JP5866074B1 - シンクロナスリラクタンスモータ - Google Patents

Abstract

効率を向上させることができるシンクロナスリラクタンスモータを得る。ロータコアは、１つ以上のスリットとコア層とを径方向に交互に並べて形成したフラックスバリアを周方向に極数分有し、シンクロナスリラクタンスモータは、スリットのｑ軸線上における径方向幅の総和と磁気ギャップ長との比率をｋとし、ｄ軸からの進み角度をβとした位相の電流が巻線に通電されて回転が制御され、コア層のうち、ｄ軸からψ＝ａｒｃｔａｎ（ｔａｎβ／（１＋０．２ｋ））の角度に引いたロータ中心を通る直線とロータの外周とが交わる点Ｐから周方向に最も近い位置にあるコア層のｑ軸線上における径方向の幅が、他のコア層のｑ軸線上における径方向の幅よりも大きいものである。

Description

この発明は、工場や空気調和機、自動車等に用いられ、リラクタンストルクを利用するシンクロナスリラクタンスモータに関し、詳しくは、シンクロナスリラクタンスモータの構成に関する。

シンクロナスリラクタンスモータは、ロータコアにスリット状のフラックスバリアを形成することで、ロータの回転方向に磁気抵抗が異なる構成とし、そのことを利用してトルクを発生させるモータである。インダクションモータ（誘導機）と比較して、回転子の二次銅損が発生しない等のメリットが評価され、工場や空気調和機、自動車等に使用することが注目されている。

しかしながら、シンクロナスリラクタンスモータは、一般的に力率が悪いとされ、上記の用途に使用するには、さらなる改善が求められている。なお、シンクロナスリラクタンスモータの出力トルクは、リラクタンストルクＴと称され、上述したロータの回転方向の磁気抵抗の差異を発生原理としており、次式（１）のように表される。

Ｔ＝Ｐｎ（Ｌｄ−Ｌｑ）ｉｄｉｑ ・・・（１）

ここで、式（１）において、Ｐｎは極対数を示し、Ｌｄ、Ｌｑはそれぞれｄ、ｑ軸インダクタンスを示し、ｉｄ、ｉｑはそれぞれｄ、ｑ軸電流を示している。

式（１）より、シンクロナスリラクタンスモータの電流あたりのトルクを大きくして効率を高めるには、ｄ、ｑ軸インダクタンスの差Ｌｄ−Ｌｑを大きくすることが有効であることがわかる。

また、シンクロナスリラクタンスモータにおいて、力率を大きくするためには、ｄ、ｑ軸インダクタンスの比Ｌｄ／Ｌｑを大きくすればよいことが知られている。なお、ｄ、ｑ軸インダクタンスの比Ｌｄ／Ｌｑの値は、一般に突極比と呼ばれている。

このように、シンクロナスリラクタンスモータにおいては、ｄ、ｑ軸インダクタンスの差Ｌｄ−Ｌｑや突極比Ｌｄ／Ｌｑを大きくするために、ロータコアにフラックスバリアと呼ばれる複数層のスリットを設けることで、複数層のスリットに沿った方向に磁束を流し易くするｄ軸磁路を形成するとともに、複数層のスリットを横断するｑ軸磁路の磁気抵抗を大きくする構成としていた。

また、上記のフラックスバリア構造を基本構造として、トルクを大きくして効率を高めるために、以下のような技術が提案されている。

例えば、ステータからロータへ流れ込む磁束がロータ中心側を流れるようにステータを制御することを前提として、中心側に凸となるようにコア層（ストリップ）を配置したコアシートをロータ軸方向へ積層してなるロータコアにおいて、コア層の半径方向の幅を、ロータ中心側のコア層がロータ外側のコア層よりも広く、かつスリットの半径方向の幅を、ロータ中心側のスリットがロータ外側のスリットよりも広いか、または同じ幅である構成としたシンクロナスリラクタンスモータが提案されている（例えば、特許文献１（特に、段落０００２〜００１７、図２）参照）。

このシンクロナスリラクタンスモータによれば、ステータから流れる磁束が集中するロータ中心側のコア層を太くしているので、磁気飽和が生ぜず、モータのトルクを大きくすることができる。

また、例えば、１つのフラックスバリア（磁路組）を生成する複数のコア層（分割磁路）の幅を、そのフラックスバリア群内の中心部および最外部のそれぞれで狭く、中央部で広くすることで、トルクリップルを低減することができるシンクロナスリラクタンスモータが提案されている（例えば、特許文献２（特に、段落００２１、図４）参照）。

特開平１１−１２７５６０号公報 特開２００４−９６８０８号公報

しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。
特許文献１のシンクロナスリラクタンスモータでは、ロータの中心側のコア層ほど多量の磁束が流れるようにステータを制御することが前提となっているが、この制御がトルクを大きくして効率を高めるために好適な制御条件かどうかについては吟味されておらず、また示されてもいない。そのため、効率を高めるための制御条件を含めた検討が課題として残されていた。

また、特許文献２のシンクロナスリラクタンスモータでは、トルクリップルを低減することは可能であるが、その平均的な出力トルクの大小や効率についてまで検討が行われておらず、より効率を高めるための構成については課題が残されていた。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、効率を向上させることができるシンクロナスリラクタンスモータを得ることを目的とする。

この発明に係るシンクロナスリラクタンスモータは、ロータコアをシャフトに固定して構成されるロータと、巻線を有するステータとを備え、ロータとステータとを、磁気ギャップを介して相対的に回転自在に配置したシンクロナスリラクタンスモータであって、ロータコアは、１つ以上のスリットとコア層とを径方向に交互に並べて形成したフラックスバリアを周方向に極数分有し、シンクロナスリラクタンスモータは、スリットのｑ軸線上における径方向幅の総和と磁気ギャップ長との比率をｋとし、ｄ軸からの進み角度をβとした位相の電流が巻線に通電されて回転が制御され、コア層のうち、ｄ軸からψ＝ａｒｃｔａｎ（ｔａｎβ／（１＋０．２ｋ））の角度に引いたロータ中心を通る直線とロータの外周とが交わる点Ｐから周方向に最も近い位置にあるコア層のｑ軸線上における径方向の幅が、他のコア層のｑ軸線上における径方向の幅よりも大きく、比率ｋが、３４よりも大きく、６７よりも小さい値に設定されているものである。

この発明に係るシンクロナスリラクタンスモータによれば、ｄ軸からψの角度に引いたロータ中心を通る直線とロータの外周とが交わる点Ｐから周方向に最も近い位置にあるコア層のｑ軸線上における径方向の幅が、他のコア層のｑ軸線上における径方向の幅よりも大きい構成となっている。
そのため、ステータからロータへ流れ込む磁束が最大となる位置のコア層を太くしたこととなり、このコア層の磁気飽和を回避することにより、ｄ軸インダクタンスを大きくでき、大トルクを発生させることができる。
したがって、シンクロナスリラクタンスモータの効率を向上させることができる。

この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータを利用する際の系を示す構成図である。 この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータを軸線方向に沿って切断した断面図である。 この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータを、図２のＡ−Ａ線で切断した断面図である。 この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータのロータを抜き出して示す断面図である。 この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータを駆動制御する制御装置を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータを駆動制御する制御装置を示す別のブロック図である。 この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータにおける電圧、電流および磁束のベクトルを示す説明図である。 この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータの突極比と総スリット幅の磁気ギャップ幅に対する比率との関係を示す説明図である。 この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータのロータについて、ｑ軸線上におけるスリットの径方向幅を示す説明図である。 この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータのギャップ面に生成される磁束密度の分布を示す模式図である。 この発明の実施の形態２、３に係るシンクロナスリラクタンスモータにおける総スリット幅の磁気ギャップ幅に対する比率と効率との関係を示す説明図である。 この発明の実施の形態４に係るシンクロナスリラクタンスモータの一定電流通電時における通電位相に対する出力トルクを示す説明図である。 この発明の実施の形態４に係るシンクロナスリラクタンスモータにおいて、通電位相が４５°の場合における角度ψと総スリット幅の磁気ギャップ幅に対する比率との関係を示す説明図である。 この発明の実施の形態５に係るシンクロナスリラクタンスモータの通電位相と力率との関係を示す説明図である。 図１４における力率の極大値を示す通電位相と、総スリット幅の磁気ギャップ幅に対する比率との関係を示す説明図である。 この発明の実施の形態５に係るシンクロナスリラクタンスモータにおいて、通電位相が図１５に示す値の場合における角度ψと総スリット幅の磁気ギャップ幅に対する比率との関係を示す説明図である。 この発明の実施の形態６に係るシンクロナスリラクタンスモータの通電位相と総スリット幅の磁気ギャップ幅に対する比率との関係を示す説明図である。 この発明の実施の形態７に係るシンクロナスリラクタンスモータのロータを示す斜視図である。 この発明の実施の形態８に係るシンクロナスリラクタンスモータにおけるロータコア組の圧延方向を示す説明図である。 この発明の実施の形態９に係るシンクロナスリラクタンスモータにおいて、ロータコアシートのかしめを形成する位置を例示する説明図である。 この発明の実施の形態９に係るシンクロナスリラクタンスモータにおいて、ロータコアシートのかしめを形成する位置を例示する別の説明図である。 この発明の実施の形態１１に係るシンクロナスリラクタンスモータのロータを示す断面図である。

以下、この発明に係るシンクロナスリラクタンスモータの好適な実施の形態につき図面を用いて説明するが、各図において同一、または相当する部分については、同一符号を付して説明する。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータ１を利用する際の系を示す構成図である。図１において、シンクロナスリラクタンスモータ１は、電源供給ライン３を介して制御装置２と接続され、制御装置２から供給される電気エネルギーを機械エネルギーに変換する電気機械である。

図２は、この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータ１を軸線方向に沿って切断した断面図である。図２において、フレーム１５に圧入や焼き嵌め等の方法により挿入されて固定されたステータ６と、ロータ９とが、軸受１４を用いて、機械的な隙間（磁気ギャップ）を介して、相対的に回転自在に配置されている。

ステータ６は、鉄心からなるステータコア４に巻線５を施して構成される。この巻線５に制御装置２から供給される電気エネルギーを与えることにより、磁気ギャップ中に回転磁界が発生される。また、ロータ９は、鉄心からなるロータコア７の中心に、シャフト８を圧入や焼き嵌め等の方法により挿入して一体としたものである。

図３は、この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータ１を、図２のＡ−Ａ線で切断した断面図である。図３において、ステータ６とロータ９とは、機械的な隙間の径方向距離ｇ（ギャップ長）を保って、ほぼ同心円状に配置されている。

図４は、この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータ１のロータ９（図３のロータ部分）を抜き出して示す断面図である。図４において、ロータコア７には、同一形状のフラックスバリア１２が、周方向に４つほぼ等間隔に形成されている。したがって、この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータ１は、４極のモータとして駆動できるように構成されている。

また、フラックスバリア１２は、ロータコア７を形成する鉄心とは異なる材料で形成されたスリット１１が、径方向に５つ（１１ａ〜１１ｅ）列をなして並べられ、残された鉄心部分がコア層１０ａ〜１０ｆを形成している。なお、スリット１１の数は、５つに限定されず、別の数であってもよい。

ここで、１つのスリット１１は、少なくともｑ軸線上の径方向幅が最も大きくなるように形成されており、好ましくは、スリット１１の長手方向の端から端まで同一幅を保つことが望ましい。しかしながら、例えばスリット１１ｅのように、ロータ９の最外周側は、同一幅を保つことができない場合もある。また、スリット１１の端が円弧状に面取りされる場合もあるが、それは許容範囲である。

また、図４において、ロータコア７の断面上には、磁束を通し易い方向としてｄ軸が定義され、磁束を通しにくい方向としてｑ軸が定義されている。なお、ｄ軸とｑ軸とは、電気的に９０度の位相差がある。ここに、ｄ軸から電気的に角度ψだけ回転したロータ中心Ｏを通る直線と、ロータ９の外周との交点Ｐを定義する。このとき、交点Ｐから周方向に手繰って最も近い位置に形成されているコア層１０ｂのｑ軸線上における径方向の幅は、他のコア層１０のｑ軸線上における径方向の幅と比べて太く形成されている。

続いて、角度ψについて説明する。上述したように、この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータ１は、図１に示した制御装置２によって、ステータ６の巻線５に通電する電流が制御される。

図５は、この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータ１を駆動制御する制御装置２を示すブロック図である。また、図６は、この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータ１を駆動制御する制御装置２を示す別のブロック図である。図５、６は、いわゆるベクトル制御のブロック図である。

図５では、シンクロナスリラクタンスモータ１と連結されてロータ９の回転位置を検出する回転位置検出器２０によって、回転位置θを制御装置２に転送している。なお、回転位置検出器２０は、図６に示したように、制御装置２内に配置した回転位置推定器２６と置き換えることもできる。

回転位置検出器２０を用いる場合には、検出される位置の精度が高められるというメリットがある。一方、回転位置推定器２６を用いる場合には、検出精度は回転位置検出器２０と比較して劣るものの、部品点数を減らすことによる経済的なメリットがあり、アプリケーションにより選択することで好適なシンクロナスリラクタンスモータ１を提供することができる。

また、シンクロナスリラクタンスモータ１の制御にあっては、制御装置２の内部または外部から与えられる電流指令ｉｄ^*およびｉｑ^*に基づいて電流が制御される。具体的には、まず、電流検出器２５から得られる３相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの値が、回転位置θとともに３相→２相変換器２４に入力される。

続いて、３相→２相変換器２４の出力として演算される２相の電流ｉｄおよびｉｑが、フィードバック情報として電流制御器２１に入力される。次に、電流制御器２１の内部では、２相の電流ｉｄおよびｉｑ、並びに電流指令ｉｄ^*およびｉｑ^*に基づいて、ＰＩＤ制御等の方法により、電圧指令Ｖｄ^*およびＶｑ^*が演算されて出力される。

出力された電圧指令Ｖｄ^*およびＶｑ^*は、回転位置θとともに２相→３相変換器２２に入力され、３相分の電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*が演算されて出力される。これら３相分の電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*が電力変換器２３に入力され、シンクロナスリラクタンスモータ１に供給する電力が出力される。このようにして、２相の電流ｉｄおよびｉｑと電流指令ｉｄ^*およびｉｑ^*との差分が小さくなるように制御される。

次に、シンクロナスリラクタンスモータ１に印加、通電される電圧、電流について、ベクトル図を用いて説明する。図７は、この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータ１における電圧、電流および磁束のベクトルを示す説明図である。

制御装置２によって２相の電流ｉｄおよびｉｑが通電されると、モータのｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑがあることにより、磁束ＬｄｉｄおよびＬｑｉｑが発生する。また、これらのベクトル和である磁束φがシンクロナスリラクタンスモータ１中に流れることとなり、これが回転することによって、誘起電圧Ｅが磁束φよりも電気的に９０度進んで誘起されることとなる。

このとき、磁束φを示すベクトルとｄ軸とがなす角が角度ψである。角度ψは、磁束ＬｄｉｄおよびＬｑｉｑを用いて、次式（２）のように表される。

ψ＝ａｒｃｔａｎ（Ｌｑ・ｉｑ／（Ｌｄ・ｉｄ）） ・・・（２）

ここで、２相の電流ｉｄおよびｉｑのベクトル和を電流ｉａとすると、電流ｉｄと電流ｉａとがなす角度βが定義され、これを通電位相（進み角度）βと称する。また、この角度βを用いた次式（３）、（４）が成立する。

ｉｄ＝ｉａ・ｃｏｓβ ・・・（３）
ｉｑ＝ｉａ・ｓｉｎβ ・・・（４）

また、これらの式（３）、（４）を上記式（２）に代入することにより、次式（５）を得ることができる。

ψ＝ａｒｃｔａｎ（Ｌｑ／Ｌｄ・ｔａｎβ） ・・・（５）

さらに、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑとの比率を突極比ζとして次式（６）のように定義し、ｑ軸線上におけるスリット１１の径方向幅の総和とギャップ長との比率をｋとして定義する。

ζ＝Ｌｄ／Ｌｑ ・・・（６）

また、有限要素法による電磁界解析により、突極比ζと比率ｋとの間に、図８のような関係、すなわち次式（７）のような関係があることを導き出した。図８は、この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータ１の突極比ζと総スリット幅の磁気ギャップ幅に対する比率ｋとの関係を示す説明図である。

ζ＝０．２ｋ＋１ ・・・（７）

また、これらの式（６）、（７）を用いて上記式（５）を整理することにより、次式（８）を得ることができる。

ψ＝ａｒｃｔａｎ（ｔａｎβ／（１＋０．２ｋ）） ・・・（８）

ここで、比率ｋは、図９を参照して、次式（９）で表される。図９は、この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータ１のロータ９について、ｑ軸線上におけるスリット１１の径方向幅（ａ〜ｅ）を示す説明図である。

ｋ＝（ａ＋ｂ＋ｃ＋ｄ＋ｅ）／ｇ ・・・（９）

式（９）において、ｇはギャップ長を示している。なお、図９では、フラックスバリア１２におけるスリット１１が５つの例を示しているので、比率ｋが式（９）で表されるが、スリット１１がいくつの場合でも、比率ｋをｑ軸線上におけるスリット１１の径方向幅の総和とギャップ長の比と定義しているので、スリット１１の数が異なっても、比率ｋは同様の式で表される。

図１０は、この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータ１のギャップ面に生成される磁束密度、すなわち磁気ギャップ中に誘起される磁束密度の分布を示す模式図である。

図１０において、磁気ギャップ中の磁束密度は、ほぼ正弦波状に分布し、そのピークは、ｄ軸から角度ψだけ離れた位置に存在することとなる。このとき、コア層１０に流れる磁束量は、磁束密度の積分となるから、この角度ψだけ離れた位置に流れ込む磁束量が他の位置に比べて大きくなり、磁気飽和を起こして、出力トルクが低下してしまうという課題があることを発見した。

そこで、この発明の実施の形態１に係るシンクロナスリラクタンスモータ１は、ｄ軸から電気的に角度ψだけ回転したロータ中心Ｏを通る直線と、ロータ９の外周との交点Ｐを定義したとき、交点Ｐから周方向に手繰って最も近い位置に形成されているコア層１０ｂのｑ軸線上における径方向の幅を、他のコア層１０のｑ軸線上における径方向の幅と比べて太く形成した。このとき、角度ψは、通電位相βとｑ軸線上における総スリットの径方向幅のギャップ長に対する比率ｋとから、上記式（８）のように表される角度である。

このように構成すると、磁束φが誘起される中心の位置に最も近い位置のコア層１０の径方向幅が太く形成されることとなり、磁気飽和によるトルク低下を防ぐことができ、従来よりも良好な効率を得ることができるという効果を得ることができる。

以上のように、実施の形態１によれば、ｄ軸からψの角度に引いたロータ中心を通る直線とロータの外周とが交わる点Ｐから周方向に最も近い位置にあるコア層１０のｑ軸線上における径方向の幅が、他のコア層１０のｑ軸線上における径方向の幅よりも大きい構成となっている。
そのため、ステータからロータへ流れ込む磁束が最大となる位置のコア層１０を太くしたこととなり、このコア層１０の磁気飽和を回避することにより、ｄ軸インダクタンスを大きくでき、大トルクを発生させることができる。
したがって、シンクロナスリラクタンスモータの効率を向上させることができる。

実施の形態２．
この発明の実施の形態２では、実施の形態１からさらに、ｑ軸線上における総スリットの径方向幅のギャップ長に対する比率ｋを６７よりも小さい値にしたことを特徴としている。

図１１は、この発明の実施の形態２、３に係るシンクロナスリラクタンスモータ１における総スリット幅の磁気ギャップ幅に対する比率ｋと効率との関係を示す説明図である。図１１では、ｑ軸線上における総スリットの径方向幅のギャップ長に対する比率ｋを横軸にとって、効率を縦軸にとったグラフを示している。

図１１において、ｑ軸線上における総スリットの径方向幅のギャップ長に対する比率ｋが６７よりも大きい領域では、効率が低下している。これは次のように説明できる。すなわち、ｑ軸線上における総スリットの径方向幅のギャップ長に対する比率ｋを大きくすると、ロータコア７中のスリット幅が大きくなることにより、コア層１０が相対的に狭くなる。コア層１０が狭くなると、ｄ軸磁路の磁路幅が狭くなることにより、磁気飽和し易くなる。

上記実施の形態１で説明したように、ｄ軸から電気的に角度ψだけ回転したロータ中心Ｏを通る直線と、ロータ９の外周との交点Ｐを定義したとき、交点Ｐから周方向に手繰って最も近い位置に形成されているコア層１０ｂのｑ軸線上における径方向の幅を、他のコア層１０のｑ軸線上における径方向の幅と比べて太く形成したとしても、ｑ軸線上における総スリットの径方向幅のギャップ長に対する比率ｋが６７を超えて大きくなってしまうと、磁気飽和が起こってしまい、トルクが低下して効率が悪化してしまう。

そこで、ｑ軸線上における総スリットの径方向幅のギャップ長に対する比率ｋは、６７よりも小さい値に抑えることが好ましい。このように構成することで、磁気飽和を抑制して、良好な効率を得ることができる。

実施の形態３．
この発明の実施の形態３では、実施の形態１からさらに、ｑ軸線上における総スリットの径方向幅のギャップ長に対する比率ｋを３４よりも大きい値にしたことを特徴としている。

上述した図１１において、ｑ軸線上における総スリットの径方向幅のギャップ長に対する比率ｋが３４よりも小さい領域では、効率が低下している。これは、次のように説明できる。すなわち、ｑ軸線上における総スリットの径方向幅のギャップ長に対する比率ｋを小さくすると、ロータコア７中のスリット幅が小さくなることにより、ｑ軸磁束の流れを妨げる効果が減少する。言い換えると、ｑ軸インダクタンスＬｑが大きくなってしまい、トルクを良好に出力できない構成となってしまう。

上記実施の形態１で説明したように、ｄ軸から電気的に角度ψだけ回転したロータ中心Ｏを通る直線と、ロータ９の外周との交点Ｐを定義したとき、交点Ｐから周方向に手繰って最も近い位置に形成されているコア層１０ｂのｑ軸線上における径方向の幅を、他のコア層１０のｑ軸線上における径方向の幅と比べて太く形成したとしても、ｑ軸線上における総スリットの径方向幅のギャップ長に対する比率ｋが３４よりも小さくなってしまうと、ｑ軸インダクタンスＬｑが増大してトルクが低下し、効率が悪化してしまう。

そこで、ｑ軸線上における総スリットの径方向幅のギャップ長に対する比率ｋは、３４よりも大きい値になるようにスリット１１を構成することが好ましい。このように構成することで、ｑ軸インダクタンスＬｑを小さくすることができ、良好な効率を得ることができる。

なお、ｑ軸線上における総スリットの径方向幅のギャップ長に対する比率ｋを、３４よりも大きく、６７よりも小さい値に設定することにより、ｑ軸インダクタンスＬｑを小さくするとともに、磁気飽和を抑制して、良好な効率を得ることができる。

実施の形態４．
上記実施の形態１では、通電位相βについて詳述しなかったが、この発明の実施の形態４では通電位相βについて説明する。上述したように、ｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑとのベクトル和である電流ｉａのなす角がβであるが、回転トルクを出力するためには、通電位相βは、次式（１０）の範囲で運転する必要がある。

０度＜β＜９０度 ・・・（１０）

上記特許文献１には、「ロータの中心側のコア層ほど多量の磁束が流れるように」と記載されていることから、通電位相βは、０度に近いことが推定できる。これに対して、この発明の実施の形態４では、より好ましくは、電流あたりのトルクを最大にするために、通電位相βを、ほぼ４５°とすることが望ましい。

これは、図１２に示した上記式（１）のグラフから、その有効性を説明することができる。図１２は、この発明の実施の形態４に係るシンクロナスリラクタンスモータ１の一定電流通電時における通電位相βに対する出力トルクを示す説明図である。図１２では、通電位相βに対して出力トルクがどのように変化するかを示している。図１２から明らかなように、通電位相βが４５°で極大値をとることが示されており、実質的には、４５°±５°において、良好な効率を得ることができるという効果を得ることができる。

また、図１３は、この発明の実施の形態４に係るシンクロナスリラクタンスモータ１において、通電位相βが４５°の場合における角度ψと総スリット幅の磁気ギャップ幅に対する比率ｋとの関係を示す説明図である。

図１３において、上記実施の形態２、３で好適であると説明したｑ軸線上における総スリットの径方向幅のギャップ長に対する比率ｋが３４〜６７の範囲では、角度ψ＝４〜７．５°の範囲となる。このような構成とすることで、制御装置２との組み合わせによるシンクロナスリラクタンスモータ１の駆動効率をより一層向上できるという効果を得ることができる。

実施の形態５．
上記実施の形態４に対して、シンクロナスリラクタンスモータ１の力率を大きくするためには、以下の通りの通電位相βとすることが望ましい。まず、力率ＰＦは、次式（１１）で表される。

ＰＦ＝ｃｏｓ（π／２＋ψ−β）＝−ｃｏｓ（β＋ａｒｃｔａｎ（（１＋０．２ｋ）／ｔａｎβ）） ・・・（１１）

ここで、式（１１）をグラフに表したものが図１４である。図１４は、この発明の実施の形態５に係るシンクロナスリラクタンスモータ１の通電位相βと力率ＰＦとの関係を示す説明図である。図１４では、横軸に通電位相βをとり、縦軸に力率ＰＦをとっている。

図１４には、ｑ軸線上における総スリットの径方向幅のギャップ長に対する比率ｋがそれぞれ２０から８０までの各場合の曲線が示されている。各比率ｋの値において、曲線は６６°から７５°付近に極大値をとっており、この範囲内での通電が最も力率が良いことを示している。なお、実用的には、５６°から８５°までの範囲で通電することにより、より高い力率で運転することが可能である。

図１５は、図１４における力率の極大値を示す通電位相βと、総スリット幅の磁気ギャップ幅に対する比率ｋとの関係を示す説明図である。すなわち、力率が最大となるときの通電位相βを、ｑ軸線上における総スリットの径方向幅のギャップ長に対する比率ｋの関数としてプロットしなおした図である。なお、上下±１０°は、実用上問題の起こらない範囲としてハッチング表示している。

また、図１６は、この発明の実施の形態５に係るシンクロナスリラクタンスモータ１において、通電位相が図１５に示す値（すなわち、力率が最大となるときの通電位相β）の場合における角度ψと総スリット幅の磁気ギャップ幅に対する比率ｋとの関係を示す説明図である。

図１６において、上記実施の形態２、３で好適であると説明したｑ軸線上における総スリットの径方向幅のギャップ長に対する比率ｋが３４〜６７の範囲では、角度ψ＝１５〜２０°の範囲となる。このような構成とすることで、力率を大きくするとともに、制御装置２との組み合わせによるシンクロナスリラクタンスモータ１の駆動効率をより一層向上できるという効果を得ることができる。

実施の形態６．
上記実施の形態４、５に対して、一定の印加電圧の下にトルクを最大として効率を高めるためには、通電位相βを次式（１２）のように設定することが望ましい。

β＝ａｒｃｔａｎ（１＋０．２ｋ） ・・・（１２）

なお、一定の印加電圧Ｖを印加した場合のトルクは、次式（１３）で表される。

Ｔ＝Ｐｎ／２（１／Ｌｑ−１／Ｌｄ）（Ｖ／ω）²ｓｉｎ（２ａｒｃｔａｎ（ｔａｎ（β）／（１＋０．２ｋ））） ・・・（１３）

上記式（１２）は、式（１３）で表されるトルクが最大となる場合、すなわちｓｉｎ関数の項が１となるときに、そのときの通電位相βとｑ軸線上における総スリットの径方向幅のギャップ長に対する比率ｋとの関係を導くことによって得られる。また、式（１３）において、Ｐｎはシンクロナスリラクタンスモータ１の極対数を示し、ωは電気的な角周波数を示している。上記式（１２）のように通電位相βを制御した場合に、一定の電圧条件下でのトルクを最も大きくできるので、ひいては効率を向上することができる。

ここで、式（１３）をグラフに表したものが図１７である。図１７は、この発明の実施の形態６に係るシンクロナスリラクタンスモータ１の通電位相と総スリット幅の磁気ギャップ幅に対する比率との関係を示す説明図である。なお、上下±５°は、実用上問題の起こらない範囲としてハッチング表示している。

このとき、角度ψは、上記式（８）と式（１２）とから、次式のように計算され、単位を変えて表現すれば、４５°となる。

ψ＝ａｒｃｔａｎ（ｔａｎ（ａｒｃｔａｎ（１＋０．２ｋ））／（１＋０．２ｋ））＝π／４［ｒａｄ］

したがって、この発明の実施の形態６は、ｄ軸から電気的に角度ψ＝４５°だけ回転したロータ中心Ｏを通る直線と、ロータ９の外周との交点Ｐを定義したとき、交点Ｐから周方向に手繰って最も近い位置に形成されているコア層１０ｂのｑ軸線上における径方向の幅を、他のコア層１０のｑ軸線上における径方向の幅と比べて太く形成する例である。このように構成することで、限られた電圧条件下でも、制御装置２との組み合わせによるシンクロナスリラクタンスモータ１の駆動効率をより一層向上できるという効果を得ることができる。

実施の形態７．
図１８は、この発明の実施の形態７に係るシンクロナスリラクタンスモータ１のロータ９を示す斜視図である。図１８において、ロータコア７は、電磁鋼板等の薄板鋼板をプレスし、スリット１１を打ち抜いて形成したロータコアシート３７を、スリット１１の位置を揃えて所望の枚数だけ積層することによって構成される。このとき、スリット１１の位置が周方向に徐々に、または所望量だけ階段状にずれていくスキューを施していてもよい。

制御装置２から通電される電流に回転数と同期しない成分が含まれる場合において、ロータコア７が無垢材等のように軸方向に繋がった材料で形成すると、渦電流が流れることにより損失を発生し、効率が悪化するという問題がある。

そこで、この発明の実施の形態７では、薄板鋼板を積層することによって、ロータコア７に生じる渦電流の経路を断ち切ることができる。これにより、渦電流損失を格段に低減することができ、シンクロナスリラクタンスモータ１の効率を向上するという効果を得ることができる。

実施の形態８．
上記実施の形態７に対して、好ましくは、積層するロータコアシート３７を複数枚ずつにわけてロータコア組３８を形成し、以下に説明するように積層することが望ましい。また、より好ましくは、組分けするロータコア組３８の数を、極数の約数であって１ではない数の自然数倍とすることが望ましい。

例えば、上記図１８に示したように、ロータコアシート３７を４つのロータコア組３８Ａ、３８Ｂ、３８Ｃおよび３８Ｄに分け、それぞれの幅が等しくなるようにする。このとき、４はこの発明の実施の形態８のシンクロナスリラクタンスモータ１の極数と等しい。

また、図１９は、この発明の実施の形態８に係るシンクロナスリラクタンスモータ１におけるロータコア組３８の圧延方向を示す説明図である。続いて、薄板鋼板を、圧延方向が図１９に示した方向を向くように揃えて積層して、１つのロータコア組３８とする。また、それぞれのロータコア組３８を、図１９に示された通りの圧延方向のまま積層することで、図１８に示すロータコア７を構成する。

このとき、図１９の例では、互いに９０°圧延方向を回しており、回転させる角度は、ロータコア組３８間で等分割とする。なお、スキューを施している場合には、圧延方向が完全には揃わず、スキュー角度だけずれることとなるが、実用の範囲内である。このように構成することで、薄板鋼板の板厚の偏差によるロータコア７の形状アンバランスを低減でき、効率が高いシンクロナスリラクタンスモータ１を得ることができる。

なお、この発明の実施の形態８において、さらに好ましくは、組分けするロータコア組３８の数を、極数の自然数倍とすることが望ましい。このような構成は、図１８に示したものと同一であるが、極数の約数の自然数倍の数を除外したことが異なる。このように構成すると、極のアンバランスが低減できるので、効率が高いシンクロナスリラクタンスモータ１を得ることができる。

実施の形態９．
この発明の実施の形態９では、上記実施の形態６〜８のシンクロナスリラクタンスモータ１に対して、積層されたロータコアシート３７をシャフト８の方向に締結するために、かしめ３９を施したことを特徴としている。

図２０は、この発明の実施の形態９に係るシンクロナスリラクタンスモータ１において、ロータコアシート３７のかしめ３９を形成する位置を例示する説明図である。図２０において、ｄ軸から電気的に角度ψだけ回転したロータ中心Ｏを通る直線と、ロータ９の外周との交点Ｐを定義したとき、交点Ｐから周方向に手繰って最も近い位置に形成されているコア層１０ｂの領域に、少なくとも１つのかしめ３９が設けられている。

なお、かしめ３９を形成すると、その周囲のコアの磁気特性が劣化することが知られている。そこで、この発明の実施の形態９では、最も太く形成されたコア層１０にかしめ３９を形成することで、磁気特性の劣化の影響を格段に抑えて、効率が高いシンクロナスリラクタンスモータ１を得ることができる。

なお、この発明の実施の形態９において、好ましくは、かしめ３９の形がスリット１１の形に沿うように形成することが望ましい。上記図２０では、各コア層１０に対して１つのかしめ３９を設けた例を示したが、所望の締結強度が得られるように、例えば図２１に示されるように、複数のかしめ３９を同様な配置で設けてもよい。

図２１は、この発明の実施の形態９に係るシンクロナスリラクタンスモータ１において、ロータコアシート３７のかしめ３９を形成する位置を例示する別の説明図である。図２１に示されているように、複数のかしめ３９を設ける場合には、好ましくは、ｑ軸の軸線に対して線対象となるようにかしめ３９を配置するとよい。

実施の形態１０．
この発明の実施の形態１０では、スリット１１とロータコア７の外周との間に形成されるブリッジ１３（図２０、２１参照）の径方向幅を、薄板鋼板の板厚の２倍以下としたことを特徴としている。具体的には、薄板鋼板の板厚は、０．３５〜１．０ｍｍ程度を用い、ブリッジ１３の径方向の幅は、０．５〜２ｍｍ程度に形成することが望ましい。

なお、電磁鋼板は、プレスによって打ち抜かれると、圧延された平面において、打ち抜き破断面から板厚分のほぼ半分の距離の磁気特性が劣化することが知られている。また、ブリッジ１３は、スリット１１を打ち抜くことによって形成された複数のコア層１０ａ〜１０ｆを物理的に繋ぎ止めて一体とする役割を果たす一方、ｑ軸磁路を形成している。

ここで、ｑ軸インダクタンスＬｑは、上記の記述において小さい方がよいことが明白であり、ブリッジ１３は、電磁気的な観点からは不要な部分である。そのため、ブリッジ１３の径方向幅を薄板鋼板の板厚の２倍以下とすることにより、ブリッジ１３の大部分の領域は、プレスの打ち抜きによって磁気特性が劣化した状態となる。このように構成することで、ｑ軸インダクタンスＬｑの増加を防ぐことができるので、出力トルクを大きくでき、ひいてはモータ効率が向上するという効果を得ることができる。

実施の形態１１．
図２２は、この発明の実施の形態１１に係るシンクロナスリラクタンスモータ１のロータ９を示す断面図である。上記実施の形態１〜１０では、スリット１１を円弧状としていたが、図２２に示すように、直線で構成されたスリット１１としてもよく、実施の形態１〜１０と同様の構成とすることにより、同様の効果を得ることができる。また、これに類似した、例えば円弧と直線を組み合わせたスリット形状でも同様である。

Claims (11)

1. ロータコアをシャフトに固定して構成されるロータと、巻線を有するステータとを備え、前記ロータと前記ステータとを、磁気ギャップを介して相対的に回転自在に配置したシンクロナスリラクタンスモータであって、
   前記ロータコアは、１つ以上のスリットとコア層とを径方向に交互に並べて形成したフラックスバリアを周方向に極数分有し、
   前記シンクロナスリラクタンスモータは、前記スリットのｑ軸線上における径方向幅の総和と前記磁気ギャップ長との比率をｋとし、ｄ軸からの進み角度を通電位相βとした位相の電流が前記巻線に通電されて回転が制御され、
   前記コア層のうち、ｄ軸からψ＝ａｒｃｔａｎ（ｔａｎβ／（１＋０．２ｋ））の角度に引いたロータ中心を通る直線と前記ロータの外周とが交わる点Ｐから周方向に最も近い位置にあるコア層のｑ軸線上における径方向の幅が、他のコア層のｑ軸線上における径方向の幅よりも大きく、
   前記比率ｋが、３４よりも大きく、６７よりも小さい値に設定されている
   シンクロナスリラクタンスモータ。
2. 前記通電位相βが、０°よりも大きく、９０°よりも小さい値に設定されている
   請求項１に記載のシンクロナスリラクタンスモータ。
3. 前記通電位相βが、５６°から８５°の範囲に設定されている
   請求項１に記載のシンクロナスリラクタンスモータ。
4. 前記通電位相βが、６６°から７５°の範囲に設定されている
   請求項１に記載のシンクロナスリラクタンスモータ。
5. 前記通電位相βがａｒｃｔａｎ（１＋０．２ｋ）−５［°］からａｒｃｔａｎ（１＋０．２ｋ）＋５［°］の範囲に設定されている
   請求項１に記載のシンクロナスリラクタンスモータ。
6. 前記ロータコアは、薄板鋼板を前記シャフトの軸方向に積層して形成されている
   請求項１から請求項５までの何れか１項に記載のシンクロナスリラクタンスモータ。
7. 前記ロータコアは、前記薄板鋼板の圧延方向を揃えたロータコアシートを積層して形成したロータコア組を複数個用い、各前記ロータコア組の圧延方向を等しい角度だけ回転させて積層して形成される
   請求項６に記載のシンクロナスリラクタンスモータ。
8. 前記ロータコア組の個数は、前記ロータコアの極数の約数の自然数倍の個数である
   請求項７に記載のシンクロナスリラクタンスモータ。
9. 前記ロータコア組の個数は、前記ロータコアの極数の自然数倍の個数である
   請求項７に記載のシンクロナスリラクタンスモータ。
10. 前記ロータコアシートは、ｄ軸から前記ψの角度に引いたロータ中心を通る直線と前記ロータの外周とが交わる点Ｐから周方向に最も近い位置にあるコア層に、１極あたり少なくとも１つかしめが形成されている
    請求項７から請求項９までの何れか１項に記載のシンクロナスリラクタンスモータ。
11. 前記スリットと前記ロータコアの外周との間に形成されるブリッジの径方向幅が、前記薄板鋼板の板厚の２倍以下である
    請求項６から請求項１０までの何れか１項に記載のシンクロナスリラクタンスモータ。

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