JP2010233439A - 電源制御装置、及びそれを用いた電源装置 - Google Patents

電源制御装置、及びそれを用いた電源装置 Download PDF

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Abstract

【課題】広範囲の負荷に対して効率の良く動作するコンバータ電源装置を提供する。
【解決手段】並列接続されたスイッチング回路１２０，１３０及びコンデンサ１４０を有する昇圧コンバータを制御する、電源制御装置１５０であって、
スイッチング回路１２０，１３０に対して、信号線を介してそれぞれの制御信号を出力する、制御回路１５１と、
昇圧コンバータに入力する電流、及びスイッチング回路１２０，１３０に入力する電流を検出する、電流検出器１５３と、
昇圧コンバータが出力する電圧を検出する、電圧検出器１５５と、
電流検出器１５３で検出された電流と基準電流との比較を行う、比較回路１５４と、
電圧検出器１５５で検出された電圧と基準電圧との比較を行う、比較回路１５６と、
比較回路１５４、１５６による比較の結果に基づいて、スイッチング回路１３０への制御信号の信号線を接続又は切断する、制御信号スイッチ１５２と、
を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、電源制御装置、及びそれを用いた電源装置、例えば、ＰＦＣ制御を行う電源制御装置及びそれを用いたコンバータ電源装置に関する。
近年、多様な電子機器の開発に伴い、必要とされる電源の種類が増加している。一方、エネルギー消費の増大が地球環境の悪化、特にＣＯ２排出による温暖化を加速するとされており、もはや電子機器にとって省エネルギー化や高効率化は当然に対応すべき課題となってきた。
そのため、省エネルギー化や高効率化が求められる電子機器の電源回路には、ツェナーダイオードやリニアレギュレータに比べて効率の良いスイッチングレギュレータを採用することが一般的になっている。このスイッチングレギュレータには、昇圧型コンバータ、降圧型コンバータおよび昇降圧型コンバータなど様々な種類のものが知られている。
ところで、このように広く普及しているスイッチングレギュレータであるが、特に商用交流電源を用いる家電等の電子機器の多くは、コンデンサインプット型の整流平滑回路を用いている。このため、当該コンデンサを充電する期間に限って多量の電流が流れる。よって、商用交流電源側から見ると、電子機器の電流波形は正弦波にならず、多くの高調波成分を含むこととなる。
この高調波成分によりノイズの問題が生じる他、高調波成分が商用電源側に戻ってきた際に、商用電源や、同じ商用電源に繋がる他の機器が悪影響を被るおそれがある。その他、力率（ｃｏｓφ）が大幅に低下することにより無効電力が多く発生するという問題がある。
このような問題を解決するため、コンバータ電源装置にＰＦＣ（Power Factor Correction；力率改善）制御回路を用いることが一般的となっている。このＰＦＣ制御回路は、電子機器の電流波形が交流電源の電圧波形となるべく相似形になり、且つ位相が合うように、スイッチング回路のスイッチをオン／オフ制御する。その後、スイッチング回路の出力は平滑コンデンサにより平滑化される。また、スイッチング回路から商用交流電源側につながるラインに高調波除去用のフィルタが挿入される。
上記のようにすることで、前述の高調波成分を減らし、力率を改善することができる。
なお、消費電力が７５Ｗ以上の機器についてはＰＦＣ制御回路の導入が規格化されるなど、国際的な規制の整備が進められている。
ＰＦＣ制御の動作方式は、３つのモード、即ち、電流連続モード（ＣＣＭ：continuous conduction mode）、電流不連続モード（ＤＣＭ：discontinuous conduction mode）及び電流臨界モード（ＣＲＭ：critical conduction Mode）に大別される。これらのモードはそれぞれ以下の特徴を持っている。
電流連続モードは、スイッチング回路のコイルを流れる電流がゼロにならないうちにスイッチング回路のスイッチをスイッチングさせる。このスイッチングは、ＰＦＣ制御回路内部に配置されたＯＳＣ回路の所定周波数のタイミングでスイッチを強制的にオン／オフすることにより行われる。スイッチング回路のコイルを流れる電流を電流検出器でモニタし、モニタ結果に基づいてフィードバック制御を行い、制御信号のデューティ比を随時変化させる。
電流連続モードを用いる昇圧コンバータ型ＰＦＣ制御回路は、スイッチング回路のコイルやダイオードに電流が流れている間にスイッチをオンする。このため、電流波形は比較的滑らかとなり、比較的電力の大きい電子機器に用いることができる長所がある。しかし、スイッチング回路のダイオードに逆回復電流が流れるため、ダイオードから発するノイズが大きく、またダイオードが発熱しやすいという短所がある。
一方、電流不連続モード（または電流臨界モード）は、ＯＳＣ回路によるタイミングでスイッチングを行うのではない。即ち、コイルを流れる電流を電流検出器により検出し、その電流がゼロになったタイミングでスイッチをオンさせる。そして、コイルを流れる電流が商用電源の電圧と比例する所定の範囲内であり、且つ、出力電圧が所定の値から外れないように留意して、適当なタイミングでスイッチをオフさせる。
電流不連続モードを用いる昇圧コンバータ型ＰＦＣ制御回路は、スイッチング回路のコイルやダイオードに流れる電流がゼロになるのを確認した後、スイッチをオンする。このため、電流波形が不連続となり、リップルが大きい。よって、比較的電力の大きい電子機器には向かないという短所がある。しかし、ダイオードに逆回復電流が流れず、比較的回路が簡便であるため、電力の小さい電子機器には適しているという長所を持つ。
なお、電流臨界モードは、コイルやダイオードに流れる電流がゼロになるのと同時にスイッチをオンさせる。電流がゼロに落ちるのが一瞬であることから、電流不連続モードの特殊なモードといえる。この電流臨界モードは電流の時間積分値が電流不連続モードの中では最大となるため、電流不連続モードの中では最も効率の良い動作モードとなる。よって、通常、この電流臨界モードを用いることが多い。
上記のことから、比較的電力の大きい機器（例えば２００Ｗ〜３００Ｗ以上）には電流連続モードを用いる昇圧コンバータ型ＰＦＣ制御回路が採用され、比較的電力の小さい機器には電流不連続モードまたは電流臨界モードを用いる昇圧コンバータ型ＰＦＣ制御回路が採用されることが一般的である。
ところで、近年、薄型ＴＶに代表される省スペースの電気製品が登場し普及するのに伴い、従来に比べてコンパクトな電源装置が強く求められるようになってきた。コンパクトな電源装置を実現するには、コイル等の部品を物理的に小さくする必要がある。それ以外にも、放熱設計が容易な回路構成にすることも必要である。これは、電源装置のコンパクト化に伴って空間的な制約が大きくなるほど、放熱対策が困難になるためである。また、放熱対策が容易でない場合、比較的電力の大きい機器向けに電流連続モードを用いようとしても、前述のダイオードの発熱が問題となるおそれがあるからである。
なお、電流臨界モードを使用すれば、ノイズの規制範囲内という条件はあるものの、ダイオードの発熱の問題は大部分回避される。しかし、電流臨界モードの場合、大電力になるほど不連続電流のリップルが増してノイズが増大し、また、スイッチング回路のコイルやその出力側に備えられるコンデンサの定格も大きくなってしまう。この結果、電源装置の大型化は免れない。
上記の技術課題を解決する手段の一つとして、インターリーブ方式のＰＦＣ制御が注目を浴びてきた。このインターリーブ方式のＰＦＣ制御においては、スイッチング回路を複数系統準備し、それぞれのスイッチング回路のスイッチを位相が重ならないように交互にスイッチングする。例えば、電流臨界モードで動作する昇圧コンバータにおいては、スイッチング回路を２系統に分けて、各スイッチング回路に流れる電流を半分に削減する。これにより、コイルの定格を下げることが可能になる。コイルの数は増えるものの、コイル一つ当たりの体積が大幅に減少するため、全体としてコイルの占める体積を小さくすることができる。また、各スイッチング回路の合成電流があたかも電流連続モードのように滑らかになるため、大電力の場合でもノイズ発生を抑制することができる。
このように、インターリーブ方式のＰＦＣ制御によれば、複数系統のスイッチング回路を設けることで全体としてコイルの体積を減らすことができる。さらに、各スイッチング回路を電流不連続モード（または電流臨界モード）で動作させることにより、ダイオードからのノイズや熱を低減し、且つ、各スイッチング回路を交互に動作させることによってリップルの少ない合成電流を得ることができる。
上記のようなインターリーブ方式のＰＦＣ制御の利点については、既に多くの文献において述べられている。例えば、スイッチングコンバータのインターリーブ方式をＰＦＣ制御に適用することにより、電流臨界モード又は電流不連続モードを採りながら大電力にも対応できることが記載されている（特許文献１、特許文献２）。その他、外国の文献にも、インターリーブ方式の特徴を示す例が開示されている（特許文献３、特許文献４）。
さて、上記ＰＦＣ制御に係る３つの動作方式（ＣＣＭ，ＤＣＭ，ＣＲＭ）のうちいずれを採るにしても、スイッチング回路の出力には電流リップルが存在する。このため、スイッチング回路の出力端子に接続される平滑コンデンサには、電流の平均値から算出される電力ではなく、電流のピーク値から算出される電力に対応することが求められる。この要求を満たさない場合、平滑コンデンサにかかる負荷は、瞬時的かつ反復的に平滑コンデンサの許容量を超えることとなる。このことは、平滑コンデンサの破壊もしくは大幅な寿命劣化を招く。
このように、電流のピーク値から算出する電力に対応する必要があるため、平滑コンデンサの小型化は困難という問題があった。
この技術課題を解決する方法の一つとして、例えば、昇圧コンバータ型ＰＦＣ制御回路と、その後段に設けられたＰＷＭ制御回路とを、同一の発振器を用いて同期させて交互に動作させる制御を行うことにより、平滑コンデンサの電流リップルを減らす提案がなされている（例えば、特許文献５参照）。
特許第３４８０２０１号 特開２００６−１８７１４０号公報 米国特許第６，０９１，２３３号明細書 米国特許第６，６９０，５８９号明細書 米国特許第５，５６５，７６１号明細書
本発明は、広範囲の負荷に対して効率の良く動作可能なコンバータ電源装置を提供する。
本発明は、小型及び長寿命であり、かつ、高効率で安定した性能が得られるコンバータ電源装置を提供する。
本発明の一態様によれば、基本スイッチング回路、前記基本スイッチング回路と並列接続された増設スイッチング回路、及び平滑コンデンサを有する昇圧コンバータを制御する、電源制御装置であって、
基本スイッチング回路及び増設スイッチング回路に対して、それぞれ基本スイッチング回路信号線及び増設スイッチング回路信号線を介して制御信号を出力する、制御回路と、
前記昇圧コンバータの入力部と、前記基本スイッチング回路の入力部と、前記増設スイッチング回路の入力部と、前記昇圧コンバータの出力部とのうち少なくともいずれか一つにおける電圧又は電流を検出する検出部と、
前記増設スイッチング回路信号線の途中に設けられ、第1の信号を受信すると前記増設スイッチング回路信号線を接続し、第２の信号を受信すると前記増設スイッチング回路信号線を切断する、制御信号スイッチと、
前記検出部により検出された検出値を基準値と比較し、その結果、前記電源装置の負荷が所定量よりも大きい場合、前記第１の信号を出力し、前記負荷が前記所定量よりも小さい場合、前記第２の信号を出力する、比較回路と、
を備える電源制御装置が提供される。
本発明の別態様によれば、第１のスイッチを有する第１のスイッチング回路と、前記第1のスイッチング回路の出力を平滑化するコンデンサと、前記コンデンサの出力を受け、第２のスイッチを有する第２のスイッチング回路と、を備える電源装置を、前記第１のスイッチ及び前記第２のスイッチをオン／オフ制御することにより制御する、電源制御装置であって、
前記第１のスイッチング回路が電流不連続モードで力率改善動作するように、前記第1のスイッチをオン／オフ制御する、ＰＦＣ制御回路と、
前記ＰＦＣ制御回路が出力する信号を用いて、前記第１のスイッチがオフになることにより前記第１のスイッチング回路から前記コンデンサに電気エネルギーが放出されるタイミングで前記第２のスイッチをオンにし、それにより前記第１のスイッチング回路から放出される前記電気エネルギーの一部を前記第２のスイッチング回路に流入させ、かつ、前記第２のスイッチング回路への入力電流が基準値を超えると、前記第２のスイッチをオフにすることにより前記第２のスイッチング回路への前記入力電流を減少させる、ＰＷＭ制御回路と、を備える電源制御装置が提供される。
本発明によれば、広範囲の負荷に対して効率の良く動作することができる。
本発明の第１の実施形態に係るコンバータ電源装置の構成を示す図である。 第１の実施形態に係るコンバータ電源装置の比較回路の構成の一例を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係るコンバータ電源装置の構成を示す図である。 第２の実施形態に係るコンバータ電源装置の比較回路の構成の一例を示す図である。 本発明の第３の実施形態に係るコンバータ電源装置の構成を示す図である。 第３の実施形態に係るコンバータ電源装置の比較回路の構成の一例を示す図である。 第４の実施形態に係るコンバータ電源装置の構成を示す図である。 第４の実施形態に係るコンバータ電源装置の動作を説明するためのタイムチャートである。 第５の実施形態に係るコンバータ電源装置の構成を示す図である。 第５の実施形態に係るコンバータ電源装置の動作を説明するためのタイムチャートである。 第６の実施形態に係るコンバータ電源装置の構成を示す図である。 第６の実施形態に係るコンバータ電源装置の動作を説明するためのタイムチャートである。
本発明に係る実施形態を説明する前に、本発明者が本発明をなすに至った経緯について説明する。
昨今の電子機器に用いられる電源に対する高調波ノイズの規制によって、ＰＦＣ制御回路の導入が必須となりつつある。前述のように、インターリーブ方式のＰＦＣ制御は、大電力化とコンパクト化を両立し得るなど数々の利点を有する。しかし、複数のスイッチング回路を常に動作させることから、コンバータ電源の負荷が少ない場合、インターリーブ方式ではない場合に比べてスイッチングロスが大きくならざるを得ず、効率が下がってしまうという問題がある。このような効率の低い電子機器が増加していくと、たとえ電子機器単体としてはわずかな損失であっても、環境に与える影響は無視できないものとなる。このため、電源の負荷の多少にかかわらず、電源に対しては高い効率が要求されるようになっている。
前述の特許文献にはいずれも軽負荷時の省電力対策は記載されていない。つまり、複数のスイッチング回路を用いたインターリーブ方式などは記載されているものの、軽負荷時にどのような省電力対策を行うべきなのかについては何ら示されていない。
ＰＦＣ制御は、今後も商用交流電源を用いる電子機器には必ず必要とされる。このため、ＰＦＣ制御を行い、且つ電力損失を可及的に減らすことの可能な電源を実現し、電子機器に取り入れることは急務である。即ち、広範囲の負荷に対して効率の良いコンバータ電源を実現し、特に電子機器が軽負荷である時の省電力化を促進することにより、環境負荷を低減せしめることが重要である。
本発明は、上記の本発明者独自の技術的認識に基づきなされたものであり、広範囲の負荷に対して効率の良い電源制御装置、及びそれを用いたコンバータ電源装置を提供するものである。
ところで、本発明の比較例に係る電源装置のスイッチング方式について、説明する。
第１のスイッチング回路と、平滑コンデンサを介して後段に直列接続された第２のスイッチング回路からなる電源装置を考える。第１のスイッチング回路と平滑コンデンサは昇圧コンバータを構成する。第１のスイッチング回路は、整流器により整流平滑された脈流電圧を昇圧するものであり、ＰＦＣ制御される。第２のスイッチング回路は、昇圧コンバータから入力された直流電圧を所定の直流電圧に降圧するものであり、ＰＷＭ制御される。
第１のスイッチング回路と第２のスイッチング回路のスイッチング信号は、共に発振器から出力されるＣＬＫ信号を用いて生成されている。第２のスイッチング回路のスイッチング信号は、第１のスイッチング回路のスイッチング信号と逆相に同期している。このため、第１のスイッチング回路のスイッチがオフするタイミングで、第２のスイッチング回路のスイッチがオンする。つまり、第１のスイッチング回路のスイッチがオフして平滑コンデンサが充電されようとするタイミングで、第２のスイッチング回路のスイッチがオンすることとなる。このため、本来平滑コンデンサに流入する電流の一部が第２のスイッチング回路に流入し、平滑コンデンサに流入する電荷が抑制される。その結果、平滑コンデンサ両端の電圧の上昇が抑制される。
また、比較例に係る電源装置は、第１のスイッチング回路のスイッチがオンするタイミングで、第２のスイッチング回路のスイッチがオフする。つまり、第１のスイッチング回路のスイッチがオンして第１のスイッチング回路から平滑コンデンサに流入しようとする電流が絶たれるタイミングで、第２のスイッチング回路のスイッチがオフし、第２のスイッチング回路に流入する電流を遮断する。このため、平滑コンデンサから第２のスイッチング回路に向かって流出する電流が抑制される。その結果、平滑コンデンサ両端の電圧の降下が抑制される。
よって、比較例に係る電源装置によれば、平滑コンデンサ両端の電圧の上昇及び下降が抑制される。即ち、平滑コンデンサ両端の電圧リップルが抑制される。その結果、平滑コンデンサの定格を小さくすることができ、平滑コンデンサを小型化することができる。
しかし、上記比較例の電源装置には以下の問題がある。
まず、第２のスイッチング回路のスイッチング信号は、第１のスイッチング回路のスイッチング回路と逆相に同期しているため、ＰＷＭ制御回路は前段のＰＦＣ制御回路によってその動作を大きく制限される。このため、柔軟なＰＷＭ制御を行うことができず、電源装置として十分な機能を発揮することは困難である。
次に、比較例の電源装置は電流連続モードで動作するため、ダイオードの逆回復電流を低減することができず、発熱量が大きい。昨今の電子機器には環境負荷を低減させるべく、高い効率が要求されているところ、省電力対策を行なうことが本質的に困難であるということは大きな問題である。
本発明は、上記の本発明者独自の技術的認識に基づきなされたものであり、以下の各実施形態において述べるように、上記の諸問題を解決するものである。
以下、本発明の６つの実施形態について図面を参照しながら説明する。
第１乃至第３の実施形態は、並列接続された複数のスイッチング回路を備える電源装置であり、負荷の大きさに応じて動作させるスイッチング回路をダイナミックに増減させるものである。
第１の実施形態は、２つのスイッチング回路を有し、これらのスイッチング回路を並列運転するか否かを、スイッチング回路の各種モニタ値と基準値との比較結果に基づいて決定するコンバータ電源装置である。
第２の実施形態は、３つのスイッチング回路を有し、１つのモニタ値に対して２つの基準値を設けて、よりきめ細かくスイッチング回路の稼働数を増減させるコンバータ電源装置である。
第３の実施形態は、コンバータ電源装置の後段に接続されたＤＣ−ＤＣコンバータを有し、そのＤＣ−ＤＣコンバータに流れる電流をも参考にしてスイッチング回路の稼働数を増減させるコンバータ電源装置である。
第４及び第５の実施形態は、直列接続された２つのスイッチング回路を備える電源装置である。第６の実施形態は、並列接続された２つのスイッチング回路を備える電源装置である。
なお、同等の機能を有する構成要素には同一の符号を付し、詳しい説明は省略する。
（第１の実施形態）
第１の実施形態について説明する。本実施形態に係るコンバータ電源装置は、２つのスイッチング回路を備え、負荷が小さいときは片方のスイッチング回路のみを稼動させ、負荷が大きくなると両方のスイッチング回路を稼動させる。即ち、負荷に応じて、稼動させるスイッチング回路の数をダイナミックに増減させるものである。
図１は、第１の実施形態に係るコンバータ電源装置１００の構成を示す図である。図１からわかるように、コンバータ電源装置１００は、整流器１１０と、スイッチング回路１２０（基本スイッチング回路）と、スイッチング回路１３０（増設スイッチング回路）と、コンデンサ１４０と、電源制御装置１５０とを備えている。
入力端子には、商用交流電源（図示せず）が接続される。出力端子には、負荷（図示せず）が接続される。この負荷は、例えば、昇圧された直流電圧を、所望の電圧（例えば３０Ｖ）に降圧するＤＣ−ＤＣコンバータである。
以下、各構成要素について説明する。
整流器１１０は全波整流回路を有する。この整流器１１０は、商用交流電源の電圧を脈流化して、スイッチング回路１２０、１３０に脈流電圧を出力する。
スイッチング回路１２０は、コイル１２１と、スイッチ１２２と、ダイオード１２３とを有する。このスイッチング回路１２０は常時動作する基本スイッチング回路である。
スイッチング回路１３０は、コイル１３１と、スイッチ１３２と、ダイオード１３３とを有する。このスイッチング回路１３０は電源装置１００の負荷が大きいときにのみ動作する増設スイッチング回路である。
スイッチ１２２，１３２は、好ましくは電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）であり、後述の制御回路１５１によりオン／オフ制御される。
図１に示すように、スイッチング回路１２０及び１３０は並列接続されており、ともに整流器１１０の出力に接続されている。このスイッチング回路１２０及び１３０は、昇圧回路としての役割と、電流波形の整形による力率改善の役割との両方を担う。
コンデンサ１４０は、スイッチング回路１２０及び１３０の出力端に接続されている平滑コンデンサであり、スイッチング回路１２０及び１３０の出力を合計して得られる電荷を蓄積する。
スイッチング回路１２０，１３０及びコンデンサ１４０は昇圧コンバータを構成する。この昇圧コンバータにより、商用交流電源を元に整流器１１０により生成された脈流電圧を所望の直流電圧に昇圧する。例えば、ピーク電圧が１４１（＝１００√２）Ｖの脈流電圧を３００Ｖ〜４００Ｖの直流電圧に昇圧する。
電源制御装置１５０は、図１に示すように、制御回路１５１と、制御信号スイッチ１５２と、電流検出器１５３と、２つの比較回路１５４，１５６と、電圧検出器１５５とを有する。この電源制御装置１５０は、好ましくは集積回路（ＩＣ）として構成されている。なお、ＰＦＣ制御を行うために、この電源制御装置１５０は、整流器１１０の出力電圧を検出する機能、及び、その検出された出力電圧と電流検出器１５３の出力電流とを比較する機能を備えてもよい。
制御回路１５１は、電圧検出器１５５により検出された電圧が所定の電圧から外れないようにフィードバック制御する。また、この制御回路１５１は、スイッチ１２２の制御信号及びスイッチ１３２の制御信号をそれぞれ送り、スイッチ１２２，１３２を適当なタイミングでオン／オフさせてＰＦＣ制御を行う。より具体的には、スイッチング回路１２０のコイル１２１の電流と、スイッチング回路１３０のコイル１３１の電流とを合成した電流（合成電流）、即ち、昇圧コンバータへの入力電流の波形が、交流電源の電圧波形と可能な限り相似形になり且つ位相が合うように、電流検出器１５３により検出された電流に基づいてスイッチ１２２，１３２をオン／オフ制御する。
制御信号スイッチ１５２は、比較回路１５４および比較回路１５６の出力と接続されている。この制御信号スイッチ１５２は、制御回路１５１とスイッチング回路１３０内のスイッチ１３２のゲート端子との間に配置されており、制御回路１５１から出力されたスイッチ１３２の制御信号の信号線を、比較回路１５４，１５６の出力に基づいて接続又は切断する。より具体的には、制御信号スイッチ１５２は、比較回路１５４または比較回路１５６から例えばＬレベル信号を受信した場合に、スイッチ１３２の制御信号の信号線を切断する。このとき、スイッチング回路１３０はＰＦＣ制御信号を受信せず、動作を停止する。なお、この制御信号スイッチ１５２は、好ましくはトライステートバッファなどの半導体回路として構成される。
電流検出器１５３は、図１からわかるように、整流器１１０から出力される電流（トータル電流）Ｉ０、スイッチング回路１２０のコイル１２１を流れる電流Ｉ１、およびスイッチング回路１３０のコイル１３１を流れる電流Ｉ２をそれぞれ検出する。検出された電流は、制御回路１５１に送られＰＦＣ制御に用いられる他、比較回路１５４に送られ制御信号スイッチ１５２のオン／オフ動作に用いられる。なお、電流検出器１５３が検出した電流Ｉ０，Ｉ１及びＩ２を全て比較回路１５４に送ることは必ずしも必要ではない。スイッチング回路１２０とスイッチング回路１３０の回路定数、或いはスイッチ１２２、スイッチ１３２を制御するタイミング等を予め規定することにより、電流Ｉ０，Ｉ１及びＩ２の間に相関を持たせるならば、いずれか一つもしくは二つでもよい。
比較回路１５４は、図１に示すように、制御回路１５１、制御信号スイッチ１５２及び電流検出器１５３と接続されている。この比較回路１５４は、電流検出器１５３から得られる電流と、制御回路１５１により任意に定められた電流（基準電流）とを比較する。即ち、電流検出器１５３から得られた電流が基準電流よりも大きいか小さいかを判定する。そして、電流検出器１５３から得られる電流が基準電流よりも小さい場合（負荷が所定量よりも小さい場合）、制御信号スイッチ１５２にＬレベル信号を出力し、一方、基準電流よりも大きい場合（負荷が所定量よりも大きい場合）はＨレベル信号を出力する。
なお、電流検出器１５３から出力される電流値を負荷の大小によって大きくするか小さくするかについては、電流検出器１５３の回路構成により任意に決めることができるものである。例えば、電流検出器１５３から出力される電流値が、負荷が所定量よりも小さい場合に基準電流よりも大きくなり、負荷が所定量よりも大きい場合に基準電流よりも小さくなるように、電流検出器１５３を構成することもできる。
電圧検出器１５５は、コンデンサ１４０の両端に発生する電圧を検出する。この電圧検出器１５５は、コンバータ電源装置１００の出力端子の電圧が所定の値になるようフィードバック制御する。また、本実施形態においては、基準電圧（後述）と比較するための電圧をモニタする役割も担う。
比較回路１５６は、制御回路１５１、制御信号スイッチ１５２及び電圧検出器１５５と接続されている。この比較回路１５６は、電圧検出器１５５から得られる電圧と、制御回路１５１により任意に定められた電圧（基準電圧）とを比較する。即ち、電圧検出器１５５から得られた電圧が基準電圧よりも大きいか小さいかを判定する。そして、電圧検出器１５５から得られる電圧が例えば基準電圧よりも大きい場合（負荷が所定量よりも小さい場合）、制御信号スイッチ１５２にＬレベル信号を出力し、一方、基準電圧よりも小さい場合はＨレベル信号を出力する。なお、電圧検出器１５５から出力される電圧値を負荷の大小によって大きくするか小さくするかについては、前述の電流検出器１５３と同様、電圧検出器１５５の回路構成により任意に決めることができるものである。
次に、比較回路１５４，１５６の具体的な構成例を、図２を用いて説明する。図２に示すように、比較回路１５４及び比較回路１５６はコンパレータ１５４ａ及びコンパレータ１５６ａをそれぞれ有する。
コンパレータ１５４ａの＋入力端子には、電流検出器１５３により検出された電流を電圧変換した電圧が入力される。なお、この電圧変換は電流検出器１５３で行ってもよいし、比較回路１５４で行ってもよい。
コンパレータ１５４ａの−入力端子には、制御回路１５１内部の電圧発生回路１５１ａが発生する電圧Ｖａが入力される。この電圧Ｖａは、例えば、基準電流を電圧変換した電圧と等しいものとすることができる。
コンパレータ１５６ａの＋入力端子には、電圧検出器１５５から出力された電圧が入力される。
コンパレータ１５６ａの−入力端子には、制御回路１５１内部の電圧発生回路１５１ｂが発生する電圧Ｖｂが入力される。この電圧Ｖｂは、例えば、基準電圧と等しいものとすることができる。
コンパレータ１５４ａ及び１５６ａは、＋入力端子に入力された電圧が−入力端子に入力された電圧よりも大きい場合、Ｌレベル信号を出力する。逆に、＋入力端子に入力された電圧が−入力端子に入力された電圧よりも小さい場合、Ｈレベル信号を出力する。
次に、第１の実施形態に係るコンバータ電源装置１００の動作について説明する。
コンバータ電源装置１００は、従来のＰＦＣ制御回路を有するコンバータ電源装置としての機能、即ち、前述の合成電流の波形を交流電源の電圧の波形とできる限り相似形とし、かつ位相を合わせる機能を有している。
さらに、本実施形態に係るコンバータ電源装置１００は、比較回路１５４（比較回路１５６）を用いて電流検出器１５３（電圧検出器１５５）で検出された電流（電圧）が基準電流（基準電圧）よりも大きいか小さいかを判定する。そして、その判定結果に基づいて制御信号スイッチ１５２をオン／オフ制御する。スイッチング回路１３０は制御信号スイッチ１５２がオフのとき停止し、オンのとき制御回路１５１に制御されて動作する。これにより、負荷が所定値よりも小さいときはスイッチング回路１２０のみが稼動し、負荷が所定値よりも大きいときはスイッチング回路１２０とスイッチング回路１３０の両方が稼動する。
即ち、電流検出器１５３で検知された電流が基準電流より小さいとき、又は電圧検出器１５５で検知された電圧が基準電圧より大きいときに、スイッチング回路１３０を停止させる。例えば、コンバータ電源装置１００の出力端子に接続された負荷が、スイッチング回路１２０の最大出力よりも小さいときには、不要となるスイッチング回路１３０を停止させ、スイッチング回路１２０のみを動作させる。このようにすることで、軽負荷時にスイッチング回路１３０を動作させることによるスイッチングロスを大幅に低減させることができる。なお、スイッチ１２２，１３２のスイッチングレートを低下させて、スイッチング回数を減らす方法を併用することで、スイッチングロスをさらに低減するようにしてもよい。
次に、スイッチング回路１２０，１３０の制御方法について、２つの方法を説明する。
一つ目の方法は、制御回路１５１が所定の周波数で発振する回路（ＯＳＣ回路）を備えない場合の方法である。この方法では、各スイッチング回路１２０，１３０を流れる電流の量を予め決めておく。そして、電流検出回路１５３で検出された各スイッチング回路の電流が、所定の電流量よりも小さくなったタイミングで各スイッチング回路１２０，１３０のスイッチ１２２，１３２をオンにし、所定の電流量よりも大きくなったタイミングでスイッチ１２２，１３２をオフにする。また、スイッチング回路１３０のスイッチ１３２をオンにしている間はスイッチング回路１２０のスイッチ１２２をオフにし、一方、スイッチング回路１３０のスイッチ１３２をオフにしている間はスイッチング回路１２０のスイッチ１２２をオンにする。このように、スイッチング回路１２０のスイッチ１２２とスイッチング回路１３０のスイッチ１３２をオン／オフさせるタイミングは任意に決めることができる。このようにスイッチング回路１２０，１３０を制御することで、コンバータ電源装置１００を効率良く運転させることが可能となる。
なお、上記の所定の電流量をゼロとした場合、電流不連続モード又は電流臨界モードとなり、スイッチング回路１２０，１３０のダイオード１２３，１３３に逆回復電流が流れないようにすることができる。但し、このようにすると電流リップルが増加してノイズ発生量が多くなるため、所定の電流量をゼロにすることは必須ではない。つまり、コンバータ電源装置１００の省電力化とノイズ抑制を両立させることができればよく、電流所定量は任意の値をとり得る。
二つ目の方法は、制御回路１５１が所定の周波数で発振するＯＳＣ回路を備える場合の方法である。ＯＳＣ回路の周波数は通常、７０ｋＨｚ程度に定められる。この場合、各スイッチング回路１２０，１３０を流れる電流量によらず、強制的にスイッチ１２２，１３２をオン／オフさせる。この場合、商用交流電源の周波数が５０Ｈｚ程度なので、スイッチ１２２，１３２をオン／オフさせる周期は商用交流電源の周波数よりも十分に大きくなり、各スイッチング回路１２０，１３０を流れる電流はゼロにならない。そのため、コンバータ電源装置１００は電流連続モードで動作する。
ところで、ＯＳＣ回路の周波数が固定の場合、ノイズの周波数成分はその周波数の倍数で決まるため、制御回路１５１から発せられるノイズを低減することが困難となるおそれがある。この問題に対応するため、ＯＳＣ回路の周波数を例えば７０ｋＨｚ±５ｋＨｚの範囲で任意に変動させる。これにより、制御回路１５１から発せられるノイズの周波数成分が拡散し、ノイズのピーク値が減少するため、ノイズが低減される。なお、周波数変動の範囲は上記の範囲に限らず、任意に設定できる。
このように任意に周波数を変動させる場合でも、可能な限り、スイッチング回路１３０のスイッチ１３２をオンにしている間はスイッチング回路１２０のスイッチ１２２をオフにし、逆に、スイッチング回路１３０のスイッチ１３２をオフにしている間はスイッチング回路１２０のスイッチ１２２をオンにすることが好ましい。これにより、コンバータ電源装置１００を効率の良く運転させることが可能となる。
以上、第1の実施形態について説明した。
上記の説明では、制御信号スイッチ１５２は、比較回路１５４及び１５６の出力に基づいてオン／オフ制御されるが、どちらか一方でも精度的に十分な場合には、片方の比較回路を省略し、比較回路１５４又は１５６の出力のみに基づいて制御されるようにしてもよい。
また、電流検出器１５３は、電流Ｉ０，Ｉ１及びＩ２を全て検出することは必須でなく、所要の精度に応じて検出する電流を任意に選択してよい。例えば、電流Ｉ０，Ｉ１及びＩ２のうち任意の２つの電流を検出し、残りの電流を算出して推定するようにしてもよい。他の例として、スイッチング回路１２０を流れる電流とスイッチング回路１３０を流れる電流との大きさがほぼ同じと仮定できるならば、電流Ｉ１と電流Ｉ２のいずれかのみをモニタし、一方のモニタ値から他方の電流値を推定するようにしてもよい。このような仮定は、例えば、スイッチング回路１２０，１３０双方の回路定数がほぼ同じであり、かつ、この２つのスイッチング回路１２０，１３０を同時刻にほぼ同じＤｕｔｙ比で動作させる場合に可能である。例えば位相がほぼ１８０°異なる制御信号で２つのスイッチング回路１２０，１３０を交互に動作させるなどの場合に可能である。
また、上記の説明では、昇圧コンバータの入力部では電流を、出力部では電圧を検出する構成であった。しかし、電流検出とするか又は電圧検出とするかは、回路設計する上で任意に選択されるものであるため、電流検出器１５３の代わりに電圧検出器を用いてもよく、電圧検出器１５５の代わりに電流検出器を用いてもよい。
また、電源制御装置１５０は、整流器１１０により全波整流された電圧を検出する電圧検出器（図示せず）を備えてもよい。この電圧検出器は整流器１１０の故障検出の用途などにも用いられる。
また、電圧発生回路１５１ａ，１５１ｂの構成は、図２に示したものに限らず、電流を基準とした別の構成の回路であっても基本動作が同じであればよい。
また、電圧発生回路１５１ａ，１５１ｂは、上記の説明では制御回路１５１の内部に設けられていたが、これに限らず、比較回路１５４，１５６に設けられてもよいし、電源制御装置１５０の外部に設けてもよい。
また、Ｈレベル信号とＬレベル信号を逆にして構成してもよい。即ち、コンパレータ１５４ａ，１５６ａは＋入力端子の入力信号が−入力端子の入力信号よりも大きい場合にＨレベル信号を出力し、小さい場合にＬレベル信号を出力するようにし、制御信号スイッチ１５２はＨレベル信号を受信したときにオフになり、Ｌレベル信号を受信したときにオンになるようにしてもよい。
また、基準電圧及び基準電流を事前に決めた値にした場合、複数のコンバータ電源装置を製造する際、各コンバータ電源装置は異なる負荷量でスイッチング回路を増減する可能性がある。これはコンバータ電源装置を構成する各素子（コイルやコンデンサなど）の特性量が、仕様の範囲内でばらつくことに起因する。これを防止するため、大きさの判明している負荷をコンバータ電源装置１００の出力端子に接続した状態で、電流検出器１５３で検出される電流値や電圧検出器１５５で検出される電圧値を測定し、それらの値に基づいて基準電流や基準電圧を設定することが好ましい。
以上説明したように、本実施形態によれば、動作させるチョッパの数を、負荷に応じてダイナミックに増減させることで、広範囲の負荷に対して効率の良いコンバータ電源装置を提供することができる。また、本実施形態に係るコンバータ電源装置は、負荷の大きさが変化する電子機器に対しても効率良く動作することができる。特に、電子機器がスタンバイ状態などの軽負荷時において省電力化を促進することができ、環境負荷を低減せしめることができる。
（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態について説明する。本実施形態と第１の実施形態との相違点の一つはスイッチング回路の数と基準値の数である。本実施形態に係るコンバータ電源装置は、３つのスイッチング回路を備え、基準電圧および基準電流をそれぞれ２つ設けることにより、負荷に応じてスイッチング回路の稼働数を１〜３個の範囲で任意に変化させることができ、より効率良く動作することができる。
図３は、第２の実施形態に係るコンバータ電源装置２００の構成を示す図である。図３からわかるように、コンバータ電源装置２００は、整流器１１０と、３つのスイッチング回路１２０、１３０Ａ及び１３０Ｂと、コンデンサ１４０と、電源制御装置２５０とを備えている。スイッチング回路１３０Ａ，１３０Ｂは増設スイッチング回路であり、その構成は前述のスイッチング回路１３０と同様である。
電源制御装置２５０は、図３に示すように、制御回路２５１と、２つの制御信号スイッチ２５２Ａ，２５２Ｂと、電流検出器２５３と、２つの比較回路２５４，２５６と、電圧検出器２５５とを有する。この電源制御装置２５０は、好ましくは集積回路（ＩＣ）として構成されている。
制御回路２５１は、電圧検出器２５５により検出された電圧が所定の電圧から外れないようにフィードバック制御する。また、スイッチング回路１２０，１３０Ａ及び１３０Ｂのスイッチに制御信号をそれぞれ送り、これらのスイッチを適当なタイミングでオン／オフさせてＰＦＣ制御を行う。
制御信号スイッチ２５２Ａ及び２５２Ｂは、いずれも、図３に示すように、比較回路２５４および比較回路２５６の出力と接続されている。制御信号スイッチ２５２Ａ（２５２Ｂ）は、制御回路２５１とスイッチング回路１３０Ａ（１３０Ｂ）内のスイッチのゲート端子との間に配置されており、制御回路２５１から出力された制御信号の信号線を、比較回路２５４，２５６の出力に基づいて接続又は切断する。
電流検出器２５３は、図３からわかるように、整流器１１０から出力される電流（トータル電流）Ｉ０、スイッチング回路１２０のコイル１２１を流れる電流Ｉ１、スイッチング回路１３０Ａを流れる電流Ｉ２及びスイッチング回路１３０Ｂを流れる電流Ｉ３をそれぞれ検出する。検出された電流は、制御回路２５１に送られＰＦＣ制御に用いられるほか、比較回路２５４に送られ制御信号スイッチ２５２Ａ及び２５２Ｂのオン／オフ動作に用いられる。なお、電流検出器２５３が検出した電流Ｉ０，Ｉ１，Ｉ２及びＩ３を全て比較回路２５４に送ることは必須でなく、これらの電流間に相関がある場合にはいずれか一つでもよい。
図３に示すように、比較回路２５４及び比較回路２５６の出力は、いずれも、制御信号スイッチ２５２Ａ及び２５２Ｂの２系統に出力される。
電圧検出器２５５は、コンデンサ１４０の両端の電圧を検出する。
次に、比較回路２５４，２５６の具体的な構成例を、図４を用いて説明する。図４に示すように、比較回路２５４はコンパレータ２５４ａ及びコンパレータ２５４ｂを有する。比較回路２５６はコンパレータ２５６ａ及びコンパレータ２５６ｂを有する。これらのコンパレータは第１の実施形態で説明したコンパレータ１５４ａ，１５４ｂと同様に機能する。
コンパレータ２５４ａ及び２５４ｂの＋入力端子には、電流検出器２５３により検出された電流を電圧変換した電圧が入力される。なお、この電圧変換は電流検出器２５３で行ってもよいし、比較回路２５４で行ってもよい。
コンパレータ２５４ａの−入力端子には、制御回路２５１内部の電圧発生回路２５１ａが発生する電圧Ｖ１が入力される。コンパレータ２５４ｂの−入力端子には、制御回路２５１内部の電圧発生回路２５１ａが発生する電圧Ｖ２（＜Ｖ１）が入力される。
コンパレータ２５６ａ及び２５６ｂの＋入力端子には、電圧検出器２５５から出力された電圧が入力される。
コンパレータ２５６ａの−入力端子には、制御回路２５１内部の電圧発生回路２５１ｂが発生する電圧Ｖ３が入力される。コンパレータ２５６ｂの−入力端子には、制御回路２５１内部の電圧発生回路２５１ｂが発生する電圧Ｖ４（＜Ｖ３）が入力される。
コンパレータ２５４ａ、２５４ｂ、２５６ａ及び２５６ｂは、＋入力端子に入力された電圧が−入力端子に入力された電圧よりも大きい場合、制御信号スイッチ２５２Ａ，２５２ＢをオフにするためのＬレベル信号を出力する。逆に、＋入力端子に入力された電圧が−入力端子に入力された電圧よりも小さい場合、制御信号スイッチ２５２Ａ，２５２ＢをオンにするためのＨレベル信号を出力する。
上記のように構成することで、比較回路２５４（２５６）は、電流検出器２５３（電圧検出器２５５）で検出された電流値（電圧値）を、制御信号スイッチ２５２Ａ，２５２Ｂと対応付けられた基準値とそれぞれ比較する。そして、比較の結果、コンバータ電源装置２００の負荷が所定量よりも大きい場合には、制御信号スイッチをオンするための信号をその所定量に対応付けられた制御信号スイッチに出力し、一方、負荷が所定量よりも小さい場合には、オフするための信号をその所定量に対応付けられた制御信号スイッチに出力する。
このことをより具体的に説明する。スイッチング回路１２０、１３０Ａ及び１３０Ｂは、電流検出器２５３から出力された電圧Ｖにより、以下のように動作する。ここで、電流検出器２５３は負荷が小さいほど大きい電圧を出力するように構成されているとする。
（ｉ）Ｖ＞Ｖ１のとき、スイッチング回路１２０のみ動作する。
（ｉｉ）Ｖ２＜Ｖ＜Ｖ１のとき、スイッチング回路１２０及びスイッチング回路１３０Ａが動作する。
（ｉｉｉ）Ｖ＜Ｖ２のとき、スイッチング回路１２０、スイッチング回路１３０Ａ及びスイッチング回路１３０Ｂが動作する。
同様に、スイッチング回路１２０、１３０Ａ及び１３０Ｂは、電圧検出器２５５から出力された電圧Ｖ’により、以下のように動作する。ここで、電圧検出器２５５は負荷が小さいほど大きい電圧を出力するように構成されているとする。
（ｉ）Ｖ’＞Ｖ3のとき、スイッチング回路１２０のみ動作する。
（ｉｉ）Ｖ4＜Ｖ’＜Ｖ3のとき、スイッチング回路１２０及びスイッチング回路１３０Ａが動作する。
（ｉｉｉ）Ｖ’＜Ｖ4のとき、スイッチング回路１２０、スイッチング回路１３０Ａ及びスイッチング回路１３０Ｂが動作する。
このようにすることで、コンバータ電源装置２００は、出力端子に接続された負荷に応じて、スイッチング回路の稼働数を１〜３個の範囲で任意に変化させることができる。
なお、コンバータ電源装置２００のＰＦＣ制御動作については、第１の実施形態で説明したのと同様である。
また、本実施形態で説明した構成を応用して、４個以上のスイッチング回路を備えるコンバータ電源装置を構成することも可能である。
以上説明したように、本実施形態によれば、第１の実施形態と同じ効果が得られる。さらに、負荷に応じてスイッチング回路の稼働数をよりきめ細かく増減させることで、より効率良く動作させることができる。
（第３の実施形態）
次に、第３の実施形態について説明する。本実施形態が第１および第２の実施形態と異なる点の一つは、昇圧コンバータの後段に接続された降圧コンバータを備え、この降圧コンバータに流れる電流をモニタし、その値に基づいてスイッチング回路の稼働数を増減させる点である。これにより、負荷の大きさを正確に判断することができ、より効率の良く電源装置を動作させることができる。
以下、本実施形態に係るコンバータ電源装置３００について詳細に説明する。
図５は、第３の実施形態に係るコンバータ電源装置３００の構成を示す図である。図５からわかるように、コンバータ電源装置３００は、整流器１１０と、並列接続された２つのスイッチング回路１２０，１３０と、コンデンサ１４０と、このコンデンサ１４０の後段に接続されたフライバック型コンバータ３１０と、電源制御装置３５０とを備えている。
フライバック型コンバータ３１０は、トランス３１１と、スイッチ３１２と、ダイオード３１３と、コンデンサ３１４（平滑コンデンサ）とを有する絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータである。このフライバック型コンバータ３１０は、スイッチング回路１２０、１３０及びコンデンサ１４０から構成される昇圧コンバータの出力電圧を、所望の電圧（例えば３０Ｖ）に降圧して出力端子に出力する。
電源制御装置３５０について説明する。この電源制御装置３５０は図５に示すように、制御回路３５１と、制御信号スイッチ３５２と、電流検出器３５３，３５６と、比較回路３５４と、２つの電圧検出器３５５，３５７とを有する。この電源制御装置３５０は、好ましくは集積回路（ＩＣ）として構成されている。
制御回路３５１は、電圧検出器３５５により検出された電圧が所定の電圧から外れないようにフィードバック制御する。また、この制御回路３５１は、スイッチ１２２の制御信号及びスイッチ１３２の制御信号をそれぞれ送り、スイッチ１２２，１３２を適当なタイミングでオン／オフさせてＰＦＣ制御を行う。さらに、この制御回路３５１は、電圧検出器３５７により検出された電圧が所定の電圧から外れないように、フライバック型コンバータ３１０のスイッチ３１２に制御信号を送りＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を行う。
制御信号スイッチ３５２は、図５に示すように、比較回路３５４の出力と接続されている。この制御信号スイッチ３５２は、制御回路３５１とスイッチング回路１３０のスイッチ１３２のゲート端子との間に配置されており、制御回路３５１から出力された制御信号の信号線を、比較回路３５４の出力に基づいて接続または切断する。
電流検出器３５３は、図５からわかるように、整流器１１０から出力される電流（トータル電流）Ｉ０、スイッチング回路１２０のコイル１２１を流れる電流Ｉ１及びスイッチング回路１３０を流れる電流Ｉ２をそれぞれ検出する。検出された電流は、制御回路３５１に送られＰＦＣ制御に用いられる。
電圧検出器３５５は、コンデンサ１４０の両端に発生する電圧を検出し、その電圧を制御回路３５１及び比較回路３５４に出力する。
電流検出器３５６は、フライバック型コンバータ３１０に入力される電流を検出するものであり、その出力は比較回路３５４に接続されている。なお、この電流検出器３５６は、図５に示すように、検出した電流を制御回路３５１に出力してもよい。
電圧検出器３５７は、フライバック型コンバータ３１０の出力電圧を検出し、その電圧を制御回路３５１に出力する。
比較回路３５４は、図５からわかるように、制御回路３５１、制御信号スイッチ３５２、電圧検出器３５５及び電流検出器３５６と接続されている。この比較回路３５４の具体的な構成例を、図６を用いて説明する。図６に示すように、比較回路３５４はコンパレータ３５４ａ、３５４ｂ及びＯＲゲート３５４ｃを有する。コンパレータ３５４ａ、３５４ｂは第１の実施形態で説明したコンパレータ１５４ａ，１５４ｂと同様に機能する。
コンパレータ３５４ａの＋入力端子には、電圧検出器３５５により検出された電圧が入力され、−入力端子には制御回路３５１内部の電圧発生回路３５１ｂが発生する電圧Ｖｂが入力される。
コンパレータ３５４ｂの＋入力端子には、電流検出器３５６から出力された電流を電圧変換した電圧が入力され、−入力端子には制御回路３５１内部の電圧発生回路３５１ａが発生する電圧Ｖａが入力される。
コンパレータ３５４ａ，３５４ｂの出力は、ＯＲゲート３５４ｃに入力される。
ＯＲゲート３５４ｃの出力は、制御信号スイッチ３５２をオン／オフ制御するために用いられる。
上記の構成からわかるように、この比較回路３５４は、電圧検出器３５５により検出された電圧を基準電圧と比較する。さらに、電流検出器３５６により検出された電流を基準電流と比較する。その結果、電圧検出器３５５により検出された電圧が基準電圧よりも大きい場合であり、且つ電流検出器３５６により検出された電流が基準電流よりも大きい場合に、制御信号スイッチ３５２をオフにするための信号（Ｌレベル信号）を出力する。
このように、本実施形態では、昇圧コンバータの出力電圧だけではなく、フライバック型コンバータに流れる電流にも基づいて、スイッチング回路の駆動数を増減させる。これにより、負荷の変動以外の要因（例えば、フライバック型コンバータ３１０の故障など）によって、電圧検出器３５５で検出される電圧が変動した場合においても、負荷の大きさを正確に判断することができる。
なお、コンバータ電源装置３００のＰＦＣ制御動作については、第１の実施形態で説明したのと同様である。
また、フライバック型コンバータ３１０の代わりにフォワード型コンバータでもよい。さらに、このフライバック型コンバータ３１０は、降圧コンバータに限らず、昇圧コンバータ又は昇降圧コンバータでもよい。
また、複数のフライバックコンバータ３１０を昇圧コンバータの後段に並列接続してもよい。
また、スイッチング回路の数は２個に限らず、３個以上であってもよい。
以上説明したように、本実施形態によれば、第１及び第２の実施形態と同様に、スイッチング回路の稼働数を、負荷に応じてダイナミックに増減させることで、広範囲の負荷に対して効率の良いコンバータ電源装置を提供することができる。特に、電子機器がスタンバイ状態などの軽負荷時において省電力化を促進することができ、環境負荷を低減せしめることができる。
さらに、負荷の大きさを正確に把握することが可能となるため、より正確な運転することができ、より効率の良く動作させることができる。
（第４の実施形態）
第４の実施形態について説明する。第４の実施形態に係る電源装置と前述の比較例に係る電源装置との相違点の一つは、電流臨界モード（電流不連続モード）を用いており、また、前段のスイッチング回路の制御に従属せずに後段のスイッチング回路をＰＷＭ制御する点である。
図７は、第４の実施形態に係るコンバータ電源装置１０の構成を示す図である。図７からわかるように、このコンバータ電源装置１０は、整流器１１と、スイッチング回路１２と、コンデンサ１３と、スイッチング回路１４と、コンデンサ１５と、電源制御装置７０とを備える。
入力端子には、商用交流電源（図示せず）が接続される。出力端子には、負荷（図示せず）が接続される。この負荷は、例えば、昇圧された直流電圧を、所望の電圧（例えば３０Ｖ）に降圧するＤＣ−ＤＣコンバータである。
以下、コンバータ電源装置１０の各構成要素について説明する。
整流器１１は全波整流回路を有する。この整流器１１は、商用交流電源の電圧を脈流化して、スイッチング回路１２に脈流電圧を出力する。
スイッチング回路１２は、コイル１２ａと、スイッチ１２ｂと、ダイオード１２ｃと、抵抗１２ｄとを有する。コイル１２ａは、一次巻線１２ａ１と二次巻線１２ａ２とから構成される。スイッチ１２ｂは、例えば図７に示すようにｎ型ＭＯＳＦＥＴである。
コンデンサ１３は、スイッチング回路１２の出力端に接続されている平滑コンデンサであり、スイッチング回路１２から出力される電荷（電気エネルギー）を蓄積する。
スイッチング回路１２及びコンデンサ１３は昇圧コンバータを構成する。この昇圧コンバータにより、商用交流電源を元に整流器１１により生成された脈流電圧を、所望の直流電圧に昇圧する。例えば、ピーク電圧が１４１（＝１００√２）Ｖの脈流電圧を３００Ｖ〜４００Ｖの直流電圧に昇圧する。
スイッチング回路１４は、トランス１４ａと、スイッチ１４ｂと、ダイオード１４ｃとを備える絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータである。トランス１４ａは、一次巻線１４ａ１と二次巻線１４ａ２とから構成される。
このスイッチング回路１４は、スイッチング回路１２及びコンデンサ１３から構成される昇圧コンバータと直列接続されており、この昇圧コンバータの出力電圧を所望の電圧（例えば３０Ｖ）に降圧して出力端子に出力する。
コンデンサ１５は、スイッチング回路１４の出力端に接続された平滑コンデンサである。即ち、このコンデンサ１５は、スイッチング回路１４の出力電圧を平滑化するとともに、コンバータ電源装置１０の出力端子に接続された回路（図示せず）に電気エネルギーを供給する。
電源制御装置７０は、図７からわかるように、エラーアンプ１６，２２と、電流検出コンパレータ１７，２１と、ゼロ電流検出コンパレータ１８と、フリップフロップ１９，２０とを有する。
エラーアンプ１６は、＋端子の入力と−端子の入力の差を増幅して出力する。このエラーアンプ１６の＋端子は基準電圧Ｖｒｅｆ１と接続されている。エラーアンプ１６の−端子には、スイッチング回路１２の出力電圧（コンデンサ１３両端の電圧）を電圧検出部１によって減圧した電圧が入力される。なお、電圧検出部１は、抵抗分圧などの手段を用いて、スイッチング回路１２の出力電圧をエラーアンプ１６の入力端子の仕様範囲（例えば５Ｖ以下）に減圧する。
電流検出コンパレータ１７は、−端子に入力される電圧と＋端子に入力される電圧とを比較する。＋端子の電圧が−端子の電圧よりも大きい場合、Ｈ信号を出力し、＋端子の電圧が−端子の電圧よりも小さい場合、Ｌ信号を出力する。 この出力信号はフリップフロップ１９のリセット端子に入力される。電流検出コンパレータ１７の＋端子には、スイッチング回路１２のスイッチ１２ｂを流れる電流を変換した電圧が入力される。電流検出コンパレータ１７の−端子には、エラーアンプ１６の出力電圧に基づく信号が基準電圧として入力される。より具体的には、力率改善動作を行うために、電流検出コンパレータ１７の−端子に入力される電圧は、エラーアンプ１６の出力信号に整流器１１から出力される電圧の波形情報を混入させた信号である。この信号は、例えば、エラーアンプ１６の出力と整流器１１の出力電圧波形を乗算することにより得られる。このような信号を用いることで、スイッチング回路１２を流れる電流の波形は、整流器１１の出力電圧の波形と相似形に保たれる。
この構成からわかるように、スイッチング回路１２のスイッチ１２ｂを流れる電流が基準値以上になると、フリップフロップ１９がリセットされる。なお、この基準値は、スイッチング回路１２の出力電圧に依存しており、出力電圧が高いほど小さくなる。
ゼロ電流検出コンパレータ１８の出力端子は、フリップフロップ１９のセット端子と接続されている。このゼロ電流検出コンパレータ１８の＋端子は、基準電圧Ｖｒｅｆ２と接続されている。ゼロ電流検出コンパレータ１８の−端子は、抵抗Ｒ２を介してコイル１２ａの二次巻線１２ａ２と接続されており、この−端子には、二次巻線１２ａ２を流れる電流を変換した電圧が入力される。この構成からわかるように、コイル１２ａの二次巻線１２ａ２を流れる電流が基準電圧Ｖｒｅｆ２で決まる一定値以下となると、ゼロ電流検出コンパレータ１８はＨ信号を出力し、フリップフロップ１９がセットされる。なお、この基準電圧Ｖｒｅｆ２は十分に小さい値である。このため、コイル１２ａを流れる電流がほぼゼロになったときに、ゼロ電流検出コンパレータ１８はＨ信号を出力する。
フリップフロップ１９のＱ１端子は、スイッチング回路１２のスイッチ１２ｂのゲート端子に接続されている。スイッチ１２ｂは、Ｑ１端子からＨ信号が出力されるとオンになり、Ｌ信号が出力されるとオフになる。
上記の構成により、コイル１２ａの二次巻線１２ａ２を流れる電流がゼロ電流検出コンパレータ１８の基準電圧Ｖｒｅｆ２で決まる一定値よりも低くなると、つまり、コイル１２ａの二次巻線１２ａ２を流れる電流がほぼゼロになると、Ｑ１端子からＨ信号が出力されてスイッチ１２ｂはオンになる。一方、スイッチ１２ｂを流れる電流が基準値（エラーアンプ１６の出力に基づく）よりも大きくなると、Ｑ１端子からＬ信号が出力されてスイッチ１２ｂはオフになる。このようなスイッチング回路１２の制御は、前述の発振器を必要としない電流臨界モードと呼ばれる力率改善制御である。ダイオード１２ｃに流れる逆回復電流が低減されるため、高効率な動作を行うことができる。
次に、本実施形態に係るコンバータ電源装置１０の後段部について説明する。
スイッチング回路１４は、フリップフロップ２０のＱ２端子の出力信号によってスイッチング制御（ＰＷＭ制御）される。
フリップフロップ２０のセット端子は、フリップフロップ１９のＱＮ１端子と接続されている。ＱＮ１端子の出力がＨ信号となるタイミング、つまり、Ｑ１端子の出力がＬ信号となるタイミングで、フリップフロップ２０がセットされ、Ｑ２端子からＨ信号が出力される。フリップフロップ２０のＱ２端子は、スイッチング回路１４のスイッチ１４ｂのゲート端子と接続されている。スイッチ１４ｂは、Ｑ２端子からＨ信号が出力されるとオンになり、Ｌ信号が出力されるとオフになる。これにより、スイッチング回路１２のスイッチ１２ｂがオフになるタイミングで、スイッチング回路１４のスイッチ１４ｂはオンになる。
なお、スイッチング回路１４のスイッチ１４ｂがオンして、トランス１４ａの一次巻線１４ａ１に電流が流れると、二次巻線１４ａ２にはプラス方向（ダイオード１４ｃの順方向）の起電力が発生する。これにより、コンデンサ１５は充電される。
ここで、スイッチ１２ｂをオフにするタイミングでスイッチ１４ｂをオンにする制御について、電気エネルギーの流出入の観点から説明する。
スイッチング回路１２は、スイッチ１２ｂがオンの間に整流器１１の出力から得られる電気エネルギーをコイル１２ａに蓄える。そして、スイッチ１２ｂがオフになると、コイル１２ａに蓄えられた電気エネルギーをコンデンサ１３に放出する。この時、スイッチング回路１４のスイッチ１４ｂがオフであれば、スイッチング回路１４の入力には電気エネルギーが流入しないため、スイッチング回路１２から流出した電気エネルギーは全てコンデンサ１３に流入する。しかし、本実施形態ではスイッチ１２ｂがオフするタイミングでスイッチ１４ｂをオンとなるため、スイッチング回路１２から放出される電気エネルギーはコンデンサ１３のみならず、スイッチング回路１４にも流入する。つまり、放出される電気エネルギーの一部は、スイッチング回路１４のトランス１４ａに蓄積される。これにより、コンデンサ１３に蓄積される電気エネルギーが減少するため、コンデンサ１３の両端の電圧上昇が緩やかになる。なお、ここでいう電気エネルギーとは電荷と等価である。
コンデンサ１３の両端の電圧をｖ（ｔ）とすると、下式が成立する。
ｖ（ｔ）＝ｑ（ｔ）／Ｃ＝∫ｉ（ｔ）ｄｔ／Ｃ
ここで、ｔ：時間、ｑ（ｔ）：コンデンサ１３に蓄えられる電荷、ｉ（ｔ）：コンデンサ１３に流入する電流、Ｃ：コンデンサ１３の容量である。
電流ｉ（ｔ）の時間積分が、コンデンサ１３に蓄えられる電荷ｑ（ｔ）である。電流ｉ（ｔ）の変化が少ないほど、コンデンサ１３の両端の電圧ｖ（ｔ）の変化が少なくなる。即ち、電流リップルが少ないほど、コンデンサ１３の両端の電圧リップルが少なくなる。
次に、スイッチング回路１４のスイッチ１４ｂをオフする制御について説明する。
エラーアンプ２２は、＋端子の入力と−端子の入力の差を増幅して出力する。このエラーアンプ２２の＋端子は基準電圧Ｖｒｅｆ３と接続されている。エラーアンプ２２の−端子には、スイッチング回路１４の出力電圧（コンデンサ１５両端の電圧）を電圧検出部２によって減圧した電圧が入力される。なお、電圧検出部２は、抵抗分圧などの手段を用いて、スイッチング回路１４の出力電圧をエラーアンプ２２の入力端子の仕様範囲（例えば５Ｖ以下）に減圧する。
電流検出コンパレータ２１は、−端子に入力される電圧と＋端子に入力される電圧とを比較する。＋端子の電圧が−端子の電圧よりも大きい場合、Ｈ信号を出力し、＋端子の電圧が−端子の電圧よりも小さい場合、Ｌ信号を出力する。この出力信号はフリップフロップ２０のリセット端子に入力される。電流検出コンパレータ２１の＋端子には、スイッチング回路１４のスイッチ１４ｂを流れる電流を変換した電圧が入力される。電流検出コンパレータ２１の−端子には、エラーアンプ２２の出力信号が基準電圧として入力される。
フリップフロップ２０のＱ２端子は、スイッチング回路１４のスイッチ１４ｂのゲート端子に接続されている。スイッチ１４ｂは、Ｑ２端子からＨ信号が出力されるとオンとなり、Ｌ信号が出力されるとオフとなる。
この構成からわかるように、スイッチング回路１４のスイッチ１４ｂを流れる電流が基準値以上になると、フリップフロップ２０がリセットされる。なお、この基準値は、スイッチング回路１２の出力電圧に依存しており、出力電圧が高いほど小さくなる。
そして、フリップフロップ２０のＱ２端子からＬ信号が出力されスイッチ１４ｂはオフになり、このため、コイル１４ａの一次側電流が遮断される。その際、トランス１４ａの二次巻線側にマイナス方向（ダイオード１４ｃの逆方向）の起電力が発生する。しかし、ダイオード１４ｃによって電流が遮断されるため、コンデンサ１５はスイッチング回路１４に向けて放電しない。このように、スイッチ１４ｂがオフになることによりコンデンサ１５への充電が停止する。
上記の説明からわかるように、本実施形態によれば、比較例のように発振器を用いることなく、スイッチ１４ｂをオンさせるタイミングを、スイッチ１２ｂをオフするタイミングに合わせることができる。
また、スイッチ１４ｂをオフするタイミングは、スイッチング回路１４の出力電圧及びスイッチ１４ｂを流れる電流に基づいており、スイッチング回路１２の制御から独立している。このため、ＰＷＭ制御による機能を十分に発揮することができる。即ち、コンデンサ１５両端の電圧に基づいてスイッチング回路１４を制御することによって出力電圧の安定性を向上させることができるとともに、スイッチ１４ｂに流れる電流に基づいてスイッチング回路１４を制御することにより、スイッチ１４ｂに過電流が流れることを防止することができる。
次に、タイムチャートを用いて、本実施形態に係るコンバータ電源装置１０の動作を説明する。図８は、コンバータ電源装置１０の動作を説明するためのタイムチャートである。
図８（ａ）は、スイッチング回路１２への入力電流Ｉｉｎ１２の波形を示している。
図８（ｂ）は、フリップフロップ１９のＱ１端子から出力される信号の波形を示している。この図からわかるように、Ｑ１端子からの信号は、電流Ｉｉｎ１２がゼロになったときに立ち上がり（Ｌ信号→Ｈ信号）、電流Ｉｉｎ１２が所定の電流値（図８（ａ）に示す破線の波形）に達すると立ち下がる（Ｈ信号→Ｌ信号）。
図８（ｃ）は、フリップフロップ１９のＱＮ１端子から出力される信号の波形を示している。ＱＮ１端子からの信号は、Ｑ１端子からの信号を反転したものである。
図８（ｄ）は、スイッチング回路１２からの出力電流Ｉｏｕｔ１２の波形を示している。
図８（ｅ）は、スイッチング回路１４への入力電流Ｉｉｎ１４の波形を示している。
図８（ｆ）は、フリップフロップ２０のＱ２端子から出力される信号の波形を示している。この図からわかるように、Ｑ２端子からの信号は、Ｑ１端子からの信号が立ち下がるタイミングで立ち上がり、入力電流Ｉｉｎ１４が所定値に達するタイミングで立ち下がる。
図８（ｇ）は、コンデンサ１３への入力電流Ｉｉｎｃの波形を示している。この図からわかるように、入力電流Ｉｉｎｃの波形は、図８（ｄ）に示すスイッチング回路１２の出力電流Ｉｏｕｔ１２の波形に比べて、電流リップルが小さくなっている。このことについて、さらに詳細に説明する。
コンデンサ１３の入力電流Ｉｉｎｃは下式で与えられる。
Ｉｉｎｃ ＝ Ｉｏｕｔ１２ − Ｉｉｎ１４
ここで、Ｉｏｕｔ１２：スイッチング回路１２の出力電流、Ｉｉｎ１４：スイッチング回路１４の入力電流である。
前述のように、本実施形態ではスイッチング回路１２のスイッチ１２ｂがオフするタイミングでスイッチング回路１４のスイッチ１４ｂをオンさせるため、Ｉｏｕｔ１２とＩｉｎ１４は、ほぼ同相となる。よって、図８（ｇ）からわかるように、コンデンサ１３の入力電流Ｉｉｎｃの変動が抑制される。これにより、コンデンサ１３の定格を小さくすることができ、その結果、コンデンサ１３を小型化することが可能となる。また、突入電流が低減しコンデンサ１３の負荷が小さくなるため、コンデンサ１３の長寿命化が図られる。
なお、図８（ｄ）と図８（ｅ）からわかるように、２つの電流波形（Ｉｏｕｔ１２とＩｉｎ１４）の間には、厳密には同相でない部分が存在する。これは、スイッチング回路１４の制御をスイッチング回路１２の制御から独立させているためである。つまり、スイッチ１４ｂがオフするタイミングはスイッチング回路１２の制約を受けないことに起因している。
また、本実施形態では、発振器を必要としない電流臨界モードで第１のスイッチング回路１２を動作させるため、従来問題であったスイッチング回路１２のダイオード１２ｃに流れる逆回復電流を大幅に低減することができる。その結果、コンバータ電源装置の効率を大幅に向上させることができる。
以上説明したように、本実施形態によれば、平滑コンデンサの両端に発生する電圧リップルを低減させることで、平滑コンデンサを小型化及び長寿命化することができる。その結果、電源装置を小型化および長寿命化することができる。
さらに、後段のスイッチング回路は前段のスイッチング回路に従属せずにＰＷＭ制御される。これにより、出力電圧の安定性や過電流の防止といったＰＷＭ制御の機能を十分に発揮することができる。
さらに、電流臨界モードによりダイオードの逆回復電流を抑制することで、高効率なコンバータ電源装置が得られる。
（第５の実施形態）
第５の実施形態について説明する。本実施形態に係るコンバータ電源装置が第４の実施形態と異なる点の一つは、後段のスイッチング回路のスイッチをオフする条件を追加することで、起動時や負荷変動時において、スイッチング回路に流れる過電流や、コイルを流れる電流の急変に伴う音響雑音の発生を防止する点である。
図９は、第５の実施形態に係るコンバータ電源装置３０の構成を示す図である。図９からわかるように、このコンバータ電源装置３０は、整流器１１と、スイッチング回路１２と、コンデンサ１３と、スイッチング回路１４と、コンデンサ１５と、電源制御装置８０とを備える。
この電源制御装置８０は、図９からわかるように、エラーアンプ３６，４２と、電流検出コンパレータ３７，４１と、ゼロ電流検出コンパレータ３８と、フリップフロップ３９，４０と、タイマー４３と、ＯＲゲート４４とを有する。
エラーアンプ３６は、＋端子の入力と−端子の入力の差を増幅して出力する。このエラーアンプ３６の−端子には、スイッチング回路１４の出力電圧（コンデンサ１５両端の電圧）を電圧検出部３によって減圧した電圧が入力される。なお、電圧検出部３は、抵抗分圧などの手段を用いて、スイッチング回路１４の出力電圧をエラーアンプ３６の入力端子の仕様範囲（例えば５Ｖ以下）に減圧する。エラーアンプ３６の＋端子は基準電圧Ｖｒｅｆ１と接続されている。
電流検出コンパレータ３７は、−端子に入力される電圧と＋端子に入力される電圧とを比較する。＋端子の電圧が−端子の電流よりも大きい場合、Ｈ信号を出力し、＋端子の電流が−端子の電圧よりも小さい場合、Ｌ信号を出力する。この出力信号はフリップフロップ３９のリセット端子に入力される。電流検出コンパレータ３７の＋端子には、スイッチング回路１２のスイッチ１２ｂを流れる電流を変換した電圧が入力される。電流検出コンパレータ３７の−端子には、エラーアンプ３６の出力電圧に基づく信号が基準電圧として入力される。より詳細には、第４の実施形態で説明したように、エラーアンプ３６の出力信号に整流器１１から出力される電圧の波形情報を混入させた信号が入力される。
この構成からわかるように、スイッチング回路１２のスイッチ１２ｂを流れる電流が基準値以上になると、フリップフロップ３９がリセットされる。なお、この基準値は、スイッチング回路１２の出力電圧に依存しており、出力電圧が高いほど小さくなる。
ゼロ電流検出コンパレータ３８の出力端子は、フリップフロップ３９のセット端子と接続されている。このゼロ電流検出コンパレータ３８の＋端子は、基準電圧Ｖｒｅｆ２と接続されている。ゼロ電流検出コンパレータ３８の−端子は、抵抗Ｒ２を介してコイル１２ａの二次巻線１２ａ２と接続されており、この−端子には、二次巻線１２ａ２を流れる電流を変換した電圧が入力される。この構成からわかるように、コイル１２ａの二次巻線１２ａ２を流れる電流が基準電圧Ｖｒｅｆ２で決まる一定値以下となると、ゼロ電流検出コンパレータ３８はＨ信号を出力し、フリップフロップ３９がセットされる。なお、この基準電圧Ｖｒｅｆ２は十分に小さい値である。このため、コイル１２ａを流れる電流がほぼゼロになったときに、ゼロ電流検出コンパレータ３８はＨ信号を出力する。
フリップフロップ３９のＱ１端子は、スイッチング回路１２のスイッチ１２ｂのゲート端子、及びＯＲゲート４４に接続されている。スイッチ１２ｂは、Ｑ１端子からＨ信号が出力されるとオンになり、Ｌ信号が出力されるとオフになる。
上記の構成により、コイル１２ａの二次巻線１２ａ２を流れる電流がゼロ電流検出コンパレータ３８の基準電圧Ｖｒｅｆ２で決まる一定値よりも低くなると、つまり、コイル１２ａの二次巻線１２ａ２を流れる電流がほぼゼロになると、Ｑ１端子からＨ信号が出力されてスイッチ１２ｂはオンになる。一方、スイッチ１２ｂを流れる電流が基準値（エラーアンプ３６の出力に基づく）よりも大きくなると、Ｑ１端子からＬ信号が出力されてスイッチ１２ｂはオフになる。このようにスイッチング回路１２の制御は、第４の実施形態と同様、電流臨界モードと呼ばれる力率改善制御である。ダイオード１２ｃに逆回復電流が低減されるため、高効率な動作を行うことができる。
また、第４の実施形態と異なり本実施形態では、スイッチング回路１４だけでなくスイッチング回路１２の制御についても、電圧検出部３の出力に基づいて行う。これにより、コンバータ電源装置３０の回路構成を簡略化し、コンバータ電源装置３０の小型化を図ることができる。
次に、本実施形態に係るコンバータ電源装置３０の後段部について説明する。
スイッチング回路１４は、フリップフロップ４０のＱ２端子の出力信号によってスイッチング制御（ＰＷＭ制御）される。
フリップフロップ４０のセット端子は、フリップフロップ３９のＱＮ１端子と接続されている。ＱＮ１端子の出力がＨ信号となるタイミング、つまり、Ｑ１端子の出力がＬ信号となるタイミングで、フリップフロップ４０がセットされ、Ｑ２端子からＨ信号が出力される。フリップフロップ４０のＱ２端子は、スイッチング回路１４のスイッチ１４ｂのゲート端子と接続されている。スイッチ１４ｂは、Ｑ２端子からＨ信号が出力されるとオンになり、Ｌ信号が出力されるとオフになる。これにより、スイッチング回路１２のスイッチ１２ｂがオフになるタイミングで、スイッチング回路１４のスイッチ１４ｂはオンになる。よって、第４の実施形態で説明したように、コンデンサ１３の両端に発生する電圧リップルを低減させることができる。
次に、スイッチング回路１４のスイッチ１４ｂをオフする制御について説明する。
エラーアンプ４２は、＋端子の入力と−端子の入力の差を増幅して出力する。このエラーアンプ４２の＋端子は基準電圧Ｖｒｅｆ３と接続されている。エラーアンプ４２の−端子には、スイッチング回路１４の出力電圧（コンデンサ１５両端の電圧）を電圧検出部３によって減圧した電圧が入力される。
電流検出コンパレータ４１は、−端子に入力される信号と＋端子に入力される信号とを比較する。＋端子の電圧が−端子の電圧よりも大きい場合、Ｈ信号を出力し、＋端子の電圧が−端子の電圧よりも小さい場合、Ｌ信号を出力する。 この出力信号はＯＲゲート４４に入力される。電流検出コンパレータ４１の＋端子には、スイッチング回路１４のスイッチ１４ｂを流れる電流を変換した電圧が入力される。電流検出コンパレータ４１の−端子には、エラーアンプ４２の出力信号が基準電圧として入力される。
フリップフロップ４０のＱ２端子は、スイッチング回路１４のスイッチ１４ｂのゲート端子に接続されている。
この構成からわかるように、スイッチング回路１４のスイッチ１４ｂを流れる電流が基準値以上になると、フリップフロップ４０がリセットされる。そして、フリップフロップ４０のＱ２端子からＬ信号が出力され、スイッチング回路１４のスイッチ１４ｂはオフになる。
図９からわかるように、本実施形態と第４の実施形態との相違点の一つは、フリップフロップ４０のリセット端子にはＯＲゲート４４の出力が接続されている点である。このＯＲゲート４４は、電流検出コンパレータ４１の出力、フリップフロップ３９のＱ１端子の出力、及びタイマー４３の出力パルスの論理和をとる。
ここで、タイマー４３の動作について説明する。このタイマー４３は、フリップフロップ３９のＱＮ１端子からの出力がＨ信号の時にアクティブ状態となり、ＱＮ１端子の信号がＬ信号からＨ信号へ切り替わる時点、つまりスイッチ１４ｂがオンになった時点から一定時間が経過した後にパルス信号を出力する。この一定時間は、タイマー４３に印加される電圧（電圧検出部３の出力電圧）に比例して長くなる。なお、タイマー４３は、ＱＮ１端子からＬ信号が出力されているとき、スリープ状態となりパルス信号を出力しない。
タイマー４３から出力されるパルス信号をフリップフロップ４０のリセット端子への入力信号として用いることにより、コンバータ電源装置３０の起動時に出力電圧を徐々に上昇させる、いわゆるソフトスタートを行うことができる。これにより、起動時において、スイッチング回路１４の構成素子（トランス１４ａ、スイッチ１４ｂ及びダイオード１４ｃ）に過電流が流れて過大な負荷がかかることや、コイルに流れる電流の急変に伴う音響雑音が発生することを防止できる。また、出力端子に接続された負荷が急増することにより出力電圧が急減したときにも、Ｑ２端子から出力される信号のパルス幅が減少することにより、過電流や音響雑音を防止することができる。
起動時の動作について、図１０のタイムチャートを用いて説明する。図１０はコンバータ電源装置３０の起動時のタイムチャートを示している。
図１０（ａ）は、スイッチング回路１２への入力電流Ｉｉｎ１２の波形を示している。図１０（ｂ）は、フリップフロップ３９のＱ１端子から出力される信号の波形を示している。図１０（ｃ）は、フリップフロップ３９のＱＮ１端子から出力される信号の波形を示している。図１０（ｄ）は、スイッチング回路１４への入力電流Ｉｉｎ１４の波形を示している。
図１０（ｅ）は、スイッチング回路１４の出力電圧を電圧検出部３により減圧した電圧の波形、即ち、タイマー４３に印加される電圧の波形を示している。
図１０（ｆ）は、タイマー４３からＯＲゲート４４に出力されるパルス信号を示している。この図からわかるように、タイマー４３に印加される電圧が大きくなるにつれて、ＱＮ１端子からの信号が立ち上がった時点からパルス信号が出力されるまでの時間が長くなっている。
図１０（ｇ）は、フリップフロップ４０のＱ２端子から出力される信号の波形を示している。この図からわかるように、タイマー４３から出力されるパルス信号のタイミングに合わせて、Ｑ２端子から出力されるパルスの幅は徐々に広がっていく。
図１０（ｈ）と図１０（ｉ）は、図１０（ｇ）の比較例である。図１０（ｈ）は、ＯＲゲート４４にタイマー４３の出力及びＱ１端子の出力がいずれも接続されていない場合、即ち、第４の実施形態と同様に電流検出コンパレータ４１の出力のみがフリップフロップ４０のリセット端子に接続されている場合における、Ｑ２端子の出力信号を示している。図１０（ｉ）は、ＯＲゲートにタイマー４３の出力が接続されていない場合における、Ｑ２端子の出力信号を示している。この場合、電流検出コンパレータ４１がＨ信号を出力するタイミング以外に、Ｑ１端子の出力信号が立ち上がるタイミングでも、Ｑ２端子の出力信号は立ち下がる。
上記のように本実施形態では、Ｑ２端子の出力信号をコンバータ電源装置３０の出力電圧に比例したパルス幅になるようにしている。これにより、コンバータ電源装置３０の起動時や負荷の急変時において、過電流やコイルの音響雑音などの有害な現象を低減することができる。なお、上記のようなパルス幅の制御は、一般的には発振器の三角波が用いてを実現するが、本実施形態によれば発振器が不要という利点がある。
ところで、スイッチ１２ｂがオンするときにスイッチ１４ｂがオンの場合、次のような問題が生じる。スイッチング回路１４は電流を流そうとするものの、スイッチング回路１２からの電流供給は停止するため、スイッチ１４ｂを流れる電流は所定値に達せず、スイッチ１４ｂはオンのままとなる。この状態でスイッチ１２ｂがオフになってスイッチング回路１２からの電流供給が再開された場合、スイッチ１４ｂに急激に電流が流れる。その結果、前述の起動時について説明した場合と同様、スイッチング回路１４の構成素子に過電流が流れたり、コイルの音響雑音が発生するおそれがある。
そこで、本実施形態においては、フリップフロップ３９のＱ１端子の出力信号をＯＲゲート４４に入力させている。これにより、Ｑ１端子の出力信号の立ち上がりのタイミングでフリップフロップ４０はリセットされ、スイッチ１４ｂはオフになる。よって、スイッチング回路１４の構成素子に過電流が流れることや、コイルに流れる電流の急変により音響雑音が発生することを防止できる。このようにＱ２端子の出力信号のパルス幅に上限値を設けることで、スイッチング回路１４が過大な動作をすることがなくなるため、安定した性能を得ることができる。
なお、上記の説明ではＯＲゲート４４を用いて３つの出力、即ち、電流検出コンパレータ４１の出力、タイマー４３の出力、及びフリップフロップ３９のＱ１端子の出力の論理和をとったが、これに限らず、他の任意の組み合わせをとってもよい。例えば、電流検出コンパレータ４１の出力とタイマー４３の出力の論理和、又は、電流検出コンパレータ４１の出力とフリップフロップ３９のＱ１端子の出力の論理和をとるようにしてもよい。
以上説明したように、本実施形態によれば、平滑コンデンサの両端に発生する電圧リップルを低減させることで、平滑コンデンサを小型化及び長寿命化することができる。その結果、電源装置を小型化および長寿命化することができる。また、後段のスイッチング回路は前段のスイッチング回路に従属せずにＰＷＭ制御される。これにより、出力電圧の安定性や過電流の防止といったＰＷＭ制御の機能を十分に発揮することができる。また、電流臨界モードによりダイオードの逆回復電流を抑制することで、高効率なコンバータ電源装置が得られる。
さらに、ＰＷＭ制御のスイッチングパルス幅の急激な変化を抑制し、かつこのパルス幅の上限を設けることで、起動時や負荷の変動時において、コイルの音響雑音などの有害な現象、及びスイッチング回路の構成素子に過大な負荷がかかることを防止することができる。その結果、安定した性能を発揮する電源装置を得ることができる。
（第６の実施形態）
第６の実施形態について説明する。本実施形態に係るコンバータ電源装置が第５の実施形態と異なる点の一つは、並列接続された２つのスイッチング回路を備え、動作させるスイッチング回路の数を負荷に応じてダイナミックに増減させる点である。これにより、第１乃至第３の実施形態と同様、広範囲の負荷に対して効率良く動作可能となる。特に、軽負荷時において省電力化することができる。
図１１は、第６の実施形態に係るコンバータ電源装置５０の構成を示す図である。図１１からわかるように、このコンバータ電源装置５０は、整流器１１と、スイッチング回路１２と、コンデンサ５３と、スイッチング回路５４と、電源制御装置９０とを備える。
以下、コンバータ電源装置５０の各構成要素について説明する。第４及び第５の実施形態で説明したものについては、詳しい説明を省略する。
整流器５１は全波整流回路を有する。この整流器５１は、商用交流電源の電圧を脈流化して、スイッチング回路１２及びスイッチング回路５４に脈流電圧を出力する。
スイッチング回路５４は、コイル５４ａと、スイッチ５４ｂと、ダイオード５４ｃと、抵抗５４ｄとを有する。スイッチ５４ｂは、例えば図１１に示すようにｎ型ＭＯＳＦＥＴである。スイッチング回路１２とスイッチング回路５４は並列接続されている。
コンデンサ５３は、スイッチング回路１２及びスイッチング回路５４の出力端に接続されている平滑コンデンサであり、スイッチング回路１２及びスイッチング回路５４から出力される電荷（電気エネルギー）を蓄積する。
スイッチング回路１２、スイッチング回路５４及びコンデンサ５３は、昇圧コンバータを構成する。この昇圧コンバータにより、商用交流電源を元に整流器５１により生成された脈流電圧を、所望の直流電圧に昇圧する。
電源制御装置９０は、図１１からわかるように、エラーアンプ５６，６２と、電流検出コンパレータ５７，６１と、ゼロ電流検出コンパレータ５８と、フリップフロップ５９，６０と、タイマー６３と、ＯＲゲート６４とを有する。
エラーアンプ５６は、＋端子の入力と−端子の入力の差を増幅して出力する。このエラーアンプ５６の＋端子は基準電圧Ｖｒｅｆ１と接続されている。エラーアンプ５６の−端子には、コンデンサ５３両端の電圧を電圧検出部４によって減圧した電圧が入力される。なお、電圧検出部４は、抵抗分圧などの手段を用いて、コンデンサ５３両端の電圧をエラーアンプ５６，６２の入力端子の仕様範囲（例えば５Ｖ以下）に減圧する。
電流検出コンパレータ５７は、−端子に入力される電圧と＋端子に入力される電圧とを比較する。＋端子の電圧が−端子の電圧よりも大きい場合、Ｈ信号を出力し、＋端子の電流が−端子の電流よりも小さい場合、Ｌ信号を出力する。 この出力信号はフリップフロップ５９のリセット端子に入力される。電流検出コンパレータ５７の＋端子には、スイッチング回路１２のスイッチ１２ｂを流れる電流を変換した電圧が入力される。電流検出コンパレータ５７の−端子には、エラーアンプ５６の出力電圧に基づく信号が基準電圧として入力される。より詳細には、第４の実施形態で説明したように、エラーアンプ５６の出力信号に整流器５１から出力される電圧の波形情報を混入させた信号が入力される。
この構成からわかるように、スイッチング回路１２のスイッチ１２ｂを流れる電流が基準値以上になると、フリップフロップ５９がリセットされる。なお、この基準値は、スイッチング回路１２の出力電圧に依存しており、出力電圧が高いほど小さくなる。
ゼロ電流検出コンパレータ５８の出力端子は、フリップフロップ５９のセット端子と接続されている。このゼロ電流検出コンパレータ５８の＋端子は、基準電圧Ｖｒｅｆ２と接続されている。ゼロ電流検出コンパレータ５８の−端子は、抵抗Ｒ２を介してコイル１２ａの二次巻線１２ａ２と接続されており、この−端子には、二次巻線１２ａ２を流れる電流を変換した電圧が入力される。この構成からわかるように、コイル１２ａの二次巻線１２ａ２を流れる電流が基準電圧Ｖｒｅｆ２で決まる一定値以下となると、ゼロ電流検出コンパレータ５８はＨ信号を出力し、フリップフロップ５９がセットされる。なお、この基準電圧Ｖｒｅｆ２は十分に小さい値である。このため、コイル１２ａを流れる電流がほぼゼロになったときに、ゼロ電流検出コンパレータ５８はＨ信号を出力する。
フリップフロップ５９のＱ１端子は、スイッチング回路１２のスイッチ１２ｂのゲート端子に接続されている。
上記の構成により、コイル１２ａの二次巻線１２ａ２を流れる電流がゼロ電流検出コンパレータ５８の基準電圧Ｖｒｅｆ２で決まる一定値よりも低くなると、つまり、コイル１２ａの二次巻線１２ａ２を流れる電流がほぼゼロになると、Ｑ１端子からＨ信号が出力されてスイッチ１２ｂはオンになる。一方、スイッチ１２ｂを流れる電流が基準値（エラーアンプ５６の出力に基づく）よりも大きくなると、Ｑ１端子からＬ信号が出力されてスイッチ１２ｂはオフになる。このようにスイッチング回路１２の制御は、第４の実施形態と同様、電流臨界モードと呼ばれる力率改善制御である。ダイオード１２ｃに逆回復電流が低減されるため、高効率な動作を行うことができる。
次に、本実施形態に係るコンバータ電源装置５０の後段部について説明する。
スイッチング回路５４は、フリップフロップ６０のＱ２端子の出力信号によってスイッチング制御（ＰＷＭ制御）される。
フリップフロップ６０のセット端子は、フリップフロップ５９のＱＮ１端子と接続されている。ＱＮ１端子の出力がＨ信号となるタイミング、つまり、Ｑ１端子の出力がＬ信号となるタイミングで、フリップフロップ６０がセットされ、Ｑ２端子からＨ信号が出力される。フリップフロップ６０のＱ２端子は、スイッチング回路５４のスイッチ５４ｂのゲート端子と接続されている。スイッチ５４ｂは、Ｑ２端子からＨ信号が出力されるとオンになり、Ｌ信号が出力されるとオフになる。これにより、スイッチング回路１２のスイッチ１２ｂがオフになるタイミングで、スイッチング回路５４のスイッチ５４ｂはオンになる。
次に、スイッチング回路５４のスイッチ５４ｂをオフする制御について説明する。
エラーアンプ６２は、＋端子の入力と−端子の入力の差を増幅して出力する。このエラーアンプ６２の＋端子は基準電圧Ｖｒｅｆ３と接続されている。エラーアンプ６２の−端子には、昇圧コンバータの出力電圧（コンデンサ５３両端の電圧）を電圧検出部４によって減圧した電圧が入力される。
電流検出コンパレータ６１は、−端子に入力される信号と＋端子に入力される信号とを比較する。＋端子の電圧が−端子の電圧よりも大きい場合、Ｈ信号を出力し、＋端子の電圧が−端子の電圧よりも小さい場合、Ｌ信号を出力する。 この出力信号はＯＲゲート６４に入力される。電流検出コンパレータ６１の＋端子には、スイッチング回路５４のスイッチ５４ｂを流れる電流を変換した電圧が入力される。電流検出コンパレータ６１の−端子には、エラーアンプ６２の出力信号が基準電圧として入力される。なお、電流検出コンパレータ６１の−端子には、電流検出コンパレータ５７と同様、エラーアンプ６２の出力信号に整流器５１から出力される電圧の波形情報を混入させた信号を入力するようにしてもよい。
フリップフロップ６０のＱ２端子は、スイッチング回路５４のスイッチ５４ｂのゲート端子に接続されている。スイッチ５４ｂは、Ｑ２端子からＨ信号が出力されるとオンになり、Ｌ信号が出力されるとオフになる。
この構成からわかるように、スイッチ５４ｂを流れる電流（スイッチング回路５４への入力電流）が基準値以上になると、フリップフロップ６０がリセットされる。そして、フリップフロップ６０のＱ２端子からＬ信号が出力され、スイッチング回路５４のスイッチ５４ｂはオフになる。
図１１からわかるように、本実施形態では第５の実施形態と同様、ＯＲゲート６４の出力がフリップフロップ６０のリセット端子と接続されている。このＯＲゲート６４は、電流検出コンパレータ６１の出力、フリップフロップ５９のＱ１端子の出力、及びタイマー６３の出力パルスの論理和を取る。タイマー６３の動作は第５の実施形態で説明したタイマー４３と同じである。
これにより本実施形態では、第５の実施形態と同様、Ｑ２端子から出力されるパルス幅が出力電圧に比例するようにし、かつ、パルス幅に上限値を設けている。これにより、コンバータ電源装置５０の起動時や負荷の変動時において、コイルの音響雑音などの有害な現象、及びスイッチング回路の構成素子に過大な負荷がかかることを防止することができ、安定した性能を得ることができる。なお、第４の実施形態と同様、ＯＲゲート６４を設けず、電流検出コンパレータ６１の出力のみをフリップフロップ６０のリセット端子に入力するようにしてもよい。
次に、タイムチャートを用いて、定常状態（ＯＲゲート６４にＱ１端子及びタイマー６３から信号が入力されていない状態）におけるコンバータ電源装置５０の動作を説明する。図１２は、コンバータ電源装置５０のタイムチャートを示している。
図１２（ａ）は、スイッチング回路１２への入力電流Ｉｉｎ１２の波形を示している。図１２（ｂ）は、フリップフロップ５９のＱ１端子から出力される信号の波形を示している。図１２（ｃ）は、フリップフロップ５９のＱＮ１端子から出力される信号の波形を示している。
図１２（ｄ）は、フリップフロップ６０のＱ２端子から出力される信号の波形を示している。この図からわかるようにＱ２端子の出力信号は、Ｑ１端子の出力信号が立ち下がるタイミングで立ち上がり、スイッチング回路５４の出力電流Ｉｏｕｔ５４が所定値まで低下したタイミングで立ち下がる。
図１２（ｅ）は、スイッチング回路１２の出力電流Ｉｏｕｔ１２（実線）の波形と、スイッチング回路５４の出力電流Ｉｏｕｔ５４（破線）の波形を示している。電流Ｉｏｕｔ１２と電流Ｉｏｕｔ５４の和がコンデンサ５３への入力電流となる。この図からわかるように、これらの電流はほぼ逆相のため、コンデンサ５３の両端に発生する電流リップルは抑制される。
次に、本実施形態に係るコンバータ電源装置５０は、従来のインターリーブ方式とは本質的に異なるものであることを説明する。インターリーブ方式では、２つのスイッチング回路を交互にスイッチングする。このため、片方のスイッチング回路の制御は他方のスイッチング回路に完全に従属している。それに対し、本実施形態では、スイッチ５４ｂをオンにするタイミングはスイッチング回路１２の制御に依存するものの、スイッチ５４ｂをオフにするタイミングは、Ｑ２端子の出力パルス幅が上限値に達する場合を除き、スイッチング回路１２から独立している。よって、本実施形態に係るコンバータ電源装置５０は、従来のインターリーブ方式と本質的に異なるものである。
この特徴から、本実施形態に係るコンバータ電源装置５０は、スイッチング回路５４を、スイッチング回路１２の動作とは無関係に、任意のタイミングで動作又は停止させることできる。つまり、スイッチング回路５４を、第１の実施形態で説明した増設スイッチング回路（スイッチング回路１３０）のように動作させることができる。より具体的には、出力端子に接続された負荷が所定量よりも大きい場合、スイッチング回路１２とスイッチング回路５４の両方を動作させる一方、負荷が所定量よりも小さい場合、スイッチング回路５４を停止しスイッチング回路１２のみ動作させることができる。なお、負荷の大小は、例えば、電圧検出部４で検出された出力電圧を所定の値と比較して判断する。
また、負荷に応じてスイッチング回路５４を動作又は停止させる方法については、いくつかの方法が考えられる。例えば、負荷が所定量よりも小さい場合、フリップフロップ５９がＱＮ１端子からＨ信号を出力しないようにする。これにより、フリップフロップ６０がセットされることがなくなり、スイッチング回路５４は停止する。負荷が所定量よりも小さい場合、フリップフロップ６０の動作を停止するようにしてもよい。
その他の方法として第１の実施形態と同様にしてもよい。即ち、フリップフロップ６０とスイッチ５４ｂのゲート端子の間に、第１の実施形態における制御信号スイッチ１５２に相当する制御信号スイッチを設ける。さらに、第１の実施形態における比較回路１５６に相当する比較回路を設ける。この比較回路は、電圧検出部４によって減圧された出力電圧と所定の電圧を比較し、制御信号スイッチにＨ信号又はＬ信号を出力する。この制御信号スイッチは、比較回路の出力に基づいてオン／オフ制御される。これにより、第１の実施形態と同様、負荷が所定量よりも小さい場合、スイッチング回路５４は停止する。なお、制御信号スイッチは、フリップフロップ５９のＱＮ１端子とフリップフロップ６０のセット端子の間に設けてもよい。
このように構成することにより、第１乃至第３の実施形態と同様、広範囲の負荷に対して高効率なコンバータ電源装置が得られる。
以上説明したように、本実施形態によれば、スイッチング回路５４はスイッチング回路１２に従属せずにＰＷＭ制御される。これにより、出力電圧の安定性や過電流の防止といったＰＷＭ制御の機能を十分に発揮することができる。また、電流臨界モードによりダイオードの逆回復電流を抑制することで、高効率なコンバータ電源装置が得られる。
さらに、ＰＷＭ制御のスイッチングパルス幅の急激な変化を抑制し、かつこのパルス幅の上限を設けることで、起動時や負荷の変動時において、コイルの音響雑音などの有害な現象、及びスイッチング回路の構成素子に過大な負荷がかかることを防止することができる。その結果、安定した性能を発揮する電源装置を得ることができる。
さらに、負荷に応じて動作させるスイッチング回路の数をダイナミックに増減させることで、広範囲な負荷に対して効率の良く動作可能なコンバータ電源装置が得られる。特に、軽負荷時におけるスイッチングロスを大幅に低減することができる。
以上、本発明に係る６つの実施形態について説明した。第４乃至第６の実施形態では、力率改善制御として電流臨界モードを用いたが、これに限らず電流不連続モードを用いてもよい。
上記の記載に基づいて、当業者であれば、本発明の追加の効果や種々の変形を想到できるかもしれないが、本発明の態様は、上述した個々の実施形態に限定されるものではない。特許請求の範囲に規定された内容およびその均等物から導き出される本発明の概念的な思想と趣旨を逸脱しない範囲で種々の追加、変更および部分的削除が可能である。
１、２、３、４ 電圧検出部
１０、３０、５０ コンバータ電源装置
１１、５１ 整流器
１２、１４、５４ スイッチング回路
１２ａ、５４ａ コイル
１２ａ１、１４ａ１ 一次巻線
１２ａ２、１４ａ２ 二次巻線
１２ｂ、１４ｂ、５４ｂ スイッチ
１２ｃ、１４ｃ、５４ｃ ダイオード
１２ｄ、５４ｄ 抵抗
１３、１５、５３ コンデンサ
１４ａ トランス
１６、２２、３６、４２、５６、６２ エラーアンプ
１７、２１、３７、４１、５７、６１ 電流検出コンパレータ
１８、３８、５８ ゼロ電流検出コンパレータ
１９、２０、３９、４０、５９、６０ フリップフロップ
４３、６３ タイマー
４４、６４ ＯＲゲート
７０、８０、９０ 電源制御装置
１００、２００、３００ コンバータ電源装置
１１０ 整流器
１２０、１３０、１３０Ａ、１３０Ｂ スイッチング回路
１２１、１３１ コイル
１２２、１３２、３１２ スイッチ
１２３、１３３、３１３ ダイオード
１４０、３１４ コンデンサ
１５０、２５０、３５０ 電源制御装置
１５１、２５１、３５１ 制御回路
１５１ａ、１５１ｂ、２５１ａ、２５１ｂ 電圧発生回路
１５２、２５２Ａ、２５２Ｂ、３５２ 制御信号スイッチ
１５３、２５３、３５３、３５６ 電流検出器
１５４、１５６、２５４、２５６、３５４ 比較回路
１５４ａ、１５６ａ、２５４ａ、２５４ｂ、２５６ａ、２５６ｂ、３５４ａ、３５４ｂ コンパレータ
１５５、２５５、３５５、３５７ 電圧検出器
３１０ フライバック型コンバータ
３１１ トランス
３５４ｃ ＯＲゲート

Claims (11)

  1. 基本スイッチング回路、前記基本スイッチング回路と並列接続された増設スイッチング回路、及び平滑コンデンサを有する昇圧コンバータを制御する、電源制御装置であって、
    基本スイッチング回路及び増設スイッチング回路に対して、それぞれ基本スイッチング回路信号線及び増設スイッチング回路信号線を介して制御信号を出力する、制御回路と、
    前記昇圧コンバータの入力部と、前記基本スイッチング回路の入力部と、前記増設スイッチング回路の入力部と、前記昇圧コンバータの出力部とのうち少なくともいずれか一つにおける電圧又は電流を検出する検出部と、
    前記増設スイッチング回路信号線の途中に設けられ、第1の信号を受信すると前記増設スイッチング回路信号線を接続し、第２の信号を受信すると前記増設スイッチング回路信号線を切断する、制御信号スイッチと、
    前記検出部により検出された検出値を基準値と比較し、その結果、前記電源装置の負荷が所定量よりも大きい場合、前記第１の信号を出力し、前記負荷が前記所定量よりも小さい場合、前記第２の信号を出力する、比較回路と、
    を備えることを特徴とする電源制御装置。
  2. 交流電源の電圧を脈流化する、整流器と、
    基本スイッチング回路、前記基本スイッチング回路に並列に接続された増設スイッチング回路、及び前記基本スイッチング回路と前記増設スイッチング回路の出力電圧を平滑化するコンデンサを有し、前記整流器から出力された脈流電圧を昇圧する、昇圧コンバータと、
    前記昇圧コンバータを制御する、電源制御装置と、
    を備える電源装置であって、
    前記電源制御装置は、
    前記基本スイッチング回路及び前記増設スイッチング回路に対して、それぞれ基本スイッチング回路信号線及び増設スイッチング回路信号線を介して制御信号を出力する、制御回路と、
    前記昇圧コンバータの入力部と、前記基本スイッチング回路の入力部と、前記増設スイッチング回路の入力部と、前記昇圧コンバータの出力部とのうち少なくともいずれか一つにおける電圧又は電流を検出する検出部と、
    前記増設スイッチング回路信号線の途中に設けられ、第1の信号を受信すると前記増設スイッチング回路信号線を接続し、第２の信号を受信すると前記増設スイッチング回路信号線を切断する、制御信号スイッチと、
    前記検出部で検出された検出値を基準値と比較し、その結果、前記電源装置の負荷が所定量よりも大きい場合、前記第１の信号を出力し、前記負荷が前記所定量よりも小さい場合、前記第２の信号を出力する、比較回路と、
    を有するものとして構成されている、
    ことを特徴とする電源装置。
  3. 交流電源の電圧を脈流化する、整流器と、
    基本スイッチング回路、前記基本スイッチング回路に並列に接続された複数の増設スイッチング回路、及び前記基本スイッチング回路と前記複数の増設スイッチング回路の出力電圧を平滑化するコンデンサを有し、前記整流器から出力された脈流電圧を昇圧する、昇圧コンバータと、
    前記昇圧コンバータを制御する、電源制御装置と、
    を備える電源装置であって、
    前記電源制御装置は、
    前記基本スイッチング回路及び前記複数の増設スイッチング回路に対して、それぞれ基本スイッチング回路信号線及び複数の増設スイッチング回路信号線を介して制御信号を出力する、制御回路と、
    前記昇圧コンバータの入力部と、前記基本スイッチング回路の入力部と、前記増設スイッチング回路の入力部と、前記昇圧コンバータの出力部とのうち少なくともいずれか一つにおける電圧又は電流を検出する検出部と、
    前記増設スイッチング回路信号線の途中に設けられ、第1の信号を受信すると前記増設スイッチング回路信号線を接続し、第２の信号を受信すると前記増設スイッチング回路信号線を切断する、複数の制御信号スイッチと、
    前記検出部で検出された検出値を、複数の前記制御信号スイッチと対応付けられた基準値とそれぞれ比較し、その結果、前記電源装置の負荷が所定量よりも大きい場合に第１の信号を、前記負荷が前記所定量よりも小さい場合に第２の信号を、前記所定量に対応付けられた前記制御信号スイッチに出力する、比較回路と、
    を有するものとして構成されている、
    ことを特徴とする電源装置。
  4. 請求項２又は請求項３に記載の電源装置であって、
    前記昇圧コンバータの後段に接続されたＤＣ−ＤＣコンバータをさらに備え、
    前記制御回路は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が所定の値になるように、前記ＤＣ−ＤＣコンバータをＰＷＭ制御し、
    前記検出部は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電流を検出し、
    前記比較回路は、前記入力電流と基準値を比較し、その結果に基づいて前記第1の信号又は前記第２の信号を出力する、
    ことを特徴とする電源装置。
  5. 請求項２乃至請求項４のいずれかに記載の電源装置であって、
    前記電源制御装置は、前記昇圧コンバータへ入力される電流の電流波形が前記交流電源の電圧波形と可能な限り相似形となり、且つ、前記電流波形と前記電圧波形の位相差が小さくなるように、前記昇圧コンバータをＰＦＣ制御することを特徴とする電源装置。
  6. 第１のスイッチを有する第１のスイッチング回路と、前記第1のスイッチング回路の出力を平滑化するコンデンサと、前記コンデンサの出力を受け、第２のスイッチを有する第２のスイッチング回路と、を備える電源装置を、前記第１のスイッチ及び前記第２のスイッチをオン／オフ制御することにより制御する、電源制御装置であって、
    前記第１のスイッチング回路が電流不連続モードで力率改善動作するように、前記第1のスイッチをオン／オフ制御する、ＰＦＣ制御回路と、
    前記ＰＦＣ制御回路が出力する信号を用いて、前記第１のスイッチがオフになることにより前記第１のスイッチング回路から前記コンデンサに電気エネルギーが放出されるタイミングで前記第２のスイッチをオンにし、それにより前記第１のスイッチング回路から放出される前記電気エネルギーの一部を前記第２のスイッチング回路に流入させ、かつ、前記第２のスイッチング回路への入力電流が基準値を超えると、前記第２のスイッチをオフにすることにより前記第２のスイッチング回路への前記入力電流を減少させる、ＰＷＭ制御回路と、
    を備えることを特徴とする電源制御装置。
  7. 請求項６に記載の電源制御装置であって、
    前記第２のスイッチがオンになった時点から前記第２のスイッチング回路の出力電圧に比例した時間が経過した後に、前記ＰＷＭ制御回路にパルス信号を出力する、タイマーをさらに備え、
    前記ＰＷＭ制御回路は、前記パルス信号を受信すると前記第２のスイッチング回路の前記第２のスイッチをオフにすることを特徴とする電源制御装置。
  8. 請求項６又は７に記載の電源制御装置であって、
    前記第1のスイッチング回路の前記第１のスイッチがオンになるタイミングで、前記ＰＷＭ制御回路は、前記第２のスイッチング回路の前記第２のスイッチをオフにすることを特徴とする電源制御装置。
  9. 交流電源の電圧を脈流化する、整流器と、
    第１のスイッチを有する第１のスイッチング回路と、
    前記第１のスイッチング回路の出力を平滑化するコンデンサと、
    前記コンデンサの出力を受け、第２のスイッチを有する第２のスイッチング回路と、
    前記第１のスイッチと前記第２のスイッチをオン／オフ制御する、電源制御装置と、を備える電源装置であって、
    前記電源制御装置は、
    前記第１のスイッチング回路が電流不連続モードで力率改善動作するように、前記第1のスイッチをオン／オフ制御する、ＰＦＣ制御回路と、
    前記ＰＦＣ制御回路が出力する信号を用いて、前記第１のスイッチがオフになることにより前記第１のスイッチング回路から前記コンデンサに電気エネルギーが放出されるタイミングで前記第２のスイッチをオンにし、それにより前記第１のスイッチング回路から放出される前記電気エネルギーの一部を前記第２のスイッチング回路に流入させ、かつ、前記第２のスイッチング回路への入力電流が基準値を超えると、前記第２のスイッチをオフにすることにより前記第２のスイッチング回路への前記入力電流を減少させる、ＰＷＭ制御回路と、
    を備えるものとして構成されていることを特徴とする電源装置。
  10. 第１のスイッチを有する第１のスイッチング回路と、前記第１のスイッチング回路と並列に接続された、第２のスイッチを有する第２のスイッチング回路と、前記第１及び第２のスイッチング回路の出力を平滑化するコンデンサと、備える電源装置を、前記第１のスイッチ及び前記第２のスイッチをオン／オフ制御することにより制御する、電源制御装置であって、
    前記第１のスイッチング回路が電流不連続モードで力率改善動作するように、前記第1のスイッチをオン／オフ制御する、ＰＦＣ制御回路と、
    前記ＰＦＣ制御回路が出力する信号を用いて、前記第１のスイッチがオフになるタイミングで前記第２のスイッチをオンにし、かつ、前記第２のスイッチング回路への入力電流が基準値を超えると、前記第２のスイッチをオフにすることにより前記第２のスイッチング回路への前記入力電流を減少させる、ＰＷＭ制御回路と、
    を備え、
    前記ＰＷＭ制御回路は、前記コンデンサに接続された負荷が所定量を下回る場合、前記第２のスイッチのオン／オフ制御を行わないことを特徴とする電源制御装置。
  11. 交流電源の電圧を脈流化する、整流器と、
    第１のスイッチを有する第１のスイッチング回路と、
    前記第１のスイッチング回路と並列接続され、第２のスイッチを有する第２のスイッチング回路と、
    前記第１のスイッチング回路及び前記第２のスイッチング回路の出力を平滑化するコンデンサと、
    前記第１のスイッチと前記第２のスイッチをオン／オフ制御する、電源制御装置と、を備える電源装置であって、
    前記電源制御装置は、
    前記第１のスイッチング回路が電流不連続モードで力率改善動作するように、前記第1のスイッチをオン／オフ制御する、ＰＦＣ制御回路と、
    前記ＰＦＣ制御回路が出力する信号を用いて、前記第１のスイッチがオフになるタイミングで前記第２のスイッチをオンにし、かつ、前記第２のスイッチング回路への入力電流が基準値を超えると、前記第２のスイッチをオフにすることにより前記第２のスイッチング回路への前記入力電流を減少させる、ＰＷＭ制御回路と、
    を備え、
    前記ＰＷＭ制御回路は、前記コンデンサに接続された負荷が所定量を下回る場合、前記第２のスイッチのオン／オフ制御を行わないものとして構成されていることを特徴とする電源装置。
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