JP2011019371A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】トランスの高周波化による小型化及びノイズを低減することができるＤＣ−ＤＣコンバータ。
【解決手段】直流電源Vinの両端に接続され且つ直列に接続された複数のスイッチ素子Q1,Q2と、複数のスイッチ素子を一定の発振周波数信号で交互にオン／オフさせる第１制御回路10aと、複数のスイッチ素子の接続点と直流電源の一端とに接続され、トランスTの１次巻線PとコンデンサCriとが直列に接続された直列回路と、トランスの２次巻線S1,S2に発生する電圧を整流及び平滑して直流電圧を取り出す整流平滑回路D1,D2,Coと、トランスの１次巻線又は２次巻線の両端に接続された制御用スイッチ素子Q3と、制御用スイッチ素子をオン／オフさせることにより直流電圧を所定電圧に制御する第２制御回路30とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特にＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧制御に関する。

図１０は従来のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。図１０に示すＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する。まず、直流電源Ｖｉｎの電圧が印加されると、図示しない起動回路により制御回路１０が動作を開始する。制御回路１０は、発振回路１１、Ｄ型フリップフロップ回路１３、デットタイム生成回路１４，１５、レベルシフト回路１６、バッファ回路１７，１８を有し、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とをデットタイムを有して交互にオン・オフさせる。

スイッチ素子Ｑ２がオンすると、Ｖｉｎ→Ｑ２→Ｌr→Ｐ→Ｃｒｉ→Ｖｉｎの経路で電流が流れる。この電流は、トランスＴの１次側の励磁インダクタンスＬｐに流れる励磁電流と、１次巻線Ｐ、２次巻線Ｓ２、ダイオードＤ２、コンデンサＣｏを介して出力端子＋Ｖｏ及び−Ｖｏから負荷へ供給される負荷電流との合成電流となる。前者の電流は、（リアクトルＬr＋励磁インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣｒｉとの正弦波状の共振電流となり、スイッチ素子Ｑ２のオン期間に比べて低い共振周波数とするため、正弦波の一部が三角波状の電流として観測される。後者の電流は、リアクトルＬrと電流共振コンデンサＣｒｉとの共振要素が現れた正弦波状の共振電流となる。

スイッチ素子Ｑ２がオフすると、トランスＴに蓄えられた励磁電流のエネルギーにより、（リアクトルＬr＋励磁インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣｒｉ、電圧共振コンデンサＣｒｖによる電圧疑似共振が発生する。このとき、小さい容量の電圧共振コンデンサＣｒｖによる共振周波数がスイッチ素子Ｑ１およびスイッチ素子Ｑ２の両端電圧として観測される。即ち、スイッチ素子Ｑ２の電流は、スイッチ素子Ｑ２のオフと共に電圧共振コンデンサＣｒｖに移る。電圧共振コンデンサＣｒｖがゼロボルトまで放電されると、ダイオードＤ８に電流が移行する。これは、トランスＴに蓄えられた励磁電流によるエネルギーがダイオードＤ８を介して電流共振コンデンサＣｒｉを充電する。この期間にスイッチ素子Ｑ１をオンさせることでスイッチ素子Ｑ１のゼロボルトスイッチが可能となる。

スイッチ素子Ｑ１がオンすると、電流共振コンデンサＣｒｉを電源として、Ｃｒｉ→Ｐ→Ｌｒ→Ｑ１→Ｃｒｉの経路で電流が流れる。この電流は、トランスＴの励磁インダクタンスＬｐに流れる励磁電流と、１次巻線Ｐ、２次巻線Ｓ１、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣｏを介して出力端子＋Ｖｏ及び−Ｖｏから負荷へ供給される負荷電流との合成電流となる。前者の電流は、（リアクトルＬr＋励磁インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣｒｉの正弦波状の共振電流となり、スイッチ素子Ｑ１のオン期間に比べて低い共振周波数とするため、正弦波の一部が三角波状の電流として観測される。後者の電流は、リアクトルＬrと電流共振コンデンサＣｒｉとの共振要素が現れた正弦波状の共振電流となる。

スイッチ素子Ｑ１がオフすると、トランスＴに蓄えられた励磁電流のエネルギーにより、（リアクトルＬr＋励磁インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣｒｉ、電圧共振コンデンサＣｒｖによる電圧疑似共振が発生する。このとき、小さい容量の電圧共振コンデンサＣｒｖによる共振周波数がスイッチ素子Ｑ１およびスイッチ素子Ｑ２の両端電圧として観測される。即ち、スイッチ素子Ｑ１の電流は、スイッチ素子Ｑ１のオフと共に電圧共振コンデンサＣｒｖに移る。電圧共振コンデンサＣｒｖが直流電源Ｖｉｎの電圧まで充電されると、ダイオードＤ９に電流が移行する。これは、トランスＴに蓄えられた励磁電流によるエネルギがダイオードＤ９を介して直流電源Ｖｉｎに回生される。この期間にスイッチ素子Ｑ２をオンさせることでスイッチ素子Ｑ２のゼロボルトスイッチが可能となる。

図１１（ａ）は直流電源Ｖｉｎの電圧が３００Ｖで１００％負荷（重負荷）の波形図、図１１（ｂ）は直流電源Ｖｉｎの電圧が４００Ｖで１００％負荷の波形図である。図１１（ａ）と図１１（ｂ）とを比較すると、電流共振コンデンサＣｒｉに流れる共振電流Ｉｃｒｉは、入力電圧の大小に関係なくほぼ一定である。但し、入力電圧が低い場合には、周波数が低下し、励磁電流が大きくなっている。この励磁電流の一部は昇圧エネルギーとしてリアクトルＬｒに蓄えられて出力電圧上昇に大きく寄与する。スイッチング周波数を制御することにより出力電圧を制御することができる。出力電圧検出回路２０によって出力電圧が検出され、検出された出力電圧はフォトカプラＰＣを介して一次側の制御回路１０のフィードバック端子（ＦＢ端子）に送られ、出力電圧に応じて発振回路１１の発振周波数が調整される。なお、図１２（ａ）は直流電源Ｖｉｎの電圧が３００Ｖで０％負荷（無負荷）の波形図、図１２（ｂ）は直流電源Ｖｉｎの電圧が４００Ｖで０％負荷の波形図である。

図１３は出力電力比とスイッチング周波数の関係を示す図である。図１３からわかるように、重負荷時と無負荷時とでは、４０ｋＨｚ〜１６０ｋＨｚ程度のおおよそ４倍の周波数変動が必要である。近年、ＤＣ−ＤＣコンバータは小型化するために高周波化されている。特に、この種の共振型のＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチングロスが少なく高周波化に適した回路である。

なお、従来の技術の関連技術として、例えば特許文献１に記載された電流共振型コンバータ装置が知られている。

特開２００５−３９９７５号公報

しかしながら、最大電力時の周波数に対して、無負荷時には、４倍くらい高い周波数が必要であるため、共振型のＤＣ−ＤＣコンバータでも周波数上昇に対応できない。例えば、２ＭＨｚで回路を設計した場合、最大周波数は８ＭＨｚとなってしまう。このため、スイッチ素子のドライブ電力と制御回路の電力損失などを考慮すると、実用できない。この場合、最大周波数を２ＭＨｚとし、最低周波数を５００ｋＨｚ程度で用いなければならなかった。

また、周波数が上記のように高い周波数になると、ラジオ放送の周波数帯域を跨ぐため、ＥＭＣ対策が厳しくなる。

本発明は、トランスの高周波化による小型化及びノイズを低減することができるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明は、直流電源の両端に接続され且つ直列に接続された複数のスイッチ素子と、前記複数のスイッチ素子を一定の発振周波数信号で交互にオン／オフさせる第１制御回路と、前記複数のスイッチ素子の接続点と前記直流電源の一端とに接続され、トランスの１次巻線とコンデンサとが直列に接続された直列回路と、前記トランスの２次巻線に発生する電圧を整流及び平滑して直流電圧を取り出す整流平滑回路と、前記トランスの前記１次巻線又は前記２次巻線の両端に接続された制御用スイッチ素子と、前記制御用スイッチ素子をオン／オフさせることにより前記直流電圧を所定電圧に制御する第２制御回路とを備えることを特徴とする。

本発明によれば、第１制御回路の発振周波数信号の周波数が固定周波数であるので、周波数変動がなく、容易にトランスを高周波化することができる。このため、トランスの高周波化による小型化及びノイズを低減することができるＤＣ−ＤＣコンバータを提供できる。

本発明の実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。 本発明の実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路３０の詳細を示す回路図である。 本発明の実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路３０の各部の波形図である。 本発明の実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータの各部の波形図である。 本発明の実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータの各部の波形図である。 本発明の実施例２のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。 本発明の実施例３のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。 本発明の実施例４のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。 本発明の実施例５のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。 従来のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。 従来のＤＣ−ＤＣコンバータの各部の波形図である。 従来のＤＣ−ＤＣコンバータの各部の波形図である。 従来のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電力比と発振周波数との関係を示す図である。

以下、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は本発明の実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。図１に示す実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータは、図１０に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバータに対して、制御回路１０に代えて制御回路１０ａを設け、ダイオードＤ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６，Ｄ７、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ素子Ｑ３、スイッチ素子Ｑ３の制御信号を生成する制御回路３０を設けたことを特徴とする。また、電圧検出回路２０の出力に接続される図１０のフォトカプラＰＣを削除し、電圧検出回路２０の出力を制御回路３０に接続したことを特徴とする。このため、制御回路１０ａにはＦＢ端子は削除されている。

以下、各部の構成について詳細を説明する。直流電源Ｖｉｎの両端には、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ素子Ｑ１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ素子Ｑ２との直列回路が接続されている。スイッチ素子Ｑ１のドレイン−ソース間にはダイオードＤ８が接続され、スイッチ素子Ｑ２のドレイン−ソース間にはダイオードＤ９が接続されている。ダイオードＤ８，Ｄ９は、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の寄生ダイオードでも良い。スイッチ素子Ｑ１のドレイン−ソース間には、リアクトルＬｒとトランスＴの１次巻線Ｐと電流共振コンデンサＣｒｉとの直列回路が接続されるとともに、電圧共振コンデンサＣｒｖが接続されている。

トランスＴの２次巻線Ｓ１と２次巻線Ｓ２とは、直列に接続され、２次巻線Ｓ１の一端にはダイオードＤ１，Ｄ３，Ｄ５のアノードが接続され、２次巻線Ｓ２の一端にはダイオードＤ２，Ｄ４，Ｄ６のアノードが接続されている。ダイオードＤ１のカソードとダイオードＤ２のカソードとは平滑コンデンサＣｏの一端と出力端子＋Ｖｏと電圧検出回路２０の一端とに接続されている。

電圧検出回路２０は、平滑コンデンサＣｏの両端電圧を検出し、検出された電圧を制御回路３０のＦＢ端子に出力する。タイミング検出用のダイオードＤ５，Ｄ６のカソードは制御回路３０のＴＳ端子に接続されている。ダイオードＤ３，Ｄ４のカソードはダイオードＤ７のカソードとスイッチ素子Ｑ３のドレインとに接続されている。スイッチ素子Ｑ３のゲートは制御回路３０のＣＧ端子に接続されている。

ダイオードＤ７のアノードとスイッチ素子Ｑ３のソースとは、２次巻線Ｓ１と２次巻線Ｓ２との接続点と制御回路３０のＣＳ端子と平滑コンデンサＣｏの他端と出力端子−Ｖｏと電圧検出回路２０の他端に接続されている。

制御回路１０ａは、発振回路１１ａによる固定周波数によりスイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とをオン・オフさせる。制御回路１０ａは、発振回路１１ａ、Ｄ型フリップフロップ回路１３、デットタイム生成回路１４，１５、レベルシフト回路１６、バッファ回路１７，１８を有する。

発振回路１１ａは、一定の発振周波数信号（固定周波数の信号）を発振して出力する。Ｄ型フリップフロップ回路１３は、発振回路１１ａからの発振周波数信号に基づき、それぞれがデューティ５０％で交互にオン・オフする第１パルス信号及び第２パルス信号を生成する。

デットタイム生成回路１４は、第１パルス信号に対して第１デットタイムだけ遅延させてバッファ回路１７を介してローサイド側のスイッチ素子Ｑ１にゲートドライブ信号として出力する。デットタイム生成回路１５は、第２パルス信号に対して第２デットタイムだけ遅延させてレベルシフト回路１６とバッファ回路１８とを介してハイサイド側のスイッチ素子Ｑ２にゲートドライブ信号として出力する。

図２は本発明の実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路３０の詳細を示す回路図である。制御回路３０は、バッファ回路３１、コンパレータ３２、ＲＳフリップフロップ回路からなるＦＦ回路３３、ドライブ回路３４、抵抗Ｒ１，Ｒ２、ダイオードＤｉ、コンデンサＣｔを有する。バッファ回路３１の入力端子は、ＴＳ端子に接続され、バッファ回路３１の出力端子は、ＦＦ回路３３のセット端子（Ｓ端子）に接続されている。

ＦＦ回路３３の出力端子Ｑは、抵抗Ｒ１の一端とダイオードＤｉのカソードとドライブ回路３４の入力端子とに接続されている。ＦＢ端子はコンパレータ３２の反転入力端子に接続され、コンパレータ３２の非反転入力端子は、抵抗Ｒ１の他端とダイオードＤｉのアノードに接続された抵抗Ｒ２の一端とコンデンサＣｔの一端とに接続されている。コンデンサＣｔの他端及びＣＳ端子は接地されている。コンパレータ３２の出力端子はＦＦ回路３３のリセット端子（Ｒ端子）に接続されている。

次に、図２に示す制御回路３０の動作を図３のタイミングチャートを参照しながら説明する。まず、制御回路３０は、ダイオードＤ５，Ｄ６によりトランスＴを介して１次側の発振回路１１ａの発振周波数を読み取り、ＴＳ端子を介して発振周波数信号Ａとしてバッアァ回路３１に入力する。バッファ回路３１は、発振周波数信号Ａがしきい値Ｖｔｈ以下のときＬレベルで、発振周波数信号Ａがしきい値Ｖｔｈを越えているときＨレベルとするパルス信号Ｂに変換する。

ＦＦ回路３３は、バッファ回路３１からのパルス信号Ｂが立ち上がりエッジのとき（例えば時刻ｔ２、ｔ５、ｔ８）、セットされ、出力端子ＱからＨレベルの信号Ｃ／Ｄが出力される。すると、コンデンサＣｔが抵抗Ｒ１を介して徐々に充電されて、コンデンサＣｔの電圧Ｅが直線的に増加する。

コンデンサＣｔの電圧ＥとＦＢ端子Ｆの電圧とが等しくなると（例えば時刻ｔ３、ｔ６、ｔ９）、コンパレータ３２の出力Ｇは、Ｈレベルとなる。このＨレベルがＦＦ回路３３のリセット端子Ｒに入力されるので、ＦＦ回路３３は、リセットされて、出力端子ＱはＬレベルとなる。このため、コンデンサＣｔの電荷が抵抗Ｒ１を介して放電される。また、ＦＦ回路３３の出力は、ドライブ回路３４を介してスイッチ素子Ｑ３のオンオフ信号となる。

従って、１次側の発振回路１１ａの発振周波数信号の周波数に同期して、スイッチ素子Ｑ３をオンさせて、ＦＢ端子からの、出力電圧Ｖｏに応じたフィードバック信号（ＦＢ信号）によって、スイッチ素子Ｑ３をオフさせる。このため、スイッチ素子Ｑ３は、１次側の発振回路１１ａの発振周波数に同期したＰＷＭ制御が行われる。

次にこのように構成された実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する。まず、直流電源Ｖｉｎの電圧が印加されると、図示しない起動回路により制御回路１０ａが動作を開始する。制御回路１０ａは、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とをデットタイムを有して交互にオン・オフさせる。

スイッチ素子Ｑ２がオンすると、Ｖｉｎ→Ｑ２→Ｌr→Ｐ→Ｃｒｉ→Ｖｉｎの経路で電流が流れる。この電流は、トランスＴの１次側の励磁インダクタンスＬｐに流れる励磁電流（一番目の電流）と、スイッチ素子Ｑ３がオンしている期間に１次巻線Ｐ、２次巻線Ｓ２、ダイオードＤ４、スイッチ素子Ｑ３を介して流れる２次巻線Ｓ２のショート電流（二番目の電流）と、スイッチ素子Ｑ３がオフしている期間に１次巻線Ｐ、２次巻線Ｓ２、ダイオードＤ２、コンデンサＣｏを介して出力端子＋Ｖｏ及び−Ｖｏから負荷へ供給される負荷電流（三番目の電流）との合成電流となる。

即ち、一番目の電流は、（リアクトルＬr＋励磁インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣｒｉとの正弦波状の共振電流となり、スイッチ素子Ｑ２のオン期間に比べて低い共振周波数とするため、正弦波の一部が三角波状の電流として観測される。

二番目の電流は、２次巻線Ｓ２がショートされているので、リアクトルＬrと電流共振コンデンサＣｒｉとの共振要素が現われた正弦波状の共振電流となる。但し、このときの１次巻線Ｐの電圧は、０Ｖであるので、比較的大きな電圧がリアクトルＬｒに印加されるため、急峻な共振電流波形となる。第３番目の電流は、リアクトルＬrと電流共振コンデンサＣｒｉとの共振要素が現れた正弦波状の共振電流となる。

スイッチ素子Ｑ２がオフすると、トランスＴに蓄えられた励磁電流のエネルギーにより、（リアクトルＬr＋励磁インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣｒｉ、電圧共振コンデンサＣｒｖによる電圧疑似共振が発生する。このとき、小さい容量の電圧共振コンデンサＣｒｖによる共振周波数がスイッチ素子Ｑ１およびスイッチ素子Ｑ２の両端電圧として観測される。即ち、スイッチ素子Ｑ２の電流は、スイッチ素子Ｑ２のオフと共に電圧共振コンデンサＣｒｖに移る。電圧共振コンデンサＣｒｖがゼロボルトまで放電されると、ダイオードＤ８に電流が移行する。これは、トランスＴに蓄えられた励磁電流によるエネルギーがダイオードＤ８を介して電流共振コンデンサＣｒｉを充電する。この期間にスイッチ素子Ｑ１をオンさせることでスイッチ素子Ｑ１のゼロボルトスイッチが可能となる。

スイッチ素子Ｑ１がオンすると、電流共振コンデンサＣｒｉを電源として、Ｃｒｉ→Ｐ→Ｌｒ→Ｑ１→Ｃｒｉの経路で電流が流れる。この電流は、トランスＴの励磁インダクタンスＬｐに流れる励磁電流（一番目の電流）と、スイッチ素子Ｑ３がオンしている期間に１次巻線Ｐ、２次巻線Ｓ１、ダイオードＤ３、スイッチ素子Ｑ３を介して流れる２次巻線Ｓ１のショート電流（二番目の電流）と、スイッチ素子Ｑ３がオフしている期間に１次巻線Ｐ、２次巻線Ｓ１、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣｏを介して出力端子＋Ｖｏ及び−Ｖｏから負荷へ供給される負荷電流（三番目の電流）との合成電流となる。

即ち、一番目の電流は、（リアクトルＬr＋励磁インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣｒｉとの正弦波状の共振電流となり、スイッチ素子Ｑ１のオン期間に比べて低い共振周波数とするため、正弦波の一部が三角波状の電流として観測される。

二番目の電流は、２次巻線Ｓ１がショートされているので、リアクトルＬrと電流共振コンデンサＣｒｉとの共振要素が現われた正弦波状の共振電流となる。但し、このときの１次巻線Ｐの電圧は、０Ｖであるので、比較的大きな電圧がリアクトルＬｒに印加されるため、急峻な共振電流波形となる。第３番目の電流は、リアクトルＬrと電流共振コンデンサＣｒｉとの共振要素が現れた正弦波状の共振電流となる。

スイッチ素子Ｑ１がオフすると、トランスＴに蓄えられた励磁電流のエネルギーにより、（リアクトルＬr＋励磁インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣｒｉ、電圧共振コンデンサＣｒｖによる電圧疑似共振が発生する。このとき、小さい容量の電圧共振コンデンサＣｒｖによる共振周波数がスイッチ素子Ｑ１およびスイッチ素子Ｑ２の両端電圧として観測される。即ち、スイッチ素子Ｑ１の電流は、スイッチ素子Ｑ１のオフと共に電圧共振コンデンサＣｒｖに移る。電圧共振コンデンサＣｒｖが直流電源Ｖｉｎの電圧まで充電されると、ダイオードＤ９に電流が移行する。これは、トランスＴに蓄えられた励磁電流によるエネルギがダイオードＤ９を介して直流電源Ｖｉｎに回生される。この期間にスイッチ素子Ｑ２をオンさせることでスイッチ素子Ｑ２のゼロボルトスイッチが可能となる。

図４（ａ）に直流電源Ｖｉｎの電圧が３００Ｖで１００％負荷（重負荷）の波形図を示し、図４（ｂ）に直流電源Ｖｉｎの電圧が４００Ｖで１００％負荷の波形図を示す。図５（ａ）に直流電源Ｖｉｎの電圧が３００Ｖで０％負荷（無負荷）の波形図を示し、図５（ｂ）に直流電源Ｖｉｎの電圧が４００Ｖで０％負荷の波形図を示す。なお、図４（ａ）〜図５（ｂ）において、ＶQ1はスイッチ素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧、ＩQ1はスイッチ素子Ｑ１のドレイン電流、ＶQ2はスイッチ素子Ｑ２のドレイン−ソース間電圧、ＩQ2はスイッチ素子Ｑ２のドレイン電流、ＶQ3はスイッチ素子Ｑ３のドレイン−ソース間電圧、ＩQ3はスイッチ素子Ｑ３のドレイン電流である。

実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータでは、一次側の発振回路１１ａの発振周波数が固定であるため、入力電圧が低下した場合には、出力電圧を昇圧させる必要がある。実施例１では、スイッチ素子Ｑ３がオンオフすることで、昇圧動作を行う。即ち、スイッチ素子Ｑ３がオンすることで、トランスＴを介してリアクトルＬｒに昇圧エネルギーが蓄えられる。

スイッチ素子Ｑ３がオフすると、リアクトルＬｒに蓄積されたエネルギーが電圧として現われて昇圧動作が行われる。スイッチ素子Ｑ３のオン時間をＦＢ端子からのＦＢ信号によりＰＷＭ制御することにより、出力電圧Ｖｏを一定電圧に制御することができる。

このように実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、発振回路１１ａが固定周波数を用いているので、周波数変動がなく、容易にトランスを高周波化することができる。このため、トランスの高周波化による小型化及びノイズを低減することができる。

なお、近年、商用電源に発生する高周波電流抑制のために、ＤＣ−ＤＣコンバータの前段に力率改善コンバータを設けることが多い。力率改善コンバータの後段に実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータを設けた場合、力率改善コンバータの出力は、ほぼ一定である。このため、実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータは必要以上の昇圧動作は不要となり、スイッチ素子Ｑ３はほとんどオンしない。従って、不要な昇圧動作が行われず非常に効率の良いＤＣ−ＤＣコンバータを構成できる。

即ち、瞬時停電時に入力電圧が低下した場合のみ、スイッチ素子Ｑ３をオンオフさせて、昇圧動作を行えば良く、定常動作時の効率を高く維持することができる。

図６は本発明の実施例２のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。図６に示す実施例２のＤＣ−ＤＣコンバータは、図１０に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバータに対して、１次巻線Ｐ及び２次巻線Ｓ１，Ｓ２に電磁結合する制御巻線Ｌｃ（３次巻線に対応）、制御巻線Ｌｃの両端に端子ａ，ｂが接続されるダイオードブリッジＤＢ、ダイオードブリッジＤＢの端子ｃ，ｄにドレイン−ソース間が接続されるスイッチ素子Ｑ３、スイッチ素子Ｑ３のドレイン−ソース間に接続されたダイオードＤ７、制御回路３０、抵抗Ｒ３を設けている。

制御回路３０は、ＴＳ端子が発振回路１１ａに接続され、ＦＢ端子がフォトカプラＰＣのフォトトランジスタに接続され、ＣＧ端子がスイッチ素子Ｑ３のゲートに接続され、ＣＳ端子がスイッチ素子Ｑ３のソースとダイオードＤ７のアノードとフォトカプラＰＣのフォトトランジスタのエミッタとダイオードブリッジＤＢの端子ｄとに接続されている。ＦＢ端子には電源Ｖｃｃから抵抗Ｒ３を介して電圧が印加されている。ＦＢ信号は、電圧検出回路２０からフォトカプラＰＣを介して制御回路３０のＦＢ端子に入力される。

このように構成された実施例２のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、制御回路３０は、発振回路１１ａから固定周波数の発振周波数信号を入力してパルス信号を生成し、電圧検出回路２０からフォトカプラＰＣを介してＦＢ端子にＦＢ信号を入力し、パルス信号とＦＢ信号とに基づいてスイッチ素子Ｑ３をＰＷＭ制御する。従って、実施例２においても実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータの効果と同様な効果が得られる。

図７は本発明の実施例３のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。図７に示す実施例３のＤＣ−ＤＣコンバータは、図６に示す実施例２のＤＣ−ＤＣコンバータに対して、制御巻線Ｌｃを削除し、ダイオードブリッジＤＢの端子ａ，ｂをトランスＴの１次巻線Ｐの両端に接続したことを特徴とする。

このような実施例３のＤＣ−ＤＣコンバータによっても、実施例２のＤＣ−ＤＣコンバータの効果と同様な効果が得られる。

図８は本発明の実施例４のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。図８に示す実施例４のＤＣ−ＤＣコンバータは、図１に示す実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータに対して、ダイオードＤ４とダイオードＤ３との間に設けられたスイッチ素子Ｑ３に代えて、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ素子Ｑ３ＡとＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ素子Ｑ３Ｂとの直列回路を設けたことを特徴とする。

即ち、ダイオードＤ４のカソードにはスイッチ素子Ｑ３ＢのドレインとダイオードＤ７Ｂのカソードが接続されている。スイッチ素子Ｑ３ＢのソースとダイオードＤ７Ｂのアノードとには、スイッチ素子Ｑ３ＡのソースとダイオードＤ７Ａのアノードと制御回路３０のＣＳ端子とが接続されている。スイッチ素子Ｑ３ＡのドレインとダイオードＤ７Ａのカソードとは、ダイオードＤ３のカソードに接続され、スイッチ素子Ｑ３Ａのゲートとスイッチ素子Ｑ３Ｂのゲートとは制御回路３０のＣＧ端子に接続されている。

このように構成された実施例４のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、スイッチ素子Ｑ２がオンすると、スイッチ素子Ｑ３Ａ，Ｑ３Ｂがオンしている期間に１次巻線Ｐ、２次巻線Ｓ２、ダイオードＤ４、スイッチ素子Ｑ３Ｂを介して２次巻線Ｓ２にショート電流が流れる。

スイッチ素子Ｑ１がオンすると、スイッチ素子Ｑ３Ａ，Ｑ３Ｂがオンしている期間に１次巻線Ｐ、２次巻線Ｓ１、ダイオードＤ３、スイッチ素子Ｑ３Ａを介して２次巻線Ｓ１にショート電流が流れる。

このように実施例４のＤＣ−ＤＣコンバータによっても、実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータの効果と同様な効果が得られる。

図９は本発明の実施例５のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。図９に示す実施例５のＤＣ−ＤＣコンバータは、図１０に示す従来のＤＣ−ＤＣコンバータに対して、２次巻線Ｓ１と２次巻線Ｓ２とを直列接続せずに分離し、２次巻線Ｓ１の両端にダイオードＤ３とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ素子Ｑ４との直列回路を接続し、２次巻線Ｓ２の両端にダイオードＤ４とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ素子Ｑ５との直列回路を接続している。

スイッチ素子Ｑ４のゲート−ソース間には、トランスＴ２の２次巻線Ｓ３が接続され、スイッチ素子Ｑ５のゲート−ソース間には、トランスＴ２の２次巻線Ｓ４が接続されている。

制御回路３０は、ＴＳ端子が発振回路１１ａに接続され、ＦＢ端子がフォトカプラＰＣのフォトトランジスタに接続され、ＣＧ端子がコンデンサＣ１を介してトランスＴ２の１次巻線Ｐ２の一端に接続され、ＣＳ端子がトランスＴ２の１次巻線Ｐ２の他端とフォトカプラＰＣのフォトトランジスタのエミッタとに接続されている。ＦＢ端子には電源Ｖｃｃから抵抗Ｒ３を介して電圧が印加されている。ＦＢ信号は、電圧検出回路２０からフォトカプラＰＣを介して制御回路３０のＦＢ端子に入力される。

このように構成された実施例５のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、制御回路３０は、発振回路１１ａから固定周波数の発振周波数信号を入力してパルス信号を生成し、電圧検出回路２０からフォトカプラＰＣを介してＦＢ端子にＦＢ信号を入力し、パルス信号とＦＢ信号とに基づくＰＷＭ制御信号がトランスＴ２の１次巻線Ｐ２を介して２次巻線Ｓ３と２次巻線Ｓ４とに出力される。

ここで、スイッチ素子Ｑ２がオンすると、１次巻線Ｐ２を介して２次巻線Ｓ４に発生する電圧によりスイッチ素子Ｑ５がオンしている期間に１次巻線Ｐ、２次巻線Ｓ２、ダイオードＤ４、スイッチ素子Ｑ５を介して２次巻線Ｓ２にショート電流が流れる。

次に、スイッチ素子Ｑ１がオンすると、１次巻線Ｐ２を介して２次巻線Ｓ３に発生する電圧によりスイッチ素子Ｑ４がオンしている期間に１次巻線Ｐ、２次巻線Ｓ１、ダイオードＤ３、スイッチ素子Ｑ４を介して２次巻線Ｓ１にショート電流が流れる。

このように実施例５のＤＣ−ＤＣコンバータによっても、実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータの効果と同様な効果が得られる。

本発明は、スイッチング電源装置に利用可能である。

Ｖｉｎ 直流電源
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ３Ａ，Ｑ３Ｂ，Ｑ４，Ｑ５ スイッチ素子
Ｌｒ リアクトル
Ｔ，Ｔ２ トランス
Ｐ，Ｐ２ １次巻線
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４ ２次巻線
Ｄ１〜Ｄ９ ダイオード
Ｃｏ 平滑コンデンサ
Ｃｒｉ 電流共振コンデンサ
Ｃｒｖ 電圧共振コンデンサ
ＰＣ フォトカプラ
Ｒ１〜Ｒ３ 抵抗
１０，１０ａ，３０ 制御回路
１１，１１ａ 発振回路
１３ Ｄ型フリップフロップ回路
１４，１５ デットタイム作成回路
１６ レベルシフト回路
１７，１８，３１ バッファ回路
２０ 電圧検出回路
３２ コンパレータ
３３ ＦＦ回路
３４ ドライブ回路

Claims (5)

1. 直流電源の両端に接続され且つ直列に接続された複数のスイッチ素子と、
   前記複数のスイッチ素子を一定の発振周波数信号で交互にオン／オフさせる第１制御回路と、
   前記複数のスイッチ素子の接続点と前記直流電源の一端とに接続され、トランスの１次巻線とコンデンサとが直列に接続された直列回路と、
   前記トランスの２次巻線に発生する電圧を整流及び平滑して直流電圧を取り出す整流平滑回路と、
   前記トランスの前記１次巻線又は前記２次巻線の両端に接続された制御用スイッチ素子と、
   前記制御用スイッチ素子をオン／オフさせることにより前記直流電圧を所定電圧に制御する第２制御回路と、
   を備えることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 前記トランスの前記２次巻線は、第１巻線と第２巻線とを有し、前記第１巻線の両端には第１整流素子と前記制御用スイッチ素子との直列回路が接続され、前記第２巻線の両端には第２整流素子と前記制御用スイッチ素子との直列回路が接続され、
   前記第２制御回路は、前記第１巻線の電圧と前記第２巻線の電圧と前記直流電圧とに基づき前記制御用スイッチ素子をオン／オフさせることにより前記直流電圧を所定電圧に制御することを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 前記トランスの前記１次巻線又は３次巻線の両端と前記制御用スイッチ素子との間には、ブリッジ接続された複数の整流素子が接続され、
   前記第２制御回路は、前記第１制御回路からの一定の発振周波数信号と前記直流電圧とに基づき前記制御用スイッチ素子をオン／オフさせることにより前記直流電圧を所定電圧に制御することを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 前記トランスの前記２次巻線の両端には、第１整流素子と第１制御用スイッチ素子との第１直列回路と、第２整流素子と第２制御用スイッチ素子との第２直列回路とが直列に逆極性で接続され、
   前記第２制御回路は、前記２次巻線の電圧と前記直流電圧とに基づき前記第１制御用スイッチ素子及び前記第２制御用スイッチ素子を同時にオン／オフさせることにより前記直流電圧を所定電圧に制御することを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. 前記トランスの前記２次巻線は、第１巻線と第２巻線とを有し、前記第１巻線の両端には第１整流素子と第１制御用スイッチ素子との直列回路が接続され、前記第２巻線の両端には第２整流素子と第２制御用スイッチ素子との直列回路が接続され、
   前記第２制御回路は、前記第１制御回路からの一定の発振周波数信号と前記直流電圧とに基づき前記第１制御用スイッチ素子と前記第２制御用スイッチ素子とを交互にオン／オフさせることにより前記直流電圧を所定電圧に制御することを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。

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