JP4366540B2 - パルス幅変調回路及びそれを用いたスイッチングアンプ - Google Patents

Description

本願発明は、例えばオーディオ信号をパルス幅変調（ＰＷＭ）してその変調信号を出力するパルス幅変調回路及びそれを用いたスイッチングアンプ（例えばオーディオアンプ）に関するものである。

従来、スイッチングアンプでは、例えば入力信号としてのオーディオ信号をパルス幅変調し、その変調信号を出力するパルス幅変調回路（例えば特許文献１参照）が用いられているものが提案されている。このスイッチングアンプでは、パルス幅変調回路から出力される変調信号に基づいて所定の電源電圧がスイッチングされ、スイッチングされた出力信号が例えばローパスフィルタを通して負荷（例えばスピーカ）に出力される。

特開２００４−３２００９７号公報

図６は、従来のスイッチングアンプの一例を示す構成図である。このスイッチングアンプは、オーディオ信号発生源ＡＵに接続されたパルス幅変調回路５１と、スイッチング回路５２と、ローパスフィルタ回路５３とを備えている。このスイッチングアンプによれば、オーディオ信号発生源ＡＵから出力されたオーディオ信号ｅ_Sは、パルス幅変調回路５１においてその振幅がパルス幅変調され、変調された変調信号ＯＵＴ１と、変調信号ＯＵＴ１と逆位相の変調信号ＯＵＴ２とがスイッチング回路５２に出力される。

スイッチング回路５２では、変調信号ＯＵＴ１，ＯＵＴ２に基づいて正負の電源電圧＋Ｖ_D，−Ｖ_DがスイッチＳＷ−ａ，ＳＷ−ｂによって交互にスイッチングされる。スイッチングされた出力は、ローパスフィルタ回路５３によって高周波成分が除去されて出力信号Ｖ₀として図示しない負荷に供給される。

図７は、図６に示すパルス幅変調回路５１の概略構成を示す回路図である。図８は、図７に示すパルス幅変調回路５１の各信号の電圧波形を示すタイミングチャートである。パルス幅変調回路５１は、入力信号としての例えばオーディオ信号ｅ_Sをパルス幅変調して変調信号ＯＵＴ１，ＯＵＴ２を生成、出力するものである。このパルス幅変調回路５１では、オーディオ信号ｅ_Sに基づく電流によって２つの充電用コンデンサ（後述）を交互に充電し、一定の放電量で放電させたときの時間を検出することによりパルス幅を生成している。

パルス幅変調回路５１は、図７に示すように、クロック生成回路５４と、デッドタイム生成回路５５と、電圧電流変換回路５６と、第１ないし第４スイッチＳＷ１〜ＳＷ４と、積分用コンデンサで構成される第１及び第２積分回路Ｃ１，Ｃ２と、放電用バイアス電流源５７と、電流バイパス回路５８と、信号出力回路５９とによって構成されている。

このパルス幅変調回路５１では、図８（ａ），（ｂ）に示すように、クロック生成回路５４からの基準クロック信号ＭＣＬＫに基づいてデッドタイム生成回路５５で第１切換信号φ１が生成され、第１期間Ｔ１において第１切換信号φ１がハイレベルのとき第１スイッチＳＷ１がオン動作する。これにより、第１積分回路Ｃ１は、電圧電流変換回路５６に接続されることになり、電圧電流変換回路５６で電圧−電流変換されたオーディオ信号ｅ_Sと、充電用バイアス電流Ｉｃとの和に相当する電流（Ｉｃ＋Δｉ）が電圧電流変換回路５６によって引き込まれ、これによりマイナス方向に充電される（図８（ｆ）参照）。

第１切換信号φ１がハイレベルからローレベルに反転すると、第１スイッチＳＷ１がオフ動作し第２期間Ｔ２に移行する。この第２期間Ｔ２では、第１スイッチＳＷ１がオフ動作することにより、信号出力回路５９の第１ＮＯＲ回路５９ａの出力（制御信号φ３）は、ローレベルからハイレベルになる（図８（ｄ）参照）。これにより、第３スイッチＳＷ３がオン動作し、第１積分回路Ｃ１の一端は、放電用バイアス電流源５７に接続されることになり、充電用電流Ｉｄによって一定の放電量でプラス方向に放電される（図８（ｆ）参照）。

第２期間Ｔ２においては、第１積分回路Ｃ１がプラス方向に放電されたことによる電圧が閾値電圧Ｖｔｈに達すると、信号出力回路５９の第１ＮＯＲ回路５９ａの他方の入力端子は、ローレベルからハイレベルになるので、第１ＮＯＲ回路５９ａの出力はハイレベルからローレベルになる。これにより、第３スイッチＳＷ３はオフ動作し、第１積分回路Ｃ１の一端は、第１ＮＯＲ回路５９ａの他方の入力端子にのみ接続されることになるため、第１積分回路Ｃ１の一端は、閾値電圧Ｖｔｈに維持される。なお、このとき、放電用バイアス電流源５７は、電流バイパス回路５８のダイオードＤａを介して電圧源６０に接続され、放電用電流Ｉｄは電圧源６０に流される。

また、第１ＮＯＲ回路５９ａの出力（制御信号φ３）がローレベルになると、第２ＮＯＲ回路５９ｂの出力（制御信号φ４）は、ローレベルであるので、第３ＮＯＲ回路５９ｃの出力はハイレベルとなり、これがパルス幅変調信号ＰＷＭｏｕｔとしてスイッチング回路５２に出力される（図８（ｈ）参照）。

一方、第２積分回路Ｃ２においては、第１積分回路Ｃ１と同様にして、第２期間Ｔ２において電圧電流変換回路５６に電流（Ｉｃ＋Δｉ）が引き込まれ、電圧電流変換回路５６によってマイナス方向に充電される（図８（ｇ）参照）。第３期間Ｔ３では、第２積分回路Ｃ２は一定の放電量でプラス方向に放電される（図８（ｇ）参照）。第２積分回路Ｃ２がプラス方向に放電されたことによる電圧が閾値電圧Ｖｔｈに達すると、第３ＮＯＲ回路５９ｃの出力はハイレベルとなり、これがパルス幅変調信号ＰＷＭｏｕｔとしてスイッチング回路２に出力される（図８（ｈ）参照）。

その後、半周期が経過するごとに、第１及び第２切換信号φ１，φ２がそれぞれ反転され、第１及び第２積分回路Ｃ１，Ｃ２は交互に充電及び放電が繰り返される。

上記したパルス幅変調回路５１においては、第１及び第２積分回路Ｃ１，Ｃ２が用いられ、それらを交互に充放電する必要があるため、第１及び第３スイッチＳＷ１，ＳＷ３、第１積分回路Ｃ１及び第１ＮＯＲ回路５９ａと、第２及び第４スイッチＳＷ２，ＳＷ４、第２積分回路Ｃ２及び第２ＮＯＲ回路５９ｂとで同じ構成の回路が２つ設けられている。

また、パルス幅変調回路５１では、第１及び第３スイッチＳＷ１，ＳＷ３と、第２及び第４スイッチＳＷ２，ＳＷ４とが同時にオン動作すると、パルス幅変調信号ＰＷＭｏｕｔに誤差が生じるので、上記スイッチ同士が同時にオン動作しないように、デッドタイム生成回路５５が設けられている。これらのことより、上記パルス幅変調回路５１では、その回路規模が比較的大きくなるとともに、部品コストの増大や基板に実装する場合の実装スペースの広大化を招いていた。

本願発明は、上記した事情のもとで考え出されたものであって、回路の小型化及び部品コストの低減化を図ることのできるパルス変調回路及びそれを適用したスイッチングアンプを提供することを、その課題とする。

上記の課題を解決するため、本願発明では、次の技術的手段を講じている。

本願発明の第１の側面によって提供されるパルス幅変調回路は、所定のクロック信号に同期して入力信号電圧に基づいて充電手段における電圧を変化させる第１電圧制御手段と、前記第１電圧制御手段によって前記充電手段における電圧が変化される第１の期間に続く所定の第２の期間において、一定のバイアス電流に基づいて前記第１の期間における前記電圧の変化方向と逆向きに変化させる第２電圧制御手段と、前記第２の期間が開始されてから前記充電手段における電圧が所定の基準電圧に到達するまでの時間を検出する検出手段と、前記検出手段から前記クロック信号ごとに繰り返し出力される検出時間に基づいて、当該時間のパルス幅を有するパルス信号を生成するパルス信号生成手段と、を備えることを特徴としている（請求項１）。

この構成によれば、所定のクロック信号に同期して入力信号（例えばオーディオ信号）の電圧に基づいて第１の期間に充電手段における電圧が変化される。第１期間に続く所定の第２の期間においては、充電手段における電圧が一定のバイアス電流に基づいて上記第１の期間における電圧変化方向と逆向きに変化される。そして、充電手段における電圧が第２の期間が開始されてから所定の基準電圧に到達するまでの時間が検出され、クロック信号ごとに繰り返し出力される検出時間に基づいて当該時間のパルス幅を有するパルス信号が生成される。

このように、本願発明によれば、入力信号を電流ではなく電圧で取り扱うことにより、充電手段における電圧を第１の期間において瞬時に変化（例えば充電による変化）させることができる。したがって、従来の構成のように、充放電を交互に繰り返してパルス幅変調信号を生成した場合に比べ、充放電を交互に繰り返すための２つの回路構成を設ける必要がなく、回路規模が比較的大きくなることを抑制し、部品コストの増大や基板に実装する場合の実装スペースの広大化を抑制することができる。

本願発明のパルス幅変調回路において、前記第１電圧制御手段は、前記充電手段をグランド電位に対してマイナス方向に充電させるものであるとよい（請求項２）。

本願発明のパルス幅変調回路において、前記第２電圧制御手段は、前記グランド電位に対してプラス方向に放電させるものであるとよい（請求項３）。

本願発明のパルス幅変調回路において、前記検出手段は、前記クロック信号と、前記充電手段における電圧との否定論理和を演算する演算手段を含み、前記パルス信号生成手段は、前記演算手段の出力に基づいて前記パルス信号を生成するとよい（請求項４）。

本願発明のパルス幅変調回路において、前記クロック信号を発生させるクロック生成手段を備えるとよい（請求項５）。

本願発明の第２の側面によって提供されるスイッチングアンプは、本願発明の第１の側面によって提供されるパルス幅変調回路と、所定の電源電圧を出力する電圧源と、前記パルス幅変調回路から出力される変調信号に基づいて、前記電圧源から供給される所定の電源電圧をスイッチングするスイッチング回路と、を備えたことを特徴としている（請求項６）。

この構成によれば、このスイッチングアンプは、本願発明の第１の側面によって提供されるパルス幅変調回路を備えているので、第１の側面によって提供されるパルス幅変調回路と同様の作用効果を奏する。

本願発明のその他の特徴及び利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

以下、本願発明の好ましい実施の形態を、添付図面を参照して具体的に説明する。

図１は、本願発明に係るパルス幅変調（ＰＷＭ）回路が適用されるスイッチングアンプを示す構成図である。図２は、図１に示すパルス幅変調回路の一実施例を表すブロック回路図である。このスイッチングアンプは、オーディオ信号発生源ＡＵに接続されたパルス幅変調回路１と、スイッチング回路２と、ローパスフィルタ回路３と、正負の電源電圧＋Ｅ_B，−Ｅ_Bを供給する第１電源４及び第２電源５とを備えている。ローパスフィルタ回路３の出力には、負荷ＲＬとしてのスピーカ（図略）が接続されている。

パルス幅変調回路１は、オーディオ信号発生源ＡＵから出力された入力信号としてのオーディオ信号ｅ_Sをパルス幅変調してパルス幅変調信号ＰＷＭｏｕｔを生成、出力するものである。パルス幅変調回路１から出力されたパルス幅変調信号ＰＷＭｏｕｔは、スイッチング回路２に入力される。

スイッチング回路２では、第１電源４及び第２電源５から正負の電源電圧＋Ｅ_B，−Ｅ_Bが供給され、変調されたパルス幅変調信号ＰＷＭｏｕｔに基づいて、電源電圧＋Ｅ_B，−Ｅ_Bが交互にスイッチングされる。すなわち、スイッチング回路２は、パルス幅変調信号ＰＷＭｏｕｔに基づいてオン、オフ動作するスイッチ素子ＳＷ−Ａと、パルス幅変調回路１から出力されるパルス幅変調信号ＰＷＭｏｕｔの位相を反転させるインバータ２ａと、このインバータ２ａによってパルス幅変調信号ＰＷＭｏｕｔが反転されたパルス幅変調信号ＰＷＭｏｕｔ’に基づいてオン、オフ動作するスイッチ素子ＳＷ−Ｂと、両スイッチ素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂの両端にそれぞれ接続された逆電流防止用ダイオードＤ−Ａ，Ｄ−Ｂとを備えている。

両スイッチ素子ＳＷ−Ａ，ＳＷ−Ｂは、パルス幅変調信号ＰＷＭｏｕｔと、反転されたパルス幅変調信号ＰＷＭｏｕｔ’とによって交互にオン、オフ動作し、スイッチングされた正負の電源電圧＋Ｅ_B，−Ｅ_Bをローパスフィルタ回路３及び負荷ＲＬに対して供給する。

ローパスフィルタ回路３は、コイルＬ₀及びコンデンサＣ₀によるＬＣ回路によって構成されている。ローパスフィルタ回路３は、スイッチング回路２から出力される出力信号の高周波成分を除去して負荷ＲＬに供給する回路であり、例えば６０ｋＨｚのカットオフ周波数を有する。ローパスフィルタ回路３では、スイッチングされた正負の電源電圧＋Ｅ_B，−Ｅ_Bの高周波成分が除去され、その出力は、負荷ＲＬに供給されることにより音声として負荷ＲＬから出力される。

パルス幅変調回路１は、図２に示すように、クロック生成回路１１と、バッファアンプ回路１２、第１及び第２スイッチＳＷ１，ＳＷ２と、充電回路１３と、第１及び第２ＮＯＲ回路１４，１５と、放電用バイアス電流源１６と、電流バイパス回路１７とによって構成されている。

クロック生成回路１１は、第１切換信号φ１を生成する回路である。第１切換信号φ１は、所定の時間間隔で所定時間（特許請求の範囲に記載の「第１の期間」に相当）だけハイレベルになる信号であり、第１スイッチＳＷ１のオン、オフ動作を切り換えるための信号として用いられる。なお、クロック生成回路１１は、パルス幅変調回路１の外部に設けられ、外部クロック信号として第１切換信号φ１をパルス幅変調回路１に対して与えるように構成されていてもよい。

なお、以下の説明では、その便宜のため、図３及び図４に示すように、第１切換信号φ１が最初にハイレベルになってからの一定期間を第１期間Ｔ１、次に第１切換信号φ１がハイレベルになってからの一定期間を第２期間Ｔ２とそれぞれ言うことにする。

バッファアンプ回路１２は、オーディオ信号発生源ＡＵ（図１参照）とのインピーダンスを調整するとともに、オーディオ信号発生源ＡＵからパルス幅変調回路１に供給されるオーディオ信号ｅ_Sを入力保持するための回路である。バッファアンプ回路１２は、第１スイッチＳＷ１を介して充電回路１３に接続されており、バッファアンプ回路１２は、第１スイッチＳＷ１がオン動作されるタイミングで充電回路１３の一端における電圧を引き込み、充電回路１３をグランド電位に対してマイナス方向に充電させる。

第１スイッチＳＷ１は、充電回路１３をマイナス方向に充電させるためにオン動作されるものである。第１スイッチＳＷ１は、クロック生成回路１１から出力される第１切換信号φ１に基づいてオン、オフ動作される。すなわち、第１スイッチＳＷ１は、図３（ｂ）に示すように、第１切換信号φ１がハイレベルの状態でオン動作し、第１切換信号φ１がローレベルの状態でオフ動作する。

第２スイッチＳＷ２は、放電用バイアス電流源１６によって供給される放電用バイアス電流Ｉｄを用いて充電回路１３に蓄積された電荷をプラス方向に放電させるためにオン動作されるものである。第２スイッチＳＷ２は、第１ＮＯＲ回路１４の出力である第２切換信号φ２に基づいてオン、オフ動作される。すなわち、第２スイッチＳＷ２は、図３（ｄ）に示すように、第２切換信号φ２がハイレベルの状態でオン動作し、第２切換信号φ２がローレベルの状態でオフ動作する。

充電回路１３は、充電用コンデンサによって構成されており、所定の電荷を蓄えることにより充電し、電荷が放出されることにより放電する回路である。具体的には、充電回路１３は、第１スイッチＳＷ１がオン動作（このとき、第２スイッチＳＷ２はオフ動作）することにより、バッファアンプ回路１２によって引き込まれる電圧によってマイナス方向に充電される。また、充電回路１３は、第２スイッチＳＷ１がオン動作（このとき、第１スイッチＳＷ１はオフ動作）することにより、充電回路１３の一方端における電荷が放電用バイアス電流源１６に流れ、プラス方向に放電される。

ここで、充電回路１３の充放電に関する回路接続構成を説明すると、バッファアンプ回路１２には、第１スイッチＳＷ１の一端が接続され、第１スイッチＳＷ１の他端は、充電回路１３の一端（図２のＡ点参照）に接続されており、これにより、充電回路１３のマイナス方向への充電経路が形成される。なお、充電回路１３の他端はグランド電位に接続されている。充電回路１３の一端は、第２スイッチＳＷ２の一端にも接続され、第２スイッチＳＷ２の他端は、放電用バイアス電流源１６に接続されており、これにより、充電回路１３のプラス方向への放電経路が形成される。

第１ＮＯＲ回路１４は、第１切換信号φ１と充電回路１３において蓄積される電荷とに基づいて、第２スイッチＳＷ２をオン、オフ動作させるとともに、その出力においてパルス幅変調信号ＰＷＭｏｕｔのパルス幅を規定して出力する回路である。第１ＮＯＲ回路１４の一方の入力端子には、クロック生成回路１１からの第１切換信号φ１が入力され、他方の入力端子には、充電回路１３の一端が接続されて充電回路１３の一端における電圧が入力される。

第１ＮＯＲ回路１４は、第１切換信号φ１と、充電回路１３の充電電圧レベルとの否定論理和を演算することにより、充電回路１３がプラス方向への放電が開始されてから閾値電圧Ｖｔｈに至るまでの時間ｔ１（図３（ｃ）参照）において、ハイレベルを出力する（時間ｔ１は、特許請求の範囲に記載の「第２の期間」に相当）。充電回路１３が閾値電圧Ｖｔｈに維持されてから再びプラス方向への放電が開始されるまでの時間ｔ２（図３（ｃ）参照）において、ローレベルを出力する。

第１ＮＯＲ回路１４の出力端子には、第２スイッチＳＷ２が接続されているとともに、第２ＮＯＲ回路１５の一方の入力端子が接続されている。第２ＮＯＲ回路１５は、入力信号の位相を反転させるための回路である。第２ＮＯＲ回路１５の一方の入力端子には、第１ＮＯＲ回路１４の出力が入力され、他方の入力端子には常時ローレベルが入力される。第２ＮＯＲ回路１５の出力端子（図２のＢ点参照）は、パルス幅変調信号ＰＷＭｏｕｔとして後段のスイッチング回路２（図１参照）に接続される。

第２ＮＯＲ回路１５は、第１ＮＯＲ回路１４の出力と、ローレベル信号（固定値）との否定論理和を演算することにより、第１ＮＯＲ回路１４の出力を反転させて、上記時間ｔ１においてローレベルを出力し、上記時間ｔ２においてハイレベルを出力する。

放電用バイアス電流源１６は、供給される正の電源電圧［＋Ｖ］を放電バイアス電流Ｉｄに変換する回路である。放電用バイアス電流源１６は、後述するように、第２スイッチＳＷ２を介して充電回路１３に接続されており、放電バイアス電流Ｉｄを充電回路１３に供給することにより、充電回路１３をプラス方向に一定の放電量で放電する。

電流バイパス回路１７は、ダイオードＤ１と電圧源１８とからなる。電流バイパス回路１７は、充電回路１３がオーディオ信号ｅに基づいてマイナス方向に充電されず、かつ放電用バイアス電流源１６によってプラス方向に放電されないとき（すなわち、充電回路１３が閾値電圧Ｖｔｈに維持されている期間）、放電用バイアス電流源１６からの放電用電流Ｉｄを電圧源１８に流す回路である。なお、電圧源１８の電圧は、放電用バイアス電流源１６の電源電圧より低い値に設定されている。

図３及び図４は、上記パルス幅変調回路１における各信号のタイミングチャートを示す図である。なお、図３は、オーディオ信号ｅ_Sが無信号の場合（ｅ_S＝０）を示しており、図４は、オーディオ信号ｅ_Sが変調されている場合を示している。

図３における第１期間Ｔ１では、クロック生成回路１１からの第１切換信号φ１がハイレベルになると（図３（ｂ）参照）、第１スイッチＳＷ１がオン動作する。そのため、充電回路１３は、バッファアンプ回路１２に接続されることになり、バッファアンプ回路１２によって電流が引き込まれ、これにより充電回路１３はマイナス方向に瞬時に充電される（図３（ｃ）のＡ点波形参照）。このマイナス方向への充電は、第１切換信号φ１がハイレベルからローレベルに反転するまで、すなわち第１スイッチＳＷ１がオフ動作するまで行われる。

第１切換信号φ１がハイレベルからローレベルに反転すると、第１スイッチＳＷ１がオフ動作する。また、第１ＮＯＲ回路１４の一方入力端子には、第１切換信号φ１が入力されているので、第１ＮＯＲ回路１４の出力（第２切換信号φ２）は、ローレベルからハイレベルになる（図３（ｄ）参照）。これにより、第２スイッチＳＷ２がオン動作し、充電回路１３の一端は、放電用バイアス電流源１６に接続されることになり、充電用電流Ｉｄによって一定の放電量でプラス方向に放電される（Ａ点波形のｔ１期間参照）。

その後、充電回路１３がプラス方向に放電されたことによる電圧が閾値電圧Ｖｔｈに達すると、第１ＮＯＲ回路１４の他方の入力端子（充電回路１３の一端）は、ローレベルからハイレベルになる。そのため、第１ＮＯＲ回路１４の出力（第２切換信号φ２）は、ハイレベルからローレベルになる。これにより、第２スイッチＳＷ２はオフ動作し、充電回路１３の一端は、第１ＮＯＲ回路１４の他方の入力端子にのみ接続されることになる。そのため、充電回路１３の一端は、閾値電圧Ｖｔｈに維持される。なお、このとき、放電用バイアス電流源１６は、ダイオードＤ１を介して電圧源１８に接続され、放電用電流Ｉｄは電圧源１８に流れる。

また、第２ＮＯＲ回路１５の入力端子には、第１ＮＯＲ回路１４及びローレベル端子が接続されているため、第１ＮＯＲ回路１４の出力（第２切換信号φ２）がローレベルになると、第２ＮＯＲ回路１５の出力はハイレベルとなり、これがパルス幅変調信号ＰＷＭｏｕｔとしてスイッチング回路２に出力される（図３（ｅ）のＢ点波形参照）。

充電回路１３が閾値電圧Ｖｔｈに維持され、所定時間が経過すると、次の第２周期Ｔ２が開始される。すなわち、第１切換信号φ１がローレベルからハイレベルに変化し、これにより、第１スイッチＳＷ１がオン動作し、充電回路１３は、バッファアンプ回路１２によって電流が引き込まれ、これによりマイナス方向に充電される。その後、上述したのと同様の動作、すなわちマイナス方向への充電及びプラス方向への放電が交互に行われる。

図４に示すように、オーディオ信号ｅ_Sが変調されている場合、特に第１及び第２期間Ｔ２に示すように、オーディオ信号ｅ_Sが正の値で変調されているとき、電流が小となり、充電回路１３の一端（Ａ点）における電圧波形の傾きは、オーディオ信号ｅ_Sが無信号の場合に比べて小となる。そのため、第１又は第２切換信号φ１，φ２のレベルが反転する時点での充電回路１３の端子電圧は、オーディオ信号ｅ_Sが無信号の場合に比べてより高くなり、これらがプラス方向に放電されるとき、オーディオ信号ｅ_Sが無信号の場合に比べて、放電が開始されてから閾値電圧Ｖｔｈに達する時間ｔ１が短くなる。したがって、図４（ｅ）のＢ点波形に示すように、図３に示したオーディオ信号ｅ_Sが無信号の場合に比べ、ハイレベルの時間が長いパルス幅変調信号ＰＷＭｏｕｔが出力される。このように、オーディオ信号ｅ_Sの振幅に応じたパルス幅変調信号ＰＷＭｏｕｔが出力されることになる。

また、オーディオ信号ｅ_Sが変調されている場合であって、オーディオ信号ｅ_Sが負の値であるとき、電流が大となり、充電回路１３の一端における電圧波形の傾きは、オーディオ信号ｅ_Sが無信号の場合に比べて大となる。そのため、第１又は第２切換信号φ１，φ２のレベルが反転する時点での充電回路１３の端子電圧は、オーディオ信号ｅ_Sが無信号の場合に比べてより低くなり、放電が開始されてから閾値電圧Ｖｔｈに達する時間ｔ１が長くなる。したがって、Ｂ点波形に示すように、図３に示したオーディオ信号ｅ_Sが無信号の場合に比べ、ハイレベルの時間が短いパルス幅変調信号ＰＷＭｏｕｔが出力される。

このように、本実施形態では、入力信号としてのオーディオ信号ｅ_Sを電流の形態で入力させるのではなく、電圧の形態で入力させていることにより、充電回路１３を直接的にかつ瞬時にマイナス方向に充電させることができる。そして、その後充電回路１３におけるプラス方向の放電時間を検出することにより、パルス幅変調信号ＰＷＭｏｕｔを取得することができる。

そのため、従来の構成のように、充放電を交互に繰り返してパルス幅変調信号を生成した場合に比べ、充放電を交互に繰り返すための２つの回路構成を設ける必要がなく、単一の容易な回路構成で適切なパルス幅変調信号ＰＷＭｏｕｔを取得することができる。したがって、パルス幅変調回路１では、その回路規模が比較的大きくなることを抑制し、部品コストの増大や基板に実装する場合の実装スペースの広大化を抑制することができる。

図５は、本願発明のパルス幅変調回路の変形例を示すブロック回路図である。この変形例のパルス幅変調回路２１は、比較回路２２が設けられている点、放電用バイアス電流源１６に代えて逆向きの放電電流Ｉｄを流す放電用バイアス電流源２３が設けられている点、電流バイパス回路１７に代えて放電用バイアス電流源２３に電流を供給するための電流バイパス回路２４が設けられている点で上記実施形態と異なる。その他の構成については、上記実施形態と略同様とされ、図５において、図２に示した実施形態に係るパルス幅変調回路１と同機能の部品については、同符号を記すものとする。

このパルス幅変調回路２１では、充電回路１３の一端における電圧を比較回路２２の負（−）側端子に入力して基準電圧Ｖｒｅｆ（正（＋）側端子に入力）と比較することにより、より精度よくパルス幅変調信号ＰＷＭｏｕｔを取得しようとするものである。また、パルス幅変調回路２１では、充放電の順序が図２に示すパルス幅変調回路１と逆とされており、すなわち第１切換信号φ１がハイレベルの期間で充電回路１３がプラス方向に充電され、その後に第１切換信号φ１がローレベルになることによりマイナス方向に放電されるようになっている。パルス幅変調回路２１においても、上記パルス幅変調回路１と同様に、回路の小型化及び部品コストの低減化を図ることができる。

もちろん、この発明の範囲は上述した実施の形態に限定されるものではなく、上記実施形態に示した回路構成は一例であり、同等の機能を有するものであれば、種々の回路を適用することができる。

本願発明に係るパルス幅変調回路が適用されるスイッチングアンプを示す構成図である。 図１に示すパルス幅変調回路の一実施例を表すブロック回路図である。 各信号の電圧波形を示すタイミングチャートであり、オーディオ信号が無信号の場合の図である。 各信号の電圧波形を示すタイミングチャートであり、オーディオ信号が変調されている場合の図である。 パルス幅変調回路の変形例を表すブロック回路図である。 従来のパルス幅変調回路が適用されるスイッチングアンプを示す構成図である。 従来のパルス幅変調回路を示す回路図である。 従来のパルス幅変調回路における各信号の電圧波形を示すタイミングチャートである。

符号の説明

１ パルス幅変調回路
２ スイッチング回路
３ ローパスフィルタ回路
４ 第１電源
５ 第２電源
１１ クロック生成回路
１２ バッファアンプ回路
１３ 充電回路
１４ 第１ＮＯＲ回路
１５ 第２ＮＯＲ回路
１６ 放電用バイアス電流源
１７ 電流バイパス回路
ｅ_S オーディオ信号
Ｉｄ 放電用バイアス電流
ＳＷ１ 第１スイッチ
ＳＷ２ 第１スイッチ
Ｔ１ 第１期間
Ｔ２ 第２期間
φ１ 第１切換信号
φ２ 第２切換信号

Claims (6)

1. 所定のクロック信号に同期して入力信号電圧に基づいて充電手段における電圧を変化させる第１電圧制御手段と、
   前記第１電圧制御手段によって前記充電手段における電圧が変化される第１の期間に続く所定の第２の期間において、一定のバイアス電流に基づいて前記第１の期間における前記電圧の変化方向と逆向きに変化させる第２電圧制御手段と、
   前記第２の期間が開始されてから前記充電手段における電圧が所定の基準電圧に到達するまでの時間を検出する検出手段と、
   前記検出手段から前記クロック信号ごとに繰り返し出力される検出時間に基づいて、当該時間のパルス幅を有するパルス信号を生成するパルス信号生成手段と、
   を備えることを特徴とするパルス幅変調回路。
2. 前記第１電圧制御手段は、
   前記充電手段をグランド電位に対してマイナス方向に充電させるものである、請求項１に記載のパルス幅変調回路。
3. 前記第２電圧制御手段は、
   前記グランド電位に対してプラス方向に放電させるものである、請求項１又は２に記載のパルス幅変調回路。
4. 前記検出手段は、
   前記クロック信号と、前記充電手段における電圧との否定論理和を演算する演算手段を含み、
   前記パルス信号生成手段は、
   前記演算手段の出力に基づいて前記パルス信号を生成する、請求項１ないし３のいずれかに記載のパルス幅変調回路。
5. 前記クロック信号を発生させるクロック生成手段を備える、請求項１ないし４のいずれかに記載のパルス幅変調回路。
6. 請求項１ないし請求項４のいずれかに記載のパルス幅変調回路と、
   所定の電源電圧を出力する電圧源と、
   前記パルス幅変調回路から出力される変調信号に基づいて、前記電圧源から供給される所定の電源電圧をスイッチングするスイッチング回路と、
   を備えたことを特徴とする、スイッチングアンプ。

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