな方
法が提案されているが、レーダ自身が目標に向けて照射
する電波の周波数及び形式が目標側に察知されないよろ
な電波形式の電波を目標に照射することができれば、対
電波妨害の根本的な解決の一つになるはずである。

上で述べた理由によってこれからの測距レーダの進むべ
き一つの方向け、 （ア）連続波方式では、送信出力の受信機への漏れ込み
によって受信機の感度が劣化するので、変調形式をパル
ス方式にして送信と受信を切り換え、さらにパルス繰り
返し周波数を可変にすることによって送信パルスと受信
反射波パルスの一致を防ぎ、受信電力の低下を防ぐ、 （イ）送信する電波の形式はできるだけ広いスペクトル
を使用し、かつ、秘とく性の高い変調形式（つ）受信機
の前段において帯域幅はできるだけ狭くすることにより
、混変調妨害を減少させ、対電波妨害能力を向上させ、
あわせて、高感度化をはかる、 などでありこれらの同時実現が強く要望されている。

（従来技術とその一般的問題点） 第５図のブロック線図と第６図のタイムチャートを用い
て、距離追尾レーダの従来例について説明する。

基準パルス発生器５７の出力である基準パルス発生器出
力２９は整形回路５８で所定のパルス幅のパルスに波形
整形されて基準パルス２３になる。

送信源５９で作られる送信源出力１５は、前記基準パル
ス２３が加えられたパルス変調器６０によってパルス変
調されて、パルス変調器出力２４になり、電力増幅器６
１によって増幅されて、電力増幅器出力４７になり、送
信アンテナ５０によって、送信出力１８として目標に向
けて送信される。

目標からの反射波は送信からＴ（秒）だけ遅れて、受信
人力１として受信アンテナ５１にて受信されて、受信ア
ンテナ出力２になる。局部発振器５６で作られる局部発
振器出力１３は混合器５２によって受信アンテナ出力２
とともに混合されて、混合器出力３６になり、中間周波
増幅器５３によって増幅されて中間周波増幅器出力３７
になって、振幅検波器５４によって振幅検波されて振幅
検波器出力１０になる。表示器５５では、前記基準パル
ス２３を基準にして、振幅検波器出力１０より得た距離
演算出力２６を表示することによって、レーダから目標
までの距離は求められる。

（従来技術の具体的問題点） 目標を捜索し検知して追尾する追尾レーダでは目標を正
確に追尾すること６′！−ることなから、目標側から妨
害を受けてもなおかつ目標を正確に追尾できる性能が重
要である。

いま第５図の距離追尾レーダの送信出力１８を８１８と
すると Ｓ、、＝Ｐ（ｓｉｎωｐｔ）ｃｏｓωｔ　　　　　　　
・（１）の信号が目標に照射される。ただし、Ｐ　（ｓ
ｉｎωｐｔ）は第６図の送信出力１８のパルス振幅変調
信号であり、ωｐはパルス繰り返しの角周波数である。

この場合、目標は角周波数ωの信号がレーダから照射さ
れていることを周波数ガウンタあるいは周波数分析器に
よって察知し、レーダに対して角周波数ωの周波数の信
号あるいは中心角周波数がωの雑音変調信号を容易に送
り返すことができ、相手側レーダの目標追尾に容易に妨
害をかけることができる。

目標からの反射波である受信人力１、すなわち受信信号
Ｓ１は Ｓ、＝ｑ［ｓｉｎωｐ（ｔ−Ｔ）］ｅｏｓ（ａ＋（ｔ−
Ｔ）］　　−（２）である。ただしＴはレーダから目標
までの往復の時間であり、ｑ［ｓｉｎωｐ（ｔ−Ｔ　）
］は受信信号のパルス変調層である（従って、関数ｑ［
５ｉｎａ＋　ｐ（ｔ　−Ｔ　）］は関数ｐ［ｓｉｎωｐ
（ｔ−Ｔ）］を含んでいる。）。

時間Ｔを知れば、目標までの距離は１マイクロ秒＝１５
Ｏｎ＋の関係から求まる。しかし、レーダから目標まで
の距離を求めるためには、広帯域信号であるｑ［ｓｉｎ
ωｐ（ｔ−Ｔ）１を復調する必要があり、受信機は当然
広帯域になり、妨害を受けやすくなる。したがうて距離
追尾レーダの送信信号を目標側に知られないようにする
ことが匪離迫尾レーダの対電波妨害の立場からは根本的
解決の一方法である。

（本発明の目的） 本発明は、追尾レーダの送信電波の変調形式を、目標側
において容易にレーダの使用周波数を察知されないよう
にＯとπ（円周率）の２位相の位相変調となし、０とπ
（円周率）の２位相で位相変調された広帯域のパルス波
を目標に向け照射し、目標からの広帯域信号を狭帯域の
中間周波数で受信が可能な、極めて電波的に秘とく性の
高い、そして対電波妨害能力の高い２位相変調の距離追
尾パルスレーダを提供することを目的とする。

（本発明構成の要点） 第１図の実施例を詳細に説明するに先立って、第２図及
びｔＡ３図のタイムチャートを用いて本発明の詳細な説
明をする。

第２図において、パルス変調のための信号（パルス整形
回路出力）２２に同期した送信出力１８は、ωを搬送波
の角周波数とすると、ＣＯ８ωｔと−ｃｏｓωｔの信号
を交互に送信する。したがって、受信機は、レーダと目
標までの距離に相当する時間Ｔ（秒）だけ遅れで目標か
らの反射波である受信人力１を受信する。受信人力１は
送信出力１８と同様に（ｃｏｓω（ｔ　　’ｒ）、−ｃ
ｏｓａ＋（ｔ−Ｔ）］のペアで受信されるので（受信ア
ンテナ出力２も同様である）、中間周波増幅器の帯域幅
を狭くして受信する狭帯域受信機では、［ｃｏｓω（ｔ
−Ｔ）とｅＯ８ω（ｔ−Ｔ月のベアは狭帯域フィルタに
よっでろ波されて、出力はほとんどゼロになってしまう
。

これまで、送信ごとにｅＯ８ωｔ、−ｃｏｓωｔを切り
換える場合について説明したが必ずしもそうである必要
はなく０相とπ相の出現回数がほぼ同数であれば良い。

さて、送信源出力１５（Ｓ１ｓ）を次のように定める。

Ｓｌｓ　　＝　　Ｓ！ｎωｔ　　　　　　　　　　　　
・（３）ただし、ωは送信源出力１５の搬送波の角周波
数である。

ｗ＆３位相変調器出力１６（３１ｇ）はＳ　＋５＝ｓｉ
ｎ［ωｔ＋−８ｉｇｎ（ｓｉｎａ＋ｓｔ）］　　−（４
）となる。ただし、ωＳは信号発生器出力２０の角周波
数で為る。さらに である。

パルス変調器出力２４、電力増幅器出力４７及び送信出
力１８（Ｓ１８）は同じ表現が可能であり、次のように
なる。

！３１．＝Ｐ（ｓｉｎａｌｐｔ）ｓｉｎ［ａ＋ｔ＋　　
　Ｓｉｇｎ（ｓｉｎａ＋ｓｔ）］＝　Ｐ　（ｓｉｎωｐ
ｔ）ｓｉｎ［−Ｓ　ｉｇｎ（ｓｉｎωｓｔ）］ｃｏｓω
ｔ・・・（６） となる、ただし Ｓ２２　　＝　　Ｐ（ｓｉｎａｌｐｔ）　　　　　　　
　−（７）である。この式（７）はパルス整形回路出力
２２を示すものである。

式（６）の送信出力１８の場合、目標からの反射波であ
る受信人カーの距離情報を復調する原理を説明する。受
信人カー　（Ｓ　＋）はＴだけ送信より遅れて受信され
るので Ｓ　＋　　＝　ｑ［５ｉｎａ＋　ｐ（ｔ　−Ｔ　）］Ｘ
５ｉｎ（−８ｉＨｎ［ｓｉｎωｓ（ｔ　　Ｔ）］１ｃｏ
ｓω（ｔ−Ｔ）・・・（８） となる。

受信人カー（Ｓｌ）を中間周波数に落とすために、２個
の互いに直交した第１位相変調器出方７（Ｓｙ）及び第
２位相変調器出力８（Ｓ、）を用いて第１混合器６２及
び第２混合器６３へのスイッチング信号とする。ここで
、第１位相変調器出方７　（Ｓ　？）は Ｓ　７　＝　５ｉｎｉ−Ｓ　ｉＨｎ［ｓｉｎ　ω５（ｔ
−ｒ　）月Ｘｃｏｓ［ωバ七−τ月　　　　　　・・・
（９）とする。ただし、τは遅延量である。第２位相変
調器出力８（ｓａ）は Ｓ　５＝ｓｉｎ（−８ｉｇｎ［ｃｏｓωｓ（ｔ　−ｒ　
）］１Ｘｃｏｓ［ω１（１−τ）］　　　　　　−（１
０）とする。また、次の関係式、式（１１）、（１２）
ｓｉｎｌ　−Ｓ　ｉｇｎ［ｓｉｎω５（ｔ−Ｔ　）］１
Ｘ５ｉｎｉ−８ｉｇｎ［ｓｉｎωｓ（を−τ）］）？ｃ
ｏｓａ＋５（Ｔ−ｒ　）　　　　　　　　　　・”（１
１）ｓｉｎｉ−３ｉｇｎ［５ｉｎａ＋　ｓ（ｔ　−Ｔ　
）］）Ｘ　５ｉｎ（−８ｉｇｎ［ｃｏｓａｌ　５（ｔ−
τ）］）′、ｓｉｎωｓ（Ｔ　　Ｔ　）　　　　　　　
　　　−（１２）が成立する。ただし、−は−周期の平
均である。

したがって、第１混合器出力３（８３）はＳｚ　＝　ｑ
［ｓｉｎωｐ（ｔ−Ｔ）］ｃｏｓωｓ（Ｔ　　Ｔ）Ｘｃ
ｏｓ［ｔ（ω−ωＱ）−（ωＴ−ω４τ）］・・・（１
３） となり、同期検波器６７の基準信号となる。第２混合器
出力４　（Ｓ　、）は Ｓ４　＝　ｑ［ｓｉｎωｐ（ｔ−Ｔ）ｓｉｎａ＋５（Ｔ
−ｒ　）Ｘ　ｃｏｓ［ｔ（ω−ω１）−（ωＴ−ωτ）
］・・・（１４） となる。

振幅制限器出力２５　（Ｓ　２５）は １ｃｏｓｃｃ＋５（Ｔ−ｒ）ｌ　　＞ｏ　　　　　＝・
（１５）とすると、両側帯波ｑ［５ｉｎ（ａＪ　ｐ（ｔ
　　Ｔ　）］は除かれて、式（１３）の信号は ８２５　＝　ｃｏｓ［ｔ（ω−ωＩ）−（ωＴ−ωｌτ
）］・・・（１６） となり、同期検波器６７への基準信号となる。

同様に第２中間ｉ波増幅器出力６　（Ｓ　、）は、両側
帯波は除かれて Ｓ、　　＝　　ｓｉｎω５（Ｔ−τ）ｃｏｓ［ｔ（ω−
＆Ｊｒ）−（ωＴ−ωｅτ月　　　　　・・・（１７）
となる。同期検波器出力９（Ｓｔ）は Ｓ、＝　Ｓ２．・Ｓ６ ＝　ｓｉｎωｓ（Ｔ　　ｔ　）　　　　　　＝・（１８
）となり、式（１８）はＯを中心に正負の値をとり得る
ので、同期検波器６７の出力として望ましいことを示し
ている。

したがって、距離レーダのなかで、レーダから目標まで
の距離Ｔに相当する信号を自由に発生できれば、 Ｔ　＝　τ　　　　　　　　　　　　　　・・・（１９
）となって、式（１８）を常にＯにすることにより、レ
ーダが目標を追尾することがでさるとともに、既知量τ
から目標までの距離を求めることができる。

これまで説明してきた構成により、相離が測定できるこ
とがわかったので、距離情報（信号）を使って、目標の
捜索及び追尾時において、送信出力１８と受信人力１（
目標からの反射波）との重なりを防ぐ方法について述べ
る。

第３図において、送信出力１８の送信パルス幅、すなわ
ち第３図Ａのパルス整形回路出力２２のパルス幅をγ、
第３図Ｂのように送信パルス信号の後縁から受信人力１
の受信パルス信号（すなわち受信アンテナ出力２）の前
縁までの時間をαとする。受信パルス幅は、小さな目標
を考えると、はぼ送信パルス幅になるので受信パルス幅
γ、受信パルス信号の後縁から次の送信パルス信号の前
縁までの時間をβとする。ここで、αとβは最小限必要
な時間という意味である。

さて、平均受信電力の変化を少なくするようデユーティ
（パルス幅と周期との比）の変化を少なく、パルス変調
することを考える。受信パルス信号を完全な形（パルス
幅γ）で受信しようとする。そこで、まず第３図Ｂのご
とく受信パルス信号が送信パルス信号の直後にある場合
（ｎ＝　Ｏ、ただしｎは送信から受信までの間に入る送
信パルス数である）について考える。目標までの往復の
時間Ｔがγ＋α≦Ｔく（２γ＋α＋β）＋γ十α・・・
（２０）のときには、送信パルスの周期ｔ０は ｔｏ＝Ｔ＋γ十β　　　　　　・・・（２１）となり、
周期し。は式（２０）、（２１）から（２γ十α＋β）
≦し。く２（２γ＋α十β）・・・（２２） の間で変化する。

ｎ＝１のとき、すなわち送信から受信までの開にもう１
個の送信パルスが入る場合は （２χ＋α＋β）＋γ＋α≦Ｔ＜２（２γ十α十β）＋
γ＋α　　　　　　　　　　　　　・・・（２３）の区
間で、周期ｔ、は、 となり、 だけ周期ｔ１が変化する。

第３図Ｃに示すように送信パルス信号と受信パルス信号
の間（区間Ｐ）にｎ個の送信パルスが存在するときには
、 ｎ（２γ＋ａ＋β）＋γ＋α≦Ｔ＜（ｎ＋１）（２γ＋
ａ十β）＋γ十〇　　　　　　　　・・・（２６）の区
間において周期ｔｎは、 とすることにより、送信パルスと受信パルスの重なりを
防ぐことができる。さらに、 だけ周期ｔｎは変化する。従って、式（２８）かられか
るように目標の距離が遠いときにはパルス繰り返し周波
数の変化は少ないので、平均送信電力の変化は少ない。

目標の補足については式（２７）のＴを小さな値から大
きな値へ（近距離から遠距離へ）あるいはＴを大きな値
から小さな値へ（遠距離から近距離へ）と、距離と繰り
返し周波数とを同時に変化させればデユーティが大きい
にもかかわらず、送信出力１８と受信人力１とが重なる
ことを防ぐことができるので送信出力１８の送信効率が
良くなる。

（本発明の実施例） 第１図に示す本発明の実施例について説明する。

まず、初めに、本発明の距離追尾レーダが目標を距離追
尾している状態から説明する。

信号発生器７５の出力である信号発生器出力２０は、第
３位相変調器７１において、送信源５９の出力である送
信源出力１５を位相変調をして、πラジアンだけ位相差
のある２位相の位相変調をした第３位相変調器出力１６
とする。

距離信号発生器７６で作られる、レーダーが目標に電波
を照射し、再びレーグ受Ｍ８！に反射して米るまでの時
間Ｔに相当する信号である距離信号発生器出力４６は、
パルス基準信号発生器７２に加えられ、パルス基準信号
発生器７２において式（２６）、（２７）の演算を実施
し、目標からの反射波の到着時間が送信出力１８の送信
時間と重ならないかどうかを演算されて、パルス基準信
号発生器出力２１になり、パルス整形回路７３で所定の
パルス幅の信号に作られてパルス整形回路出力２２とな
る。

第３位相変調器出力１６はパルス変調器６０において、
パルス整形回路出力２２を変調信号として使うことによ
って、パルス変調器出力２４になり、電力増幅器６１に
よって増幅されて、電力増幅器出力４７となり、送信ア
ンテナ５０によって、送信出力１８は目標に向けて照射
される。

目標からの反射波である受信人力１は、受信アンテナ５
１において受信されて、受信アンテナ出力２となり、第
１混合器６２及び第２混合器６３のそれぞれに分岐され
、第１位相変調器出カフ及び第２位相変調器出力８をそ
れぞれ使って、第１混合器出力３及び第２混合器出力４
に周波数変換され、それぞれＭ＆１中間周波増幅器６４
及び第２中間周波増幅器６５によって増幅され、第１中
間周波増幅器出力５及び第２中間周波増幅器出力６にな
る。さらに、第１中間周波増幅器出力５は振幅制限器６
６により振幅は一定にされて、振幅制限器出力２５とな
り、これが同期検波器６７への基準信号となる。第２中
間周波増幅器出力６は同期検波器６７において同期検波
されて、同期検波器出力９となり、スイッチ８５を介し
て距離信号発生器７６に入力される。

信号発生器出力２０のもう一方の出力は、遅延器７４に
おいて、距離信号発生器出力４６を制御信号として、同
期検波器出力９を小さくなるように遅延量（τに相当）
を変化させた、遅延器出力１９になり、さらにπ／２移
相器６９によりπ／２ラジアンだけ位相変化されたπ／
２移相器出力２７となる。そして、局部発振器５６で作
られる局部発振器出力１３は、前記π／２移相器出力２
７を受ける第１位相変調器７０において、位相変調され
て前記第１混合器６２に加えられる第１位相変調器出カ
フになる。一方、第２位相変調器８２では、局部発振器
出力１３を遅延器出力１９によって位相変調して第２位
相変調器出力８を作成する。この第２位相変調器出力８
は第２混合器６３に加えられる。

次に、目標の距離捜索方法について述べる。目標を検知
していないときには、第１中間周波増幅器出力５を振幅
検波する第２振幅検波器８４の出力である第２振幅検波
器出力４０はゼロであるので、該出力で作動されるスイ
ッチ８５は掃引発振器８６側に導通状態となっている。

掃引発振器出力４２は、式（２７）のＴに比例する量で
あるので、掃引発振器出力４２に従って近距離から遠ｒ
離へと距離捜索し、目標があれば第２振幅検波器出力４
０に信号が出力されて、スイッチ８５は同期検波器６７
側に切替わり、スイッチ出力４１は距離信号発生器７６
に入力されて追尾状態に入る。

（実施例の補足説明） （ア）　第１図では送信アンテナと受信アンテナを別々
に構成して説明したが、送受信を同一のアンテナで構成
しても良い。

（イ）第１図では信号発生器７５の出力を正弦波のよう
な単一スペクトルの場合について説明したが、ランダム
ノイズのような広いスペクトルを持った信号でもよい。

（つ）　これまで第２図に示すように位相変調はパルス
繰り返しごとに実施する例について説明しで来たが、第
４図の送信源出力１５及び信号発生器出力２０に対応す
る送信出力１８に示すようにパルス内で位相変調しても
よい。なお第４図はランダム信号を２値化して位相変調
する場合である。

これは式（１８）の角周波数ωＳが変化していると考え
てもよい。

（１）遅延時間τだけ遅れた信号を作るために第１図で
は電圧可変形の遅延器７４を用いて説明したが、クロッ
クパルスによって同系列のコー）”（１１号を生起する
時系列コード発生器を複数個使用して、送信に使用する
コード信号と受信に使用するコード信号の遅延量はクロ
ックパルスの個数に比例することから、遅延する側のク
ロックの数を変化させることによってコード信号の生起
する時間を変化させるディジタル方式のコード信号発生
器を用いてもよい。

（本発明の効果） （１）位相をＯとπラジアンの２位相で送信するので、
電波妨害をかける立場からは、本発明の２位相信号を検
知し、周波数を解読して、妨害電波を相手レーダに送り
返すことは困難であるので、電波的に秘とく性の高い、
対電波妨害に優れた距離追尾レーダとなっている。

（２）本発明の距離追尾レーダに単一周波数の妨害をか
けても、混合器の後ろに置かれる帯域通過増幅器（中間
周波増幅器）の外側にスペクトルが分散されてしまうの
で、受信機への妨害は少ない。

（３）これまでの狭帯域受信のレーダでは精度の良い測
距は実現できなかったが、本発明によれば狭帯域受信の
測距が可能になり、送信パルスと受信パルスが一致する
ことの不都合を繰り返しパルス間隔と送信から受信まで
の遅延時間とを同期して変更する等で可能になるので、
送信出力の効率が良くなる。

（４）帯域通過増幅器の周波数帯域幅を狭くすることが
できるので、避けることのできない受信機にある固有の
雑音を減らすことができ、極めて高感度の距離追尾レー
ダになっている。

（５）本発明の測距レーダは狭帯域受信方式のモノパル
ス角度追尾レーダとの組み合わせで使用するのに同じ電
波形式で使用できるので、本装置を単独に使用するので
なく、モノパルス追尾レーダと組み合わせて使用するこ
ともできる。

（６）パルスレーダの受信機では送信出力１８の漏れ込
みを防ぐための送受切り換え回路や、デート回路などで
、送信信号により受信機の飽和を防いでいるが、特に第
４図のように高い周波数で位相変調をしたときには、送
信信号と局部発振器出力との周波数差から送信信号の受
信機への直接の漏れ込みは極めて少なくなる。

（７）送信パルス幅と繰り返し周期の比の大きな高繰り
返しレーダであるにもかかわらず、パルス繰り返し周期
を目標の距離信号と同期して可変にしており、ブライン
ド距離なしに全匪離にわたって捜索することが可能であ
るので、狭帯域の連続波信号の受信機の良い性質を持ち
ながら、ノンコヒレントのパルスレーダの距離ゲートを
持った目標捜索機能のよさに匹敵する距離分解能を合わ
せ持っている。

（８）シたがって同じ距離を追尾する測距レーダにとっ
て、第５図の従来例で示したパルス方式の測距レーダと
比較したときには、経済的にみて、格段に低価格である
。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る距離追尾パルスレーダの実施例を
示すブロック線図、第２図乃至第４図はは実施例を説明
するためのタイムチャート、第５図は従来の距離追尾パ
ルスレーダを示すブロック線図、第６図はｔＪｆＪＳ図
の従来例を説明するためのタイムチャートである。 １・・・受信入力、２・・・受信アンテナ出力、３・・
・第１混合器出力、４・・・第２混合器出力、５・・・
第１中間周波増幅器出力、６・・・第２中間周波増幅器
出力、７・・・第１位相変調器出力、８・・・第２位相
変調器出力、９・・・同期検波器出力、１０・・・振幅
検波器出力、１３・・・局部発振器出力、１５・・・送
信源出力、１６・・・第３位相変調器出力、１８・・・
送信出力、１９・・・遅延器出力、２０・・・信号発生
器出力、２１・・・パルス基準信号発生器出力、２２・
・・パルス整形回路出力、２３・・・基準パルス、２４
・・・パルス変調器出力、２５・・・振幅制限器出力、
２６・・・距離演算器出力、２７・・・π／２移相器出
力、２８・・・電圧制御発振器出力、２９・・・基準パ
ルス発生器出力、３６・・・混合器出力、３７・・・中
間周波増幅器出力、４０・・・第２振幅検波器出力、４
１・・・スイッチ出力、４２・・・掃引発振器出力、４
６・・・距離信号発生器出力、４７・・・電力増幅器出
力、５０・・・送信アンテナ、５１・・・受信アンテナ
、５２・・・混合器、５３・・・中間周波増幅器、５４
・・・振幅検波器、５５・・・表示器、５６・・・局部
発振器、５７・・・基準パルス発生器、５８・・・整形
回路、５９・・・送信源、６０・・・パルス変調器、６
１・・・電力増幅器、６２・・・第１混合器、６３・・
・第２混合器、６４・・・ｔｐＪ１中間周波増幅器、６
５・・・第２中間周波増幅器、６６・・・振幅制限器、
６７・・・同期検波器、６９・・・π／２移相器、７０
・・・第１位相変調器、７１・・・第３位相変調器、７
２・・・パルス基準信号発生器、７３・・・パルス整形
回路、７４・・・遅延器、７５・・・信号発生器、７６
・・・距離信号発生器、８２・・・第２位相変調器、８
４・・・＃＋２振幅検波器、８５・・・スイッチ、８６
・・・掃引発振器。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）送信アンテナ、受信アンテナ、混合器、局部発振
   器、中間周波増幅器、同期検波器、遅延器、及び信号発
   生器を具備した距離追尾パルスレーダであって、前記信
   号発生器の出力信号を用いて、送信源出力を位相変調し
   た送信信号を、前記送信アンテナにより目標に向け照射
   し、前記受信アンテナにより目標よりの反射波を受信し
   た受信信号を前記混合器に加え、前記信号発生器の出力
   を前記遅延器を用いて目標への送信から受信までの伝播
   時間に相当する時間だけ遅延し互いに直交化した信号と
   なし、該直交化した信号を用いて前記局部発振器の出力
   をそれぞれ位相変調した信号をスイッチング信号として
   用い、前記混合器により前記受信信号をそれぞれ２つの
   中間周波数に落とすことによって不要信号を減少させ、
   必要な信号については、前記中間周波増幅器によって増
   幅し、前記同期検波器によって同期検波して得られる信
   号を用いて、目標の位置を検出するとともに、送信から
   反射波の受信までの遅延時間Ｔが次式ｎ（２γ＋α＋β
   ）＋γ＋α≦Ｔ＜（ｎ＋１）（２γ＋α＋β）＋γ＋α （但し、γ：送信パルス幅、α：送信パルス後縁から受
   信パルス前縁まで最小限必要とされる時間、β：受信パ
   ルス後縁から次の送信パルス前縁まで最小限必要とされ
   る時間、ｎ：送信から受信までの間に入る送信パルス数
   ） で表される区間において前記送信信号のパルス繰り返し
   周期ｔｎを ｔｎ＝（Ｔ＋γ＋β）／（ｎ＋１） に設定して、前記パルス繰り返し周期ｔｎと前記遅延器
   の遅延量を制御する距離信号とを同時に変化させて前記
   送信信号と目標からの受信信号との重なりを減らし目標
   を追尾することを特徴とする距離追尾パルスレーダ。
2. （２）送信アンテナ、受信アンテナ、混合器、局部発振
   器、中間周波増幅器、振幅検波器、遅延器、及び信号発
   生器を具備した距離追尾パルスレーダであって、前記信
   号発生器の出力信号を用いて、送信源出力を位相変調し
   た送信信号を、前記送信アンテナにより目標に向け照射
   し、前記受信アンテナにより目標よりの反射波を受信し
   た受信信号を前記混合器に加え、前記信号発生器の出力
   を前記遅延器を用いて目標への送信から受信までの伝播
   時間に相当する時間だけ遅延し互いに直交化した信号と
   なし、該直交化した信号を用いて前記局部発振器の出力
   をそれぞれ位相変調した信号をスイッチング信号として
   用い、前記混合器により前記受信信号をそれぞれ２つの
   中間周波数に落とすことによって不要信号を減少させ、
   必要な信号については、前記中間周波増幅器によって増
   幅し、前記振幅検波器により振幅検波して目標の存在を
   示す信号を検知するときに、送信から反射波の受信まで
   の遅延時間Ｔが次式 ｎ（２γ＋α＋β）＋γ＋α≦Ｔ＜（ｎ＋１）（２γ＋
   α＋β）＋γ＋α （但し、γ：送信パルス幅、α：送信パルス後縁から受
   信パルス前縁まで最小限必要とされる時間、β：受信パ
   ルス後縁から次の送信パルス前縁まで最小限必要とされ
   る時間、ｎ：送信から受信までの間に入る送信パルス数
   ） で表される区間において前記送信信号のパルス繰り返し
   周期ｔｎを ｔｎ＝Ｔ＋γ＋β／ｎ＋１ に設定して、前記パルス繰り返し周期ｔｎと前記遅延器
   の遅延量を制御する距離信号とを同時に変化させて、前
   記送信信号と目標からの受信信号との重なりを減らして
   目標を捕捉することを特徴とする距離追尾パルスレーダ
   。