JP4830467B2 - 共振形コンバータ - Google Patents

Description

この発明は、スイッチング素子に共振回路を結合させてなる共振形コンバータに関し、具体的にはこの共振形コンバータのスイッチング制御技術に関する。

以前より、スイッチング電源装置において、スイッチング素子に共振用インダクタと共振用コンデンサとからなる共振回路を結合させてなる共振形コンバータがある（例えば特許文献１）。このような共振形コンバータによれば、スイッチング素子に流れる電流又は電圧が正弦波状の波形で変動され、スイッチング素子がターンオンするときにこのスイッチング素子に流れる電流又は電圧をゼロにすることが出来るため、スイッチング損失やスイッチング雑音を低減することが出来るという効果が得られる。

共振形コンバータには、スイッチング素子に流れる電流を共振させる電流共振形と、スイッチング素子に印加される電圧を共振させる電圧共振形とがあり、また、スイッチング素子に逆方向の電流が流れないように該スイッチング素子と直列にダイオードを接続することで共振波形が一周期の半分だけ現れる半波形タイプと、このようなダイオードを設けずに共振波形が一周期分現れる全波形タイプとがある。

図６に従来の一般的な全波形タイプの電流共振形コンバータの構成例を示す。図７は、この電流共振形コンバータの動作波形図である。図６において、ＳＷ１はスイッチング素子、Ｌｒは共振用インダクタ、Ｃｒは共振用コンデンサ、Ｌはスイッチングにより入力電圧Ｖｉｎを間歇的に入力して電気エネルギーを蓄積するリアクトル、Ｄ１は整流ダイオード、Ｃは平滑コンデンサである。コンバータの出力電圧Ｖｏｕｔは負荷３１に出力されるとともに、図示しない制御回路によりこの出力電圧Ｖｏｕｔが一定になるように例えば周波数変調制御によりスイッチング素子ＳＷ１の制御が行われる。

従来、このような電流共振形コンバータにおいては、スイッチング素子ＳＷ１をオンする期間は共振用インダクタＬｒと共振用コンデンサＣｒにより決定される共振周波数に合わせて一定時間に設定するのが一般的である。すなわち、周波数変調制御によりスイッチング素子ＳＷ１がオンされた後、共振周波数に合わせて設定された一定時間が経過したタイミングでスイッチング素子ＳＷ１をオフする。オフするタイミングは、共振電流ＩＬｒがゼロとなるタイミングＴ_πやＴ_２πとするのが最も好ましいが、一般には、マージン分を含めてこれらのタイミングＴ_π，Ｔ_２πの間すなわちスイッチング素子ＳＷ１に逆方向電流が流れているタイミングに設定される。
特開平９−１０３０７０号公報

しかしながら、共振用インダクタのインダクタンス値や共振用コンデンサの容量値にはある程度のバラツキが生じる。また、動作温度によってもこれらの値は変化してしまう。そのため、スイッチング素子をオンする期間を共振用インダクタと共振用コンデンサにより決定される共振周波数に合わせて一定の期間に設定してしまうと、スイッチング素子がオフされる実際のタイミングは、予め設定した所望のタイミングからずれてしまうという問題があった。

このスイッチング素子をオフするタイミングが、スイッチング素子に逆方向電流が流れている間（図７のＴ_π〜Ｔ_２π）になれば、オフした後の電流がスイッチング素子の内蔵ダイオードに流れるためその損失分が問題となるだけである。しかしながら、オフするタイミングが早まって図７のタイミングＴ_πよりも前のタイミングとなったり、オフするタイミングが遅くなってタイミングＴ_２πより後のタイミングになったりすると、スイッチング素子に順方向電流が流れている状態でスイッチング素子がターンオフするため、共振形コンバータの利点であるスイッチング損失の低減やスイッチング雑音の低減という効果が得られなくなる。さらに、共振用インダクタＬｒに流れる電流が急激に変化するため、共振用インダクタＬｒに非常に大きな起電力が発生し、それによりスイッチング素子ＳＷ１が破壊されるおそれが生じる。

このような問題は、上記のような全波形共振形コンバータに限られず、半波形タイプの共振形コンバータであっても同様に生じるものである。すなわち、スイッチング素子のオフタイミングが早まって、共振電流の流れている期間（Ｔ_０〜Ｔ_π）にスイッチング素子がターンオフされた場合に、上記と同様の問題が生じる。

また、共振形コンバータにおいては、上述のようにスイッチング素子をターンオフするタイミング制御が難しいため、整流ダイオードＤ１の代わりにスイッチング素子を用いて整流を行う同期整流方式を適用した場合に、この同期整流用のスイッチング素子のスイッチング制御にも同様の困難性が生じるという問題もある。同期整流方式では、整流ダイオードにおける損失を低減できる分、コンバータの電力変換の効率が向上するという効果がある。

この発明の目的は、共振用インダクタのインダクタンス値や共振用コンデンサの容量値にバラツキがあったり、温度特性により値の変化が生じた場合でも、適切なタイミングでスイッチング制御を行うことの出来る共振形コンバータを提供することにある。

本発明は、上記目的を達成するため、電流共振形コンバータにおいて、スイッチング素子を流れる共振電流を間接的に検出してスイッチング素子のオフタイミングを制御するようにしたものである。共振電流の検出には、検出抵抗などを用いて共振電流を直に検出するのではなく、共振電流と共振用コンデンサの電極間電圧とが同期して変化することを利用して共振用コンデンサの電圧から間接的に共振電流の検出を行う構成とした。

すなわち、第１スイッチング素子（ＳＷ１）のオン・オフにより入力電圧（Ｖｉｎ）から間歇的に電力を取り込んで、この電力に基づき出力電圧（Ｖｏｕｔ）を生成するとともに、共振用インダクタ（Ｌｒ）と共振用コンデンサ（Ｃｒ）とを有する共振回路が前記第１スイッチング素子（ＳＷ１）に結合されて該第１スイッチング素子に流れる電流が共振するようにされた共振形コンバータ（１０）において、前記共振用コンデンサの電圧（ＶＣｒ）に基づき前記第１スイッチング素子（ＳＷ１）に流れる電流がゼロ電流或いは逆方向電流となる第１のタイミングを検出する検出回路（２）を備え、前記検出回路の検出出力に基づいて前記第１スイッチング素子をオフする構成とした。

具体的には、前記検出回路（２）は、前記共振用コンデンサ（Ｃｒ）の共振電圧の中心電位となる第１電圧（Ｖｉｎ）と当該共振用コンデンサの電圧（ＶＣｒ）とを比較する第１比較器（Ｃｏｍｐ１）と、前記第１スイッチング素子（ＳＷ１）がオンされた第２のタイミングから前記第１比較器（Ｃｏｍｐ１）の比較結果が変化した第３のタイミングまでの所定倍（具体的には２倍±２０％）の期間を計時する計時手段とを備え、前記計時手段の計時結果に基づいて前記第１タイミングを検出する構成とすると良い。

このような構成によれば、共振用インダクタや共振用コンデンサの値のバラツキや動作温度に起因する値の変化によって共振周波数が変化しても、共振電流の実際の周波数に対応した所望のタイミングで第１スイッチング素子をターンオフすることが出来る。

ここで、上記の第１比較器で比較される第１電圧は、共振形コンバータの種類（降圧形、昇圧形、昇降圧形等）により、それぞれ入力電圧、出力電圧、入力電圧と出力電圧とを加算した電圧と異なった電圧となる。

また、上記の計時手段としては、コンデンサ（Ｃ１１）と、該コンデンサに充電と放電を行う１個又は複数の定電流源（１６，１７）と、前記コンデンサの電圧を基準電圧と比較する比較手段（Ｃｏｍｐ３）と、を備え、前記第１スイッチング素子がオンされたことに基づき前記定電流源により前記コンデンサの充電を開始し、前記第１比較手段による比較結果が変化したことに基づき前記コンデンサの放電を開始し、前記比較手段による前記コンデンサの電圧と前記基準電圧との比較の結果が変化したことに基づき計時完了とする構成とすると良い。

なお、この項目において、実施形態との対応関係を表わす符号を括弧書きで記したが、本発明はこれに制限されるものではない。

本発明に従うと、共振形コンバータにおいて、共振電流の実際の周波数に対応した所望のタイミングで第１スイッチング素子をターンオフすることができ、それにより、共振回路を構成する素子の特性の許容誤差を特別に小さくすることなく、また、動作温度が比較的大きく変化しても、常に安定した動作を得られるという効果がある。

また、全波形タイプと半波形タイプの共振形コンバータを比較した場合に、全波形タイプの方が、負荷の変動に対してスイッチング周波数の変化を小さく出来るという利点を有している一方、共振スイッチのオフタイミングの制御が難しいという欠点を有しているが、このような全波形タイプの共振形コンバータにおいて、上記の利点を減じることなく、スイッチング制御の困難さを解消することが出来るという効果がある。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明の実施の形態の電流共振形コンバータの基本構成を示す回路図、図２はこの電流共振形コンバータの制御回路を含めた全体構成を示す回路図である。
この実施の形態の電流共振形コンバータ１０は、第１スイッチング素子ＳＷ１のスイッチング動作により入力電圧Ｖｉｎを間歇的に入力してリアクトルＬにエネルギーを蓄積するとともに、この蓄積されたエネルギーに基づく電圧を平滑して負荷３１に出力電圧Ｖｏｕｔを供給するスイッチング電源装置である。さらに、共振用インダクタＬｒと共振用コンデンサＣｒとからなる共振回路が第１スイッチング素子ＳＷ１に結合され、これにより第１スイッチング素子ＳＷ１に流れる電流を共振させてソフトスイッチングを実現するものである。この共振形コンバータ１０は、共振電流が正弦波状に変化し、１回の共振期間に１周期分の正弦波状の電流波形が現れる全波形タイプの電流共振形コンバータである。

この電流共振形コンバータ１０は、図１に示すように、入力電圧Ｖｉｎの入力端子にソース端子が接続されたＰチャネルＭＯＳＦＥＴからなる第１スイッチング素子ＳＷ１と、この第１スイッチング素子ＳＷ１のドレイン端子とグランド（フレームグランド）との間に直列に接続された共振用インダクタＬｒおよび共振用コンデンサＣｒと、共振用インダクタＬｒと共振用コンデンサＣｒとの接続点と出力電圧Ｖｏｕｔの出力端子との間に接続されたエネルギー蓄積用のリアクトルＬと、リアクトルＬの出力電圧を平滑化する平滑コンデンサＣと、前記共振用コンデンサＣｒと並列に接続され第１スイッチング素子ＳＷ１のオフ期間にリアクトルＬに電流を供給する同期整流用の第２スイッチング素子（例えばＮチャネルＭＯＳＦＥＴ）ＳＷ２と、第１と第２のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２をそれぞれ駆動する駆動回路２０，２３等を備えている。

さらに、この電流共振形コンバータ１０は、図２に示すように、第１と第２のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２のスイッチング制御を行う制御回路として、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗分割して検出する検出抵抗Ｒ１１，Ｒ１２と、基準電圧を生成する定電流源１３およびツェナダイオードＺ１と、基準電圧と出力電圧Ｖｏｕｔの検出電圧との差電圧を増幅する誤差増幅回路１１と、この誤差増幅回路１１の出力に応じて発振周波数を変化させるＶＣＯ（電圧制御発振器）１２と、共振用コンデンサＣｒの電極間電圧に基づき第１スイッチング素子ＳＷ１をターンオフするタイミングを決定する第１制御回路２と、共振用コンデンサＣｒの電極間電圧に基づき第２スイッチング素子ＳＷ２をターンオンするタイミングを決定する第２制御回路３とを備えている。

上記の誤差増幅回路１１とＶＣＯ１２と検出抵抗Ｒ１１，Ｒ１２とは、出力電圧Ｖｏｕｔが所定値に保たれるように周波数変調方式により第１と第２のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２のスイッチング周期を制御するものである。

上記の第１制御回路２は、入力電圧Ｖｉｎと共振用コンデンサＣｒの電圧とを比較するヒステリシスコンパレータなどの第１比較器Ｃｏｍｐ１と、第１定電流源１５とツェナダイオードＺ１１とを直列接続してなる基準電圧生成回路と、これら基準電圧生成回路の各素子と同一構造および同一サイズに形成された第２定電流源１６およびツェナダイオードＺ１２と、このツェナダイオードＺ１２に直列に接続されたスイッチＳ１１と、第２定電流源１６とグランドとの間に接続されたコンデンサＣ１１と、このコンデンサＣ１１と並列で且つ第２定電流源１６とグランドとの間に直列に接続された第３定電流源１７およびスイッチＳ１２と、ツェナダイオードＺ１１のカソード端子の電圧（基準電圧Ｖｒｅｆ）とツェナダイオードＺ１２のカソード端子の電圧とを比較するヒステリシスコンパレータなどの第３比較器Ｃｏｍｐ３と、第１スイッチング素子ＳＷ１を駆動するタイミング信号を生成する非同期式のフリップフロップ１９と、スイッチＳ１１とスイッチＳ１２の駆動信号を生成するＮＡＮＤ回路１４およびインバータ１８等を備えている。

これらのうち、定電流源１５〜１７、コンデンサＣ１１、ツェナダイオードＺ１１，Ｚ１２、第１と第３の比較器Ｃｏｍｐ１，Ｃｏｍｐ３、ＮＡＮＤ回路１４、インバータ１８により、共振開始からコンデンサ電圧ＶＣｒが中心電位に達する期間の約２倍の期間を計時する計時回路が構成される。

フリップフロップ１９は、ＶＣＯ１２の出力がローレベルに変ったときに"１"がセットされ、第３比較器Ｃｏｍｐ３の出力がハイレベルに変ったときに"０"にリセットされるように、そのセット端子ＳにＶＣＯ１２の信号が入力され、リセット端子Ｒに第３比較器Ｃｏｍｐ３の出力に基づく信号が入力される。そして、出力端子Ｑの信号がＮＡＮＤ回路１４の一方の入力端子に出力され、反転出力端子ＮＱの信号が駆動回路２０に出力される。

第１比較器Ｃｏｍｐ１は、入力電圧Ｖｉｎを非反転入力端子に、共振用コンデンサＣｒの電圧ＶＣｒを反転入力端子に受けて、その比較結果の信号をＮＡＮＤ回路１４の他方の入力端子とインバータ１８に出力する。

第２スイッチング素子ＳＷ２のスイッチング制御を行う第２制御回路３は、共振用コンデンサＣｒの電圧ＶＣｒとグランド電位とを比較するヒステリシスコンパレータなどの第２比較器Ｃｏｍｐ２と、第２スイッチング素子ＳＷ２を駆動する信号を生成するフリップフロップ２２とから構成される。

フリップフロップ２２は、ＶＣＯ１２の出力がローレベルに変ったときに"０"にリセットされ、第２比較器Ｃｏｍｐ２の出力がハイレベルに変ったときに"１"がセットされるように、そのリセット端子ＲにＶＣＯ１２の信号が入力され、セット端子Ｓに第２比較器Ｃｏｍｐ２の出力に基づく信号が入力される。そして、出力端子Ｑの信号が駆動回路２３に出力される。

図３には、電流共振形コンバータ１０のスイッチング動作を説明するタイムチャートを示す。
この実施の形態の電流共振形コンバータ１０においては、図３に示すように、ＶＣＯ１２の出力がローレベルになると、第１制御回路２のフリップフロップ１９に"１"がセットされて第１スイッチング素子ＳＷ１がターンオンされ、且つ、第２制御回路３のフリップフロップ２２に"０"がリセットされて第２スイッチング素子ＳＷ２がターンオフされる。そして、これらにより、第１スイッチング素子ＳＷ１に電流（＝インダクタ電流ＩＬｒ）が流れ、この電流の共振が開始される。また、共振用コンデンサＣｒの電圧ＶＣｒも共振を開始する。

インダクタ電流ＩＬｒは、共振回路のインダクタンス値と容量値とにより決定される共振周波数に応じた周期で正弦波状に変化し、共振用コンデンサＣｒの電圧ＶＣｒは、上記インダクタ電流ＩＬｒとπ／２の位相分遅れて同期した正弦波状の波形で変化する。このコンデンサ電圧ＶＣｒは、入力電圧Ｖｉｎを中心電位として共振する。

フリップフロップ１９に"１"がセットされて、その出力がＮＡＮＤ回路１４に送られると、スイッチＳ１１がオンされて計時回路の第２定電流源１６によりコンデンサＣ１１の充電が開始される（タイミングＴ_０）。それより以前のＶＣＯ１２の出力がハイレベルの期間では、スイッチＳ１１がオンの状態に、且つ、スイッチＳ１２がオフの状態にされて、第３比較器Ｃｏｍｐ３の反転入力端子（ａ点）の電位は基準電圧Ｖｒｅｆとほぼ同じ電圧になっている。従って、上記の充電開始により、ａ点の電位が基準電圧Ｖｒｅｆから時間に比例して上昇する。

次に、上記コンデンサ電圧ＶＣｒが入力電圧Ｖｉｎを超えると（タイミングＴ_π／２）、これが第１比較器Ｃｏｍｐ１により検出されて、その出力に基づきスイッチＳ１１がオンされ、且つ、スイッチＳ１２がオフされる。すると、計時回路のコンデンサＣ１１から第３定電流源１７の電流（２Ｉ）と第２定電流源１６の電流（Ｉ）との差分の電流が引き抜かれ、これに伴いａ点の電位が時間に比例して下降する。ここで、コンデンサＣ１１から引き抜かれる電流は充電のときの電流と同一になるので、ａ点の電位の変化は充電時と放電時とで正負逆の向きで傾きの大きさは同じになる。

第３比較器Ｃｏｍｐ３は、ａ点の電位と基準電圧Ｖｒｅｆとを比較することにより、ａ点の電位が再び基準電圧Ｖｒｅｆになるタイミング（Ｔ_π）、すなわち、共振開始からコンデンサ電圧ＶＣｒが入力電圧Ｖｉｎとなるまでの期間の２倍の期間で出力を変化させる。そして、この第３比較器Ｃｏｍｐ３の出力により、フリップフロップ１９がリセットされて第１スイッチング素子ＳＷ１がターンオフされる。

第１スイッチング素子ＳＷ１がターンオフした後は、第１スイッチング素子ＳＷ１の内蔵ダイオードＤｉ１を通して逆方向にのみ電流が流れ、それによりインダクタ電流ＩＬｒが１周期分共振してゼロ電流で停止される。

また、第１比較器Ｃｏｍｐ１は、コンデンサ電圧ＶＣｒが再び入力電圧Ｖｉｎを下回ったときに出力をハイレベルにしてスイッチＳ１２をオフし、それによりａ点の電位は基準電圧Ｖｒｅｆに戻される。

さらに、コンデンサ電圧ＶＣｒが、共振開始より上昇下降して再びグランド電位となると（タイミングＴ_２π）、第２比較器Ｃｏｍｐ２の出力が変化してフリップフロップ２２に"１"をセットする。そして、このフリップフロップ２２の出力により、第２スイッチング素子ＳＷ２がターンオンされる。

図４には、上記電流共振形コンバータ１０において負荷電流が流れている場合のスイッチング動作を説明するタイムチャートを示す。
図４に示すように、負荷電流が比較的大きくなってくると、第１スイッチング素子ＳＷ１がオンされて電流共振が開始されたときに、共振用コンデンサＣｒはリアクトルＬの起電力の影響ですぐに充電が開始されず、そのコンデンサ電圧ＶＣｒは位相が少し遅れて共振する。

さらに、第１スイッチング素子ＳＷ１に流れるインダクタ電流ＩＬｒは、コンデンサ電圧ＶＣｒの位相が遅れた分、同様に共振波形の位相が遅れる方に少しずれる。また、共振波形の中心電流はゼロより大きな値（Ｉｏ）となる。

この実施の形態の電流共振形コンバータ１０においては、このように負荷電流が比較的大きくなったときでも、第１制御回路２により、タイミングＴ_０において第１スイッチング素子ＳＷ１がオンされて共振動作が開始された後、コンデンサ電圧ＶＣｒが入力電圧Ｖｉｎを超えたタイミング（Ｔ_１）が検出され、その２倍の期間（タイミングＴ_２）で第１スイッチング素子ＳＷ１がオフされる。
従って、第１スイッチング素子ＳＷ１は該素子ＳＷ１に流れる電流がゼロ又は逆電流となっているタイミングでターンオフされることとなる。

以上のように、この実施の形態の電流共振形コンバータ１０によれば、共振用インダクタＬｒのインダクタンス値や共振用コンデンサＣｒの容量値にバラツキがあったり、これらの値が温度特性により変化した場合でも、実際の共振周波数に応じて所望のタイミングで第１スイッチング素子ＳＷ１や第２スイッチング素子ＳＷ２のスイッチング制御を行うことが出来る。従って、構成素子の許容誤差を特別小さくすることなく、また、動作温度が比較的大きく変化しても、常に安定した動作が得られ、いわゆるソフトスイッチングによりスイッチング損失やスイッチングノイズを低減したスイッチング電源装置を実現することが出来る。

また、全波形タイプと半波形タイプの共振形コンバータを比較した場合、一般に、全波形タイプの方が、負荷変動に対してスイッチング周波数の変化を小さく出来るという利点を有している一方、共振スイッチのオフタイミングの制御が難しいという欠点を有していたが、上記実施の形態の電流共振形コンバータ１０によれば、全波形タイプの共振形コンバータにおいて上記の利点を減じることなく、スイッチング制御の困難さを解消することが出来るという効果がある。

なお、本発明は、上記実施の形態に限られるものではなく、様々な変形が可能である。図５には、本発明に係る電流共振形コンバータの基本構成のバリエーションを示す。図中（ａ）は降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ、（ｂ）は昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ、（ｃ）昇降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータあり、図１と対応する構成については同一の符号を付している。

すなわち、Ｖｉｎは入力電圧、Ｖｏｕｔは出力電圧、Ｌは電気エネルギーを蓄積するリアクトル、ＳＷ１はリアクトルＬに入力電圧Ｖｉｎを間歇的に供給するスイッチング素子，ＳＷ２は同期整流用のスイッチング素子、Ｌｒは共振用インダクタ、Ｃｒは共振用コンデンサ、Ｃは平滑コンデンサ、３１は負荷である。

本発明の電流共振形コンバータは、図１や図５（ａ）に示すような降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータに限られず、図５（ｂ）に示すような昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ、或いは、図５（ｃ）に示すような昇降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータにも同様に適用することが出来る。

すなわち、図５（ｂ）や図５（ｃ）の基本構成に、図２と同様の制御回路を付加してスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２の制御を行わせるように構成すれば良い。但し、図５（ａ）〜（ｃ）の各構成では共振する共振用コンデンサＣｒの電極間電圧の中心電位がそれぞれ異なるため、第１比較器Ｃｏｍｐ１に入力する比較基準電圧を各構成に応じて変更する必要がある。

具体的には、図１や図５（ａ）の降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータでは上記中心電位は入力電圧Ｖｉｎとなるため、入力電圧Ｖｉｎを比較基準電圧として第１比較器Ｃｏｍｐ１に入力している。これに対して、図５（ｂ）の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、上記中心電位は出力電圧Ｖｏｕｔとなるため、この出力電圧Ｖｏｕｔを比較基準電圧として入力する。また、図５（ｃ）の昇降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータでは、中心電位は入力電圧Ｖｉｎと負の出力電圧Ｖｏｕｔとを加算した電圧となるため、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔからこの加算電圧を生成して比較基準電圧として入力して構成する。

また、上記の実施の形態では、非絶縁型のコンバータを例示しているが、トランスを介して電力を出力側に供給する絶縁型のコンバータに対しても本発明を同様に適用することが出来る。また、第１スイッチング素子と直列にダイオードを接続して第１スイッチング素子に逆電流が流れないようにした半波形タイプの電流共振形コンバータに対しても本発明を同様に適用することが出来る。

その他、実施の形態で具体的に示した細部構成は、発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能である。

本発明の実施の形態の電流共振形コンバータの基本構成を示す回路図である。 実施の形態の電流共振形コンバータの制御回路を示す回路図である。 実施の形態の電流共振形コンバータのスイッチング動作を示すタイムチャートである。 負荷電流が流れている場合のスイッチング動作を示すタイムチャートである。 本発明に係る電流共振形コンバータの基本構成のバリエーションを示すもので、（ａ）は降圧形コンバータ、（ｂ）は昇圧形コンバータ、（ｃ）昇降圧形コンバータある。 従来の電流共振形コンバータを示す回路図である。 従来の電流共振形コンバータのスイッチング動作を示すタイムチャートである。

符号の説明

１０ 電流共振形コンバータ
１１ 誤差増幅回路
１２ ＶＣＯ
１９，２２ フリップフロップ
ＳＷ１ 第１スイッチング素子
ＳＷ２ 第２スイッチング素子
Ｌ リアクトル
Ｃ 平滑コンデンサ
Ｌｒ 共振用インダクタ
Ｃｒ 共振用コンデンサ
Ｃｏｍｐ１ 第１比較器
Ｃｏｍｐ２ 第２比較器
Ｃｏｍｐ３ 第３比較器
１５〜１７ 定電流源
Ｃ１１ 計時回路のコンデンサ
Ｚ１１，Ｚ１２ ツェナダイオード
Ｓ１１，Ｓ１２ スイッチ
Ｖｉｎ 入力電圧
Ｖｏｕｔ 出力電圧

Claims (11)

1. 第１スイッチング素子のオン・オフにより入力電圧から間歇的に電力を取り込んで、この電力に基づき出力電圧を生成するとともに、共振用インダクタと共振用コンデンサとを有する共振回路が前記第１スイッチング素子に結合されて該第１スイッチング素子に流れる電流が共振するようにされた共振形コンバータにおいて、
   前記共振用コンデンサの電圧に基づき前記第１スイッチング素子に流れる電流がゼロ電流或いは逆方向電流となる第１のタイミングを検出する検出回路を備え、
   前記検出回路の検出出力に基づいて前記第１スイッチング素子をオフするように構成されていることを特徴とする共振形コンバータ。
2. 前記検出回路は、
   前記共振用コンデンサの共振電圧の中心電位となる第１電圧と当該共振用コンデンサの電圧とを比較する第１比較器と、
   前記第１スイッチング素子がオンされた第２のタイミングから前記第１比較器による比較結果が変化した第３のタイミングまでの所定倍の期間を計時する計時手段と、を備え、
   前記計時手段の計時結果に基づいて前記第１のタイミングを検出することを特徴とする請求項１に記載の共振形コンバータ。
3. 前記第１スイッチング素子と前記共振用インダクタと前記共振用コンデンサとが、前記入力電圧の入力端子と該入力電圧の基準電位が印加される端子との間に直列に接続された降圧形の共振形コンバータであって、
   前記第１比較器で比較される前記第１電圧は前記入力電圧であることを特徴とする請求項２に記載の共振形コンバータ。
4. 前記第１スイッチング素子と前記共振用インダクタと前記共振用コンデンサとが、出力電圧の出力端子と該出力電圧の基準電位が印加される端子との間に直列に接続された昇圧形の共振形コンバータであって、
   前記第１比較器で比較される前記第１電圧は前記出力電圧であることを特徴とする請求項２に記載の共振形コンバータ。
5. 前記第１スイッチング素子と前記共振用インダクタと前記共振用コンデンサとが、前記入力電圧の入力端子と出力電圧の出力端子との間に直列に接続された昇降圧形の共振形コンバータであって、
   前記第１比較器で比較される前記第１電圧は前記入力電圧と前記出力電圧とを加算した電圧であることを特徴とする請求項２に記載の共振形コンバータ。
6. 前記計時手段は、
   コンデンサと、
   該コンデンサに充電と放電を行う１個又は複数の定電流源と、
   前記コンデンサの電圧と所定の基準電圧とを比較する比較手段と、を備え、
   前記第１スイッチング素子がオンされたことに基づき前記定電流源により前記コンデンサの充電を開始し、前記第１比較手段による比較結果が変化したことに基づき前記コンデンサの放電を開始し、前記比較手段による前記コンデンサの電圧と前記基準電圧との比較の結果が変化したことに基づき計時完了とすることを特徴とする請求項２〜５の何れかに記載の共振形コンバータ。
7. 前記第１スイッチング素子がオフの期間にオンされて出力側に電流を供給する同期整流用の第２スイッチング素子を備え、
   前記共振用コンデンサの電圧に基づいて前記第２スイッチング素子をターンオンさせることを特徴とする請求項１〜６の何れかに記載の共振形コンバータ。
8. 前記第１スイッチング素子と直列に該第１スイッチング素子に逆電流が流れるのを防止するダイオードが接続されていない全波形タイプであることを特徴とする請求項１〜７の何れかに記載の共振形コンバータ。
9. 電気エネルギーを蓄積するリアクトルと、
   スイッチング動作により入力電圧をリアクトルに供給して電気エネルギーを蓄積させる第１電界効果トランジスタと、
   リアクトルに蓄積された電気エネルギーに基づく電圧を平滑して出力する平滑回路と、
   前記第１電界効果トランジスタに流れる電流が共振するように該第１電界効果トランジスタに接続された共振用インダクタおよび共振用コンデンサからなる共振回路と、
   前記第１電界効果トランジスタのスイッチングを開始させるタイミング信号を出力するとともに出力電圧又は出力電流の検出値に基づきこのタイミング信号の周波数を変化させる周波数変調回路と、
   前記共振用コンデンサの電圧と前記入力電圧とを比較する第１比較器と、
   前記タイミング信号の出力タイミングから前記第１比較器の出力が変化するタイミングまでの所定倍の期間を計時する計時回路と、
   前記タイミング信号の出力に基づき前記第１電界効果トランジスタをオンさせて前記計時回路の計時完了に基づき当該第１電界効果トランジスタをオフさせる第１論理回路と、
   を備えていることを特徴とする共振形コンバータ。
10. 前記第１電界効果トランジスタがオフの期間に前記リアクトルへ電流を供給する同期整流用の第２電界効果トランジスタと、
    前記共振用コンデンサの電圧とグランド電位とを比較する第２比較器と、
    前記タイミング信号の出力に基づき前記第２電界効果トランジスタをオフさせて前記第２比較器の出力が変化したことに基づき当該第２電界効果トランジスタをオンさせる第２論理回路と、
    を備えていることを特徴とする請求項９に記載の共振形コンバータ。
11. 前記計時回路は、
    互いに同一の第１電流を流す第１定電流源および第２定電流源と、
    前記第１定電圧源に直列に接続された第１ツェナダイオードと、
    前記第２定電流源に直列に接続された第２ツェナダイオードおよび第１スイッチと、
    前記第２ツェナダイオードおよび第１スイッチと並列に接続されたコンデンサと、
    当該コンデンサから前記第１電流の２倍の電流を引き抜く第３定電流源と、
    前記第３定電流源の電流パスを切断／導通させる第２スイッチと、
    前記第１ツェナダイオードのカソード電圧と前記コンデンサの電圧とを比較する第３比較器とを備え、
    前記タイミング信号の出力タイミングから前記第１比較器の出力が変化するタイミングまで前記第１スイッチがオフされて前記第２定電流源の電流により前記コンデンサが充電され、前記第１比較器の出力が変化したタイミングから前記第２スイッチがオンされて前記第３定電流源と前記第２定電流源の差電流が前記コンデンサから引き抜かれるとともに、前記第３比較器の比較結果の変化により計時完了の信号が出力されることを特徴とする請求項９又は１０に記載の共振形コンバータ。

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