JP4359973B2 - 電源回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電圧(主として商用交流電圧である。)を受電して全波整流した電圧をスイッチング・トランジスタによって交流変換し、電力変換用トランスの二次側に生じた交流電圧を主コンバータによって整流、平滑した直流電圧を負荷に供給する電源回路に係り、入力皮相電力に対する電源回路の有効電力の比である力率を改善することができ、突入電流防止回路を必要とせず、更に、入力交流電圧の振幅が所定の値より小さくなるにも安定な電圧を負荷に供給することができる電源回路に関する。
【0002】
通信装置や情報処理装置など種々の電子装置は、当然のことながら、電源回路からエネルギー(電力)の供給を受けて初めてそれら電子装置本来の機能や性能を発揮することができる。通常は、電源回路はそれら電子装置に直流によって電力を供給する。
【0003】
通信装置や情報処理装置などの電子装置の機能や性能を発揮する主機能回路がWワットの電力を消費するものとし、電源回路の電力効率をη(%表示ではなく、実数表示である。従って、0<η<1である。)とすると、(1−η)W/ηの電力を電源回路が消費することになる。
【0004】
一般に、電子装置内で電源回路に割り当てられる単位消費電力当たりの実装スペースと主機能回路に割り当てられる実装スペースを比較すると、電源回路に割り当てられる実装スペースの方が遙に小さい。
【0005】
従って、電源回路の電力効率の改善が極めて重要となる。
【0006】
ところで、電源回路は、入力電源種別によって分類すると、交流(多くは商用交流)を受電するもの(交流入力方式)と直流を受電するもの(直流入力方式)があり、上記電子装置の設置環境によって交流入力方式と直流入力方式が適宜選択される。
【0007】
又、電圧変換・安定化の方式によって分類すると、シリーズ・レギュレータ方式とスイッチング・レギュレータ方式とがあり、電力効率の向上に期待が大きいことから、スイッチング・レギュレータ型を適用する電源回路が主流になっている。
【0008】
本発明は、かかる背景の中にあって、交流入力方式で、スイッチング・レギュレータ方式を適用する電源回路を改良せんとするものである。
【0009】
【従来の技術】
図6は、従来の交流入力でスイッチング・レギュレータ方式の電源回路で、負荷も含めて図示している。
【0010】
図6において、1は入力交流電圧源で、限定する必要性はないが、商用交流電圧源が主流である。
【0011】
2は、電源の起動、停止を行なうスイッチである。
【0012】
3、3a、3b及び3cは入力交流電圧を全波整流するダイオード・ブリッジ(以降では、これを「全波整流回路」と記載することがある。)を構成するダイオードである。
【0013】
4aは電力変換用トランスで、この場合、一次巻線4−1及び二次巻線4−2を備えている。
【0014】
5は、全波整流された電圧をスイッチングして交流に変換する第一のスイッチング・トランジスタである。
【0015】
6は電力変換用トランス4aの二次巻線4−2に生じた交流を整流するダイオード、
7は整流波形を平滑化するコンデンサである。
【0016】
8及び8aは抵抗で、出力電圧を検出するための分圧器を構成する。
【0017】
9は負荷である。
【0018】
10は抵抗8及び抵抗8aによってなる分圧器の出力を受けて、負荷9に供給される電圧を一定に保つために第一のスイッチング・トランジスタ5のオン、オフを制御する第一の制御回路である。
【0019】
本発明の本質ではないので簡単なコメントに止めるが、第一の制御回路10は、抵抗8及び抵抗8aによってなる分圧器の出力に応じた幅のパルスを出力して第一のスイッチング・トランジスタ5のオン、オフを制御している。即ち、パルス幅変調による出力電圧の制御(一般に、PWM制御と呼ばれる。尚、PWMは「pulse Width Modulation」の略である。)を行なっている。
【0020】
21は上記ダイオード・ブリッジによる全波整流回路で全波整流した電圧を平滑する入力コンデンサである。
【0021】
22は、スイッチ2を投入する際に瞬間的に流れる電流、即ち、突入電流を抑圧する突入電流防止回路である。
【0022】
そして、トランス4a、第一のスイッチング・トランジスタ5、ダイオード6、コンデンサ7、抵抗8、抵抗8a及び第一の制御回路10によってフライ・バック方式の主コンバータが構成される。
【0023】
入力交流電圧は該ダイオード・ブリッジによる全波整流回路で全波整流され、入力コンデンサ21によって平滑されて一旦直流に変換され、第一のスイッチング・トランジスタ5によって100kHz前後の周波数でスイッチングされて再度交流電圧に変換され、トランス4aの二次側に生ずる交流電圧がダイオード6及びコンデンサ7によって整流、平滑されて再び直流に変換されて負荷9に供給される。
【0024】
この時、第一のスイッチング・トランジスタ5がオンの時にはトランス4aの一次巻線4−1には、巻き始めから巻き終り(一次巻線4−1の傍らに付した、トランスの巻線の巻き方向を示す・印がある方を巻き始めとし、・印がない方を巻き終りと定義する。)の方向に電流が流れ、一次巻線4−1の巻き始め側が高電圧になる。
【0025】
トランス4aの2つの巻線4−1、4−2の巻線の方向は図6の通りであるので、第一のスイッチング・トランジスタ5がオンの時には二次巻線4−2の巻き始め側が高電圧になる。従って、第一のスイッチング・トランジスタ5がオンの時にはダイオード6はオフになり、コンデンサ7はそれまでに充電された電荷を負荷側に放電する。
【0026】
次に、第一のスイッチング・トランジスタ5がオフになっても、トランス4aは一次巻線のリアクティブ作用によって一次巻線に同じ方向の電流を流し続けようとするので、一次巻線の巻き始め側が低電圧になり、二次巻線の巻き始め側も低電圧になる。従って、ダイオード6がオンになることができて、コンデンサ7を充電する。
【0027】
上記の動作を繰り返して、ダイオード6とコンデンサ7はトランス4aの二次巻線に生ずる交流電圧を整流、平滑して、負荷9に電圧を供給する。
【0028】
そして、負荷9に供給される電圧を抵抗8及び抵抗8aによってなる分圧器によって検出し、検出した電圧を第一の制御回路10に供給してPWM制御して、負荷に供給する電圧を安定化している。
【0029】
【発明が解決しようとする課題】
図7は、図6の構成の一次巻線側の各部の波形である。
【0030】
図7(イ)は、入力交流電圧である。最近は、発電機が出力する交流の周波数及び位相を正確に制御しているので、入力交流電圧の波形は正確な正弦波であると見てよい。
【0031】
図7(ロ)は、入力コンデンサ21の端子電圧で、併せて、ダイオード3乃至3cよりなる全波整流回路を抵抗性の負荷で終端した時の該全波整流回路の出力も示している。
【0032】
即ち、該全波整流回路を抵抗性の負荷で終端する時、入力交流電圧の正の半周期ではダイオード3、抵抗性の負荷、ダイオード3cを経由して電流が流れ、入力交流電圧の負の半周期ではダイオード3b、抵抗性の負荷、ダイオード3aを経由して電流が流れるので、図7(ロ)に破線で示すような全波整流電圧が生ずる。
【0033】
実際には、その全波整流電圧を入力コンデンサ21で平滑するので、入力コンデンサ21の端子電圧は図7(ロ)の実線のようになる。
【0034】
図7(ハ)は、入力コンデンサ21を流れる電流である。
【0035】
コンデンサ中を流れる電流IC は、当該コンデンサに蓄積されている電荷を時間で微分したものである。コンデンサに蓄積される電荷はコンデンサの容量値をCとし、端子電圧をVC とすれば、
IC =C(dVC /dt)
であるので、図7(ロ)に実線で示す如き電圧が入力コンデンサ21に印加されると、図7(ハ)の如く、入力コンデンサ21には全波整流波形のピーク近傍の時間に幅の狭いパルス状の電流が流れる。この電流のピークは、平均電流の3〜5倍にもなり、入力コンデンサの容量値が大きい程大きくなる。
【0036】
さて、図6の構成の電源回路の力率PFは次のように定義される。
【0037】
まず、主コンバータの電力効率をη0 とする時、負荷に供給される電力WL を電力効率η0 で除算した電力WE (=WC /η0 )を図6の構成の電源回路の有効電力と定義する。
【0038】
一方、入力交流電源の正弦波電圧の実効値と入力交流電源から供給される正弦波電流の実効値の積が図6の構成の電源回路の皮相電力Wsである。
【0039】
この時、力率PF は有効電力を皮相電力で除算した値であるから、図6の構成の電源回路の力率PF は、
PF =WE /WS
で定義される。
【0040】
上記の如く、入力コンデンサ21に常時幅が狭いパルス状の電流が流れるので、皮相電力を増加させる原因となり、結局、電源回路の力率を低下させる原因になる。
【0041】
力率が低下する分だけ電源回路の有効電力が低下する結果、負荷に供給できる電力が低下するので、それを入力側で補償するためには、交流入力電圧を高くする必要が生ずる。これは、交流入力方式の電源回路のトータルな電力効率の低下を意味する上、入力側の回路に適用すべき部品の耐圧を上昇させることにつながるので、電源回路に不利益をもたらす。
【0042】
又、入力コンデンサ21が全波整流回路に並列に接続されているために、電源回路が停止している状態でスイッチ2を投入すると、蓄積電荷がない状態の入力コンデンサ21に全波整流された電圧が急に印加されることになるので、入力交流電圧の位相とスイッチ投入のタイミングとの関係によっては、入力コンデンサ21を通って瞬間的な大電流、即ち、突入電流が流れることになる。通常、入力コンデンサの容量値は極めて大きいので、突入電流の振幅は極めて大きなものとなる。
【0043】
これは、電源投入直後に入力コンデンサ21やスイッチ2に過大なストレスを与える要因になり、電源回路自体の信頼性を低下させる主要な原因の1つになる。
【0044】
従って、突入電流防止回路22を挿入して、電源回路の入力電流が徐々に立ち上がるようにしている。
【0045】
突入電流防止回路22は、基本的には、電界効果トランジスタと、該電界効果トランジスタのゲートに接続される抵抗と、該電界効果トランジスタのゲートとソースの間に接続されるコンデンサとを備えており、該抵抗のゲートには接続されていない方の端子を図6のトランス4aの一次巻線の巻き始め側に接続し、該電界効果トランジスタのドレインを入力コンデンサ21とスイッチング・トランジスタ5の接続点に接続し、該電界効果トランジスタのソースをダイオード3a及びダイオード3cのアノードに接続して構成する。
【0046】
これによって、電源投入後徐々に該電界効果トランジスタのゲート電圧が上昇してゆき、該電界効果トランジスタのスレショルド電圧を超えて初めて該電界効果トランジスタがオンする。
【0047】
従って、電源投入後に入力コンデンサ21の端子電圧が急激に変化しても、突入電流防止回路を構成する電界効果トランジスタがオフしている間は突入電流が入力コンデンサ21を流れることができない。そして、該電界効果トランジスタのゲート電圧が徐々に上がるのにつれてチャネル抵抗が徐々に低下してゆくので、電源投入後の入力電流は徐々に上昇してゆく。
【0048】
尚、電界効果トランジスタの代わりにバイポーラ・トランジスタを使用し、該バイポーラ・トランジスタのベースに接続される抵抗と、該バイポーラ・トランジスタのベースとエミッタの間に接続されるコンデンサとを備えており、該抵抗のベースには接続されていない方の端子を図6のトランス4aの一次巻線の巻き始め側に接続し、該バイポーラ・トランジスタのコレクタを入力コンデンサ21とスイッチング・トランジスタ5の接続点に接続し、該バイポーラ・トランジスタのエミッタをダイオード3a及びダイオード3cのアノードに接続して突入電流防止回路を構成してもよい。
【0049】
上記の理由で、図6の構成では、突入電流を抑圧するために電界効果トランジスタ、抵抗及びコンデンサを実装しなければならない。ところで、一般にトランス4aの一次側は高圧なので、突入電流防止回路に適用する電界効果トランジスタ、コンデンサ及び抵抗には高耐圧のものを適用する必要があり、図6の電源回路の外形を大きくする原因になる。
【0050】
このように、図6の構成は、入力コンデンサ21が全波整流回路に並列に接続されているために、幅の狭いパルス状の電流が流れて電源回路の力率を低下させる上に突入電流の原因になっている。かかる好ましくない事項の原因となっている入力コンデンサを除去したいが、入力コンデンサ21を除去するだけでは、安定な電源回路を構成することができない。
【0051】
図8は、図6の構成から入力コンデンサ21を除去した構成である。
【0052】
図8の構成は、図6の構成から入力コンデンサ21を除去しただけの回路であるから、構成の説明は省略する。
【0053】
図9は、図8の構成の一次巻線側の各部の波形である。
【0054】
図9(イ)は、入力交流電圧である。最近は、発電機が出力する交流の周波数及び位相を正確に制御しているので、入力交流電圧の波形は正確な正弦波であると見てよい。
【0055】
図9(ロ)は、全波整流回路の出力の包絡線である。入力交流電圧の正の半周期では図8のダイオード3、トランス4aの一次巻線、ダイオード3cを経由して電流が流れ、入力交流電圧の負の半周期ではダイオード3b、トランス4aの一次巻線、ダイオード3aを経由して電流が流れるので、ダイオード3bのカソードとダイオード3cのアノードの間の電圧は、入力交流電圧の正の半周期にも負の半周期にも同一の極性の電圧となり、全波整流波形になる。尚、上に「全波整流回路の出力の包絡線」と記載したのは、全波整流された電圧が第一のスイッチング・トランジスタ5によって100kHz前後の周波数でスイッチングされているので、実際の波形は正弦波をオン、オフした波形になっていることを表わしている。
【0056】
図9(ハ)は、トランスの一次巻線の電流の包絡線である。トランス4aの二次側の電圧は基本的には一定であるので、二次側の電圧より全波整流した電圧が低い場合にはトランス4aの一次巻線4−1には電流が流れない。
【0057】
又、全波整流した電圧の振幅が十分大きくて一次巻線4−1に電流が流れている間は、負荷に一定の電力を供給しているので、一次巻線に注入される電力も一定となる。つまり、一次巻線を流れる電流の包絡線の振幅は全波整流波形の正弦波の振幅に逆比例することになり、図9(ハ)のようになる。
【0058】
即ち、図6の構成においては、全波整流回路に並列に接続されるコンデンサが除去されているので、図7(ハ)に示した幅が狭いパルス状の電流が流れることはない。
【0059】
又、全波整流回路に並列に接続されるコンデンサが除去されているので、電源投入直後に突入電流が生ずることがない。
【0060】
しかし、図8の構成では、入力交流電圧の振幅が小さい時に負荷に供給する電力が変動するという問題が生ずる。
【0061】
図10は、図8の構成が負荷に供給する電圧の変化を説明する図である。
【0062】
図10(イ)は、入力交流電圧で、一部に瞬断が発生することも想定して図示している。
【0063】
図10(ロ)は、図10(イ)の入力交流電圧を全波整流した電圧の包絡線である。瞬断が発生している時間を除いては、図9(ロ)と同じ波形になる。トランス4aの二次側の電圧は基本的には一定であるので、二次側の電圧より全波整流した電圧が低い場合にはトランス4aの一次巻線4−1には電流が流れない。
【0064】
このため、トランス4aの二次巻線4−2側に対するエネルギーの供給が一時的に途絶え、図10(ハ)の如く、瞬断時も含めて全波整流電圧が二次側の電圧より低い時間には、負荷に供給される電圧は低下する。
【0065】
つまり、図6の構成から入力コンデンサ21を除去しただけでは、負荷に一定の電力を供給することができない。
【0066】
その上、負荷に供給される電圧が図10(ハ)の如く変化すると、高周波雑音が重畳した直流電圧が負荷に供給されることになり、電力の供給を受ける電子装置の主機能回路において電源線から漏れ込む雑音によって、アナログ回路の部分では信号帯雑音比が低下する原因になり、デジタル回路の部分では符号誤りの原因になる。
【0067】
本発明は、かかる問題に鑑み、交流電圧を受電して整流した電圧をスイッチング・トランジスタによって交流変換し、電力変換用トランスの二次側に生じた交流電圧を主コンバータによって整流、平滑した直流電圧を負荷に供給する電源回路において、突入電流防止回路を必要とせず、入力皮相電力に対する電源回路の有効電力の比である力率を改善することができ、且つ、入力交流電圧の振幅が小さくなる時間にも安定な電圧を負荷に供給することができる電源回路を提供することを目的とする。
【0068】
【課題を解決するための手段】
本発明の原理は、全波整流した電圧を入力コンデンサで平滑せずに直接スイッチングして交流電圧に変換し、電力変換用トランスの二次側に生ずる交流電圧を主コンバータによって整流、平滑すると共に、三次巻線に生ずる交流を整流、平滑し、入力交流電圧の振幅が小さい時間に低下する主コンバータからの電力供給を補う補助コンバータを備える技術である。
【0069】
本発明の原理によれば、入力コンデンサを全波整流回路に並列に接続しないので、いかなる場合にも突入電流を避けることができ、高耐圧部品を必要とする突入電流防止回路を挿入する必要性がなくなるので、電源回路の小型化が可能になる。
【0070】
又、該入力コンデンサを除去しているので、全波整流電圧の特定の位相で幅の狭いパルス状の電流が流れることがなくなり、電源回路の力率を改善することができ、ひいては、電源回路トータルの電力効率を改善することが可能になる。
【0071】
更に、入力交流電圧の振幅が小さくなる時間には、主コンバータから負荷に供給される電圧が低下する分を補助コンバータから供給するので、電源回路の出力電圧を安定化することができると共に、電力の供給を受ける電子装置の主機能回路における性能の低下を防止することができる。
【0072】
【発明の実施の形態】
図1は、本発明の第一の実施の形態である。
【0073】
図1において、1は入力交流電圧源で、限定する必要性はないが、商用交流電圧源が主体である。
【0074】
2は、電源の起動、停止を行なうスイッチである。
【0075】
3、3a、3b及び3cは入力交流電圧を全波整流するダイオード・ブリッジを構成するダイオードである。
【0076】
4は電力変換用トランスで、この場合、一次巻線4−1、二次巻線4−2の他に三次巻線4−3を備えている。
【0077】
5は、全波整流された電圧をスイッチングして交流に変換する第一のスイッチング・トランジスタである。
【0078】
6は電力変換用トランス4の二次側巻線4−2に生じた交流を整流するダイオード、
7は整流波形を平滑化するコンデンサである。
【0079】
8及び8aは抵抗で、出力電圧を検出するための分圧器を構成する。
【0080】
9は負荷である。
【0081】
10は抵抗8及び抵抗8aによってなる分圧器の出力を受けて、負荷9に供給される電圧を一定に保つために第一のスイッチング・トランジスタ5のオン、オフを制御する第一の制御回路で、PWM制御による出力電圧の制御を行なっている。
【0082】
そして、トランス4、第一のスイッチング・トランジスタ5、ダイオード6、コンデンサ7、抵抗8、抵抗8a及び第一の制御回路10によってフライ・バック方式の主コンバータが構成される。
【0083】
更に、図1に示す本発明の第一の実施の形態においては、以下の構成要素によってなる回路が付加される。
【0084】
即ち、11は三次巻線4−3に生ずる交流電圧を整流するダイオードである。
【0085】
12はダイオード11によって整流された電圧を平滑するコンデンサである。
【0086】
そして、トランス4の一次巻線4−1、三次巻線4−3、ダイオード11及びコンデンサ12はフライ・バック回路を構成している。
【0087】
尚、第一のスイッチング・トランジスタ5のスイッチングに伴ってトランス4の三次巻線に生ずる電圧と、ダイオード11及びコンデンサ12による該三次巻線に生ずる電圧の整流、平滑動作は図6の構成の動作の説明において記載しているので、省略する。
【0088】
13は該フライ・バック回路が整流、平滑した電圧を源とする電流をオン、オフする第二のスイッチング・トランジスタである。
【0089】
14は第二のスイッチング・トランジスタ13がオンしている時に磁気エネルギーを蓄積するコイルである。
【0090】
15は第二のスイッチング・トランジスタ13がオンしている時に負荷側からコイル14に電流が逆流するのを阻止し、第二のスイッチング・トランジスタ13がオフしている時にコイル14に蓄積された磁気エネルギーを負荷側に供給可能にするダイオードである。
【0091】
16及び16aは負荷に供給されている電圧を検出する分圧回路を構成する抵抗である。
【0092】
17は負荷に供給される電圧を平滑するコンデンサである。
【0093】
18は三次巻線の端子電圧を監視して、、即ち、全波整流された電圧を監視する電圧監視回路、
19は電圧監視回路18の出力を反転入力端子に受け、抵抗16及び抵抗16aによってなる分圧回路の出力を非反転入力端子に受け、全波整流電圧が所定の値以下の時に論理レベル「1」を出力し、所定以上の電圧である時に論理レベル「0」を出力するコンパレータ、
20はコンパレータ19の出力によって動作可能又は動作不可能に制御され、抵抗16及び抵抗16aによってなる分圧器の出力によってPWM制御をする第二の制御回路である。
【0094】
そして、第二のスイッチング・トランジスタ13、コイル14、ダイオード15、コンデンサ17、抵抗16及び抵抗16a、第二の制御回路20によってバック・ブースト方式の補助コンバータを構成する。
【0095】
図1の構成の、電力変換用トランス4の一次側の動作については図8の構成と全く同じなので重複する説明は省略し、ここでは、図1の構成の二次巻線側と三次巻線側の回路を中心に、全波整流した電圧が所定の値より低下した時にも負荷に一定な電力を供給できることについて説明する。
【0096】
図2は、図1の構成が負荷に一定電力を供給できることを説明する図である。
【0097】
図2(イ)は、入力交流電圧で、一部に瞬断が発生することも想定して図示している。
【0098】
図2(ロ)は、図2(イ)の入力交流電圧を全波整流した電圧で、この波形は図10(ロ)と全く同じである。トランス4の二次側の電圧は基本的には一定であるので、三次巻線側のフライ・バック回路とバック・ブースト方式の補助コンバータがない場合には、二次側の電圧より全波整流した電圧が低い場合にはトランス4の一次巻線4−1には電流が流れない。
【0099】
このため、三次巻線側のフライ・バック回路とバック・ブースト方式の補助コンバータがない場合には、トランス4の二次巻線4−2側に対するエネルギーの供給が一時的に途絶え、図2(ハ)の如く、全波整流電圧が二次側の電圧より低い時間には、負荷に供給される電圧が変化(低下)する。
【0100】
図2(ニ)は、コンパレータの出力である。コンパレータ19は、電圧監視回路18の出力を反転入力端子に受け、抵抗16及び抵抗16aによってなる分圧器の出力を非反転入力端子に受けて、全波整流した電圧が所定の電圧より低いか否かを判定して、所定の電圧より低い場合に論理レベル「1」を出力して、第二の制御回路20に供給する。
【0101】
一方、第二の制御回路20は、抵抗16及び抵抗16aよりなる分圧器の出力を受けて、スイッチング・トランジスタをオン、オフするPWMパルスを生成している。
【0102】
そこへ、コンパレータ19から論理レベル「1」が供給されると、第二の制御回路20は生成しているPWMパルスを出力してスイッチング・トランジスタ13のベースに供給して、スイッチング・トランジスタ13のオン、オフを制御する。尚、コンパレータ19から論理レベル「0」が供給されると、第二の制御回路は生成しているPWMパルスを出力することができない。
【0103】
第二の制御回路20が出力するPWMパルスによって第二のスイッチング・トランジスタ13がオンすると、コンデンサ12に蓄積された電荷を源とする電流がコイル14に流れる。これによって、コイル14に磁気エネルギーの形でエネルギーが蓄積される。尚、この時には、コイル14の端子電圧はスイッチング・トランジスタのエミッタ側で高電圧になるので、ダイオード15によってブロックされて、負荷側には電流が流れることはできない。
【0104】
この状態で、第二の制御回路20が出力するPWMパルスによって第二のスイッチング・トランジスタ13がオフすると、コイル14はリアクティブ作用によって同じ方向に電流を流し続けようとするので、コイル14の端子電圧は第二のスイッチング・トランジスタ13のエミッタ側が低電圧になり、コイル14、負荷9、ダイオード15を経由して電流が流れて負荷に電圧が供給される。
【0105】
即ち、三次巻線側のフライ・バック回路と補助コンバータからは、二次巻線側のフライ・バック回路から供給される電圧が低下する時に負荷に電圧が供給される。
【0106】
そして、第一の制御回路10は抵抗8及び抵抗8aよりなる分圧器の出力を受けてPWM制御しており、第二の制御回路20は抵抗16及び抵抗16aよりなる分圧器の出力を受けてPWM制御しているので、三次巻線側のフライ・バック回路と補助コンバータがある図1の構成の場合には負荷に供給される電圧は一定に制御される。
【0107】
従って、図1の構成は、一次側に入力コンデンサを接続していないために、幅の狭いパルス状の電流が流れず、電源回路の力率を改善することができ、又、一次側に入力コンデンサを接続していないために、突入電流を防止することができ、且つ、入力交流電圧が所定値より低下する時間にも負荷に一定の電圧を供給することができる。そして、一定の電圧を供給するということは高周波雑音を抑圧していることであるので、電力の供給を受ける電子装置の主機能回路の性能の低下を防止することにもつながる。
【0108】
尚、図1の構成では、コンデンサ17と抵抗16及び16aよりなる分圧器を補助コンバータに設けるものとして示しているが、抵抗16及び16aよりなる分圧器は抵抗8及び8aよりなる分圧器と並列に接続されており、コンデンサ17はコンデンサ7と並列に接続されているので、抵抗16及び16aとコンデンサ17を省くことができる。そして、抵抗16及び16aよにる分圧器を省く場合には、コンパレータ19及び第二の制御回路20に与える電圧は抵抗8及び8aよりなる分圧器からとればよい。そして、このことは以降に説明する他の発明の実施の形態においても同様である。
【0109】
図3は、本発明の第二の実施の形態である。
【0110】
図3において、1は入力交流電圧源で、限定する必要性はないが、商用交流電圧源が主体である。
【0111】
2は、電源の起動、停止を行なうスイッチである。
【0112】
3、3a、3b及び3cは入力交流電圧を全波整流するダイオード・ブリッジを構成するダイオードである。
【0113】
4は電力変換用トランスで、この場合、一次側巻線4−1、二次側巻線4−2の他に三次巻線4−3を備えている。
【0114】
5は、全波整流された電圧をスイッチングして交流に変換する第一のスイッチング・トランジスタである。
【0115】
6は電力変換用トランス4の二次側巻線4−2に生じた交流を整流するダイオード、
7は整流波形を平滑化するコンデンサである。
【0116】
8及び8aは抵抗で、出力電圧を検出するための分圧器を構成する。
【0117】
9は負荷である。
【0118】
10は抵抗8及び抵抗8aによってなる分圧器の出力を受けて、負荷9に供給される電圧を一定に保つために第一のスイッチング・トランジスタ5のオン、オフを制御する第一の制御回路で、PWM制御による出力電圧の制御を行なっている。
【0119】
そして、トランス4、第一のスイッチング・トランジスタ5、ダイオード6、コンデンサ7、抵抗8、抵抗8a及び第一の制御回路10によってフライ・バック方式の主コンバータが構成される。
【0120】
更に、図3に示す本発明の第二の実施の形態においては、以下の構成要素によって構成される回路が付加される。
【0121】
即ち、11は三次巻線4−3に生ずる交流電圧を整流するダイオードである。
【0122】
12はダイオード11によって整流された電圧を平滑するコンデンサである。
【0123】
そして、トランス4の一次巻線4−1、三次巻線4−3、ダイオード11及びコンデンサ12はフライ・バック回路を構成している。
【0124】
尚、第一のスイッチング・トランジスタ5のスイッチングに伴ってトランス4の三次巻線に生ずる電圧と、ダイオード11及びコンデンサ12による該三次巻線に生ずる電圧の整流、平滑動作は図6の構成の動作の説明において記載しているので、省略する。
【0125】
13は該フライ・バック回路が整流、平滑した電圧を源とする電流をオン、オフする第二のスイッチング・トランジスタである。
【0126】
14は第二のスイッチング・トランジスタ13がオンしている時に直接負荷側に電流を供給すると共に磁気エネルギーを蓄積し、第二のスイッチング・トランジスタ13がオフしている時には蓄積した磁気エネルギーを放出して負荷側に電流を供給するコイルである。
【0127】
15は第二のスイッチング・トランジスタ13がオンしている時にオフとなって第二のスイッチング・トランジス13とコイル14を経由して負荷側に電流の供給を可能にし、第二のスイッチング・トランジスタ13がオフしている時にはコイル14に蓄積した磁気エネルギーを放出して負荷側に電流を供給可能にするダイオードである。
【0128】
16及び16aは負荷に供給されている電圧を検出する分圧回路を構成する抵抗である。
【0129】
17は負荷に供給される電圧を平滑するコンデンサである。
【0130】
18は三次巻線の端子電圧を監視して、全波整流した電圧が所定の電圧以下であることを監視する電圧監視回路、
19は電圧監視回路18の出力を反転入力端子に受け、抵抗16及び抵抗16aによってなる分圧回路の出力を非反転入力端子に受け、全波整流電圧が所定の電圧以下の時に論理レベル「1」を出力し、所定以上の電圧である時に論理レベル「0」を出力するコンパレータ、
20はコンパレータ19の出力によって動作可能又は動作不可能に制御され、抵抗16及び抵抗16aによってなる分圧器の出力によってPWM制御をする第二の制御回路である。
【0131】
そして、第二のスイッチング・トランジスタ13、コイル14、ダイオード15、コンデンサ17、抵抗16及び抵抗16a、第二の制御回路20によってバック方式の補助コンバータを構成する。
【0132】
図1の構成の、電力変換用トランス4の一次側の動作については図3の構成と全く同じなので重複する説明は省略する。一方、図1の構成の二次巻線側と三次巻線側の回路と動作と図3の構成の二次巻線側と三次巻線側の回路と動作は類似しているものの、本発明の重要なポイントであるので、負荷に一定の電圧が供給できることについて簡単に説明する。
【0133】
もし、三次巻線側のフライ・バック回路とバック方式の補助コンバータがない場合には、負荷に供給される電圧は一定にはならない。
【0134】
ここで、三次巻線側にフライ・バック回路を設けているので、ダイオード11とコンデンサ12は三次巻線に生ずる交流を整流、平滑する。
【0135】
そして、第二の制御回路が出力するPWMパルスによって第二のスイッチング・トランジスタ13がオンの時には、コンデンサ12に蓄積された電荷がスイッチング・トランジスタ13、コイル14を経由して放電され、負荷に電流が供給される。
【0136】
一方、第二の制御回路が出力するPWMパルスによって第二のスイッチング・トランジスタ13がオフの時には、コイル14はリアクティブ作用によって同じ方向に電流を流し続けようとするので、コイル14と第二のスイッチング・トランジスタ13のエミッタの接続点側の電位が低電位になり、コイル14に蓄積された磁気エネルギーがコイル14、負荷9、ダイオード15を経由して放出され、負荷に電流が供給される。
【0137】
そして、上記動作は、全波整流した波形の振幅が小さい時に第二のスイッチング・トランジスタ13のベースに第二の制御回路20の出力をして行なわれ、しかも、第一の制御回路10と第二の制御回路20が負荷に供給される電圧を一定に保つように制御している。
【0138】
これによって、図6における入力コンデンサ21を除去したために全波整流電圧の振幅が小さい時に負荷に供給される電圧が低下することがなくなり、重畳される高周波雑音も小さくなる。
【0139】
その上、図6の構成のように、幅の狭いパルス状の電流が流れることがなくなるので、電源回路の力率を改善することができ、突入電流が流れることもなくなる。
【0140】
図4は、本発明の第三の実施の形態である。
【0141】
図4において、1は入力交流電圧源で、限定する必要性はないが、商用交流電圧源が主体である。
【0142】
2は、電源の起動、停止を行なうスイッチである。
【0143】
3、3a、3b及び3cは入力交流電圧を全波整流するダイオード・ブリッジを構成するダイオードである。
【0144】
4は電力変換用トランスで、この場合、一次側巻線4−1、二次側巻線4−2の他に三次巻線4−3を備えている。
【0145】
5は、全波整流された電圧をスイッチングして交流に変換する第一のスイッチング・トランジスタである。
【0146】
6は電力変換用トランス4の二次側巻線4−2に生じた交流を整流するダイオード、
7は整流波形を平滑化するコンデンサである。
【0147】
8及び8aは抵抗で、出力電圧を検出するための分圧器を構成する。
【0148】
9は負荷である。
【0149】
10は抵抗8及び抵抗8aによってなる分圧器の出力を受けて、負荷9に供給される電圧を一定に保つためにスイッチング・トランジスタ5のオン、オフを制御する第一の制御回路で、PWM制御による出力電圧の制御を行なっている。
【0150】
そして、トランス4、第一のスイッチング・トランジスタ5、ダイオード6、コンデンサ7、抵抗8、抵抗8a及び第一の制御回路10によってフライ・バック方式の主コンバータが構成される。
【0151】
更に、図3に示す本発明の第二の実施の形態においては、以下の構成要素によってなる回路が付加される。
【0152】
即ち、11は三次巻線4−3に生ずる交流電圧を整流するダイオードである。
【0153】
12はダイオード11によって整流された電圧を平滑するコンデンサである。
【0154】
そして、トランス4の一次巻線4−1、三次巻線4−3、ダイオード11及びコンデンサ12はフライ・バック回路を構成している。
【0155】
尚、第一のスイッチング・トランジスタ5のスイッチングに伴ってトランス4の三次巻線に生ずる電圧と、ダイオード11及びコンデンサ12による該三次巻線に生ずる電圧の整流、平滑動作は図6の構成の動作の説明において記載しているので、省略する。
【0156】
13はオンの時に該フライ・バック回路が整流、平滑した電圧を源とする電流を流して後述するコイル14に磁気エネルギーを蓄積させ、オフの時にコイル14に蓄積した磁気エネルギーをダイオード15を経由して放出して負荷に電流供給を可能にする第二のスイッチング・トランジスタである。
【0157】
14は第二のスイッチング・トランジスタ13がオンしている時にコンデンサ12が放出する電気エネルギーを磁気エネルギーに変換して蓄積し、第二のスイッチング・トランジスタ13がオフしている時に蓄積した磁気エネルギーを放出して負荷側に電流を供給するコイルである。
【0158】
15は第二のスイッチング・トランジスタ13がオンしている時にオフとなって負荷側からコイル14への逆流を阻止し、第二のスイッチング・トランジスタ13がオフの時にコイル14に蓄積された磁気エネルギーを放出して負荷に電流を供給するダイオードである。
【0159】
16及び16aは負荷に供給されている電圧を検出する分圧回路を構成する抵抗である。
【0160】
17は負荷に供給される電圧を平滑するコンデンサである。
【0161】
18は三次巻線の端子電圧を監視して、全波整流した電圧が所定の電圧以下であることを監視する電圧監視回路、
19は電圧監視回路18の出力を反転入力端子に受け、抵抗16及び抵抗16aによってなる分圧回路の出力を非反転入力端子に受け、全波整流電圧が所定の電圧以下の時に論理レベル「1」を出力し、所定以上の電圧の時に論理レベル「0」を出力するコンパレータ、
20はコンパレータ19の出力によって動作可能又は動作不可能に制御され、抵抗16及び抵抗16aによってなる分圧器の出力によってPWM制御をする第二の制御回路である。
【0162】
そして、第二のスイッチング・トランジスタ13、コイル14、ダイオード15、コンデンサ17、抵抗16及び抵抗16a、第二の制御回路20によってバック方式の補助コンバータを構成する。
【0163】
図1の構成の、電力変換用トランス4の一次側の動作については図8の構成と全く同じなので重複する説明は省略する。一方、図1及び図3の構成の二次巻線側と三次巻線側の回路と動作は類似しているものの、本発明の重要なポイントであるので、負荷に一定の電圧が供給されることについて簡単に説明する。
【0164】
もし、三次巻線側のフライ・バック回路とブースト方式の補助コンバータがない場合には、負荷に供給される電圧は一定にはならない。
【0165】
ここで、三次巻線側にフライ・バック回路を設けているので、ダイオード11とコンデンサ12は三次巻線に生ずる交流を整流、平滑する。
【0166】
そして、第二の制御回路が出力するPWMパルスによって第二のスイッチング・トランジスタ13がオンの時には、コンデンサ12に蓄積された電荷がコイル14、第二のスイッチング・トランジスを経由して放電され、コイル14に磁気エネルギーの形で蓄積する。
【0167】
一方、第二の制御回路が出力するPWMパルスによって第二のスイッチング・トランジスタ13がオフの時には、コイル14はリアクティブ作用によって電流を流し続けようとするので、コイル14と第二のスイッチング・トランジスタ13のコレクタの接続点側の電位が高電位になり、コイル14に蓄積された磁気エネルギーがダイオード15を経由して放出され、負荷に電流が供給される。
【0168】
そして、上記動作は、全波整流した波形の振幅が小さい時に第二のスイッチング・トランジスタ13のベースに第二の制御回路20の出力を供給して行なわれ、しかも、第一の制御回路10も負荷に供給される電圧を一定に保つように制御している。
【0169】
これによって、図6における入力コンデンサ21を除去したために全波整流電圧の振幅が小さい時に負荷に供給される電圧が低下することがなくなる。この結果、負荷に供給される直流電圧に重畳される高周波雑音も軽減され、電力の供給を受ける電子装置の主機能回路の性能低下を防止できる。
【0170】
その上、図6の構成のように、幅の狭いパルス状の電流が流れることがなくなるので、電源回路の力率を改善することができ、突入電流が流れることもなくなる。
【0171】
ところで、上においては、三次巻線側に設けられたフライ・バック回路で整流、平滑してコンデンサに蓄積した電荷を源として流す電流によって磁気エネルギーをコイルに蓄積する例を以て発明の実施の形態を説明してきた。
【0172】
しかし、磁気エネルギーを蓄積し、負荷側に放出する素子はコイルには限定されない。
【0173】
図5は、本発明の第一の実施の形態の変形である。
【0174】
図5は、図1の構成の変形ではあるが、先に説明したように省略しうる素子を省略しているために若干回路形が異なるので、重複を顧みずに構成の説明をする。
【0175】
図5において、1は入力交流電圧源で、限定する必要性はないが、商用交流電圧源が主体である。
【0176】
2は、電源の起動、停止を行なうスイッチである。
【0177】
3、3a、3b及び3cは入力交流電圧を全波整流するダイオード・ブリッジを構成するダイオードである。
【0178】
4は電力変換用トランスで、この場合、一次巻線4−1、二次巻線4−2の他に三次巻線4−3を備えている。
【0179】
5は、全波整流された電圧をスイッチングして交流に変換する第一のスイッチング・トランジスタである。
【0180】
6は電力変換用トランス4の二次側巻線4−2に生じた交流を整流するダイオード、
7は整流波形を平滑化するコンデンサである。
【0181】
8及び8aは抵抗で、出力電圧を検出するための分圧器を構成する。
【0182】
9は負荷である。
【0183】
10は抵抗8及び抵抗8aによってなる分圧器の出力を受けて、負荷9に供給される電圧を一定に保つために第一のスイッチング・トランジスタ5のオン、オフを制御する第一の制御回路で、PWM制御による出力電圧の制御を行なっている。
【0184】
そして、トランス4、第一のスイッチング・トランジスタ5、ダイオード6、コンデンサ7、抵抗8、抵抗8a及び第一の制御回路10によってフライ・バック方式の主コンバータが構成される。
【0185】
更に、図5に示す本発明の第一の実施の形態の変形においては、以下の構成要素によってなる回路が付加される。
【0186】
即ち、11は三次巻線4−3に生ずる交流電圧を整流するダイオードである。
【0187】
12はダイオード11によって整流された電圧を平滑するコンデンサである。
【0188】
そして、トランス4の一次巻線4−1、三次巻線4−3、ダイオード11及びコンデンサ12はフライ・バック回路を構成している。
【0189】
尚、第一のスイッチング・トランジスタ5のスイッチングに伴ってトランス4の三次巻線に生ずる電圧と、ダイオード11及びコンデンサ12による該三次巻線に生ずる電圧の整流、平滑動作は図6の構成の動作の説明において記載しているので、省略する。
【0190】
13は該フライ・バック回路が整流、平滑した電圧を源とする電流をオン、オフする第二のスイッチング・トランジスタである。
【0191】
23は第二のスイッチング・トランジスタ13がオンしている時に磁気エネルギーを蓄積するトランスで、一次巻線23−1と二次巻線23−2を有している。 15は第二のスイッチング・トランジスタ13がオンしている時に負荷側からトランス23の二次巻線に電流が逆流するのを阻止し、第二のスイッチング・トランジスタ13がオフしている時にトランス23に蓄積された磁気エネルギーを負荷側に供給可能にするダイオードである。
【0192】
18は三次巻線の端子電圧を監視して、、即ち、全波整流された電圧を監視する電圧監視回路、
19は電圧監視回路18の出力を反転入力端子に受け、抵抗8及び抵抗8aによってなる分圧回路の出力を非反転入力端子に受け、全波整流電圧が所定の値以下の時に論理レベル「1」を出力し、所定以上の電圧である時に論理レベル「0」を出力するコンパレータ、
20はコンパレータ19の出力によって動作可能又は動作不可能に制御され、抵抗8及び抵抗8aによってなる分圧器の出力によってPWM制御をする第二の制御回路である。
【0193】
そして、第二のスイッチング・トランジスタ13、トランス23、ダイオード15、コンデンサ7、抵抗8及び抵抗8a、第二の制御回路20によってバック・ブースト方式の補助コンバータを構成する。
【0194】
図5の構成の、電力変換用トランス4の一次側の動作については図3の構成と全く同じなので重複する説明は省略する。一方、図1の構成の二次巻線側と三次巻線側の回路と動作と図5の構成の二次巻線側と三次巻線側の回路と動作は酷似しているものの、図1の構成を図5の如く変形しても同じ動作を実現できることの説明は重要であるので、図5の構成によっても負荷に一定の電圧が供給できることについて簡単に説明する。
【0195】
もし、三次巻線側のフライ・バック回路とバック・ブースト方式の補助コンバータがない場合には、負荷に供給される電圧は一定にはならない。
【0196】
ここで、三次巻線側にフライ・バック回路を設けているので、ダイオード11とコンデンサ12は三次巻線に生ずる交流を整流、平滑する。
【0197】
そして、第二の制御回路が出力するPWMパルスによって第二のスイッチング・トランジスタ13がオンの時には、コンデンサ12に蓄積された電荷が第二のスイッチング・トランジスタ13、トランス23の一次巻線を経由して放電される。
【0198】
しかし、この時にはトランス23の二次巻線の巻き始め側が高電圧になっているので、ダイオード15にブロックされて負荷側に電流は供給されない。
【0199】
一方、第二の制御回路が出力するPWMパルスによって第二のスイッチング・トランジスタ13がオフの時には、トランス23の一次巻線23−1は誘導性のリアクティブ作用によって同じ方向に電流を流し続けようとするので、トランス23の一次巻線23−1の巻き始め側が低電圧になり、従って、トランス23の二次巻線23−2の巻き始め側も低電圧になり、トランス23に蓄積された磁気エネルギーがトランス23の二次巻線23−2、ダイオード15を経由して放出され、負荷9に電流が供給される。
【0200】
つまり、図1の構成において、補助コンバータにおいて磁気エネルギーを蓄積して放出する素子はコイルに限定されず、トランスでもよく、誘導性のリアクティブ素子でよいということになる。
【0201】
そして、上記動作は、全波整流した波形の振幅が小さい時に第二の制御回路20が出力するPWMパルスを第二のスイッチング・トランジスタ13のベースに供給して行なわれ、しかも、第一の制御回路10と第二の制御回路20が負荷に供給される電圧を一定に保つように制御している。
【0202】
これによって、図6における入力コンデンサ21を除去したために全波整流電圧の振幅が小さい時に負荷に供給される電圧が低下することがなくなり、重畳される高周波雑音も小さくなる。
【0203】
その上、図6の構成のように、幅の狭いパルス状の電流が流れることがなくなるので、電源回路の力率を改善することができ、突入電流が流れることもなくなる。
【0204】
ここでは、図1の構成に対して、補助コンバータにおいて磁気エネルギーを蓄積する素子をトランスにする変形を説明したが、図3及び図4の構成において補助コンバータにおいて磁気エネルギーを蓄積する素子をトランスにする変形も可能である。しかし、これについては説明の重複を避けるために記載を省略する。
【0205】
そして、補助コンバータにおいて磁気エネルギーを蓄積して放出する素子としてトランスを適用すると、該トランスの巻き数比によって該補助コンバータの出力電圧を柔軟に決めることができる。このことは、電源回路の出力電圧を柔軟に決めることができることも意味し、トランスを適用する利点となる。
【0206】
さて、上記説明においては一貫して、第一のスイッチング・トランジスタ及び第二のスイッチング・トランジスタがバイポーラ・トランジスタである場合について説明してきたが、両者が電界効果トランジスタであってもよく、又、一方がバイポーラ・トランジスタでもう一方が電界効果トランジスタであってもよい。
【0207】
そして、電界効果トランジスタを適用する場合には、ゲートをバイポーラ・トランジスタのベースに対応させ、ドレインをバイポーラ・トランジスタのコレクタに対応させ、ソースをバイポーラ・トランジスタのエミッタに対応させて、配線設計をすればよい。尚、電界効果トランジスタは、耐圧はバイポーラ・トランジスタより優れており、オンの時の損失についてはバイポーラ・トランジスタに匹敵するようになっているので、最近は電界効果トランジスタを適用するケースが増えている。
【0208】
【発明の効果】
以上詳述した如く、本発明によれば、商用交流電圧を受電して全波整流した電圧を第一のスイッチング・トランジスタによって交流変換し、電力変換用トランスの二次側に生じた交流電圧を主コンバータによって整流、平滑した直流電圧を負荷に供給する電源回路において、入力コンデンサを全波整流回路に並列に接続しないので、突入電流を避けることができ、突入電流防止回路を挿入する必要性がなくなるために電源回路の小型化が可能になる。
【0209】
又、該入力コンデンサを除去しているので、全波整流電圧の特定の位相で幅の狭いパルス状の電流が流れることがなくなり、電源回路の力率を改善することができる。
【0210】
更に、入力交流電圧の振幅が小さくなる時間と瞬断が生じている時に主コンバータから負荷に供給される電圧が低下する分を補助コンバータから供給することができるので、負荷に供給される電圧を一定に保つことができる。これは、電源回路の出力雑音の低下をも意味する。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明の第一の実施の形態。
【図2】 負荷に一定電圧を供給できることを説明する図。
【図3】 本発明の第二の実施の形態。
【図4】 本発明の第三の実施の形態。
【図5】 本発明の第一の実施の形態の変形。
【図6】 従来の交流入力でスイッチング・レギュレータ方式の電源回路。
【図7】 図6の構成の一次巻線側の各部の波形。
【図8】 図6の構成から入力コンデンサを除去した構成。
【図9】 図8の構成の一次巻線側の各部の波形。
【図10】 図8の構成が負荷に供給する電圧の変化を説明する図。
【符号の説明】
1 入力交流電圧源
2 スイッチ
3 ダイオード
3a ダイオード
3b ダイオード
3c ダイオード
4 トランス
4−1 一次巻線
4−2 二次巻線
4−3 三次巻線
5 第一のスイッチング・トランジスタ
6 ダイオード
7 コンデンサ
8 抵抗
8a 抵抗
9 負荷
10 第一の制御回路
11 ダイオード
12 コンデンサ
13 第二のスイッチング・トランジスタ
14 コイル
15 ダイオード
16 抵抗
16a 抵抗
17 コンデンサ
18 電圧監視回路
19 コンパレータ
20 第二の制御回路
21 入力コンデンサ
22 突入電流防止回路
23 トランス
23−1 一次巻線
23−2 二次巻線
Claims (4)
- 交流電圧を受電して全波整流した電圧を、第一の制御回路によってオン、オフ制御される第一のスイッチング・トランジスタによって交流変換し、電力変換用トランスの二次巻線に生ずる交流電圧を主コンバータによって整流、平滑した直流電圧を負荷に供給する電源回路において、
前記電力変換用トランスの一次巻線側の全波整流回路には入力コンデンサを並列に接続せず、
前記電力変換用トランスの三次巻線に生ずる交流電圧を整流、平滑した電圧を源とする電流によって磁気エネルギーをコイルに蓄積し、前記三次巻線の端子電圧が所定の値より低い時に、蓄積した磁気エネルギーを源とする電流を負荷に供給する補助コンバータを備える
ことを特徴とする電源回路。 - 請求項1に記載の電源回路であって、
上記補助コンバータは、
出力線に直列に配置された、出力電圧を一定に制御する第二の制御回路によってオン、オフ制御される第二のスイッチング・トランジスタがオンの間に三次巻線に生ずる交流電圧を整流、平滑した電圧を源とする電流によって、誘導性のリアクティブ素子に磁気エネルギーを蓄積し、
該第二のスイッチング・トランジスタがオフの間に該誘導性のリアクティブ素子に蓄積した磁気エネルギーを源とする電流を負荷に供給するバック・ブースト方式の補助コンバータである
ことを特徴とする電源回路。 - 請求項1に記載の電源回路であって、
上記補助コンバータは、
出力線に直列に配置された、出力電圧を一定に制御する第二の制御回路によってオン、オフ制御される第二のスイッチング・トランジスタがオンの間に三次巻線に生ずる交流電圧を整流、平滑した電圧を源とする電流によって、誘導性のリアクティブ素子に磁気エネルギーを蓄積すると共に、負荷に電流を供給し、
該第二のスイッチング・トランジスタがオフの間に該誘導性のリアクティブ素子に蓄積した磁気エネルギーを源とする電流を負荷に供給するバック方式の補助コンバータであることを特徴とする電源回路。 - 請求項1に記載の電源回路であって、
上記補助コンバータは、
出力線に並列に配置された、出力電圧を一定に制御する第二の制御回路によってオン、オフ制御される第二のスイッチング・トランジスタがオンの間に三次巻線に生ずる交流電圧を整流、平滑した電圧を源とする電流によって、誘導性のリアクティブ素子に磁気エネルギーを蓄積し、
該第二のスイッチング・トランジスタがオフの間に該誘導性のリアクティブ素子に蓄積した磁気エネルギーを源とする電流を負荷に供給するブースト方式の補助コンバータであることを特徴とする電源回路。
Priority Applications (1)
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