JPH0448193B2 - - Google Patents
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- JPH0448193B2 JPH0448193B2 JP25003385A JP25003385A JPH0448193B2 JP H0448193 B2 JPH0448193 B2 JP H0448193B2 JP 25003385 A JP25003385 A JP 25003385A JP 25003385 A JP25003385 A JP 25003385A JP H0448193 B2 JPH0448193 B2 JP H0448193B2
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- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims description 3
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- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 3
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- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、送信アンテナから、航空機、飛し
よう体、あるいは車両などの目標に電波を照射
し、それらの目標から反射して来る電波を媒体と
して目標の距離を追尾する距離追尾レーダにおい
て、照射する電波を秘とく性の高い広帯域変調形
式で送信して、目標からの反射波を狭帯域受信機
で受信し、目標までの距離を追尾する距離追尾レ
ーダの改良に関するものである。
よう体、あるいは車両などの目標に電波を照射
し、それらの目標から反射して来る電波を媒体と
して目標の距離を追尾する距離追尾レーダにおい
て、照射する電波を秘とく性の高い広帯域変調形
式で送信して、目標からの反射波を狭帯域受信機
で受信し、目標までの距離を追尾する距離追尾レ
ーダの改良に関するものである。
従来の距離レーダには、大別して、パルス方式
と連続波方式があるが、連続波方式はレーダ自身
が目標に照射する電波が常にレーダ自身内にある
受信機に漏れ込んでしまうため、受信機を高感度
にすることは難かしかつた。そのために測距レー
ダはパルス方式が比較的良く使用されている。パ
ルス方式のレーダは使用するパルス変調形式か
ら、受信機の帯域幅を広く取る必要があるため、
受信機雑音が多くなるために感度はあまり良くな
い。その上受信機帯域幅が広いため目標側が行な
う帯波妨害にも弱いという重大な欠点がある。対
電波妨害に関するレーダ技術についてはこれまで
さまざまな方法が提案されているが、レーダ自身
が目標に向けて照射する電波の周波数及び形式が
目標側に察知されないような電波形式の電磁波を
目標に照射することができれば、対電波妨害の根
本的な解決の一つになるはずである。
と連続波方式があるが、連続波方式はレーダ自身
が目標に照射する電波が常にレーダ自身内にある
受信機に漏れ込んでしまうため、受信機を高感度
にすることは難かしかつた。そのために測距レー
ダはパルス方式が比較的良く使用されている。パ
ルス方式のレーダは使用するパルス変調形式か
ら、受信機の帯域幅を広く取る必要があるため、
受信機雑音が多くなるために感度はあまり良くな
い。その上受信機帯域幅が広いため目標側が行な
う帯波妨害にも弱いという重大な欠点がある。対
電波妨害に関するレーダ技術についてはこれまで
さまざまな方法が提案されているが、レーダ自身
が目標に向けて照射する電波の周波数及び形式が
目標側に察知されないような電波形式の電磁波を
目標に照射することができれば、対電波妨害の根
本的な解決の一つになるはずである。
上に述べた理由によつてこれからのモノパルス
レーダの進むべき一つの方向は、 (ア) 送信出力の受信機への漏れ込みによつて受信
機の感度が劣化する場合には、パルス方式にし
て送信と受信を切り換え、さらにパルス繰り返
し周波数を可変することによつて送信パルスと
受信反射波パルスの一致を防ぎ、受信電力の低
下を防ぐ。
レーダの進むべき一つの方向は、 (ア) 送信出力の受信機への漏れ込みによつて受信
機の感度が劣化する場合には、パルス方式にし
て送信と受信を切り換え、さらにパルス繰り返
し周波数を可変することによつて送信パルスと
受信反射波パルスの一致を防ぎ、受信電力の低
下を防ぐ。
(イ) 送信する電波の形式はできるだけ広い周波数
スペクトルを使用し、かつ秘とく性の高い変調
形式を選ぶ。
スペクトルを使用し、かつ秘とく性の高い変調
形式を選ぶ。
(ウ) 受信機の前段において帯域幅はできるだけ狭
くすることにより、混変調妨害を減少させ、対
電波妨害能力を向上させ、あわせて高感度化を
はかる。
くすることにより、混変調妨害を減少させ、対
電波妨害能力を向上させ、あわせて高感度化を
はかる。
(エ) 従来からあるモノパルス測角レーダにおいて
角度信号及び距離信号の復調を狭帯域受信方式
で実現する。
角度信号及び距離信号の復調を狭帯域受信方式
で実現する。
などであり、これらの実現が強く要望されてい
る。
る。
第４図の従来例と第５図のタイムチヤートを用
いて、距離追尾レーダの従来例について説明す
る。基準パルス発生器５７の出力である基準パル
ス発生器出力２９は、整形回路５８で波形整形さ
れて所定のパルス幅のパルスに波形整形されて基
準パルス２３になる。送信源５９で作られる送信
源出力１５は、パルス変調器６０によつて、パル
ス変調されて、パルス変調器出力２４になり、電
力増幅器６１によつて増幅されて、電力増幅器出
力４７になり、送信アンテナ６０によつて、送信
出力１８は、目標に向けて送信される。目標から
の反射波は送信からＴ（秒）だけ遅れて、受信入
力１となり、受信アンテナ５１にて受信されて、
受信アンテナ出力２になる。局部発振器５６で作
られる局部発振器出力１３は、第３混合器５２に
よつて受信アンテナ出力２とともに混合されて、
第３混合器出力３６になり、第３中間周波増幅器
５３によつて増幅されて、第３中間周波増幅器出
力３７になつて、振幅検波器５４によつて振幅検
波されて振幅検波出力１０になる。表示器５５で
は、基準パルス２３を基準パルスにして、振幅検
波出力１０を表示することによつて、レーダから
目標までの距離は求められる。
いて、距離追尾レーダの従来例について説明す
る。基準パルス発生器５７の出力である基準パル
ス発生器出力２９は、整形回路５８で波形整形さ
れて所定のパルス幅のパルスに波形整形されて基
準パルス２３になる。送信源５９で作られる送信
源出力１５は、パルス変調器６０によつて、パル
ス変調されて、パルス変調器出力２４になり、電
力増幅器６１によつて増幅されて、電力増幅器出
力４７になり、送信アンテナ６０によつて、送信
出力１８は、目標に向けて送信される。目標から
の反射波は送信からＴ（秒）だけ遅れて、受信入
力１となり、受信アンテナ５１にて受信されて、
受信アンテナ出力２になる。局部発振器５６で作
られる局部発振器出力１３は、第３混合器５２に
よつて受信アンテナ出力２とともに混合されて、
第３混合器出力３６になり、第３中間周波増幅器
５３によつて増幅されて、第３中間周波増幅器出
力３７になつて、振幅検波器５４によつて振幅検
波されて振幅検波出力１０になる。表示器５５で
は、基準パルス２３を基準パルスにして、振幅検
波出力１０を表示することによつて、レーダから
目標までの距離は求められる。
なお、第３中間周波増幅器５３は、受信される
目標からの反射波のパルス幅を保持する必要性か
ら広帯域の中間周波増幅器になつている。
目標からの反射波のパルス幅を保持する必要性か
ら広帯域の中間周波増幅器になつている。
目標を捜索し検知して追尾する追尾レーダでは
目標を正確に追尾することもさることながら、目
標側から妨害を受けてもなおかつ目標を正確に追
尾できる性能が重要である。いま送信信号１８を
S18とすると、 S18＝Ｐ（sin ωpｔ）cos ωt (1) の信号が目標に照射される。ただし、Ｐ（sin ωp
ｔ）は、第２図のパルス振幅変調信号であり、
ωpはパルス繰り返しの角周波数である。目標は、
角周波数ωの信号がレーダから照射されているこ
とを周波数カウンタあるいは周波数分析器によつ
て察知し、レーダに対して角周波数ωの周波数の
信号あるいは中心角周波数がωである周波数の雑
音変調信号を容易に送り返すことができ、相手側
のレーダの目標追尾に容易に妨害をかけることが
できる。目標からの反射波である受信信号S1は、 S1＝ｑ〔sin ωp（ｔ−Ｔ）〕cos〔ω（ｔ−Ｔ）〕 (2) である。ただしＴはレーダから目標までの往復の
時間であり、ｑ〔sin ωp（ｔ−Ｔ）〕は、受信信号
１のパルス変調項である。
目標を正確に追尾することもさることながら、目
標側から妨害を受けてもなおかつ目標を正確に追
尾できる性能が重要である。いま送信信号１８を
S18とすると、 S18＝Ｐ（sin ωpｔ）cos ωt (1) の信号が目標に照射される。ただし、Ｐ（sin ωp
ｔ）は、第２図のパルス振幅変調信号であり、
ωpはパルス繰り返しの角周波数である。目標は、
角周波数ωの信号がレーダから照射されているこ
とを周波数カウンタあるいは周波数分析器によつ
て察知し、レーダに対して角周波数ωの周波数の
信号あるいは中心角周波数がωである周波数の雑
音変調信号を容易に送り返すことができ、相手側
のレーダの目標追尾に容易に妨害をかけることが
できる。目標からの反射波である受信信号S1は、 S1＝ｑ〔sin ωp（ｔ−Ｔ）〕cos〔ω（ｔ−Ｔ）〕 (2) である。ただしＴはレーダから目標までの往復の
時間であり、ｑ〔sin ωp（ｔ−Ｔ）〕は、受信信号
１のパルス変調項である。
したがつて関数ｑ〔sin ωp（ｔ−Ｔ）〕は関数Ｐ
〔sin ωp（ｔ−Ｔ）〕を含む。時間Ｔから目標まで
の距離を求めるためには、１マイクロ秒≒150m
の関係から求まる。レーダから目標までの距離を
求めるためには、広帯域信号であるｑ〔sin ωp（ｔ
−Ｔ）〕を復調する必要があり、受信機は当然広
帯域になり、妨害を受けやすくなる。したがつ
て、距離追尾レーダの送信信号を目標側に知られ
ないようにすることが、距離追尾レーダの対電波
妨害の立場からは根本的解決の一方法である。
〔sin ωp（ｔ−Ｔ）〕を含む。時間Ｔから目標まで
の距離を求めるためには、１マイクロ秒≒150m
の関係から求まる。レーダから目標までの距離を
求めるためには、広帯域信号であるｑ〔sin ωp（ｔ
−Ｔ）〕を復調する必要があり、受信機は当然広
帯域になり、妨害を受けやすくなる。したがつ
て、距離追尾レーダの送信信号を目標側に知られ
ないようにすることが、距離追尾レーダの対電波
妨害の立場からは根本的解決の一方法である。
この発明は、距離追尾レーダの送信電波の変調
形式を目標側において容易にレーダの使用周波数
を察知されない、Ｏとπ（円周率）の２位相の位
置変調された広帯域のパルス波を目標に向け照射
し、目標からの広帯域信号を狭帯域の中間周波数
で受信が可能な極めて電波的に秘とく性の高い、
そして対電波妨害能力の高い２位相変調の距離追
尾レーダを供給することを目的とする。
形式を目標側において容易にレーダの使用周波数
を察知されない、Ｏとπ（円周率）の２位相の位
置変調された広帯域のパルス波を目標に向け照射
し、目標からの広帯域信号を狭帯域の中間周波数
で受信が可能な極めて電波的に秘とく性の高い、
そして対電波妨害能力の高い２位相変調の距離追
尾レーダを供給することを目的とする。
この発明に係る距離追尾レーダは、Ｏとπの２
位相の位相変調された広帯域のパルス波を目標に
向け照射し、目標からの広帯域信号を復調し、狭
帯域の中間周波数で受信できるようにしたもので
ある。
位相の位相変調された広帯域のパルス波を目標に
向け照射し、目標からの広帯域信号を復調し、狭
帯域の中間周波数で受信できるようにしたもので
ある。
この発明における作用及び原理的説明を、第２
図及び第３図のタイムチヤートを用いて行う。
図及び第３図のタイムチヤートを用いて行う。
第２図において、送信出力１８は、ωを搬送波
の角周波数とすると、cos ωtと−cos ωtの信号
を交互に送信させる。したがつて、受信反射波
は、レーダと目標までの距離に相当する時間Ｔ
（秒）だけ遅れて目標からの反射波である入力信
号１を受信する。入力信号１は、送信出力１８と
同様に、〔cos ω（ｔ−Ｔ）、−cos ω（ｔ−Ｔ）〕の
ペアで受信されるので、中間周波数増幅器の帯域
幅を狭くして受信する狭帯域受信機では、［cos
ω（ｔ−Ｔ）、−cos ω（ｔ−Ｔ）］のペアは、時間
軸でのコンボルーシヨンが周波数軸での掛算とな
る原理を使うことにより、互いに逆相である信号
を狭帯域フイルタによつてろ波する、すなわち、
積分することと等価であるためcos ω（ｔ−Ｔ）
と−cos ω（ｔ−Ｔ）の差分だけが残ることにな
り、両者の出現時間がほぼ同じであれば狭帯域フ
イルタの出力スペクトルはほとんどゼロになつて
しまう。したがつて、送信信号と相関のない単一
周波数の妨害波は第１混合器６２及び第２混合器
６３で復調されないため、狭帯域フイルタ出力は
ほとんどゼロとなり妨害の影響は少なくなる。こ
れまで送信ごとにcos ωt、−cos ωtを切り換える
場合について説明したが、必ずしもそうである必
要はなく、たとえばＭ系列の擬似ランダムコード
のように、Ｏ相とπ相の出現時間がほぼ同じであ
ればよい。そこで、送信源出力１５S15のように
定める。
の角周波数とすると、cos ωtと−cos ωtの信号
を交互に送信させる。したがつて、受信反射波
は、レーダと目標までの距離に相当する時間Ｔ
（秒）だけ遅れて目標からの反射波である入力信
号１を受信する。入力信号１は、送信出力１８と
同様に、〔cos ω（ｔ−Ｔ）、−cos ω（ｔ−Ｔ）〕の
ペアで受信されるので、中間周波数増幅器の帯域
幅を狭くして受信する狭帯域受信機では、［cos
ω（ｔ−Ｔ）、−cos ω（ｔ−Ｔ）］のペアは、時間
軸でのコンボルーシヨンが周波数軸での掛算とな
る原理を使うことにより、互いに逆相である信号
を狭帯域フイルタによつてろ波する、すなわち、
積分することと等価であるためcos ω（ｔ−Ｔ）
と−cos ω（ｔ−Ｔ）の差分だけが残ることにな
り、両者の出現時間がほぼ同じであれば狭帯域フ
イルタの出力スペクトルはほとんどゼロになつて
しまう。したがつて、送信信号と相関のない単一
周波数の妨害波は第１混合器６２及び第２混合器
６３で復調されないため、狭帯域フイルタ出力は
ほとんどゼロとなり妨害の影響は少なくなる。こ
れまで送信ごとにcos ωt、−cos ωtを切り換える
場合について説明したが、必ずしもそうである必
要はなく、たとえばＭ系列の擬似ランダムコード
のように、Ｏ相とπ相の出現時間がほぼ同じであ
ればよい。そこで、送信源出力１５S15のように
定める。
S15＝sin ωt (3)
ただし、ωは送信源出力１５の搬送波の角周波
数である。第３位相変調器出力１６S16は 位相変調信号の時間波形をsin ωsとすると、 S16＝sin〔ωt＋π／２sign（sin ωsｔ）〕 (4) となり、パルス変調器出力２４、高周波増幅器出
力４７及び送信出力１８S18は、同じ表現が可能
であるので、 S18＝Ｐ（sin ωpｔ）sin〔ωt＋π／２sign（sin ω
sｔ）〕 ＝Ｐ（sin ωpｔ）sin〔π／２sign（sin ωsｔ）
〕cos ωt(5) となる。ただし、 S22＝Ｐ（sin ωpｔ） (6) であり、式(6)は、パルス整形回路出力２２であ
り、ωsは信号発生器出力２０の角周波数である。
さらに、 sign Ｘ＝
１ Ｘ＞０ ０ Ｘ＝０ (7) −１ Ｘ＜０ である。式(5)の送信出力１８による目標からの反
射波である受信入力１S1はＴだけ送信より遅れて
受信されるので、 S1＝ｑ〔sin ωp（ｔ−Ｔ）〕sin｛π／２sign〔sin
ωs（ｔ−Ｔ）〕｝cos ω（ｔ−Ｔ）(8) 受信入力１S1は中間周波数に落とすために、第
１位相変調器出力７S7及び第２位相変調器出力８
S8を用いて第１混合器６２及び第２混合器６３へ
のスイツチング信号とする。信号発生器７５の遅
延器７４通過後の出力｛sinπ／２sign［sin ωs（ｔ− π）］｝と局部発振器５６の出力cosω［l（ｔ−τ）］
とを第１位相変調器７０で混合すれば第１位相変
調器出力７S7は S7＝sin｛π／２sign〔sin ωt（ｔ−τ）〕｝cos〔
ωl（ｔ−τ）〕(9) とする。ただし、ωlは局部発振器５６の出力信号
の角周波数、τは送信から受信までの時間遅延で
ある。一方、反転ビツト発生器６６でビツト反転
された信号発生器７５の信号は信号発生器７５出
力信号の倍の角周波数で位相が反転するため sin｛π／２gign［sin ωs（ｔ−τ）sin2ωs（ｔ−τ
）］｝ となり、局部発振器５６の出力cos［ωl（ｔ−τ）］
と第２位相変調器８２で混合すれば第２位相変調
器出力８S8は S8＝sin｛π／２sign〔sin ωs（ｔ−τ）sin2ωs（ｔ
−τ）〕｝cos〔ωl（ｔ−τ）〕(10) となる。次に受信信号と第１位相変調器出力(7)及
び第２位相変調器出力８との混合器出力を求める
ための準備として、(8)式の位相変調項sin｛π／２ sign［sin ωs（ｔ−τ）］｝と(9)及び(10)式の積の時
間
平均を求めると、次の関係式 式(11)、(12)が成立す
る。
数である。第３位相変調器出力１６S16は 位相変調信号の時間波形をsin ωsとすると、 S16＝sin〔ωt＋π／２sign（sin ωsｔ）〕 (4) となり、パルス変調器出力２４、高周波増幅器出
力４７及び送信出力１８S18は、同じ表現が可能
であるので、 S18＝Ｐ（sin ωpｔ）sin〔ωt＋π／２sign（sin ω
sｔ）〕 ＝Ｐ（sin ωpｔ）sin〔π／２sign（sin ωsｔ）
〕cos ωt(5) となる。ただし、 S22＝Ｐ（sin ωpｔ） (6) であり、式(6)は、パルス整形回路出力２２であ
り、ωsは信号発生器出力２０の角周波数である。
さらに、 sign Ｘ＝
１ Ｘ＞０ ０ Ｘ＝０ (7) −１ Ｘ＜０ である。式(5)の送信出力１８による目標からの反
射波である受信入力１S1はＴだけ送信より遅れて
受信されるので、 S1＝ｑ〔sin ωp（ｔ−Ｔ）〕sin｛π／２sign〔sin
ωs（ｔ−Ｔ）〕｝cos ω（ｔ−Ｔ）(8) 受信入力１S1は中間周波数に落とすために、第
１位相変調器出力７S7及び第２位相変調器出力８
S8を用いて第１混合器６２及び第２混合器６３へ
のスイツチング信号とする。信号発生器７５の遅
延器７４通過後の出力｛sinπ／２sign［sin ωs（ｔ− π）］｝と局部発振器５６の出力cosω［l（ｔ−τ）］
とを第１位相変調器７０で混合すれば第１位相変
調器出力７S7は S7＝sin｛π／２sign〔sin ωt（ｔ−τ）〕｝cos〔
ωl（ｔ−τ）〕(9) とする。ただし、ωlは局部発振器５６の出力信号
の角周波数、τは送信から受信までの時間遅延で
ある。一方、反転ビツト発生器６６でビツト反転
された信号発生器７５の信号は信号発生器７５出
力信号の倍の角周波数で位相が反転するため sin｛π／２gign［sin ωs（ｔ−τ）sin2ωs（ｔ−τ
）］｝ となり、局部発振器５６の出力cos［ωl（ｔ−τ）］
と第２位相変調器８２で混合すれば第２位相変調
器出力８S8は S8＝sin｛π／２sign〔sin ωs（ｔ−τ）sin2ωs（ｔ
−τ）〕｝cos〔ωl（ｔ−τ）〕(10) となる。次に受信信号と第１位相変調器出力(7)及
び第２位相変調器出力８との混合器出力を求める
ための準備として、(8)式の位相変調項sin｛π／２ sign［sin ωs（ｔ−τ）］｝と(9)及び(10)式の積の時
間
平均を求めると、次の関係式 式(11)、(12)が成立す
る。
sin｛π／２Sign〔sin ωs（ｔ−Ｔ）｝sin｛π／２s
ign〔sin ωs（ｔ−τ）〕｝≒cos ωs（Ｔ−τ）(11) −sin｛π／２sign〔sin ωs（ｔ−τ）〕｝sin｛π
／２sign〔sin ωs（ｔ−τ）sin2ωs（ｔ−τ）〕｝ ≒１／２sin2ωs（Ｔ−τ） (12) ただし、 は、一周期の時間平均である。
したがつて、第１混合器出力３S3は、(8)式の受信
信号と(9)式の第１位相変調器出力(7)S7とを混合し
狭帯域フイルタを通過するため時間平均された値
で、 S3＝ｑ〔sin ωp（ｔ−Ｔ）〕cos ωs（Ｔ−τ）cos
〔ｔ（ω−ωl）−（ωT−ωlτ）〕(13) となり、第２同期検波器６７の基準信号となる。
第第２混合器出力４S4は、(8)式の受信信号と(10)式
の第２位相変調器出力８S8とを混合し、狭帯域フ
イルタを通過するため時間平均された値で、 S4＝ｑ〔sin ωp（ｔ−Ｔ）〕１／２sin2ωs（Ｔ−τ
）cos〔ｔ（ω−ωl）−（ωT−ωτ）〕(14) となる。
ign〔sin ωs（ｔ−τ）〕｝≒cos ωs（Ｔ−τ）(11) −sin｛π／２sign〔sin ωs（ｔ−τ）〕｝sin｛π
／２sign〔sin ωs（ｔ−τ）sin2ωs（ｔ−τ）〕｝ ≒１／２sin2ωs（Ｔ−τ） (12) ただし、 は、一周期の時間平均である。
したがつて、第１混合器出力３S3は、(8)式の受信
信号と(9)式の第１位相変調器出力(7)S7とを混合し
狭帯域フイルタを通過するため時間平均された値
で、 S3＝ｑ〔sin ωp（ｔ−Ｔ）〕cos ωs（Ｔ−τ）cos
〔ｔ（ω−ωl）−（ωT−ωlτ）〕(13) となり、第２同期検波器６７の基準信号となる。
第第２混合器出力４S4は、(8)式の受信信号と(10)式
の第２位相変調器出力８S8とを混合し、狭帯域フ
イルタを通過するため時間平均された値で、 S4＝ｑ〔sin ωp（ｔ−Ｔ）〕１／２sin2ωs（Ｔ−τ
）cos〔ｔ（ω−ωl）−（ωT−ωτ）〕(14) となる。
第１中間周波増幅器出力６４S64は、変調によ
る高周波成分を抑圧するよう帯域制限されている
ため両側帯波ｑ［sin ωP（ｔ−Ｔ）］は除かれて、
式(13)の信号は、 S64＝cos［ｔ（ω−ωl）−（ωT−ωlτ）］・cos
ωs（Ｔ−τ）(16) となる。同様に第２中間周波増幅器出力(6)S6は、
両側帯波が除かれて、 S6＝１／２sin2ωs（Ｔ−τ）cos［ｔ（ω−ωl）−
（ωT−ωlτ）］(17) となる。距離情報に関する第２同期検波器出力(9)
S9は、 S9＝64・6＝２／１sin2ωS（Ｔ−τ）・cos ωS
（Ｔ−τ）＝cos2ωS（Ｔ−τ）・sin ωS（Ｔ−τ）(1
8) となり、式(18)は、Ｏを中心に正負の値をとり得る
ので、第２同期検波器６７の出力として望ましい
ことを示している。
る高周波成分を抑圧するよう帯域制限されている
ため両側帯波ｑ［sin ωP（ｔ−Ｔ）］は除かれて、
式(13)の信号は、 S64＝cos［ｔ（ω−ωl）−（ωT−ωlτ）］・cos
ωs（Ｔ−τ）(16) となる。同様に第２中間周波増幅器出力(6)S6は、
両側帯波が除かれて、 S6＝１／２sin2ωs（Ｔ−τ）cos［ｔ（ω−ωl）−
（ωT−ωlτ）］(17) となる。距離情報に関する第２同期検波器出力(9)
S9は、 S9＝64・6＝２／１sin2ωS（Ｔ−τ）・cos ωS
（Ｔ−τ）＝cos2ωS（Ｔ−τ）・sin ωS（Ｔ−τ）(1
8) となり、式(18)は、Ｏを中心に正負の値をとり得る
ので、第２同期検波器６７の出力として望ましい
ことを示している。
したがつて、距離追尾レーダのなかで、レーダ
から目標までの距離Ｔに相当する信号を自由に発
生できれば Ｔ＝τ (19) となつて、式(19)を常にＯにすることにより、レー
ダが目標を追尾することができるとともに、目標
までの距離を求めることができる。
から目標までの距離Ｔに相当する信号を自由に発
生できれば Ｔ＝τ (19) となつて、式(19)を常にＯにすることにより、レー
ダが目標を追尾することができるとともに、目標
までの距離を求めることができる。
以下、この発明の一実施例を、第１図を用いて
説明する。信号発生器７５の出力である信号発生
器出力２０は、第３位相変調器７１において、送
信源５９の出力である送信源出力１５を位相変調
して、πラジアンだけ位相差のある２位相の位相
変調をした第３位相変調器出力１６になる。距離
信号発生器７６で作られる、レーダが目標に電波
を照射し、再びレーダに返つて来るまでの時間Ｔ
に相当する信号である距離信号発生器出力４６
は、パルス基準信号発生器７２において目標から
の反射波の到着時間が送信出力１８の送信時間と
重ならないかどうか演算されて、パルス基準信号
発生器出力２１になり、パルス整形回路７３で所
定のパルス幅の信号に整形されて、パルス成形回
路出力２２となる。第３位相変調器出力１６は、
パルス変調器６０において、パルス成形回路出力
２２を変調信号として用いることにより、パルス
変調器出力２４になり、電力増幅器６１によつて
増幅されて、電力増幅器出力４７となり、送信ア
ンテナ５０によつて、送信出力１８は、目標に向
けて照射される。目標からの反射波である受信入
力１は、受信アンテナ５１において受信され、受
信アンテナ出力２となり、第１混合器６２及び第
２混合器６３のそれぞれに分岐されて、第１位相
変調器出力７及び第２位相変調器出力８をそれぞ
れ使つて、第１混合器出力３及び第２混合器出力
４になる。第１混合器出力３は、第１中間周波増
幅器６４にて増幅されて、第１中間増幅器出力５
になり、第２同期検波器６７の基準信号になる。
第２混合器出力４は、第２中間増幅器において増
幅され、第２中間周波増幅器出力６になり、第２
同期検波器６７において、同期検波され、距離誤
差信号９となり、距離信号発生器７６に入力され
る。
説明する。信号発生器７５の出力である信号発生
器出力２０は、第３位相変調器７１において、送
信源５９の出力である送信源出力１５を位相変調
して、πラジアンだけ位相差のある２位相の位相
変調をした第３位相変調器出力１６になる。距離
信号発生器７６で作られる、レーダが目標に電波
を照射し、再びレーダに返つて来るまでの時間Ｔ
に相当する信号である距離信号発生器出力４６
は、パルス基準信号発生器７２において目標から
の反射波の到着時間が送信出力１８の送信時間と
重ならないかどうか演算されて、パルス基準信号
発生器出力２１になり、パルス整形回路７３で所
定のパルス幅の信号に整形されて、パルス成形回
路出力２２となる。第３位相変調器出力１６は、
パルス変調器６０において、パルス成形回路出力
２２を変調信号として用いることにより、パルス
変調器出力２４になり、電力増幅器６１によつて
増幅されて、電力増幅器出力４７となり、送信ア
ンテナ５０によつて、送信出力１８は、目標に向
けて照射される。目標からの反射波である受信入
力１は、受信アンテナ５１において受信され、受
信アンテナ出力２となり、第１混合器６２及び第
２混合器６３のそれぞれに分岐されて、第１位相
変調器出力７及び第２位相変調器出力８をそれぞ
れ使つて、第１混合器出力３及び第２混合器出力
４になる。第１混合器出力３は、第１中間周波増
幅器６４にて増幅されて、第１中間増幅器出力５
になり、第２同期検波器６７の基準信号になる。
第２混合器出力４は、第２中間増幅器において増
幅され、第２中間周波増幅器出力６になり、第２
同期検波器６７において、同期検波され、距離誤
差信号９となり、距離信号発生器７６に入力され
る。
信号発生器出力２０のもう一方の出力は、遅延
器７４においてτだけ信号発生器出力２０を遅延
させ、受信入力１と常に同期が保たれるように、
すなわち、距離誤差信号９が常にゼロになるよう
に、距離信号発生器出力４６により遅延器７４の
遅延量を変化させて、遅延器出力１９とし、局部
発振器５６で作られる局部発振器出力１３を第１
位相変調器７０において、位相変調して、第１位
相変調器出力７になる。一方、もう１つの遅延器
出力１９は、反転ビツト発生器６６で遅延器出力
１９の位相を反転する。この反転された信号と反
転させていない遅延器出力１９とを第１切換器７
７により、各ビツトのちようど中間のタイミング
で、信号発生器出力２０と同一の角周波数ωsで
切換えることにより第１切換器出力２７を合成す
る。この第１切換器出力２７は、局部発振器出力
１３を第２位相変調器８２において位相変調し
て、第２位相変調器出力８になる。
器７４においてτだけ信号発生器出力２０を遅延
させ、受信入力１と常に同期が保たれるように、
すなわち、距離誤差信号９が常にゼロになるよう
に、距離信号発生器出力４６により遅延器７４の
遅延量を変化させて、遅延器出力１９とし、局部
発振器５６で作られる局部発振器出力１３を第１
位相変調器７０において、位相変調して、第１位
相変調器出力７になる。一方、もう１つの遅延器
出力１９は、反転ビツト発生器６６で遅延器出力
１９の位相を反転する。この反転された信号と反
転させていない遅延器出力１９とを第１切換器７
７により、各ビツトのちようど中間のタイミング
で、信号発生器出力２０と同一の角周波数ωsで
切換えることにより第１切換器出力２７を合成す
る。この第１切換器出力２７は、局部発振器出力
１３を第２位相変調器８２において位相変調し
て、第２位相変調器出力８になる。
以上の実施例によつて、Ｏ、πの２位相の位相
変調された広帯域のパルス波を目標に向け照射
し、目標からの広帯域信号を復調し、狭帯域の中
間周波数で受信できることが説明できた。
変調された広帯域のパルス波を目標に向け照射
し、目標からの広帯域信号を復調し、狭帯域の中
間周波数で受信できることが説明できた。
なお、上記実施例では、送信アンテナと受信ア
ンテナを別々に構成して説明したが、送信器を同
一のアンテナで構成しても良い。また、信号発生
器の出力を、正弦波のような単一スペクトルの場
合について説明したが、ランダムノイズのような
広いスペクトルを持つた信号でもよい。また、こ
れまで第２図に示すように位相変調はパルス繰り
返しごとに実施する例について説明してきたが、
第３図に示すようにパルス内で位相変調する場合
は、パルス繰返しごとに位相変調する場合の零の
部分がなくなり位相変調された各パルスが相互に
隣接する、すなわち、パルス繰返しの角周波数
ωPと信号発生器出力の角周波数ωsの関係が異な
るだけで式(5)の送信出力S18は同じとなり、同様
に適用できる。なお、第３図は、ランダム信号を
２値化して位相変調する場合である。この場合、
式(18)の角周波ωsは、１ビツトに対応する基本角
周波数と考えればよい。
ンテナを別々に構成して説明したが、送信器を同
一のアンテナで構成しても良い。また、信号発生
器の出力を、正弦波のような単一スペクトルの場
合について説明したが、ランダムノイズのような
広いスペクトルを持つた信号でもよい。また、こ
れまで第２図に示すように位相変調はパルス繰り
返しごとに実施する例について説明してきたが、
第３図に示すようにパルス内で位相変調する場合
は、パルス繰返しごとに位相変調する場合の零の
部分がなくなり位相変調された各パルスが相互に
隣接する、すなわち、パルス繰返しの角周波数
ωPと信号発生器出力の角周波数ωsの関係が異な
るだけで式(5)の送信出力S18は同じとなり、同様
に適用できる。なお、第３図は、ランダム信号を
２値化して位相変調する場合である。この場合、
式(18)の角周波ωsは、１ビツトに対応する基本角
周波数と考えればよい。
(1) 位相をＯとπラジアンの２位相で送信するの
で、電波妨害をかける立場からは、本発明の２
位相信号を検知し、周波数を解読して、妨害電
波を相手レーダに送り返すことは困難であるの
で、電波的に秘とく性の高い、対電波妨害に優
れた距離追尾レーダとなつている。
で、電波妨害をかける立場からは、本発明の２
位相信号を検知し、周波数を解読して、妨害電
波を相手レーダに送り返すことは困難であるの
で、電波的に秘とく性の高い、対電波妨害に優
れた距離追尾レーダとなつている。
(2) 本発明の距離追尾レーダに送信信号と相関の
ない第一周波数の妨害をかけても混合器で復調
されずに逆い広帯域に拡散されることになり、
混合器の後ろに置かれる狭帯域の中間増幅器の
帯域の外側にスペクトルが分散されてしまうの
で、受信機への妨害は少ない。
ない第一周波数の妨害をかけても混合器で復調
されずに逆い広帯域に拡散されることになり、
混合器の後ろに置かれる狭帯域の中間増幅器の
帯域の外側にスペクトルが分散されてしまうの
で、受信機への妨害は少ない。
(3) これまでの狭帯域受信のレーダでは、精度の
良い測距が実現できなかつたが、本発明によれ
ば、狭帯域受信の測距が可能になり、送信パル
スと受信パルスが一致することの不都合を繰り
返しパルス間隔と送信から受信までの遅延時間
とを同期して変更するなどで可能になるので、
送信出力の効率が良くなる。
良い測距が実現できなかつたが、本発明によれ
ば、狭帯域受信の測距が可能になり、送信パル
スと受信パルスが一致することの不都合を繰り
返しパルス間隔と送信から受信までの遅延時間
とを同期して変更するなどで可能になるので、
送信出力の効率が良くなる。
(4) 中間増幅器の周波数帯域幅を狭くすることが
できるので、避けることのできない受信機固有
の雑音を減らすことができ、極めて高感度の距
離追尾レーダになつている。
できるので、避けることのできない受信機固有
の雑音を減らすことができ、極めて高感度の距
離追尾レーダになつている。
第１図はこの発明の一実施例による距離追尾レ
ーダを示すブロツク図、第２図、第３図は、第１
図の実施例を説明するためのタイムチヤート、第
４図は従来の距離追尾レーダを示すブロツク図、
第５図は第４図の従来例を説明するためのタイム
チヤートである。 図において、１は受信入力、２は受信アンテナ
出力、３は第１混合器出力、４は第２混合器出
力、５は第１中間増幅器出力、６は第２中間増幅
器出力、７は第１位相変調器出力、８は第２位相
変調器出力、９は距離誤差信号、１０は振幅検波
器出力、１３は局部発振器出力、１５は送信源出
力、１６は第３位相変調器出力、１８は送信出
力、１９は遅延器出力、２０は信号発生器出力、
２１はパルス基準発生器出力、２２はパルス整形
回路出力、２３は基準パルス、２４はパルス変調
器出力、２６は距離演算器出力、２７は第１切換
器出力、２９は基準パルス発生器出力、３６は第
３混合器出力、３７は第３中間周波増幅器出力、
４６は距離信号発生器出力、４７は電力増幅器出
力、５０は送信アンテナ、５１は受信アンテナ、
５２は第３混合器、５３は第３中間周波増幅器、
５４は振幅検波器、５５は表示器、５６は局部発
振器、５７は基準パルス発生器、５８は整形回
路、５９は送信源、６０はパルス変調器、６１は
電力増幅器、６２は第１混合器、６３は第２混合
器、６４は第１中間周波増幅器、６２は第２中間
周波増幅器、６６は反転ビツト発生器、６７は第
２同期検波器、７０は第１位相変調器、７１は第
３位相変調器、７２はパルス基準信号発生器、７
３はパル整形回路、７４は遅延器、７５は信号発
生器、７６は距離信号発生器、７７は第１切換
器、８２は第２位相変調器である。なお、各図中
同一符号は同一又は相当部分を示すものとする。
ーダを示すブロツク図、第２図、第３図は、第１
図の実施例を説明するためのタイムチヤート、第
４図は従来の距離追尾レーダを示すブロツク図、
第５図は第４図の従来例を説明するためのタイム
チヤートである。 図において、１は受信入力、２は受信アンテナ
出力、３は第１混合器出力、４は第２混合器出
力、５は第１中間増幅器出力、６は第２中間増幅
器出力、７は第１位相変調器出力、８は第２位相
変調器出力、９は距離誤差信号、１０は振幅検波
器出力、１３は局部発振器出力、１５は送信源出
力、１６は第３位相変調器出力、１８は送信出
力、１９は遅延器出力、２０は信号発生器出力、
２１はパルス基準発生器出力、２２はパルス整形
回路出力、２３は基準パルス、２４はパルス変調
器出力、２６は距離演算器出力、２７は第１切換
器出力、２９は基準パルス発生器出力、３６は第
３混合器出力、３７は第３中間周波増幅器出力、
４６は距離信号発生器出力、４７は電力増幅器出
力、５０は送信アンテナ、５１は受信アンテナ、
５２は第３混合器、５３は第３中間周波増幅器、
５４は振幅検波器、５５は表示器、５６は局部発
振器、５７は基準パルス発生器、５８は整形回
路、５９は送信源、６０はパルス変調器、６１は
電力増幅器、６２は第１混合器、６３は第２混合
器、６４は第１中間周波増幅器、６２は第２中間
周波増幅器、６６は反転ビツト発生器、６７は第
２同期検波器、７０は第１位相変調器、７１は第
３位相変調器、７２はパルス基準信号発生器、７
３はパル整形回路、７４は遅延器、７５は信号発
生器、７６は距離信号発生器、７７は第１切換
器、８２は第２位相変調器である。なお、各図中
同一符号は同一又は相当部分を示すものとする。
Claims (1)
- １ 送信アンテナ、受信アンテナ、第１、第２混
合器、局部発振器、第１、第２中間周波増幅器、
同期検波器又は掛算器、遅延器及び信号発生器を
具備した距離追尾レーダにおいて、位相変調のた
めの信号を発生する前記信号発生器の出力信号を
用いて送信源出力を位相変調した信号を、前記送
信アンテナにより目標に向け照射し、前記受信ア
ンテナにより目標の反射波を受信し、前記受信ア
ンテナの出力を前記第１、第２混合器に加え、前
記第１混合器においては受信アンテナの出力を、
前記信号発生器の出力信号に比べて目標への送信
から受信までの伝播時間に相当する時間だけ遅延
させた信号により前記局部発振器の出力を変調し
た第１位相変調器の出力と混合し、また第２混合
器においては受信アンテナの出力を、前記遅延さ
せた信号の各ビツトの前半分は同位相、後半分は
逆位相させた信号により前記局部発振器の出力を
変調した第２位相変調器の出力と混合して２つの
中間周波数に変換し、変調による高周波成分を抑
圧するよう帯域制限した前記第１、第２中間周波
増幅器によつて増幅し、前記同期検波又は掛算器
によつて、同期検波あるいは掛算して得られる信
号を用いて、目標の位置を検出することを特徴と
する距離追尾レーダ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25003385A JPS62110179A (ja) | 1985-11-08 | 1985-11-08 | 距離追尾レ−ダ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25003385A JPS62110179A (ja) | 1985-11-08 | 1985-11-08 | 距離追尾レ−ダ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62110179A JPS62110179A (ja) | 1987-05-21 |
| JPH0448193B2 true JPH0448193B2 (ja) | 1992-08-06 |
Family
ID=17201829
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25003385A Granted JPS62110179A (ja) | 1985-11-08 | 1985-11-08 | 距離追尾レ−ダ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62110179A (ja) |
-
1985
- 1985-11-08 JP JP25003385A patent/JPS62110179A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62110179A (ja) | 1987-05-21 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |