DE68922954T2

DE68922954T2 - Verfahren zur Entfernungsmessung und Gerät dafür.

Info

Publication number: DE68922954T2
Application number: DE68922954T
Authority: DE
Inventors: Yoshiyuki Kanao; Akio Nagamune; Koichi Tezuka
Original assignee: Nippon Kokan Ltd
Current assignee: JFE Engineering Corp
Priority date: 1988-10-06
Filing date: 1989-08-07
Publication date: 1995-11-30
Anticipated expiration: 2009-08-08
Also published as: AU3939589A; EP0362992B1; EP0362992A2; EP0362992A3; BR8903984A; ATE123579T1; AU628066B2; JPH0616081B2; ZA896028B; CN1041654A; CN1017280B; KR900006765A; KR930001549B1; JPH0298685A; CA1332458C; DE68922954D1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Messung der Entfernung zu einem zu detektierenden Ziel in der Erde, im Wasser, Schnee oder dgl., und des Schlackepegels oder des Pegels geschmolzenen Stahls in einem Schmelzreduktionsofen, Konverter oder dgl. und der Entfernung zu einem gewöhnlichen zu detektierenden Ziel.

Beschreibung des Standes der Technik

Bis jetzt bekannte oder vorgesteilte Verfahren zum Messen der Entfernung auf berührungslose Weise zu einem in der Erde oder im Wasser zu detektierenden Ziel, z. B. mittels einer elektromagnetischen Welle, schließen eines ein, welches einen Einzelimpuls in der Größenordnung von einigen ns (10&supmin;&sup9; Sekunden) aussendet, wie es z. B. in der japanischen Patentveröffentlichung Nr. 55-44916 gezeigt ist, oder ein anderes, welches ein Pseudozufallsignal anstelle eines Impulssignals sendet, wie z. B. in einem Dokument "Subsurface Radar using Code Pulse" (Suzuki, et. al, Institute of Eleconics, Information and Communication Engineers. Technical Report SANE 87-1, 1987) gezeigt ist.
Beim Verfahren des Sendens eines Pseudozufallsignals wird ein derartiges Pseudozufallsignal als M-Folge (Sequenz maximaler Länge) -Signal oder Barkercodesignal, welches darauf abzielt auf einfache Weise ein Autokorrelationsausgangssignal zu erzeugen, mit einer gegebenen PRF (Puls Repitition Frequence, Impulswiederholungsfrequenz) erzeugt, so daß nach seiner Leistungsverstärkung das erzeugte Signal als eine elektromagnetische Welle in die Erde oder das Wasser durch eine Sendeantenne gesendet wird. Die vom zu detektierenden Ziel reflektierte Welle wird durch eine Empfangsantenne empfangen, so daß nach der Umwandlung des empfangenen Hochgeschwindigkeitssignal mittels einer Abtastvorrichtung in ein empfangenes langsames Signal, das empfangene Ausgangssignal einer Impulskompression durch einen Korrelator unterzogen wird und ein in der Signalamplitude erhöhtes detektiertes Signal erzeugt wird. Der Zeitabschnitt zwischen dem Senden des Pseudozufallsignals und der Erzeugung des vom Korrelator detektierten Signals ist gleich der Ausbreitungszeit der elektromagnetischen Welle, welche die Entfernung zwischen der Sende- und Empfangsantenne und dem zu detektierenden Ziel hin und zurücklegt wie im Fall eines gewöhnlichen Radars, und daher kann die bis zum Ziel zu detektierende Entfernung berechnet werden. Im allgemeinen wird die elektromagnetische Welle mehr unter der Erde als im Raum verwendet und ebenso wird seine Phase geändert. Daher wird die Frequenz der verwendeten elektromagnetischen Welle auf Grund der Eigenschaften der Erde (z. B. des nassen Bodens oder trockenen Bodens), der Detektionsentfernung, etc. ausgewählt.
Ebenso ist in "Survey device for underground buried body", offenbart im Patent Abstract of Japan, VOL. 10, NO. 19 (Seite 423), 24. Januar '86, ein Sender beschrieben, welcher elektromagnetisch codierte Impulse in die Erde sendet. Ein Empfänger empfängt Signale, welche von dem unter der Erde vergrabenen Körper reflektiert werden und ein Korrelator führt eine Korrelationsberechnung durch und gibt ein Impulskompressionssignal aus. Das Ausgangssignal dieses Korrelators hat einen erhöhten Geräuschabstand. Dieses Dokument hat daher eine Technik offenbart, bei der die Entfernung zu einem unter der Erde vergrabenen Körper mittels der Echtzeit vom Zeitpunkt, bei dem der Sender die kodierten Impulse sendet bis zu dem Zeitpunkt, bei dem das Ausgangssignal des Korrelators empfangen wird, gemessen werden kann.
Durch das oben beschriebenen konventionellen Verfahren und die Vorrichtung, welche vom Typ ausgebildet sind, eine Zeit zwischen dem Senden eines Pseudozufallsignals und der Erzeugung eines Detektionssignals vom Korrelator zu messen, ergibt sich der Nachteil, daß die Einrichtung eine Abtastvorrichtung benötigt, wodurch die Anzahl der Bauelementeteile erhöht wird, was zur Erhöhung der Abmessungen der Einrichtung und zur Erhöhung der Kosten führt. Zusätzlich benötigt der Korrelator als eines seiner Bauelementeteile eine Verzögerungsleitung mit Abgriffen mit dem daraus folgenden Nachteil, des Erzeugens eines Meßfehlers durch eine Wellenformverzerrung, welche durch das Durchführen des empfangenen Signals durch die Verzögerungsleitung begründet wird.
Andererseits ist ein Verfahren zum Bilden eines Korrelators durch das Unterziehen des empfangenen Signals einer A-D-Wandlung und Durchführen einer digitalen Signalverarbeitung aufgrund der begrenzten Antwortzeiten der Schaltkreiselemente und der Schwierigkeit der Echtzeitverarbeitung nicht als wirtschaftliche Einrichtung realisiert worden.
Ebenso sind die konventionellen Pegelmeßmethoden für den Schlackenpegel, Pegel des geschmolzenen Stahls, etc. in Schmelzreduktionsöfen, Konvertern, etc. und die Positionsmeßverfahren für zu detektierende Ziele grob in zwei Typen unterteilt worden, z. B. den Berührungstyp und den berührungslosen Typ.
Die Verfahren vom Berührungstyp umfassen einen elektrischen Leitungsdetektionstyp und eine Einrichtung dieser Art ist erfunden worden, wie sie z. B. in der japanischen Offenlegung des Gebrauchsmusters Nr. 61-129858 gezeigt ist, in welcher mindestens zwei Elektroden von der Spitze eines Ofens auf- und abwärts bewegt werden und eine Spannung zwischen den Elektroden zugeführt wird, wodurch das Vorhandensein von Schlacke durch eine elektrische Leitung zwischen den Elektroden detektiert wird und der Schlackenpegel durch die Position der Elektroden gemessen wird.
Ebenso ist, als ein Temperaturverteilungsmeßverfahren, welches eines der Verfahren vom Berührungstyp ist, eine Einrichtung vorgestellt worden, bei der, wie z. B. in der Offenlegungsschrift Nr. 61-217516 dargestellt ist, eine große Anzal von Temperatursensoren an geeigneten Abständen in der Lanze eines Konverters eingebettet sind und die Temperaturverteilung im Ofen kontinuierlich durch die Temperatursensoren gemessen wird, wobei der Schlackenpegel aufgrund der Temperaturverteilungscharakteristika gemessen wird.
Die Verfahren vom berührungslosen Typ umfassen ein Mikrowellenverfahren FMCW (frequence modulated continuous wave = kontinuierlich frequenzmodulierte Welle), welches z. B. in der japanischen Offenlegungsschrift Nr. 63-21584 oder 61-57875 vorgeschlagen worden ist, in welchem eine kontinuierliche Mikrowelle mit einer Frequenz von ungefähr 10 GHz frequenzmoduliert ist und von einer Antenne in Richtung einer zu messenden Oberfläche gesendet wird, wobei die Schwebungsfrequenz, welche aus der Mischung des gesendeten Signals und der von der zu messenden Oberfläche reflektierten Welle resultiert, gezählt wird und der Pegel der Oberfläche gemessen wird. Dieses Verfahren mißt die Entfernung von der Antenne zum zu messenden Ziel aufgrund dessen, daß die erforderliche Ausbreitungszeit der Mikrowelle, um die Entfernung zwischen der Antenne und dem zu messenden Ziel hin- und zurückzulegen mit der Schwebungsfrequenz korrespondiert.
Ebenso ist, als ein Mikrowellenimpulsmodulationstyp, ein Verfahren bekannt geworden, bei dem, wie im Falle des gewöhnlichen Radars zur Detektion eines fliegenden Ziels, eine Mikrowelle mit einer Frequenz von ungefähr 10 bis 20 GHz impulsmoduliert und gesendet wird, um die Entfernung zu einem zu detektierenden Ziel aufgrund der Tatsache zu messen, daß die erforderliche Wellenausbreitungszeit bis zum Auffangen der reflektierten Welle vom zu detektierenden Ziel proportional zu der Entfernung des Ziels ist.
Zusätzlich, wie z. B. in einer Schrift "An Experimentel Study of a Puls Compression Radar Using Random Series" (Nishimoto, et al, The Institute of Electronics Information and Communication Engineers, Technical Report SANE 85-25, September 1985) gezeigt ist, ist ein Meßverfahren, das einen Radar verwendet, bekannt, bei dem eine Trägerwelle mit einer Frequenz von 1 bis einigen 10 GHz durch ein Pseudozufallsignal moduliert wird, z. B. einem Sequenz-Signal maximaler Länge, und zu einem Ziel gesendet wird, um die reflektierte Welle vom Ziel zu empfangen, und ein optimal angepaßtes Filter kombiniert mit einer Verzögerungsleitung mit Abgriffen und einem gewichteten Addierer in einem Demodulationssystem verwendet wird, um eine Impulskompression zu bewirken und dabei die Auflösung und Empfindlichkeit zu verbessern.
Bei den oben erwähnten konventionellen Pegelmeßverfahren oder den Entfernungsmeßverfahren zu einem Ziel, wenn die Verfahren vom Berührungstyp sind, neigen sie alle dazu, die Haltbarkeit der Teile zu verschlechtern, welche in Berührung mit der Schlacke oder dem geschmolzenen Stahl in einem Ofen sind oder sie neigen dazu, Beschädigungen an diesen Teilen zu bewirken. Im Falle vom Typ der elektrischen Detektion der Leitung, gibt es Nachteile, daß ein fehlerhaftes Signal aufgrund eines Isolierfehlers des elektrisch isolierenden Teils, bewirkt durch Staub oder Spritzer geschmolzenen Stahls in einem Ofen, erzeugt wird, so daß eine kontinuierliche Messung aufgrund der Detektion durch die Vertikalbewegung der Elektroden usw, nicht durchgeführt werden kann.
Ebenso verschlechtert, im Fall des Temperaturverteilungsmeßverfahrens vom Berührungstyp, die Einbettung der Temperatursensoren in die mit Wasser gekühlte Lanze die Antwort der Temperatursensoren aufgrund der Hitzeübertragungscharakteristik der Lanze. Es gibt einen weiteren Nachteil, daß es, wenn die Anzahl von Temperatur sensoren mit dem Ziel der Verbesserung der Meßgenauigkeit ansteigt, viele der Verkabelungbeschränkungen der Sensoren aus räumlicher Sicht und aus Sicht der Temperatur gibt.
Da der Innenraum des Ofens begrenzt ist und die Wellenreflektoren, wie z. B. die Lanze und die Ladungsöffnung des Ofens, sich innerhalb des Raumes befinden, wenn eine Mikrowelle in den Ofen gesendet wird, werden, im Fall des Mikrowellen FMCW-Verfahrens vom berührungslosen Typ, ungewünscht reflektierte Wellen einschließlich mehrwegig reflektierter Wellen erzeugt mit dem sich ergebenden Nachteil, daß es schwierig wird, die ungewünscht reflektierten Signale zu beseitigen und dabei nur das reflektierte Signal vom beabsichtigten zu detektierenden Ziel genau zu messen.
Ebenso gibt es, im Fall des mikrowellenimpulsmodulierten Verfahrens vom berührungslosen Typ, Nachteile, daß betreffend der Ausbreitungsgeschwindigkeit der Mikrowelle, da gewöhnlicherweise der Signalempfang bewirkt wird nachdem das Senden der impulsmodulierten Welle abgeschlossen worden ist, es für einen Meßradar bei kurzen Entfernungen notwendig ist, eine Mikrowelle mit einer relativ großen Spitzensendeleistung und mit einem Impuls von einer sehr kurzen Zeitdaue moduliert zu senden und eine sehr kurze Zeit zu messen, welche erforderlich ist bis der Empfang eines empfangenen Signals, welches von einem Ziel mit kurzer Entfernung reflekiert wurde, und es schwierig ist diese Operationen technisch zu realisieren, woduch das Verfahren ungeeignet für den Zweck der Messungen kurzer Entfernungen wie z. B. die Pegelmessungen in einem Ofen usw. wird.
Des weiteren gibt es, im Fall des Mikrowellenimpulskompressionsradarverfahrens vom berührungslosen Typ, Nachteile, daß, nach Empfangen des Signals, während die Pulsweite komprimiert wird, um die empfangene Leistung zu erhöhen und dabei die Auflösung und Empfindlichkeit zu verbessern, der Aufbau des optimal angepaßten Filters kombiniert mit der Verzögerungsleitung mit Abgriffen und dem gewichteten Addierer, welche in dem Demodulationssystem erforderlich sind, kompliziert wird, und insbesondere wenn eine Pseudozufallsignallänge erhöht wird (z. B. 2&sup5; bis 2²&sup0;), um so die Empfindlichkeit zu erhöhen, die Einrichtung im Aufbau kompliziert und in den Ausmaßen vergrößert wird wodurch die Kosten erhöht werden. Es gibt einen weiteren Nachteil erforderlicher komplizierter Operationen, wie z. B. der Einstellungen der Verzögerungszeiten entlang der Abgriffe und der Einstellung für die Korrektur einer Wellenformverzerrung während der Ausbreitung in der Verzögerungsleitung. Noch ein weiterer Nachteil ist, daß wenn die Funktion des angepaßten Filters durch eine digitale Signalverarbeitung ausgeführt wird, ein Hochgeschwindigkeits-A-D-Wandler und eine Hochgeschwindigkeits-Berechnungseinheit erforderlich sind, wodurch gleichzeitig der Aufbau der Einrichtung kompliziert, seine Größe und die Kosten erhöht werden.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es ein Entfernungsmeßverfahren und eine Einrichtung vorzusehen, welche die zuvor genannten Nachteile der konventionellen Verfahren und Einrichtungen zur Messung der Entfernung zu einem zu detektierenden Ziel in der Erde oder Wasser aufhebt und ebenso fähig ist, die Entfernung zu einem solchen zu detektierenden Ziel mit einem einfachen Aufbau zu detektieren.
Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist es, ein Entfernungsmeßverfahren und eine Einrichtung vorzusehen, welche die obengenannten Nachteile der konventionellen Verfahren und Einrichtungen zur Messung des Schlackenpegels oder Pegels geschmolzenen Stahls in einem Schmelzreduktionsofen, Konverter oder dgl. aufzuheben und ebenso fähig sind eine Pegelposition wie z. B. den Schlackenpegel oder Pegel geschmolzenen Stahls oder die Entfernung zu einem zu detektierenden Ziel bei einer kurzen Entfernung kontinuierlich auf berührungslose Art durch Verwendung einer günstigen Einrichtung zu messen ohne durch irgendeine Meßumgebung einschließich des Vorhandenseins von Staub. usw. beeinflußt zu werden.
Um die erste Aufgabe zu lösen ist, in Übereinstimmung mit der Erfindung, daher ein Entfernungsmeßverfahren vorgesehen, welches erste und zweite Pseudozufallsignale erzeugt, welche im Muster gleich aber lediglich leicht unterschiedlich in der Frequenz sind, das Pseudozufallsignal in zwei Teile aufteilt, so daß sein einer Teil zu einem zu detektierenden Ziel gesendet wird und der andere Teil mit den zweiten Pseudozufallsignal multipliziert wird, um einen Produktwert (erster Produktwert) zu berechnen, ein Produktwert (zweiter Produktwert) des empfangenen Signals, welches durch Empfangen des reflektierten Signals vom Ziel und des zweiten Pseudozufallsignals erhalten wird, zu berechnen, und die Zeitdifferenz zwischen dem Zeitsequenzmustern des tiefpaßgefilterten ersten Produktwerts und der Zeitsequenzmuster des tiefpaßgefilterten zweiten Produktwerts gemessen wird, wodurch die Entfernung zum Ziel gemessen wird.
Zur Lösung der ersten Aufgabe, ist in Übereinstimmung mit der Erfindung eine Entfernungsmeßeinrichtung vorgesehen, welche erste und zweite Pseudozufallsignalerzeugungsmittel zur Erzeugung erster und zweiter Pseudozufallsignale, welche im Muster gleich aber lediglich leicht unterschiedlich in der Frequenz sind, Sendemittel zum Senden des Ausgangssignals der ersten Pseudozufallsignalerzeugungsmittel als ein zu einem zu detektierenden Ziel gesendeten Signal, Empfangsmittel zum Empfangen eines vom Ziel reflektierten Signals, um ein empfangenes Signal zu erhalten, einen ersten Multiplizierer zum Multiplizieren des Ausgangssignals der ersten und zweiten Pseudozufallsignalerzeugungsmittel, einen zweiten Multiplizierer zum Mulitplizieren des Ausgangssignals der Empfangsmittel und des Ausgangssignals der zweiten Pseudozufallsignalserzeugungsmittels, und Mitteln zum Messen des Zeitunterschieds zwischen den Zeitsequenzmustern der tiefpaßgefilterten Ausgangssignale des ersten und zweiten Multiplizierers aufweist.
Zur Lösung der zweiten Aufgabe ist in Übereinstimmung mit der Erfindung ein Entfernungsmeßverfahren vorgesehen, welches die Erzeugung eines ersten Pseudozufallsignals und eines zweiten Pseudozufallsignals, welche im Muster gleich aber in der Frequenz leicht unterschiedlich vom ersten Pseudozufallsignal sind, Multiplizieren der ersten und zweiten Pseudozufallsignale, um ein Zeitsequenzmuster eines Produktwerts zu erzeugen, Modulieren einer Trägerwelle mit dem ersten Pseudozufallsignal und Senden der modulierten Trägerwelle zu einem zu detektierenden Ziel hin, Multiplizieren eines empfangenen Signals, welches aus einem vom Ziel empfangenen reflektierten Signals und dem zweiten Pseudozufallsignal besteht, Detektieren der korrelierten modulierten Trägerwelle, um ein Zeitsequenzmuster des detektierten Signals zu erzeugen, und Messen des Zeitunterschieds zwischen dem tiefpaßgefilterten Produktzeitsequenzmuster und dem tiefpaßgefilterten detektierten Signalzeitsequenzmuster aufweist, wobei die Entfernung zu dem Ziel gemessen wird.
Zur Lösung der zweiten Aufgabe ist in Übereinstimmung mit der Erfindung eine Entfernungsmeßeinrichtung vorgesehen, welche erste Pseudozufallsignal-Erzeugungsmittel, zweite Pseudozufallsignal-Erzeugungsmittel zur Erzeugung eines Ausgangssignals, welches im Muster gleich aber in der Frequenz leicht unterschiedlich vom Ausgangssignal der ersten Pseuodezufallssignal-Erzeugungsmittel ist, einen ersten Multiplizierer zum Multiplizieren des Ausgangssignals der ersten Pseudozufallsignal-Erzeugungsmittel und dem Ausgangssignal der zweiten Pseudozufallsignal-Erzeugungsmittel, Trägerwelle-Erzeugungsmittel, Sendemittel zum Senden eines Signals, welches durch Modulieren des Ausgangssignals der Trägerwelle-Erzeugungsmittel mit dem Ausgangssignal der ersten Pseudozufallsignal-Erzeugungsmittel als ein zu einem zu detektierenden Ziel gesendeten Signals erhalten wird, Empfangsmittel zum Empfangen eines vom Ziel reflektierten Signals, um ein empfangenes Signal zu erhalten, einen zweiten Multiplizierer zum Multiplizieren des Ausgangssignals der Empfangsmittel und des Ausgangssignals der zweiten Pseudozufallsignal-Erzeugungsmittel, Detektionsmittel zur Detektion der vom zweiten Multiplizierer erzeugten Trägerwelle, und Mittel zum Messen des Zeitunterschieds zwischen dem Zeitsequenzmuster des tiefpaßgefilterten detektierten Signals, welches von den Detektionsmitteln erzeugt wird, und dem Zeitsequenzmuster des tiefpaßgefilterten Produktwerts, welcher von dem ersten Multiplizierer erzeugt wird, aufweist.
In Übereinstimmung mit entweder dem ersten oder zweiten Gesichtspunkt der Erfindung, aufgrund der Tatsache, daß die gemessene Zeit zwischen einem von einem zu detektierenden Ziel detektierten Signal und einem Referenzsignal durch die Verwendung eines Verfahrens auf einer Zeitbasis stark gedehnt wird, welches derart ausgebildet ist, daß ein erstes Pseudozufallsignal direkt zu einem zu detektierenden Ziel gesendet wird oder eine Trägerwellenphase welche durch das erste Pseudozufallsignal moduliert wird, zu einem zu detektierenden Ziel gesendet wird und ein empfangenes Signal, welches von dem Ziel reflektiert wird, einer Korrelationsberechnung durch ein zweites Pseudozufallsignal unterworden wird, welches im Muster gleich und in der Frequenz zu dem ersten Pseudozufallsignal ähnlich ist, wird das Messen der Zeit direkt mittels eines langsamen Signals möglich gemacht. Resultierend wird die Notwendigkeit für eine Abtasteinrichtung, welche in der konventionellen Echtzeit-Hochgeschwindigkeit-Signalverarbeitung erforderlich ist, eliminiert und die Einrichtung kann mit langsamen Schaltkreiselementen aufgebaut werden, mit dem resultierenden Effekt der Reduzierung der Größe und Kosten der Einrichtung.
Ebenso wird bei der Messung der Zeit proportional zu der zu messenden Entfernung, die Messung mittels einer stark gedehntenten Zeit im Vergleich mit der Echtzeit durchgeführt, so daß nicht nur die Entfernung zu einem Ziel bei einer kurzen Entfernung exakt gemessen werden kann, sondern auch daß das gewünschte reflektierte Signal vom beabsichtigten Ziel und die unerwünschten Signale von außerhalb des objektiven Bereichs auf der Zeitbasis zur Erzeugung des detektierten Signals klar unterschieden und voneinander getrennt werden können. Beim Messen des Pegels innerhalb eines Ofens, auch in solchen Meßumgebungen wie dem begrenzten Raum im Ofen, in dem es dazu tendiert, ungewünschte reflektierte Wellen zu erzeugen, tritt daher dort die Wirkung der Elimination der ungewünschten reflektierten Wellen und ein stabiles Messen des Pegels ein.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Figur 1 ist ein Blockdiagramm eines konventionellen Unterwasser- oder Untergrundradarsuchsystems, welches ein Pseudozufallsignal sendet.
Figur 2 ist ein Blockdiagramm des Korrelators aus Figur 1.
Figur 3 ist ein Blockdiagramm, das eine erste Ausführungsform der Erfindung zeigt.
Figur 4 ist ein Diagramm, das den Aufbau eines 7-Bit Sequenz-Signalgenerators maximaler Länge aus Figur 3 zeigt.
Figur 5 ist ein Ausgangswellenformdiagramm des Sequenz-Signalgenerators maximaler Länge.
Figur 6 zeigt eine Vielzahl von Signalwellenformen, die zur Erklärung des Betriebs der Ausführungsform aus Figur 3 geeignet sind.
Figur 7 ist ein Blockdiagramm, welches eine Ausführungsform des Taktgenerators zeigt.
Figur 8 ist ein Blockdiagramm des Bilddarstellungssystems, welches bei der ersten Ausführungsform verwendet wird.
Figur 9 ist ein Bilddarstellungsdiagramm eines detektierten Signals gemäß der ersten Ausführungsform.
Figur 10 ist ein Blockdiagramm, welches eine zweite Ausführungsform der Erfindung zeigt.
Figur 11 zeigt eine Vielzahl von Signalwellenformen, welche zur Erklärung des Betriebs der zweiten Ausführungsform geeignet sind.
Figur 12 ist ein Diagramm, welches die zweite Ausführungsform zeigt, die in eine Einrichtung zur Messung des Schlackenpegels innerhalb eines Schmelzreduktionsofens eingebracht ist.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Während die vorliegende Erfindung und die herkömmlichen Techniken ein gemeinsames Merkmal bezüglich der Verwendung eines Pseudozufallsignals haben, sind die herkömmlichen Techniken Verfahren zur Verwendung eines einzigen Pseudozufallsignals, um die echte Ausbreitungszeit einer elektromagnetischen Welle zu messen. Im Gegensatz dazu ist die vorliegende Erfindung auf ein Verfahren gerichtet, welches derart ausgebildet ist, daß es zwei Pseudozufallsignale verwendet, welche im Muster gleich aber voneinander leicht unterschiedlich in der Frequenz sind, das Korrelationsausgangsssignal zwischen den beiden Signalen vor dem Senden und nach dem Empfang detektiert wird, wobei die gemessene Zeit im Vergleich zur Echtzeit beträchtlich gedehnt wird. Daher wird zuerst die konventionelle Technik im Hinblick auf Klärung der Unterschiede zwischen der vorliegenden Erfindung und den herkömmlichen Techniken erläutert.
Mit Bezugnahme auf Figur 1 ist ein Blockdiagramm eines herkömmlichen Untergrund- oder Unterwasserradarsuchsystems dargestellt, welches ein Pseudozufallsignal überträgt. In der Figur bezeichnet die Ziffer 107 einen Leistungsverstärker, 108 einen Empfangsverstärker, 109 eine Sendeantenne, 110 eine Empfangsantenne, 116 ein Ziel in der Erde oder im Wasser, 117 einen Sequenz-Signalgenerator maximaler Länge, 118 eine Abtasteinrichtung, 119 einen Korrelator, und 120-1, 120-2 und 120-3 Abschwächer.
Figur 2 ist ein Blockdiagramm des Korrelators, und in der Figur bezeichnen die Ziffern 121 eine Verzögerungsleitung mit Abgriffen, 122 einen Polaritätsumwandler, und 123 einen Addierer.
Der Betrieb der in den Figuren 1 und 2 gezeigten Einrichtung wird nun beschrieben. Zuerst wird ein Trigger-Signal mit einer gegebenen Wiederholfrequenz dem Sequenz-Signalgenerator maximaler Länge 117 zugeführt. Der Sequenz-Signalgenerator maximaler Länge 117 wird als einer der Pseudozufallsignal-Erzeugungsmittel verwendet und sein Code hat eine gegebene Periodizität. Jedesmals wenn ein Trigger-Signal zugeführt wird, erzeugt der Sequenz-Signalgenerator maximler Länge 117 ein Sequenz-Signal maximaler Länge für eine Periode. Das Ausgangssignal des Sequenz-Signalgenerators maximaler Länge 117 wird als eine elektromagnetische Welle in die Erde oder das Wasser von der Sendeantenne 109 durch den Abschwächer 120-1, den Leistungsverstärker 107 und den Abschwächer 120-2 ausgesendet. Die ausgesendete elektromagnetische Welle wird von den in der Erde oder dem Wasser zu detektierenden Ziel 116 reflektiert. Das Ausgangssignal der Empfangsantenne 110 wird der Abtasteinrichtung 118 durch den Empfangsverstärker 108 und den Abschwächer 120-3 zugeführt. Die Abtasteinrichtung 118 hat eine Funktion zur Umwandlung eines Hochgeschwindigkeitssignals in ein langsames Signal. Es sei angenommen, daß N empfangene Signale der gleichen Wellenform als Antwort auf N Triggersignale erhalten werden, so wird dieses empfangene Signal in der Zeitbasis durch N in Signale x&sub1;, x&sub2;, ... xN aufgeteilt. Daher wird nur das Signal x&sub1; vom ersten empfangenen Signal abgetastet und nur das Signal x&sub2; vom zweiten empfangenen Signal abgetastet. Ein derartiger Abtastvorgang wird wiederholt, so daß ein einzelnes empfangenes Signal x&sub1;, x&sub2;, ... xn aus N empfangenen Signalen reproduziert wird. Auf diese Art wandelt die Abtasteinrichtung 118 ein empfangenes Hochgeschwindigkeitssignal in ein empfangenes langsames Signal um und sein Ausgangssignal wird dem Korrelator 119 zugeführt. Der Korrelator 119 hat eine Funktion zur Bestimmung einer Korrelation zwischen dem Eingangssignal und dem zuvor gespeicherten Sequenz-Signal maximaler- Länge und Figur 2 zeigt sein detailliertes Blockdiagramm. Das Eingangssignal wird in die mit Abgriffen versehene Verzögerungsleitung 121 eingeleitet und jedes Signal wird in Abhängigkeit von seiner Verzögerungszeit von jedem Abgriff ausgegeben. Die Ausgangssignale der Abgriffe von der mit Abgriffen versehenen Verzögerungsleitung 121 werden dem Polaritätsumwandler 122 zugeführt. Im Polaritätsumwandler 122 zeigt das Zeichen "+" an, daß keine Polaritätsumwandlung bewirkt wurde und "-" zeigt an, daß eine Polaritätsumwandlung bewirkt wurde. Die Ausgangssignale werden parallel zu dem Addierer 123 zugeführt, welcher wiederum die parallelen Eingangssignale addiert, um die Summation zu erhalten. Als Ergebnis wird das empfangene Signal in der Zeit komprimiert aber in der Amplitude erhöht und es wird dann vom Korrelator 119 erzeugt. Bei dieser Technik hat die Verwendung eines Pseudozufallsignals das Ziel das empfangene Signal einer Impulskompression zu unterziehen und die Entfernungsmessung wird mittels der Ausbreitungszeit durchgeführt, welche für die elektromagnetische Welle erforderlich ist, um die Entfernung zwischen der Sende- und Empfangsantenne und dem zu detektierenden Ziel hin und zurückzulegen, genauso wie im Falle des gewöhnlichen Radars.
Als nächstes wird die vorliegende Erfindung beschrieben. Ein Entfernungsmeßverfahren gemäß der Erfindung ist ein Verfahren, welches das Einsetzen eines ersten Pseudozufallsignals, welches zum Senden und Empfangen von einem zu detektierenden Ziel verwendet wird, und eines zweiten Pseudozufallsignals, welches als ein Referenzsignal verwendet wird und welches im Muster gleich aber leicht unterschiedlich in der Frequenz vom ersten Pseudozufallsignal ist, Detektion der Detektionszeit eines Maximum-Korrelationswert zwischen dem zweiten Pseudozufallreferenzsignal und dem gesendeten ersten Pseudozufallsignal und der Detektionzeit des Maximum-Korrelationswerts zwischen dem zweiten Pseudozufallsignal und dem empfangenen ersten Pseudozufallsignal und Messen des Zeitabschnitts zwischen beiden Maximum-Korrelationswert-Detektionszeiten, wobei die Zeit gemessen wird, welche proportional zur Entfernung zu dem zu detektierenden Ziel ist. Diese gemessene Zeit hat die Form einer stark gedehnten Zeit verglichen mit der Echtzeit, welche zur Ausbreitung der elektromagnetischen Welle bei dem herkömmlichen Verfahren notwendig ist, wobei die Zeitmessung direkt mittels eines langsamen Signals möglich gemacht wird.
Eine Entfernungsmeßeinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform der Erfindung sieht das oben erwähnte Meßverfahren vor, so daß die zuvor für Hochgeschwindigkeitssignal-Verarbeitungszwecke erforderliche Abtasteinrichtung nicht länger notwendig ist und die Einrichtung aus langsamen Schaltkreiselementen aufgebaut ist. Zusätzlich ist die Verzögerungsleitung mit Abgriffen nicht erforderlich, welche einen Meßfehler aufgrund einer Wellenformverzerrung bewirkt.
Ebenso umfaßt die Einrichtung gemäß der ersten Ausführungsform, zum Zweck der Detektion der Maximum-Korrelationswerte zwischen den Pseudozufallsignale, ein Paar von Multiplizierern zur Detektion der Korrelationswerte, Mittel zur Impulserzeugung, wenn das Ausgangssignal eines jeden des Multipliziererpaars einen Maximumwert erreicht und Mittel zum Messen des Zeitabschnitts zwischen den zwei erzeugten Impulsen, wobei es möglich wird, eine sehr genaue Zeitmessung zu machen.
In dieser Ausführungsform ist jedes der zwei Pseudosignal-Erzeugungsmittel aus einem Pseudozufallgenerator vom Taktsynchronisationstyp aufgebaut und die zwei sind im Aufbau identisch mit Ausnahme daß die sie steuernden Taktsignalfrequenzen voneinander leicht unterschiedlich sind. Daher können die zwei Pseudozufallsignal-Erzeugungsmittel mittels gewöhnlicher Schaltkreise realisiert werden.
Der Betrieb der ersten Ausführungsform kann wie folgt ausgedrückt werden.
Angenommen, daß f&sub1; die Taktfrequenz des ersten Pseudozufallsignals wiedergibt und f&sub2; die Taktfrequenz des zweiten Pseudozufallsignals wiedergibt und daß die Muster dieser Pseudozufallsignale gleich sind. Hier sei angenommen, daß f&sub1; > f&sub2; ist.
Wenn TB die Periode wiedergibt, bei welcher ein Referenzsignal, welches durch Bestimmung einer Korrelation zwischen den gesendeten ersten Pseudozufallsignal und dem zweiten Pseudozufallsignal erzeugt wurde, seinen Maximumwerterreicht, so stimmt der Unterschied zwischen der Wellenanzahlen der ersten und zweiten Pseudozufallsignale, welche in der Periode TB enthalten sind, gerade mit der Wellenanzahl N einer Periode überein.
Mit anderen Worten, TB f&sub1;=TB f&sub2;+N
Durch Vereinfachung der obigen Gleichung ist die Periode TB gegeben durch die folgende Gleichung (1)
TB=N/(f&sub1;-f&sub2;) ... (1)
Mit anderen Worten wird die Periode TB, bei der das Referenzsignal den Maximumwert erreicht, mit einer Abnahme des Unterschieds zwischen den zwei Taktfrequenzen erhöht.
Dann, wenn TD den Zeitunterschied zwischen dem Zeitpunkt wiedergibt, bei dem das detektierte Signal, welches aus der Bestimmung der Korrelation zwischen dem Signal, welches vom ersten Pseudozufallsignal resultiert, welches gesendet, von einem zu detektierenden Ziel reflektiert und wiederum nach Verstreichen einer Ausbreitungszeit τ empfangen wurde, und dem zweiten Pseudozufallsignal erzeugt wurde, und dem Zeitpunkt, bei dem das Referenzsignal den Maximumwert erreicht, ist die Wellenanzahl des zweiten Pseudozufallsignals, welches während des Zeitunterschieds TD erzeugt wurde, kleiner als die Wellenanzahl des ersten Pseudozufallsignals, welches während TD durch die Wellenanzahl des ersten Pseudozufallsignals erzeugt wurde, welches während der Zeit τ erzeugt wurde, und man daher die folgende Gleichung erhält:
TD f&sub2; = TD f&sub1;-τ f&sub1;
Durch Vereinfachung der obigen GLeichnung ist der Zeitunterschied TD durch die folgende Gleichung (2) gegeben
TD = τ f&sub1;/(f&sub1;-f&sub2;) ... (2)
Mit anderen Worten, die Ausbreitungszeit τ wird in der Zeit f&sub1;/(f&sub1;-f&sub2;)-fach gedehnt oder mittels des langsamen TD gemessen. Aufgrund dieser Dehnung der gemessenen Zeit, kann das Entfernungsmeßverfahren und die Einrichtung gemäß der Erfindung grundsätzlich als für kurze Entfernungsmeßzwecke geeignet betrachtet werden.
Wenn v die Ausbreitungsgeschwindigkeit wiedergibt und x die Entfernung zu einem zu detektierenden Ziel wiedergibt, so ist die Ausbreitungszeit τ folgendermaßen gegeben:
τ = 2x/v
Und daher wird die folgende Gleichung (3) aus der Gleichung (2) erhalten
Durch Messen des Zeitunterschieds TD wird es möglich, die Entfernung x aus der Gleichung (3) zu messen.
Mit Bezugnahme auf das Blockdiagramm der Figur 3, welche die erste Ausführungsform der Erfindung zeigt, bezeichnen die Ziffern 101 und 102 Taktgeneratoren, 103 und 104 Sequenz-Signalgneratoren maximaler Länge 105 und 106 Multiplizierer, 107 einen Leistungsverstärker, 108 einen Empfangsverstärker, 109 eine Sendeantenne, 110 eine Empfangsantenne, 111 und 112 Tiefpaßfilter, 113 und 114 Maximumwertdetektoren, 115 einen Zeitabstandsmesser, und 116 ein zu detektierendes Ziel.
Ebenso werden die ersten Pseudozufallsignalerzeugungsmittel durch den Taktgenerator 101 und den Sequenz-Signalgnerator maximaler Länge 103 gebildet.
Die zweiten Pseudozufallsignal-Erzeugungsmittel werden durch den Taktgenerator 102 und den Sequenz-Signalgnerator maximaler Länge 104 gebildet.
Der Leistungsverstärker 107 und die Sendeantenne 109 bilden Mittel zum Senden des Ausgangssignals der ersten Pseudozufallsignal-Erzeugungsmittel zum Ziel 116.
Die Empfangsantenne 110 und der Empfangsverstärker 108 bilden Mittel zum Empfangen des vom Ziel 116 reflektierten Signals, um das empfangene Signal zu erhalten.
Die Zeitunterschiedmeßmittel werden durch die Tiefpaßfilter 111 und 112, die Maximumwert-Detektoren 113 und 114 und den Zeitabschnittsmesser 115 gebildet.
Mit Bezugnahme auf Figur 4, welche den Aufbau eines 7-Bit Sequenz-Signalgnerators maximaler Länge zeigt, bezeichnet die Ziffer 124 ein Schieberegister einer 7-stufigen Konfiguration, und 125 einen Exklusiv-Oder-Schaltkreis.
Fig. 5 ist ein Diagramm einer Ausgangssignalwellenform des Sequenzsignalgenerators maximaler Länge.
Fig. 6 zeigt eine Vielzahl von Wellenformen, die zur Erklärung des Betriebs der Ausführungsform aus Fig. 3 geeignet sind.
Der Betrieb der Ausführungsform wird nun mit Bezugnahme auf die Fig. 4 bis 6 beschrieben. Der Taktgenerator 101 erzeugt ein Taktsignal mit einer Frequenz f&sub1; und der Taktgenerator 102 erzeugt ein Taktsignal mit einer Frequenz f&sub2;. Ein Merkmal dieser Erfindung besteht darin, daß die Frequenz f&sub1; des ersten Taktsignals und die Frequenz f&sub2; des zweiten Taktsignals sehr nahe beieinander sind und der Frequenzunterschied sehr gering ist. Es wird nun eine Beschreibung in einem Fall gemacht, bei dem f&sub1;=100,004 MHz. f&sub2;=99,996 MHz und der Unterschied f&sub1;-f&sub2;=8 kHz ist. Die vom Taktgenerator 101 erzeugten Taktsignale mit der Frequenz f&sub1; werden als Synchronisations signale zur Erzeugung eines Sequenzsignal maximaler Länge an den Sequenzsignalgenerator maximaler Länge 103 zugeführt, und die vom Taktgenerator 102 erzeugten Taktsignale mit der Frequenz f&sub2; werden dem Sequenzsignalgenerator maximaler Länge 104 ähnlich zugeführt. Die Sequenzsignalgeneratoren maximaler Längeen 103 und 104 werden als eine Form der Pseudosignalerzeugungsmittel verwendet und anstelle der Sequenzsignalgeneratoren maximaler Länge können z. B. auch Baker-Code-Generatoren verwendet werden. Im Falle dieser Ausführungsform wird ein 7-Bit Sequenzcode maximaler Länge verwendet und sein Aufbau ist in Fig. 4 gezeigt.
Mit anderen Worten ist ein aus 7-stufigen Flip-Flops, die mit dem Taktsignal synchroniert sind, aufgebautes Schieberegister 124 vorgesehen, so daß die Ausgangssignale der Flip-Flops der sechsten Stufe und der siebten Stufe dem Flip-Flop der ersten Stufe über den Exklusiv-Oder-Schaltkreis 125 zugeführt werden und die Taktsignale, die nicht gezeigt sind, den jeweiligen Flip-Flop-Stufen zugeführt werden, wobei ein Ausgangssignal vom Flip-Flop der siebten Stufe erzeugt wird, um einen mit den Taktsignalen synchronisierten Sequenzcode maximaler Länge zu erzeugen. Der so erzeugte Sequenzcode maximaler Länge ist ein periodischer sich wiederholender Code, der aus einer Kombination der Zeichen "1" und "0" oder "+" und (-) aufgebaut ist, und in dieser Ausführungsform erzeugen die Zeichen "1" und "0" jeweils positive Spannungs- (+E) oder negative Spannungssignale (-E), wie in Fig. 5 gezeigt ist. Betreffend der Periode des Sequenzsignal maximaler Länges, welches in sich wiederholender Weise erzeugt wird, wird, da das Signal 7 Bits auweist, eine Periode nach der Erzeugung von N=2&sup7; - 1 = 127 Signalen abgeschlossen. Dann werden die gleichen Signale, wie bei der vorhergehenden Periode, erzeugt beginnend beim nächsten oder 128ten Signal und es wird bewirkt, daß diese Periode fortlaufend wiederkehrt. Da bei teilweiser Betrachtung das Sequenzsignal maximaler Länge ein Zufallssignal ist, wird es im allgemeinen als ein Signal zur Verwendung bei der Autokorrelationsfunktion verwendet und das Signal wird bei einem Impulskompressionsradar bei der Beschreibung einer herkömmlichen Einrichtung verwendet.
Die Sequenzsignalgeneratoren maximaler Länge 103 und 104 sind aus den identischen Schaltkreisen zur Erzeugung der Sequenzsignale maximaler Länge aufgebaut und der einzige Unterschied besteht darin, daß die Frequenzen f&sub1; und f&sub2; der eingespeisten Taktsignale leicht unterschiedlich voneinander sind. Zusätzlich kann ein Schieberegister mit einer Taktfrequenz von ungefähr 100 MHz z. B. leicht mit ECL (Emitter gekoppelter Logik) Elementen realisiert werden. Jeder der Sequenzsignalgeneratoren maximaler Länge 103 und 104 gibt wiederholend ein Sequenzsignal maximaler Länge M&sub1; oder M&sub2; aus, die für jede Periode aus 127 Spannungen +E und -E aufgebaut sind. Da sich die Frequenzen der Eingangstaktsignale leicht voneinander unterscheiden, unterscheidet sich folglich die Länge einer Periode leicht zwischen den Sequenzsignalen maximaler Länge M&sub1; und M&sub2;. Die Perioden der Sequenzsignale maximaler Länge M&sub1; und M&sub2; können wie folgt bestimmt werden: Die Periode von M&sub1;=127 x 1/100,004 MHz ÷ 1269,9492 ns und die Periode von M&sub2; =127 x 1/99,996 MHz ÷ 1270,0508 ns. Mit anderen Worten ist, während die Perioden der Sequenzsignale maximaler Länge M&sub1; und M&sub2; ungefähr 1270 ns (10&supmin;&sup9; Sekunden) ist, der Zeitunterschied dort ungefähr 0,1 ns zwischen den Perioden. Wenn die Sequenzsignale maximaler Länge M&sub1; und M&sub2; wiederholend erzeugt werden, so daß die Muster von zwei Signalen M&sub1; und M&sub2; zu einem bestimmten Zeitpunkt ta übereinstimmen, so ist daher eine Abweichung von 0,1 ns zwischen den zwei Signalen nach Verstreichen der Zeit einer Periode bewirkt und es wird eine Abweichung von 10 ns zwischen den zwei Signalen nach Verstreichen von 100 Perioden bewirkt. Da die Sequenzsignalgeneratoren maximaler Länge für eine Periode von 1270 ns 127 Signale erzeugen, ist daher die Zeitdauer eines Signals 10 ns. Das Auftreten einer Abweichnung von 10 ns zwischen den Sequenzsignalen maximaler Länge M&sub1; und M&sub2; bedeutet das Auftreten einer Abweichung entsprechend einem Sequenzsignal maximaler Länge. Diese Zeitabläufe sind in Fig. 6 gezeigt. Insbesondere wird in (a) in Fig. 6 gezeigt, daß das Ausgangsignal des Sequenzsignalgenerator maximaler Länges 104 für eine Periode 127 Signale umfaßt und seine Periode 1270 ns ist, und (b) zeigt, daß das Ausgangsignal M&sub2; des Sequenzsignalgenerator maximaler Länges 104 wiederkehrend von der - 100sten zur 300sten Periode erzeugt wird. Ebenso zeigt (c), daß das Ausgangsignal M&sub1; des Sequenzsignalgenerator maximaler Länge 103 um 0,1 ns für eine Periode und um 10 ns für 100 Perioden kürzer ist im Vergleich zum Ausgangsignal M&sub2; des Sequenzsignalgenerators maximaler Länge 104 und daß dadurch zum Zeitpunkt ta, wenn die Sequenzsignale maximaler Länge M&sub1; und M&sub2; in Synchronisation kommen, bewirkt wird, daß die zwei Signale im Muster übereinstimmen. Nachdem die Muster der Sequenzsignale maximaler Länge M&sub1; und M&sub2; zum Zeitpunkt ta übereinstimmen, wird die Abweichung also wieder allmählich erhöht, so daß die Muster der zwei Signale wieder nach Verstreichen einer gegebenen Zeit TB übereinstimmen.Wenn die Sequenzsignale maximaler Länge M&sub1; und M&sub2; in Synchronisation kommen, so daß die Muster der zwei Signale übereinstimmen, wird das Korrelationsausgangsignal der zwei Signale maximal und die Berechnung dieser Korrelation wird durch den Multiplizierer 105 durchgeführt, der später beschrieben wird. Im Falle dieser Ausführungsform kann die Periode TB während der das Maximum-Korrelationsausgangsignal erhalten wird, ebenso als TB=15,875 ms durch Substitution der Wellenanzahl N=127 für eine Periode der Sequenzsignale maximaler Länge, der Frequenz f&sub1;=100,004 MHz und f&sub2;=99,996 MHz in der zuvor erwähnten Gleichung (1) berechnet werden.
Die Sequenzsignale maximaler Länge M&sub1; und M&sub2;, die jeweils von den Sequenzsignalgeneratoren maximaler Länge 103 und 104 erzeugt wurden, werden jedes in zwei Wege verzweigt, so daß ein Signal dem Multiplizierer 105 zugeführt wird. Die Multiplizierer 105 und 106 sind jeder z. B. aus einem Breitband Ringmischer (DBM=double balanced mixer) aufgebaut und es wird die Multiplikation zur Bestimmung des Korrelationausgangsignals der zwei Sequenzsignale maximaler Länge durchgeführt. Die Sequenzsignale maximaler Länge weisen wie zuvor erwähnt positive und negative Spannungssignale auf, so daß das Multiplikationsergebnis bei gleichen Vorzeichen in einer positiven Spannung resultiert und das Multiplikationsergebnis bei unterschiedlichen Vorzeichen in einer negtiven Spannung resultiert, wodurch positive und negative Spannungssignale jeweils am Ausgang des Multiplizierer 105 und 106 erzeugt werden. Daher besteht das Ausgangsignal des Multiplizierers 105 aus einer positiven Gleichspannung oder einem positiven Spannungsimpuls ungefähr zum Zeitpunkt ta, bei dem die Muster der Sequenzsignale maximaler Länge M&sub1; und M&sub2; übereinstimmen. Dennoch unterscheiden sich die Perioden der Sequenzsignale maximaler Länge M&sub1; und M&sub2; leicht, so daß eine Abweichung von 0,1 ns zwischen den zwei Signalen jedesmal auftritt, wenn die Zeit einer Periode verstreicht, Daher gibt es, bei Verstreichen von 100 Perioden vom Zeitpunkt ta an, eine Abweichung von 10 ns oder eine Abweichung entsprechend einem Signalzeitabschnitt zwischen den Sequenzsignalen maximaler Länge M&sub1; und M&sub2;. Unter dieser Bedingung gibt ist nicht länger irgendeine Korrelation zwischen den Signalen und es wird eine Folge positiver und negativer Impulssignale zufällig am Ausgang des Multiplizierers 105 erzeugt. Diese Ausgangswellenform des Multiplizierers 105 ist in (e) von Fig. 6 gezeigt. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 105 wird dem Tiefpaßfilter 111 zugeführt, welches wiederum das Signal in ein Gleichspannungssignal umwandelt. Jedes der Tiefpaßfilter 111 und 112 hat eine Grenzfrequenz fc und dient der Funktion der Abschwächung der Eingangselemente, welche Elemente mit höherer Frequenz als die Grenzfrequenz fc sind und das Eingangssignal glätten. Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 111 erreicht den Maximumwert zum Zeitpunkt ta, bei dem die Muster der Sequenzsignale maximaler Länge M&sub1; und M&sub2; übereinstimmen und es erreicht den Minimalwert zum Zeitpunkt, bei dem das Sequenzsignal maximaler Länge M&sub2; vom Zeitpunkt ta um ungefähr 100 Perioden verschoben ist, das heißt zum Zeitpunkt ta ± 127 us. Dann nimmt das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 111 die Form eines Dreiecksspannungssignals an, welches linear vom Maximalwert oder Scheitelpunkt auf beiden Seiten zum Minimalwert abfällt. Diese Ausgangssignalwellenform des Tiefpaßfilters 111 ist in (f) in Fig. 6 gezeigt. Ebenso wird, wie zuvor erwähnt, dieses Dreiecksspannungssignal mit der Periode TB = 15,875 ms erzeugt, wobei bei dieser Periode die zwei Sequenzsignale maximaler Länge in Synchronisation kommen. Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 111 wird dem Maximumwertdetektor 113 zugeführt. Jeder der Maximumwertdetektoren 113 und 114 hat eine Funktion zur Detektion des Maximumwerts des Dreiecksspannungsignals, welches vom Tiefpaßfilter 113 oder 114 zugeführt wird oder der Spannung am Scheitelpunkt des Dreiecksund zur Erzeugung eines Einzelimpulssignals zum Zeitpunkt der Detektion des Maximumspannungswerts. Das Verfahren zur Detektion des Zeitpunkts der Erzeugung der Maximumspannung kann zum Beispiel eines sein, welches einen A/D-Wandler und einen digitalen Datenvergleicher vorsieht, schrittweise ein analoges Dreieckseingangssignal durch Hochgeschwindigkeitsabtastsignale umwandelt, fortlaufend die durch das vorstehende Abtastsignal erzielten Digitaldaten mit den durch das momentane Abtastsignal erhaltenen Digitaldaten auf die relative Größe durch den digitalen Datenvergleicher vergleicht und den Zeitpunkt des Wechsels des Eingangssignals vom Ansteigen zum Abfallen bezüglich der Zeit detektiert. Dieselbe Funktion kann durch schrittweises Vergleichen der ähnlich abgetasteten Analogsignale erreicht werden. Es ist zu bemerken, daß dort wo die Gefahr des Auftretens kleiner Spitzenwerte aufgrund von Rauschen oder dergleichen besteht, es notwendig ist, einen Schwellwert einzuführen, so daß die Detektion des Spitzenwerts nur bei denjenigen Signalen, welche den Schwellwert ünberschreiten, durchgeführt wird. Der Maximumwertdetektor 113 führt dem Zeitabschnittsmesser 115 einen Ausgangsimpuls als ein Startsignal für die Zeitmessung zum Zeitpunkt ta der Maximumwertdetektion des Eingangssignals zu. Wenn das Startsignal für die Zeitmessung oder eine Referenzzeit vom Maximumwertdetektor 113 zugeführt wird, beginnt der Zeitabschnittmesser 115 die Zeitmessung. Diese Bedingung ist in (i) und (k) von Fig. 6 gezeigt. Vom Sequenzsignal maximaler Länge M&sub1;, das vom Sequenzsignalgenerator maximaler Länge 103 erzeugt wird, und in zwei Zweige abgezweigt wird, wird das andere Sequenzsignal maximaler Länge M&sub1; dem Leistungsverstärker 107 zugeführt, so daß die Ausgangsleistung auf z. B. ungefähr 20 mW verstärkt wird. Das Sequenzausgangssignalsignal maximaler Länge des Leistungsverstärkers 107 wird der Sendeantenne 109 zugeführt. Die Sendeantenne 109 strahlt die elektromagnetische Welle des Sequenzsignals maximaler Länge in ein Ausbreitungsmedium aus. Die abgestrahlte elektromagnetische Welle wird vom Ziel 116 reflektiert, dessen Leitfähigkeit oder dielektrische Konstante unterschiedlich vom Wert des Ausbreitungsmedium ist und wird dann von der Empfangsantenne 110 detektiert. Das derartig durch die Empfangsantenne 110 detektierte reflektierte Signal wird dem Empfangsverstärker 108 zugeführt, so daß die Verstärkung und Wellenformregenerierung des Signals durchgeführt wird. Das Ausgangssignal M&sub1;' des Empfangsverstärkers 108 ist das gleiche wie das Signal, welches durch die Ausbreitungszeit des Sequenzsignals maximaler Länge M&sub1; verzögert wurde, das als elektromagnetische Welle von der Sendeantenne 109 ausgestrahlt wurde, die Entfernung zum Ziel 116 hin- und zurücklegt und dann die Empfangsantenne 110 erreicht.
Genau genommen können diese konstanten Verzögerungszeiten, wobei die konstanten Verzögerungszeiten im Leistungsverstärker 107, dem Signalverstärker 108, usw. enthalten sind, vom Gesichtspunkt der Messung eliminiert werden, z. B. durch das Verfahren zur Eliminierung dieser konstanten Verzögerungszeiten in der Stufe der Berechnung der Messung oder durch das Verfahren zum Zuführen des Ausgangssignals M&sub1; vom Sequenzsignalgenerator maximaler Länge 103 durch einen Verzögerungsschaltkreis mit der gleichen Verzögerungszeit. Auf diese Art wird das Sequenzsignal maximaler Länge M&sub1;' mit der Verzögerungszeit, die proportional zur Entfernung der Sende- und Empfangsantennen 109 und 110 zum Ziel 116 ist, vom Empfangsverstärker 108 erzeugt und einem Eingang des Multiplizierers 106 zugeführt.
Es sei angenommen, daß das Ziel 116 in der Luft in einer Entfernung von 3 Metern jeweils von der Sende- und Empfangsantenne 109 und 110 vorliegt. Da die elektromagnetische Welle 20 ns benötigt um sich in der Luft auszubreiten und die Entfernung von 3 Metern hin- und zurückzulegen, wird das vom Empfangsverstärker erzeugte Sequenzsignal maximaler Länge M&sub1;' um 20 ns gegenüber dem vom Sequenzsignalgenerator maximaler Länge erzeugten Sequenzsignal maximaler Länge M&sub1; verzögert. Diese Bedingung ist in (d) von Fig. 6 gezeigt. Ebenso wird, vom Sequenzsignal maximaler Länge M&sub2;, welches vom Sequenzsignalgenerator maximaler Länge 104 erzeugt wird und in zwei Zweige abgezweigt wird, das andere Sequenzsignal maximaler Länge M&sub2; dem anderen Eingang des Multiplizierers 106 zugeführt. Die Multiplikation der Sequenzsignale maximaler Länge M&sub1;' und M&sub2; wird in gleicher Weise wie beim Multiplizierer 105 durchgeführt. Der Multiplizierer 106 führt das Multiplikationsergebnis der Sequenzsignale maximaler Länge M&sub1;' und M&sub2; dem Tiefpaßfilter 112 zu. Das Tiefpaßfilter 112 erzeugt ein Dreieckspannungssignal, dessen Scheitelpunkt mit dem Zeitpunkt übereinstimmt, bei dem die Muster der zwei Signale M&sub1;' und M&sub2; übereinstimmen und dieses Spannungssignal wird dem Maximumwertdetektor 114 zugeführt. Die vorhergehende Operation ist mit der in Verbindung mit dem Multiplizierer 105 und dem Tiefpaßfilter 111 beschriebenen Operation identisch. Der einzige Unterschied ist der Zeitmoment, bei dem die Muster der Sequenzsignale maximaler Länge M&sub1;' und M&sub2; übereinstimmen. Da das Sequenzsignal maximaler Länge M&sub1;' um 20 ns vom Sequenzsignal maximaler Länge M&sub1; verzögert ist und da die Periode des Sequenzsignals maximaler Länge M&sub1;' kürzer ist, stimmen die Muster der zwei Sequenzsignale maximaler Länge M&sub1;' und M&sub1; zum Zeitpunkt tb überein, welcher vom Zeitpunkt ta um 200 Perioden des Sequenzsignals maximaler Länge M&sub2; verzögert ist. Da eine Periode des Sequenzsignals maximaler Länge M&sub2; 1/27 us beträgt, summieren sich 200 Perioden zu 1,27 us x 200 = 254 us und der Zeitpunkt tb liegt zu einem Zeitpunkt vor, der dem Zeitpunkt ta um 254 us nacheilt. Der Maximumdetektor 114 erzeugt einen Ausgangsimpuls, wenn er den Maximumwert der zugeführten Dreieckspannung detektiert und dieser Ausgangsimpuls wird selbstverständlich zum Zeitpunkt tb erzeugt. Der Betrieb des Maximumwertdetektors 114 ist dergleiche wie beim zuvor erwähnten Maximumwertdetektor 113 und der zu diesem Zeitpunkt erzeugte Ausgangsimpuls wird als ein Stopsignal für die Zeitmessung dem Zeitabschnittmesser 115 zugeführt. Der Zeitabschnittmesser 115 mißt den Zeitabschnitt zwischen dem Zeitpunkt ta, bei dem das Startsignal für die Zeitmessung zugeführt wird, und dem Zeitpunkt tb, bei dem das Stopsignal für die Zeitmessung zugeführt wird. In dieser Ausführungsform werden die zuvor erwähnten 254 us als Ergebnis der Messung erhalten. Das Zeitmeßverfahren kann z. B. ein normales Verfahren sein, welches ein Zeittor für den Startzeitpunkt der Messung bis zum Stopzeitpunkt vorsieht und die Anzahl der Taktsignale während des Zeittors zählt. Die vom Zeitabschnittmesser 115 gemessene Zeit ist proportional zur Entfernung der Sende- und Empfangsantennen der vorliegenden Einrichtung zum Ziel. Mit anderen Worten entsprechen die zuvor erwähnten 254 us der Entfernung von 3 Metern und 2540 us entsprechen einer Entfernung von 30 Metern. Daher wird es, durch Messung einer derartigen Zeit, möglich, die Entfernung zu einem zu detektierenden Ziel zu messen. Zusätzlich unterscheidet sich die vorliegende Erfindung vom normalen Radarsystem darin, daß die Zeit, welche proportional zur Entfernung ist, berächtlich gedehnt wird. Mit anderen Worten heißt das, um die Entfernung von 3 Metern mit einem normalen Radar zu messen, die Zeit von 20 ns (20 x 10&supmin;&sup9; Sekunden) zu messen. In Übereinstimmung mit der Erfindung heißt es jedoch die Zeit von 254 us (254 x 10&supmin;&sup6; Sekunden) zu messen, um die Entfernung von 3 Metern zu messen. Das Dehnungsverhältnis der gemessenen Zeit wird durch Ersetzen der Frequenz f&sub1;=100,004 MHz und f&sub2;=99.996 MHz in die zuvor erwähnte Gleichung (2) berechnet, wobei die folgende Gleichung (4) erhalten wird
TD=12500 τ ... (4)
Mit anderen Worten wird die Zeit 12500-fach in der Zeitbasis gedehnt und es ist lediglich notwendig ein sehr langsames Signal zu messen. Daher hat das Radarsystem gemäß der Erfindung die hervorragenden Eigenschaften, daß die Genauigkeit von kurzen Entfernungsmessungen verbessert wird und die Einrichtung einfach mit kostengünstigen langsamen Elementen aufgebaut werden kann. Die Zeitmessung durch den Zeitabschnittsmesser 115 wird aufgrund des Zuführens jedes Zeitmeßstartsignals mit der zuvor erwähnten Periode von 15.875 ms durchgeführt. Daher kann, wo das Ziel bewegt wird, ein Entfernungswechsel von den Sende- und Empfangsantennen zum Ziel bei Zeitabschnitten von 15,875 ms detektiert werden. Ebenso stimmen, bei der Zeitmessung gemäß der Ausführungsform, 15,815 ms mit einer Entfernung von ungefähr 188 Metern überein. Während die maximal zu detektierende Entfernung von 188 Metern bei derartigen Anwendungen wie der normalen Suche im Untergrund, bei Auswahl passender Taktfrequenzen f&sub1; und f&sub2;, ausreichend ist, ist es möglich, das Dehnungsverhältnis in der Zeitbasis und die maximal zu detektierende Entfernung zu ändern.
Mit Bezugnahme auf Figur 7, wird dort ein Blockdiagramm für eine Ausführungsform des Taktgenerators dargestellt. In der Figur bezeichnet die Ziffer 126 einen Quarzoszillator mit einer Frequenz von 3 MHz. 127-1, 127-2 und 127-3 Mischer, wobei jeder angepaßt ist, zwei Signale mit den Frequenzen fA und fB zu mischen, um ein Signal mit der Summenfrequenz fA+fB und ein Signal mit der Differenzfrequenz fA-fB zu erzeugen, 128-1 einen Oszillator mit der Frequenz von 4 kHz, 128-2 einen Oszillator mit der Frequenz von 97 MHz, und 129-1, 129-2, 129-3 und 129-4 Bandpaßfilter jeweils mit ausgewählten Durchlaßfrequenzen von 3,004 MHz, 2.996 MHz, 100.004 MHz und 99,996 MHz.
Es wird nun der Betrieb des Taktgenerators von Fig. 7 beschrieben. Der Quarzoszillator 126 erzeugt ein 3 MHz-Signal und der Oszillator 128-1 erzeugt ein 4 kHz-Signal. Diese Signale werden durch die Mischer 127-1 gemischt, welche z. B. einen Ringmodulator aufweisen, wodurch zwei Signale von 3,004 MHz und 2.996 MHz erzeugt werden. Von den Ausgangssignalen des Mischers 127-1 wird das 3,004 MHz-Signal dem Mischer 127-2 durch das Bandpaßfilter 129-1 zugeführt und das 2,996 MHz-Signal wird dem Mischer 127-3 über das Bandpaßfilter 129-2 zugeführt. Der Mischer 127-2 mischt das 3,004 MHz-Signal und das 97 MHz-Signal, das vom Oszillator 128-2 zugeführt wird, um deren Summen- und Differenzsignale zu erzeugen, von denen das Summensignal oder 100,004 MHz- Signal durch das Bandpaßfilter 129-3 geführt wird und als eine Taktfrequenz f&sub1; erzeugt wird. Ähnlich mischt der Mischer 127-3 das 2,996 MHz-Signal und das 97 MHz-Signal, welches vom Oszillator 128-2 zugeführt wird, um seine Ausgangssignale zu erzeugen, von denen das Summensignal oder 99.996 MHz-Signal durch den Bandpaßfilter 129-4 geführt wird und als eine Taktfrequenz f&sub2; erzeugt wird. Mittels diesem Aufbau wird der Unterschied zwischen den Taktfrequenzen f&sub1; und f&sub2; genau auf 8 kHz gehalten. In Übereinstimmung mit der Erfindung werden die zwei Taktfrequenzen f&sub1; und f&sub2; verwendet, um zwei Pseudozufallsignale zu erzeugen und die Messung durch Verwendung des Periodenunterschieds zwischen den Pseudozufallsignalen ausgeführt. Daher ist es wichtig, den Unterschied zwischen den Taktfrequenzen zur Verbesserung der Meßgenauigkeit genau aufrechtzuerhalten. Resultierend kann ein Taktsignalgenerator, der fähig ist diese Frequenzunterschiedskonstante aufrechtzuhalten, durch Verwendung derartiger Techniken wie z. B. der PLL (Phasenregelkreis = phase locked loop) aufgebaut werden.
Mit Bezugnahme auf Fig. 8, wird nun dort ein Blockdiagramm einer Bildschirmeinrichtung zur Darstellung eines detektierten Signals gemäß der Erfindung in Form eines Bilds dargestellt. In der Figur bezeichnen die Ziffern 105, 106, 111 und 112 die gleichen Bauteile wie in Fig. 1 gezeigt. Die Ziffer 130 bezeichnet die Bildschirmeinrichtung, die einen Bildwandler 131 und eine Anzeigeeinheit 132 beinhaltet. Der Bildwandler 131 verwendet das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 111 als ein Referenzsignal zur Entfernungsmessung und das Ausgangssignal vom Tiefpaßfilter 112 als ein detektiertes Signal. Durch Verwendung des Zeitabschnitts zwischen dem Referenzsignal und dem detektieten Signal als die Positionsinformation der zugehörigen Entfernung, wird das detektierte Signal als ein dunkles oder helles Bildsignal in Übereinstimmung mit der empfangenen Intensität angezeigt. Wenn die Sende- und Empfangsantennen bewegt werden, wird als Antwort auf die bewegte Entfernung die Abtaststartposition auf dem CRT-Schirm bewegt. In Hinblick darauf hebt die Einrichtung hervor, daß das detektierte Signal genügend langsam in der Geschwindigkeit ist und es direkt dem Bildwandler ohne jede Abtastvorrichtung, wie im gewöhnlichen Fall, zugeführt werden kann.
Fig. 9 ist ein Diagramm. das die Bilddarstellung eines detektierten Signals gemäß der Erfindung zeigt. Die Figur zeigt ein Beispiel einer Bilddarstellung eines von einem Untergrundobjekt detektierten Signals, z. B. einer Plastikröhre in einer Tiefe von 3 Metern. In der Figur gibt die Abszisse die Bewegungsentfernung der Sende- und Empfangsantennen wieder, welche in einer Richtung, die die Röhre kreuzt, bewegt werden, und die Ordinate gibt die detektierte Entfernung wieder. Ebenso wird die Intensität eines detektierten Signals in Form der Stärke von Licht oder Schatten angezeigt. In der Figur zeigt der obere Teil einer halbkreisförmigen Wellenformanzeige, die sich nach unten öffnet, die detektierte Röhre an. Dieses Bild mit der halbkreisförmigen Form ist durch die ungenügenden Richtwirkungen der Sende- und Empfangsantennen bedingt und dies wirft kein Problem aus Sicht der praktischen Röhrendetektion auf. Wenn die von der Erdoberfläche reflektierte Welle stark ist und die vom Ziel zu detektierende reflektierte Welle schwach ist, ist ebenso das Verfahren des getrennten Bewegens der Sendeantenne und der Empfangsantenne wirksam, um die Reflektion der Erdoberfläche zu reduzieren. Die vorliegende Erfindung ist ebenso für die Untergrundvermessung wie z B. der Geo-Tomographie verfügbar, welche Borlochantennen verwendet, die jeweils in zwei Borungen betrieben werden und zusätzlich zu den in der Erde reflektierten Wellen durch die Erde gesendete elektromagnetische Wellen detektieren.
Während die Ausführungsform der Erfindung beschrieben worden ist, wie sie beim Untergrund- oder Unterwassersuchradar angewandt wird, ist die vorleigende Erfindung auch bei Entfernungsmessung mittels TDR (time domain reflector = Gleichstromimpuls-Reflektor) anwendbar. Die TDR ist eine Technik, die im allgemeinen zum Zweck der Detektion fehlerhafter Positionen von einer elektrischen Leitung oder dergleichen verwendet wird und es wird ein elektrischer Impuls in Form eines Einzelimpulses oder eines treppenförmigen Impulses an einem Ende einer elektrischen Leitung eingespeist. Dadurch breitet sich der elektrische Impuls aus und wandert durch die Leitung, so daß er zum Signaleingangsende dadurch wiederkehrt, daß er von der Position der geänderten charakteristischen Impedanz, z.B. aufgrund der Unterbrechung oder des Kurzschlusses der Leitung, reflektiert wird. Die Lage der geänderten charakteristischen Impedanz wird gemäß dem Zeitabschnitt zwischen dem Zeitpunkt des Zuführen des elektrischen Impulses und dem Zeitpunkt der Detektion des reflektierten Signals und der Ausbreitungsgeschwindigkeit des eingespeisten elektrischen Signals in die Leitung detektiert. Die TDR kann ebenso zur Detektion von einem fehlerhaften Punkt in einer Lichtleitfaser mittels eines Lichtimpulses gemäß dem gleichen Prinzip verwendet werden. Durch Verwendung der Pseudozufallsignale gemäß der Erfindung anstelle des Zuführens des elektrischen Impulssignals an die TDR, kann der geänderte charakteristische Impedanzpunkt der ähnlich gemäß dem Zeitabschnit zwischen dem Detektionszeitpunkt des Startsignals für die Zeitmessung und dem Zeitpunkt, wenn das maximale Korrelationsausgangssignal zwischen dem reflektierten Pseudozufallsignal und dem Referenzpseudozufallssignal und die Ausbreitungsgeschwindigkeit des eingespeisten elektrischen Signals in die Leitung erhalten wird, detektiert wird . Dieses Verfahren weist das Merkmal auf, daß, auch wenn irgendein Rauschen in die reflektierte Welle eintritt, nicht bewirkt wird, daß der Korrelator aufgrund des Rauschens fehlerhaft arbeitet, wodurch eine stabile Messung gesichert wird. Das Entfernungsmeßverfahren und die Einrichtung gemäß der zweiten Ausführungsform unterscheiden sich prinzipiell vom Enterfnungsmeßverfahren und der Einrichtung gemäß der ersten Ausführungsform darin, daß anstelle des direkten Sendens eines Pseudozufallsignals ein im Spektrum gespreiztes Signal, welches durch Phasenmodulation einer Trägerwelle (z B. einer X-Band-Welle mit einer Frequenz von ungefähr 10 GHz) erhalten wird, durch das erste Pseudozufallsignal zu einem zu detektierenden Ziel gesendet wird und daß nach der Korrelationsberechnung zwischen der empfangenen Welle und einem zweiten Pseudozufallsignal, die empfangene Welle einer kohärenten Detektion durch kohärente Detektionsmittel unterzogen wird. Das Verfahren zum Anwenden derartiger Trägerwellen hat den Zweck der Aufgabe der zweiten Ausführungsform nachzukommen. das heißt, es einem Meßverfahren anzupassen, bei dem eine elektromagnetische Welle in der Luft ausgebreitet wird, um den Schlackenpegel oder Pegel geschmolzenen Stahls in einem Schmelzreduktionsofen, Konverter oder dergleichen zu messen.
Gemäß dem Entfernungsmeßverfahren und der Einrichtung der zweiten Ausführungsform, werden das erste Pseudozufallsignal und das zweite Pseudozufallsignal, welches im Muster identisch aber in der Frequenz leicht unterschiedlich vom ersten Pseudozufallsignal ist, jeweils von den ersten und zweiten Pseudozufallsignalerzeugungsmitteln erzeugt und , nach der Phasenmodulation einer Trägerwelle durch das erste Pseudozufallsignal, wird das resultierende im Spektrum gespreizte Signal durch die Sendemittel in Richtung eines zu detektierenden Ziels gesendet und ein zweiter Multiplizierer führt die Multiplikation eines empfangenen Signals, welches durch Empfangen der vom Ziel reflectierten Welle erhalten wird, und des zweiten Pseudozufallsignals aus. Wenn dann die Bedingung der Gleichphasigkeit zwischen der modulierten Phase der empfangenen Signalphase moduliert mit dem ersten Pseudozufallsignal und der Phase des zweiten Pseudozufallsignals erfüllt ist, ist das Multiplikationsergebnis, welches als ein Ausgangssignal des ersten Multiplizierers erhalten wird, die gleichphasige Trägerwelle und sie wird der Synchronisationsdetektion durch die folgenden kohärenten Detektionsmittel unterzogen. Dieses detektierte Ausgangssignal wird als ein impulsähnliches Zieldetektionssignal durch Detektionssignalerzeugungsmittel erzeugt, welche ein Paar Tiefpaßfilter, ein Paar Quadriervorrichtungen und einen Addierer aufweisen.
Dennoch sind, während die ersten und zweiten Pseudozufallsignale Codes mit gleichem Muster sind, die Signalerzeugungsmittel leicht unterschiedlich in der Frequenz mit dem Ergebnis, daß wenn sie zum Zeitpunkt starten, bei dem die zwei Signale gleichphasig sind (d.h. das Korrelationsausgangssignal zwischen den zwei Signalen ein maximum erreicht), die Phasen mit Verstreichen der Zeit voneinander abweichen, so daß dort nicht länger irgendeine Korrelation zwischen den zwei Pseudozufallsignalen vorliegt, wenn die Phasenabweichung größer als ein Code wird. Unter dieser Bedingung wird die Phase der Trägerwelle, die als Ergebnis der Multiplikation des empfangenen Signals und des zweiten Pseudozufallsignal erhalten wird, zufällig und das Frequenzband der Trägerwelle wird durch den Tiefpaßfilter begrenzt, durch welchen es nach der Synchronisationsdetektion mittels der kohärenten Detektionsmittel läuft. Daher wird kein Zieldetektionssignal erzeugt.
Wenn dann die Zeit weiter verstreicht, so daß die Phasenabweichung zwischen den ersten und zweiten Pseudozufallsignalen sich genau auf eine Periode von einem der Pseudozufallsignale summiert, wird wiederum die Gleichphasigkeitsbedingung erreicht und das Korrelationsausgangssignal der zwei Signale erreicht ein Maximum, wobei wiederum ein impulsähnliches Zieldetektionssignal durch die kohärenten Detektionsmittel und die Detektionssignalerzeugungsmittel erzeugt wird. Resultierend wiederholt sich dieses Phänomen in Abständen einer gegebenen Zeit und es wird ein periodisches impulsähnliches Signal als ein detektiertes Zielsignal erzeugt.
Andererseits ist es notwendig eine Referenzzeit für die Zeitabschnittsmessung zwischen der Referenzzeit eines Zieldetektionssignals vom empfangenen Signal einzuführen und das erforderliche Zeitreferenzsignal wird folgendermaßen erzeugt. Dieses Zeitreferenzsignal wird als ein impulsähnliches Signal mit der gleichen Periode wie das Zieldetektionssignal durch direktes Multiplizieren des ersten und zweiten Pseudozufallsignals durch einen ersten Multiplizierer erzeugt und durch Extrahieren des Multiplikationsergebnisses oder des Zeitsequenzmusters durch ein Tiefpaßfilter.
Da der Zeitabschnitt zwischen den Zeitpunkt der Erzeugung des Zeitreferenzsignals und dem Zeitpunkt der Erzeugung des Zieldetektionssignals, das aus dem empfangenen Signal abgeleitet wird, einen gedehnten Wert der Ausbreitungszeit der elektromagnetischen Welle wiedergibt, um zwischen den Sende- und Empfangsantennen und dem Ziel vor und zurückzugehen, wird daher der Zeitabschnitt zwischen den zwei Signalen in die Entfernung zwischen den Sende- und Empfangsantennen und dem Ziel umgewandelt.
Die theoretischen Ausdrücke der ersten Ausführungsform können als diejenigen theoretischen Ausdrücke bezüglich der Operationszeiten der zweiten Ausführungsform verwendet werden. Der Grund ist, daß die zweite Ausführungsform in der Zeit mit den gleichen Zeitpunkten wie in der ersten Ausführungsform arbeitet, mit Ausnahme, daß in der zweiten Ausführungsform das Signal der modulierten Trägerwelle gesendet wird und das empfangene Signal der kohärenten Detektion nach der Korrelationsberechnung unterzogen wird. Mit anderen Worten ist es möglich, die Gleichung (1) für eine Periode TB anzuwenden, bei der ein Referenzsignal erzeugt wird, Gleichung (2) für eine gemessene Zeit TD und Gleichung (3) für die Berechnung der Entfernung x zu einem zu detektierenden Ziel.
Bei der Entfernungsmeßeinrichtung gemäß der zweiten Ausführungsform führen die kohärenten Detektionsmittel der Trägerwelle die Operation der Extraktion eines Teils des Ausgangssignals der Sendeträgerwellenerzeugungsmittel durch einen ersten Verteiler, die Umwandlung des extrahierten Ausgangssignals in eine gleichphasige Komponente 1 und eine quadrierte Komponente Q, das Teilen der Trägerwelle, die vom weiten Multiplizierer erzeugt wurde, in Signale R&sub1; und R&sub2; durch einen zweiten Vereiler, und Erzeugen des als orthogonale Detektionssignale eines Produkts I R&sub1; der Multiplikation der Signale I und R&sub1; durch einen dritten Multiplizierer und eines Produkts Q R&sub2; der Multiplikation der Signale Q und R&sub2; durch einen vierten Mulziplizierer durch.
Bei einer Entfernungseinrichtung gemäß der zweiten Ausführungsform, sind die Zeitunterschiedmeßmittel für die Zeitsequenzmuster des Produkts durch den ersten Multiplizierer und die Zeitsequenzmuster der orthogonalen Detektionssignale derart ausgebildet, daß ein Zeitabschnittzeitgeber den Abschnitt der Zeit zwischen dem Erzeugungszeitpunkt des Maximumwerts eines impulsähnlichen Referenzsignals, das durch Unterziehen des Ausgangssignals des ersten Multiplizierers einer Bandbegrenzung durch den ersten Tiefpaßfilter erhalten wird, und dem Erzeugungszeitpunkt des Maximalwerts eines impulsähnlichen Detektionssignals mißt, welches durch Unterziehen der Produkte I R&sub1; und Q R&sub2; der dritten und vierten Multiplizierer einer Bandbegrenzung durch die zweiten und dritten Tiefpaßfilter, Quadrieren der resultierenden Signale durch ein Paar von Quadriervorrichtungen und Erhalten der Summe der resultierenden quadrierten Werte durch einen Addierer erhalten wird.
Die Entfernungsmeßeinrichtung gemäß der zweiten Ausführungsform wird derart verwendet, daß nachdem die Einrichtung auf einem Schmelzreduktionsofen, einem Konverter oder einem Hochofen angeordnet wurde, die Sende- und Empfangsantennen in den Ofen durch Hohlleiter eingesetzt werden und das Senden und der Empfang einer elektromagnetischen Welle bewirkt wird, wobei die Messung des Pegels wie z.B. des Schlackenpegels, Pegels geschmolzenen Stahls oder des Pegels von angefülltem Rohmaterial erwirkt wird.
Mit Bezugnahme auf das Blockdiagramm aus Fig. 10, welches ein Beispiel einer Entfernungsmeßeinrichtung gemäß der zweiten Ausführungsform zeigt, bezeichnen die Ziffern 203 und 204 Pseudozufallszahlengeneratoren, und 205 bis 209 Multiplizierer, wobei jeder z.B. aus einem Ringmischer aufgebaut ist. Die Ziffern 210 bis 212 bezeichnen Tiefpaßfilter 213 und 214 Verteiler, 215 und 216 Quadriervorrichtungen, 217 einen Addierer, 218 einen Zeitabschnittsmesser, 219 einen Trägeroszillator, 220 einen Hybriderichtungskoppler, 221 einen Sender, 222 einen Empfänger, 223 eine Sendeantenne, 224 eine Empfangsantenne, und 225 ein Ziel.
Fig. 11 zeigt eine Vielzahl von Wellenformen, die zur Erklärung des Betriebs der in Fig. 10 gezeigten Einrichtung geeignet sind.
Der Betrieb der Einrichtung aus Fig. 10 wird nun mit Bezugnahme auf Fig. 11 beschrieben. Die Sequenzsignalgeneratoren maximaler Länge 103 und 104 aus Fig. 3 können jeweils anstelle der Pseudozufallsignalgeneratoren als solche verwendet werden. Daher werden, in der Beschreibung der Fig. 10, die Pseudozufallsignalgeneratoren 203 und 204 als derart angepaßt erklärt, daß sie jeweils die 7-Bit Sequenzsignale maximaler Länge M&sub1; und M&sub2; erzeugen. Dennoch können zusätzlich zu den Sequenzsignalen maximaler Länge, Gold-Sequenzsignale, JPL-Sequenzsignale oder ähnliche als Pseudozufallsignale verwendet werden. Während, ähnlich den Taktgeneratoren 101 und 102 aus Fig. 3, die Taktgeneratoren 201 und 202 jeweils einen Quarzoszillator beinhalten, um Taktsignale mit einer genügend stabilen Frequenz zu erzeugen, sind deren erzeugte Frequenzen leicht unterschiedlich voneinander. Daher sei angenommen, auch im Fall der Fig. 10, daß die erzeugten Frequenzen f&sub1; des Taktgenerators 201 gleich 100,004 MHz und die erzeugte Frequenz f&sub2; des Taktgenerators 202 gleich 99.996 MHz ist und das der Frequenzunterschied gleich f&sub1;-f&sub2;=8 kHz ist. Die Taktsignale f&sub1; und f&sub2; der Taktgeneratoren 201 und 202 werden jeweils den Pseudozufallsignalgeneratoren 203 und 204 zugeführt. Während dort ein leichter Unterschied in der Länge einer Periode zwischen den Pseudozufallsignalgeneratoren 203 und 204 aufgrund des Frequenzunterschieds zwischen deren ansteuernden Taktsignale vorhanden ist, erzeugen sie jeweils Sequenzsignale maximaler Länge M&sub1; und M&sub2; mit gleichen Mustern. Das Ausgangssignal M&sub1; des Pseudozufallsignalgenerators 203 wird den Multiplizierern 205 und 207 zugeführt.
Der Trägeroszillator 219 erzeugt zum Beispiel eine Mikrowelle mit einer Frequenz von ungefähr 10 GHz und sein Ausgangssignal wird durch den Verteiler 213 derart verteilt, daß es den Multiplizierer 206 und den Hybriderichtungskoppler 220 versorgt. Der Multiplizierer 206 ist zum Beispiel aus einem Ringmischer aufgebaut, der die Multiplikation der vom Verteiler zugeführten Trägerwelle mit einer Frequenz von ungefähr 10 GHz und dem vom Pseudozufallsignalgenerator 203 zugeführten Sequenzsignal maximaler Länge M&sub1; durchführt, so daß ein im Spektrum gespreiztes Signal, das aus der Phasenmodulation der Trägerwelle resultiert, erzeugt wird und dem Sender 221 zugeführt wird. Der Sender 221 verstärkt das zugeführte im Spektrum gespreizte Signal in seiner Leistung, wandelt und strahlt es als elektromagnetische Welle durch die Sendeantenne 223 zu einem Ziel 225 hin ab. Es ist zu bemerken, daß die elektromagnetische Welle mit der Frequenz von 10 GHz eine Wellenlänge von 3 cm in der Luft hat und ausreichend groß im Vergleich mit der Größe (Durchmesser) von Staub, z B. innerhalb eines Stahl erzeugenden Ofens, ist, wodurch es nicht dazu neigt durch den Staub, usw. leicht beeinflußt zu werden. Ebenso sind die Sendeantenne 223 und die Empfangsantenne 224 jede z.B. aus einer Hornantenne aufgebaut und ihre Richtwirkung ist scharf begrenzt, so daß, soweit es möglich ist, die von anderen als dem zu messenden Ziel reflektierte Leistung vermindert wird. Dann wird die Antennenverstärkung auf ungefähr 20 dB für jede dieser Antennen ausgewählt. Die zu dem Ziel hin von der Sendeantenne ausgeastrahlte elektromagnetische Welle wird vom Ziel 225 reflektiert, in ein elektrisches Signal durch die Empfangsantenne 224 umgewandelt und dem Empfänger 222 zugeführt. Die Zeitsteuerung der Zuführung des Eingangssignals zum Empfänger 222 ist selbstverständlich gegenüber der Zeitsteuerung der Abstrahlung der elektromagnetischen Welle von der Sendeantenne 233 durch die Ausbreitungszeit der elektromagnetischen Welle verzögert. welche für sie erforderlich ist, um die Entfernung zum Ziel 225 hin und herzugehen und die Empfangsantenne zu erreichen. Der Empfänger 222 verstärkt das Eingangsslgnal und führt es dann dem Multiplizierer 207 zu.
Andererseits werden die Sequenzsignale maximaler Länge M&sub1; und M&sub2;, die jeweils von den Pseudozufallsignalgeneratoren 203 und 204 zum Multiplizierer 205 zugeführt werden. multipliziert und das Zeitsequenzsignal des resultierenden Produkts wird dem Tiefpaßfilter 210 zugeführt. In (a) von Fig. 11 ist die Wellenform gezeigt, welche das Eingangsignal des Tiefpaßfilters 210 zeigt. z.B. das Zeitsequenzsignal oder das Produkt des Multiplizierers 205, und die Wellenform zeigt. daß eine Ausgangspannung von +E kontinuierlich erzeugt wird, während die zwei Pseudozufallsignale gleichphasig sind. und Ausgangspannungen von +E und -E zufällig erzeugt werden, während die zwei Signale phasenverschoben sind. Jedes der Tiefpaßfilter 210 und 212 führt eine Frequenzbandbegrenzungsoperation und folglich eine Art integrirende Funktion durch, so daß ein impulsähnliches Signal. wie es z.B. in (b) von Fig. 11 gezeigt ist, als ein integriertes Signal aus dem verarbeiteten Korrelationswert zwischen den zwei Signalen, während die zwei Signale gleichphasig sind, erzeugt wird. Im Gegensatz dazu wird das Ausgangsignal des Tiefpaßfilters auf Null reduziert, während die zwei Signale gleichphasig sind. Daher wird ein impulsähnliches Signal periodisch am Ausgang des Tiefpaßfilters 210 erzeugt. Diese impulsähnliche Signal wird als ein Zeitreferenzsignal dem Zeitabschnittmesser 218 zugeführt. Die Periode TB dieses Referenzsignal s kann aus der zuvor erwähnten Gleichung (1) zu TB=15.875 ms berechnet werden, da, bei dieser Ausführungsform, die Wellenanzahl einer Periode des Sequenzsignals maximaler Länge gleich N=127 ist und die Frequenzen f&sub1;=100.004 MHz und f&sub2;=99,996 MHz die gleichen wie im Fall von Fig. 3 sind. Dieses Referenzsignal und seine Periode TB sind in (d) von Fig. 11 gezeigt.
Ebenso werden das vom Empfänger 222 empfangene Signal und das Sequenzsignal maximaler Länge M&sub2; vom Pseudozufallsignalgenerator 204 dem Multiplizierer zum Multiplizieren der zwei Signale zugeführt. Das Multiplikationsergebnis des Multiplizierers 207 wird als das gleichphasige Trägersignal erzeugt. während die modulierte Phase des empfangenen Signal s der gesendeten Trägerwelle, welches durch das erste Sequenzsignal maximaler Länge M&sub1; phasenmoduliert war, die gleiche ist, wie die Phase des Sequenzsignals maximaler Länge M&sub2;, wohingegen sie als die Trägerwelle mit einer zufälligen Phase erzeugt wird, während die modulierte Phase des empfangenen Signals nicht die gleiche ist wie die Phase des Sequenzsignals maximaler Länge M&sub2;, und die Trägerwelle wird dem Verteiler 214 zugeführt. Der Verteiler verteilt das Eingangsignal in zwei Zweige, so daß die verteilten Ausgangsignale R&sub1; und R&sub2; jeweils den Multiplizierern 208 und 209 zugeführt werden. Der Hybriderichtungskoppler 220, welchem ein Teil der Senderträgerwelle des Verteilers 213 zugeführt wird, erzeugt ein Signal I der gleichphasigen Komponente (Null Phase) und ein Signal der Quadraturkomponente (Quadratur Phase) bezüglich des Eingangsignals und die Signale werden jeweils den Multiplizierern 208 und 209 zugeführt. Der Multiplizierer 208 multipliziert das Signal I, das vom Hybriderichtungskoppler 220 (z.B. das Signal, welches gleichphasig mit dem Ausgangsignal des Trägeroszillators 219 ist) angelegt ist, und das vom Verteiler 214 angelegte Signal R&sub1; und der Multiplizierer 209 multipliziert die Eingangsignale Q (z.B. das Signal mit einer 90-Grad Phasenverschiebung gegenüber dem Ausgangsignal des Trägeroszillators 219) und R&sub2;, wobei jeweils die gleichphasige Komponente (I R&sub1;) und die Komponente mit Phasenquadratur (Q R&sub2;) des empfangenen Signals extrahiert wird und diese als orthogonale Detektionsignale erzeugt werden. Die orthogonalen Detektionsignale oder die Signale I R&sub1; und Q R&sub2; werden jeweils den Tiefpaßfiltern 211 und 212 zugeführt. Jedes der Tiefpaßfilter 211 und 212 führt eine Frequenzbandbegrenzungsoperation durch und daraufhin eine Integrierfunktion und daher wird der verarbeitete Korrelationswert der zwei Signale integriert. Mit anderen Worten, wenn das Signal R&sub1;, welches an den Multiplizierer 208 vom Multiplizierer 207 durch den Verteiler 214 angelegt wird, und das Signal I, welches an den Multiplizierer 208 vom Hybriderichtungskoppler 220 angelegt wird, gleichphasig sind und gleichermaßen wenn die Signale R&sub2; und Q, welche an den Multiplizierer 209 angelegt wird, gleichphasig sind, nehmen die Ausgangsignale der Multiplizierer 208 und 209 die Form von Impulssignalen mit einer konstanten Polarität an (Impulssignale der Spannung +E) und die Signale werden jeweils durch die Tiefpaßfilter 211 und 212 integriert, wobei große positive Spannungen an ihren Ausgängen erzeugt werden. Im Gegensatz dazu. wenn die Signale R&sub1; und I gegenphasig sind und wenn die Signale R&sub2; und Q gegenphasig sind, nehem die Ausgangsignale der Multiplizierer 208 und 209 die Form von Impulssignalen mit zufällig variierndern positiven und negativen Polaritäten an (z.B. Impulssignale der Spannungen +E und -E) und diese Signale werden jeweils durch die Tiefpaßfilter 211 und 212 integriert, wobei keine Ausgangsignale erzeugt werden. Nachdem sie auf diese Weise durch die Tiefpaßfilter 211 und 212 integriert worden sind, werden das Signal mit gleichphasiger Komponente und das Signal mit Phasenquadraturkomponente jeweils den Quadriervorrichtungen 215 und 216 zugeführt. Jede der Quadriervorrichtungen 215 und 216 quadriert die Amplitude des Eingangsignals und führt das resultierende Ausgangsignal dem Addierer 217 zu. Der Addierer 217 addiert die zwei Eingangsignale. so daß ein impulsähnliches detektiertes Zielsignal, wie es z.B. in (c) von Fig. 11 gezeigt ist, erzeugt und dem Zeitabschnittmesser 218 zugeführt. Es sei nun angenommen, daß der Maximumert dieses detektierten Zielsignals zu einem Zeitpunkt tb auftritt. Während das beschriebene Verfahren der Detektion der gleichphasigen Komponente und der Phasenquadratur-Komponente der Sendeträgerwelle von dem Signal, welches durch das Korrelationsverfahren mit dem empfangenen Signal und dem Sequenzsignal maximaler Länge M&sub2; erhalten wird, des Quadrierens der orthogonalen Detektionssignale nach deren Integration und das Erzeugen eines detektierten Zielsignals als die Summe des Paares von quadrierten Werten mehr oder weniger kompliziert im Aufbau ist, kann das Verfahren ein detektiertes Zielsignal mit einem hohen Grad an Empfindlichkeit erzeugen. Ebenso wird, aufgrund der Produktion des Korrelationsausgangsignal s des Pseudozufallsignals, wie z B. des Sequenzsignale maximaler Länge, die Wirkung von Rauschen reduziert und die Signale werden vergrößert, wobei ein Meßsystem mit einem hohem Geräuschabstand (S/N) realisiert wird. Bezüglich des Trägerdetektionsverfahrens gibt es selbstverständlich ein Detektionsverfahren, welches einen Quarz verwendet, welches, obwohl mit niedriger Emppfindlichkeit, im Aufbau vereinfacht ist und dieses Verfahren kann abhängig von der Spezifikation und den Kosten verwendet werden.
Der Zeitabschnittmesser 218 mißt den Zeitabschnitt TD zwischen dem Erzeugungszeitpunkt ta des Maximumwerts des Referenzsignals. welches vom Tiefpaßfilter 210 angelegt wird. und dem Erzeugungszeitpunkt tb des Maximumwerts des detektierten Zielsignals, welches vom Addierer angelegt wird. Zu diesem Zweck hat der Zeitabschnittmesser 218 eine Funktion der Detektion der Maximumwerterzeugungszeitpunkte der zwei Eingangsignale. Z.B. wird der Eingangspannungswert aufeinanderfolgend durch Taktsignale derartig abgetastet und gehalten, daß der durch das fortlaufende Taktsignal abgetastete Wert und der durch das vorherige Taktsignal abgetastete Wert aufeinanderfolgend durch einen Spannungsvergleicher verglichen wird und der Übergangszeitpunt von der Bedingung des positiven Verlaufs zum negativen Verlauf des Eingangsignals zeitmäßig detektiert wird, wobei der Erzeugungszeitpunkt des Maximumwerts des Eingangsignal s detektiert wird. Der zuvor erwähnte Zeitabschnitt TD ist als der Zeitabschnitt zwischen dem Zeitpunkt ta der Erzeugung des Maximumwerts des in (d) von Fig. 11 gezeigten Referenzsignal s und dem Erzeugungszeitpunkt des Maximumwerts des in (c) von Fig. 11 gezeigten detektierten Signals dargestellt. Wie in der zuvor erwähnten Gleichung (2) gezeigt, wird der Zeitabschnitt TD in einer gedehnten Zeitform als f&sub1;/(f&sub1;-f&sub2;) mal der Ausbreitungszeit τ erhalten, die tatsächlich für die elektromagnetische Welle erforderlich ist, um die Entfernung zwischen den Sende- und Empfangsantennen 223 und 224 und dem Ziel hin und zurückzulegen. Im Fall dieser Ausführungsform ist MHz und f&sub2;=99.996 MHz, so daß in Übereinstimmung mit der zuvor erwähnten Gleichung (4) die gemessene Zeit TD auf die Zeit 12500 mal die Wellenausbreitungszeit T gedehnt ist. Es ist zu bemerken, daß die gemessene Zeit TD an Abschnitten der Periode TB des Referenzsignals erhalten wird.
Es wird daher zu sehen sein, daß in Übereinstimmung mit dieser Ausführungsform die gemessene Zeit in großem Maße gedehnt wird und daher die Entfernung zu jedem Ziel, auch wenn die Entfernung kurz ist, genau gemessen werden kann. Daher kann die Ausführungsform als passende Pegelmeßeinrichtung für kurze Entfernungen z.B. zum Messen des Schlackepegels oder des Pegels geschmolzenen Stahls in einem Ofen angesehen werden.
Daher erhalten wir durch Bestimmung der Entfernung von x Metern von den Sende- und Empfangsantennen 223 und 224 zum Ziel 225 aus der Gleichung (3) die folgende Gleichung (5):
x=(f&sub1;-f&sub2;)/2f&sub1; V TD = 1,2 x 10&sup4; TD ... (5)
Mit Bezugnahme auf Fig. 12 wird dort ein schematisches Diagramm dargestellt, welches die zweite Ausführungsform der Erfindung zeigt, welche bei einer Einrichtung zum Messen des Schlackepegels in einem Schmelzreduktionsofen angewandt ist. In der Figur bezeichnet die Ziffer 240 einen Schmelzreduktionsofen, 241 eine eigentliche Pegelmeßeinrichtung, 242 eine Sendeantenne, 243 eine Empfangsantenne, 244 Hohlleiter, und 245 Schlacke.
Es wird nun der Aufbau von Fig. 12 beschrieben. Die Sende- und Empfangsantennen 242 und 243, welche innerhalb des Ofens angebracht sind, bestehen aus wassergekühlten Hornantennen und sind durch Hohlleiter 244 mit der Pegelmeßeinrichtung 241 verbunden, die an der Spitze des Schmelzreduktionsofens 240 angeordnet ist. Der Pegel der Schlacke 245 innerhalb des Ofens wird durch Senden einer elektromagnetischen Welle von der Pegelmeßeinrichtung 241 durch den Hohlleiter 244 und die Sendeantenne 242, Empfangen der von der Oberfläche der Schlacke reflektierten elektromagnetischen Welle durch die Empfangsantenne 243 und den Hohlleiter 244 und dann durch Ersetzen der zuvor erwähnten gemessenen Zeit TD in der Gleichung (5) für die Berechnung erhalten. Tatsächlich zeigt der Meßwert der Pegelmeßeinrichtung gemäß der vorliegenden Ausführungsform eine zufriedenstellende Übereinstimmung mit dem Meßergebnis, welches durch Messen der Position der Schlackenablagerung auf der Substanz erhalten wird.
Zusätzlich wird in Übereinstimmung mit dieser Ausführungsform, in einer Meßumgebung, die dazu neigt, irgendeine ungewünschte reflektierte Welle zu erzeugen, wie z.B. der begrenzte Raum in einem Ofen, der Vorteil der stark gedehnten Zeit zur Messung der Entfernung zum Ziel derart verwendet, daß nur das detektierte Signal aufgrund der gewünschten reflektierten Welle durch einen Zeittorschaltkreis extrahiert wird und die aufgrund ungewünscht reflektierter Wellen detektierten Signale gelöscht werden, wodurch die gewünschte Pegellage oder Entfernung stabil gemessen wird.
Während in dieser Ausführungsform die Sende- und Empfangsantennen zwei getrennt angeordnete Antennen aufweist, ist die Erfindung nicht dararuf begrenzt und das Antennensystem kann so ausgestaltet sein, daß eine Einzelantenne als gemeinsame Sende- und Empfangsantenne verwendet wird und ein Richtungskoppler oder Duplexer hinzugefügt wird, um ein gesendetes Signal von einem empfangenen Signal zu trennen.
Des weiteren, während die vorliegenden Ausführungsform, durch passende Auswahl der Taktfrequenzen zur Erzeugung zweier Pseudozufallsignale, als Anwendung für Pegelmeßzwecke beschrieben worden ist, kann die Ausführungsform zufriedenstellend bei der Entfernungsmessung eines normalen Ziels einschließlich großer Entfernungen angewandt werden, wie z.B. bei fliegenden Zielen, Schiffen und Fahrzeugen.
Des weiteren, während bei dieser Ausführungsform die Trägerwelle eine Mikrowelle von z.B. ungefähr 10 GHz aufweist. ist es ebenso möglich eine derartige elektromagnetische Welle wie eine Millimeterwelle als auch eine derartige elektromagnetische Welle wie Licht, Schallwelle oder Ultraschallwelle oder akustische Welle als Trägerwelle zu verwenden.
Des weiteren kann die Einrichtung zusätzlich mit einer Uhr versehen sein, um eine Änderung der gemessenen Entfernung zu einem Ziel in der Zeiteinheit zu berechnen, um so die Geschwindigkeit des Ziels zu messen.

Claims

1.Ein Entfernungsmeßverfahren mit den Schritten: Erzeugen eines ersten Pseudozufallsignals (M&sub1;) mit einem Taktfrequenzsignal f&sub1;, Übertragen des ersten erzeugten Pseudozufallsignals als ein elektromagnetisches Wellensignal zu einem Ziel (116) hin, Empfangen eines vom Ziel reflektierten Signals (M&sub1;'), Durchführen einer Korrelationsberechnung mit dem empfangenen Signal und Messung der Entfernung zum Ziel aufgrund des durch die Korrelation berechneten Signals;

dadurch gekennzeichnet, daß das Verfahren des weiteren die Schritte aufweist:

Erzeugen eines zweiten Pseudozufallsignals (M&sub2;), welches dasselbe Muster wie das erste Pseudozufallsignal (M&sub1;) hat, aber mit einer Taktfrequenz f&sub2;, welche leicht unterschiedlich von der Frequenz f&sub1; ist;

Multiplizieren des ersten Pseudozufallsignals (M&sub1;) mit dem zweiten Pseudozufallsignal, um ein erstes Produkt zu bilden;

Multiplizieren des vom Ziel reflektierten empfangenen Signals mit dem zweiten Pseudozufallsignal (M&sub2;), um ein zweites Produkt zu bilden;

Erhalten eines ersten geglätteten Signals durch Passieren des ersten Produkts durch ein erstes Tiefpassfilter (111);

Erhalten eines zweiten geglätteten Signals durch Passieren des zweiten Produkt s durch ein zweites Tiefpassfilter (112);

Erzeugen eines ersten Impulses, wenn der Wert des ersten geglätteten Signals ein Maximum erreicht;

Erzeugen eines zweiten Impulses, wenn der Wert des zweiten geglätteten Signals ein Maximum erreicht;

Messung des Zeitabschnitts zwischen dem Zeitpunkt wenn der erste Impuls erzeugt wurde und dem Zeitpunkt, wenn der zweite Impulse erzeugt wurde;

Berechnen der Entfernung zum Ziel als das Ergebnis der Multiplikation einer Hälfte des Zeitabschnitts mit der Ausbreitungsgeschwindigkeit der elektromagnetischen Welle, um einen ersten Betriebswert als das Produkt der Multiplikation zu bilden. Teilen des Frequenzunterschieds zwischen den Taktfrequenzen f&sub1; und f&sub2; durch die Taktfrequenz f&sub1;, um einen zweiten Betriebswert als den Quotienten der Division zu bilden und Multiplizieren des ersten Betriebswerts mit dem zweiten Betriebswert

2. Ein Entfernungsmeßverfahren gemäß Anspruch 1, welches des weiteren die Schritte aufweist:

Erzeugen einer Referenzträgerwelle;

Modulieren des Referenzträgers in kodierter Phase in Übereinstimmung mit dem ersten Pseudozufallsignal (M&sub1;);

Übertragen des phasenmodulierten Trägers als eine elektromagnetische Welle zum Ziel (225) hin;

Empfangen eines vom Ziel (225) reflektierten Signals Multiplizieren des empfangenen Signals mit dem zweiten Pseudozufallsignal (M&sub2;) und Ausgeben der phasenkorrelierten Trägerwelle als das Produkt der Multiplikation;

jeweiliges Multiplizieren der multiplizierten und ausgegebenen phasenkorrelierten Tägerwelle mit einer gleichphasigen Komponente (I Signal) und mit einer Quadraturkomponente (Q Signal), welche aus der Referenzträgerwelle extrahiert werden, wobei deren Phasen gegenseitig orthogonal sind, und jeweiliges Ausgeben der beiden Produkte, des Realteils und des Imaginärteils des orthogonal empfangenen Signals;

jeweiliges Glätten des Realteils und des Imaginärteils des orthogonal detektierten Signals;

jeweiliges Quadrieren der jeweiligen geglätteten im vorherigen Schritt erhaltenen Komponenten und Addieren der jeweiligen quadrierten Werte, dann Ausgeben des quadrierten Summenwerts der jeweiligen geglätteten Komponenten des orthogonal detektierten Signals;

Multiplizieren des ersten Pseudozufallsignals (M&sub1;) mit dem zweiten Pseudozufall signal (M&sub2;), um ein erstes Produkt zu berechnen;

Verarbeiten des ersten Produkts durch ein erstes Tiefpassfilter (210), um ein erstes geglättetes Signal auszugeben;

Messen eines Zeitabschnitts zwischen dem Zeitpunkt, wenn der Wert des ersten geglätteten Signals ein Maximum erreicht und dem Zeitpunkt, wenn der quadrierte Summenwert der jeweiligen geglätteten Komponenten des orthogonal detektierten Signals ein Maximum erreicht; und

Berechnen der Entfernung zum Ziel (225) durch Durchführen des gleichen wie in Anspruch 1 beschriebenen Berechnungsverfahrens aus dem Zeitabschnitt.

3. Eine Entfernungsmeßeinrichtung mit Mitteln (103) zum Erzeugen eines ersten Pseudozufallsignals (M&sub1;) mit einer Taktfrequenz f&sub1;, Mitteln (107, 109) zum Übertragen eines Ausgangssignals der ersten Pseudozufallsignalerzeugungsmittel als ein elektromagnetisches Wellensignal zu einem Ziel (116) hin, Empfangsmitteln (108, 110) zum Empfangen eines reflektierten Signals vom Ziel (116), um ein empfangenes Signal zu erhalten, Mitteln zur Durchführung einer Korrelation und einer Detektionsverarbei tung am Ausgangssignal der Empfangsmittel und Mittel zum Messen einer Entfernung zum Ziel (116) hin aufgrund der erzeugten Signale;

dadurch gekennzeichnet, daß die Entfernungsmeßelnrichtung des weiteren aufweist:

Mittel (104) zum Erzeugen eines zweiten Pseudozufallsignals (M&sub2;), welches dasselbe Muster wie das erste Pseudozufallsignal (M&sub1;) hat, aber mit einer Taktfrequenz f&sub2;, welche leicht unterschiedlich von der Taktrequenz f&sub1; ist;

einen ersten Multiplizierer (105) zum Multiplizieren des Ausgangssignals der Mittel zum Erzeugen eines ersten Pseudozufallsignals mit dem Ausgangssignal der Mittel zum Erzeugen eines zweiten Pseudozufallsignals;

einen zweiten Multiplizierer (106) zum Multiplizieren des Ausgangssignals der Empfangsmittel mit dem Ausgangssignal der Mittel zum Erzeugen eines zweiten Pseudozufallsignals;

ein erstes Tiefpassfilter (111) zum Glätten des Ausgangssignals des ersten Multiplizierers und Ausgeben eines ersten geglätteten Signals;

ein zweites Tiefpassfilter (112) zum Glätten des Ausgangssignals des zweiten Multiplizierers und Ausgeben eines zweiten geglätteten Signals;

ein erstes Impulserzeugungsmittel zur Erzeugung eines Impulses, wenn das erste geglättete Signal des ersten Tiefpassfilters (105) ein Maximum erreicht;

ein zweites Impulserzeugungsmittel zum Erzeugen eines Impulses, wenn das zweite geglättete des zweiten Tiefpassfilter (106) erhaltene Signal ein Maximum erreicht;

Meßmittel (115) zum Messen des Zeitabschnitts zwischen dem Zeitpunkt, wenn der Ausgangsimpuls durch das erste Impulserzeugungsmittel erzeugt wurde und dem Zeitpunkt, wenn der Ausgangsimpuls durch das zweite Impulserzeugungsmittel erzeugt wurde; und

Berechnungsmittel zum Multiplizieren der einen Hälfte des von den Meßmitteln erhaltenen Zeitabschnitts mit der Ausbreitungsgeschwindigkeit der elektromagnetischen Welle, um einen ersten Betriebswert als das Produkt der Multiptikation zu bilden, Teilen des Frequenzunterschieds zwischen den Taktfrequenzen f&sub1; und f&sub2; durch die Taktfrequenz f&sub1;, um einen zweiten Betriebswert als den Quotienten der Division zu bilden und Multiplizieren des ersten Betriebswerts mit dem zweiten Betriebswert, um die Entfernung zum Ziel hin als Produkt der Multiplikation herauszuarbeiten,

4. Eine Entfernungsmeßeinrichtung gemäß Anspruch 3 wobei:

das erste Pseudozufallsignalerzeugungsmittel einen ersten Taktgenerator (101) mit der Taktfrequenz f&sub1; und ein erstes Pseudozufallsignalerzeugungsmittel (103) vom Taktsynchronisationstyp aufweist, welches durch ein Ausgangssignal des ersten Taktgenerators (101) ansteuerbar ist;

das zweite Pseudozufallsignalerzeugungsmittel einen zweiten Taktgenerator (102) mit der Taktfrequenz f&sub2; und ein zweites Pseudozufallsignalerzeugungsmittel (104) vom Taktsynchronisationstyp aufweist, welches durch ein Ausgangssignal des zweiten Taktgenerators (102) ansteuerbar ist;

die ersten Taktsynchronisationsmittel denselben Aufbau wie die zweiten Pseudozufallsignalerzeugungsmittel vom Taktsynchronisationstyp haben; und

die Taktfrequenz f&sub1; des ersten Taktgenerators (101) leicht unter schiedlich von der Taktfrequenz f&sub2; des zweiten Taktgenerators (102) ist.

5. Eine Entfernungsmeßeinrichtung gemäß Anspruch 3, welche des weiteren aufweist:

ein Trägerwelle-Erzeugungsmittel (219) zur Erzeugung einer Referenzträgerwelle;

Modulationsmittel (206) zum Modulieren des Ausgangsignals der Trägerwelle-Erzeugungsmittel (219) in kodierter Phase mit jedem Codesignal des ersten Pseudozufallsignals (M&sub1;);

Übertragungsmittel (221) zum Übertragen des Ausgangssignals der Modulationsmittel (206) als ein elektromagnetisches Wellensignal zum Ziel (225) hin;

Empfangsmittel zum Empfangen eines vom Ziel (225) reflektierten Signals;

einen zweiten Multiplizierer (207) zum Multiplizieren des Ausgangsignals der Empfangsmittel mit dem Ausgangsignal der zweiten Pseudozufallsignalerzeugungsmittel (204) und Ausgeben der phasenkorrelierten Trägerwelle als das Produkt der Multiplikation;

orthogonalen Signalerkennungsmitteln (208), (209) zum jeweiligen Multiplizieren der vom zweiten Multiplizierer (20T) ausgegebenen phasenkorrelierten Trägerwelle mit einer gegenphasigen Komponente (I Signal) und mit einer Quadraturkomponente (Q Signal), welche von den Trägerwelle-Erzeugungsmitteln (219) extrahiert werden, wobei deren Phasen gegenseitig orthogonal sind, und Ausgeben der jeweiligen beiden Produkte, den Realteil und den Imaginärteil des orthogonal detektierten Signals;

einem Paar von Tiefpaßfiltern (211), (212) zum jeweiligen Glätten des von den orthogonalen Signaldetektionsmitteln ausgegebenen Realteils und des Imaginärteils;

einem Paar von Quadriermitteln (215), (216) zum jeweiligen Quadrieren der Ausgangssignale, welche von einem Paar der Tiefpaßfilter (211), (212) ausgegeben werden;

einem Addierer (217) zum Addieren der jeweils von einem Paar von Quadriermitteln augegebenen Ausgangssignale und Ausgeben des quadrierten Summenwerts der zwei geglätteten Komponenten des orthogonal detektierten Signals:

einem ersten Multiplizierer (205) zum Multiplizieren des ersten Pseudozufallsignals (M&sub1;) mit dem zweiten Pseudozufallsignal (M&sub2;);

einem ersten Tiefpaßfilter (210) zum Glätten des Ausgangsignals des ersten Multiplizierers (205) und Ausgeben eines ersten geglätteten Signals und

Zeitabschnittmeßmitteln (218) zum Messen eines Zeitabschnitts zwischen dem Zeitpunkt, wenn der Wert des Ausgangsignals des Tiefpaßfilters (210) ein Maximum erreicht und dem Zeitpunkt, wenn der quadrierte Summenwert der zwei geglätteten Komponenten des orthogonal detektierten Signals ein Maximum erreicht; und

Berechnungsmitteln zum Berechnen der Entfernung zum Ziel (225) hin aus dem durch die Zeitabschnittmeßmittel (218) gemessenen Zeitabschnitts durch Durchführen des gleichen Berechnungverfahrens wie im in Anspruch 3 beschriebenen Verfahren.

6. Eine Entfernungsmeßeinrichtung gemäß Anspruch 5, wobei die orthogonalen Signaldetektionsmittel aufweisen:

einen ersten Verteiler (213) zum Extrahieren eines Teils des Ausgangsignals der Trägerwelle-Erzeugungsmittel (219);

einem Hybriderichtungskoppler (220) zum Empfangen eines Ausgangsignals des ersten Verteilers (213), zum Umwandeln desselben, um das I Signal und das Q Signal zu erzeugen, wobei deren Phasen gegenseitig orthogonal sind, und zum Ausgeben dieser;

einem zweiten Verteiler (214) zum Teilen der vom zweiten Multiplizierer (207) ausgegebenen phasenkorrelierten Trägerwelle in ein R&sub1; Signal und ein R&sub2; Signal;

einem dritten Multiplizierer (208) zum Multiplizieren des vom Hybriderichtungskoppler (220) ausgegebenen I-Signals mit dem vom zweiten Verteiler (214) ausgegebenen R&sub1;-Signal; und

einem vierten Multiplizierer (209) zum Multiplizieren des vom Hybriderichtungskoppler (220) ausgegebenen Q-Signals mit dem vom zweiten Verteiler (207) ausgegebenen R&sub2;-Signal.

7. Eine Entfernungsmeßeinrichtung gemäß Anspruch 5, wobei die Entfernungsmeßeinrichtung auf einem oberen Teil von beiden, einem Konverter und Hochofen, angeordnet ist, um irgendeinen Schlackenpegel, Pegel von geschmolzenem Stahl und Pegel von angefülltem Rohstoff zu messen.

8. Eine Entfernungsmeßeinrichtung gemäß Anspruch 6, wobei die Entfernungsmeßeinrichtung auf einem oberen Teil von beiden, einem Konverter und Hochofen, angeordnet ist, um irgendeinen Schlackenpegel, Pegel von geschmolzenem Stahl und Pegel von angefülltem Rohstoff zu messen.