JP2004007324A - D級増幅器における三角波生成回路 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】演算増幅器39と、コンデンサ40とによって積分回路が構成されている。そして、スイッチ素子36、37が交互にオンになり、コンデンサ40が定電流回路34、35の電流によって交互に充電され、出力端46に三角波が得られる。この時、出力端46の電圧が±1Vになると、比較回路41,42およびナンドゲート44,45によるフリップフロップによってスイッチ素子36,37が切り換えられる。定電流回路34,35の電流が、負荷回路33の電流に応じて制御され、負荷回路33の電流が、位相比較回路22、ループフィルタ23、LPF24、演算増幅器30、FET32を含むPLL回路によって制御される。これにより、出力三角波がクロックパルスCKと同一周波数となる。
【選択図】 図1
Description
【発明の属する技術分野】
この発明は、主としてオーディオ信号の電力増幅に用いられるD級増幅器に係り、特に、アナログオーディオ信号をパルス信号に変換する際に用いられる三角波生成回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
図6はD級増幅器の構成例を示すブロック図である。この図において、符号101はアナログ信号入力端子、102は三角波生成回路、103は積分器、104は積分器103の出力と三角波生成回路102の出力とを比較する電圧比較器、105はパルス増幅器、106、106’はパルス増幅器105の出力によってオン/オフ制御されるスイッチング素子、109,109’は+および−電源である。また、110はスイッチング素子106、106’の接続点Qに得られるPWM信号を積分器103に帰還する抵抗であり、抵抗111とで帰還量が定まる。コンデンサ112は直流遮断用のコンデンサである。また、107はLPF(ローパスフィルタ)、108は負荷である。
【0003】
図7は図6の各部の波形を示す波形図であり、(A)は三角波生成回路101の出力S1の波形、(B)は入力端子101へ入力されたアナログ信号S2の波形、(C)は電圧比較回路104の非反転出力端R2の信号(PWM信号)の波形、(D)はLPF107の出力信号S4の波形である。また、図8は三角波生成回路102の出力S1と電圧比較器104の出力端R1、R2の信号と、スイッチング素子106、106’の接続点Qの信号の波形を示す波形図であり、この図において、符号Pは積分器103の出力を示し、また、符号P’は積分器103の出力の理想波形を示している。
【0004】
これらの図に示すように、アナログ入力信号S2は積分器103を介して電圧比較器104へ供給され、この電圧比較器104において三角波生成回路101の出力S1と比較され、ここでPWM変調されたパルス信号に変換される(図8(ロ)、(ハ)参照)。次いで、パルス増幅器105で増幅され、スイッチング素子106、106’によってスイッチング増幅される。そして、スイッチング増幅後の信号がLPF107によってアナログ信号S4に戻され、負荷108へ出力される。
【0005】
図9は図6に示すD級増幅器をさらに詳細に示した回路図である。この図に示すように、積分器103は演算増幅器121および演算増幅器121の反転入力端および出力端間に介挿されたコンデンサ122から構成され、LPF107はコイル124およびコンデンサ125から構成されている。
【0006】
上述したD級増幅器においては、三角波生成回路102において生成される三角波の精度が増幅歪みに大きな影響を及ぼす。したがって、波高値の変動やオフセットずれが少ない、精度の高い三角波を生成することが極めて重要である。
【0007】
図10は従来の三角波生成回路の構成例を示す回路図であり、この図において、1はデューティ比50%のクロックパルスが入力される入力端子、2は増幅器、3は抵抗、4は演算増幅器、5はコンデンサ、6は出力端子である。この回路は、入力端子1へ入力されるパルスが”H”(ハイ)レベル/”L”(ロー)レベルを繰り返すと、これに応じてコンデンサ5の充放電が行われ、これにより出力電圧Voutが三角形状に変化する。
【0008】
また、図11は従来の三角波生成回路の他の構成例を示す回路図であり、この図において、符号1,2,4〜6は図10の各部と同じ部品である。また、11,12は増幅器2の出力によってオン/オフ制御されるスイッチ素子、13,14は各々定電流回路である。この回路は、スイッチ素子11がオン、スイッチ素子12がオフになると、コンデンサ5が電流I1によって充電され、スイッチ素子11がオフ、スイッチ素子12がオンになると、コンデンサ5が電流I2によって上記と逆方向に充電され、この動作が繰り返されることによって出力電圧Voutが三角形状に変化する。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述した図10の回路は、出力電圧Voutが、
Q=CV(Q;コンデンサ5の電荷、C;コンデンサ5の容量、V;コンデンサ5の電圧)
it=CVout(i;コンデンサ5の電流)
Vout=it/C=(RVin)/C(R;抵抗3の値、Vin;入力電圧)
となり、抵抗3の値Rとコンデンサ5の容量Cと入力クロックパルスの振幅および周波数に依存する。一般に、抵抗3の値Rとコンデンサ5の容量Cにはバラツキがあり、このため、出力電圧Voutの波高値が一定にならない欠点がある。
【0010】
また、図11に示す回路は、入力クロックパルスのデューティ比または定電流回路13、14の電流値が僅かでもずれると、図12(b)に示すように、出力電圧Voutにオフセットが発生してしまう。なお、図12(a)はオフセットずれが発生しない場合の三角波形である。
この発明は、このような事情を考慮してなされたもので、その目的は、波高値の変動やオフセットずれがない、精度の高い三角波を生成することができるD級増幅器における三角波生成回路を提供することにある。
【0011】
【課題を解決するための手段】
この発明は上記の課題を解決するためになされたもので、請求項1に記載の発明は、増幅器と、該増幅器の入力端および出力端間に介挿された容量とからなる積分手段と、前記容量を、前記増幅器の出力が第1の規定電圧へ向かうように充電する第1の定電流手段と、前記容量を、前記増幅器の出力が第2の規定電圧へ向かうように充電する第2の定電流手段と、前記第1、第2の定電流手段の電流を設定する電流設定手段と、前記第1の定電流手段の電流をオン/オフ制御する第1のスイッチ手段と、前記第2の定電流手段の電流をオン/オフ制御する第2のスイッチ手段と、前記増幅器の出力と前記第1の規定電圧とを比較し、前記増幅器の出力が前記第1の規定電圧に一致した時、信号を出力する第1の比較手段と、前記増幅器の出力と前記第2の規定電圧とを比較し、前記増幅器の出力が前記第2の規定電圧に一致した時、信号を出力する第2の比較手段と、前記第1、第2の比較手段の出力に応じて出力信号が反転するフリップフロップであって、前記第1、第2のスイッチ手段をオン/オフ制御するフリップフロップとを具備することを特徴とするD級増幅器における三角波生成回路である。
【0012】
また、請求項2に記載の発明は、請求項1に記載のD級増幅器における三角波生成回路において、前記電流設定手段は、外部から供給されるクロックパルスの位相と、前記フリップフロップの出力の位相とを比較する位相比較手段と、前記位相比較手段の出力の高周波成分を除去するローパスフィルタと、前記ローパスフィルタの出力に応じて前記第1、第2の定電流手段の電流を制御する電流制御手段とからなることを特徴とする。
【0013】
また、請求項3に記載の発明は、増幅器と、該増幅器の入力端および出力端間に介挿された容量とからなる積分手段と、前記容量を、前記増幅器の出力が第1の規定電圧へ向かうように充電する第1のカレントミラー回路と、前記容量を、前記増幅器の出力が第2の規定電圧へ向かうように充電する第2のカレントミラー回路と、前記第1のカレントミラー回路の電流をオン/オフ制御する第1のスイッチ手段と、前記第2のカレントミラー回路の電流をオン/オフ制御する第2のスイッチ手段と、前記増幅器の出力と前記第1の規定電圧とを比較し、前記増幅器の出力が前記第1の規定電圧に一致した時、信号を出力する第1の比較手段と、前記増幅器の出力と前記第2の規定電圧とを比較し、前記増幅器の出力が前記第2の規定電圧に一致した時、信号を出力する第2の比較手段と、前記第1、第2の比較手段の出力に応じて出力信号が反転するフリップフロップであって、前記第1、第2のスイッチ手段をオン/オフ制御するフリップフロップと、外部から供給されるクロックパルスの位相と、前記フリップフロップの出力の位相とを比較する位相比較手段と、前記位相比較手段の出力の高周波成分を除去するローパスフィルタと、前記ローパスフィルタの出力に応じて前記第1、第2のカレントミラー回路の電流を制御する電流制御手段とを具備することを特徴とするD級増幅器における三角波生成回路である。
【0014】
また、請求項4に記載の発明は、入力信号を三角波生成回路から出力される三角波によってPWM変調する変調段と、前記変調段の出力をスイッチング素子によってスイッチング増幅するスイッチング増幅段とからなるD級増幅器において、前記スイッチング増幅段の正電源電圧および負電源電圧を各々一定の分圧比で分圧し、第1、第2の電圧として出力する分圧回路と、増幅器と、該増幅器の入力端および出力端間に介挿された容量とからなる積分手段と、前記容量を、前記増幅器の出力が第1の規定電圧へ向かうように充電する第1の定電流手段と、前記容量を、前記増幅器の出力が第2の規定電圧へ向かうように充電する第2の定電流手段と、前記第1、第2の定電流手段の電流を設定する電流設定手段と、前記第1の定電流手段の電流をオン/オフ制御する第1のスイッチ手段と、前記第2の定電流手段の電流をオン/オフ制御する第2のスイッチ手段と、前記増幅器の出力と前記第1の規定電圧とを比較し、前記増幅器の出力が前記第1の規定電圧に一致した時、信号を出力する第1の比較手段と、前記増幅器の出力と前記第2の規定電圧とを比較し、前記増幅器の出力が前記第2の規定電圧に一致した時、信号を出力する第2の比較手段と、前記第1、第2の比較手段の出力に応じて出力信号が反転するフリップフロップであって、前記第1、第2のスイッチ手段をオン/オフ制御するフリップフロップとを具備することを特徴とするD級増幅器における三角波生成回路である。
【0015】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照し、この発明の実施の形態について説明する。図1はこの発明の第1の実施の形態による三角波生成回路の構成を示す回路図である。この図において、符号21は基準クロックパルスCKが入力される端子である。22はディジタル位相比較回路であり、基準入力端INへ入力されるクロックパルスCKの位相と比較入力端REFの信号NFBの位相を比較し、比較結果に従って出力端UPまたは出力端DWから”H”レベルの信号を出力する。23はループフィルタであり、位相比較回路22の出力をアナログ信号PLLCに変換して出力する。24はコンデンサ25,26および抵抗27から構成され、ループフィルタ23とでローパスフィルタを構成し、ループフィルタ23の出力の高周波成分を除去する。
【0016】
30は演算増幅器であり、その非反転入力端へループフィルタ23の出力PLLCが入力され、反転入力端がFET(電界効果トランジスタ)32のソースに接続され、その出力端がFET32のゲートに接続されている。また、FET32のソースは抵抗31を介して接地され、ドレインは負荷回路33を介して負電源(−5V)に接続されている。負荷回路33はFET32の負荷となる回路であり、1個のFETによって構成されている。上記演算増幅器30、FET32および抵抗31は、負荷回路33を流れる電流を、ループフィルタ23の出力PLLCのレベルに応じて制御する回路である。
【0017】
34、35は定電流回路であり、その電流値は負荷回路33を流れる電流によって制御され、負荷回路33と同一の電流が流れる。36、37はスイッチ素子であり、信号NFBによってオン/オフ制御される。すなわち、信号NFBが”L”レベルの時はスイッチ素子36がオン、37がオフとなり、”H”レベルの時はスイッチ素子36がオフ、37がオンとなる。39は演算増幅器であり、その非反転入力端は接地され、反転入力端はスイッチ素子36,37の接続点に接続され、出力端が出力端子46に接続されている。40は演算増幅器39の反転入力端および出力端間に介挿されたコンデンサである。そして、上記演算増幅器39およびコンデンサ40によって積分回路が構成されている。
【0018】
41は比較回路であり、その反転入力端に演算増幅器39の出力が入力され、非反転入力端に電圧+1Vが入力されている。42も比較回路であり、その反転入力端に演算増幅器39の出力が入力され、非反転入力端に電圧−1Vが入力されている。そして、比較回路41出力がナンドゲート44の一方の入力端へ入力され、比較回路42の出力がインバータ43を介してナンドゲート45の一方の入力端へ入力されている。ナンドゲート44、45はRS(セット/リセット)フリップフロップを構成しており、その出力が前述した信号NFBとしてスイッチ素子36、37および位相比較回路22へ出力される。
上述した説明から明らかなように、図1に示す三角波生成回路はPLL(フェイズロックドループ)構成となっている。
【0019】
次に、上述した三角波生成回路の動作を図2に示すタイミングチャートを参照して説明する。
回路に電源が投入されると、ナンドゲート45の出力信号NFBの”H”/”L”に応じてスイッチ素子36、37のいずれかがオンとなる。いま、信号NFBが”L”であり、スイッチ素子36がオンになったとすると、定電流回路34の電流によってコンデンサ40が逐次充電され、演算増幅器39の出力が直線的に下降する(図2(イ)の符号P1参照)。そして、演算増幅器39の出力が−1Vに達すると(時刻t1)、比較回路42の出力信号NLOが”H”となり(図2(ロ))、従って、インバータ43の出力信号NLONが”L”となり(図2(ハ))、これにより、ナンドゲート45の出力信号NFBが”H”となる(図2(ニ))。
【0020】
信号NFBが”H”になると、スイッチ素子36がオフ、スイッチ素子37がオンとなり、コンデンサ40が定電流回路35の電流によって上記と逆方向に充電され、演算増幅器39の出力電圧が上昇を開始する。演算増幅器39の出力電圧がわずかでも上昇すると、比較回路42の出力信号NLOが”L”レベルに戻るが(図2(ロ))、信号NFBは”H”レベルを続け、これにより、演算増幅器39の出力が徐々に上昇する(図2(イ)の符号P2)。
【0021】
そして、時刻t2において、演算増幅器39の出力が+1Vに達すると、比較回路41の出力信号NHIが”L”レベルとなり(図2の(ホ))、これにより、ナンドゲート45の出力信号NFBが反転し、”L”レベルとなる(図2の(ニ))。信号NFBが”L”レベルになると、スイッチ素子37がオフ、スイッチ素子36がオンとなり、再び演算増幅器39の出力が下降を開始する。演算増幅器39の出力が下降を開始すると、比較回路41の出力信号NHIが”H”レベルに戻る。
【0022】
以下、上記の動作が繰り返され、これにより、出力端子46に三角波による出力電圧Voutが得られる。そして、以上の説明から明らかなように、三角波の立ち上がり、立ち下がりの速度は、定電流回路34、35の電流値によって決まり、その電流値が大であれば、立ち上がり、立ち下がりが急峻な勾配の波形となり、電流値が小であれば、立ち上がり、立ち下がりが緩やかな勾配の波形となる。なお、比較回路41,42へは+1,−1Vを入力したが、他の所定電圧を入力してもよい。
【0023】
上述した定電流回路34、35の電流値を決める回路が、位相比較回路22、ループフィルタ23、ローパスフィルタ24、演算増幅器30、抵抗31、FET32および負荷回路33であり、以下、この部分の動作を説明する。
【0024】
いま、端子21に基準クロックパルスCK(図2(ヘ))を入力すると、位相比較回路22が信号NFBとクロックパルスCKの位相を比較し、比較結果に応じた信号をループフィルタ23へ出力する。ループフィルタ23は位相比較回路22の出力に対応するアナログ信号PLLC(図2(ト))をローパスフィルタ24を介して演算増幅器30へ出力する。演算増幅器30は上記信号PLLCに基づいて負荷回路33を流れる電流を制御する。すなわち、信号PLLCが大になると、演算増幅器30の出力が上昇し、これにより、FET32のソース−ゲートバイアスが小となって負荷回路33を流れる電流が減少する。一方、信号PLLCが小になると、演算増幅器30の出力が下降し、これにより、FET32のソース−ゲートバイアスが大となって負荷回路33を流れる電流が増加する。
【0025】
そして、負荷回路33の電流が変化すると、それに応じて定電流回路34,35の電流が変化し、したがって、演算増幅器39の出力の立ち上がり、立ち下がりの勾配が変化し、信号NFBの周期が変化する。以上述べたPLL(フェイズロックドループ)の作用により、信号NFBの位相がクロックパルスCKの位相と一致するように変化し、これにより、信号NFBの周期がクロックパルスCKの周期に一致する。すなわち、出力端子46の三角波の周期が基準クロックパルスCKの周期に等しくなる。
【0026】
このように、上記実施形態による三角波生成回路によれば、基準クロックパルスCKと等しい周期の三角波を出力端子46に得ることができる。また、その三角波のピーク電圧は比較回路41,42へ入力される電圧±1Vによって正確に規定されることから、ピーク電圧の変動が全くない三角波を得ることができる。さらに、コンデンサ40の充放電電流が定電流回路34,35によって決まり、、常に、同一電流となることから、オフセットずれが生じることも全くない。
【0027】
次に、上述した抵抗31,FET32、負荷回路33、定電流回路34,35,スイッチ素子36,37による回路部分の具体的構成例を図3によって説明する。なお、図3において、符号N、NG、P、PGは各々FETのNチャネル、Pチャネルを示している。
【0028】
図3において、負荷回路33はFET50によって構成されている。このFET50のゲートはソースと接続されると共に、FET51のゲートに接続され、これにより、FET50、FET32、抵抗31による回路と、FET51〜54の直列接続回路がカレントミラー回路を構成している。したがって、FET50を流れる電流とFET51〜54を流れる電流が同一となる。FET53のゲートはソースに接続されると共に、FET55のゲートに接続され、FET54のゲートはソースに接続されると共に、FET56のゲートに接続されている。これにより、FET51〜54の直列接続回路とFET55〜58の直列接続回路がカレントミラー回路を構成し、したがって、両回路に流れる電流は同一となる。なお、各FETの大きさを変えることによって両回路に電流を変えることもできる。その場合、各回路を流れる電流はFETの大きさに比例した電流となる。また、FET54、56がなくても(ショートされていても)カレントミラー回路を構成する点は同じであるが、FET54,56がある方が電流の精度がよくなる。また、FET52は回路のオン抵抗を調整するためのものである。
【0029】
また、FET57のゲートはソースに接続されると共に、FET63のゲートに接続され、これにより、FET55〜58の直列接続回路と、FET59〜64の直列接続回路とがカレントミラー回路を構成している。したがって、FET55〜58の直列接続回路とFET59〜64の直列接続回路には同一電流が流れる。また、FET60のゲートはソースに接続されると共に、FET66のゲートに接続され、FET61のゲートはソースに接続されると共に、FET67のゲートに接続されている。これにより、FET59〜64の直列接続回路とFET65〜67の直列接続回路がカレントミラー回路を構成し、したがって、両回路には同じ電流が流れる。
【0030】
また、FET57のゲートはFET69のゲートに接続され、これにより、FET55〜58の直列接続回路とFET68〜70の直列接続回路には同一電流が流れる。また、FET65は図1のスイッチ素子36を構成し、FET70は図1のスイッチ素子37を構成している。また、FET58,59,62,64,68はオン抵抗調整用のFETである。また、FET71、72および増幅器73は三角波生成を停止するための回路である。
【0031】
上述した説明から明らかなように、FET50(負荷回路33)を流れる電流と同一の電流が、FET65がオンとなった時にFET65〜67の直列接続回路に流れ、FET70がオンとなった時はFET68〜70の直列接続回路に流れる。
【0032】
以上がこの発明の第1の実施形態の詳細である。ところで、上述した実施形態を図9における三角波生成回路102として用いた場合に次の問題がある。すなわち、コンパレータ104の入力端Pからスイッチング素子106、106’の接続点Qまでの間の利得Gは、三角波生成回路102の出力S1の最大値をVP、最小値をVMとし、スイッチング素子106に入力される電源電圧をVPX(+電源)、スイッチング素子106’に入力される電源電圧をVMX(−電源)とすると、入力端Pの信号の振幅が(VP−VM)、出力端Qの信号の振幅が、(VPX−VMX)となることから、
G=(VPX−VMX)/(VP−VM)・・・(1)
となる。
【0033】
ここで、電源電圧VPX、VMXは各々変動する可能性がある。そして、電源電圧VPX、VMXが変動すると、上述した利得Gが変動してしまい、この結果、系としての安定度が変わり、安定度を必要以上にとらなければならなくなる。この利得変動を押さえるには、スイッチング素子106、106’へ入力する電源として高安定化電源を用いればよいが、それでは電源回路が複雑かつ高価になってしまう。次の第2の実施形態は、高安定化電源を使用せずに、利得変動を防止した回路である。
【0034】
図4はこの発明の第2の実施形態による三角波生成回路の構成を示す回路図であり、この図に示す回路が図1に示す回路と異なる点は、比較回路41、42の各非反転入力端へ入力されている信号である。すなわち、図1の回路はこれらの非反転入力端へ一定電圧が入力されていたが、この実施形態においては、比較回路41の非反転入力端へ、電源電圧VPXを抵抗81,82によって分圧した電圧が入力され、比較回路42の非反転入力端へ、電源電圧VMXを抵抗83,84によって分圧した電圧が入力されている。この場合、抵抗81,83の抵抗値(R81、R83)は同一であり、また、抵抗82,84の抵抗値(R82、R84)も同一である。すなわち、比較回路41,42の各非反転入力端へは、
V1=VPX/a・・・(2)
V2=VMX/a・・・(3)
なる電圧が入力される。ここで、aは正の定数であり、
a=R82/(R81+R82)
=R84/(R83+R84)
となる。
【0035】
これにより、出力端子46から出力される三角波の最大値VP、最小値VMは各々上記電圧V1、V2となり、この結果、上記(1)式の利得Gは
G=(VPX−VMX)/(VP3−VM3)
=(VPX−VMX)/(VPX/a−VMX/a)
=a・・・(4)
となり、スイッチング素子106、106’へ供給される電源電圧VPX、VMXに影響されない値となり、したがって、電源電圧VPX、VMXが変動しても利得Gが変動することはない。
【0036】
図5は図1に示す三角波生成回路を用いたD級増幅器の一例を示す回路図であり、この図において図9の各部と対応する部分には同一の符号が付してある。この図に示す回路が図9に示す回路と異なる点は次の点である。すなわち、コンパレータ104の非反転入力端が手動切替スイッチ91のコモン端子に接続され、スイッチ91の第1接点がスイッチ92のコモン端子に接続され、スイッチ91の第2接点が三角波生成回路102の出力端に接続されている。スイッチ92はコンパレータ104の非反転出力端R2の信号によって駆動されるもので、その非反転出力端R2の信号が”H”の時コモン端子が第1接点に接続され、”L”の時はコモン端子が第2接点に接続される。このスイッチ92の第1の接点には電圧VM3が、第2の接点には電圧VP3が各々供給されている。この場合、電圧VM3、VP3は各々次の電圧である。
VM3=VMX/b・・・(5)
VP3=VPX/b・・・(6)
但し、bは正の定数
【0037】
このような構成において、手動切替スイッチ91を第2接点側に投入すると、三角波生成回路102の出力がコンパレータ104の非反転入力端へ入力され、これにより、回路が他励型PWM変調回路として動作する。一方、スイッチ91を第1接点側に投入すると、回路が自励型PWM変調回路として動作する。この場合、コンパレータ104の入力端Pからスイッチング素子106,106’の接続点Qまでの間の利得Gは、
G=(VPX−VMX)/(VP3−VM3)
=(VPX−VMX)/(VPX/b−VMX/b)
=b・・・(7)
となり、スイッチング素子106,106’の電源電圧VPX、VMXに影響されない値となる。
【0038】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明によれば、波高値の変動やオフセットずれがない、精度の高い三角波を生成することができる効果が得られる。また、請求項4の発明によれば、上記の効果に加えて、さらにスイッチング素子へ供給される電源電圧の変動に影響されない、安定した動作を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】この発明の一実施形態による三角波生成回路の構成を示すブロック図である。
【図2】同実施形態の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図3】同実施形態における抵抗31,FET32、負荷回路33、定電流回路34,35,スイッチ素子36,37による回路部分の具体的構成例を示す回路図である。
【図4】この発明の他の実施形態による三角波生成回路の構成を示すブロック図である。
【図5】図4に示す三角波生成回路を用いたD級電力増幅器の構成例を示す回路図である。
【図6】一般的なD級増幅器の構成を示すブロック図である。
【図7】同D級増幅器の各部の波形を示す波形図である。
【図8】同D級増幅器の各部の波形を示す波形図である。
【図9】同D級増幅器の詳細構成を示す回路図である。
【図10】従来の三角波生成回路の構成例を示す回路図である。
【図11】従来の三角波生成回路の他の構成例を示す回路図である。
【図12】図11に示す三角波生成回路の問題点を説明するための波形図である。
【符号の説明】
21…端子、22…位相比較回路、23…ループフィルタ、24…ローパスフィルタ、30…演算増幅器、32…FET、33…負荷回路、34、35…定電流回路、36,37…スイッチ素子、39…演算増幅器、40…コンデンサ、41,42…比較回路、44,45…ナンドゲート。81〜84…抵抗。
Claims (4)
- 増幅器と、該増幅器の入力端および出力端間に介挿された容量とからなる積分手段と、
前記容量を、前記増幅器の出力が第1の規定電圧へ向かうように充電する第1の定電流手段と、
前記容量を、前記増幅器の出力が第2の規定電圧へ向かうように充電する第2の定電流手段と、
前記第1、第2の定電流手段の電流を設定する電流設定手段と、
前記第1の定電流手段の電流をオン/オフ制御する第1のスイッチ手段と、
前記第2の定電流手段の電流をオン/オフ制御する第2のスイッチ手段と、
前記増幅器の出力と前記第1の規定電圧とを比較し、前記増幅器の出力が前記第1の規定電圧に一致した時、信号を出力する第1の比較手段と、
前記増幅器の出力と前記第2の規定電圧とを比較し、前記増幅器の出力が前記第2の規定電圧に一致した時、信号を出力する第2の比較手段と、
前記第1、第2の比較手段の出力に応じて出力信号が反転するフリップフロップであって、前記第1、第2のスイッチ手段をオン/オフ制御するフリップフロップと、
を具備することを特徴とするD級増幅器における三角波生成回路。 - 前記電流設定手段は、
外部から供給されるクロックパルスの位相と、前記フリップフロップの出力の位相とを比較する位相比較手段と、
前記位相比較手段の出力の高周波成分を除去するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタの出力に応じて前記第1、第2の定電流手段の電流を制御する電流制御手段と、
からなることを特徴とする請求項1に記載のD級増幅器における三角波生成回路。 - 増幅器と、該増幅器の入力端および出力端間に介挿された容量とからなる積分手段と、
前記容量を、前記増幅器の出力が第1の規定電圧へ向かうように充電する第1のカレントミラー回路と、
前記容量を、前記増幅器の出力が第2の規定電圧へ向かうように充電する第2のカレントミラー回路と、
前記第1のカレントミラー回路の電流をオン/オフ制御する第1のスイッチ手段と、
前記第2のカレントミラー回路の電流をオン/オフ制御する第2のスイッチ手段と、
前記増幅器の出力と前記第1の規定電圧とを比較し、前記増幅器の出力が前記第1の規定電圧に一致した時、信号を出力する第1の比較手段と、
前記増幅器の出力と前記第2の規定電圧とを比較し、前記増幅器の出力が前記第2の規定電圧に一致した時、信号を出力する第2の比較手段と、
前記第1、第2の比較手段の出力に応じて出力信号が反転するフリップフロップであって、前記第1、第2のスイッチ手段をオン/オフ制御するフリップフロップと、
外部から供給されるクロックパルスの位相と、前記フリップフロップの出力の位相とを比較する位相比較手段と、
前記位相比較手段の出力の高周波成分を除去するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタの出力に応じて前記第1、第2のカレントミラー回路の電流を制御する電流制御手段と、
を具備することを特徴とするD級増幅器における三角波生成回路。 - 入力信号を三角波生成回路から出力される三角波によってPWM変調する変調段と、前記変調段の出力をスイッチング素子によってスイッチング増幅するスイッチング増幅段とからなるD級増幅器において、
前記スイッチング増幅段の正電源電圧および負電源電圧を各々一定の分圧比で分圧し、第1、第2の電圧として出力する分圧回路と、
増幅器と、該増幅器の入力端および出力端間に介挿された容量とからなる積分手段と、
前記容量を、前記増幅器の出力が第1の規定電圧へ向かうように充電する第1の定電流手段と、
前記容量を、前記増幅器の出力が第2の規定電圧へ向かうように充電する第2の定電流手段と、
前記第1、第2の定電流手段の電流を設定する電流設定手段と、
前記第1の定電流手段の電流をオン/オフ制御する第1のスイッチ手段と、
前記第2の定電流手段の電流をオン/オフ制御する第2のスイッチ手段と、
前記増幅器の出力と前記第1の規定電圧とを比較し、前記増幅器の出力が前記第1の規定電圧に一致した時、信号を出力する第1の比較手段と、
前記増幅器の出力と前記第2の規定電圧とを比較し、前記増幅器の出力が前記第2の規定電圧に一致した時、信号を出力する第2の比較手段と、
前記第1、第2の比較手段の出力に応じて出力信号が反転するフリップフロップであって、前記第1、第2のスイッチ手段をオン/オフ制御するフリップフロップと、
を具備することを特徴とするD級増幅器における三角波生成回路。
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