CN110235356B - 电机及其控制装置 - Google Patents

Abstract

能够实现大转矩输出，并且容易实现基于磁场削弱的恒定输出特性。具备配置在圆周上的定子绕组(SW)、以及沿圆周方向配置在圆周上的转子绕组(RW)，向所述定子绕组(SW)通电多相的电流(SIG)，向所述转子绕组(RW)通电电流(RIG)，通过将所述电流(SIG)的转矩电流分量与所述电流(RIG)的转矩电流分量设为相反方向的电流来将两个转矩电流分量的总励磁力设为0，降低转矩电流分量对电机的磁场磁通产生的影响，并且使圆周方向磁通分量集中到气隙部附近而得到大转矩输出，并且容易实现恒定输出控制。

Description

电机及其控制装置

技术领域

本发明是涉及需要高峰值转矩的用途、需要基于磁场削弱控制的恒定输出控制的用途、或者需要这两者的用途的电机的技术。具体地，涉及电动汽车EV的主机用电机、工业用电机、航空器用电机等。在电机技术中是能够自由地进行磁场磁通的大小和转矩的控制的电机及其控制装置，进一步涉及在高峰值转矩时几乎不产生电枢反作用的电机及其控制装置。

背景技术

目前，作为混合动力车用的主机电机，大多使用永磁体内置式电机。预计以后将广泛普及到小型至大型的电动汽车等中。然而，在陡坡的上坡驾驶中，虽然是低速旋转但需要大转矩，存在大转矩时的功率因数降低的问题。这是图27中速度V与转矩T的特性所示的区域A的动作点。纵轴是转矩T，横轴是转速V，示出了恒定输出特性。例如，当功率因数降低到0.6的情况下，与功率因数为1的电机相比，电流增加到1.666倍，电机铜损增加到2.777倍，因而效率降低，因此存在电机大型化，成本也增加的问题。存在对电机进行驱动的逆变器也大型化的问题。

另外，在高速道路上高速行驶时等需要电机的高速旋转，但是难以自由地进行电机的弱磁控制，具有电机电压变得过大的趋势。这是图27所示的区域B的动作点。其结果，驱动用逆变器的负担变大，功率因数也降低，存在大型化和高成本的问题。当大转矩时需要尽可能地增加磁场磁通，并且在高速旋转时需要减小磁场磁通，关于磁场磁通，要求这两种运转模式中的磁场控制具有相反的关系的特性。

所述永磁体内置式电机的问题点的起因在于，由于转矩电流分量产生的电枢反作用导致磁场磁通的位置向圆周方向变化。另外，其起因还在于，为了提高电机效率而大量使用永磁体，因此在高速旋转中需要弱磁控制。这里，电枢反作用是指，由于转矩电流分量产生的电磁作用而导致磁场磁通的分布状态在圆周方向上偏离等的不利影响。

另一方面，作为电动汽车的主机用电机，在欧美，已知使用感应电动机。图28示出了将感应电动机模型化的图。通常，感应电动机由于功率因数较低，产生转子绕组的铜损，被认为效率低下。然而，它们坚固耐用，不使用昂贵的永磁体，有时候大量生产并且价格低廉。关于本发明，特别应当注意的是，不产生电枢反作用，基于磁场削弱控制的恒定输出控制、高速旋转运行的特性优异。

通过图28的将感应电动机模型化的图，对该电磁动作的公知技术进行说明。251是定子，252是转子，是双极电机。253和254是磁场电流分量Id，产生磁场磁通Φa的25B、255等。磁场电流分量Id以比转子旋转速度Vr快了滑移速度Vs的速度在圆周方向上旋转。在q轴绕组中产生与磁场磁通Φa和逆时针旋转方向CCW的滑移速度Vs成比例的电压，并且通电转子二次电流256、257。另一方面，毕竟以所述磁场电流分量Id如三相、50/60Hz、200V的商用电源那样连接到电源阻抗低的电压源为前提。因此，通电作为q轴电流分量Iq的258、259，以补偿由于所述转子二次电流256、257导致磁场磁通Φa降低的情况。此时，转子二次电流256、257与作为q轴电流分量Iq的258、259的电流值相同并且电流方向相反。关于感应电动机的转矩T，与所述磁场磁通Φa和所述转子二次电流256、257成比例的由箭头25A表示的转矩T向CCW产生。

这里，特别应当注意，沿着25C的磁场的强度H的循环积分是258与256之和，为零，该方向的磁通分量为零，不产生电枢反作用。同样地，沿着25C的磁通分量也为零，不产生电枢反作用。这通过安培定律也可进行说明。另外，感应电动机在磁性上在所有方向上是各向同性的，可以说，如果有电枢反作用，则无法作为电机发挥功能。这是与利用磁阻转矩的电机的不同之处。

以上，对感应电动机的理想动作进行了描述，但是现实中转子二次电流256、257由于绕组电感产生相位延迟等，因此存在峰值转矩被限制的问题、由于磁场电流分量Id和所述相位延迟导致功率因数降低的问题等。其结果，存在电机效率降低，电机大型化的问题。转子的绕组电阻值Rr是重要的参数，但是存在绕组电阻值Rr的温度变化大，难以控制的问题。存在转子电流的检测或者磁场磁通的检测困难的问题。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开平06-205570(图3)

专利文献2：日本特开平06-253510(图4)

专利文献3：日本特开2015-65803(图1)

非专利文献

非专利文献1：平成28年電気学会産業応用部門大会論文誌、3＿36(式1)

发明内容

发明所要解决的技术问题

在电动汽车的主机用电机中，要求在陡坡的爬坡驾驶时使用的低速旋转时的大转矩和高功率因数、以及高速旋转时的弱磁特性这两者的特性。本发明的技术问题在于，高效地实现大转矩输出、实现在高速旋转中电机电压不会过大的电机及其控制装置。与此同时，需要小型化、轻量化以及低成本化。

在技术上，设为不产生电枢反作用的电机结构，并且，设为能够使圆周方向磁通集中到气隙部附近的结构，使得远超以往常识的大转矩输出能够实现。而且，设为容易进行磁场磁通控制的电机结构，并且使得基于磁场削弱的恒定输出控制和高速旋转控制能够实现。

用于解决技术问题的手段

第一项技术方案所述的发明是一种电机及其控制装置的结构，其特征在于，具备：多相定子绕组SW，在定子中配置于其转子侧的圆周上；转子绕组RW，在转子中配置于其定子侧的圆周上；定子电流供给单元MSC，供给所述定子绕组SW的电流SIG；转子电流供给单元MRC，供给所述转子绕组RW的电流RIG；以及电流控制单元MCC，对定子绕组SW的电流SIG和转子绕组RW的电流RIG进行控制，并且，以使所述电流SIG的电流方向与所述电流RIG的电流方向的一部分或全部相对地成为相反方向的方式进行通电。

根据该结构，能够消除或降低电枢反作用，因此能够实现能够进行大转矩输出、并且在高速旋转区域中的磁场削弱控制优异的电机及其控制装置。

第二项技术方案所述的发明是一种电机及其控制装置的结构，其特征在于，所述转子电流供给单元MRC具备：供给转子电流的旋转变压器RTT或者交流发电机AG；以及将其输出的交流电压、交流电流整流成直流的转子电流的整流部REC1。

根据该结构，能够以简单的结构供给转子电流，并且由于是非接触供电，因此可靠性也很高。

第三项技术方案所述的发明是一种电机及其控制装置的结构，其特征在于，所述转子电流供给单元MRC使用所述定子电流供给单元MSC生成的所述定子绕组SW的电流来供给转子电流。

根据该结构，能够以简单的结构供给转子电流。

第四项技术方案所述的发明是一种电机及其控制装置的结构，其特征在于，所述转子电流供给单元MRC具备：定子供电绕组PSW，在定子的圆周方向上励磁电气角360°的QN倍周期的交流磁通的分量，其中QN设为2以上的整数；转子受电绕组PRW，圆周方向的绕组间距是电气角360°的整数倍，并且接收转子电力；以及整流部REC2，将其交流电压、交流电流整流成直流的转子电流。

根据该结构，能够使用定子的绕组结构供给转子电流，因此能够简单地构成电机，并且由于是非接触的，因此可靠性也高。

第五项技术方案所述的发明是一种电机及其控制装置，其特征在于，所述电流控制单元MCC以使定子的转矩电流分量的总和IWSP等于隔着气隙部大致对置并通电的转子的转矩电流分量的总和IWRN的方式进行控制。根据该结构，能够自由地增减电机的磁场电流分量，并且能够实现大转矩的输出或者高速旋转驱动等。

第六项技术方案所述的发明是一种电机及其控制装置的结构，其特征在于，所述电流控制单元MCC控制相对于所述转子绕组RW的圆周方向位置θr的定子的电流相位θi。

根据该结构，能够自由地增减电机的磁场电流分量，并且能够实现大转矩的输出或者高速旋转驱动等。

第七项技术方案所述的发明是一种电机及其控制装置的结构，其特征在于，所述电流控制单元MCC控制相对于所述转子绕组RW的圆周方向位置θr的定子的电流相位θi，并且以在所述转子绕组RW的圆周方向位置生成磁场磁通的方式，附加定子的磁场电流分量SFC或者转子的磁场磁通生成单元RFC进行控制。

根据该结构，能够增加电机的磁场电流分量，并能够减少转子电流。

第八项技术方案所述的发明是一种电机及其控制装置的结构，其特征在于，在所述旋转变压器RTT的定子侧旋转变压器RTS中具备检测转子位置的位置传感器SPS，并且在所述旋转变压器RTT的转子侧旋转变压器RTR中具备磁阻小的部分和磁阻大的部分以检测转子位置。

根据该结构，能够使用供给转子电流的旋转变压器RTT的一部分来检测转子旋转位置。

第九项技术方案所述的发明是一种电机及其控制装置的结构，其特征在于，具备：向转子的电力供给单元MSP，其是所述转子电流供给单元MRC的一部分；以及转子的电流控制单元RCC，其是所述转子电流供给单元MRC的一部分。

根据该结构，能够更准确地高速地控制转子电流。

发明效果

本发明电机的特征是不产生或者大幅降低电枢反作用。与此同时，设为能够使圆周方向磁通集中到气隙部附近的结构，能够提高气隙部附近的圆周方向的磁通密度。其结果，能够实现比以往大得多的转矩输出。能够实现极大的电机输出密度。而且，通过更高精度地实现磁场削弱控制，能够实现良好的恒定输出控制。具体地，能够实现例如高速旋转中的电机电压不会变得过大的控制，能够改善高速旋转区域中的功率因数，并且能够改善转矩输出。其结果，能够实现电动汽车的主机用电机等的高性能化、小型化、轻量化、低成本化，逆变器的电流容量也能够降低，并且能够小型化。

附图说明

图1是本发明的电机的横剖面图的示例。

图2是本发明的电机的横剖面图的示例。

图3是本发明的电机的直线展开图的示例。

图4是本发明的电机的直线展开图的示例。

图5是使转子进行旋转的动作的说明图。

图6是通过梯形电流进行驱动的示例。

图7是本发明的电机的纵剖面图的示例。

图8是本发明的电机及其控制装置的示例。

图9是电流相位角θi与转矩T之间的关系的示例。

图10是电流I与转矩T之间的关系的示例。

图11是用于说明本发明的电机的作用的局部放大图。

图12是去除了定子与转子的齿之外的电机的横剖面图的示例。

图13是缩小齿宽的结构的示例。

图14是设为星形接线的本发明的电机及其控制装置的示例。

图15是使用电刷和集电环并通电转子的电流的结构。

图16是以非接触方式向转子供给磁场励磁的电力的电机结构。

图17是以非接触方式向转子供给磁场励磁的电力的驱动装置及绕组。

图18是以非接触方式向转子供给磁场励磁的电力时的转子侧绕组及整流电路。

图19是本发明的电机的横剖面图的示例。

图20是用于说明利用旋转变压器推测并测量转子电流的方法的图。

图21是用于说明利用旋转变压器测量转子旋转位置的方法的图。

图22是利用旋转变压器的一部分测量转子旋转位置时的特性。

图23是向转子侧配置电源电路及电流控制电路并以各种方式进行控制的结构例。

图24是旋转变压器、发电机的示例。

图25是通过矩形电流进行驱动的示例。

图26是使用DC-AC转换器通电转子的电流的结构。

图27是示出对电动汽车的主机电机等要求的转矩特性的图。

图28是示出以往的感应电动机的d、q轴电流、转子电流、各磁通分量的示例的图。

具体实施方式

图1示出了本发明的电机的横剖面图。11是定子，12是转子，是双极的同步电机。其是在定子上具有10个槽，在转子上具有10个槽的电机结构的示例。定子的绕组为五相全节距卷绕、集中卷绕的结构。SA是定子的A相的绕组，并且与配置在180°相反侧的绕组SA/转一圈，在圆周方向上相互以电气角180°的间距卷绕。对绕组SA通电A相电流Ia，对绕组SA/流通反向的电流-Ia。同样地，SB是定子的B相的绕组，通电B相电流Ib，对绕组SB/通电-Ib，并且转一圈。SC是定子的C相的绕组，通电C相电流Ic，对绕组SC/通电-Ic，并且转一圈。SD是定子的D相的绕组，通电D相电流Id，对绕组SD/通电-Id，并且转一圈。SE是定子的E相的绕组，通电E相电流Ie，对绕组SE/通电-Ie，并且转一圈。

关于本发明的电机的向定子绕组的通电方法，具有通过正弦波电压和电流进行驱动的方法、通过矩形波电压和电流进行驱动的方法、通过梯形波电压和电流进行驱动的方法等，能够应用多种通电方法。首先，最初对通过五相梯形波电压和电流进行驱动的方法进行说明。在现在的电机技术中，三相正弦波驱动是主流，但通过五相、七相等的多相交流用矩形波状、梯形波状的电压和电流进行驱动的方式有可能提高电机效率，实现逆变器的小型化。还将产生与正弦波不同的新的可能性。

图1的电机由于是交流电机，所以随着转子12旋转各相的电流值交替地为正值和负值，并且还存在变为0的时刻。想象电流振幅为Imax的矩形波电流，电流值瞬间从+Imax向-Imax变化，以能够忽略电流变为0的时间的程度高速进行控制也不是不可能。然而，还存在电机的转矩脉动、振动、噪音、损耗等问题。这里，对电流振幅为Imax的梯形波电流的示例进行说明。例如，在图6所示的梯形波形中，所述Ia、Ib、Ic、Id、Ie分别是图6的Iak、Ibk、Ick、Idk、Iek的电流波形。横轴是转子旋转角θr的电气角。

此外，作为表示各绕组的形状的符号，对于电流从纸面的表侧流向里侧的绕组，设为在圆圈中标有X标记的符号，在本发明中将这种电流称为正电流。对于电流从纸面的里侧流向表侧的绕组，设为在圆圈中标有点的符号，在本发明中将这种电流称为负电流。这是常用的符号，为了易于视觉判断而示出。

现在，在图1的状态中，在纸面中，定子上侧的各相绕组按照圆周方向的顺序为SA、SD/、SB、SE/、SC，各绕组的通电电流成为Ia、-Id、Ib、-Ie、Ic的顺序。而且，设转子电流为Ir时，获得下式的关系。

-Id＝Ib＝-Ie＝Ir (1)

Ia＝Ic＝0.5×Ir (2)

Ia-Id+Ib-Ie+Ic＝4×Ir (3)

纸面中定子上侧的各相绕组的电流均为正电流。式(3)是定子的正电流的总和。并且，也是图6的转子旋转角θr＝0°的各相电流的值，在其附近Ia+Ic＝Ir。而且，在图1的纸面中下侧的各相绕组按照圆周方向的顺序为SA/、SD、SB/、SE、SC/，各绕组的通电电流成为-Ia、Id、-Ib、Ie、-Ic的顺序。在纸面中定子下侧的各相绕组的电流均为负电流。

转子12沿圆周方向自由旋转，图1的转子旋转位置θr为0°。当向逆时针旋转方向CCW旋转时，θr的值增加，并且，由于是双极电机，因此，当向CCW进行一半旋转时，θr＝180°。在图1中，定子的各绕组和转子的各绕组隔着气隙部正好对置。向转子的各绕组通电与对置的定子绕组的电流相反方向的电流。对转子绕组R1通电转子电流-0.5×Ir，对绕组R1/通电电流0.5×Ir，并且转一圈。对转子绕组R2通电转子电流-Ir，对绕组R2/通电电流Ir，并且转一圈。对转子绕组R3通电转子电流-Ir，对绕组R3/通电电流Ir，并且转一圈。对转子绕组R4通电转子电流-Ir，对绕组R4/通电电流Ir，并且转一圈。对转子绕组R5通电转子电流-0.5×Ir，对绕组R5/通电电流0.5×Ir，并且转一圈。

此外，绕组R1、绕组R1/、绕组R5、绕组R5/的电流×匝数是其他绕组的一半，因此能够将这些绕组的匝数设为1/2，并且通电与其他绕组相同的电流。该情形下，能够将这些转子绕组串联连接，从而流过相同的电流。另外，由于具有绕组连接的自由度，因此流过相同电流的绕组也能够相互改变其连接。能够选择绕组卷绕简单的方法、或者线圈端部的绕组量少的方法等。

图1的定子的槽为10个，转子的槽也为10个。在图1的θr＝0°的状态中，定子的槽及其绕组与转子的槽及其绕组隔着定子与转子之间的气隙正好对置。在图1的状态中，正好对置的定子绕组与转子绕组的电流大小相同，并且将电流的方向设为相反方向。

例如，电流Ib从纸面的表侧朝向里侧流向定子绕组SB，电流Ir从纸面的里侧朝向表侧流向转子绕组R3，电流的大小为Ib＝Ir。因此，磁通13的双点划线表示的路径的磁场强度H的积分由于通过该路径的电流抵消为零，因此根据安培定律为零。磁通13的分量为零。隔着气隙与各定子绕组对置的转子绕组也是同样的状态，图1的电机整体的磁通为零。然而，在各电流的周围产生局部的磁通，但是整体上没有影响。在图1的状态中，不产生磁场磁通，电机产生的转矩为零。为了说明图2之后的动作，图1的电机示出了基本的状态。

接着，定义相对于转子旋转位置θr的定子电流的相位、通电状态，并且将图1的状态定义为定子的电流相位θi＝0°。关于电流相位的方向，顺时针旋转方向CW为正方向，并且由电气角表示。关于定子的各相绕组的逆时针旋转方向的圆周方向电气角位置，A相绕组为0°，B相绕组为72°，C相绕组为144°，D相绕组为216°，E相绕组为288°。各相的定子电流的控制角为下式。

(A相的定子电流的控制角)θa＝-0°-θi+θr (4)

(B相的定子电流的控制角)θb＝-72°-θi+θr (5)

(C相的定子电流的控制角)θc＝-144°-θi+θr (6)

(D相的定子电流的控制角)θd＝-216°-θi+θr (7)

(E相的定子电流的控制角)θe＝-288°-θi+θr (8)

接着，图2的状态是电流相位θi＝36°。成为定子电流相对地朝向顺时针旋转方向CW移动36°之后的关系。与图1的状态相比，A相绕组SA的电流Ia从0.5×Ir变为Ir，C相绕组SC的C相电流Ic从0.5×Ir变为-0.5×Ir，E相绕组SE的E相电流Ie从-Ir变为-0.5×Ir。B相电流Ib和D相电流Id不变。此外，图2的转子旋转位置θr与图1相同，转子旋转位置θr＝0°，转子电流Ir也不变。上述各相的电流的控制角如式(4)、(5)、(6)、(7)、(8)所示。另外，图6是电流相位θi＝0°时的特性，因此，图2的各相电流成为使图6的电流波形朝向纸面的右侧移动36°之后的特性。

另外，例如，当转子从图2的状态旋转并且转子旋转位置θr的值从0°增加Δθr时，在固定于图2的状态的电流相位θi＝36°的条件下进行控制的情况下，A相的定子电流的控制角θa的值按照式(4)从(-0°-36°+0°)＝-36°向(-0°-36°+Δθr)变化而进行控制。其他相的电流的控制角θb、θc、θd、θe也是同样的。

另外，对从图1等的电机中心点观察到的电机角度θz各部分的方向进行定义，并示于图2。从电机中心开始在纸面上将图2的右侧水平方向设为电机角度θz＝0°，将纸面的上侧设为θz＝90°，将纸面的左侧水平方向设为电机角度θz＝180°。

在图2的状态下，转子旋转位置θr＝0°，电流相位θi＝36°，产生生成磁场磁通的磁场电流分量。根据所述各绕组的电流值，图2的绕组SC/和R1/的电流为0.5×Ir和0.5×Ir，因此两电流之和1.0×Ir对磁场磁通的励磁做出贡献。同样地，绕组SA和R1的电流为Ir和-0.5×Ir，因此两电流之和0.5×Ir对磁场磁通的励磁做出贡献。绕组SE和R2/的电流为-0.5×Ir与Ir，因此两电流之和0.5×Ir对磁场磁通的励磁做出贡献。这6个绕组的合计磁场电流IFP为2×Ir。

另一方面，绕组SC和R5的电流为-0.5×Ir和-0.5×Ir，因此两电流之和-Ir对磁场磁通的励磁做出贡献。绕组SE/和R4的电流为0.5×Ir和-Ir，因此两电流之和-0.5×Ir对磁场磁通的励磁做出贡献。绕组SA/和R5/的电流为-Ir和0.5×Ir，因此两电流之和-0.5×Ir对磁场磁通的励磁做出贡献。这6个绕组的合计磁场电流IFN为-2×Ir。

这两组的12个绕组的电流2×Ir和-2×Ir成为生成由双点划线表示的磁通21、22、23等的磁场电流分量。此外，图2的状态下的磁场磁通方向是电机角度θz＝72°的方向。在图1的电流相位θi＝0的情况下，各定子电流与对置的转子电流抵消，因此磁场电流分量为0。在电流相位θi＝72°的情况下，产生4×Ir和-4×Ir的磁场电流分量。这样，成为根据电流相位θi的大小产生磁场电流分量的结构。

另外，相反地，图2的所述两组的12个电流中，所述磁场电流IFP和所述磁场电流IFN以外的电流分量的励磁力抵消。而且，图2的定子的B相电流Ib和D相电流Id、和与它们对置的转子绕组R3、R3/、R2、R4/的电流相互抵消励磁力，不对周围产生磁影响。

然而，此时，这些励磁力抵消的定子电流ITS和转子电流ITR与磁场磁通发生作用而生成转矩，因此可视为转矩电流分量。磁场磁通与这些转子电流ITR产生电磁作用，而生成转子的转矩。同时，可以认为磁场磁通与定子电流ITS产生电磁作用而生成相反方向的转矩。通过磁场磁通利用作用和反作用的关系产生了转矩。此外，该作用和反作用的状态是在不产生电枢反作用的情况下生成转矩的基本结构。

这样，形成为通过改变定子电流的电流相位θi能够增减磁场磁通的结构。另外，在图2中，定子电流和转子电流这两者的电流分量对磁场磁通进行励磁。以往电机中，磁场电流分量存在于定子和转子中的某一个的情况居多，这一点是本发明的电机的特征之一。另外，图1、图2的电机成为在各电机角度θz的任一方向上磁阻均相等，并且转子不具有磁性凸极性的结构，这一点是本发明的电机的特征之一。

由此可知，产生所述转矩的绕组的电流通过隔着气隙对置的两个电流使励磁力抵消，因此，如图1、图2的说明中所示，朝向这两个电流的外侧不生成励磁力。即，是各转矩电流分量不引起电枢反作用这样的很大的特征。例如，理论上示出了即使通电连续额定电流的100倍这样的大电机电流，通过电流相位θi的控制也能够维持适当的磁场磁通的大小，同时生成大转矩。然而，图1和图2的电机结构为了便于说明示出了简单结构的示例，但是如稍后说明的那样，定子的槽及转子的槽的离散性等存在转矩脉动等的问题。另外，还具有实际电机结构上的限制等。对于这些问题，根据目的，离散性的消除法等各种改良是有效的。

此外，如图1的说明中所示，只要是通过定子的某个绕组的电流与对置的转子的电流抵消作用于它们外部的励磁力的结构，就能够使用各种励磁磁场磁通的方法。例如，如稍后将说明的那样，能够使对定子附加磁场励磁电流分量的方法、附加永磁体的方法、通过磁化和退磁的电流可改变永磁体的强度的可变磁体的方法、附加狭缝的方法、使狭缝与永磁体紧密接触进行配置的方法、使转子具有凸极性的形状等各种方法有效地发挥作用。也可以组合利用这些方法。

另外，在本发明的描述中，流向槽的电流是指绕组的电流与匝数之积[A·Turn]。例如，绕组电流为5A并且槽的匝数为20次与绕组电流为10A并且槽的匝数为10次是相同的。例如，一半的槽电流表示减少电流值或匝数。此外，可以通过匝数来选择绕组电压。另外，如图2的绕组SA、SA/、R2/、R4的示例所示，对各槽的绕组通电的电流也可以将磁场电流分量与转矩电流分量重叠到同一绕组上。

此外，在如图1、2所示没有转子的磁性凸极性并且转子电流和定子电流分布在圆周上的情况下，难以通过简单的计算式表示转矩值。为了正确地定量地求解，通过有限元法分析等进行计算机分析来求出电流、电压、转矩等的关系的方法是有效的。

图3中为了使电机要素的关系容易理解，示出了将圆状的图2的电机在直线上展开的图。将图2的电机变形为四极电机，对其中的电机角度θz从0°至360°进行了详细图示。转子旋转位置θr＝0°，电流相位θi＝36°。省略了图2中所示的槽形状。波浪状虚线的外侧省略图示。在图3中，各绕组的编号使用了与图2相同的编号。31是定子，32是转子，它们之间是气隙部。电机角度θz为0°至360°对应于图2。如图2中的说明所述，由虚线37、38、39、3A包围的绕组包含磁场励磁电流分量，并且励磁由双点划线表示的磁场磁通21、22、23、33、34、35、36等。其他绕组的电流不进行磁场励磁，是转矩电流分量。在纸面中向右侧产生作用的转矩T作用于定子31的转矩电流分量，在纸面中向左侧产生作用的转矩T作用于转子32的转矩电流分量，并且两个转矩通过磁场磁通相对地产生作用。

图4是将图3的电流相位θi从36°向72°增加的示例。由虚线41、42、43、44包围的绕组的电流中包含磁场励磁电流分量，磁场励磁电流分量增加至图3的2倍。41、42、43、44、45、46、47等是磁场磁通。示出了将电流相位θi的值增加到72°而增加了磁场电流分量的示例。此外，在电机的负载为较轻负载且电流振幅小的动作区域中，通过增大电流相位θi以增大磁场磁通电流分量的比率，转矩增加并且电机效率提高。

接着，对由于定子和转子的槽数引起的离散性的问题点及其解决方法的示例进行说明。在图1和图2中，示出了定子的槽为10个，转子的槽也为10个的示例。由于该形状容易进行本发明的原理性说明，因此选择了该电机模型。图1是电流相位θi＝0°、转子旋转位置θr＝0°的示例，图2是θi＝36°、转子旋转位置θr＝0°的示例，图4是θi＝72°、转子旋转位置θr＝0°的示例。如果电流相位θi、转子旋转位置θr是36°的整数倍，则可以容易地图示和说明它们的动作。

然而，在图1和图2中，定子与转子的槽的间隔分离36°，离散性大。因此，存在大转矩脉动的担忧。电流相位θi与磁场磁通的大小之间的线性度也降低。减小离散性问题的一种方法是增加相数。尽管在图1和图2中示出了五相定子的示例，但是也可以是三相、四相，并且可以增加六相、七相、九相、十一相等相数。优选为，增加转子的槽数并且将其在圆周方向上均匀地排列配置，由此离散性降低。另外，通过进行定子和转子的偏斜能够降低离散性。另外，如在感应电动机中所进行的那样，将转子的槽数设为与定子的槽数不同的值，从而通过平均化效果能够减小离散性。另外，在图1和图2中，尽管设为全节距卷绕、集中卷绕，但是将定子绕组设为分布卷绕，能够降低离散性。另外，在分布卷绕的情况下，设为短节距卷绕，能够进一步降低离散性。此外，如果定子与转子中的一者的离散性变小，则能够降低作为电机特性的离散性的不利影响。在本发明的电机的实用化设计时，包含极数在内适当地选择所述措施是有效的。

特别地，在五相以上的相数中，离散性的降低和转矩脉动的减少显著，容易确保本发明的效果和品质。另外，尽管说明了转子电流为一种并且为Ir的情况，但是也可以通电两种以上种类的转子电流。然而，转子电流的供给方法、驱动电路等变得复杂。在该情况下，转子电流的自由度增加，因此，通过与定子的各相电流的组合，也能够改变磁场磁通分布、改善转矩电流分量的分布状态等。

另外，为了消除或降低电枢反作用，定子的正侧的转矩电流分量的总和IWSP设为与转子的负侧的转矩电流分量的总和IWRN相等的值，如下式所示，以使这些电流在周围不产生励磁力的方式进行控制即可。

(IWSP-IWRN)＝0(9)

其中，IWSP和1WRN是隔着气隙部大致对置的电流分量，并且IWSP和IWRN的电流分量的方向是相反方向。

另外，在图1和图2的原理说明用电机的情况下，使用式(1)、式(2)、式(3)等进行了说明，但是在实际电机中，两个槽隔着气隙部正对面地对置的状态只不过是一种状态，当然，所述两个槽不正对面地对置的状态占大多数。而且，大致对置的所述两个槽的电流的大小在各个槽中不相同的情况居多。在电机设计上，为了减小槽的离散性的问题，使定子的槽数与转子的槽数中包含不同的质数，减少转矩脉动等的问题。在该情况下，所述“大致对置的电流分量中IWSP和1WRN的电流分量的方向是相反方向”的定义成为在所谓的dq轴理论中模糊至称作d轴电流、q轴电流进行使用的程度的定义。

例如，在定子的槽数为14并且转子的槽数为22的情况下，难以直接对比定子的各槽的电流值与转子的各槽的电流值，成为如式(9)的表达式。在

图2的情况下，IWSP是定子绕组SA、SD/、SB、SE/的电流中的3×Ir。此时，-IWRN是转子绕组R1、R2、R3、R4的电流中的-3×Ir。

另外，在本发明中，将定子电流作为转矩电流分量与磁场电流分量之和进行说明。这里，定子转矩电流分量IWSP是与隔着气隙部大致对置的转子的转矩电流分量IWRN相同的电流值，并且是电流方向为相反方向的电流分量。因此，两个转矩电流分量之和(IWSP-IWRN)是不对电机的其他部分生成励磁力并且也不对磁场磁通产生影响的电流分量的总称。另一方面，将转矩电流分量以外的电流作为磁场电流分量，并且与磁场磁通的大小、分布相关。然而，根据磁场磁通的分布状态，所述磁场电流分量有时候也生成转矩，因此转矩电流分量与磁场电流分量的划分在该意义上并不严格。

另外，如图1至图5的说明中所使用的那样，基于转矩电流分量IWSP、IWRN和磁场电流分量进行的电流的定义也可以通过电流相位θi与电流的大小Ims来定义。在定子的电流大小Ims与转子的电流大小Imr相等的情况下可以表现该定义。也就是说，在本发明的电机中，关于磁场电流分量，定子侧的磁场电流分量Ifs与转子侧的磁场电流分量Ifr也可以不是相同的值。

作为解决这种不一致的问题的一种方法，如下定义转子侧的磁场电流分量Ifr。

Ifr＝Ifs+Ifrx(10)

Ifrx是定子侧的磁场电流分量Ifs与转子侧的磁场电流分量Ifr之间的差分，并且是不平衡的磁场电流分量。该差分的磁场电流分量Ifr通过在控制上设为不同的处理，从而能够通过电流的大小Ims和电流相位θi表达电机电流。而且，通过电流相位θi的值，能够识别并控制大致的磁场电流分量与转矩电流分量之比率。之后，如图9及其说明所示，能够创建电流相位θi和转矩T的特性图。

此外，作为控制磁场磁通的大小的方法，说明了控制电流相位θi的方法，当然，还具有控制电流的大小的方法。另外，电机的电压与磁场磁通的大小和转速之积成比例，因此需要根据运转状况控制磁场磁通。特别地，在高速旋转区域中需要削弱磁场，因此需要将磁场磁通控制得较小。磁场削弱将在后面描述。

接着，图5中示出了图2的转子旋转时的电机剖视图的示例。是电流相位θi＝36°的示例。在图2中，转子旋转位置θr＝0°，磁场磁通的方向是磁通22的方向。在图5的(a)中，转子旋转位置θr＝18°，磁场磁通的方向是由双点划线表示的51的方向。在图5的(b)中，转子旋转位置θr＝36°，磁场磁通的方向是由双点划线表示的52的方向。在图5的(c)中，转子旋转位置θr＝54°，磁场磁通的方向是由双点划线表示的53的方向。在图5的(d)中，转子旋转位置θr＝72°，磁场磁通的方向是由双点划线表示的54的方向。此时，转子电流Ir是恒定值，即使转子旋转，转子的各绕组的电流值也是固定的。而且，关于定子的电流，以即使转子旋转，相对于转子的各电流的定子的电流也相对地成为相同的关系、即电流相位θi＝36°的方式，按照式(4)至(8)控制定子的各相电流。图6的各相的电流波形是电流相位θi＝0°时的各相的电流波形，因此以电流相位θi＝36°的方式使相位延迟36°。即，在图6的纸面中，当使各电流波形向右侧移动36°时，成为图5的各相的电流波形。

接着，对第二项技术方案进行说明。图7中示出了图1和图2等的电机的纵剖视图、以及使用旋转变压器供给转子电流Ir的结构的示例。71是定子，72是转子，73是定子绕组的线圈端部，74是转子绕组的线圈端部，75是转子轴。76是将用于通电转子电流Ir的电力从驱动装置向转子72的转子绕组74传递的旋转变压器。7A是旋转变压器的定子，7B是旋转变压器的转子，是将图7的剖面设为圆形的形状。78是旋转变压器的定子侧绕组，成为圆形形状。79是旋转变压器的转子侧绕组，成为圆形形状。当电流沿着符号方向流向定子侧绕组78时，在7K的方向上生成由双点划线表示的磁通。7H是整流电路，7G是从旋转变压器的转子侧绕组向7H的连接线。整流电路7H的输出通过连接线7J连接到转子绕组74，被供给转子电流Ir。

在图7中，为了图示和说明，夸大描绘了旋转变压器76。然而，关于向转子供给的电力，转子绕组的电阻损失量是主要的，相比于电机输出是较小的值。而且，如果用100kHz以上的高频交流驱动，则可以如开关调节器电源的变压器那样设为较小的芯尺寸和较小的绕组匝数，从而能够实现小型化。例如，如果转子的直径为150mm左右并且是8极等的多极，则在转子的内径侧具有空间，并且可以向其中配置旋转变压器76和整流电路7H。此时，旋转变压器的定子7A和转子7B的外径侧和内径侧也可以颠倒，使电机的转子72与旋转变压器的转子7B一体化。在应对旋转变压器的转子侧绕组79的离心力上面也是有利的。此外，为了使所使用的磁性体的铁损不会变得过大，非晶、铁氧体、薄板铁芯等有利于小型化。另外，由于旋转变压器76朝向转子轴向励磁，所以诸如一部分使用非磁性体等的措施是有效的。

图24的(a)中示出了解决由图7的旋转变压器76产生的转子轴向励磁力的问题点的旋转变压器241的示例。242是旋转变压器的定子，243是旋转变压器的转子，是将图24的剖面设为圆形的形状。244和245是旋转变压器的定子侧绕组，沿相反方向串联连接，各自的绕组成为圆形形状。246和247是旋转变压器的转子侧绕组，沿相反方向串联连接，输出248连接至图7的整流电路7H。转子侧绕组246、247分别成为圆形形状。当电流沿着符号方向流向定子侧绕组244和245时，在7K的方向上生成由双点划线表示的磁通24G、24H。通过设为图24的(a)的结构，转子轴75的轴向励磁力抵消而不会生成，能够解决周围的铁粉附着等问题。

另外，尽管图24的(a)中使相同的交流沿相反方向作用于两组圆形绕组上，但也可以是不同的两个相。然而，该情况下，需要变更连接至整流电路7H的连接方法以及整流电路。另外，还能够将图24的(a)的圆形绕组和铁芯的结构设为3组，设为三相交流的旋转变压器。该情况下，需要变更连接至整流电路7H的连接方法以及变更为三相整流电路。

图24的(b)中示出了可取代图7的旋转变压器76使用的发电机249的例。24A是定子，向24C的三相绕组的输入线24D输入三相电压和电流。24B是转子，将24E的三相绕组的输出线24F连接至图7的整流电路7H。该情况下，其是三相全波整流电路。当向输入线24D输入恒定振幅的三相交流时，以其频率FFM产生发电机的旋转磁场磁通，如果转子旋转频率是FFR，则输出线24F的频率成为(FFM-FFR)，发电电压也与(FFM-FFR)成比例。此外，还能够将输出线24F用作转子侧的三相交流电源。另外，还能够改变向输入线24D输入的电压振幅以进行振幅调制。频率变化了转子旋转频率FFR的电压被输出至转子侧的输出线24F。另外，图24的(b)的发电机由于发电的同时还产生正转矩或负转矩，因此能够用作转子轴75的转矩输出的一部分。另外，在发电机249的情况下，在转子轴75的轴向上也不生成励磁力。同样地，还能够使用其他类型的发电机。

接着，图8是向图1和图2等示出的本发明的电机的各绕组供给电流和电压的驱动装置的示例。81是直流电源。87是A相绕组，相当于图1的SA、SA/。88是电流检测单元的输出，检测图1的A相电流Ia。82、83、84、85是晶体管等的电力转换元件，通过PWM控制等驱动所述A相绕组87的电流，设为正或负的任意值。86是指上述4个晶体管，89、8C、8F、8J、8M是具有与86相同的功能的电力驱动单元。8A是B相绕组，相当于图1的SB、SB/。8B是电流检测单元的输出，检测图1的B相电流Ib。8D是C相绕组，相当于图1的SC、SC/。8E是电流检测单元的输出，检测图1的C相电流Ic。8G是D相绕组，相当于图1的SD、SD/。8H是电流检测单元的输出，检测图1的D相电流Id。8K是E相绕组，相当于图1的SE、SE/。8L是电流检测单元的输出，检测图1的E相电流Ie。此外，作为电力转换元件，可以使用MOSFET、IGBT、利用了GaN或SiC的半导体等各种元件，并且可以使用高度集成的元件、模块等。

811是控制这些驱动电路的控制装置，控制电机的位置、速度、转矩、电流等。812是控制指令信号，包含电机位置指令。813是转子的位置检测单元，其输出814是转子旋转角θr。电机的位置控制针对位置指令对转子旋转角θr进行反馈控制，将其差分设为速度指令。电机的速度控制针对速度指令对转子旋转角θr的时间微分值进行反馈控制，将其差分设为转矩指令95。

97是电流指令生成单元，使用转矩指令95和电机各种信息96，求出99的电流振幅Imax、98的电流相位θi等。其是使电机转矩与电机电压以及电机电流变为适当的值的信息处理。此外，所述电机各种信息96是转子旋转角θr、转子速度、图9和图10所示的电机固有信息。9A是加法器，求出9B的电流相位信息(-θi+θr)。

9C是电流控制单元，输入电流振幅Imax、电流相位信息(-θi+θr)、所述电流检测单元的输出88、8B、8E、8H、8L，并进行各相电流的反馈控制。成为如式(4)至式(8)那样的各相电流的控制角。然后，输出用于接通和断开电力驱动单元86、89、8C、8F、8J、8M的各晶体管以进行PWM控制的上述驱动输出9D。通过以上的控制装置811的控制，能够进行电机的旋转控制。

另外，8M是与86相同的电力驱动单元，通过驱动输出81B进行驱动和控制。虚线包围的8N是图7所示的旋转变压器76，8P是图7的定子侧绕组78，8Q是图7的转子侧绕组79。利用通过电流检测单元检测流向定子侧绕组8P的电流得到的电流值8R，由控制装置811对转子电流Ir进行推测计算。推测计算的方法、旋转变压器76的动作在图20中进行说明。8S相当于图7的整流电路7H，对旋转变压器76的输出进行整流，通电转子电流Ir。8T、8U、8V、8W、8X是转子的各绕组，是相当于图1的转子绕组R1与R1/、R2与R2/、R3与R3/、R4与R4/、R5与R5/的绕组，并且串联连接。控制装置811通过如上所述的结构驱动定子各相的电流Ia、Ib、Ic、Id、Ie和转子电流Ir，并控制电机的旋转位置、速度、转矩等。

接着，图9中示出了图1和图2的电机的电流相位θi与转矩T的定性的关系，并对其进行说明。图9的横轴是电流相位θi，示出了从0°至360°。纵轴是转矩T。是在图1的通电状态下使电流相位从θi＝0变化至360°时的转矩91的特性。此时，各相的电流控制角以式(4)至式(8)的关系变化，转子旋转角固定在θr＝0°。例如，在电流相位θi＝0°的动作点，成为图1的通电状态，处于定子的电流与转子的电流使励磁力抵消而无法产生磁场磁通的状态，因此转矩T变为0。对于电流相位θi＝36°的动作点，在图2和图3的状态下，磁场电流分量增加从而磁场磁通增加，转矩也增加。92的动作点是磁场电流分量增加但是由于电磁钢板的饱和磁特性导致磁场磁通的增加变少，磁场磁通与转矩电流分量之积变为最大的点。电流相位θi＝180°的动作点是磁场磁通变为最大但是转矩电流分量变为0的点，转矩T＝0。94是负转矩的最大点。电流相位θi从0°的动作点、180°的动作点观察，成为点对称的特性。

在使转子电流Ir与定子各相的电流振幅Imax的比率为与图9的转矩特性91相同并且改变了大小的情况下，转矩在图9的上下增减，成为与转矩特性91大致相似形状的特性。然而，在分别改变了转子电流Ir与定子各相的电流振幅Imax的情况下，在图9的图上成为各种特性。也能够灵活利用该特性。

接着，关于电机的电流I与转矩T的关系，比较以往电机与本发明的电机，示于图10中，并定性地比较和说明。图10的横轴是将连续额定电流设为1的电机电流。例如，横轴的4是通电了连续额定电流的4倍的电流的状态。纵轴是转矩T。

图10的特性101是以往的磁铁内置型同步电机IPMSM等的特性例。在目前市场上销售的电机中，转矩T线性地与电流成比例地增加至连续额定转矩的3倍左右，但不能保证3倍以上，转矩在5倍左右饱和的情况居多。在大电流区域中，通常电磁钢板等磁性体磁饱和，永磁体的动作点也变化，其结果是，功率因数降低，铜损增加，效率降低。

另一方面，本发明的电机使转子电流Ir、定子各相的电流振幅Imax以及电流相位θi变化，求出如图9的动作点92那样的最大转矩点，如果描绘电机的电流I与转矩T的关系，则成为图10的102的转矩特性。在电流小的区域中，特性与以往电机没有太大差别，更何况本发明的电机需要通电转子电流，还具有不利的一面。然而，在连续额定的5倍以上的大电流区域中，能够产生大转矩。而且，转矩的增加在大电流区域中成为电流值的1.3倍以上等，能够产生远超直线状的大转矩。

作为本发明的电机能够输出大转矩的说明，其中之一如上所述，定子电流与转子电流以气隙面为中心对置，并且是正电流与负电流因此使两个电流的励磁力抵消，在两个电流的周围不会产生励磁力。即，磁场电流分量生成磁场磁通，转矩电流分量产生转矩但是不产生电枢反作用，不会对磁场磁通产生不利影响。

通常，作为产生的力F，已知下式。

F＝B·I·L (11)

B是磁通密度，I是电流，L是磁通所作用的电线长度。转矩T是力F与半径之积。然而，在以往电机中，通过电枢反作用，在大电流时磁通密度B的分布发生变化，难以保持磁场磁通恒定。而且，还产生转矩常数降低、转矩饱和等问题。因此，式(11)的问题点之一是在大电流区域、大转矩区域中磁通密度B发生变化。另外，在实际的电机模型中，不足以解析和分析力产生的部分处的电磁作用。

此外，在B与I成比例那样的结构的电机中，如果B没有磁饱和，则力F按照式(11)，将能够生成电流平方的转矩。

因此，基于根据麦克斯韦应力式导出的下式，将本发明的电机的转矩产生机制示于图11中并进行说明。式(12)示出作用于电机的气隙部的圆周方向上的力。

FEN＝(BR×BEN)/μ (12)

其中，FEN是圆周方向上的力，BR是气隙部的径向上的磁通密度分量，BEN是气隙部的圆周方向上的磁通密度分量，μ是真空的导磁率。该式(12)中没有电机电流，由作为电磁作用结果的磁通密度表示。可以考虑设为哪种磁通的状态和分布能够产生圆周方向上的力FEN。也容易对有助于产生圆周方向上的力FEN的磁通以及基本上无助于FEN的产生的磁通等进行考察。

图11是仅放大图3的电机角度θz为-36°至180°之间的中央部的局部图。与图3相同的要素标记相同的附图标记。其是直线状的展开图，纸面中上方是定子，下方是转子。113是定子的气隙面，114是转子的气隙面，115之间是气隙部。定子的波浪状虚线118的外侧以及转子的波浪状虚线119的外侧省略而没有图示。此外，为了说明，夸大示出了气隙部115。省略了图2所示的槽的外形形状。

在图1、图2和图3的说明中，说明了作为伴随着转子旋转的、各相的定子电流不急剧变化的电流波形利用如图6的梯形电流波形进行驱动的示例。然而，在该图11中，特别地，由于对低速旋转下的大电流和大转矩输出的区域的动作进行说明，因此示出利用矩形波状的电流波形进行驱动的示例。如后所述，矩形波驱动有利于电机损耗降低和逆变器小型化。另外，关于图11的电机，可以简单地说明基于式(12)的力FEN。在图2中，关于矩形波状的电流波形，对于在圆圈中标有X字标记的符号即正电流，全部从纸面的表侧向里侧通电电流Ir，对于在圆圈中标有点的符号即负电流，全部从纸面的里侧向表侧通电电流Ir。在图2的状态中，电流相位θi＝36°，转子旋转位置θr＝0°。图2的展开图是图3，放大了图3的局部的图是图11，因此向图11的绕组TC/、T1/、SA、SD/、SB、SE/分别通电作为正电流的Ir。向绕组R1、R2、R3、R4、R5、SC通电作为负电流的-Ir。

图25中示出了图11的矩形波状的电流波形的示例。电流相位θi＝36°，将横轴设为转子旋转位置θr，纵轴为各电流。图25的(a)是A相的磁场电流分量Iaf，(f)是A相的转矩电流分量Iat，(k)是A相电流Ia＝(Iaf+Iat)。B相、C相、D相、E相也是同样的。图25的(p)是转子电流Ir。此外，关于各相的电流波形，根据电机特性进行修正，并且能够进行诸如减少转矩脉动的改良。另外，在高速旋转中，诸如设为更平滑的增减波形、进一步设为正弦波状的波形等，可以适当地变形。

在所述通电状态下，通过由虚线11B包围示出的绕组TC/和T1/的电流2×Ir以及由虚线11C包围示出的绕组SC和R5的电流-2×Ir，在这些电流之间的区域中，产生由双点划线表示的径向磁通分量22。穿过转子119的N极的磁通分量22穿过定子118的后轭部，穿过电机角度θz为-180°到0°之间的转子S极、或者电机角度θz为180°到360°之间的转子S极，穿过转子119的后轭部，转一圈。定子绕组SA的正电流Ir与转子绕组R1的负电流-Ir接近，并且这两个绕组的总励磁力抵消，为0A，因此，根据安培定律，这两个绕组对周围施加的励磁力为0。同样地，绕组SD/与R2、绕组、绕组SB与R3、绕组SE/与R4分别对周围施加的励磁力也为0。这8个电流中，隔着气隙部115对置的电流相互使励磁力抵消，因此不向这8个电流的外侧生成励磁力，并且不产生电枢反作用。

更具体地，沿着双点划线的路径11E的磁场强度H向量的循环积分值由于其内部的通过电流的总和为0A，所以根据安培定律为0。因此，沿着路径11E那样的磁通为0。然而，产生所述路径11E的内侧的局部的励磁力，沿着由双点划线表示的磁通111的路径的磁场强度H向量的循环积分值根据安培定律，其内部的定子绕组SA、SD/、SB、SE/的通过电流的总和为4×Ir。另外，沿着由双点划线表示的磁通112的路径的磁场强度H向量的循环积分值根据安培定律，其内部的转子绕组R1、R2、R3、R4的电流的总和为-4×Ir。此外，矩形波电流驱动是非线性的，通过电机全部电流补偿伴随着转子旋转产生的过量或不足的算法是有效的。

磁通111和磁通112在气隙部115及其附近产生圆周方向磁通分量MFG。气隙部115及其附近的径向磁通分量22与圆周方向磁通分量MFG的合成磁通可以如磁通117、11A、11D那样描绘。由于图将变得复杂，因此仅在气隙部115局部描绘这些合成磁通。将该磁通密度分成径向磁通密度分量和圆周方向磁通密度分量，代入式(12)，能够求出作用于定子与转子之间的圆周方向的力。进一步，乘以转子的半径能够计算出转矩。

由于定子铁芯内周部与转子铁芯外周部之间的气隙长度可以减小到0.5mm左右，所以在图11的本发明的电机中能够使定子绕组与转子绕组尽可能接近，能够使两个绕组的间隙接近气隙长度。因此，即使气隙部115的径向磁通密度成为超过2特斯拉的大磁通密度，气隙部及其附近的圆周方向上的通过横面积也很小，圆周方向上的磁通量也较小。另一方面，在定子的气隙部的相反侧，外径侧的后轭部的径向宽度与气隙长度的0.5mm相比宽几十倍。因此，磁通111的后轭部的圆周方向磁通密度分量小，磁通111的该部分处的磁阻小。另外，关于转子侧的磁通112，在气隙部的相反侧，转子的内径侧的后轭部也较宽，因此磁通112的后轭部的圆周方向磁通密度分量也小，磁通112的该部分处的磁阻小。而且，这些磁通111、磁通112在后轭部对径向磁通分量22产生的磁通密度的影响小。

这样，本发明的电机具有通过定子绕组SA、SD/、SB、SE/的电流与转子绕组R1、R2、R3、R4的电流这两者将气隙部的圆周方向磁通分量MFG封闭在较薄的气隙部及其附近的效果。如上所述，关于磁通111、112，后轭部的磁阻小，励磁力的消耗小。其结果，这8个电流能够将气隙部的圆周方向磁通分量MFG的磁通密度分量BEN提高至非常大的值。

另外，即使气隙部115的圆周方向磁通密度分量非常大，距离是0.5mm等的小值，径向磁通分量22通过气隙部115也是比较容易的。

吸引力在合成磁通117、11A、11D的方向上作用于定子与转子彼此，按照式(12)，产生圆周方向的力。然而，定子绕组SA、SD/、SB、SE/的电流与转子绕组R1、R2、R3、R4的电流的总和为0，这些电流的励磁力抵消，对径向磁通分量22产生的影响在宏观上较小。即，在原理上这些绕组的电流对周围不产生电枢反作用。

而且，通过对定子绕组TC/和SC、以及转子绕组T1/和39通电大电流，能够增大作为磁场磁通分量的径向磁通分量22，而不会受到由其他电流引起的电枢反作用的影响。即，能够增大式(12)的径向的磁通密度BR。此外，由于电枢反作用的影响小，因此利用配置于转子的永磁体、或者配置于定子及转子的专用于磁场磁通的磁场绕组等其他单元来生成磁场磁通分量也是比较容易的。

这样，能够增大式(12)所示的径向上的磁通密度分量BR与圆周方向的磁通密度分量BEN这两者，因此，能够如图10所示将大电流域中的转矩设为比与电流成比例的值大的值。具体地，还能够将合成磁通117、11A、11D等的磁通密度提高到2特斯拉以上。图10所示的转矩特性的大电流域中的转矩增加的曲线在简单模型中是两个磁通密度BR与BEN之积，因此可以认为通过通电大电流，原理上接近电流的平方的特性曲线。

特别地，虽然提高合成磁通117、11A、11D等的磁通密度，然而，为了将气隙附近的圆周方向上的磁通量设为小值，需要设为定子电流与转子电流尽可能地接近径向的结构。不仅是气隙长度115的大小。在这个观点中，如后面描述的图12、图13的电机那样，能够缩小定子绕组与转子绕组的径向尺寸的结构是有利的。

另外，在通电大电流而获得大转矩的情况下，绕组部的磁通密度变大，导线部内的涡流损耗在高速旋转时成为问题。作为其对策，将细的绝缘电线设为多个并联绕组是有效的。针对并联绕组的电流不平衡问题，设为绞线或者消除绕组位置不平衡的变位等方法是有效的。

如上所述，本发明的电机能够获得转矩密度、输出密度大的优异特性。在图11的气隙部附近，圆周方向磁通分量MFG的圆周方向磁通密度分量BEN通过通电大转矩电流分量，能够局部地生成超过通常电磁钢板的饱和磁通密度即2特斯拉的、4特斯拉或6特斯拉等的大磁通密度。如式(12)所示，图11的气隙部附近的磁通密度大小与产生转矩的大小相关。后轭等其他部分的磁通密度无助于转矩产生，在电机设计上反而越小越好。例如，在本发明的电机的情况下，可以使用饱和磁通密度为2特斯拉的磁性材料来制造转矩产生部实质上以6特斯拉发挥作用的电机。

作为磁场磁通分量的径向磁通分量22的气隙部附近的磁通密度的大小在原理上也没有限制。即使使用饱和磁通密度为2特斯拉的磁性材料，也能够极端地增大磁场励磁电流分量，成为2特斯拉以上的磁通密度。虽然在2特斯拉以上的动作点相对导磁率接近1，但是没有结构上的、原理上的限制。如式(12)所示，转矩与气隙部附近的径向上的磁通密度分量BR成比例，BR对于转矩生成很重要。

此外，关于根据麦克斯韦应力式导出的式(12)的圆周方向上的力，由于通过该动作点的磁通密度来表现产生的力，因此，直至构成电机的磁性体的磁通密度大的区域、即相对导磁率接近1那样的所谓的磁饱和上限以上的区域为止，能够表现该场所产生的力。另外，如图11所示和说明的那样，本发明的电机不仅具有降低由电枢反作用引起的磁场磁通的偏离的效果，而且还使气隙部的磁通密度提高到软磁体的饱和磁通密度以上以实现高转矩，另外，自由地控制径向的磁通密度分量以实现高速旋转时的磁场削弱。而且，可以认为图11是示出在电磁上产生很大的力的基本结构的图。

此外，在图11中，示出了电机角度θz在0°到180°之间的转子的N极及其附近，而关于电机角度θz在180°到360°之间的转子的S极及其附近的作用，电流的方向和磁通的方向是相反的。然而，力以及转矩的产生方向和大小与图11相同。

接着，图12中示出了与图1不同的本发明的电机的实施例，并对其进行说明。是通电大电流并输出大转矩的电机示例。首先，考虑到图11的径向磁通分量22的大小时，磁通的大小在转子的齿及定子的齿的磁通密度为2特斯拉以下的情况下其磁阻比较小。然而，当径向磁通分量22变大时，必须使磁通通过磁饱和的齿及槽的部分。在图11中，115的气隙长度可以减小到0.5mm左右，而根据图1的槽形状可知，116的转子绕组的内径侧到定子绕组的外形侧为止的径向长度例如是50mm等的大小。也是气隙部的0.5mm的100倍。在图11中，放大并且夸大描绘了气隙部115。另外，关于径向磁通分量22，考虑到通过齿的磁通，直至2特斯拉的一半左右的平均磁通密度为止磁阻较小，但是在比其大的平均磁通密度中存在磁阻大幅增加的问题。此外，在这里，将用于电机的通常电磁钢板的饱和磁通密度设为2特斯拉。

图12中示出了去除定子的齿和转子的齿的、所谓的无芯结构的电机的横剖视图。可以改变图1等的本发明的电机结构而形成图12的结构。121是定子的后轭，122是定子绕组，123是转子的后轭，124是转子绕组。例如，定子绕组122以圆线或平角线等折叠的方式形成多相绕组，并通过高耐热树脂等成形并固定。125是绕组部分的径向长度，由于图1等的电机的齿部分也能够配置绕组，因此，相比于图11的绕组的径向长度116，能够将径向长度125通过简单的比较缩小到1/2左右。当然，在图12的结构的电机中，在电机设计上，还能够进一步缩小径向长度125。因此，在将径向的平均磁通密度设为1特斯拉以上的、例如2特斯拉等的大平均磁通密度的情况下，在图12的电机中，反而能够减轻其径向磁场的励磁负担。另外，如果能够增大径向的平均磁通密度，则即使缩小定子绕组122及转子绕组124的电流，也能够生成大转矩和大输出。如上所述，图12所示的无芯电机是当通电大电流并输出大转矩时发挥小型化、轻量化、减振和降噪等的特征的结构。然而，当通过较小的电流输出小转矩时，磁场的励磁负担相对较大，因此电机效率降低。

接着，图13中示出了图1的电机与图12的电机之间的中间电机结构，并将对其进行说明。图13的定子的部分形状是对图16的定子形状进行变形而得到的，图16的定子形状是使图1的电机四极化而得到的。由虚线表示的槽形状137是变形前的图16的槽形状。134是定子的齿，槽135是槽。省略波浪状虚线的外侧。131是定子的齿134的齿宽，132是槽135的内径侧的宽度。通常，齿宽131与槽内径侧的宽度132是相同程度的大小，但是被大幅缩小了。这里，通过缩小定子的齿134的齿宽131，能够增加槽135的横截面积，并且能够缩小槽的径向长度133。能够在电磁上接近图12的电机。

其结果，关于定子的齿134，即使缩小其齿宽131，也能够将定子绕组整齐排列或者牢固地固定。尤其是在转子侧的情况下，绕组相对于离心力的保持强度非常重要，并且还能够封闭槽开口部以增加强度。这样，通过缩小本发明的电机的齿宽131，与图12的电机相比，能够确保绕组的制作性并且能够确保绕组的固定强度。

另外，根据用途，不仅是输出大电流时的大转矩，而且有时候同时要求在低转矩域中的高效率。在该情况下，通过设为低转矩时所需的最低限的齿宽131，能够提高低转矩时的径向上的平均磁通密度，还能够很好地兼顾大电流时的大转矩化与平衡。另外，关于大电流时大转矩的生成，由于电机的电流密度变大，因此绕组的铜损增大，需要主动冷却电机。可以将136所示的冷却用管等配置在槽内部、后轭部附近、或者齿134的一部分等处，并且通过齿134进行固定。根据用途，对于定子和转子，可以将图1、图12和图13等的结构进行组合而使用、进行改变而使用。特别地，在通电大电流的情况下，当进行高速旋转时，冷却性能很重要，需要各种冷却单元。

接着，将说明基于磁场削弱控制的高速旋转及恒定输出控制。如图1、图2、图3和图4所示并且说明的那样，能够进行磁场磁通的控制。定性地，磁场电流分量以外的电流能够通过定子侧电流和转子侧电流以使励磁力抵消的方式通电，因此不产生电枢反作用，或者作用很小。在该状态下，通过增减磁场电流分量，能够在不受转矩电流分量影响的情况下进行磁场的增强和削弱的控制。

在图27的速度V与转矩T的特性所示的区域A的动作点，在图2等中磁场电流分量最大，并且转矩电流分量也是最大的状态。在图9的电流相位θi与转矩T的定性特性中，是92的动作点等。在图27的区域B的动作点，在图2等中磁场电流分量被削弱，是转矩电流分量大的状态。在图9的电流相位θi与转矩T的特性中，是93的动作点等。由于磁场磁通小时电机的感应电压常数小，因此能够以高速旋转驱动电机转速。从电机的基础转速至高速旋转为止，通过磁场削弱以使电机电压变为恒定值的方式进行磁场削弱控制，如果此时保持转矩电流分量恒定，则电机电压与电机电流之积成为恒定值，成为所谓的恒定输出控制的状态。

接着，图14中示出了与图8不同的、将电机绕组设为星形接线的情况的驱动电路。通过晶体管147与晶体管148对A相绕组141通电A相电流Ia，通过晶体管149与晶体管14A对B相绕组142通电B相电流Ib，通过晶体管14B与晶体管14C对C相绕组143通电C相电流Ic，通过晶体管14D与晶体管14E对D相绕组144通电D相电流Id，通过晶体管14F与晶体管14G对E相绕组1452通电E相电流Ie。这里，星形接线的情况下，在各相通电电流中产生下式的限制。

Ia+Ib+Ic+Id+Ie＝0(13)

在图8的驱动电路中，通过四个晶体管分别单独地驱动各相电流，由于各自独立，所以能够进行自由控制。在图14的星形接线的驱动电路中具有以下特征：虽然存在式(13)的限制，但是能够将晶体管的数量从图8的20个减少到10个，能够简化驱动电路。反之，图8的结构不存在式(13)的电流限制，电流控制的自由度高。此外，当电机输出相同时，在图8和图14的电机中，绕组的电压与电流的分配改变。而且，当电机输出相同时，逆变器的各晶体管的电流容量与个数之积在图8和图14的逆变器结构中没有太大差别。本发明的电机用任一方法都能够进行控制。

接着，图15中示出了第三项技术方案的实施例，并对其进行说明。是与使用第二项技术方案的旋转变压器的方法不同的方法，是供给转子电流Ir的方法。图15的各相绕组141、142、143、144、145是与图14的各相绕组相同的绕组，在中性点146的部分***151的二极管桥，对各相电流进行整流。152是安装到定子侧的电刷，153是安装到转子侧的集电环。同样地，154是电刷，155是集电环。各绕组8T、8U、8V、8W、8X是图1、图2所示的转子绕组R1和R1/、R2和R2/、R3和R3/、R4和R4/、R5和R5/。使用两个电刷152、154以及集电环153、155向转子侧供给通过所述二极管桥151整流后的定子电流，并且通电作为转子电流Ir。取代图7的旋转变压器76、整流电路7H，安装电刷和集电环。

在图15的结构的情况下，能够利用定子电流并使用二极管桥151来产生转子电流Ir，因此能够简化如图8所示的转子电流Ir的驱动电路。另外，关于转子电流Ir的大小，也被动地与定子电流一致，并且能够可靠地维持定子侧与转子侧的平衡。结构简单，误差也小。然而，在图15的结构和方法的情况下，存在电刷和集电环的可靠性、寿命以及维护负担。在低速旋转中运转率低的用途中该方法是优选的。另外，也可以通过图8的电力驱动单元8M那样的驱动电路通电转子电流Ir。

另外，作为其他方法，图26中示出了不使用图15的电刷和集电环的方法，并对其进行说明。取代电刷和集电环，使用由虚线290包围的DC-AC转换器、旋转变压器8N和整流电路8S。在图26的纸面中，电流检测单元的输出8R及比旋转变压器8N靠右侧的部分与图8的结构相同。

通过DC-AC转换器290的晶体管291、292、293、294，将作为二极管桥151的输出的直流电流转换为交流电流，并通电到旋转变压器的初级侧绕组8P。295是电容器、滤波器等，防止过电压。旋转变压器的次级侧绕组8Q的输出通过整流电路8S转换为直流，并且向转子绕组8T、8U、8V、8W、8X通电转子电流Ir。图26的功能与图15的结构的功能大致相同，能够使转子电流Ir的大小被动地与定子电流一致。而且，能够解决电刷和集电环的可靠性、寿命问题以及维护负担。然而，在图15和图26的结构中，在定子电流急剧减少的情况下，转子电流Ir通过二极管循环，因此减少延迟，因此需要电流相位θi的控制等的措施。此外，DC-AC转换器290能够使用各种形态的电路。

另外，也可以将与电刷152、154的连接***到图14的直流电源81与逆变器之间、即由14H的箭头所指的部分中。其是流向逆变器的直流电流分量。然而，这种情况下，在逆变器与电机绕组之间循环的电流量、所谓的飞轮电流量不流向转子侧，因此，在定子电流与转子电流之间产生误差。特别地，作为EV等中变得重要的运转模式之一，需要在低速旋转中产生大转矩。该情况下，所述误差极端地增大，而且基于转速发生较大变化，因此存在很大的问题。然而，在以大致恒定的旋转并且以大致恒定的转矩运转的情况下，例如通过定子电流的相位调节等也能够解决问题。

然而，该情况下，在逆变器与电机绕组之间循环的电流量、所谓的飞轮电流量不流向转子侧，因此，在定子电流与转子电流之间产生误差。特别地，作为EV等中变得重要的运转模式之一，需要在低速旋转中产生大转矩。该情况下，所述误差极端地增大，而且基于转速发生较大变化，因此存在很大的问题。然而，在以大致恒定的旋转并且以大致恒定的转矩运转的情况下，例如通过定子电流的相位调节等来解决问题。

接着，图16和图17中示出了第四项技术方案的实施例，并对其进行说明。其是与第二项技术方案和第三项技术方案不同的方法，是供给转子电流Ir的方法。图16是将图1的电机4极化后的电机横剖视图。在定子上有20个槽，在转子上有20个槽。定子绕组成为五相全节距绕组、集中绕组的结构。各绕组的驱动电路是图17，与图14相比，A相绕组141被分为A1相绕组171与A2相绕组172。通过晶体管174和175向A1相绕组171通电178的电流Ia1。通过晶体管176和177向A2相绕组172通电179的电流Ia2。为了在A1相绕组171与A2相绕组172之间供给转子的电力，叠加并通电与电机五相电流不同的交流电流、即供电电流Ifa。它们的关系成为下式。

Ia1＝Ia/2+Ifa (14)

Ia2＝Ia/2-Ifa (15)

Ia＝Ia1+Ia2 (16)

Ifa＝(Ia1-Ia2)/2 (17)

A1相绕组171与A2相绕组172的匝数设为与其他相相同的匝数，使得电压变得相同。A1相和A2相以外，图17与图14相同，省略说明。

在图16中，对供给用于从定子侧向转子侧通电转子电流的电力的方法进行说明。由于使用A1相绕组171和A2相绕组172进行供电，因此图16中的定子绕组仅示出了A1相绕组171和A2相绕组172。如上所述，是将图1的电机4极化得到的结构，除A相绕组以外，其他相的绕组在图16与图1中是相同的结构。电机角度θz的电气角为0°到360°的绕组161、162、163以及绕组164、165、166是A1相绕组171，电气角为360°到720°的绕组167、168、169以及绕组16A、16B、16C是A2相绕组172。A相电流的电流方向是图16中记载的电流符号的方向。这里，仅考虑叠加并通电的供电电流Ifa时，根据式(15)，A2相绕组的所述电流符号167、168、16A、16B成为相反方向。而且，关于供电电流Ifa，165与167抵消，161与16B抵消。168与16A的供电电流Ifa的通电方向成为与电流符号相反方向的方向。其结果，供电电流Ifa进行励磁的磁通Φsup成为由双点划线表示的16F。通过叠加并通电到A相电流Ia的供电电流Ifa，励磁了720°周期的磁通。关于B相、C相、D相、E相，是与图14相同的结构和作用。

另一方面，在转子上卷绕正交的受电G绕组16G和受电H绕组16H，从而所述磁通Φsup交链。受电G绕组16G与受电H绕组16H分别以360°的间距卷绕，是720°周期的绕组。如图18所示，受电G绕组16G输入到二极管桥181，交流电压被整流为直流。受电H绕组16H输入到二极管桥182，交流电压被整流为直流。这些电压被相加，并且向与图15相同的转子绕组8T、8U、8V、8W、8X连接，并且被通电转子电流Ir。这样，能够利用A相绕组，从定子侧以非接触方式向转子侧供给转子电流Ir所需的电力。另外，交流的供电电流Ifa与直流的转子电流是变压器的一次电流与二次电流那样的简单关系，因此能够由定子侧推测转子电流Ir，通过反馈控制，能够准确地控制转子电流Ir。另外，电气角为360°周期的五相电流与720°周期的所述供电电流Ifa在原理上是非干扰的关系，对作为五相电机的功能和性能影响小。另外，供电电力是转子绕组的电阻消耗量并且大小相对较小，因此该转子电力的供给对定子电流的控制产生的负担和影响较小。

图18中二极管桥181、182的压降是二极管四个量的电压，通过追加二极管183，还能够将转子电流Ir循环时的压降降低到1/4。在图16、图17中说明的方法也可以进行绕组、整流器、逆变器等的各种变形。还能够利用A相以外的相。还能够利用全部的相。另外，在以大致恒定的旋转使用电机的用途中，还能够在定子上安装永磁体，使用所述受电G绕组16G与受电H绕组16H作为发电机绕组并供给转子电流Ir。关于转子侧的受电绕组，还可以不是图16的G、H的两相绕组，能够设为单相或者设为三相以上的多相。另外，也可以同样地应用于五相以外的、相数不同的电机。

接着，对将图16和图17中所说明的方法进行变形，通过利用五相绕组的方法来供给转子电流Ir的方法进行说明。该定子绕组结构中，B相、C相、D相、E相也与A相同样地，各个相的绕组设为2个绕组，设为10相的绕组结构。与所述A1相绕组和A2相绕组的关系同样地，构成B1相绕组和B2相绕组、C1相绕组和C2相绕组、D1相绕组和D2相绕组、E1相绕组和E2相绕组。对各个绕组，与A相的供电电流Ifa同样地，设为能够通电供电电流Ifb、供电电流Ifc、供电电流Ifd、供电电流Ife的结构，这些电流设为分别成为电机的720°周期的电流的结构。各相电流Ib、Ic、Id、Ie与所述各供电电流Ifb、Ifc、Ifd、Ife之间的关系与式(14)、(15)、(16)、(17)相同。

由于图16和图17中说明的供电电流Ifa是单相的，因此是单相的交流电流和电压，而五相供电电流Ifa、Ifb、Ifc、Ifd、Ife是五相交流电流。这五相供电电流将对转子产生720°周期的旋转磁通Φim。旋转磁通Φim的频率Fim可以选择任意值。与图16和图18所示的转子侧的受电G绕组16G和受电H绕组16H以及与整流器181和182的连接方法等是相同的。

基于五相供电电流Ifa、Ifb、Ifc、Ifd、Ife的720°周期的所述旋转磁通与受电G绕组16G和受电H绕组16H交链并且在两个绕组中产生电压Vg、Vh。该电压Vg、Vh与(旋转磁通的大小)和(旋转磁通的频率与转子旋转的电气角旋转频率的1/2之差)之积成比例。如图18所示，由于对所述电压Vg、Vh进行整流并通电转子电流Ir，因此，需要根据转子转速正确地控制五相供电电流的振幅和频率Fim。

易于理解供电电流的一个方法是以使(旋转磁通Φim的电气角频率Fim与转子的电气角旋转频率的1/2之差的频率)成为恒定值Fs的方式，确定并控制五相供电电流的频率Fim。此时，在受电G绕组16G和受电H绕组16H中感应的电压的频率成为Fs。然后，根据要通电的转子电流Ir的大小来确定并控制五相供电电流的振幅即可。此外，此时，也可以认为受电G绕组16G和受电H绕组16H成为了通过所述旋转磁通发电的发电机的绕组。此外，尽管说明了所述旋转磁通Φim成为该电机的周期的2倍的720°的示例，但是进行应用和变形即使在360°的整数倍的情况下也能够实现同样的电力供电。

作为向转子供给电力的其他方法，能够通过图8的电力驱动单元86、89、8C、8F、8J、8M叠加脉冲电流或者高频电流等，使该磁通向转子绕组8T、8U、8V、8W、8X进行交链，通过图18的二极管183还能够使转子电流Ir保持为飞轮电流。另外，还能够设置接收所述脉冲电流或者高频电流的受电绕组，对受电绕组的电压进行全波整流，并且向转子绕组8T、8U、8V、8W、8X通电转子电流Ir。另外，通过电机结构或者定子电流，还能够在气隙部生成空间谐波的磁通分量，向转子侧配置与该空间谐波磁通交链的绕组WKM，对绕组WKM的电压进行整流，并且通电转子电流Ir。

接着，对第五项技术方案进行说明。第五项技术方案的内容是控制图1至图5、图8、图9、图11以及式(9)和式(10)等示出的、本发明的电机的方法和装置。概略地，通过控制定子电流的大小和转子电流的大小及它们的相对相位差，能够控制本发明的电机的转矩。而且，为了消除或降低电枢反作用，定子的转矩电流分量的总和IWSP设为与转子的转矩电流分量的总和IWRN相等的值，即如式(9)那样进行控制。通过该方法，不仅能够减小电枢反作用，而且能够使式(12)所示的圆周方向上的磁通密度分量BEN集中到气隙部附近，并且能够将式(12)所示的力FEN设为大值。此外，磁场电流分量产生径向上的磁通密度分量BR。

接着，对第六项技术方案进行说明。第六项技术方案的内容是图1至图6、图8、图9和图11等所示的本发明电机及其定子电流的控制方法和装置。具体地，控制相对于转子绕组RW的圆周方向位置θr的、定子的电流相位θi。通过控制电流相位θi，能够将磁场电流分量与转矩电流分量的比率控制为任意值。此时，以使磁场电流分量与转矩电流分量之和平衡的方式通电转子电流Ir。通过图1至图6等说明了这些控制的示例。当然，在转矩的大小和磁场磁通的大小的控制中，不仅可以改变电流相位θi，而且可以改变各电流的大小和振幅进行控制。

此外，在产生定子侧的磁场电流分量Ifs与转子侧的磁场电流分量Ifr之间的差分的情况下，将式(10)的不平衡磁场电流分量Ifrx作为其他变量处理等，能够进行各种变形。通过该方法，不仅能够降低电枢反作用，而且能够使式(12)所示的圆周方向上的磁通密度分量BEN集中于气隙部附近，并且能够将式(12)所示的力FEN设为大值。另外，第六项技术方案与第五项技术方案在控制的变量的处理上面不同，但目的大致相同。

以电流相位θi为参数进行控制的方法的其他特征之一是，由于通过电流相位θi分离为磁场电流分量和转矩电流分量，因此诸如特定相的定子电流的大小大于其他相的电流值的电流偏差少。因此，能够使驱动逆变器的各晶体管的负担均匀，能够减少驱动逆变器的负担。

另外，作为其他特征，电机转矩指令快速减小时，也能够获得良好的电机转矩的响应性。具体地，在图8的实施例的情况下，转子电流通过二极管整流电路8S对作为旋转变压器8N的输出的交流电压进行整流，并且向转子的各绕组8T、8U、8V、8W、8X通电转子电流Ir。在该结构中，如果要快速减小转子电流Ir，则转子电流Ir在转子绕组和二极管整流电路8S中循环，并且难以快速减小电流。为此，如果利用控制电流相位θi的方法，则即使转子电流Ir缓慢减小时，通过将电流相位θi改变为小值，也能够将磁场磁通分量迅速地改变为小值，从而能够使转矩急剧地减小。在EV的驱动中，从大转矩输出快速地减小是在安全上必须的并且重要的功能和性能。此外，如果为了急剧地减小转矩而单纯地急剧减小定子的电流，则磁场磁通由于转子电流而增加，从而有可能产生诸如高速旋转时成为过大电压的新问题。

另外，在图1至图5中，说明了在五相定子电流中转子电流将各槽的绕组串联连接，并且通电相同的电流的示例。关于定子电流的波形形状，也说明了矩形波形状的电流和大致梯形波形状的电流的示例。然而，定子电流的波形形状也能够设为正弦波的波形形状，还能够设为矩形波与正弦波之间的各种波形。如果是图8的86等的驱动电路，能够控制为自由的电流波形。

特别地，当高速旋转时，在定子电流接近矩形波形状的情况下，出现电流值急剧变化的部分，变得难以控制电流。因此，随着高速旋转，使定子的各相电流的波形接近正弦波的控制方法是有效的。通过控制为满足所述式(9)，可获得减小电枢反作用这样的效果。

当定子的各相电流的波形接近正弦波时，将产生与以往的磁铁内置型电机的正弦波控制的类似之处。然而，本发明的电机与以往的电机控制的不同之处在于，存在转子电流、转子电流的一部分成为磁场电流分量等。另外，也可以利用定子的电流与转子的电流执行不平衡控制。然而，两个电流的励磁力不抵消的分量将影响磁场磁通的大小和分布，因此需要注意。

本发明的电机的目的之一是，在低速旋转时的大电流和大转矩输出的区域中，降低电机的损耗以及降低逆变器的电流容量。相应地，降低成本并实现小型化。从这个观点出发，当比较正弦波和矩形波时，在正弦波时振幅为1V、1A的交流电压和交流电流的情况下，输出为0.5W。在矩形波时振幅为1V、1A的交流电压和交流电流的情况下，输出为1W。通过相同电压和电流的逆变器进行比较，矩形波电机能够实现2倍的输出。因此，矩形波电机具有能够将逆变器小型化为1/2的可能性。这里，损耗设为了0。如果考虑到电机绕组的损耗，铜损是电流平方与绕组电阻之积，因此矩形波电机的情况下相同输出时的铜损能够减小到1/2。因此，矩形波电机具有能够将电机尺寸小型化的可能性。

在电动汽车的主机电机中，根据低速旋转时的大电流和大转矩输出的能力，确定电机尺寸和逆变器容量。由于低速旋转，因此能够实现接近矩形波的电压波形和进行电流波形的电机控制，这有利于小型化和低成本化。另一方面，在高速旋转时的运转、中转矩负载时的运转和轻负载时的运转等中，即使设为从矩形波接近正弦波的波形，也不会产生不良情况。相反，从诸如减小转矩脉动、降噪、降低由谐波分量引起的损耗的观点出发，优选接近正弦波波形的情况也居多。可以适当地区别使用。

关于转子电流，对将各槽的绕组串联连接并且对各槽通电相同的电流的示例进行了说明。然而，不使各槽的匝数相同，例如，将圆周方向上的各槽的匝数分布设为正弦波状等的变形也是可以的。另外，虽然电机变得复杂，但是也能够产生多种转子绕组和多种转子电流。

接着，图19中示出了第七项技术方案的实施例，并对其进行说明。如图1和图2等所示，本发明的电机设为以下结构：定子的转矩电流分量IWSP与转子的转矩电流分量IWRN隔着气隙部对置地被通电，对置的电流中的一方设为正电流而另一方设为负电流。是式(1)和式(9)等的关系。而且，分别相对置的正电流和负电流向周围施加的励磁力抵消，并且几乎不向它们的周围产生电枢反作用。

在该状态下，由于不受转矩电流分量的影响，因此能够通过各种方法比较容易地生成磁场磁通。是对定子通电的磁场电流分量ISFAD、对转子通电的磁场电流分量IRFAD、配置于转子的永磁体等。可以组合使用这些方法以及控制所述电流相位的方法来生成磁场磁通。此外，产生的力和转矩可以用式(11)和式(12)等表示。作为一种表示，可以认为，通过该磁场磁通Φx与所述IWSP，力作用于某个方向，并且，通过所述磁场磁通Φx和所述IWRN，力作用于其相反方向。其结果，可以认为，通过所述磁场磁通Φx在定子与转子之间相对地产生力。

定子的所述磁场电流分量ISFAD例如从纸面的表侧向里侧向图19的绕组SA通电，追加从绕组SA/返回的电流分量Iu，或者从纸面的表侧向里侧向绕组SC/通电，追加从绕组SC返回的电流分量Iv，通过Iu和Iv等能够生成如196、197所示的磁场磁通。

转子的所述磁场电流分量IRFAD例如通过追加图19的绕组194和195，从纸面的表侧向里侧向绕组194通电，并且通过绕组195通电从里侧向表侧返回的电流Ix，能够生成如196、197所示的磁场磁通。此外，在要与所述转子电流Ir独立地控制磁场磁通的大小的情况下，需要除绕组R1/、R5以外另行配置绕组194、195，并且通电所需的磁场电流Ix。此外，绕组194、195可以分布于多个槽，也可以与绕组R1/、R5设置在不同的槽。另外，还能够进行使电流叠加等的变形。

在向转子绕组通电转子电流Ir并进行驱动的情况下，转子内的磁场磁通的方向成为大致固定方向，因此也能够向转子配置191、19A那样的永磁体以生成磁场磁通。当需要增减磁场磁通时，能够与控制所述磁场电流分量ISFAD、或者所述磁场电流分量IRFAD、或者电流相位θi的方法联合使用。

在产生负转矩的包括再生、反方向旋转等的四象限运转中，需要改变磁场磁通的方向、电流的方向等。在图2等示出的电机中，将电流相位θi从正值设为负值，使磁场磁通的方向反转，能够生成负转矩。然而，当在图19的电机中具备永磁体191、19A的情况下，为了产生负转矩，具有进行与这些永磁体的极性方向相反方向的磁场励磁的、使永磁体在相反方向上磁化的方法。或者，将转子电流设为零并且将定子电流的通电方向设为相反方向。或者，将转子电流与定子电流这两者的通电方向设为相反方向。这样，比图2等的电机稍微复杂化。

另外，还能够在没有永磁体191、19A的状态下，追加如192、193所示的狭缝或称为磁通屏障的空隙、非磁性体等，并且其数量可增减。另外，也可以在磁通屏障192、193等中配置永磁体。特别地，通过使空隙部或非磁性体199紧密接触地配置在永磁体198的N与S极的磁极方向上，使永磁体产生的磁通量减少，但是，对于从外部施加的励磁力能够发挥大磁场的强度，能够形成为抗励磁力干扰强的特性，因此是有效的。另外，也可以追加永磁体191、19A与磁通屏障192、193这两者。

特别地，通过将永磁体191、19A磁化、减磁或者设为可获得任意强度的磁特性的永磁体，能够通过永磁体191、19A产生径向磁通分量22，能够减少磁场励磁的电流负担。关于永磁体191、19A的磁特性的可变，利用各相的定子电流和转子电流等能够磁化和减磁。另外，当然，还能够与永磁体和磁场电流分量等联合使用。

在本发明的电机中，不产生电枢反作用，因此能够显著降低对永磁体减磁等的余裕。而且，能够使磁铁厚度变薄等，由少量的永磁体构成，能够减少成本负担，并且更容易改变永磁体的强度。即使无意中减磁，只要进行磁化即可。

在图1至图5等示出的电机中产生大转矩的情况下，即使附加图19所示的永磁体191、19A和磁通屏障192、193等，其效果也是有限的。然而，在通过图1至图5示出的电机产生较小的转矩的情况下，由转子电流Ir引起的电阻损耗以及磁场电流分量的电阻损耗成为负担，存在电机效率降低的问题。因此，图19所示的电机在较小的转矩区域中，利用永磁体191、19A和磁通屏障192、193等，降低转子电流Ir和磁场电流分量，如以往的永磁体电机那样，能够实现高效率。而且，在大转矩区域中，进行图1至图5等示出的动作。在中间的转矩区域中，能够进行各动作的优化。这样，能够形成为同时具备图1至图5等示出的电机的优点和以往永磁体电机的优点的特性。此外，图19为了说明原理示出了两极的模型，但是在多极化为8极左右的情况下诸如将永磁体设为平板形状，能够变形为更实用的形状。

另外，图19的转子示出了大致圆形形状的示例，但是转子外周也可以是凹凸的形状。另外，由于形成为简单的结构，功能和性能受到限制，但是能够进行各种变形。例如，在8极以上的多极结构中，设为对每个极设置一个转子绕组并且向转子的槽配置1匝粗铜线的结构，实现绕组安装上的简化。该情况下，由于转子电流变大，因此需要增大旋转变压器76的绕组比。另外，还能够将定子结构设为集中卷绕的简单结构。

接着，说明图7所示的旋转变压器76及图8的旋转变压器8N的输入电压Vrp、输入电流Irp与转子电流Ir的关系、以及转子电流Ir的检测方法。图20是示出旋转变压器周边的电压和电流的时序图。横轴为时间，是以100kHz驱动旋转变压器的示例，其1周期为10μsec。图20的(a)是图8的旋转变压器8N的输入电压Vrp的示例。201的部分是脉冲宽度宽且较大的平均电压，202的部分是脉冲宽度窄且较小的平均电压的区域。图20的(b)是将旋转变压器的输出进行整流得到的直流电压Vrs，成为将所述输入电压Vrp整流后得到的波形形状。图20的(c)是转子电流Ir的示例。转子绕组的电感大，绕组电阻小，因此转子电流Ir成为施加电压的1阶延迟的电流值。图20的(d)是旋转变压器8N的输入电流Irp的波形的示例。虚线203是转子电流Ir的波形，虚线204是203的负值。

应当注意的是，在输入电压Vrp接通并且输出正或负的大电压的期间，转子电流Ir与旋转变压器8N的输入电流Irp处于比例关系，能够测量转子电流Ir。旋转变压器8N的输入电流Irp可以通过图8的电流检测值8R来测量。即，如果在向旋转变压器8N供给大电压的时刻测量向旋转变压器8N供给的电流值Itv，则其值是与转子电流Ir成比例的值，能够测量转子电流Ir的值。在本发明的电机中，需要测量转子电流Ir，并且能够通过旋转变压器进行转子电流Ir的供给和转子电流Ir的检测。此外，在输入电压Vrp切断并且基本为0伏特的期间，转子电流Ir通过图8的整流电路8S循环，成为飞轮状态。能够作为旋转变压器8N、整流电路8S、电感Lr、绕组电阻Rr的电气电路进行计算。另外，图20的(e)是通过旋转变压器供给最大电压时的电压波形。

接着，图7、图21和图22中示出了第八项技术方案，并对其进行说明。其是利用由图7的旋转变压器76以高频励磁，在旋转变压器76的一部分中具备转子的旋转位置检测装置的技术。图21是将横轴设为电机角度θz，将旋转位置检测装置的各部分面对其定子及其转子之间的气隙而得到的圆周方向形状以直线状水平展开而得到的图。图21的(a)是图7的7E并且是定子侧的位置传感器部。在该示例中，以电气角为22.5°的周期在圆周方向上排列四边形的凸部211。图21的(b)是图7的7F，其中212是配置在转子侧的传感器磁极，为了检测转子位置，通过其凹凸产生磁通通过的场所和磁通不通过的场所。图21的转子旋转位置θr是0°。在该示例中，所述传感器磁极212是电气角为45°宽的凸部，圆周方向间距是90°。剩余的45°之间成为凹部。所述凸部211与传感器磁极212隔着气隙对置。另一方面，在所述凸部211上卷绕电气角为45°间距的A相检测绕组213，其输出是Sa。同样的B相检测绕组214以与A相检测绕组213在圆周方向上具有22.5°的相位差的方式配置，间距是45°，其输出是Sb。

将所述传感器磁极212的图21的转子旋转位置θr设为0°时，所述Sa中产生的电压在θr＝0°时成为最大，在θr＝45°时成为最小，以90°周期重复最大与最小。在所述Sb中产生的电压与Sa相比在圆周方向上的位置相差22.5°，因此在θr＝22.5°时成为最大，在θr＝67.5°时成为最小，以90°周期重复最大与最小。另外，Sa与Sb的信号利用了旋转变压器76的磁通的一部分，因此如在图20的(a)中示出其电压波形的示例那样，例如是在100kHz的频率的情况下，根据供电电力的大小，脉冲宽度在0至5μsec变化的交流电压。

为了由Sa和Sb导出转子旋转位置信息，对它们进行全波整流从而由交流产生直流的信号Sax、Sbx。接着，对Sax、Sbx以不受旋转变压器的供给电压影响的方式进行归一化。由于对旋转变压器的供给电压进行整流得到的电压是图20的(b)的Vrs，因此对该电压进行滤波处理以生成平均值Vrsa。通过将所述Sax、Sbx除以Vrsa，生成图22所示的两相的位置信号Pa、Pb。

Pa＝Sax/Vrsa (18)

Pb＝Sbx/Vrsa (19)

另外，已知将电气角相位相差90°的正弦波分别平方并累加时，成为该正弦波的振幅值的平方，而成为恒定值。作为归一化的方法，通过所述Sax、Sbx求出其振幅值CXV，取代式(18)和式(19)的Vrsa而代入CXV，从而也能够得到Pa、Pb的归一化信号。另外，也可以组合所述两个归一化方法。另外，关于利用两个正弦波信号通过相对相位差为90°的两相正弦波信号对其正弦波周期内的位置进行插值计算的技术，在用于检测位置的分解器、光学编码器、磁编码器等中使用，作为主流的位置检测技术而公知。图22的位置信号Pa、Pb是转子的电气角为90°周期的三角波信号，具有22.5°的相位差，通过相同的方法进行插值计算，能够产生转子的电气角90°周期的转子旋转位置信号。此外，省略根据所述两相正弦波信号对位置进行插值计算的技术的说明。另外，还能够将传感器磁极212的形状从四边形变形为具有圆弧状的形状，以从三角波信号接近正弦波信号。

为了控制电机的各相电流和各相电压，需要转子的电气角360°周期的绝对位置信息。还能够将图21的(a)与(b)的周期设为电气角360°，但是为了提高转子的位置检测精度，还能够设为二重、三重等的多层位置检测方法。图21的(c)的215是定子侧的位置传感器部，具有90度宽度。图21的(d)的216是配置于转子侧的传感器磁极，具有180度宽度，它们构成电气角360°周期的旋转位置检测装置。绕组217是C相检测绕组，具有180°间距，其输出是Sc。绕组218是D相检测绕组，具有180°间距，配置成与C相检测绕组217在圆周方向上具有90°的相位差，其输出是Sd。此外，图21的(c)与(d)的结构在图7中没有记载，能够与位置传感器部7E、传感器磁极7F同样地追加。

所述信号Sc和Sd能够通过与Sa和Sb的信号处理相同的方法，生成图22的Pc和Pd，并且能够进行电气角360度的转子位置检测。而且，与根据Pa和Pb生成的90度周期的转子位置信号组合，能够进行高精度的电气角360度的转子位置检测。这样，能够进行密集和粗略的多级位置检测。另外，基于图21的(a)和(b)的精密位置检测的高速旋转时的位置检测由于处理时间短有时候变得困难，因此在高速旋转时还能够主要利用图21的(c)与(d)的粗略的位置检测部的信息进行控制。

此外，图7、图21和图22示出的各结构可以进行各种变形和组合。例如，绕组213、214、217、218图示了1匝的结构，但是实际使用中需要优化匝数，通过向其他的同相的位置传感器部也卷绕并且串联连接，能够提高位置检测精度，并且能够形成为对抗转子偏心等扰动也很强的信号。另外，也可以通过电机角度θz的特定位置的检测单元与图21的(a)和(b)的递增的位置检测，实现机械角360°的绝对位置化。此外，当然也可以利用完全不同的位置检测装置和无传感器位置检测等，构成本发明的电机及其控制装置。

接着，图23中示出了第九项技术方案，并对其进行说明。其是一种在转子中具备各种控制电路，并且根据需要控制转子的各电流的方法。在图23的示例中，在转子的电力供给单元中使用与图8相同的旋转变压器8N。旋转变压器8N的电压设为图20的(e)示出的电压，用作高频交流电压源，从定子侧向转子侧供给电力，进行整流获得直流电压，能够在转子侧的各种控制中使用。另外，在图23的结构中，从转子侧向定子侧也能够进行电力再生。

23Q是定子侧的收发电路，输出转子电流Ir的指令和磁场电流的指令等的发送信号，另一方面，接收来自转子侧的转子信息。23R示出了通信单元，是基于电波的通信、基于光的通信、或者基于通过旋转变压器8N的高频电流分量的通信等。23G是转子侧的收发电路，接收23Q的所述发送信号并向转子侧控制电路23H输出，另一方面，将来自转子侧控制电路23H的转子侧信息向定子侧收发电路23Q发送。

在向图23的各绕组8T、8U、8V、8W、8X通电转子电流Ir的情况下，将从旋转变压器8N供给的23E、23F的交流电压通过与231、232、233、234的晶体管并联连接的二极管进行整流，并且通过23D的电容器等稳定直流电压。然后，通过晶体管235和238通电转子电流Ir。此时，在不进行从转子侧向定子侧的电力再生的情况下，不需要图23的晶体管231、232、233、234。另外，在虽然向各绕组负载进行供给但仅是单向电流的情况下，不需要晶体管236、237。

所述转子侧控制电路23H例如检测转子电流Ir的电流值23M，与转子电流Ir的指令值进行比较，输出晶体管231、232、233、234的控制信号23K以控制转子电流Ir。这样，能够从定子侧向旋转变压器8N的输入绕组8P供给交流电力，将转子电流Ir的指令值通过通信单元23R向转子侧发送，并且在转子侧自主地控制转子电流Ir。

在向磁场绕组23P通电电流Ifx的情况下，通过由通信单元23R发送的电流Ifx的指令值以及电流Ifx的电流值23N的值，输出晶体管239、23A、23B、23C的控制信号23L，并控制电流Ifx。

另外，能够根据需要还同样地追加转子的其他电流控制。根据图23的结构，能够在转子侧控制多种电流，所以能够改善电机的功能和性能。例如，能够将转子的电流设为多相进行控制。还能够在转子侧追加对磁场进行励磁的绕组来进行磁场励磁。

另外，根据图23的结构，还能够利用晶体管231、232、233、234和旋转变压器8N，从转子侧向定子侧进行电力再生。因此，能够将通过转子侧的绕组和电流励磁的磁通的能量向定子侧再生，并且能够急剧减小这些电流，并且能够提高这些电流控制的响应性。另外，向定子侧再生是指，不向转子侧配置或者减少配置电解电容器等强度和寿命等存在不稳定性的元件。

另外，图23、图8的旋转变压器8N是指图7的旋转变压器76，但是也可以是图24的(a)示出的旋转变压器241，还能够使用三相交流的旋转变压器。另外，还能够使用图24的(b)示出的发电机249。但是，需要修改图23的晶体管、二极管等的电源电路。而且，在这些情况下，能够还进行从定子侧向转子侧的电力供给、以及从转子侧向定子侧的电力再生。

接着，说明在如图8所示的本发明的电机及其控制装置中提高可靠性和安全性的方法。电动汽车有时候在极冷地区、极热地区和冲突区域等危险区域中使用，如果是即使发生一部分的部件等破损等的故障，利用剩余的正常部分也能够进行电机驱动，则能够提高可靠性和安全性。图8的815是监视电机及其控制装置的状态的异常动作监视单元，进行电机绕组的断线、绝缘不良情况等的检测、晶体管及其驱动器等的异常等的检测，然后进行异常状态的判断。另外，使发生了故障的部件和进行了异常动作的部分等的动作停止，发出指令使其使用正常部分驱动电机。其结果，即使不完整，也能够实现最低限度的电机驱动，进行紧急驱动。特别是图8的结构设为，使定子的各相绕组及驱动其电流的晶体管桥能够与其他相在电学上分离、绝缘的结构。其结果，故障部分的停止和分离变得容易，能够以更高的概率实现紧急驱动，能够提高可靠性。

以上对本发明进行了说明，但是也可以进行各种变形、应用和组合。电机的定子绕组及转子绕组的相数可以变形为三相、五相、七相、十一相等。还能够选择各种偏斜和槽数，还能够消除由槽数引起的离散性。特别是，通过多相化，能够发挥本发明的电机的性能和特征。虽然由于多相化使驱动装置的部件数量增加，但是能够实现高集成技术等，并且理论上没有动力部的电力的增加。主要以二极的例子说明了极数，但是实际使用中可以选择四极、六极、八极等。绕组的卷绕方法可以设为集中卷绕或者分布卷绕、短节距卷绕、环形卷绕等结构。还能够使用超导绕组和各种冷却机构。

电机形状可以选择外转子型电机、轴向间隙型电机、线性电机或者圆锥状或多台阶状等的电机形状。可以设为在内外径向上或者转子轴向上配置多个电机要素的复合电机的结构。另外，还能够与其他种类的电机要素组合。

对于电机及旋转变压器的软磁体，能够使用电磁钢板的薄板化、6.5％硅钢片、非晶金属、铁氧体、压电磁芯、坡明德合金(Permendule)等各种材料。另外，能够使用各种永磁体。还能够使用各种高强度化材料和机构。

还能够利用各种传感器、位置检测器、无传感器位置检测技术。另外，能够使用用于降低电机的转矩脉动、振动和噪音的各种技术。另外，由于汽车用的主机电机主要是前进，因此可以是优先考虑单向转矩的电机结构。在本发明中应用这些技术所得的结构包含于本发明中。

产业上的可应用性

本发明的电机及其控制装置优选作为需要低速旋转时等的大转矩和高速旋转的特性这两者的电动汽车的主机用电机。作为产业用电机，也是优选用于需要高转矩的用途以及需要高速旋转的用途中。未来还期望飞行器的电动化，并且为了轻量化需要极大的电机输出密度，因此本发明的电机及其控制装置是优选的。

附图标记的说明

11定子

12转子

SA、SA/A相绕组

SB、SB/B相绕组

SC、SC/C相绕组

SD、SD/D相绕组

SE、SE/E相绕组

R1、RI/转子绕组R1

R2、R2/转子绕组R2

R3、R3/转子绕组R3

R4、R4/转子绕组R4

R5、R5/转子绕组R5

81直流电源

86、89、8C、8F、8J、8M电力驱动单元

88、8B、8E、8H、8L各相的电流检测单元的输出

811控制装置

812控制指令

81A、81B各晶体管的驱动信号

76、8N旋转变压器

813转子的位置检测单元

Claims (8)

1.一种电机及其控制装置，其特征在于，具备：

多相定子绕组SW，在定子中配置于其转子侧的圆周上；

转子绕组RW，在转子中配置于其定子侧的圆周上；

定子电流供给单元MSC，供给所述定子绕组SW的电流SIG；

转子电流供给单元MRC，供给所述转子绕组RW的电流RIG；以及

电流控制单元MCC，对定子绕组SW的电流SIG和转子绕组RW的电流RIG进行控制，并且

以使所述电流SIG的电流方向与所述电流RIG的电流方向的一部分或全部相对地成为相反方向的方式进行通电，

所述电流控制单元MCC控制相对于所述转子绕组RW的圆周方向位置(θr)的所述定子的电流相位(θi)，从而能够将磁场电流分量与转矩电流分量的比率控制为任意值，以使磁场电流分量与转矩电流分量之和平衡的方式通电转子电流Ir。

2.根据权利要求1所述的电机及其控制装置，其特征在于，

所述转子电流供给单元MRC具备：

供给所述转子电流的旋转变压器RTT或者交流发电机AG；以及

将其输出的交流电压、交流电流整流成直流的转子电流的整流部REC1。

3.根据权利要求1所述的电机及其控制装置，其特征在于，

所述转子电流供给单元MRC使用所述定子电流供给单元MSC生成的所述定子绕组SW的电流来供给转子电流。

4.根据权利要求1所述的电机及其控制装置，其特征在于，

所述转子电流供给单元MRC具备：

定子供电绕组PSW，在定子的圆周方向上励磁电气角360°的QN倍周期的交流磁通的分量，其中QN设为2以上的整数；

转子受电绕组PRW，圆周方向的绕组间距是电气角360°的整数倍，并且接收转子电力；以及

整流部REC2，将其交流电压、交流电流整流成直流的转子电流。

5.根据权利要求1所述的电机及其控制装置，其特征在于，

所述电流控制单元MCC以使所述定子的转矩电流分量的总和IWSP等于隔着气隙部大致对置并通电的所述转子的转矩电流分量的总和IWRN的方式进行控制。

6.根据权利要求1所述的电机及其控制装置，其特征在于，

所述电流控制单元MCC附加根据所述转子绕组RW的所述圆周方向位置(θr)生成磁场磁通的所述定子的磁场电流分量SFC、所述转子的磁场磁通生成单元RFC、或者永磁体进行所述控制。

7.根据权利要求2所述的电机及其控制装置，其特征在于，

在所述旋转变压器RTT的定子侧旋转变压器RTS中具备检测转子位置的位置传感器SPS，

在所述旋转变压器RTT的转子侧旋转变压器RTR中具备磁阻小的部分以及磁阻大的部分以检测转子位置。

8.根据权利要求1所述的电机及其控制装置，其特征在于，具备：

电力供给单元MSP，其是所述转子电流供给单元MRC的一部分，并且从固定部侧向作为旋转侧的所述转子进行电力的发送和接收；以及

电流控制单元RCC，其是所述转子电流供给单元MRC的一部分，供给所述转子电流RIG，并且被配置在所述转子上。

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