KR930001549B1 - 거리측정 방법 및 그 장치 - Google Patents

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내용 없음.

Description

거리측정 방법 및 그 장치

제1도는 종래의 의사랜덤신호를 송신하는 땅속 또는 물속 탐사용레이더장치의 블록도.

제2도는 상관기의 블록도.

제3도는 제1발명의 한실시예를 나타낸 블록도.

제4도는 7비트의 M계열신호발생기의 구성도.

제5도는 M계열신호발생기의 출력파형도.

제6도는 제3도의 동작을 설명하기 위한 파형도.

제7도는 클록발생기의 한실시예를 나타낸 블록도.

제8도는 제1발명의 화상표시장치의 블록도.

제9도는 제1발명의 검지신호의 화상표시도.

제10도는 제2발명의 한실시예를 나타낸 블록도.

제11도는 제10도의 동작을 설명하기 위한 파형도.

제12도는 제2발명을 용융환원로안의 슬랙레벨계측장치에 적용한 설명도.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

101, 201 : 제1클록발생기 102, 202 : 제2클록발생기

105-106 : 승산기 205-209 : 승산기

107 : 전력증폭기 108 : 수신증폭기

109 : 송신용안테나 110 : 수신용안테나

116 : 대상물 117 : M계열신호발생기

118 : 샘플링장치 119 : 상관기

213, 214 : 분배기 111, 112, 210, 211, 212 : 저역필터

215, 216 : 2승기 220 : 하이브리드결합기

본 발명은 땅속, 물속, 눈속 등의 검지 대상물까지의 거리 및 용융환원로, 전로 등의 슬랙 레벨 또는 용강 레벨 및 일반적인 대상물까지의 거리를 측정하는 방법 및 그 장치에 관한 것이다.

종래, 비접촉 방식에 따라, 예컨대 전자파를 사용하여 땅속 또는 물속의 검지 대상물까지의 거리를 측정하는 방법으로서는, 예컨대, 일본국 특공 소 55-44916호에 개재한 바와 같이 수 ㎱(10^-9초) 정도의 모노펄스를 송신하는 방법이나, 펄스신호 대신에, 예컨대 문헌 「부호화 땅속 탐사 레이더」 (일본국 스즈키 외, 전자 정보 통신 학회, 기술 보고 SANE 87-1, 1987년)와 같이 의사랜덤신호를 송신하는 방법이 연구되어 왔다. 의사랜덤(pseudo random) 신호를 발신하는 방법에 있어서는 일정한 펄스 반복 주파수(PRF : Rulse Repetition Frequency)로 자기상관 출력을 얻기 쉬운 M계열(Maximal Length Sequences) 신호나 바아커코우드(barker code) 신호 등의 의사랜덤신호를 발생시켜, 동 발생신호를 전력 증폭한 다음, 송신 안테나를 개재하여 전자파로서 땅속 또는 물속으로 송파하는 검출 대상물로부터의 반사파는 수신 안테나를 개재하여 수신되어, 동 수신 출력은 샘플링 장치에 의하여 고속 수신신호에서 저속 수신으로 변환된 다음, 상관기에 따라 펄스 압축(pulse compression)되어 신호 진폭이 증대된 검출신호를 얻을 수 있었다.

동 의사랜덤신호의 송신으로부터 상관기에서 검출신호를 얻을 수 있기 까지의 시간이, 일반의 레이더와 마찬가지로 전자파가 송수신 안테나와 검출 대상물 사이의 거리를 왕복하는 전파 시간과 같다는 사실로부터 검출 대상물까지의 거리가 산출되었다. 일반적으로, 땅속은 공간보다 전자파의 감쇠가 크고, 위상도 변화한다. 따라서, 대지의 특성(습한 땅, 건조한 땅 등)과 탐지 거리 등으로 사용하는 전자파수의 주파수는 선택된다.

상기와 같은 종래의 의사랜덤신호를 송신하여 상관기로부터 검출신호를 얻을 수 있기 까지의 시간을 계측하는 방법 및 그 장치에서는 장치내에 샘플링 장치를 필요로 하기 때문에 구성소자가 증대하고, 장치가 대규모로 되어 코스트의 증대를 초래하게 된다는 문제가 있었다. 나아가서 상관기의 구성요소로서 탭부착지연선을 필요로 하기 때문에 수신신호를 지연선에 통과시킬때에 발생하는 파형스트레스에 의하여 계측오차를 발생하는 문제가 있었다.

또 수신신호를 A-D 변환하여 디지틀신호처리에 따라 상관기를 구성하는 방법은 회로소자의 응답속도의 한계때문에, 실제시간 처리가 곤란하므로, 경제성이 있는 장치로서는 아직 실용화되어 있지 않다.

또, 종래 용융환원로나 전로 등에 있어서의 슬랙레벨이라거나 용강레벨 등의 레벨계측방법 및 대상물의 위치계측방법으로서는, 대별하면 접촉방식과 비접촉방식이 있다.

접촉방식에는 전기적도통검지방법으로서, 예컨대 일본국 실개소 61-129858호 공보에 나타낸 바와같이, 노정으로부터 적어도 2개의 전극을 승강하고, 그 전극사이에 전압을 인가하여, 그 전극위치에 슬랙이 존재하는 것을 전기적도통에 따라 검출하고, 그 전극위치에 따라 슬랙레벨을 계측하는 장치는 고안되어 있었다.

또, 접촉방식의 온도분포 측정방식으로서, 예컨대 일본국 특개 소 61-217516호 공보에 나타낸 바와 같이, 전로의 랜스에 적당한 간격으로 다수의 온도센서를 매립하고, 그 온도센서에 따라 노안 온도분포를 연속적으로 측정하여 그 온도분포의 특징으로부터 슬랙 레벨을 계측하는 장치는 발명되어 있다.

비접촉 방식에는 마이크로파 FMCW(Frenquency Modulated Continuous Wave) 방식으로서, 예컨대 일본국 특개 소 63-21584호 공보 또는 특개 소 61-57875호에 공보에 나타낸 바와 같이 주파수가 10㎓ 근방의 마이크로 연속파를 FM변조하여 안테나로부터 피측정면으로 향하여 송신하고, 동 송신신호와 피측정면으로부터의 반사파를 혼합하여 얻을 수 있는 비이트 주파수를 계수하여 피측정면의 레벨을 계측하는 방법은 발명되어 있다.

이러한 방법은 마이크로파와 안테나로부터 대상물까지의 거리를 왕복하는 전파 소요시간과 맥놀이(beat)주파수가 대응함에 따라 거리를 계측할 수 있다.

또 마이크로 파펄스변조방식으로서, 통상의 비상체검지용레이더와 같이, 주파수 10-20㎓정도의 마이크로파를 펄스변조하여 송신하여, 대상물로부터 반사파를 수신하기까지의 전파 소요시간이 대상물까지의 거리에 비례함에 따라 거리를 계측하는 방법이 있다.

나아가서 마이크로 파펄스압축레이더방식으로서, 예컨대 문헌 「랜덤부호계열을 사용한 펄스압축레이더의 실험적 검토」(니스 모토의 전자정보통신학회, 기술연구보고 SANE 85-25, 1985년 9월)에서 나타낸 바와같이, M계열신호와 같은 의사랜덤신호로 주파수 1-수 10㎓의 반송파를 변조하여 대상물에 송신하고, 반사파를 수신하여, 복조계에 탭부착지연선과 무게불은 가산기를 조합한 가장 적합한 정합필터를 사용하여 펄스압축을 하여, 분해능과 감도를 향상시킨 레이더에 의한 계측방법이 있다.

상기와 같은 종래의 레벨계측방법 또는 대상물의 거리계측방법에 있어서, 접촉방식의 경우에는 어느것이나 노안의 슬랙이나 용강과의 접촉부의 내구성이 열등하여 파손되기 쉽다.

전기적 도통검지방식의 경우는, 노안의 분진이나 용강스플래시에 의한 전기적 절연부의 절연불량 때문에 잘못된 신호가 발생한다던가, 전극의 승강에 의한 탐지 때문에 연속측정할 수 없는 등의 문제점이 있었다.

또 접촉 방식중의 온도분포측정방식의 경우에는 물에 냉각된 탠스에 온도센서를 깊이 물에 넣기 때문에 그 전열특성으로부터 온도센서의 응답성이 나쁘다. 또, 측정밀도를 향상시키기 위하여, 온도센서를 매설하는 경우에 센서에의 배선의 공간적, 온도적인 제약이 많은 등의 문제점이 있었다.

비접촉방식의 마이크로파 FMCW방식의 경우에는 노속은 좁은 공간으로 랜스나 노입 등의 전파반사물이 존재하기 때문에, 노안에 마이크로파를 송신하면 다중반사파를 포함한 불필요한 반사파가 발생하여, 이러한 불필요한 반사신호를 제거하여 목적으로 하는 대상물로부터의 반사신호만을 정확하게 계측하는 것이 곤란하다고 하는 문제점이 있었다.

또 비접촉방식의 마이크로파펄스변조의 경우는, 통상 펄스변조파의 송신종료후에 수신을 하므로, 마이크로파의 전파속도를 고려하면, 단거리측정용레이더로서는 극히 시간폭이 작은 펄스로 변조한 피이크송신전력의 비교적 큰마이크로파를 송신하여, 근거리표적으로부터 반사되는 수신신호를 얻기까지의 미소시간을 측정할 필요가 있고, 이것들을 기술적으로 실현하는 것이 곤란하기 때문에, 노속의 레벨계측과 같은 근거리측정용으로는 적합하지 않은 등의 문제점이 있었다.

또 피접촉방식의 마이크로파펄스압축 레이더방식의 경우에는, 수신한 다음의 복조계에 따라 펄스폭을 압축하여 수신전력을 증대하고, 분해능과 감도는 향상하지만, 복조계에 필요한 탭부착지연선과 무게불은 가산기를 조합한 정합필터의 구조가 복잡하고, 특히 고감도로 하기 위하여 의사랜덤신호길이를 크게(예컨대 2⁵-20²⁰)하면, 장치의 복잡화, 대형화를 초래하여 값비싸진다고 하는 문제점이 있다.

또 각탭사이의 지연시간의 조정이나 지연선전파중의 파형스트레스의 보정을 위한 조정 등도 번잡한 작업으로서 문제가 있었다. 나아가서 상기한 정합필터의 기능을 디지틀 신호처리에 따라 실행하는 경우에도, 고속 A-D변환기나 고속연산기가 필요하게 되고, 마찬가지로 장치의 복잡화, 대형화를 초래하여 값비싸진다고 하는 문제점도 있었다.

본 발명은 종래의 땅속, 물속의 검지대상물까지의 거리를 측정하는 방법 및 장치에 있어서의 상기한 문제점을 해석하여, 간단한 장치로 땅속 또는 물속의 검지대상물까지의 거리를 검출할 수 있는 제1거리측정방식 및 그 장치 및 종래의 용융환원로, 전로 등의 슬랙레벨, 또는 용강레벨을 측정하는 방법 및 장치에 있어서의 상기한 문제점을 해석하여 분진 등의 존재하는 계측환경에 영향을 받지않고 값싼장치로 비접촉으로 연속적으로 슬랙레벨 또는 용강레벨 등의 레벨위치 또는 대상물까지의 거리를 단거리로부터 좋은 정밀도로 측정할 수 있는 제2거리측정방법 및 그 장치를 얻는 것을 목적으로 한다.

상기한 목적을 달성하는 본 제1발명의 거리측정방법은 동일패턴에서 주파수만 약간 다른 제1 및 제2의사랜덤신호를 발생하여, 제1의사랜덤신호는 2개로 분기하여, 그 한편을 대상물에 향하여 송신함과 동시에, 그 다른편과 제2의사랜덤신호의 승산기(곱셈값)(제1승산치)를 산출하여, 전술한 대상물로부터 반사된 신호를 수신한 수신신호와 제2의사랜덤신호의 승산치(제2승산치)를 산출하여 제1승산치의 시계열패턴과의 시간차를 측정함에 따라 전술한 대상물과의 거리를 측정하도록 한 것이다.

또, 상기 목적을 달성하는 제1발명의 거리 측정장치는 동일패턴에서 주파수만 약간 다른 2개의 의사랜덤신호발생수단과, 제1의사랜덤신호발생수단의 출력을 송신신호로서 대상물에 송신하는 송신수단과, 대상물로부터의 반사신호를 수신하여 수신신호를 얻는 수신수단과, 제1 및 제2의사랜덤신호 발생수단의 각각의 출력을 승산하는 제1승산기와, 수신수단의 출력과 제2의사랜덤신호 발생수단의 출력의 승산을 하는 제2승산기와, 제1승산기의 출력과 제2승산기의 출력의 시계열패턴의 시간차를 측정하는 수단을 설치한 것이다.

또, 상기한 목적을 달성하는 제2발명의 거리측정방법은 제1의사랜덤신호 및 제1의사랜덤신호와 동일패턴이고 주파수가 약간 다른 제2의사랜덤신호를 각기 발생하여, 제1의사랜덤신호와 제2의사랜덤신호를 승산하여 승산치의 시계열패턴을 발생하고, 또 제1의사랜덤신호에 따라 반송파를 변조하여 대상물에 향하여 송신하여, 대상물로부터의 반사신호를 수신한 수신신호와, 제2의사랜덤신호를 승산하여 얻어진 반송파를 검파하고, 피검파신호의 시계열패턴을 발생하여, 전술한 승산치의 시계열패턴과 피검파신호의 시계열패턴의 시간차를 측정함에 따라 전술한 대상물과의 거리를 측정하도록 한 것이다.

또, 상기한 목적을 달성하는 제2발명의 거리측정장치는 제1의사랜덤신호발생수단과, 제2의사랜덤신호 발생수단의 출력신호와 동일패턴이고 주파수가 약간 다른 제2의사랜덤신호발생수단과, 제1의사랜덤신호발생수단의 출력과 제2의사랜덤신호발생수단의 출력과의 승산을 하는 제1승산기와, 반송파발생수단과, 제1의사랜덤신호발생수단의 출력에 따라 전술한 반송파발생수단의 출력신호를 변조한 신호를 송신신호로서 대상물에 송신하는 송신수단과, 대상물로부터의 반사신호를 수신하여 얻은 수신수단과, 동 수신수단의 출력과 제2의사랜덤신호발생수단의 출력의 승산을 하는 제2승산기와, 동 제2승산기로부터 출력되는 반송파를 검파하는 검파수단과, 동 검파수단으로부터 출력되는 피검파신호의 시계열패턴과 제1승산기로부터 출력되는 승산치의 시계열패턴의 시간차를 측정하는 수단 등을 구비한 것이다.

제1 또는 제1발명에 의하면 제1의사랜덤신호를 직접 탐지대상물에 송신하던가 또는 제1의사랜덤신호에 의하여 위상변조된 반송파를 송신하여, 대상물로부터 반사된 수신신호는, 제1의사랜덤신호와 동일패턴이고 주파수의 근접한 제2의사랜덤신호에 따라 상관처리한 대상물검지신호를 얻는 방법에 따라, 대상물로부터의 검출신호와 기준신호 사이의 계측시간을 시간축상에서 현저하게 확대하였으므로, 직접저속신호에 따라 시간계측이 가능하게 되었다. 따라서 종래의 실제시간에 있어서의 고속신호처리에 필요로 하였던 샘플링장치가 불필요하게 되어, 저속회로소자에 따라 장치를 구성할 수 있으므로, 장치의 소형화, 저코스트의 효과를 얻을 수 있다.

나아가서 측정거리에 비례한 시간계측에 있어서 실제시간 보다도 확대된 시간에 따라 계측을 하므로, 대상물의 거리를 단거리에서 좋은 정밀도로 계측할 수 있을 뿐 아니라, 목적으로 하는 대상물로부터의 희망하는 반사신호와 대상범위밖으로부터의 불필요한 반사신호는, 검출신호의 발생시간축상에서 명확하게 구별하여 분리할 수 있다. 따라서 노속의 레벨을 계측하는 경우에 노속과 같은 좁은 공간에서 불필요한 반사파의 발생하기 쉬운 계측환경에 있어서도, 불필요한 반사파를 제거하여 안정하게 레벨의 계측을 할 수 있는 효과를 지니고 있다.

본 발명과 종래기술의 의사랜덤신호를 이용한다고 하는 점에 있어서는 공통이지만, 종래기술은 단일의 의사랜덤신호를 이용하여, 전자파가 전파하는 실제시간을 계측하는 방법이다. 그런데, 본 발명은 그 패턴이 동일하고, 주파수가 약간 다른 2개의 의사랜덤신호를 이용하여 송신전 및 수신후에 있어서의 양신호 사이의 상관출력을 각기 검출함에 따라, 계측시간을 실제시간에 비교하여 현저히 확대할 수 있는 방법이다. 그리하여 본 발명과 종래기술의 차이를 명확히 하기 위하여 최초로 종래기술에 대하여 설명한다.

제1도는 종래의 의사랜덤신호를 송신하는 땅속 또는 물속탐사용레이더장치의 블록도이다. 도면에서(107)은 전력증폭기, (108)은 수신증폭기, (109)는 송신안테나, (110)은 수신용안테나, (116)은 땅속 또는 물속대상물, (117)은 M계열신호발생기, (118)은 샘플링장치, (119)는 상관기, (120-1), (120-2), (120-3)는 감쇠기이다.

제2도는 상관기의 블록도이며, 도면에서 (121)은 탭부착 지연선, (122)는 부호변환기, (123)은 가산기이다.

제1도 및 제2도의 동작에 대하여 설명한다. 먼저 일정한 반복주파수로 트리거신호가 M계열신호발생기(117)에 입력된다. M계열신호발생기(117)는 의사랜덤신호발생수단의 하나로서 사용되었으며, 그 부호는 일정한 주기성을 지니고 있다.

M계열신호발생기(117)는 트리거신호가 입력될때마다 1주기분의 M계열신호를 출력한다. 동 M계열신호발생기(117)로부터의 출력신호가 감쇠기(120-1), 전력증폭기(107) 감쇠기(120-2)를 개재하여 송신용안테나(109)로부터의 전자파로서 땅속 또는 물속에 방사된다. 이렇게 방사된 전자파는 땅속 또는 물속의 검지대상물(116)로부터 반사되어 수신용안테나(110)에 검출된다.

수신용 안테나(110)로부터의 출력신호는 수신증폭기(108), 감쇠기(120-3)를 개재하여 샘플링장치(118)에 입력된다. 샘플링장치(118)는 고속신호를 저속신호로 변환하는 기능을 지니고 있다. 지금 N회의트리거신호에 따라 N개의 동일파형의 수신신호를 얻을 수 있었다면, 동 수신신호를 시간적으로 N분할하여 X₁, X₂, … X_n의 신호라고 하자.

그리고, 1회째의 수신신호로부터는 X₁의 신호만을 샘플링하고, 2회째의 수신신호로부터는 X₂의 신호만을 샘플링한다. 이와 같은 샘플링동작을 반복하여 N회의수신신호로 하나의 수신신호 X₁, X₂, …X_n을 재생한다. 이와 같이 샘플링장치(118)는 고속수신신호를 저속수신신호로 변환하여, 그 출력은 상관기(119)에 공급한다. 상관기(119)는 미리 기억하고 있는 M계열신호와의 상관을 채택할 기능을 지니고, 제2도에 상세한 블록도를 보여주고 있다. 입력신호는 탭부착지연선(121)에 도입되어, 각각의 탭으로부터 지연시간에 대응한 신호를 출력한다. 탭부착지연선(121)의 각각의 탭으로부터의 출력신호는 부호변환기(122)에 입력된다. 부호변환기(122)내부의 " + "는 부호변환은 하지 않는다. " - "은 부호변환을 한다는 것을 뜻한다.

부호변환기(122)의 출력신호는 각기 병열로 가산기(123)에 입력되어, 병열입력신호의 가산을 하게 된다. 그 결과 수신신호는 시간적으로 압축되어, 진폭은 증대되고, 상관기(119)로부터 출력된다. 이러한 종래기술에 있어서와 의사랜덤신호의 이용은, 수신신호의 펄스압축을 목적으로 하는 것이며, 계측거리는 일반의 레이더와 마찬가지로 전자파가 송수신안테나와 검출대상물 사이의 거리를 왕복하는 전파시간으로서 계측하게 된다.

다음에 본 발명에 대하여 설명한다. 제1발명에 있어서의 거리측정방법은 대상물에의 송수신에 사용되는 제1의사랜덤신호와, 기준신호로서 사용되는 제2의사랜덤신호가 동일패턴이고 주파수가 약간 다르도록 설정하여, 기준의 제2의사랜덤신호와, 송신되는 제1의사랜덤신호의 최대상관치를 검출한 시각과, 제2의사랜덤신호와 수신된 제1의사랜덤신호의 최대상관치를 검출한 시각을 검출하여, 이러한 2개의 최대상관치 검출시각 사이의 시간을 계측하는 방법에 따라서, 전술한 대상물까지의 거리에 비례한 시간을 계측하도록 하였다. 동 계측시간은, 종래방식의 전자파의 전파에 필요한 실제시간에 비교하여, 현저히 확대된 시간으로 되어 있으므로, 직접 저속신호에 따라 시간계측이 가능하게 되었다.

제1발명에 있어서의 거리측정장치에 있어서는, 전술한 측정방법을 채용하였으므로, 고속신호처리에 필요하게되는 샘플링장치가 불필요하게 되어, 저속회로소자로 장치를 구성할 수 있도록 되어 있다. 또, 파형 스트레스에 따라 계측 오차를 발생하는 탭부착 지연선도 불필요하게 되었다.

또, 제1발명에 있어서의 장치에서는 전술한 2개의 의사랜덤신호 사이의 최대 상관치를 검출하기 위하여 상관치를 검출하는 한쌍의 승산기와, 동 한쌍의 승산기의 각각의 출력이 최대로 되었을 때에 각기 펄스를 발생시키는 수단과, 이렇게 발생된 2개의 펄스의 시간 간격을 측정하는 수단을 설치하여, 극히 정밀도가 좋은 시간 계측이 가능하게 된다. 또, 본 발명에 있어서의 2개의 의사신호 발생수단은 어느것도 클록 동기형의 의사랜덤 발생기이며, 구동하는 클록신호와 주파수가 약간 다른 것뿐으로 전혀 동일한 구조로 되어 있다. 따라서, 공통의 회로에 따라 2개의 의사신호 발생수단은 실현할 수 있다.

제1발명의 작용은 다음과 같이 정식화되어 있다. 제1의사랜덤신호를 클록 주파수 f₁, 제2의사랜덤신호의 클록주파수를 f₂라 하고, 각각의 의사랜덤신호의 패턴은 동일하다 한다.

여기에서, f₁〉f₂라고 한다.

속신되는 제1의사랜덤신호와 제2의사랜덤신호의 상관을 채택하여 얻을 수 있는 기준신호가 최대치로 되는 주기를 T_B라고 하면, 동 T_B사이에 포함되는 제1의사랜덤신호와 제2의사랜덤신호의 파수의차가 마침 1주기의 파수(N)로 된다.

즉, T_B·f₁= T_B·f₂+ N

위 식을 정리하면 T_B는 다음의 (1)식으로 주어진다.

즉 2개의 클록주파수의 차가 작을수록, 기준신호가 최대치로 되는 주기(T_B)는 커진다.

다음에, 제1의사랜덤신호가 송신되어 대상물에서 반사되어서, 전파시간(τ)경과후에 재차수신된 신호와 제2의사랜덤신호의 상관을 채택하여 얻을 수 있는 검출신호가 최대치로 되는 시각과 기준신호가 최대치로 되는 시각의 시간차를 T_D라고 하면, T_D사이에 발생하는 제2의사랜덤신호의 파수는, T_D사이에 발생하는 제1의사랜덤신호와 파수로부터, τ시간에 발생하는 제1의사랜덤신호의 파수만큼 적어지므로, 다음식이 성립한다.

T_D·f₂= T_D·f₁- τ·f₁

위식을 정리하면 T_D는 다음의 (2) 식으로 주어진다.

즉, 전파시간(τ)은, f₁/(f₁-f₂)배만큼 시간적으로 확대되어, 혹은 저속화된 T_D로 계측된다.

이러한 계측시간이 확대됨에 따라, 본 발명은 본질적으로 단거리측정에 적합한 거리측정방법 및 장치라고 말할 수 있다.

여기에서 전파시간 (τ)은, 전파속도를 V₁대상물까지의 거리를 X라고 하면

τ= 2x/V

이기 때문에, (2)식에 따라 다음의 (3)식을 얻는다.

(3)식으로부터 시간차(T_D)를 계측함에 따라, 거리(X)를 계측할 수 있다.

제3도는 제1발명기의 한실시예를 나타낸 블록도이며, (101), (102)는 클록발생기, (103), (104)는 M계열신호발생기, (105), (106)은 승산기, (107)은 전력증폭기, (108)은 수신증폭기, (109)는 송신용안테나, (110)은 수신용안테나, (111), (112)는 저역필터, (113), (114)는 최대치검출기, (115)는 시간계측기, (116)은 대상물이다.

또 제1의사랜덤발생수단은, 클록발생기(101) 및 M계열신호발생기(103)로 구성되어 있다.

제2의사랜덤발생수단은, 클록발생기(102) 및 M계열신호발생기(104)로 구성되어 있다.

제1의사랜덤신호발생기수단의 출력을 대상물에 송신하는 수단은, 전력증폭기(107) 및 송신용안테나(109)로 구성되어 있다.

대상물로 부터의 반사신호를 수신하여, 수신신호를 얻는 수신수단은, 수신용안테나(110) 및 수신증폭기(108)로 구성되어 있다.

시간차를 측정하는 수단은 저역필터(111), (112), 최대치검출기(113), (114), 시간측정기(115)로 구성되어 있다.

제4도는 7비트의 M계열신호발생기의 구성도이며, (124)는 7단구성의 시프트레지스터, (125)는 베타적논리합회로이다.

제5도는 M계열신호발생기의 출력파형도이다.

제4도-제6도의 도면을 참조하면서 제3도의 동작에 대하여 설명한다. 클록발생기(101)는 주파수(f₁)의 클록신호를, 또 클록발생기(102)는 주파수(f₂)의 클록신호를 발생한다.

동 발명의 특징의 하나는, 제1클록신호의 주파수(f₁)와 제2클록신호의 주파수(f₂)가, 극히 근접한 주파수로 그 주파수차가 약간이란 사실이다. 지금 f₁=100.004㎒, f₂-99.996㎒로서, 그차 f₁-f₂=8㎑경우에 대하여 설명을 한다. 클록발생기(101)로부터 출력되는 주파수(f₁)의 클록신호는 M계열신호발생기(103)에, 클록발생기(102)로부터 출력되는 주파수(f₂)의 클록신호는 M계열신호발생기(104)에 각기 M계열신호발생용의 동기신호로서 공급된다. M계열신호발생기(103), (104)는 의사랜덤신호발생수단의 하나로 채용된 것으로, M계열신호의 대신에 예컨대 베이커부호(Baker Code) 발생기를 사용하여도 좋다. 본예의 경우 7비트의 M계열부호를 사용하여, 제4도에 그 구성도를 나타내었다. 즉 클록신호에 동기한 플립플롭 7단 구성에 의한 시프트레지스터(124)을 설치하여, 그 6단째와 7단째의 플립플롭의 출력신호를 배타적 논리합회로(125)를 개재하여 1단째의 플립플롭에 입력하여, 도해에 없는 클록신호를 플립플롭의 각단에 공급하여, 7단째의 플립플롭으로부터 출력신호를 얻도록 하여 클록신호에 동기한 M계열부호를 발생시킬 수 있다.

이와 같이하여 발생한 M계열부호는 "1"와 "0" 또는 "+" 와 "-"의 조합에 의한 주기성 순환부호이며, 본예에 있어서는 제5도에 나타낸 바와같이 부호 "1"는 양전압 (+E), "0"는 음전압(-E)의 신호를 발생하고 있다. 동 M계열신호를 순환하여 발생시킨 경우의 주기는, 본예의 경우 7비트이므로, N=2⁷-1=127개의 신호를 발생하면 1주기가 완료한다. 그리고 다음의 128번째의 신호로부터의 전의 주기와 동일신호를 발생하여, 동주기를 반복하여 순환하게 된다. 일반으로 동 M계열신호는 부분적으로 보면 랜덤한 신호이지만, 자기 상관함수를 이용하는 신호로서 사용되어, 종래장치의 설명에서는 펄스압출레이더에 응용되고 있다.

M계열신호발생기(103), (104)는 입력되는 클록신호의 주파수(f₁)와(f₂)가 약간 다를 뿐이고, 7비트의 동일 M계열신호를 발생하는 전혀 동일한 회로로 구성되어 있다. 또 클록주파수가 100㎒ 정도의 시프트레스터는, 예컨대 ECL(Emitter, Couple, Logic)소자에 따라 용이하게 실현이 가능하다. M계열신호발생기(103), (104)는 각기 1증기 127개의 전압 +E 및 -E으로 되는 M계열 신호(M₁) 및 M₂를 순환하여 출력한다.

그러나 입력되는 클록신호의 주파수가 약간 다르기 때문에, 2개의 M계열신호(M₁) 및 (M₂)의 1주기는 약간 다르다. 지금 2개의 M계열신호(M₁) 및 (M₂)의 주기를 구하면, M₁의 주기=127x100.004㎒=1269.9492㎱ M₂의 주기=127x1/99.996㎒=1270.0508㎱가 된다. 즉 2개의 M계열신호(M₁) 및 (M₂)는 약 1270㎱(10-9초)의 주기를 지니고 있으나, 양자의 주기에는 약 0.1㎱의 시간차가 있다.

그런고로, 본 2개의 M계열신호(M₁) 및 M₂를 순환하여 발생시켜, 어떤시각(t_a)에서 2개의 M계열신호의 패턴이 일치하였다면, 1주기의 시간경과마다에 0.1㎱차이가 양신호 사이에 발생하여, 100주기후에는 10㎱의 차이가 양신호 사이에 발생한다.

여기에서 M계열신호는 1주기 1270㎱에 127개의 신호를 발생하므로, 1신호의 발생시간은 10㎱이다.

따라서 2개의 M계열신호 M₁및 M₂사이에 10㎱의 차이가 발생한다고 하는 것은, M계열신호가 1개분 차이진것에 상당한다. 이것들의 타이밍관계를 제6도에 나타내고 있다. 즉 제6a도에서는 기준이 되는 M계열신호발생기(104)의 1주기분의 출력이 127개의 신호를 포함하여, 그주기가 1270㎱이라는 것을 나타낸것이고, 제6b도는 M계열신호발생기(104)로 부터의 출력(M₂)이 -100번으로 300번의 주기까지 순환하여 발생되어 있는 상태를 나타낸 것이고, 제6c도는 M계열신호발생기(103)로 부터의 출력 M₁이 M₂와 비교하여 1주기에 0.1㎱, 100주기에 10㎱ 단시간이라는 것, 및 시간(t_a)에서 2개의 M계열신호 M₁과 M₂가 동기하여, 양쪽의 신호의 패턴이 일치한 것을 나타내고 있다.

또 이러한 2개의 M계열신호 M₁과 M₂는 어떤시각에 있어서 양신호의 패턴이 일치하면, 이후 차이가 점차로 증대하여 일정시간(T_B)경과하면 재차 양신호의 패턴이 일치한다. M계열신호 M₁과 M₂가 동기하여 양쪽신호의 패턴이 일치하였을때가, 즉 양신호의 상관출력이 최대로 될 때이고, 나중에 설명한 승산기(105)에 따라 상관연산을 하게 된다. 또 상관출력을 얻을 수 있는 주기(T_B)는, 본 실시예의 경우에는 , 전술한 (1)식에 M계열신호의 1주기의 파수N=127, 주파수 f₁=100.004㎒, f₂=99.996㎒을 대입함에 따라 T_B=15.875㎳로 된다.

M계열신호발생기(103) 및 (104)로부터 각기 출력되는 M계열신호 M₁및 M₂는 2개로 분기되어, 그 한쪽의 신호는 각기 승산기(105)에 입력된다.

승산기(105) 및 (106)는 예컨대 넓은 대역의 더블밸런스믹서(DBM)가 사용되고 2개의 M계열신호의 상관출력을 얻기위한 승산을 하게 된다. M계열신호로서는 전술한 바와같이 양 또는 음의 전압신호이므로, 같은 부호의 승산결과는 양전압, 다른부호의 승산결과는 음전압으로 되고, 승산기(105) 및 (106)의 출력에는 양 또는 음의 전압신호를 얻을 수 있다. 따라서 지금은 2개의 M계열신호 M₁및 M₂의 패턴이 일치한 시각(t_a)의 근방에는 승산기(105)의 출력신호는 직류양전압 또는 양전압의 펄스열로 된다.

그러나 2개의 M계열신호 M₁및 M₂의 주기가 약간 다르고, 1주기의 시간경과마다에 0.1㎱의 차이가 양신호사이에 발생된다. 그리고 시각(t_a)으로부터 100주기후에는 2개의 M계열신호 M₁및 M₂의 사이에는 10㎱의 차이즉 신호 1개분의 차이를 발생한다. 이러한 상태에 있어서는 양신호사이의 상관은 없어지고 승산기(105)의 출력에는 양 즉 음의 펄스염신호가 랜덤에 발생한다.

이러한 승산기(105)의 출력파형은 제6e도에 나타내고 있다. 승산기(105)의 출력신호는 저역필터(111)에 공급되어 직류전압으로 변화된다. 저역필터(111) 및 (112)는 각기 차단주파수(f_c)를 지니고, 차단주파수(f_c)보다도 고주파수의 입력성분을 감쇠시켜, 입력신호의 평활화를 하는 기능을 지닌다. 저역필터(111)의 출력신호는, 2개의 M계열신호 M₁, 및 M₂의 패턴이 일치한 시각(t_a)에서 최대치로 되고, 시각(t_a)으로부터 M계열신호(m₂)가 100주기전후에 차이진시각, 즉 t_a±127㎲의 시각에 최소치로 된다. 그리고 이러한 최대치를 정점으로 하여 전후의 최소치에 직선적으로 감소하는 3각파의 전압신호로 된다. 제6f도에 동 저역필터(111)의 출력파형을 나타내고 있다.

또, 3각파의 전압신호는, 전술한 바와 같이, 2개의 M계열의 동기상태가 발생하는 주기T_B=15.875㎳마다에 저역필터(111)으로부터 출력된다. 저역필터(111)로 부터의 출력신호는 최대치검출기(113)에 입력된다.

최대치검출기(113) 및 (114)는 저역필터(111) 및 (112)으로부터 입력되는 3각파의 전압신호의 최대치, 즉 3각하의 정점의 전압을 검출하여, 그 최대전압치를 검출한 시각에 펄스신호를 1개출력하는 기능을 지닌 것이다. 최대전압의 발생시각을 검출하는 방법으로서는 예컨대, A.D변환기와 디지틀.데이터 비교기를 설치하여, 고속의 샘플링신호에 따라 입력되는 3각파의 애널로그신호를 축차디지틀데이터로 변환하여, 항상 하나앞의 샘플링신호에 따라 얻어진 디지틀데이터와, 현재의 샘플링신호에 따라 얻어진 디지틀데이터를 디지틀.데이터비교기로 대소관계를 비교하여, 입력신호의 시간에 대한 증가상태로부터 감소상태로 반전하는 시각을 검출하는 것이 좋다. 마찬가지로 샘플링된 애널로그신호를 축차비교함에 따라 동일한 기능을 실현할 수 있다. 더욱이 음성등에 의하여 작은 피이크가 나타내는 염려되는 경우에는 한계치를 정하여, 동 한계치를 초월한 신호에 대한것만 피이크값을 검출하도록 하는 것이 좋다. 최대치검출기(113)는 입력신호와 최대치검출시각(t_a)에 펄스출력을 계측개시신호로서 시간계측기(115)에 공급한다. 시간계측기(115)는 최대치검출기(113)로부터 시간기준인 계측개시신호가 입력되면, 시간의 계측을 개시한다.

이러한 상태를 제6i도 및 제6k도에 나타내었다.

M계열신호발생기(103)로부터 출력되어 2개로 분기된 다른편의 M계열신호(M₁)는, 전력증폭기(107)에 입력되어 출력전력이 예컨대 20㎷정도로 전력증폭된다.

전력증폭기(107)로부터의 M계열출력신호는 송신안테나(109)에 공급된다. 송신안테나(109)는 M계열신호의 전자파를 전파매체에 방사한다.

이렇게 방사된 전자파는 도전을 또는 유전율이 전파매체의 값과 다른값을 지닌 대상물(116)에서 반사되어, 수신안테나(110)에 의하여 검출된다.

수신안테나(110)로 검출된 반사신호는 수신증폭기(108)에 입력되어 수신증폭 및 파형정형을 하게 된다.

수신증폭기(108)의 출력신호(M₁)는 M계열신호(M₁)가 송신용 안테나(109)로부터 전자파로서 방사되어 대상물(113)까지의 거리를 왕복하여 수신용 안테나(110)에 도달하는 전자파의 전파시간만 지연한 신호와 동일하다.

엄밀하게는 전력증폭기(107) 및 신호증폭기(108)등에 고정한 신호지연시간이 존재하지만 이것들의 고정지연시간은 계측처리의 단계에서 제거된다거나 M계열신호발생기(103)로부터의 출력신호(M₁)를 승산기(105)에 공급할때에 동등의 지연시간을 지닌 지연회로를 개재하여 신호를 공급하는 등의 방법에 따라 계측상 제거하는 것이 가능하다.

이와같이 송신용 및 수신용 안테나(109) 및 (110)으로부터 대상물까지의 거리에 비례한 지연시간을 지닌 M계열신호(M₁)가 수신증폭기(108)로부터 출력되어 승산기(106)의 한편의 입력에 공급된다.

지금 대상물(116)이 송신용 및 수신용안테나(109) 및 (110)으로부터 3미터의 거리를 거친 대기중에 존재한다고 하자. 전자파가 대기중에 전파하여 3미터를 왕복하려면 20㎳를 요하므로 수신증폭기(108)로부터 출력되는 M계열신호(M₁)는 M계열신호발생기(103)로부터 출력되는 M계열신호(M₁)보다 20㎱지연하고 있다.

이러한 상태가 제6d도에 나타내고 있다.

또 M계열신호발생기(104)로부터 출력되어 2개로 분기된 다른편의 M계열신호(M₂)는 승산기(106)의 다른편의 입력에 공급된다.

승산기(106)에서는 승산기(105)와 마찬가지로 2개의 M계열신호(M₁) 및 (M₂)의 승산을 하게 된다.

승산기(106)는 2개의 M계열신호(M₁) 및 (M₂)의 승산결과를 저역필터(112)에 공급한다.

저역필터(112)는 2개의 M계열신호(M₁) 및 (M₂)의 패턴이 일치한 때를 정점으로 하는 3각파의 전압신호를 발생하여 동 전압신호를 최대치 검출회로(114)에 공급한다.

이상의 동작은 승산기(105) 및 저역필터(111)에서 설명한 동작과 전혀 동일하다.

상이한 점은 2개의 M계열신호(M₁) 및 (M₂)의 패턴이 일치하는 시각뿐이다.

M계열신호(M₁)는 (M₁)보다 20㎳ 지연하고 있으며, 기준으로 하는 M계열신호(M₂)에 대하여 M₁은 1주기로 0.1㎱ 단주기이므로, 시간(ta)보다 M계열신호(M₂)의 200주기 지연된 시간(tb)에서 2개의 M계열신호(M₁) 및 (M₂)의 패턴이 일치한다.

M계열신호(M₂)의 1주기는 1.27㎲이므로 200주기는 1.27㎲x200-254㎲로 되어 시각(tb)은 ta보다 254㎲지연된 시각에 존재한다.

최대치검출회로(114)는 입력되는 3각파전압의 최대치를 검출한 시각에 펄스출력을 발생하므로 당연히 동시각(tb)에 펄스 출력을 발생하게 된다.

최대치 검출기(114)의 동작은 전술한 최대치검출기(113)와 마찬가지이며 발생한 펄스출력을 이번회는 계측정지신호로서 시간계측기(115)에 공급한다.

시간계측기(115)는 계측개시신호의 입력된 시각(ta)으로부터 계측정지신호의 입력되는 시각(tb)까지의 시간을 계측한다. 본예에 있어서는 전술한 254㎲가 계측결과로서 얻을 수 있다. 시간계측방법으로서는 예컨데 계측개시시각으로부터 정지시각까지의 시간게이트를 설치하여 동 시간게이트내에 있어서의 클록신호를 계수하는 등의 일반적 방법으로 좋다.

동 시간계측기(115)로 계측된 시간이 본 장치의 송수신안테나로부터 대상물까지의 거리에 비례하여 얻을 수 있게 된다.

즉 전술한 254㎲는 거리 3미터에 대응하여 254㎲는 거리 30미터에 대응하기 때문에 이 시간을 계측함에 따라 대상물까지의 거리를 계측할 수 있다.

나아가서 본 발명의 일반의 레이더장치와 상이한 점은 등거리에 비례한 시간이 현저하게 확대되어 있다는 점에 있다.

즉 일반의 레이더에서 3미터의 거리를 계측하는 것은 20㎱(20x10^-9초)의 시간을 계측함에 있다.

그런데 본 발명에 의하면 3미터의 거리를 계측하는 것은 254㎲(254x10^-6초)를 계측하게 된다.

이러한 계측시간의 확대률은 전술한 (2)식에 주파수 f₁=100.004㎒, f₂=99.996㎒를 대입하여 산출하면(4)식을 얻을 수 있다.

즉 시간축에서 12.500배로 확대되어 극히 저속화된 신호를 계측하는 것이 좋게 된다.

따라서 본 발명의 레이더장치는 종래의 장치에 비교하여 단거리의 계측정밀도가 향상한다는 것 및 값싼 저속소자로 장치가 간단용이하게 구성할 수 있음에 커다란 특징을 지니고 있다.

시간측정기(115)에 의한 시간측정은 전술한 15.875㎳마다의 계측개시신호가 입력될때마다 하게 된다.

따라서 대상물이 이동하는 경우에 송수신 안테나로부터 대상물의 거리의 변화가 15.875㎳마다에 검출할 수 있다.

또 본 실시예에 있어서의 시간계측에 있어서는 15.875㎳는 거리로서 약 188미터에 상당한다.

통상의 지중탐사등의 용도에서는 최대탐지거리는 188미터로 충분하지만 클록주파수(f₁) 및 (f₂)의 주파수를 선택함에 따라, 시간축 위에서의 확대비율이나 최대탐지 거리를 변경하는 것이 가능하다.

제7도는 클록발생기의 한 실시예를 나타낸 블록도이다. 도면에서 (126)은 주파수 3㎒의 수정발진기, 127-1, 127-2, 127-3은 2개의 주파수 f_A및 f_B의 신호를 혼합하여 합의 주파수 f_A+f_B의 신호와, 차의 주파수(f_A-f_B)의 신호를 출력하는 혼합기, 128-1은 주파수 4㎑의 발진기, 128-2는 주파수 97㎒의 발진기, 129-1, 129-2, 129-3, 129-4는 대역필터로서 통과주파수를 각기 3.004㎒, 2.996㎒, 100.004㎒, 99.996㎒에 선택하고 있다.

제7도의 동작을 설명하면 수정발진기(126)로부터 출력되는 3㎒의 신호와 발진기(128-1)로부터 출력되는 4㎒의 신호가 예컨대 평형변조기등으로 구성되는 혼합기(127-1)에서 혼합되어 3.004㎒와 2.996㎒의 2개의 신호를 출력한다.

혼합기(127-1)의 출력신호중 3.004㎒의 신호는 대역필터(129-1)를 통과하여 혼합기(127-2)에 2.996㎒의 신호는 대역필터(129-2)를 통과하여 혼합기(127-3)에 각기 공급된다.

혼합기(127-2)는 전술한 3.004㎒의 신호와 발진기(128-2)로부터 공급되는 97㎒의 신호를 혼합하여 그합 및 차의 신호를 출력하지만 그중 합의 신호인 100.004㎒의 신호가 대역필터(129-3)를 통과하여 클록주파수(f₁)로서 출력된다.

마찬가지로 혼합기(127-3)는 전술한 2.996㎒의 신호와 발진기(128-2)로부터 공급되는 97㎒의 신호를 혼합하여 출력하나 합의신호인 99.996㎒의 신호가 대역필터(129-4)를 통과하여, 클록주파수(f₂)로서 출력된다. 이와같은 구성에 따라 2개의 클록주파수(f₁)과 (f₂)의 주파수의 차가 정확히 8㎑로 유지된다.

본 발명에 있어서는 이러한 2개의 클록주파수(f₁) 및 (f₂)에 따라 2개의 의사랜덤 신호를 발생시켜 2개의 의사랜덤 신호의 주기차를 이용하여 계측을 하므로 이러한 클록주파수의 차를 정확하게 유지하는 것이 계측 정밀도를 향상시키기 위하여 중요하다.

따라서 예컨데 PLL(Phase lock loop : 페이즈. 룩. 루우프)등의 기술을 이용하여 동주파수차를 일정하게 유지하는 것과 같은 클록신호 발생기를 구성하여도 좋다. 제8도는 본 발명의 검지신호를 화상표시하게 하기 위한 화상표시장치의 블록도이다.

도면에서 (105), (106), (111), (112)는 제1도의 기기와 동일한 것이다.

(130)은 화상표시장치이고, 내부에 화상변환부(131)와 표시기(132)를 포함한다.

화상변환부(132)는 저역필터(111)로부터 출력신호를 거리를 측정하기 위한 기준신호로서 저역필터(112)로 부터의 출력신호를 검지신호로 한다.

검지신호는 기준신호로부터 검지신호까지의 시간을 대응하는 거리의 위치정보라 하고 그 수신강도에 따라 명암의 영상신호로서 표시기(132)에 표시한다.

또 송수신 안테나를 이동시켰을 경우에 그 이동거리에 대응하여 주사개시위치를 브라운관위에서 이동하도록 한다.

여기에서 특징으로 하는 점은 검지신호는 충분히 저속이며 종래와 같이 샘플링장치를 개재하지 않고 직접으로 화상변환부에 공급할 수 있다는 사실이다.

제9도는 본 발명의 검지신호의 화상표시도이다.

도면은 땅속의 매설물, 예컨대 깊이 3미터의 플라스틱 파이프의 검지신호의 화상표시예를 뜻한다.

동도면의 가로축은 송수신 안테나를 파이프를 가로지르는 방향으로 주행시킨 주행거리를 나타낸 것이고, 세로축은 검지기를 나타내고 있다.

또 검지신호의 강약을 명암으로 표시하고 있다.

도면에서 아래쪽으로 열린 반원호상의 파형표시의 상부가 파이프검지를 나타내고 있다.

동 반원호의 형상은 송수신 안테나의 지향성이 불충분하기 때문에 발생하는 화상이며 파이프검지의 실용상에는 문제가 되지 않는다.

또 지표면으로부터의 반사파가 강하고 대상물로부터의 반사파가 미약한 경우에는 송신안테나와 수신안테나를 독립하여 주행시켜 지표면으로 부터의 반사를 저감시키고 방법도 물속의 탐사용 레이더의 경우를 상기에 나타내었으나 본 발명은 또 TDR(Time Domain reflectory)에 의한 거리측정에도 적용할 수가 있다.

TDR라 함은 일반적으로 전선의 고장위치를 검출하는 목적등에서 사용되는 기술이며 전선의 일단으로부터 모노펄스 또는 스텝펄스에 의한 전기펄스를 입력한다.

동 전기펄스는 선로를 전파하여 진행하고 선로의 단선(斷線) 또는 단락등에 의한 특성 임피던스(Impedance)의 변화개소로부터 반사되어서 신호 입력단에 구환한다.

동 전기펄스의 입력시각으로부터 반사파가 검출되기까지의 시간과 선로의 전파속도로부터 상기한 특성 임피던스의 변화개소를 검출한다.

TDR은 또 광섬유에 대하여도 광섬유를 사용하여 동일한 원리에 따라 광섬유의 이상점을 검출하기 위하여 사용할 수 있다.

동 TDR에 전기적 펄스신호를 입력하는 대신에 본 발명의 의사랜덤신호를 입력하여 기준신호검출기시각으로부터 반사파와의 최대상관 출력이 검출되어 검출신호를 얻을 수 있기 까지의 시간과 그 전파속도로부터 마찬가지로 전파임피던스의 변화점을 검출할 수 있다.

이러한 방법의 특징은 반사파에 잡음이 섞여들어 갔을경우에도 상관기는 잡음에서는 잘못된 동작을 하지않으므로 인정하게 계측을 할 수 있다는 사실이다.

제2발명의 거리측정방법 및 그 장치가 제1발명의 방법 및 그 장치와의 주된 상이점은 제1의사랜덤신호를 직접 송신하는 대신에 제1의사랜덤신호에 따라 반송파(예컨대 주파수 10㎓ 전도의 밴드파)를 위상변조(12) 스팩트럼확산신호를 대상물에 향하여 송신하고 수신파는 제2의사랜덤신호와의 상관연산을 한 다음 코히렌트(coherent) 검파된다.

동 반송파를 이용하는 방법은 제2발명의 목적으로 하는 대기속에 전자파를 전파시켜 응용환원로, 전로등의 슬랙레벨 또는 용강레벨등을 측정하는 계측법에 접합한 것이다.

제2발명의 거리측정방법 및 장치에서는 제1의사랜덤신호 및 제1의사랜덤신호와 동일 패턴에서 주파수의 약간 다른 제2의사랜덤신호를 각기 제1의사랜덤신호 발생수단 및 제2의사랜덤신호 발생수단에 따라 발생하고 제1의사랜덤신호에 따라 반송파를 위상변조한 스팩트럼확산신호를 대상물에 향하여 송신수단으로 송신하여 전술한 대상물로부터의 반사파를 수신수단으로 수신하여 얻을 수 있는 수신신호와 전술한 제2의사랜덤신호의 승산을 제2승산기로 실시한다. 이러한 제2승산기의 출력으로서 얻을 수 있는 승산결과는 제1의사랜덤신호로 위상변조된 수신신호의 피변조위상과 제2의사랜덤신호와 위상이 일치하고 있을 경우에는 위상의 가지런한 반송파로 되어 후댄의 코히렌트검파수단에 따라 동기검파된다.

이러한 피검파출력은 다시금 한쌍의 저역필터 및 2승기 및 가산기로 구성되는 검출신호발생수단을 개재하여 펄스형상의 대상물 검출신호로서 출력된다.

그러나 제1 및 제2의사랜덤신호는 동일패턴의 부호이지만 신호발생수단의 주파수가 약간 다르기 때문에 약신호의 위상이 일치하고 있을(즉 양신호의 상관출력이 최대로 된다)때로부터 시간이 경과함에 따라서 위상이 차이져, 1부호이상 차이지면 2개의 의사랜덤신호의 상관이 없어진다.

이러한 상태에 있어서는 전술한 수신신호와 제2의사랜덤신호의 승산의 결과 얻을 수 있는 반송파의 위상은 랜덤으로 되기 때문에 후단의 코히렌트피검수단에 의한 동기검파후 통과하는 저역필터로 주파수대역이 제한되어 대상물 검출신호는 얻을 수 없다.

나아가서 시간이 경과하여 제1 및 제2의사랜덤신호사이의 위상이 마침 한편의 의사랜덤신호의 1주기분만큼 차이지면 다시 위상이 일치하는 상태로 되어 양 신호의 상관출력이 최대로 되기 때문에 재차 코히렌트 검파수단 및 검출신호 발생수단을 개재하여 펄스상의 대상물 검출신호를 얻을 수 있다.

따라서 이러한 현상이 일정기간마다에 반복되어 대상물 검출신호로서는 주기적인 펄스상신호를 얻을 수 있게 된다. 한편 수신신호로부터 대상물 검출신호를 얻은 시각을 계측하기 위하여 기준시각을 설정할 필요가 있으며 이러한 시각 기준신호를 다음과 같이 하여 발생시킨다.

시각기준신호는 제1의사랜덤신호와 제2의사랜덤신호를 제1승산기로 직접 승산하여 그 승산결과인 시계열패턴을 저역필터를 개재하여 채학하여 냄에 따라 전술한 대상물 검출신호와 동일주기의 펄스상 신호를 얻을 수 있다.

따라서 이러한 시각기준신호의 발생시각으로부터 수신신호에 얻은 대상물 검출신호의 발생시각까지의 시간이 송수신안테나외 대상물사이를 전자파가 왕복하는 전파시간을 확대한 값이 되기 때문에 이러한 2가지 신호사이의 시간으로부터 송수신안테나와 대상물사이의 거리가 환산된다.

제2발생의 동작시간에 대한 논리식은 제1발생논리식을 그대로 적용할 수 있다. 이것은 제2발명이 반송파를 변조한 신호를 송신하여 수신파를 상관 연산한 다음 코히렌트검파하는 점을 제외하면 시간적으로 제1발명과 동일시간으로 동작하기 때문이다. 즉 기준신호를 얻을 수 있는 주기(T_B)에는 (1)식을 계측시간(T_P)에는 (2)식을 대상물까지의 거리(X)의 산출에는 (3)식을 각기 적용할 수 있다.

제2발명에 관한 거리측정장치에 있어서의 반송파의 코히렌트검파수단은 송신용 반송파 발생수단의 출력의 일부를 제1분배기로 들어내어 이것을 하이브리드결합기로 동상성분(in-phase component)(I)과 직각성분(quadrature compenent)(Q)으로 변환하여 제2승산기로부터 출력되는 반송파를 제2분배기로 신호(R₁) 및 (R₂)로 분배하여 전술한 신호(I)와 신호(R₁)를 제3의 승산기로 승산한 승산값(1), (R₁)과 전술한 신호 (Q)와 신호(R₂)를 제4의 환산기로 승산한 승산치(Q), (R₂)를 각기 피검파신호로서 얻을 수 있도록 한 것이다.

제2발명에 관한 거리측정장치에 있어서의 제1승산기의 승산치의 시계열패턴과 피검파선호의 시계열패턴의 시간차 측정수단은 제1승산기의 출력을 제1저역필터로 대역제한하여 얻을 수 있는 펄스형상 기준신호의 최대의 발생시각과 제3 및 제4승산기의 승산치(I), (R₁) 및 (Q), (R₂)를 제2 및 제3의 저역필터로 각기 대역제한하여 얻을 수 있는 신호를 제1 및 제2의 2승기로 각기 2승연산하여 동 연산결과의 2승값의 합을 가산기로 구함에 따라 얻은 펄스형상 검출신호의 최대치 발생시각 사이의 시간을 시간 계측기로 측정한다.

제2발명에 관한 거리측정장치는 본 장치를 용융환원로 또는 고로상에 설치하여 도파관을 개재하여 송신 및 수신 안테나를 노속에 삽입하여 전자파의 송수신을 함에 따라 노속의 슬랙레벨 또는 용강레벨 또는 삽입원료레벨등의 레벨계측을 가능하게 한다.

제10도는 제2발명의 한 실시예를 나타낸 블록도이며, (201), (202)는 클록발생기, (203), (204)는 의사랜덤신호 발생기, (205-209)는 각기 승산기로서 예컨대 더블밸런스드믹서(double Balanced mixer)로 구성되어 있다.

(201-212)는 각기 저역필터이며 (213), (214)는 분배기, (215), (216)는 2승기, (217)은 가산기, (218)는 시간계측기, (219)는 반송파 발진기, (220)은 하이브리드결합기, (221)은 송신기, (222)는 수신기, (223)은 송신안테나, (224)는 수신안테나, (225)는 타게트이다.

제11도는 제10도의 동작을 설명하기 위한 파형도이다. 제11도를 참조하면서 제10도의 동작을 설명한다. 의사랜덤신호발생기(203), (204)로서는 제3도의 M계열신호발생기(103), (104)를 그대로 사용할 수 있다. 따라서 제10도에 있어서도 의사랜덤신호발생기(203), (204)는 각기 7비트의 M계열신호 M₁, M₂을 발생하는것으로서 설명한다. 그러나 의사랜덤신호로서는 M계열신호 이외에도 고올드계렬신호 JPL 계열신호등을 사용할 수 있다.

클록발생기(201), (202)는 제3도의 클록발생기(101), (102)와 마찬가지로 함께 수정발진자를 내장하고 충분히 주파수의 안정한 클록신호를 발생하나 그 발생주파수가 약간 다르다. 따라서 제10도에 있어서도, 클록발생기(201)의 발생주파수(f₁)는 100.004㎒, 클록발생기(202)의 발생주파수(f₂)는 99.996㎒이라 하고, 그 주파수차는 f₁-f₂=8㎑ 이라 한다.

클록발생기(201) 및 (202)로부터 각기 출력되는 클록신호(f₁) 및 (f₂)는 각기 의사랜덤신호발생기(203) 및 (204)는 공급된다.

의사랜덤신호발생기 (203) 및 (204)는 구동용클록신호의 주파수차에 따라 각각의 1주기가 약간 다르나 동일패턴의 M계열신호 M₁및 M₂를 출력한다.

의사랜덤신호발생기(203)의 출력(M₁)은 승산기(205) 및 (206)에 또 의사랜덤신호발생기(204)의 출력(M₂)은 승산기(205) 및 (207)에 각기 공급된다.

반송파 발생기(219)는 예컨대 주파수 약10㎓의 마이크로파를 발진하며, 그 출력신호는 분쇄기(213)로 분배되어, 승산기(206) 및 하이브리드결합기(220)에 공급된다. 승산기(206)는 예컨대 더블밸런스드믹서로 구성되어 분배기(213)로부터 입력되는 주파수 약 10㎓의 반송파와 의사랜덤신호발생기(203)로부터 입력되는 M계렬신호(M₁)의 승산을 하여 반송파를 위상변조한 스펙트럼확산신호를 출력하여 송신기(221)에 공급한다.

송신기(221)는 입력된 스펙트럼확산신호를 전력증폭하여 송신안테나(223)를 개재하여 전자파로 변환하여 타게트(225)에 향하여 방사한다. 여기에서 주파수(10㎓)의 전자파의 공중에서의 파장은 3㎝이며 예컨대 제철용노안의 분진의 크기(직경)에 비하여 충분히 크로 분진등의 영향을 받기 어렵다. 또 송신안테나(223) 및 수신안테나(224)는 예컨대 호온(horn)안테나를 사용하여 저향성을 예리하게 제안함에 따라 측정대상물이외로 부터의 반사전력을 가급적으로 작게 하고 있다.

또 안테나 이득(gain)은 예컨대 어느것도 약20㏈정도이다.

송신안테나(223)로부터 타게트(225)로 향하여 방사된 전자파는, 타게트(225)에서 반사되고 수신안테나(224)를 개재하여 전기신호로 변환되어 수신기(222)에 입력된다. 수신기(222)에 입력신호가 공급되는 타이밍은 당연히 송신안테나(223)로부터 전자파가 방사된 타이밍으로부터 전자파가 타게트(225)까지의 거리를 왕복하여 수신안테나(224)에 도달하기까지의 전자파의 전파시간만 지연하고 있다. 수신기(222)는 입력신호를 증폭하여 승산기(207)에 공급한다.

한편, 승산기(205)에 의사랜덤 신호발생기(203) 및 (204)로부터 각기 입력된 M계열신호(M₁) 및 (M₂)는 승산되어, 그 승산치의 시계열신호는 저역필터(210)에 공급된다.

제11a도는 동 저역필터(210)에의 입력신호, 즉 승산기(205)의 승산치인 시계열신호를 나타낸 파형이며, 승산기(205)에 입력되는 2개의 의사랜덤신호의 위상이 일치하고 있을 경우에는 +E의 출력전압이 계속하지만, 양신호의 위상이 일치하고 있지 않을 경우에는 +E와 -E의 출력전압이 랜덤에 발생한다.

저역필터(210-212)는 주파수의 대역제한을 함에 따라, 1종의 적분기능을 지니고, 양신호의 상관연산치의 적분신호로서, 양신호의 위상이 일치하고 있을 경우에는, 제2b도에 나타낸 바와같은 펄스형상신호를 출력한다.

또, 양신호의 위상이 불일치의 경우에는 출력이 영이된다. 따라서, 저역필터(210)의 출력에는 주기적으로 펄스형상신호가 발생한다. 동 펄스형상신호는 시각의 기준신호로서 시간계측기(218)에 공급된다.

동 기준신호의 주기(T_B)는 전술한 (1)식에 따라 산출하면, 본예의 경우에는 제3도의 경우와 마찬가지로, M' 계열신호의 1주기의 파수 N=127, 주파수 f₁=100.004㎒, f₂=99.996㎒이므로, T_B=15.875㎳로 된다. 동 기준신호와 그 주기(T_B)는 제2도에 나타내었다. 또, 승산기(207)에는 수신기(220)로부터의 수신신호와 의사랜덤신호발생기(204)로 부터의 M계열신호(M₂)가 입력되어 양신호의 승산을 하게된다.

동 승산기(207)의 승산결과는, 제1M 계열신호(M₁)에 따라 승산용반송파가 위상변조되는 수신신호의 피변조위상과. 제2의 M계열신호(M₂)의 위상이 일치하고 있을 경우에는, 위상이 가지런한 반송파신호로서 출력되어, 수신신호의 피변조위상과 M계열신호(M₂)의 위상이 다를때에는 위상의 랜덤한 반송파로서 출력되어 분배기(214)에 공급된다. 분배기(214)는 입력신호를 2개로 분배하여 그 분배출력(R₁) 및 (R₂)를 각기 승산기(208) 및 (209)에 공급한다.

분배기(213)로부터 송신용반송파의 일부가 공급된 하이브리드 결합기(220)는, 입력신호에 대하여 동상성분의 (위상 0도의)신호(Ⅰ)과 직각성분의(위상 90도의) 신호(Q)를 출력하여 각기 승산기(208) 및 (209)에 공급한다. 승산기(208)는 하이브리드결합기(220)로부터 입력하는 신호(Ⅰ)(즉 반송파발진기(219)의 출력과 동상의 신호)와 분배기(214)로부터 입력하는 신호(R₁)의 승산을 하며, 마찬가지로 승산기(209)는 입력하는 신호(Q)(즉, 반송파발진기(219)의 출력과 90도 이상의 다른신호)와 신호(R₂)의 승산을 하여, 각기 수신신호중의 위상 0도 성분(Ⅰ.R₁)과 위상 90도 성분(Q, R₂)을 추출하여, 피검파신호로서 출력한다. 동 피검파신호로서의 신호 I.R₁와 Q.R₂는 각기 저역필터(211) 및 (212)에 공급된다.

저역필터(211) 및 (212)는 주파수의 대역제한을 함에 따라 적분기능을 지니고, 2신호의 상관연산치의 적분을 한다. 즉, 승산기(207)의 출력으로부터 분배기(214)를 개재하여 승산기(208)에 입력되는 신호(R₁)와 하이브리드결합기(220)로부터 승산기(208)에 입력되는 신호(Ⅰ)의 위상이 일치하였을 때, 마찬가지로 승산기(209)에 입력되는 신호(R₂)와 신호(Q)의 위상이 일치하였을 때, 승산기(208) 및 (209)의 출력신호는 각기 일정한 극성의 펄스신호(전압 +E의 펄스신호)로 되어, 동신호를 적분한 저역필터(211) 및 (212)의 출력에는 커다란 양전압을 얻을 수 있다.

또, 신호(R₁)와 신호(I)의 위상이 불일치일 때, 및 신호(R₂)와 신호(Q)의 위상이 불일치할 때, 승산기(208) 및 (209)의 출력신호는, 각기 랜덤에서 변화하는 양 음 양극성의 펄스신호(즉, 전압 +E와 -E의 펄스신호)로 되어, 동 신호를 적분한 저역필터(211) 및 (212)의 출력은 영으로 된다.

저역필터(211) 및 (212)에 따라 상기와 같이 적분처리된 위상 0도 성분과 위상 90도 성분의 신호는 각기 2승기 (215) 및 (216)에 공급된다.

2승기 (215) 및 (216)는 각기 입력신호의 진폭을 2승 연승하여, 그 연산결과의 출력신호를 가산기(217)에 공급한다.

가산기(217)는 양입력신호를 가산하여, 제2c도에 나타낸 바와같은 펄스형상검출신호를 출력하고, 시간측정기(218)에 공급한다.

지금 동 검출신호의 최대치 발생시각을(t_b)라고 한다. 이와같이 수신신호와 M계열신호(M₂)의 상관처리에 따라 얻은 신호로부터 송신용반송파의 위상 0도 성분과 위상 90도 성분을 각기 검파하고, 동 피검파신호를 각기 적분처리한다음, 2승연산하여 1쌍의 2승값의 합으로서 대상물 검출신호를 얻는 방식은 구성이 다소 복잡하지만, 고감도의 대상물 검출신호를 얻는 방식은 구성이 다소 복잡하지만, 고감도의 대상물 검출신호를 얻을 수 있다.

또, M계열신호와 같은 의사랜덤신호의 상관출력을 얻도록 하고 있으므로, 잡음의 영향을 저감하여 신호를 강조하기 때문에, 신호대잡음비(S/N)의 높은 계측시스템을 실현할 수 있다. 물론 반송파의 검파방식으로서는 크리스탈을 사용한 검파방식이 있으며, 감도는 저하하지만, 구성을 단순화할 수 있으므로, 규격 및 코스트에 따라 동 방식을 채용할 수도 있다.

시간측정기(218)는 저역필터(210)로부터 입력되는 입력되는 기준신호의 최대치의 발생시각(t_a)과 가산기(217)로부터 입력되는 검출신호의 최대치의 발생시각(t_b) 사이의 시간(T_D)를 측정한다. 이 때문에 시간측정기(218)는 2개의 입력신호의 최대치발생시각을 검출하는 기능을 지닌다.

예컨대, 입력전압치를 클록신호에 따라 축차샘플 호울드하여, 현재의 클록신호에 의한 샘플값과 클록신호의 하나앞의 샘플값을 전압비도기(比度器)로 축차비교하여, 입력신호의 시간에 대한 증가상태로부터 감소상태로 반전하는 시각을 검출함에 따라, 입력신호의 최대치발생시각을 검출 할 수 있다. 전술한 시간(T_D)은 제2d도에 나타내는 기준신호의 최대치발생시각(t_b) 사이의 시간으로 나타낼 수 있다. 동시간(T_D)은 전술한 (2)식에 나타낸 바와같이 실제로 전자파의 송신 및 송신안테나(223) 및 (224)와 타게트(225) 사이의 거리를 왕복하는 전파시간 ｜τ의 f₁/(f₁-f₂) 배만큼 시간적으로 확대되어서 얻을 수 있다. 본 예의 경우, f₁=100.004㎒, f₂=99.996㎒이므로, 전술한 (4)식에 따라 계측시간(T_D)은, 전파시간(τ)이 12,500배로 시간이 확대되어 있다.

또, 동 계측시간(T_D)은 기준신호의 주기(T_B)마다 얻을 수 있다. 이와같이 본 발명은 계측시간이 매우 크게 확대되어 있으므로, 대상물의 거리를 단거리로부터 좋은 정밀도로 계측할 수 있다. 따라서 노속의 슬랙레벨이라거나 용강레벨등의 단거리의 레벨계측장치로서도 적합하다고 말할 수 있다.

따라서, 송신 및 수신안테나(223) 및 (224)로부터 타게트(225)까지의 거리 x미터를 (3)식으로 구하면 (5)식을 얻을 수 있다.

제12도는 본 발명을 용융환원로속의 슬랙레벨계측장치에 적용된 설명도이며, 도면에서 (240)은 용융환원로, (241)은 레벨계측장치본체, (242)는 송신안테나, (243)은 수신안테나, (242)는 도파관, (245)는 슬랙이다.

제12도를 설명한다. 노속에 설치하는 송신 및 수신안테나(242) 및 (243)는 수냉한 호온안테나를 사용하여, 도파관(244)에 따라 용융환원로(240)의 노정에 설치된 레벨계측측정장치(241)에 접속되어 있다. 노속의 슬랙(245)의 레벨은 레벨계측장치(241)로부터 도파관(244) 및 송신안테나(242)를 개재하여 송신된 전자파가 슬랙(245)의 표면으로부터 반사되어, 전술한 계측시간(T_D)을 (5)식에 대입하여 연산함에 따라 얻을 수 있다. 실제로 본 발명의 레벨계측장치에 의한 계측값과, 서브랜스(sublance)에의 플래그(flag) 부착위치의 측정에 의한 측정의 비교는 양호한 일치결과를 나타내었다.

또, 노속과같은 좁은 공간에서 불필요한 반사파의 발생하기 쉬운 계측환경에 있어서는, 본 발명에 의한 대상물의 거리를 계측하는 시간이 크게 확대되어있는 이점을 활용하여, 희망하는 반사파에 의한 검출신호만을 시간게이트회로를 개재하여 들어내어, 불필요한 반사파에 의한 검출신호를 제거하여 안정하게 레벨위치 또는 거리의 측정을 하는 것이 가능하다.

본 실시예에 있어서는 송신안테나와 수신안테나를 분리하여 2개의 안테나를 설치하는 구성에 대하여 설명하였으나. 본 발명은 이것에 한정하는 것은 아니고, 안테나를 송수신 공용으로하여, 방향성 결합기 또는 송수전환기를 부가하여, 송신과 수신의 신호를 분리하는 방식을 안테나계열에 채용하여도 좋다.

또, 본 발명이 레벨계측에 적용되는 실시예를 설명하였으나, 2개의 의사랜덤신호를 발생시키는 클록주파수를 적당히 설정하여 장거리까지의 일반적인 표적의 거리측정, 예컨대, 미상체, 선박, 자동차등의 거리 또는 위치측정에도 충분히 적용이 가능하다.

또, 본 실시예에 있어서는, 반송파로서 10㎓ 정도의 마이크로파의 예를 나타내었으나, 나아가서 밀리파등의 전자파는 물론이고, 빛, 음파, 초음파등의 전자파 또는 음향파를 반송파로서 사용하는 것도 가능하다.

나아가서, 또, 본 장치에 시계를 부가하여, 대상물의 단위시간에 있어서의 측정거리의 변환를 연산함에 따라, 대상물의 속도를 계측할 수도 있다.

Claims (12)

1. 클록주파수(f₁)를 가진 제1의사랜덤신호를 발생하는 단계와, 전자파신호로 대상물(116)을 향하여 제1의사랜덤신호를 송신하는 단계와, 상기 대상물에서 반사된 신호를 수신하여 이 수신신호를 얻는 단계와, 제1의사랜덤신호와 동일 패턴에서 클록주파수(f₁)와 약간 다른 클록주파수(f₂)를 가진 제2의사랜덤신호를 발생하는 단계와, 제1의사랜덤신호를 제2의사랜덤신호에 승산하여 제1승산치를 얻는 단계와, 상기 수신신호를 제2의사랜덤신호에 승산하여 제2승산치를 얻는 단계와, 제1저역필터를 개재하여 제2승산치를 통과시키므로써 제1평활신호를 얻는 단계와, 제2저역필터를 개재하여 제2승산치를 통과시키므로써 제2평활신호를 얻는 단계와 제1평활신호의 값이 최대에 도달할 때 제1펄스를 발생시키는 단계와, 제2평활신호의 값이 최대에 도달할 때 제2펄스를 발생시키는 단계와, 제1펄스가 발생할 때의 시점과 제2펄스가 발생할 때의 시점 사이의 시간 간격을 측정하고, 이 시간 간격의 반(1/2)을 전자파의 전파속도에 승산하여 승산치로 제1연산치를 형성하여 클록주파수(f₁)로 상기 클록주파수(f₁)과 (f₂)사이의 차이를 나누어 나눗셈의 몫으로 제2연산치를 형성하고, 제1연산치를 제2연산치에 승산하여 이 승산치로 대상물과의 거리를 측정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 거리 측정방법.
2. 클록주파수(f₁)를 가진 제1의사랜덤신호 발생수단과, 제1의사랜덤신호 발생수단의 출력을 전자파신호로서 대상물을 향하여 송신하는 수단과, 대상물로 부터의 반사신호를 수신하여 수신신호를 얻는 수신수단과, 제1의사랜덤신호와 동일 패턴에서 클록주파수(f₂)와 약간 다른 클록주파수(f₂)를 가진 제2의사랜덤신호 발생수단과, 제1의사랜덤신호 발생수단의 출력과 제2의사랜덤신호 발생수단의 출력을 승산하는 제1승산기와, 상기 수신수단의 출력과 제2의사랜덤신호 발생수단의 출력을 승산하는 제2승산기와, 제1승산기의 출력을 평활하여 제1평활신호를 출력시키는 제1저역필터와, 제2승산기의 출력을 평활하여 제2평활신호를 출력시키는 제2저역필터와, 제1저역필터로 부터의 제1평활신호가 최대에 도달할 때 펄스를 발생시키는 제1펄스 발생수단과. 제2저역필터로부터 얻은 제1평활신호가 최대에 도달할 때 펄스를 발생시키는 제2펄스 발생수단과. 제1펄스가 발생할 때의 시점과 제2펄스가 발생할 때의 시점 사이의 시간간격을 측정하고, 시간간격의 반(1/2)을 전자파의 전파속도에 승산하여, 이 승산치로 제1연산치를 형성하고, 클록주파수(f₁)로 상기 클록주파수(f₁)과 (f₂) 사이의 주파수 차이를 나누어 나눗셈의 몫으로 제2연산치를 형성하고, 제1연산치를 제2연산치에 승산하여, 이 승산치로 대상물과의 거리를 측정하는 측정 및 산출수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 거리 측정장치.
3. 제2항에 있어서, 제1의사랜덤신호 발생수단은 클록주파수(f₁)를 가진 제1클록발생기와, 이 제1클록발생기의 출력에 의해 구동되는 제1클록 동기형 의사랜덤신호 발생기를 구비하고, 제2의사랜덤신호 발생수단은 클록주파수(f₂)를 가진 제2클록발생기와, 이 제2클록발생기의 출력에 의하여 구동되는 제2클록동기형 의사랜덤신호 발생수단을 구비하였으며, 이 제1클록 동기형 의사랜덤신호 발생기는 상기 제2동기형 의사랜덤신호 발생수단의 구조와 같고, 이 제1클록발생기의 클록주파수(f₁)는 상기 제2클록발생기의 클록주파수(f₂)와 약간 다른 것을 특징으로 하는 거리 측정장치.
4. 클록주파수(f₁)를 가진 제1의사랜덤신호를 발생하는 단계와, 제1의사랜덤신호와 동일 패턴에서 클록주파수(f₁)와 약간 다른 클록주파수(f₂)를 가진 제2의사랜덤신호를 발생하는 단계와, 제1의사랜덤신호를 제2의사랜덤신호에 승산하여, 이 승산치로 상관부호신호를 출력시키는 단계와, 기준반송파를 발생시키는 단계와, 제1의사랜덤신호의 각각의 부호에 의하여 상기 기준반송파의 부호위상을 변조시키는 단계와, 부호위상의 피변조 반송파를 전자파신호로 대상물을 향하여 전송하는 단계와, 대상물에서 반사된 신호를 수신하여 수신신호를 얻는 단계와, 상기 수신신호를 제2의사랜덤신호에 승산하여, 이 승산치로 위상상관 반송파를 출력시키는 단계와, 위상상관 반송파를 기준반송파로부터 추출하고, 위상이 서로 직각인 동상성분(Ⅰ신호)과 직각성분(Q신호)에 승산하여 수직 검출신호의 실수부(實數部)와 허수부(虛數部)로 양 승산치를 각각 출력시키는 단계와, 직교검출신호의 실수부와 허수부를 각각 평활하고 2개의 평활성분신호로부터 구성된 검출신호의 신호절대치를 산출하는 단계와, 상관부호신호를 저역필터에 통과시키고 평활상관 부호신호를 출력시키는 단계와, 평활상관 부호신호차가 최대에 도달할 때의 시점과 구성된 검출신호의 신호절대치가 최대에 도달할 때의 시점 사이의 시간 간격을 측정하여, 그 시간 간격의 반(1/2)을 전자파의 전파속도에 승산시키고, 이 승산치로 제1연산치를 형성하고 클록주파수(f₁)로 상기 클록주파수(f₁)과 (f₂)사이의 주파수 차이를 나누고, 이 나눗셈의 몫으로 제2연산치를 형성하고, 제1연산치를 제2연산치에 승산하여, 이 승산치로 대상물과의 거리를 측정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 거리측정방법.
5. 클록주파수(f₁)를 가진 제1의사랜덤신호 발생수단과, 제1의사랜덤신호와 동일패턴에서 클록주파수(f₁)가 약간 다른 클록주파수(f₂)를 가진 제2의사랜덤신호 발생수단과, 제1의사랜덤신호 발생수단의 출력을 제2의사랜덤신호 발생수단의 출력에 승산하여, 이 승산치로 상관부호 신호를 출력시키는 제1승산기와 기준반송파를 발생시키는 반송파 발생수단과, 제1의사랜덤신호 발생수단의 각각의 부호신호에 의하여 반송파 발생수단의 출력의 부호위상을 변조하는 단계와, 변조수단의 출력을 전자파 신호로 대상물을 향하여 송신하는 송신수단과, 대상물로부터 반사된 신호를 수신하여 수신신호를 얻는 수신수단과, 이 수신수단의 출력을 제2의사랜덤신호 발생수단의 출력에 승산하여 이 승산치로 위상상관 반송파를 출력하는 제2승산기와, 제1연산치를 제2연산치에 승산하여 이 승산치로 대상물과의 거리를 측정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 거리 측정장치.
6. 제5항에 있어서, 신호절대치 산출수단은 반송파 발생수단의 출력의 일부를 추출하는 제1분배기와, 이 제1 분배기의 출력을 수신하여 2개의 위상이 서로 직교하는 Ⅰ신호와 Q신호를 변환 출력하는 하이브리드결합기와, 제2승산기로부터 출력된 위상상관 반송파를 R₁신호와 R₂신호로 분배하는 제2분배기와, 하이브리드결합기로부터 출력된 I신호와 제2분배기로부터 출력된 R₁신호를 승산하는 제3승산기와, 상기 하이브리드 결합기로부터 출력된 Q신호와 제2분배기로부터 출력된 R₂신호를 승산하는 제4승산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 거리 측정장치.
7. 제6항에 있어서, 단일절대치 산출수단은 직교신호 검출수단으로부터 출력된 직교검출신호의 실수부와 허수부를 각각 수신하여 제1저역필터(210)와 같은 주파수 범위의 대역제한을 하는 제2저역필터(211) 및 제3저역필터(212)와, 이 제2저역필터 및 제3저역필터의 각각의 출력을 수신하여 따로따로 2승 연산을 하는 제1의 2승기(215) 및 제2의 2승기(216)와, 이 제1의 2승기(215) 및 제2의 2승기(216)의 출력을 가산하는 가산기(217)를 포함하는 것을 특징으로 하는 거리 측정장치.
8. 제7항에 있어서, 슬랙 레벨(slag level), 용강 레벨과 삽입원료 레벨(揷入原料 level)중에서 어느 하나의 레벨을 측정하기 위하여 용융환원로(溶融還元爐), 전로(轉爐) 및 고로(高爐)중의 어느 하나에 설치되어 있는 것을 특징으로 하는 거리 측정장치.
9. 제6항에 있어서, 슬랙 레벨, 용강 레벨과 삽입원료 레벨 중에서 어느 하나의 레벨을 측정하기 위하여 용융환원로, 전로 및 고로 중의 어느 하나에 설치되어 있는 것을 특징으로 하는 거리 측정장치.
10. 제5항에 있어서, 신호절대치 산출수단은 직교신호 검출수단으로부터 출력된 직교검출신호의 실수부와 허수부를 각각 수용하고, 제1저역필터(210)와 같은 주파수 범위의 대역제한을 하는 제2저역필터(211) 및 제3저역필터(212)와, 이 제2저역필터 및 제3저역필터의 각각의 출력을 따로따로 2승 연산을 하는 제1의 2승기 및 제2의 2승기와 , 이 제1의 2승기 및 제2의 2승기의 출력을 가산하는 가산기(217)를 포함하는 것을 특징으로 하는 거리 측정장치.
11. 제10항에 있어서, 슬랙 레벨, 용강 레벨과 삽입원료 레벨 중에서 어느 하나의 레벨을 측정하기 위하여 용융환원로, 전로 및 고로 중의 어느 하나에 설치되어 있는 것을 특징으로 하는 거리 측정장치.
12. 제5항에 있어서, 슬랙 레벨, 용강 레벨과 삽입원료 레벨 중에서 어느 하나의 레벨을 측정하기 위하여 용융환원로, 전로 및 고로 중의 어느 하나에 설치되어 있는 것을 특징으로 하는 거리 측정장치.

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