JP2011155747A

JP2011155747A - 電源装置及び照明器具

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Publication number: JP2011155747A
Application number: JP2010014773A
Authority: JP
Inventors: Masanori Mishima; 正徳三嶋
Original assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2010-01-26
Filing date: 2010-01-26
Publication date: 2011-08-11
Anticipated expiration: 2030-01-26
Also published as: JP5432744B2

Abstract

【課題】ＰＷＭ信号に応じた動作を行う場合であっても駆動用コンデンサの両端電圧が確保される電源装置及び照明器具を提供する。
【解決手段】電源装置１は、直流電源Ｅの出力端間に接続された第１スイッチング素子Ｑ１とダイオードＤ１との直列回路と、ダイオードＤ１の両端間に接続されたインダクタＬ１とコンデンサＣ１との直列回路とで構成されたバックコンバータを含む。制御回路２は駆動用コンデンサＣｓを電源として第１スイッチング素子Ｑ１をオンオフ駆動する。ダイオードＤ１の両端間には、オンされたときに充電用コンデンサＣｃから駆動用コンデンサＣｓへの充電経路を構成する第２スイッチング素子Ｑ２が接続されている。第２スイッチング素子Ｑ２は、第１スイッチング素子Ｑ１がオンオフ駆動されるオン期間毎に、オン期間の開始直前にオンされる。
【選択図】図１

Description

本発明は、電源装置及び照明器具に関するものである。

従来から、図１４に示すように、交流電源ＡＣから入力された交流電力を全波整流することにより直流電力（脈流電力）を出力する直流電源としてのダイオードブリッジＤＢと、一端がダイオードブリッジＤＢの高電圧側の出力端に接続されたＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴからなる第１スイッチング素子Ｑ１と、第１スイッチング素子Ｑ１よりも低電圧側において第１スイッチング素子Ｑ１に対して直列に且つダイオードブリッジＤＢの出力に対して逆向きに接続されたダイオードＤ１と、ダイオードＤ１とともにループを構成するインダクタＬ１を含み負荷が接続される出力回路と、第１スイッチング素子Ｑ１をオンオフ駆動する制御回路２とを備える電源装置が提供されている。

図１４の電源装置１では、出力回路は、ダイオードＤ１の両端間に接続されたインダクタＬ１と昇圧用スイッチング素子Ｑｂとの直列回路と、昇圧用スイッチング素子Ｑｂに対して並列に接続された昇圧用ダイオードＤｂとコンデンサＣ１との直列回路とからなる、いわゆるブーストコンバータ（昇圧チョッパ回路）である。すなわち、コンデンサＣ１の両端が出力端として負荷Ｚに接続され、負荷Ｚには直流電力が出力される。さらに、上記の場合には第１スイッチング素子Ｑ１とダイオードＤ１とインダクタＬ１とコンデンサＣ１とがいわゆるバックコンバータ（降圧チョッパ回路）を構成する。そして、制御回路２は、第１スイッチング素子Ｑ１をオンオフ駆動する駆動部２ａと、コンデンサＣ１の両端電圧（すなわち電源装置１の出力電圧）を一定に保つように駆動部２ａを制御するとともに昇圧用スイッチング素子Ｑｂをオンオフ駆動するフィードバック部２ｂとを備える。

この種の電源装置１では、直流電源たるダイオードブリッジＤＢの低電圧側の出力端と、第１スイッチング素子Ｑ１の低電圧側の端子との間には、ダイオードＤ１及び出力回路が介在することになるので、制御回路２の駆動部２ａが第１スイッチング素子Ｑ１の駆動に用いる電源とするために、一端が第１スイッチング素子Ｑ１の低電圧側の一端（すなわち第１スイッチング素子Ｑ１とダイオードＤ１との間）に接続された駆動用コンデンサＣｓが設けられる。さらに、駆動用コンデンサＣｓの他端に接続されるとともにダイオードブリッジＤＢから抵抗Ｒｃを介して電力を供給されて駆動用コンデンサを充電する充電用電源としての充電用コンデンサＣｃが設けられる。すなわち、ダイオードＤ１と出力回路とのループに電流が流れている期間には、第１スイッチング素子Ｑ１の低電圧側の一端の電位はダイオードブリッジＤＢの低電圧側の出力端の電位に略一致するから、充電用コンデンサＣｓから充電用ダイオードＤｃを介して供給される電流により駆動用コンデンサＣｓが充電される。このとき、駆動用コンデンサＣｓを充電する電流は、インダクタＬ１を含むループに流れることになる。

さらに、図１４の例では、制御回路２は、電源が投入されてから所定の充電時間を計時するとともに充電時間の計時中は論理和回路ＯＲ１を介した出力により昇圧用スイッチング素子Ｑｂをオン駆動するタイマ部２ｃを有する。すなわち、上記動作により昇圧用スイッチング素子Ｑｂがオンされている期間には、駆動用コンデンサＣｓは、インダクタＬ１と昇圧用スイッチング素子Ｑｂとを介して流れる電流により充電される。

しかしながら、例えば電源がオンされた直後などで駆動用コンデンサＣｓが全く充電されていない状態から、上記のようにインダクタＬ１を通じた経路で駆動用コンデンサが充電される場合、インダクタＬ１の作用により、駆動用コンデンサＣｓが充分に充電されるまでに時間がかかったり、駆動用コンデンサＣｓの両端電圧の制御が困難となったりすることが考えられる。

一方、特許文献１には、ダイオードＤ１の両端間の短絡をオンオフするスイッチ（図示せず）を設け、制御回路２が第１スイッチング素子Ｑ１のオンオフ駆動を開始する前であって充電用コンデンサＣｃの両端電圧が所定値よりも低い期間に上記のスイッチをオンするという技術も開示されている。この構成であれば、上記のスイッチを介した経路であってインダクタＬ１を介さない経路での充電が可能となるから、駆動用コンデンサの両端電圧を比較的に短時間で安定させることができる。

特開２００２−３５４７８３号公報

ここで、ＰＷＭ制御が行われる場合を考える。すなわち、制御回路２は、入力されたＰＷＭ信号に応じて、第１スイッチング素子Ｑ１を繰り返しオンオフ駆動することでコンデンサＣ１の両端電圧を一定に維持するというオン期間の動作と、第１スイッチング素子Ｑ１をオフ状態に維持するというオフ期間の動作とのいずれかを行う。この場合、一周期の動作に占めるオン期間の割合が多いほど（すなわちオンデューティが高いほど）出力電力が増加する。

従来は、ダイオードＤ１の両端間を短絡するスイッチは、充電用コンデンサＣｃの両端電圧が所定値よりも低い期間すなわち電源がオンされた直後（つまり直流電源Ｅが直流電力の出力を開始した直後）にしかオンされなかった。従って、上記のようなＰＷＭ制御が行われる場合、オフ期間中に駆動用コンデンサＣｓの両端電圧が低下してしまうと、次のオン期間の開始時に第１スイッチング素子Ｑ１をオン駆動できない可能性があった。

本発明は、上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、ＰＷＭ信号に応じた動作を行う場合であっても駆動用コンデンサの両端電圧が確保される電源装置及び照明器具を提供することにある。

請求項１の発明は、直流電力を出力する直流電源と、一端が直流電源の出力端に接続された第１スイッチング素子と、第１スイッチング素子に対して直列に且つ直流電源の出力に対して逆向きに接続されたダイオードと、ダイオードとともにループを構成するインダクタを含み負荷が接続される出力回路と、一端が第１スイッチング素子とダイオードとの間に接続された駆動用コンデンサと、駆動用コンデンサの他端に接続されるとともに直流電源から電力を供給されて駆動用コンデンサを充電する充電用電源と、ダイオードの両端間の短絡をオンオフする第２スイッチング素子と、第２スイッチング素子をオンオフ駆動するとともに駆動用コンデンサを電源として第１スイッチング素子をオンオフ駆動する制御回路とを備え、制御回路は、入力されたＰＷＭ信号に応じて、第２スイッチング素子をオフ状態に維持しつつ第１スイッチング素子を繰り返しオンオフ駆動するというオン期間の動作と、第１スイッチング素子をオフ状態に維持するというオフ期間の動作とのいずれかを行うものであって、動作をオフ期間からオン期間に切り替える直前には、第１スイッチング素子をオフ状態に維持しつつ第２スイッチング素子をオン状態とすることで駆動用コンデンサを充電するという充電動作を行うことを特徴とする。

この発明によれば、各オン期間についてそれぞれオン期間の直前に充電動作が行われることになるので、ＰＷＭ信号に応じた動作におけるオフ期間中に駆動用コンデンサの両端電圧が低下した場合であっても、充電動作により駆動用コンデンサの両端電圧が確保されるから、オン期間の開始とともに第１スイッチング素子のオンオフ駆動が可能となる。

請求項２の発明は、請求項１の発明において、ＰＷＭ信号を制御回路に入力するＰＷＭ信号生成回路を備え、ＰＷＭ信号生成回路は、外部から入力されるリセット信号の信号レベルが所定のレベルである期間にはオフ期間の動作を継続させるようなＰＷＭ信号を制御回路に入力することを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項１又は請求項２の発明において、制御回路と第２スイッチング素子とが１個の集積回路に集積化されていることを特徴とする。

この発明によれば、第２スイッチング素子を制御回路とは別途の部品で構成する場合に比べ、部品点数を削減して小型化が可能となる。

請求項４の発明は、請求項１〜３のいずれかの発明において、出力回路のインダクタに流れる電流のゼロクロスを検出するゼロクロス検出手段と、出力回路のインダクタに流れる電流を検出する電流検出手段とを備え、制御回路は、オン期間の動作中には、ゼロクロス検出手段によってゼロクロスが検出されたときに第１スイッチング素子をオン制御するとともに、電流検出手段によって検出された電流が所定の上限値に達したときに第１スイッチング素子をオフ制御し、ゼロクロス検出手段によってゼロクロスが検出されてから所定時間が経過しても、電流検出手段によって検出された電流が前記所定の上限値に達しない場合、充電動作を開始することを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項１〜４のいずれかの発明において、出力回路は、インダクタとの直列回路としてダイオードの両端間に接続されたコンデンサを有することを特徴とする。

この発明によれば、コンデンサの両端を出力端として直流電力を出力することができる。

請求項６の発明は、請求項１〜４のいずれかの発明において、出力回路は、インダクタとの直列回路としてダイオードの両端間に接続された２個のコンデンサを有し、制御回路は、入力される切替信号に応じて、オン期間の動作とオフ期間の動作とが行われる第１の動作モードと、第２スイッチング素子と第１スイッチング素子とを交互にオンオフ駆動するという第２の動作モードとでの動作が可能であることを特徴とする。

この発明によれば、制御回路が第１の動作モードで動作する期間には例えば出力回路のコンデンサの一方の両端を出力端として直流電力を出力することができ、制御回路が第２の動作モードで動作する期間には出力回路のコンデンサの一方の両端を出力端として交流電力を出力することができる。

請求項７の発明は、請求項１〜６のいずれか１項に記載の電源装置と、電源装置を保持する器具本体とを備え、出力回路から出力される電力により負荷としての電気的光源を点灯させることを特徴とする。

請求項１の発明によれば、制御回路は、入力されたＰＷＭ信号に応じて、第２スイッチング素子をオフ状態に維持しつつ第１スイッチング素子を繰り返しオンオフ駆動するというオン期間の動作と、第１スイッチング素子をオフ状態に維持するというオフ期間の動作とのいずれかを行うものであって、動作をオフ期間からオン期間に切り替える直前には、第１スイッチング素子をオフ状態に維持しつつ第２スイッチング素子をオン状態とすることで駆動用コンデンサを充電するという充電動作を行うので、各オン期間についてそれぞれオン期間の直前に充電動作が行われることになるので、ＰＷＭ信号に応じた動作におけるオフ期間中に駆動用コンデンサの両端電圧が低下した場合であっても、充電動作により駆動用コンデンサの両端電圧が確保されるから、オン期間の開始とともに第１スイッチング素子のオンオフ駆動が可能となる。

請求項３の発明によれば、制御回路と第２スイッチング素子とが１個の集積回路に集積化されているので、第２スイッチング素子を制御回路とは別途の部品で構成する場合に比べ、部品点数を削減して小型化が可能となる。

請求項５の発明によれば、出力回路は、インダクタとの直列回路としてダイオードの両端間に接続されたコンデンサを有するので、コンデンサの両端を出力端として直流電力を出力することができる。

請求項６の発明によれば、出力回路は、インダクタとの直列回路としてダイオードの両端間に接続された２個のコンデンサを有し、制御回路は、入力される切替信号に応じて、オン期間の動作とオフ期間の動作とが行われる第１の動作モードと、第２スイッチング素子と第１スイッチング素子とを交互にオンオフ駆動するという第２の動作モードとでの動作が可能であるので、制御回路が第１の動作モードで動作する期間には例えば出力回路のコンデンサの一方の両端を出力端として直流電力を出力することができ、制御回路が第２の動作モードで動作する期間には出力回路のコンデンサの一方の両端を出力端として交流電力を出力することができる。

本発明の実施形態１を示す回路ブロック図である。同上の要部を示すブロック図である。ＰＷＭ信号のオンデューティが０．５程度である場合での同上の動作を示す説明図であり、ＰＷＭ信号Ｖｐの信号レベルと、遅延信号Ｖｐｄの信号レベルと、第１スイッチング素子Ｑ１のオンオフ状態と、第２スイッチング素子Ｑ２のオンオフ状態との時間変化を示す。ＰＷＭ信号のオンデューティが１である場合での同上の動作を示す説明図であり、第１スイッチング素子Ｑ１のオンオフ状態と、第２スイッチング素子Ｑ２のオンオフ状態との時間変化を示す。同上の変更例の動作の一例を示す説明図であり、ＰＷＭ信号Ｖｐの信号レベルと、第１スイッチング素子Ｑ１のオンオフ状態と、第２スイッチング素子Ｑ２のオンオフ状態との時間変化を示す。同上の別の変更例を示す回路ブロック図である。本発明の実施形態２を示す回路ブロック図である。同上の要部を示す回路ブロック図である。同上の動作の一例を示す説明図であり、遅延信号Ｖｐｄの信号レベルと、検出電圧Ｖｄと、誘導電圧ＺＣＤと、第１スイッチング素子Ｑ１のオンオフ状態と、第２スイッチング素子Ｑ２のオンオフ状態との時間変化を示す。本発明の実施形態３を示す回路ブロック図である。（ａ）（ｂ）はそれぞれ同上に対する電気的光源の接続の形態を示す説明図であり、（ａ）は電気的光源として放電灯Ｌａが接続された状態を示し、（ｂ）は電気的光源として発光ダイオードアレイＬＥＤが接続された状態を示す。同上を用いた照明器具の一例を示す分解斜視図である。同上を用いた照明器具の別の例を示す分解斜視図である。従来例を示す回路ブロック図である。

以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。

（実施形態１）
本実施形態は、図１に示すように、発光ダイオードアレイＬＥＤを点灯させる直流電力を出力するものである。

具体的に説明すると、本実施形態の電源装置１は、低電圧側の出力端がグランドに接続された直流電源Ｅと、直流電源Ｅの高電圧側の出力端にドレインが接続されたＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴからなる第１スイッチング素子Ｑ１と、第１スイッチング素子Ｑ１のソースにカソードが接続されるとともにアノードがグランドに接続されたダイオードＤ１と、ダイオードＤ１と第１スイッチング素子Ｑ１との接続点に一端が接続されたインダクタＬ１と、インダクタＬ１の他端に一端が接続されて他端がグランドに接続されたコンデンサＣ１と、第１スイッチング素子Ｑ１のゲートに適宜の電圧を出力することで第１スイッチング素子Ｑ１をオンオフ駆動する制御回路２とを備え、コンデンサＣ１の両端が出力端として発光ダイオードアレイＬＥＤに接続されている。すなわち、第１スイッチング素子Ｑ１と、ダイオードＤ１と、インダクタＬ１と、コンデンサＣ１とで、周知のバックコンバータが構成されている。また、インダクタＬ１とコンデンサＣ１とが請求項における出力回路を構成している。

直流電源Ｅは、周知のローパスフィルタＬＰＦを介して交流電源ＡＣから入力された交流電力を全波整流するダイオードブリッジＤＢと、ダイオードブリッジＤＢの直流出力を所定電圧の直流出力に変換する周知のブーストコンバータとからなる。すなわち、ダイオードブリッジＤＢの出力端間には、インダクタＬ０とスイッチング素子Ｑ０との直列回路が接続され、スイッチング素子Ｑ０にはダイオードＤ０とコンデンサＣ０との直列回路が並列に接続されている。さらに、本実施形態は、直流電源Ｅのスイッチング素子Ｑ０をオンオフ駆動する電源駆動回路Ｅ１を有する。電源駆動回路Ｅ１は、例えば直流電源Ｅの出力電圧を一定に保つようにスイッチング素子Ｑ０のオンデューティを随時変更する。このような電源駆動回路Ｅ１は周知技術で実現可能であるので、詳細な図示並びに説明は省略する。

また、本実施形態は、制御回路２にとって第１スイッチング素子Ｑ１を駆動するための電源となる駆動用コンデンサＣｓを有する。駆動用コンデンサＣｓは、一端を第１スイッチング素子Ｑ１のソースに接続されている。さらに、本実施形態は、駆動用コンデンサＣｓを充電する充電用電源としての充電用コンデンサＣｃを備える。充電用コンデンサＣｃは例えば電解コンデンサからなり、一端（低電圧側）がグランドに接続される一方、他端（高電圧側）は、駆動用コンデンサＣｓにおいて第１スイッチング素子Ｑ１に接続されていない側の端子（すなわち高電圧側の端子）に対し、充電用ダイオードＤｃを介して接続されている。さらに、充電用コンデンサＣｃの上記他端（高電圧側）は、抵抗Ｒｃを介してダイオードブリッジＤＢの高電圧側の直流出力端に接続されており、充電用コンデンサＣｃはダイオードブリッジＤＢの出力により随時充電される。なお、上記のように充電用コンデンサＣｃを抵抗Ｒｃを介して直流電源Ｅに接続する代わりに、充電用コンデンサＣｃを充電する電流を例えばトランス（図示せず）を用いて生成する構成としてもよい。

さらに、ダイオードＤ３の両端間には、抵抗Ｒｄと、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２との直列回路が並列に接続されている。

ここで、インダクタＬ１を電流が流れている期間には、駆動用コンデンサＣｓは、受電用コンデンサＣｃと、ダイオードＤｃと、駆動用コンデンサＣｓと、インダクタＬ１と、コンデンサＣ１と発光ダイオードアレイＬＥＤとの並列回路とで構成されるループに流れる電流により充電される。

また、第２スイッチング素子Ｑ２がオンされている期間には、駆動用コンデンサＣｓは、充電用コンデンサＣｃと、ダイオードＤｃと、駆動用コンデンサＣｓと、抵抗Ｒｄと第２スイッチング素子Ｑ２との直列回路とで構成されるループに流れる電流により充電される。

次に、制御回路２の動作を説明する。制御回路２は、ＰＷＭ信号生成回路３からＰＷＭ信号Ｖｐを入力され、入力されたＰＷＭ信号Ｖｐに応じて動作する。

まず、ＰＷＭ信号Ｖｐについて説明すると、ＰＷＭ信号Ｖｐは０〜１のオンデューティをとりオンデューティが０でも１でもないときにはＨレベルとＬレベルとの間で信号レベル（例えば電圧値）を周期的に切り替える矩形波である。さらに、ＰＷＭ信号生成回路３は、ＨレベルとＬレベルとのいずれかの信号レベルをとるリセット信号Ｖｒｓを入力されており、リセット信号ＶｒｓがＨレベルである期間には上記のオンデューティを０として制御回路２に出力するＰＷＭ信号Ｖｐの信号レベルをＬレベルに固定する。リセット信号ＶｒｓがＬレベルである期間中にＰＷＭ信号生成回路３が出力するＰＷＭ信号Ｖｐのオンデューティについては、例えば予めＰＷＭ信号生成回路３に保持されたプログラムに従って決定されるものとしてもよいし、外部からの入力に応じて決定されるものとしてもよい。

なお、リセット信号Ｖｒｓの信号レベルと動作との対応関係は上記に限られず、上記とは逆にリセット信号ＶｒｓがＬレベルであるときにＰＷＭ信号ＶｐがＬレベルに固定されるようにしてもよい。また、リセット信号Ｖｒｓは外部から入力されるものであってもよいし、短絡や過電流やコンデンサＣ１の両端間に負荷が接続されていない無負荷状態などの異常を検出してリセット信号Ｖｒｓを出力する異常検出回路（図示せず）を電源装置１に設けてもよい。上記のような異常検出回路は周知技術で実現可能であるので、詳細な図示並びに説明は省略する。

制御回路２は、ＰＷＭ信号Ｖｐのオンデューティ（すなわち、１周期の中でＨレベルの時間が占める割合）が高いほど、出力電力を増加させる。

具体的には、制御回路２は、図２及び図３に示すように、入力されたＰＷＭ信号Ｖｐを所定の遅延時間ｔｄだけ遅延させた遅延信号Ｖｐｄを出力する遅延回路２１と、ＰＷＭ信号Ｖｐの周波数に対して充分に高い周波数の矩形波である駆動信号を生成する発振回路２２と、遅延回路２１が出力した遅延信号Ｖｐｄと発振回路２２の出力との論理積をとる論理積回路ＡＮＤとを有する。そして、論理積回路ＡＮＤの出力がＨレベルである期間には第１スイッチング素子Ｑ１がオンされ、論理積回路ＡＮＤの出力がＬレベルである期間には第１スイッチング素子Ｑ１がオフされる。つまり、遅延信号ＶｐｄがＨレベルである期間は、第１スイッチング素子Ｑ１が駆動信号の周波数で周期的に繰り返しオンオフ駆動されるという動作（以下、「通常動作」と呼ぶ。）が行われる期間（以下、「オン期間」と呼ぶ。）とされている。さらに、遅延信号ＶｐｄがＬレベルである期間は、第１スイッチング素子Ｑ１がオフ状態に維持される期間（以下、「オフ期間」と呼ぶ。）とされている。上記のオン期間Ｔｏｎとオフ期間Ｔｏｆｆの合計に対してオン期間Ｔｏｎが占める割合は、ＰＷＭ信号Ｖｐのオンデューティに一致する。

さらに、制御回路２は、入力されたＰＷＭ信号Ｖｐから遅延信号Ｖｐｄを減算するとともに負の部分をＬレベルに揃えることで第２スイッチング素子Ｑ２の駆動用の出力を生成する減算回路２３を備える。すなわち、減算回路２３の出力がＨレベルである期間には第２スイッチング素子Ｑ２がオンされ、減算回路２３の出力がＬレベルである期間には第２スイッチング素子Ｑ２がオフされる。

従って、図３に示すように、オン期間Ｔｏｎ毎に１回ずつ、オン期間Ｔｏｎの開始直前に遅延時間ｔｄにわたり第１スイッチング素子Ｑ１がオフ状態に維持されたまま第２スイッチング素子Ｑ２がオン状態とされることで駆動用コンデンサＣｓが充電されるという充電動作が行われることになる。

また、電源がオンされて直流電源Ｅからの直流電力の出力が開始された時点から継続してＰＷＭ信号Ｖｐのオンデューティが１である場合、図４に示すように、電源がオンされた直後の遅延時間ｔｄにのみ第２スイッチング素子Ｑ２がオンされるとともに第１スイッチング素子Ｑ１がオフされた状態となり、その後は第２スイッチング素子Ｑ２がオフ状態に維持されたまま第１スイッチングＱ１が繰り返しオンオフ駆動される通常動作が継続されることになる。

上記構成によれば、第２スイッチング素子Ｑ２がオンされて駆動用コンデンサＣｓの充電が開始される際の充電電流のピーク値が、抵抗Ｒｄのいわゆる電流制限抵抗としての作用によって抑制される。

また、例えば第２スイッチング素子Ｑ２に流れる電流に基いた異常の検出や制御を行う場合に、抵抗Ｒｄの両端電圧を、第２スイッチング素子Ｑ２に流れる電流の検出に用いることができる。

さらに、個々のオン期間Ｔｏｎ毎に充電動作が行われるので、仮にオフ期間Ｔｏｆｆ中に駆動用コンデンサＣｓの電圧が低下したとしてもオン期間Ｔｏｎの開始とともに確実に第１スイッチング素子Ｑ１をオンすることができる。

また、ダイオードＤ１が第２スイッチング素子Ｑ２とは別途に設けられるとともに第２スイッチング素子Ｑ２と抵抗Ｒｄとの直列回路に並列に接続されているので、第２スイッチング素子Ｑ２がオフされている期間には抵抗Ｒｄによる損失が発生しない。

なお、遅延回路２１を用いる代わりに、図５に示すように、制御回路２が、ＰＷＭ信号ＶｐがＨレベルの期間をそのままオン期間Ｔｏｎとし、ＰＷＭ信号ＶｐがＬレベルの期間をそのままオフ期間Ｔｏｆｆとするとともに、オフ期間Ｔｏｆｆ中には常に第２スイッチング素子Ｑ２をオンする（すなわち充電動作を行う）ようにしてもよい。この場合、電源がオンされて直流電源Ｅからの直流電力の出力が開始された直後にＰＷＭ信号ＶｐがＨレベルであっても充電動作が行われるように、電源がオンされて直流電源Ｅからの直流電力の出力が開始された直後については別途の制御が必要となる。上記のような第２スイッチング素子Ｑ２の駆動用の出力は例えばＰＷＭ信号Ｖｐの否定をとる否定回路（図示せず）を用いて生成可能であるので詳細な図示並びに説明は省略する。

また、直流電源Ｅは上記のようなブーストコンバータに限られず、図６に示すように電池を用いてもよいし、他の周知の直流電源を用いてもよい。

さらに、オン期間毎に、充電動作を複数回ずつ間欠的に行ってもよい。この構成を採用すれば、電気的ストレスがさらに抑えられる可能性がある。

（実施形態２）
本実施形態の基本構成は実施形態１において図１〜図４で説明したものと共通であるので、共通する部分についての説明は省略する。

本実施形態は、オン期間Ｔｏｎ中の第１スイッチング素子Ｑ１のオンオフ切替のタイミングを、実施形態１のような発振回路２２の出力に基いて決定する代わりに、出力回路を構成するインダクタＬ１に流れる電流（以下、「回路電流」と呼ぶ。）ＩＬに基いて決定している。

具体的には、制御回路２に発振回路２２が設けられる代わりに、図７に示すように、駆動信号を生成して制御回路２に入力するタイミング回路４が設けられている。さらに、インダクタＬ１には二次巻線が設けられており、この二次巻線において回路電流ＩＬの増加時に高電圧側となる一端はタイミング回路４に接続されて他端はグランドに接続されている。また、コンデンサＣ１とダイオードＤ１との間には回路電流ＩＬを検出するための電流検出手段としての電流検出抵抗Ｒｉが接続されている。すなわち、電流検出抵抗ＲｉとコンデンサＣ１との接続点の電圧（以下、「検出電圧」と呼ぶ。）Ｖｄは回路電流ＩＬに比例するのであり、この検出電圧Ｖｄがタイミング回路４に入力されている。

タイミング回路４は、図８に示すように、反転入力端子に所定の第１参照電圧Ｖｒ１が入力されるとともに非反転入力端子に検出電圧Ｖｄが入力された第１コンパレータＣＰ１と、反転入力端子に所定の第２参照電圧Ｖｒ２が入力されるとともに非反転入力端子にはインダクタＬ１の二次巻線に誘導された電圧（以下、「誘導電圧」と呼ぶ。）ＺＣＤが入力された第２コンパレータＣＰ２と、リセット端子Ｒが第１コンパレータＣＰ１の出力端子に接続されるとともにセット端子Ｓが第２コンパレータＣＰ２の出力端子に接続されたＲＳ型のフリップフロップ回路ＦＦとを備え、このフリップフロップ回路ＦＦの出力端子Ｑが、駆動信号を出力する出力端となっている。

すなわち、第１スイッチング素子Ｑ１がオンされると図９に示すように回路電流ＩＬが徐々に増加することで検出電圧Ｖｄが徐々に高くなり、やがて検出電圧Ｖｄが第１参照電圧Ｖｒ１に達すると第１スイッチング素子Ｑ１がオフされる。すると回路電流ＩＬが低下を開始し、やがて回路電流ＩＬがゼロに達すると誘導電圧ＺＣＤが立ち上がり、第２参照電圧Ｖｒ２を上回ることで、回路電流ＩＬのゼロクロスが検出されて第２コンパレータＣＰ２からフリップフロップ回路ＦＦのセット端子Ｓへの入力電圧がＨレベルとなる。すると、第１スイッチング素子Ｑ１が再度オンされ、以下、同様の動作が繰り返される。つまり、第２コンパレータＣＰ２が請求項におけるゼロクロス検出手段であり、第１参照電圧Ｖｒ１を電流検出抵抗Ｒｉの抵抗値で除した値が請求項における所定の上限値である。なお、オン期間Ｔｏｎの最初に限り、第１スイッチング素子Ｑ１のオン制御は、上記のようなゼロクロスの検出に応じてではなく、遅延信号Ｖｐｄの立ち上がりに応じて、充電動作の後に行われる。

また、タイミング回路４は、最後にゼロクロスが検出されてから（つまり、第２コンパレータＣＰ２の出力がＨレベルとなってから）の経過時間を計時するタイマ回路ＴＭを有する。タイマ回路ＴＭは、第２コンパレータＣＰ２の出力端子に接続されたスタート端子Ｓと、第１コンパレータＣＰ１の出力端子に接続されたリセット端子Ｒと、制御回路２に接続された出力端子Ｆとを有する。そして、タイマ回路ＴＭは、通常は制御回路２への出力をＬレベルとし、誘導電圧ＺＣＤが立ち上がって第２コンパレータＣＰ２の出力がＨレベルとなったときに所定の待機時間ｔｃの計時を開始する。また、タイマ回路ＴＭは、待機時間ｔｃの計時中に第１コンパレータＣＰ１の出力がＨレベルとなったときに計時をリセットし、次に第２コンパレータＣＰ２の出力がＨレベルとなったときに再度０からの計時を開始する。そして、タイマ回路ＴＭは、第１コンパレータＣＰ１の出力がＨレベルとなることなく待機時間ｔｃの計時を完了した場合、制御回路２への出力をＨレベルとする。制御回路２は、タイマ回路ＴＭの出力がＨレベルである期間には、第１スイッチング素子Ｑ１をオフ状態に維持したままで第２スイッチング素子Ｑ２をオンさせるという充電動作を行う。これにより、例えば発光ダイオードアレイＬＥＤ等の負荷が外れて回路電流ＩＬが流れなくなった場合、ＰＷＭ信号Ｖｐに関わらず充電動作が行われる。図９の例では遅延信号ＶｐｄがＬレベルとなったときにも回路電流ＩＬが０に低下することで誘導電圧ＺＣＤが立ち上がっているが、このときには遅延信号ＶｐｄがＬレベルとなっていることにより第１スイッチング素子Ｑ１のオン制御は行われていない。タイマ回路ＴＭの出力のＬレベルへの復帰は、例えば遅延信号ＶｐｄがＨレベルとなったときに行われる。

なお、電流検出手段としては、上記のような電流検出抵抗Ｒｉを設ける代わりに、第２スイッチング素子Ｑ２に直列に接続された抵抗Ｒｄを用いてもよい。ただし、フライホイールダイオードとして第２スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードを用いずに実施形態１及び本実施形態のようにダイオードＤ１を別途に設ける場合には、上記の抵抗Ｒｄとは別途に電流検出抵抗Ｒｉを設けることが精度の観点からは望ましい。

（実施形態３）
本実施形態の基本構成は実施形態１と共通であるので、共通する部分についての説明は省略する。

本実施形態では図１０に示すようにダイオードＤ１が省略されており、第２スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードがフライホイールダイオードとして機能する。これにより、第２スイッチング素子Ｑ２がオフされている期間にも抵抗Ｒｄでの損失が発生することになる代わりに、部品点数が減少して製造コストの低下が可能となっている。上記のようなダイオードＤ１の省略は実施形態１や実施形態２でも可能であり、逆に本実施形態において実施形態１や実施形態２のように別途のダイオードＤ１を設けてもよい。

また、本実施形態は、制御回路２は入力される切替信号に応じて動作モードを切り替えるものとなっており、制御回路２が動作モードを切り替えることにより、発光ダイオードアレイＬＥＤを点灯させるための直流電力の出力以外にも、図１１（ａ）に示す放電灯Ｌａを点灯させるための交流電力の出力も可能となっている。上記の切替信号は電源装置１の外部から入力されるものであってもよいし、使用者の操作入力に応じて又は後述する端子１１ａ，１２ａ，１２ｂ，１３ａ，１３ｂ間のインピーダンスの検出に応じて制御回路２に切替信号を入力する切替回路（図示せず）を設けてもよい。上記のような切替回路は周知技術で実現可能であるので詳細な図示並びに説明は省略する。

さらに、本実施形態には、一対のフィラメントを有してフィラメント間に入力される交流電力により点灯する熱陰極型の放電灯Ｌａと、直流電力により点灯する発光ダイオードアレイＬＥＤとの一方が択一的に接続可能となっている。

具体的に説明すると、本実施形態では、インダクタＬ１とコンデンサ（以下、「第１コンデンサ」と呼ぶ。）Ｃ１との間に、発光ダイオードアレイＬＥＤのアノード側に接続される端子（以下、「直流用端子」と呼ぶ。）１１ａが設けられている。さらに、第１コンデンサＣ１とグランドとの間に第２コンデンサＣ２が追加されており、第２コンデンサＣ２の両端にはそれぞれ放電灯Ｌａの一方ずつのフィラメントの一端又は発光ダイオードアレイＬＥＤのカソードに接続される端子（以下、「共用端子」と呼ぶ。）１２ａ，１２ｂが設けられている。すなわち、共用端子１２ａ，１２ｂは、発光ダイオードアレイＬＥＤが接続された状態では互いに短絡される。このような短絡は上記のように発光ダイオードアレイＬＥＤ等の負荷自体によって行われるものとしてもよいし、後述する第１の動作モード中にはオン制御されて後述する第２の動作モード中にはオフ制御されるスイッチング素子（図示せず）を共用端子１２ａ，１２ｂ間に設けてもよい。

さらに、本実施形態は、放電灯Ｌａの各フィラメントの予熱のために、一端がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点に接続されるとともに他端が第３コンデンサＣ３を介してグランドに接続された一次巻線を有するトランスＴ１を備える。このトランスＴ１は２本の二次巻線を有し、各二次巻線は、それぞれ一端が共用端子１２ａ，１２ｂの一方ずつに接続されている。さらに、それぞれ一方ずつ二次巻線の他端に接続されるとともに放電灯Ｌａの一方ずつのフィラメントの他端（すなわち共用端子１２ａ，１２ｂが接続されない側の一端）に接続される２個の交流用端子１３ａ，１３ｂが設けられている。

次に、本実施形態における制御回路２の動作を説明する。

切替信号により直流電力の出力が指示されている期間に実行される第１の動作モードの動作は、実施形態１及び実施形態２で説明した動作のいずれでもよいので説明を省略する。この期間には、第１コンデンサＣ１の両端の端子１１，１２ａ，１２ｂから直流電力が出力される。

切替信号により交流電力の出力が指示されている期間に実行される第２の動作モードでは、制御回路２は、第１スイッチング素子Ｑ１と第２のスイッチング素子Ｑ２とを交互にオンオフするという動作を行う。すなわち、第１及び第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２とインダクタＬ１と第１及び第２コンデンサＣ１，Ｃ２とが周知のハーフブリッジ形のインバータとして動作し、放電灯Ｌａの一方のフィラメントに接続される端子１２ａ，１３ａと他方のフィラメントに接続される端子１２ｂ，１３ｂとの間に交流電力が出力される。また、始動時には、トランスＴ１の各二次巻線に誘導される電流により、放電灯Ｌａの各フィラメントがそれぞれ予熱される。上記のような第２の動作において、放電灯Ｌａに出力される電力は、インダクタＬ１と第１及び第２コンデンサＣ１，Ｃ２と放電灯Ｌａとが構成する共振回路の共振周波数と、制御回路２が第１及び第２スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオンオフする周波数（以下、「動作周波数」と呼ぶ。）との関係に応じて変化する。そこで、制御回路２が、抵抗Ｒｄの両端電圧に基いて放電灯Ｌａへの出力電力を検出するとともに、放電灯Ｌａへの出力電力を所定の目標値とするように動作周波数を随時変更するというフィードバック制御を行ってもよい。

ここで、上記の各実施形態において、第２スイッチング素子Ｑ２を制御回路２とともに１チップの集積回路に構成してもよく、さらに他の素子を集積化してもよい。制御回路２とともに集積化される素子としては、第２スイッチング素子Ｑ２の他に、第２スイッチング素子Ｑ２に直列に接続された抵抗Ｒｄや、充電用コンデンサＣｃと駆動用コンデンサＣｓとの間に介在するダイオードＤｃなどが考えられ、技術的に可能であれば駆動用コンデンサＣｓを集積化してもよい。上記のように適宜の集積化を行うことで、部品点数を削減して小型化が可能となる。さらに、第２スイッチング素子Ｑ２を集積化した場合には、制御回路２のみを集積回路で構成する場合に比べ、制御回路２を構成する集積回路において第２スイッチング素子Ｑ２のゲートに接続されていた端子を削減することができる。この場合において、第２スイッチング素子Ｑ２は、高耐圧プロセスと呼ばれる周知技術を用いて、DMOS（Double-Diffused MOSFET）構造として形成することができる。

なお、第１スイッチング素子Ｑ１として上記のようなＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴに代えてＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴを用いた場合であっても、第１スイッチング素子Ｑ１がダイオードＤ１よりも低電圧側に接続されるような回路構成とされた場合に上記のような駆動用コンデンサＣｓは必要となる。この場合、やはり第１スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオードが直流電源Ｅの出力に対して逆向きとされるので、第１スイッチング素子Ｑ１はドレインが直流電源Ｅに接続されてソースがダイオードＤ１に接続される。

上記の各実施形態で説明した各種の電源装置１は、それぞれ、図１２や図１３に示すような器具本体５１に対し例えば矢印Ａ１で示すように収納されて照明器具５を構成することができる。器具本体５１は、電源装置１に接続される発光ダイオードアレイＬＥＤや放電灯Ｌａなどの電気的光源を、該電気的光源の形態に応じた適宜の手段によって保持する。上記のような器具本体５１は周知技術によって実現可能であるので、詳細な図示並びに説明は省略する。なお、発光ダイオードアレイＬＥＤに代えて、例えば有機ＥＬのように直流電力で点灯される他の周知の電気的光源を接続してもよい。

１電源装置
２制御回路
３ＰＷＭ信号生成回路
５照明器具
５１器具本体
Ｃ１コンデンサ（請求項における出力回路の一部）
Ｃｃ充電用コンデンサ（請求項における充電用電源）
ＣＰ２第２コンパレータ（請求項におけるゼロクロス検出手段）
Ｃｓ駆動用コンデンサ
Ｄ１ダイオード
Ｅ直流電源
Ｌ１インダクタ（請求項における出力回路の一部）
Ｑ１第１スイッチング素子
Ｑ２第２スイッチング素子
Ｒｉ電流検出抵抗（請求項における電流検出手段）

Claims

直流電力を出力する直流電源と、
一端が直流電源の出力端に接続された第１スイッチング素子と、
第１スイッチング素子に対して直列に且つ直流電源の出力に対して逆向きに接続されたダイオードと、
ダイオードとともにループを構成するインダクタを含み負荷が接続される出力回路と、
一端が第１スイッチング素子とダイオードとの間に接続された駆動用コンデンサと、
駆動用コンデンサの他端に接続されるとともに直流電源から電力を供給されて駆動用コンデンサを充電する充電用電源と、
ダイオードの両端間の短絡をオンオフする第２スイッチング素子と、
第２スイッチング素子をオンオフ駆動するとともに駆動用コンデンサを電源として第１スイッチング素子をオンオフ駆動する制御回路とを備え、
制御回路は、入力されたＰＷＭ信号の信号レベルに応じて、第２スイッチング素子をオフ状態に維持しつつ第１スイッチング素子を繰り返しオンオフ駆動するというオン期間の動作と、第１スイッチング素子をオフ状態に維持するというオフ期間の動作とのいずれかを行うものであって、
動作をオフ期間からオン期間に切り替える直前には、第１スイッチング素子をオフ状態に維持しつつ第２スイッチング素子をオン状態とすることで駆動用コンデンサを充電するという充電動作を行うことを特徴とする電源装置。
ＰＷＭ信号を制御回路に入力するＰＷＭ信号生成回路を備え、
ＰＷＭ信号生成回路は、外部から入力されるリセット信号の信号レベルが所定のレベルである期間にはオフ期間の動作を継続させるようなＰＷＭ信号を制御回路に入力することを特徴とする請求項１記載の電源装置。
制御回路と第２スイッチング素子とが１個の集積回路に集積化されていることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の電源装置。
出力回路のインダクタに流れる電流のゼロクロスを検出するゼロクロス検出手段と、
出力回路のインダクタに流れる電流を検出する電流検出手段とを備え、
制御回路は、オン期間の動作中には、ゼロクロス検出手段によってゼロクロスが検出されたときに第１スイッチング素子をオン制御するとともに、電流検出手段によって検出された電流が所定の上限値に達したときに第１スイッチング素子をオフ制御し、
ゼロクロス検出手段によってゼロクロスが検出されてから所定時間が経過しても、電流検出手段によって検出された電流が前記所定の上限値に達しない場合、充電動作を開始することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電源装置。
出力回路は、インダクタとの直列回路としてダイオードの両端間に接続されたコンデンサを有することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電源装置。
出力回路は、インダクタとの直列回路としてダイオードの両端間に接続された２個のコンデンサを有し、
制御回路は、入力される切替信号に応じて、オン期間の動作とオフ期間の動作とが行われる第１の動作モードと、第２スイッチング素子と第１スイッチング素子とを交互にオンオフ駆動するという第２の動作モードとでの動作が可能であることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電源装置。
請求項１〜６のいずれか１項に記載の電源装置と、電源装置を保持する器具本体とを備え、出力回路から出力される電力により負荷としての電気的光源を点灯させることを特徴とする照明器具。